KR102367890B1

KR102367890B1 - 무선 통신 시스템에서 동기 신호 전송 방법

Info

Publication number: KR102367890B1
Application number: KR1020177007615A
Authority: KR
Inventors: 서인권; 서한별; 김영태
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2014-09-25
Filing date: 2015-09-25
Publication date: 2022-02-25
Also published as: US20200037270A1; US20170303216A1; CN106717080B; EP3200517B1; EP3200517A4; EP3200517A1; US11076368B2; WO2016048097A1; US10455528B2; CN106717080A; KR20170060011A

Abstract

본 발명의 일 실시예는, 무선통신시스템에서 동기 신호를 전송하는 방법에 있어서, 동기 신호를 전송하는 단말이 커버리지 바깥 단말인지 여부에 따라 결정되는 셀 ID에 기초해 동기 신호를 생성하는 단계; 및 상기 동기 신호를 전송하는 단계를 포함하는, 동기 신호 전송 방법이다.

Description

무선 통신 시스템에서 동기 신호 전송 방법

이하의 설명은 무선 통신 시스템에 대한 것으로, 보다 상세하게는 D2D 통신에서 동기 신호 생성 및 전송 방법 및 장치에 대한 것이다.

무선 통신 시스템이 음성이나 데이터 등과 같은 다양한 종류의 통신 서비스를 제공하기 위해 광범위하게 전개되고 있다. 일반적으로 무선 통신 시스템은 가용한 시스템 자원(대역폭, 전송 파워 등)을 공유하여 다중 사용자와의 통신을 지원할 수 있는 다중 접속(multiple access) 시스템이다. 다중 접속 시스템의 예들로는 CDMA(code division multiple access) 시스템, FDMA(frequency division multiple access) 시스템, TDMA(time division multiple access) 시스템, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 시스템, SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access) 시스템, MC-FDMA(multi carrier frequency division multiple access) 시스템 등이 있다.

장치 대 장치(Device-to-Device; D2D) 통신이란 단말(User Equipment; 단말)들 간에 직접적인 링크를 설정하여, 기지국(evolved NodeB; eNB)을 거치지 않고 단말 간에 음성, 데이터 등을 직접 주고 받는 통신 방식을 말한다. D2D 통신은 단말-대-단말(단말-to-단말) 통신, 피어-대-피어(Peer-to-Peer) 통신 등의 방식을 포함할 수 있다. 또한, D2D 통신 방식은 M2M(Machine-to-Machine) 통신, MTC(Machine Type Communication) 등에 응용될 수 있다.

D2D 통신은 급속도로 증가하는 데이터 트래픽에 따른 기지국의 부담을 해결할 수 있는 하나의 방안으로서 고려되고 있다. 예를 들어, D2D 통신에 의하면 기존의 무선 통신 시스템과 달리 기지국을 거치지 않고 장치 간에 데이터를 주고 받기 때문에 네트워크의 과부하를 줄일 수 있게 된다. 또한, D2D 통신을 도입함으로써, 기지국의 절차 감소, D2D에 참여하는 장치들의 소비 전력 감소, 데이터 전송 속도 증가, 네트워크의 수용 능력 증가, 부하 분산, 셀 커버리지 확대 등의 효과를 기대할 수 있다.

본 발명에서는 D2D 동기 신호의 생성/전송에 있어서 물리계층 ID의 설정, 전력 매스크 등에 관련된 사항들을 기술적 과제로 한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 일 실시예는, 무선통신시스템에서 동기신호를 전송하는 단말 장치에 있어서, 전송 모듈; 및 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 동기 신호를 전송하는 단말이 커버리지 바깥 단말인지 여부에 따라 결정되는 셀 ID에 기초해 동기 신호를 생성하고, 상기 동기 신호를 전송하는, 단말 장치이다.

상기 단말이 커버리지 안 단말인 경우 상기 셀 ID가 미리 설정된 값보다 작은 값이며, 상기 단말이 커버리지 바깔 단말인 경우 상기 셀 ID는 상기 미리 설정된 값보다 큰 값일 수 있다.

상기 동기 신호는 PSSS(Primary sidelink synchronization signal) 및 SSSS(Secondary sidelink synchronization signal) 포함할 수 있다.

상기 동기신호가 PSBCH(Physical Sidelink Broadcast Channel)와 동일한 서브프레임에서 전송되는 경우, 과도 구간은 상기 SSSS의 전송 영역에 포함될 수 있다.

상기 PSBCH와 상기 SSSS의 전송 전력은 상이한 값을 가질 수 있다.

상기 동기신호가 PSBCH(Physical Sidelink Broadcast Channel)와 동일한 서브프레임에서 전송되는 경우, 과도 구간은 상기 PSBCH를 위한 참조신호 영역에 포함될 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 의하면, 동기 신호를 수신한 단말은 그 동기 신호를 전송한 동기 소스가 커버리지 안에 존재하는 것인지, 아니면 커버리지 밖에 존재하는 것인지를 알 수 있다. 이로 인해, 단말이 블라인드 디코딩을 효율적으로 수행할 수 있다. 즉, 단말이 동기 신호를 전송한 동기 소스가 커버리지 안 단말인지 커버리지 밖 단말인지 알 수 있고, 따라서 단말은 커버리지 안 단말이 전송하는 동기 신호를 우선적으로 블라인드 디코딩할 수 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 명세서에 첨부되는 도면은 본 발명에 대한 이해를 제공하기 위한 것으로서 본 발명의 다양한 실시형태들을 나타내고 명세서의 기재와 함께 본 발명의 원리를 설명하기 위한 것이다.
도 1은 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드(resource grid)를 나타내는 도면이다.
도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다.
도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.
도 6은 D2D 통신을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시예에 관련된 PAPR 문제를 설명하기 위한 도면이다.
도 8은 본 발명의 실시예에 관련된 서브프레임 인덱스 등과 PAPR 관계에 따른 실험 결과이다.
도 9는 본 발명의 실시예에 관련된 전력 매스크를 설명하기 위한 도면이다.
도 10은 송수신 장치의 구성을 도시한 도면이다.

이하의 실시예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들을 소정 형태로 결합한 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려될 수 있다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시예를 구성할 수도 있다. 본 발명의 실시예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다.

본 명세서에서 본 발명의 실시예들을 기지국과 단말 간의 데이터 송신 및 수신의 관계를 중심으로 설명한다. 여기서, 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal 노드)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper 노드)에 의해 수행될 수도 있다.

즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network 노드s)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNode B(eNB), 액세스 포인트(AP: Access Point) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 중계기는 Relay Node(RN), Relay Station(RS) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 단말(User Equipment), MS(Mobile Station), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station) 등의 용어로 대체될 수 있다. 이하에서 기술되는 셀의 명칭은 기지국(base station, eNB), 섹트(sector), 리모트라디오헤드(remote radio head, RRH), 릴레이(relay)등의 송수신 포인트에 적용되며, 또한 특정 송수신 포인트에서 구성 반송파(component carrier)를 구분하기 위한 포괄적인 용어로 사용되는 것일 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다. 또한, 본 명세서 전체에서 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 도면 부호를 사용하여 설명한다.

본 발명의 실시예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802 시스템, 3GPP 시스템, 3GPP LTE 및 LTE-A(LTE-Advanced)시스템 및 3GPP2 시스템 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access), SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 사용될 수 있다. CDMA는 UTRA(Universal Terrestrial Radio Access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(Global System for Mobile communications)/GPRS(General Packet Radio Service)/EDGE(Enhanced Data Rates for GSM Evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(Evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(Universal Mobile Telecommunications System)의 일부이다. 3GPP(3rd Generation Partnership Project) LTE(long term evolution)는 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(Evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(Advanced)는 3GPP LTE의 진화이다. WiMAX는 IEEE 802.16e 규격(WirelessMAN-OFDMA Reference System) 및 발전된 IEEE 802.16m 규격(WirelessMAN-OFDMA Advanced system)에 의하여 설명될 수 있다. 명확성을 위하여 이하에서는 3GPP LTE 및 3GPP LTE-A 시스템을 위주로 설명하지만 본 발명의 기술적 사상이 이에 제한되는 것은 아니다.

LTE/LTE-A 자원 구조/채널

도 1을 참조하여 무선 프레임의 구조에 대하여 설명한다.

셀룰라 OFDM 무선 패킷 통신 시스템에서, 상/하향링크 데이터 패킷 전송은 서브프레임 (subframe) 단위로 이루어지며, 한 서브프레임은 다수의 OFDM 심볼을 포함하는 일정 시간 구간으로 정의된다. 3GPP LTE 표준에서는 FDD(Frequency Division Duplex)에 적용 가능한 타입 1 무선 프레임(radio frame) 구조와 TDD(Time Division Duplex)에 적용 가능한 타입 2의 무선 프레임 구조를 지원한다.

도 1(a)는 타입 1 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하향링크 무선 프레임(radio frame)은 10개의 서브프레임(subframe)으로 구성되고, 하나의 서브프레임은 시간 영역(time domain)에서 2개의 슬롯(slot)으로 구성된다. 하나의 서브프레임이 전송되는 데 걸리는 시간을 TTI(transmission time interval)이라 하고, 예를 들어 하나의 서브프레임의 길이는 1ms이고, 하나의 슬롯의 길이는 0.5ms 일 수 있다. 하나의 슬롯은 시간 영역에서 복수의 OFDM 심볼을 포함하고, 주파수 영역에서 다수의 자원블록(Resource Block; RB)을 포함한다. 3GPP LTE/LTE-A 시스템에서는 하향링크에서 OFDMA 를 사용하므로, OFDM 심볼이 하나의 심볼 구간을 나타낸다. OFDM 심볼은 또한 SC-FDMA 심볼 또는 심볼 구간으로 칭하여질 수도 있다. 자원 블록(Resource Block; RB)은 자원 할당 단위이고, 하나의 블록에서 복수개의 연속적인 부반송파(subcarrier)를 포함할 수 있다.

하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 CP(Cyclic Prefix)의 구성(configuration)에 따라 달라질 수 있다. CP에는 확장된 CP(extended CP)와 일반 CP(normal CP)가 있다. 예를 들어, OFDM 심볼이 일반 CP에 의해 구성된 경우, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 7개일 수 있다. OFDM 심볼이 확장된 CP에 의해 구성된 경우, 한 OFDM 심볼의 길이가 늘어나므로, 한 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 일반 CP인 경우보다 적다. 확장된 CP의 경우에, 예를 들어, 하나의 슬롯에 포함되는 OFDM 심볼의 수는 6개일 수 있다. 단말이 빠른 속도로 이동하는 등의 경우와 같이 채널상태가 불안정한 경우, 심볼간 간섭을 더욱 줄이기 위해 확장된 CP가 사용될 수 있다.

일반 CP가 사용되는 경우 하나의 슬롯은 7개의 OFDM 심볼을 포함하므로, 하나의 서브프레임은 14개의 OFDM 심볼을 포함한다. 이때, 각 서브프레임의 처음 2개 또는 3개의 OFDM 심볼은 PDCCH(physical downlink control channel)에 할당되고, 나머지 OFDM 심볼은 PDSCH(physical downlink shared channel)에 할당될 수 있다.

도 1(b)는 타입 2 무선 프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 타입 2 무선 프레임은 2개의 해프 프레임 (half frame)으로 구성되며, 각 해프 프레임은 5개의 서브프레임과 DwPTS (Downlink Pilot Time Slot), 보호구간(Guard Period; GP), UpPTS (Uplink Pilot Time Slot)로 구성되며, 이 중 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다. DwPTS는 단말에서의 초기 셀 탐색, 동기화 또는 채널 추정에 사용된다. UpPTS는 기지국에서의 채널 추정과 단말의 상향 전송 동기를 맞추는 데 사용된다. 보호구간은 상향링크와 하향링크 사이에 하향링크 신호의 다중경로 지연으로 인해 상향링크에서 생기는 간섭을 제거하기 위한 구간이다. 한편, 무선 프레임의 타입에 관계 없이 1개의 서브프레임은 2개의 슬롯으로 구성된다.

무선 프레임의 구조는 예시에 불과하고, 무선 프레임에 포함되는 서브프레임의 수 또는 서브프레임에 포함되는 슬롯의 수, 슬롯에 포함되는 심볼의 수는 다양하게 변경될 수 있다.

도 2는 하향링크 슬롯에서의 자원 그리드(resource grid)를 나타내는 도면이다. 하나의 하향링크 슬롯은 시간 영역에서 7 개의 OFDM 심볼을 포함하고, 하나의 자원블록(RB)은 주파수 영역에서 12 개의 부반송파를 포함하는 것으로 도시되어 있지만, 본 발명이 이에 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 일반 CP(Cyclic Prefix)의 경우에는 하나의 슬롯이 7 OFDM 심볼을 포함하지만, 확장된 CP(extended-CP)의 경우에는 하나의 슬롯이 6 OFDM 심볼을 포함할 수 있다. 자원 그리드 상의 각각의 요소는 자원 요소(resource element)라 한다. 하나의 자원블록은 12×7 자원 요소를 포함한다. 하향링크 슬롯에 포함되는 자원블록들의 개수(NDL)는 하향링크 전송 대역폭에 따른다. 상향링크 슬롯의 구조는 하향링크 슬롯의 구조와 동일할 수 있다.

도 3은 하향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 하나의 서브프레임 내에서 첫 번째 슬롯의 앞 부분의 최대 3 개의 OFDM 심볼은 제어 채널이 할당되는 제어 영역에 해당한다. 나머지 OFDM 심볼들은 물리하향링크공유채널(Physical Downlink Shared Channel; PDSCH)이 할당되는 데이터 영역에 해당한다. 3GPP LTE/LTE-A 시스템에서 사용되는 하향링크 제어 채널들에는, 예를 들어, 물리제어포맷지시자채널(Physical Control Format Indicator Channel; PCFICH), 물리하향링크제어채널(Physical Downlink Control Channel; PDCCH), 물리HARQ지시자채널(Physical Hybrid automatic repeat request Indicator Channel; PHICH) 등이 있다. PCFICH는 서브프레임의 첫 번째 OFDM 심볼에서 전송되고 서브프레임 내의 제어 채널 전송에 사용되는 OFDM 심볼의 개수에 대한 정보를 포함한다. PHICH는 상향링크 전송의 응답으로서 HARQ ACK/NACK 신호를 포함한다. PDCCH를 통하여 전송되는 제어 정보를 하향링크제어정보(Downlink Control Information; DCI)라 한다. DCI는 상향링크 또는 하향링크 스케듈링 정보를 포함하거나 임의의 단말 그룹에 대한 상향링크 전송 전력 제어 명령을 포함한다. PDCCH는 하향링크공유채널(DL-SCH)의 자원 할당 및 전송 포맷, 상향링크공유채널(UL-SCH)의 자원 할당 정보, 페이징채널(PCH)의 페이징 정보, DL-SCH 상의 시스템 정보, PDSCH 상으로 전송되는 임의접속응답(Random Access Response)과 같은 상위계층 제어 메시지의 자원 할당, 임의의 단말 그룹 내의 개별 단말에 대한 전송 전력 제어 명령의 세트, 전송 전력 제어 정보, VoIP(Voice over IP)의 활성화 등을 포함할 수 있다. 복수의 PDCCH가 제어 영역 내에서 전송될 수 있다. 단말은 복수의 PDCCH를 모니터링할 수 있다. PDCCH는 하나 이상의 연속하는 제어채널요소(Control Channel Element; CCE)의 조합(aggregation)으로 전송된다. CCE는 무선 채널의 상태에 기초한 코딩 레이트로 PDCCH를 제공하기 위해 사용되는 논리 할당 단위이다. CCE는 복수개의 자원 요소 그룹에 대응한다. PDCCH의 포맷과 이용 가능한 비트 수는 CCE의 개수와 CCE에 의해 제공되는 코딩 레이트 간의 상관관계에 따라서 결정된다. 기지국은 단말에게 전송되는 DCI에 따라서 PDCCH 포맷을 결정하고, 제어 정보에 순환잉여검사(Cyclic Redundancy Check; CRC)를 부가한다. CRC는 PDCCH의 소유자 또는 용도에 따라 무선 네트워크 임시 식별자(Radio Network Temporary Identifier; RNTI)라 하는 식별자로 마스킹된다. PDCCH가 특정 단말에 대한 것이면, 단말의 cell-RNTI(C-RNTI) 식별자가 CRC에 마스킹될 수 있다. 또는, PDCCH가 페이징 메시지에 대한 것이면, 페이징 지시자 식별자(Paging Indicator Identifier; P-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. PDCCH가 시스템 정보(보다 구체적으로, 시스템 정보 블록(SIB))에 대한 것이면, 시스템 정보 식별자 및 시스템 정보 RNTI(SI-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다. 단말의 임의 접속 프리앰블의 전송에 대한 응답인 임의접속응답을 나타내기 위해, 임의접속-RNTI(RA-RNTI)가 CRC에 마스킹될 수 있다.

도 4는 상향링크 서브프레임의 구조를 나타내는 도면이다. 상향링크 서브프레임은 주파수 영역에서 제어 영역과 데이터 영역으로 분할될 수 있다. 제어 영역에는 상향링크 제어 정보를 포함하는 물리상향링크제어채널(Physical Uplink Control Channel; PUCCH)이 할당된다. 데이터 영역에는 사용자 데이터를 포함하는 물리상향링크공유채널(Physical Uplink Shared Channel; PUSCH)이 할당된다. 단일 반송파 특성을 유지하기 위해서, 하나의 단말은 PUCCH와 PUSCH를 동시에 전송하지 않는다. 하나의 단말에 대한 PUCCH는 서브프레임에서 자원블록 쌍(RB pair)에 할당된다. 자원블록 쌍에 속하는 자원블록들은 2 슬롯에 대하여 상이한 부반송파를 차지한다. 이를 PUCCH에 할당되는 자원블록 쌍이 슬롯 경계에서 주파수-호핑(frequency-hopped)된다고 한다.

참조 신호 (Reference Signal; RS)

무선 통신 시스템에서 패킷을 전송할 때, 전송되는 패킷은 무선 채널을 통해서 전송되기 때문에 전송과정에서 신호의 왜곡이 발생할 수 있다. 왜곡된 신호를 수신측에서 올바로 수신하기 위해서는 채널 정보를 이용하여 수신 신호에서 왜곡을 보정하여야 한다. 채널 정보를 알아내기 위해서, 송신측과 수신측에서 모두 알고 있는 신호를 전송하여, 상기 신호가 채널을 통해 수신될 때의 왜곡 정도를 가지고 채널 정보를 알아내는 방법을 주로 사용한다. 상기 신호를 파일럿 신호(Pilot Signal) 또는 참조신호(Reference Signal)라고 한다.

다중안테나를 사용하여 데이터를 송수신하는 경우에는 각 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 채널 상황을 알아야 올바른 신호를 수신할 수 있다. 따라서, 각 송신 안테나 별로, 좀더 자세하게는 안테나 포트(port)별로 별도의 참조신호가 존재하여야 한다.

참조신호는 상향링크 참조신호와 하향링크 참조신호로 구분될 수 있다. 현재 LTE 시스템에는 상향링크 참조신호로써,

i) PUSCH 및 PUCCH를 통해 전송된 정보의 코히런트(coherent)한 복조를 위한 채널 추정을 위한 복조 참조신호(DeModulation-Reference Signal, DM-RS)

ii) 기지국이, 네트워크가 다른 주파수에서의 상향링크 채널 품질을 측정하기 위한 사운딩 참조신호(Sounding Reference Signal, SRS)가 있다.

한편, 하향링크 참조신호에는,

i) 셀 내의 모든 단말이 공유하는 셀-특정 참조신호(Cell-specific Reference Signal, CRS)

ii) 특정 단말만을 위한 단말-특정 참조신호(UE-specific Reference Signal)

iii) PDSCH가 전송되는 경우 코히런트한 복조를 위해 전송되는 (DeModulation-Reference Signal, DM-RS)

iv) 하향링크 DMRS가 전송되는 경우 채널 상태 정보(Channel State Information; CSI)를 전달하기 위한 채널상태정보 참조신호(Channel State Information- Reference Signal, CSI-RS)

v) MBSFN(Multimedia Broadcast Single Frequency Network) 모드로 전송되는 신호에 대한 코히런트한 복조를 위해 전송되는 MBSFN 참조신호(MBSFN Reference Signal)

vi) 단말의 지리적 위치 정보를 추정하는데 사용되는 위치 참조신호(Positioning Reference Signal)가 있다.

참조신호는 그 목적에 따라 크게 두 가지로 구분될 수 있다. 채널 정보 획득을 위한 목적의 참조신호와 데이터 복조를 위해 사용되는 참조신호가 있다. 전자는 UE가 하향 링크로의 채널 정보를 획득하는데 그 목적이 있으므로 광대역으로 전송되어야 하고, 특정 서브 프레임에서 하향 링크 데이터를 수신하지 않는 단말이라도 그 참조신호를 수신하여야 한다. 또한 이는 핸드오버 등의 상황에서도 사용된다. 후자는 기지국이 하향링크를 보낼 때 해당 리소스에 함께 보내는 참조신호로서, 단말은 해당 참조신호를 수신함으로써 채널 측정을 하여 데이터를 복조할 수 있게 된다. 이 참조신호는 데이터가 전송되는 영역에 전송되어야 한다.

도 5는 다중안테나를 갖는 무선 통신 시스템의 구성도이다.

도 5(a)에 도시된 바와 같이 송신 안테나의 수를 NT 개로, 수신 안테나의 수를 NR 개로 늘리면, 송신기나 수신기에서만 다수의 안테나를 사용하게 되는 경우와 달리 안테나 수에 비례하여 이론적인 채널 전송 용량이 증가한다. 따라서, 전송 레이트를 향상시키고 주파수 효율을 획기적으로 향상시킬 수 있다. 채널 전송 용량이 증가함에 따라, 전송 레이트는 이론적으로 단일 안테나 이용시의 최대 전송 레이트(Ro)에 레이트 증가율(Ri)이 곱해진 만큼 증가할 수 있다.

예를 들어, 4개의 송신 안테나와 4개의 수신 안테나를 이용하는 MIMO(Multiple Input and Multiple Output) 통신 시스템에서는 단일 안테나 시스템에 비해 이론상 4배의 전송 레이트를 획득할 수 있다.

다중안테나 시스템에서의 통신 방법을 수학적 모델링을 이용하여 보다 구체적으로 설명한다. 상기 시스템에는 NT개의 송신 안테나와 NR개의 수신 안테나가 존재한다고 가정한다.

송신 신호를 살펴보면, NT개의 송신 안테나가 있는 경우 전송 가능한 최대 정보는 NT개이다. 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.

각각의 전송 정보

는 전송 전력이 다를 수 있다. 각각의 전송 전력을

라고 하면, 전송 전력이 조정된 전송 정보는 다음과 같이 표현될 수 있다.

또한,

는 전송 전력의 대각행렬 P 를 이용해 다음과 같이 표현될 수 있다.

전송전력이 조정된 정보 벡터

에 가중치 행렬 W 가 적용되어 실제 전송되는 NT개의 송신신호

가 구성되는 경우를 고려해 보자. 가중치 행렬 W 는 전송 정보를 전송 채널 상황 등에 따라 각 안테나에 적절히 분배해 주는 역할을 한다.

는 벡터 X 를 이용하여 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기에서, w _ij는 i번째 송신 안테나와 j번째 정보간의 가중치를 의미한다. W 는 프리코딩 행렬이라고도 불린다.

수신신호는 NR 개의 수신 안테나가 있는 경우 각 안테나의 수신신호

은 벡터로 다음과 같이 표현될 수 있다.

다중안테나 무선 통신 시스템에서 채널을 모델링하는 경우, 채널은 송수신 안테나 인덱스에 따라 구분될 수 있다. 송신 안테나 j로부터 수신 안테나 i를 거치는 채널을 h _ij 로 표시하기로 한다. h _ij 에서, 인덱스의 순서가 수신 안테나 인덱스가 먼저, 송신 안테나의 인덱스가 나중임에 유의한다.

한편, 도 5(b)는 NT 개의 송신 안테나에서 수신 안테나 i로의 채널을 도시한 도면이다. 상기 채널을 묶어서 벡터 및 행렬 형태로 표시할 수 있다. 도 5(b)에서, 총 NT 개의 송신 안테나로부터 수신 안테나 i로 도착하는 채널은 다음과 같이 나타낼 수 있다.

따라서, NT 개의 송신 안테나로부터 NR 개의 수신 안테나로 도착하는 모든 채널은 다음과 같이 표현될 수 있다.

실제 채널에는 채널 행렬 H 를 거친 후에 백색잡음(AWGN; Additive White Gaussian Noise)이 더해진다. NR 개의 수신 안테나 각각에 더해지는 백색잡음

은 다음과 같이 표현될 수 있다.

상술한 수학식 모델링을 통해 수신신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.

한편, 채널 상태를 나타내는 채널 행렬 H의 행과 열의 수는 송수신 안테나의 수에 의해 결정된다. 채널 행렬 H에서 행의 수는 수신 안테나의 수 NR과 같고, 열의 수는 송신 안테나의 수 NT와 같다. 즉, 채널 행렬 H는 행렬이 NR×NT된다.

행렬의 랭크(rank)는 서로 독립인(independent) 행 또는 열의 개수 중에서 최소 개수로 정의된다. 따라서, 행렬의 랭크는 행 또는 열의 개수 보다 클 수 없다. 채널 행렬 H의 랭크(rank(H))는 다음과 같이 제한된다.

랭크의 다른 정의는 행렬을 고유치 분해(Eigen value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 고유치들의 개수로 정의할 수 있다. 유사하게, 랭크의 또 다른 정의는 특이치 분해(singular value decomposition) 하였을 때, 0이 아닌 특이치들의 개수로 정의할 수 있다. 따라서, 채널 행렬에서 랭크의 물리적인 의미는 주어진 채널에서 서로 다른 정보를 보낼 수 있는 최대 수라고 할 수 있다.

D2D 단말의 동기 획득

이하에서는 상술한 설명 및 기존 LTE/LTE-A 시스템에 기초하여, D2D 통신에서 단말간 동기 획득에 대해 설명한다. OFDM 시스템에서는 시간/주파수 동기가 맞지 않을 경우 셀 간 간섭(Inter-Cell Interference)로 인해 OFDM 신호에서 서로 다른 단말 간에 멀티플렉싱이 불가능질 수 있다. 동기를 맞추기 위해 D2D 단말들이 직접 동기 신호를 송수신하여 모든 단말이 개별적으로 동기를 맞추는 것은 비효율적이다. 따라서, D2D와 같은 분산 노드 시스템에서는 특정 노드가 대표 동기 신호를 전송해주고 나머지 UE들이 이에 동기를 맞출 수 있다. 다시 말해, D2D 신호 송수신을 위해 일부 노드들이 (이때 노드는 eNB, UE, SRN(synchronization reference node 또는 synchronization source로 불릴 수도 있다) 일 수도 있다.) 동기 소스는 주기적으로 D2D 동기 신호(D2DSS, D2D Synchronization Signal)를 전송하고, 나머지 단말들이 이에 동기를 맞주어 신호를 송수신하는 방식이 사용될 수 있다.

D2DSS의 전송 주기는 40ms 보다 작지 않으며, 서브프레임에서 하나 이상의 심볼이 D2DSS의 전송에서 사용될 수 있다.

D2D 동기신호에는 프라이머리 동기 신호(PD2DSS(Primary D2DSS 또는 PSSS(Primary Sidelink synchronization signal)), 세컨더리 동기 신호(SD2DSS(Secondary D2DSS 또는 SSSS(Secondary Sidelink synchronization signal))가 있을 수 있다. PD2DSS는 소정 길이의 자도프 추 시퀀스(Zadoff-chu sequence) 또는 PSS와 유사/변형/반복된 구조 등일 수 있다. SD2DSS는 M-시퀀스 또는 SSS와 유사/변형/반복된 구조 등일 수 있다.

D2D 단말이 D2D 동기 소스를 선택함에 있어서, 동일한 우선순위 기준이 적용되어야 한다. 커버리지 밖 상황에서 단말은 모든 수신된 D2DSS의 신호 강도가 미리 설정된 값 이하인 경우 동기 소스가 될 수 있다. 그리고, 커버리지 안 상황에서 단말은 eNB에 의해 동기 소스로 설정될 수 있다. 만약 단말들이 eNB로부터 동기를 맞출 경우, 동기 소스는 eNB일 수 있고, D2DSS는 PSS/SSS일 수 있다. eNB로부터 유도된 동기 소스의 D2DSS는 eNB로부터 유도되지 않은 동기 소스의 D2DSS와 상이할 수 있다.

PD2DSCH(Physical D2D synchronization channel)는 D2D 신호 송수신 전에 단말이 가장 먼저 알아야 하는 기본이 되는 (시스템) 정보(예를 들어, D2DSS에 관련된 정보, 듀플렉스 모드(Duplex Mode, DM), TDD UL/DL 구성, 리소스 풀 관련 정보, D2DSS에 관련된 애플리케이션의 종류 등)가 전송되는 (방송) 채널일 수 있다. PD2DSCH는 D2DSS와 동일한 서브프레임 상에서 또는 후행하는 서브프레임 상에서 전송될 수 있다.

D2DSS는 특정 시퀀스 형태일 수 있고, PD2DSCH는 특정 정보를 나타내는 시퀀스거나 사전에 정해진 채널 코딩을 거친 후의 코드 워드 형태일 수 있다. 여기서, SRN은 eNB 또는 특정 D2D 단말이 될 수 있다. 부분 네트워크 커버리지(partial network coverage) 또는 커버리지 바깥(out of network coverage)의 경우에는 단말이 동기 소스가 될 수 있다.

도 6과 같은 상황에서 커버리지 밖(out of coverage) 단말과의 D2D 통신을 위해 D2DSS는 릴레이 될 수 있다. 또한, D2DSS는 다중 홉을 통해 릴레이될 수 있다. 이하의 설명에서 동기 신호를 릴레이 한다는 것은 직접 기지국의 동기신호를 AF 릴레이하는 것뿐만 아니라, 동기 신호 수신 시점에 맞추어 별도의 포맷의 D2D 동기신호를 전송하는 것도 포함하는 개념이다. 이와 같이, D2D 동기 신호가 릴레이 됨으로써 커버리지 안 단말과 커버리지 밖 단말이 직접 통신을 수행할 수 있다.

D2D 동기 신호의 생성 및 전송

이하에서는 본 발명의 실시예에 의한 D2D 동기 신호, 특히 세컨더리 동기 신호(SD2DSS)의 생성 및 전송 방법에 대해 살펴본다.

세컨더리 동기신호는 두 개의 시퀀스의 조합으로부터 생성되는데, 이 두 개의 시퀀스의 조합 방식은 세컨더리 동기 신호가 전송되는 서브프레임 번호에 따라 달라진다. 보다 상세히, 세컨더리 동기 신호는 길이 31의 시퀀스의 연쇄로 이루어질 수 있으며, 그 조합 방식은 다음 수학식 12에 의할 수 있다.

상기 수학식에서 m ₀, m ₁ 은 다음과 같이 정의되며,

는 물리 셀 식별 그룹이다. 그리고, 수학식 12에서 두 시퀀스

,

는 m-시퀀스의 서로 다른 순환 이동으로 다음 수학식 13과 같다.

여기서

, 0≤i≤30 이며,

,

, x(0)=0, x(1)=0, x(2)=0, x(3)=0, x(4)=1이다.

상기 수학식 12 및 13에서와 같이, 서브프레임 0과 서브프레임 5에서 두 시퀀스의 상이한 조합 방식이 사용된다. 만약, 상기 세컨더리 동기 신호의 생성이 단말에 의해 수행되는 경우, 즉, D2D 단말이 세컨더리 동기 신호를 생성하는 경우, 상기와 같은 방식을 사용하되, 다만, 조합 방식을 결정하는 서브프레임 번호가 동일한 것으로 간주할 수 있다. 즉, 서브프레임 0 (또는 5)에 사용되는 시퀀스만을 사용할 수 있다. 또는, 각 SSS 시퀀스별로 PAPR 특성(또는 그에 상응하는 시퀀스 특성)이 좋은 서브-시퀀스를 대표 시퀀스로 정의할 수 있다. SD2DSS의 각 시퀀스내의 서브-시퀀스 (즉, 기존 SSS의 서브프레임 0에 사용되는 시퀀스와 서브프레임 5에 사용되는 시퀀스) 중 특정 서브-시퀀스를 해당 SD2DSS의 대표 시퀀스로 선정할 수 있다.

이와 같이, 조합 방식을 결정하는 서브프레임 번호가 동일한 것으로 간주되는 경우, 상기 생성된 세컨더리 동기 신호는 연속된 심볼 상에서 전송될 수 있다. 즉, 생성된 시퀀스들은 0번 서브프레임의 연속된 SC-FDMA 심볼 상에서 전송될 수 있다.

상술한 바와 같이 D2D에서의 동기 신호 생성을 정의함으로써, PAPR에 따른 문제를 해결할 수 있다. 만약, SD2DSS 2 심볼 중 1 심볼은 기존 서브프레임 0에 전송되던 SSS와 같은 시퀀스를 사용하고, 또 다른 심볼은 기존 서브프레임 5에 전송되던 SSS와 같은 시퀀스를 사용한다면, 동일 동기 소스로부터 전송되는 SD2DSS 심볼마다 PAPR이 다르게 설정될 수 있고, 또한 해당 PAPR를 보상하기 위한 파워 백오프도 SD2DSS 심볼마다 서로 다르게 적용될 수 있음을 의미한다. 이와 같은 방식은 SD2DSS 검출 성능을 감소시킬 수 있으며, SD2DSS를 이용하여 PD2DSCH 복조를 수행할 경우, UE의 복잡도가 증가할 수 있다. 따라서, 상술한 바와 같이, SD2DSS를 심볼마다 동일하게 사용함으로써, 이러한 문제들을 해결할 수 있다.

PAPR에 따른 문제에 대해 보다 상세히 살펴보면, 기존 PSS/SSS를 기반으로 PD2DSS/SD2DSS가 설계될 경우, PD2DSS는 PSS에 사용되었던 자도프-추 시퀀스(ZC)를 기반으로, SD2DSS는 SSS에 사용되었던 M-시퀀스를 기반으로 구성되게 된다. 또한 PD2DSS에 사용되는 시퀀스의 루트 인덱스의 갯수는 SD2DSS에 사용되는 시퀀스의 루트 인덱스 갯수에 비해 상대적으로 적게 설정될 수 있다. (기존 LTE PSS/SSS와 같게 설정될 경우, PD2DSS의 루트 인덱스 수는 3개, SD2DSS의 루트 인덱스 수는 168개로 설정될 수 있다.) 이 때 PD2DSS는 가능한 시퀀스의 수가 적기 때문에 여러 단말이 동시에 PD2DSS를 전송할 경우, 각 단말을 구분하기 힘들며, 각 단말의 PD2DSS 파워가 누적되어, PD2DSS 수신 파워가 과하게 추정(over-estimated)되는 경우가 발생할 수 있다. 이와 같은 상황을 방지하기 위해 수신기는 PD2DSS와 SD2DSS에 대한 수신 파워의 평균을 통해 검출된 D2DSS의 신호 강도를 구분하거나, SD2DSS의 수신 파워만을 이용할 수 있으며, 또 다른 방법으로 각 동기 신호에 대한 판별 기준을 따로 설정하여 신호 강도를 판별할 수 있다.

송신기 관점에서 살펴보면, M-시퀀스는 ZC-시퀀스에 비해 큰 PAPR 특성을 가지기 때문에, 송신기의 앰프 성능(예를 들어, linear하게 신호를 증폭할 수 있는 range) 등에 의해 PD2DSS와 SD2DSS의 평균 전송 파워가 다르게 설정될 수 있고, 이러한 경우 PD2DSS와 SD2DSS의 커버리지가 다르게 나타날 수 있다. PAPR 특성에 따른 PD2DSS와 SD2DSS의 상이한 전송 파워 설정 및 이에 따른 커버리지 차이에 대해 도 7을 참조하여 설명한다. 도 7(a) 및 (b)는 각각 SD2DSS와 PD2DSS의 신호 파형 예시를 각각 나타낸다. 두 시퀀스의 평균 파워는 23 dBm(실선으로 표기된 신호)이라 가정했으며, 단말이 linear하게 신호를 증폭할 수 있는 최대치를 30dBm이라 가정했다. 또한 SD2DSS의 PAPR (즉, 평균 파워 대비 peak 파워의 비율)은 10dB, PD2DSS의 PAPR은 3dB라 가정했다. 이와 같이 D2DSS가 구성될 경우, 단말의 최대 (평균) 파워인 23dBm으로 D2DSS를 전송할 경우, PD2DSS는 문제없이 전송할 수 있으나, SD2DSS의 경우 30dBm 이상의 순간 전력을 갖는 신호가 왜곡되어 송신되기 때문에 SD2DSS 성능이 저하되는 문제가 있다. 이와 같은 문제를 극복하기 위해, (SD2DSS의 신호 왜곡이 발생하지 않도록) SD2DSS의 평균 파워를 낮춰 전송할 수 있다. 즉, 도 7(a)에 점선으로 도시된 바와 같이, SD2DSS의 평균 파워를 20dBm으로 설정할 경우, SD2DSS의 신호 왜곡 없이 SD2DSS 전송이 가능하다. 그러나 이 경우, 전송 파워 차이로 인해 PD2DSS와 SD2DSS간 커버리지의 차이가 생길 수 있다. 이는 PD2DSS가 검출 되더라도 SD2DSS가 검출되지 않는 경우가 발생할 수 있음을 의미한다.

이하에서는, 앞서 설명된 동기 신호 생성 방법 이외에 PRPR로 인한 문제를 해결하기 위한 다은 방법들을 설명한다.

파워 리덕션(Power reduction)

세컨더리 동기 신호를 위한 파워 리덕션의 적용이 고려될 수 있다. D2D 송신기는 SD2DSS 시퀀스를 선택하고 해당 시퀀스에 대하여 정의된 파워 리덕션을 적용하여 SD2DSS를 전송할 수 있으며, D2D 수신기는 검출된 SD2DSS 시퀀스에 대하여 정의된 파워 리덕션을 가정하여 동기 소스 동작 여부 및 PD2DSCH 복조 등에 적용할 수 있다. 파워 리덕션은 상기 단말의 최대 전송 파워를 기준으로 적용될 수 있으며, 또한 단말별로 상이하게 적용될 수 있다.

구체적인 파워 리덕션의 방법으로써, 가능한 모든 시퀀스에 대해 파워 리덕션 밸류를 설정할 수 있다. 최대 1008개의 시퀀스에 대하여 각 시퀀스를 사용할 때 적용되는 파워 리덕션 밸류를 사전에 정의해 둘 수 있다. 또는 그룹 별 파워 리덕션을 적용할 수 있다. 즉, 사전에 전체 시퀀스의 PAPR (또는 PD2DSS와의 상관 관계 및 파워 앰프 Requirement 등)을 조사하고, 비슷한 특성을 갖는 시퀀스끼리 그룹핑을 수행할 수 있다. 동일 그룹에 속하는 시퀀스 들은 동일한 파워 리덕션이 적용된다고 가정할 수 있다. 또는, 특정한 하나의 파워 리덕션 밸류를 결정한 후 모든 시퀀스에 적용할 수 있다. 파워 리덕션 밸류의 결정은 PAPR (또는 그에 상응하는 신호 특성) 특성에 따라 수행될 수 있다. 예를 들어, PAPR 특성이 가장 나쁜 시퀀스 (즉, waveform의 fluctuation이 가장 큰 시퀀스)를 기준으로 파워 리덕션 밸류를 선정하거나, 전체 시퀀스의 PAPR 평균 (또는 중간값)등을 기준으로 파워 리덕션 밸류를 선정할 수 있다.

파워 리덕션 밸류는 항상 적용되거나, 조건부로 적용될 수 있다. 예를 들어, 항상 아래의 파워 리덕션 밸류가 적용된다는 것은 D2DSS 전송은 D2D 단말의 최대 전송 파워로 수행됨을 의미할 수 있다. 반면에 조건부로 적용된다는 것은, 동기 신호의 전송 파워가 최대 파워보다 낮고, 해당 전송 파워로 전송할 경우 선택된 SD2DSS 시퀀스의 PAPR을 D2D 단말이 온전히 전송/수신 가능할 경우, 정해진 파워 리덕션 밸류보다 작은 값의 파워 리덕션을 수행하거나, 파워 리덕션을 수행하지 않는 경우를 의미할 수 있다. (또는 파워 앰프의 선형 영역이 해당 SD2DSS 시퀀스의 시그널 영역을 전부/일부를 포함할 경우, 파워 리덕션 밸류는 적용되지 않거나 보다 작은 값으로 적용될 수 있다.) 추가적으로 아래의 방법에 의해 정의된 파워 리덕션 밸류를 적용해도 SD2DSS의 시그널 영역이 단말의 선형 영역에 비해 크거나, 단말이 온전히 SD2DSS를 전송할 수 없는 경우에는 해당 D2DSS의 송신을 드랍(drop)할 수도 있다.

파워 리덕션 밸류는 D2D 단말의 최대 전송 파워를 기준으로 설정되거나, PD2DSS 파워를 기준으로 설정될 수 있다. 또는, 세컨더리 동기 신호의 최대 전송 파워는, 프라이머리 동기 신호의 전송 파워에 세컨더리 동기 신호를 위한 최대 파워 리덕션을 적용함으로써 결정될 수 있다. 예를 들어, 파워 리덕션 밸류가 3dB일 경우, D2D 단말의 최대 전송 파워가 23dBm이라면 SD2DSS의 평균 파워는 20dBm일 수 있다. 또는 PD2DSS의 전송 파워가 20dBm일 경우, SD2DSS의 전송 파워는 17dBm임을 의미할 수 있다. 이와 같은 관계를 기반으로 D2D 송신기는 PD2DSS/SD2DSS의 전송 파워를 설정할 수 있고, D2D 수신기는 검출된 시퀀스에 대하여 정의된 파워 리덕션 밸류를 가정하고 수신 동작을 수행할 수 있다.

동기 신호의 전송 파워 설정

PD2DSS의 (평균) 전송 파워를 SD2DSS의 (평균) 전송 파워와 동일하게 설정할 수 있다. 즉, PD2DSS와 SD2DSS의 커버리지를 동일하게 맞추기 위해 파워 조정을 수행하는 것이다. 이는 SD2DSS의 백오프 크기에 따라 PD2DSS는 단말의 최대 파워에 상응하는 전송이 불가능 할 수 있음을 의미한다. 즉, 더 많은 파워를 사용할 수 있음에도 낮은 파워로 전송하여야 할 수 있다.

PD2DSS/SD2DSS를 전송하는 단말은 자신이 선택한 (또는 네트워크가 지정해 준) (SD2DSS) 시퀀스 인덱스의 PAPR 특성에 따라 PD2DSS/SD2DSS의 평균 전송 파워를 설정할 수 있다. 예를 들어, SD2DSS 시퀀스 중 PAPR 특성이 좋은 시퀀스가 선택될 경우, 상대적으로 PD2DSS의 평균 파워를 적게 감소시켜 전송할 수 있다. 다시 도 7을 참조하면, SD2DSS를 왜곡없이 전송하기 위해 송신기는 20dBm의 평균 파워로 SD2DSS를 전송할 것이고, PD2DSS 역시 동일 평균 파워인 20dBm으로 전송할 수 있다. 이와 같은 D2DSS 파워 리덕션은 단말 별로 서로 다르게 적용될 수도 있으며, 이는 특정 단말(예를 들어, 선형 영역이 큰 단말)는 파워 리덕션을 수행하지 않을 수 있음을 의미할 수 있다. 해당 D2DSS를 수신하는 단말은 검출된 PD2DSS/SD2DSS 페어에 대해 해당 리소스에서의 수신 파워(예를 들어, known 신호(PD2DSS 및 SD2DSS)의 RSRP)를 측정하고(사전에 정의된 또는 상위계층 시그널링에 의해 지시 받은) 임계값과의 비교를 통해 자신이 동기 소스가 될 것인지 여부를 결정할 수 있다.

송신기의 선형 영역(linear region)의 정의

예를 들어, 사전에 D2D 단말의 선형 영역 (즉, linear하게 신호를 증폭할 수 있는 영역)이 기존 LTE 시스템에서 정의된 최대 파워 대비 +5dB라고 할 경우, PAPR 특성이 8dB인 SD2DSS 시퀀스 (그룹)를 검출한 단말은 해당 SD2DSS의 최대 파워가 (최대 파워 - 3dB)로 설정되었다고 가정하고, PD2DSS 임계값 대비 3dB 낮은 임계값을 적용할 수 있다. 이 경우, 송신 단말은 자신의 선형 영역과 상관없이 사전에 정의된 값에 근거하여 PD2DSS 및 SD2DSS의 전송 파워를 결정할 수 있으며, 사전에 정의된 선형 영역은 D2D 단말 앰프의 최소 요구치를 의미할 수도 있다. 이 때 송신기는 PD2DSS/SD2DSS 각각에 대하여 허용하는 최대 파워로 전송을 수행할 수 있다. (예를 들어, 위의 경우 PD2DSS는 23dBm으로 전송하고, SD2DSS는 PAPR을 고려하여 신호 왜곡을 없앨 수 있는 20dBm 전송을 수행할 수 있다.) D2D 수신기는 검출된 SD2DSS 시퀀스 인덱스와 사전에 정의된 선형 영역을 고려하여, 동기 소스 동작을 위한 임계값을 결정할 수 있다.

수신측에서 임계값의 설정

수신단에서 PD2DSS에 대한 임계값과 SD2DSS에 대한 임계값을 각각 정의할 수 있다. 예를 들어, PD2DSS는 최대 파워로 전송되고, SD2DSS는 신호 왜곡을 없애기 위해 파워를 줄여서 전송했다면, SD2DSS에 대하여 더 낮은 임계값을 적용하는 것이다. 임계값은 사전에 특정 값으로 정의되거나, 수신 단말이 검출한 SD2DSS 시퀀스의 PAPR 특성에 근거하여 임계값이 결정(일례로 시퀀스 인덱스 (그룹)마다 임계값이 사전에 정의될 수도 있다.)될 수도 있다. (또는 네트워크, 클러스터 헤더(동기 헤더) 등에 의해 시그널링될 수도 있다.) PD2DSS의 적은 루트 인덱스로 인해 다수의 동기 소스로부터 PD2DSS이 동시에 수신되는 상황 등을 고려할 때, PD2DSS의 신호 품질을 기반으로 동기 소스로 동작할지 여부를 결정하는 것은 부적절할 수 있다. 따라서 SD2DSS의 신호 품질만을 기준으로 동기 소스 동작 여부를 결정할 수 있으며, SD2DSS에 대한 임계값만이 정의될 수 있다.

상술한 설명에서의 방법들은 SD2DSS의 신호 파형의 범위가 D2D 단말 파워 앰프의 선형 영역을 초과할 경우에 적용되도록 제한될 수도 있다. 만약, SD2DSS의 신호 파형의 범위가 선형 영역 내에서 분포할 경우, SD2DSS 파워 리덕션을 수행하는 동작 및 PD2DSS/SD2DSS가 서로 다른 임계값을 설정하는 동작 등을 수행하지 않을 수도 있다. 이를 위해 상술한 방법들 중 하나 이상이 적용되는지 여부가 시그널링될 수도 있다. 네트워크 커버리지 내의 D2D 단말은 상위계층 시그널링 등을 통해 해당 내용을 시그널링 받을 수도 있으며, 해당 내용을 PD2DSCH 등에서 지시할 수도 있다. 또는 특정 PD2DSS 루트 인덱스 또는 특정 SD2DSS 루트 인덱스 또는 특정 PD2DSS와 SD2DSS의 조합에서는 파워 리덕션 등이 수행되지 않는다고 사전에 정의할 수도 있다.

한편, 앞서 살펴본 본 발명의 실시예에 의한 동기 신호의 생성에 있어서,

값을 PD2DSS 루트 인덱스와 무관하게 고정할 수 있다. 보다 상세히, 기존 동기 신호의 생성시 스크램블링 시퀀스 c ₀(n) 및 c ₁(n)는 다음 수학식 14와 같이 정의된다.

여기서,

, 0≤i≤30 는

,

(x(0)=0, x(1)=0, x(2)=0, x(3)=0, x(4)=1)로 정의된다.

는 PSS 루트 인덱스에 의해 결정되는 파라미터로써 {0,1,2} 중 하나일 수 있으며, {0,1,2}는 각각 PSS 루트 인덱스 {25,29,34}와 일대 일 매핑 관계에 있다. 따라서 SD2DSS가 기존 LTE에 정의된 SSS 기반으로 구성될 경우, 스크램블링에 의해 시퀀스의 특성이 변화될 수 있다. 이를 방지하기 위해, SD2DSS 생성시에는

값을 PD2DSS 루트 인덱스와 무관하게 고정하는 것이다. 예를 들어, SD2DSS는 기존 SSS 시퀀스와 같은 방식으로 생성하되,

은 0 (또는 1, 2 or M(0,1,2가 아닌 정수))으로 고정할 수 있다. 또는 위의 식에서

를 생략하거나 c ₀(n), c ₁(n)을 d ₁(n)을 구하는 과정에서 생략할 수도 있다.

c(n)과 비슷하게 스크램블링 시퀀스인

역시 생략될 수도 있다.

스크램블링 시퀀스를 생략할 경우 SD2DSS는 다음 수학식 15 또는 16과 같이 정의될 수도 있다. (아래 식에서 심볼 x, y는 SD2DSS가 매핑되는 심볼을 의미한다.)

상술한 설명에서는 SD2DSS 시퀀스의 수를 줄일 수 있는 방법을 제안했으며,

및/또는 서브프레임 인덱스를 제한(또는 선택)하여 SD2DSS의 수를 감소(예를 들어, 168 시퀀스)시킬 수 있다. 이는 이하에서 설명되는 SD2DSS 시퀀스의 수를 줄이는 방법들에 의할 수도 있다.

SD2DSS가 Rel-8 SSS와 같은 시퀀스를 사용한다면,

, 서브프레임 인덱스 (0 or 5)에 의해 1008개의 시퀀스가 구분될 수 있으며 각 시퀀스 별 PAPR (또는 CM) 특성에 의해 SD2DSS 용도의 시퀀스가 선택될 수 있다. (1008개의 시퀀스 수는 PD2DSS의 루트 인덱스 수에 따라 변경될 수 있다. 예를 들어, PD2DSS 루트 인덱스의 수가 1일 경우 336, 2일 경우 672 등으로 변경될 수 있다.)

전체 1008개의 시퀀스에 대한 PAPR (또는 CM)을 도출하고, PAPR이 낮은 순으로 상위 X개 (예를 들어, 168개)의 시퀀스를 선택하여 SD2DSS 시퀀스로 사용할 수 있다. 이 경우, PAPR 특성에 따라 특정 파라미터의 특정 값에 의한 시퀀스가 SD2DSS 시퀀스로 사용되지 못할 수 있다. 선택된 시퀀스를 생성할 수 있는 파라미터 값 (즉,

, 서브프레임 인덱스)은 미리 정해진 것일 수 있다.

와 서브프레임 인덱스에 의해 구분되는 6개의 시퀀스 그룹 중 하나의 시퀀스 그룹이 SD2DSS 시퀀스로 사용될 수 있다. 이 때 그룹 선택은 각 그룹에 속하는 시퀀스들(예를 들어, 168 시퀀스)의 PAPR (또는 Cubic Matric)에 대한 CDF를 비교하는 방식 등을 이용하여 수행될 수 있다. 예를 들어, 6개의 그룹에 대한 파라미터는 {

, 서브프레임 인덱스(0,5)} = {0,0}, {0,5}, {1,0} {1,5}, {2,0}, {2,5}와 같이 설정될 수 있다.

상술한

와 서브프레임 인덱스에 의해 구분되는 방법이 각 파라미터에 대해 수행된 후, 각 파라미터별 선택된 값에 의해 최종 시퀀스 그룹이 형성될 수도 있다. 예를 들어,

가 0,1,2인 경우에 대해 각각 336개의 시퀀스에 대한 PAPR (또는 CM)의 CDF를 비교하여 하나의 값을 선정하고, 서브프레임 인덱스가 0,5인 경우에 대하여 각각 504개의 시퀀스에 대한 PAPR (또는 CM)의 CDF를 비교하여 하나의 값을 선정하여, 선정된 2개의 값에 의해 구성되는 시퀀스 그룹을 SD2DSS 시퀀스로 사용할 수도 있다.

위의 방법들은 다음과 같이 통계적 특성(statistical characteristics)을 분석하여 적용할 수 있다.

도 8(a)는 서브프레임 인덱스에 따른 PAPR 분포를 나타낸다. 도 8(a)에서 SFO(5)은 서브프레임 idnex를 O(5)으로 고정하고 나머지 파라미터에 의하여 생성된 시퀀스(504개 시퀀스)들의 PAPR에 대한 CDF를 나타내며, IDwiseMin(Max)는 동일한

에서 서브프레임 인덱스에 의해 생성된 두 개의 시퀀스 중 PAPR이 낮은(높은) 시퀀스를 선택할 경우 (504개 시퀀스)의 PAPR에 대한 CDF를 의미한다. 도 8(a)에서 알 수 있듯, 서브프레임 인덱스에 의해 생성되는 시퀀스 중 PAPR이 낮은 서브프레임 인덱스를 선택할 경우, PAPR이 높은 서브프레임 인덱스를 선택할 경우에 비해 PAPR이 1 dB정도 이득이 있음을 알 수 있다.

다만, 도 8(a)와 같은 동작을 모든 파라미터에 적용할 경우, 시퀀스 결정이 복잡할 수 있으며, 시퀀스 표현식이 복잡해 질 수 있다. 따라서 각 파라미터를 고정하고 statistical characteristics를 분석할 수도 있으며, 이는 도 8(b)과 같다.

도 8(b)에서는 서브프레임 인덱스(0,5)와 PD2DSS 루트 인덱스(0,1,2)를 고정하여 6개 그룹을 형성하고 각 그룹에서 생성되는 시퀀스 (168개 시퀀스)의 PAPR에 대한 CDF를 비교하였다. 도 8(b)에서는 서브프레임 인덱스 5와 PD2DSS 루트 인덱스 2일 경우 생성되는 시퀀스들이 통계적으로 다른 그룹에서 생성되는 시퀀스에 비해 PAPR 특성이 좋다는 것을 알 수 있다. 이와 같은 방법을 통해 D2DSS 시퀀스 파라미터를 결정할 경우 간단하게 시퀀스 생성식을 표현할 수 있다.

아래의 표 1은 서브프레임 인덱스 0와 5에서 각각 더 적은 PAPR을 가지는

의 조합을 나타낸 것이다. 예를 들어

이고

인 경우 서브프레임 0의 포맷에 따라서 SD2DSS를 생성하는 것이 더 적은 PAPR을 나타낸다는 것을 의미한다.

동기 신호에 사용되는 ID

본 발명의 실시예에 의한, 동기 신호 생성에 사용되는 ID(physical-layer cell identities)는 동기 신호를 전송하는 단말이 커버리지 바깥 단말인지 여부에 따라 결정될 수 있다. 즉, D2D 리시버는 검출한 PSSID를 기반으로 해당 D2DSS를 전송한 동기 소스가 in-network UE인지 out-network UE인지 구분할 수 있다. 이와 같이 PSSID가 동기 전송 UE의 network coverage 포함 여부에 대한 정보를 포함할 경우, 단말은 network coverage에 포함된 UE가 전송하는 PSSID에 대하여 우선적으로 blind decoding을 수행할 수 있다. 여기서 network coverage 내의 UE가 전송하는 신호에 우선적으로 동기를 맞추는 것은 network으로부터 전파되는 정보가 network 외부의 UE가 전송하는 정보에 비해 중요도가 높기 때문으로 해석될 수 있다. 구체적으로, 단말이 커버리지 안 단말인 경우 동기 신호 ID(즉, PSSID)가 미리 설정된 값보다 작은 값이며, 단말이 커버리지 바깥 단말인 경우 동기 신호 ID는 상기 미리 설정된 값보다 큰 값일 수 있다. 일 구현 예로써, PSSID에 의한 동기 전송 UE의 network coverage 포함 여부 결정은

이면 D2DSSue_net, 그렇지 않으면, D2DSSue_oon일 수 있다. 여기서, D2DSSue_net은 in-network UE가 동기 소스일 경우 사용할 수 있는 PSSID 집합을 의미하며, D2DSSue_oon은 out-network UE가 동기 신호를 전송할 경우 사용할 수 있는 PSSID이다.

또 다른 예로써, 네트워크 커버리지 내의 D2D 트랜스미터는 네트워크에 의해 PSSID를 할당 받을 수 있으며, 시그널링 받은 PSSID로부터 PD2DSS 및 SD2DSS 시퀀스 생성을 위한 파라미터를 도출할 수 있다. (이하의 설명에서

는 각각 PD2DSS의 루트 인덱스 및 SD2DSS 시퀀스 생성에서 사용되는 파라미터를 의미하며, PD2DSS/SD2DSS는 기존 PSS/SSS와 유사한 시퀀스 생성을 사용함을 가정한다.) 예를 들어, 다음 수학식 17에 의해 해당 파라미터가 도출될 수 있다.

여기서, K는 PD2DSS 시퀀스의 루트 인덱스 수를 의미하며,

는 PD2DSS 시퀀스의 루트 인덱스에 관련된 파라미터,

는 SD2DSS 시퀀스 생성에 필요한 파라미터일 수 있다.

또한, K는 1,2,3 등 작은 값으로 결정될 수 있으며, 이는 PD2DSS는 서로 다른 동기 소스가 전송하는 PD2DSS의 루트 인덱스가 같을 수 있음을 의미할 수 있다. 다만, 서로 다른 내용의 PD2DSCH를 전송하는 동기 소스가 같은 루트 인덱스를 사용할 경우, 동기화 성능이 저하될 수 있다. 이는 동일 레인지(예를 들어, in-network, out-network)에서 특정 PD2DSS 루트 인덱스만을 사용할 경우 성능 저하가 심각해질 수 있음을 의미한다. 이를 방지하기 위해, 동일한 PD2DSS 루트 인덱스를 in-network과 out-network에서 고르게 사용할 수 있다. 이는 PD2DSS에 의해 in/out-network이 구분되지 않음을 의미할 수 있다.

D2D 동기 신호의 전송과 전력/타임 mask

본 발명의 실시예에 따르면, 동기 신호가 전송되는 서브프레임에서 전력 매스크는 도 9에 예시된 바와 같이 설정될 수 있다.

동기신호가 PSBCH(Physical Sidelink Broadcast Channel, 상술한 PD2DSCH와 동일한 성질의 채널)와 동일한 서브프레임에서 전송되는 경우(즉, 멀티플렉싱 되는 경우), 과도 구간(transient period)은 SSSS(또는 SD2DSS)의 전송 영역에 포함될 수 있다. 즉, PD2DSCH의 채널 추정 성능을 위해서 과도 구간을 SD2DSS에 위치시킬 수 있다. 좀 더 구체적으로, SD2DSS와 DMRS가 연속적으로 배치될 경우, DMRS에 과도 구간을 위치시킬 경우, 채널 추정 성능이 감소하여 PSBCH 복조 성능이 저하되므로 SD2DSS 심볼에 과도 구간을 위치시키는 것이 바람직하다. 이 때, PSBCH와 SSSS의 전송 전력은 상이한 값을 갖는 것일 수 있다. 이와 같은 과도 구간의 설정은 신호의 중요도에 따라 과도 구간의 위치를 결정하는 것일 수 있다. 보다 상세히, UE가 송신하는 OFDM 심볼은 연속하여 있기 때문에 심볼 사이에 과도 구간이 필요하게 되면 두 심볼 중 하나에 과도 구간을 위치해야 하고 그 결과로 해당 심볼에서의 송신에 성능 열화가 생기게 된다. 따라서, 송신 성능의 열화를 가장 우선적으로 피해야 할 중요한 신호에는 과도 구간을 설정하지 않는 것이다.

과도 구간의 설정은 다음과 같이 다양한 방식으로 설정될 수도 있다. 예를 들어, SD2DSS의 검출 성능을 위해서 과도 구간을 PD2DSCH DM RS에 위치시킬 수 있다. 또는, 두 종류의 신호 사이에서 균등한 영향을 위해서 과도 구간의 절반은 SD2DSS에 나머지 절반은 PD2DSCH DM RS에 위치시킬 수 있다. 또는, CP 구간은 신호 검출에 활용하지 않으므로 CP 구간을 포함하는 심볼에 과도 구간을 위치시킬 수 있다. 예를 들어 SD2DSS가 시간 축 상에서 먼저 위치하고 연이어 PD2DSCH DM RS가 위치하는 경우, 두 심볼의 경계에는 PD2DSCH DM RS의 CP가 위치하므로 PD2DSCH DM RS에 과도 구간을 위치시킬 수 있다.

한편, SD2DSS가 PD2DSCH의 코드 워드 전송과 인접하여 과도 구간이 필요한 경우에는, 더 많은 심볼을 사용하는 PD2DSCH의 코드 워드에 과도 구간을 위치하는 것이 바람직하다.

또는, SD2DSS 심볼이 인접하고 둘 사이에 과도 구간이 필요한 경우에는, i) 전송 전력이 더 높은 (예를 들어 PAPR이 더 낮은) SD2DSS 심볼에 과도 구간을 위치시켜 전송 전력이 더 낮은 SD2DSS를 보호, ii) 둘 사이에서 균등한 영향을 위해서 과도 구간의 절반을 각 SD2DSS에 위치, iii) CP 구간은 신호 검출에 활용하지 않으므로 CP 구간을 포함하는 심볼에 과도 구간을 위치, 즉 연속한 SD2DSS 심볼 중 후행하는 SD2DSS에 과도 구간을 위치시킬 수 있다.

상술한 전력 매스크에 대한 설명은 동기 신호를 전송하는 단말이 커버리지 바깥 단말인지 여부에 따라 결정되는 PSSID에 기초해 동기 신호를 생성할 때, 적용되는 것일 수 있다.

본 발명의 실시예에 의한 장치 구성

도 10은 본 발명의 실시 형태에 따른 전송포인트 장치 및 단말 장치의 구성을 도시한 도면이다.

도 10을 참조하여 본 발명에 따른 전송포인트 장치(10)는, 수신모듈(11), 전송모듈(12), 프로세서(13), 메모리(14) 및 복수개의 안테나(15)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(15)는 MIMO 송수신을 지원하는 전송포인트 장치를 의미한다. 수신모듈(11)은 단말로부터의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(12)은 단말로의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(13)는 전송포인트 장치(10) 전반의 동작을 제어할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 전송포인트 장치(10)의 프로세서(13)는, 앞서 설명된 각 실시예들에서 필요한 사항들을 처리할 수 있다.

전송포인트 장치(10)의 프로세서(13)는 그 외에도 전송포인트 장치(10)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(14)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.

계속해서 도 10을 참조하면 본 발명에 따른 단말 장치(20)는, 수신모듈(21), 전송모듈(22), 프로세서(23), 메모리(24) 및 복수개의 안테나(25)를 포함할 수 있다. 복수개의 안테나(25)는 MIMO 송수신을 지원하는 단말 장치를 의미한다. 수신모듈(21)은 기지국으로부터의 하향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 수신할 수 있다. 전송모듈(22)은 기지국으로의 상향링크 상의 각종 신호, 데이터 및 정보를 전송할 수 있다. 프로세서(23)는 단말 장치(20) 전반의 동작을 제어할 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따른 단말 장치(20)의 프로세서(23)는 앞서 설명된 각 실시예들에서 필요한 사항들을 처리할 수 있다.

단말 장치(20)의 프로세서(23)는 그 외에도 단말 장치(20)가 수신한 정보, 외부로 전송할 정보 등을 연산 처리하는 기능을 수행하며, 메모리(24)는 연산 처리된 정보 등을 소정시간 동안 저장할 수 있으며, 버퍼(미도시) 등의 구성요소로 대체될 수 있다.

위와 같은 전송포인트 장치 및 단말 장치의 구체적인 구성은, 전술한 본 발명의 다양한 실시예에서 설명한 사항들이 독립적으로 적용되거나 또는 2 이상의 실시예가 동시에 적용되도록 구현될 수 있으며, 중복되는 내용은 명확성을 위하여 설명을 생략한다.

또한, 도 10에 대한 설명에 있어서 전송포인트 장치(10)에 대한 설명은 하향링크 전송 주체 또는 상향링크 수신 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있고, 단말 장치(20)에 대한 설명은 하향링크 수신 주체 또는 상향링크 전송 주체로서의 중계기 장치에 대해서도 동일하게 적용될 수 있다.

상술한 본 발명의 실시예들은 다양한 수단을 통해 구현될 수 있다. 예를 들어, 본 발명의 실시예들은 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다.

하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 하나 또는 그 이상의 ASICs(Application Specific Integrated Circuits), DSPs(Digital Signal Processors), DSPDs(Digital Signal Processing Devices), PLDs(Programmable Logic Devices), FPGAs(Field Programmable Gate Arrays), 프로세서, 컨트롤러, 마이크로 컨트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 실시예들에 따른 방법은 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차 또는 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리 유닛에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리 유닛은 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

상술한 바와 같이 개시된 본 발명의 바람직한 실시예들에 대한 상세한 설명은 당업자가 본 발명을 구현하고 실시할 수 있도록 제공되었다. 상기에서는 본 발명의 바람직한 실시예들을 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 본 발명의 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 예를 들어, 당업자는 상술한 실시예들에 기재된 각 구성을 서로 조합하는 방식으로 이용할 수 있다. 따라서, 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다.

본 발명은 본 발명의 정신 및 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있다. 따라서, 상기의 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다. 본 발명은 여기에 나타난 실시형태들에 제한되려는 것이 아니라, 여기서 개시된 원리들 및 신규한 특징들과 일치하는 최광의 범위를 부여하려는 것이다. 또한, 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함할 수 있다.

상술한 바와 같은 본 발명의 실시형태들은 다양한 이동통신 시스템에 적용될 수 있다.

Claims

무선통신시스템에서 제1 D2D(device-to-device) 단말이 동기 신호를 수신하는 방법에 있어서,
제2 D2D 단말로부터 프라이머리(primary) D2D 동기 신호를 수신하고, 상기 프라이머리 D2D 동기 신호는 상기 제2 D2D 단말이 커버리지 안의 단말인지 또는 커버리지 밖의 단말인지 여부를 알려주는 식별자(Identifier) 정보를 포함하고,
상기 프라이머리 D2D 동기 신호에 기반하여 세컨더리(secondary) D2D 동기 신호를 수신하고,
상기 프라이머리 D2D 동기 신호가 전송되는 서브프레임은 상기 세컨더리 D2D 동기 신호 및 PSBCH(Physical Sidelink Broadcast Channel)가 전송되는 서브프레임과 동일하며,
상기 세컨더리 D2D 동기 신호의 전송 영역은 과도 구간(transient period)을 포함하고,
상기 과도 구간은 서로 다른 전송 전력을 가지는 신호들 사이의 전력 변환 구간인, 방법.
제1항에 있어서,
상기 제2 D2D 단말이 상기 커버리지 안의 단말인 제1 상태에서, 상기 식별자 정보는 미리 설정된 값보다 작은 값을 포함하고,
상기 제2 D2D 단말이 상기 커버리지 밖의 단말인 제2 상태에서, 상기 식별자 정보는 상기 미리 설정된 값보다 큰 값을 포함하는, 방법.
제1항에 있어서,
상기 PSBCH의 전송 전력 및 상기 세컨더리 D2D 동기 신호의 전송 전력은 서로 다른 값을 갖는, 방법.
무선통신시스템에서 동기신호를 수신하는 제1 D2D(device-to-device) 단말에 있어서,
송수신기; 및
상기 제1 D2D 단말을 위한 동작들을 수행하게 하는 프로세서를 포함하고,
상기 동작들은, 제2 D2D 단말로부터 프라이머리(primary) D2D 동기 신호를 수신하고, 상기 프라이머리 D2D 동기 신호는 상기 제2 D2D 단말이 커버리지 안의 단말인지 또는 커버리지 밖의 단말인지 여부를 알려주는 식별자(Identifier) 정보를 포함하고,
상기 프라이머리 D2D 동기 신호에 기반하여 세컨더리(secondary) D2D 동기 신호를 수신하고,
상기 프라이머리 D2D 동기 신호가 전송되는 서브프레임은 상기 세컨더리 D2D 동기 신호 및 PSBCH(Physical Sidelink Broadcast Channel)가 전송되는 서브프레임과 동일하며,
상기 세컨더리 D2D 동기 신호의 전송 영역은 과도 구간(transient period)을 포함하고,
상기 과도 구간은 서로 다른 전송 전력을 가지는 신호들 사이의 전력 변환 구간인, 제1 D2D 단말.
제4항에 있어서,
상기 제2 D2D 단말이 상기 커버리지 안의 단말인 제1 상태에서, 상기 식별자 정보는 미리 설정된 값보다 작은 값을 포함하고,
상기 제2 D2D 단말이 상기 커버리지 밖의 단말인 제2 상태에서, 상기 식별자 정보는 상기 미리 설정된 값보다 큰 값을 포함하는, 제1 D2D 단말.
제4항에 있어서,
상기 PSBCH의 전송 전력 및 상기 세컨더리 D2D 동기 신호의 전송 전력은 서로 다른 값을 갖는, 제1 D2D 단말
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