KR102327032B1 - 대역내 전이중 송수신 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

대역내 전이중 송수신 방법 및 장치가 개시된다. 슬레이브 노드의 동작 방법은, 훈련 시퀀스 구간에서 마스터 노드로부터 비콘 신호를 수신하는 단계; 상기 비콘 신호가 수신된 경우, 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스, 제1 AGC 시퀀스 및 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스를 포함하는 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스를 상기 훈련 시퀀스 구간에서 상기 마스터 노드로 전송하는 단계; 상기 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 슬레이브 노드로 입력되는 아날로그 자기 간섭 신호의 제거를 위한 필터 계수를 산출하는 단계; 및 상기 필터 계수에 기초하여 상기 제1 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호를 제거하는 단계를 포함한다.

Description

대역내 전이중 송수신 방법 및 장치{METHOD OF IN-BAND FULL-DUPLEX TRANSMISSION AND RECEPTION, AND APPARATUS FOR THE SAME}
본 발명은 대역내 전이중 송수신 방법 및 장치에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 ADC(Analog-to-Digital Converter)의 입력으로 들어오는 자기간섭(SI) 신호 신호 및 원하는 신호(DS)의 크기를 맞춰 자동이득조정(Automatic Gain Control, AGC)이 가능한 대역내 전이중(In-band Full Duplex: IFD) 송수신 방법 및 장치에 관한 것이다.
동일대역 전이중(IFD: In-band Full Duplex) 방식은 동일대역에서 동시에 신호를 송수신하는 기술로 일반적인 반이중(HD: Half Duplex) 방식에 비해 이론적으로 최대 2배의 링크용량 증대시킬 수 있는 기술이다. 이러한 주파수 효율을 높이는 IFD 기술은 다양한 무선 통신 기술 표준에 적용하기 위한 시도가 이루어지고 있다. 예를 들어, 무선 랜의 새로운 표준인 IEEE802.11ax의 후보 기술 중 하나로 논의되었으며, 유럽에서는 DUPLO(full DUPlex radio for LOcal access) 과제를 통해 선도 기술 연구가 이루어졌으며, 3GPP의 표준화 아이템으로 논의되고 있다.
IFD 방식은 자기송신신호가 수신기에 유입되어 원하는 수신 신호(Desired Signal, DS)보다 매우 강한 자기간섭(SI: Self-Interference) 신호가 발생한다는 문제점이 있다. 따라서, IFD 방식으로 원활한 통신이 이루어지기 위해서는 자기간섭(SI)을 제거해 주어야 한다. 하지만 일반적으로 자기간섭제거(SIC: Self-Interference Cancellation) 기술은 송수신기 구현 시 복잡도가 증가하는 문제점이 있다. 특히, IFD 송수신 기술을 MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) 시스템으로 확장할 때, 자기간섭제거(SIC)의 적용으로 인해 송수신기 구현 시 복잡도가 더욱 심해지는 문제점이 있다. IFD 시스템에서는 자기 송신 신호가 수신기로 유입되며, 이는 원하는 수신 신호(Desired Signal, DS)보다 아주 높은 자기간섭(Self-Interference, SI) 신호로 작용하여 원활한 수신이 어려운 문제점이 있다.
IFD 시스템의 수신기로 들어오는 높은 세기의 SI 신호는 한 번에 모든 SI 신호를 제거하는 것이 어렵다. 따라서, 일반적으로 RF(Radio Frequency)/아날로그 단에서 우선 SI 신호를 제거하고, 잔존(residual)하는 SI 신호를 아날로그-디지털 변환기(Analog-to-Digital Converter, ADC) 블록 거친 후, 디지털(Digital) 영역에서 제거할 수 있다.
여기서, ADC로 입력 가능한 신호의 크기(세기)는, 시스템에 사용된 ADC에 의해 제한되며, 수신기의 RF/아날로그 단을 거치는 과정에서, 신호의 크기가 적절히 조정되어야 ADC가 포화(Saturation)되지 않으며, 원하는 신호에 대한 신호 대 잡음 비(Signal-to-Noise Ratio, SNR)를 얻어 정상적인 신호의 수신이 가능할 수 있다.
특히, IFD 시스템의 수신기로 들어오는 신호는 자기간섭(SI) 신호 이외에 원하는 신호(DS)도 포함하고 있으므로, RF/아날로그 단에서는 이를 고려한 자동이득조정(Automatic Gain Control, AGC)이 이루어져야 한다.
상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 본 발명은, ADC(Analog-to-Digital Converter)의 입력으로 들어오는 자기간섭(SI) 신호 신호 및 원하는 신호(DS)의 크기를 맞춰 자동이득조정(Automatic Gain Control, AGC)이 가능한 대역내 전이중(In-band Full Duplex: IFD) 송수신 방법 및 장치를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 제1 실시예에 따른 슬레이브 노드의 동작 방법은, 훈련 시퀀스 구간에서 마스터 노드로부터 비콘 신호를 수신하는 단계; 상기 비콘 신호가 수신된 경우, 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스, 제1 AGC 시퀀스 및 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스를 포함하는 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스를 상기 훈련 시퀀스 구간에서 상기 마스터 노드로 전송하는 단계; 상기 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 슬레이브 노드로 입력되는 아날로그 자기 간섭 신호의 제거를 위한 필터 계수를 산출하는 단계; 및 상기 필터 계수에 기초하여 상기 제1 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호를 제거하는 단계를 포함한다.
여기서, 상기 슬레이브 노드의 동작 방법은, 상기 제1 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호가 제거된 후에 존재하는 잔존 자기 간섭 신호의 세기 및 상기 비콘 신호의 세기에 기초하여, 상기 비콘 신호의 이득을 조정하는 단계; 상기 비콘 신호의 이득이 조정된 후, 상기 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제거를 위한 디지털 필터 계수를 산출하는 단계; 및 상기 훈련 시퀀스 구간 이후의 데이터 전송 구간에서 상기 마스터 노드로부터 IFD 방식에 기초하여 수신된 데이터 신호를 상기 디지털 필터 계수 및 조정된 이득에 기초하여 복조하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 비콘 신호의 이득을 조정하는 단계는, 상기 비콘 신호에 기초하여 측정된 원하는 신호의 제1 세기와 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제2 세기의 합인 제3 세기를 산출하는 단계; 및 상기 제3 세기에 기초하여 상기 비콘 신호의 이득을 조절하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 비콘 신호의 이득은 상기 슬레이브 노드의 ADC의 동적 범위 이내로 조정될 수 있다.
여기서, 상기 비콘 신호는 신호의 센싱과 이득 조정을 위한 시퀀스 필드 및 IFD 정보 필드를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스에서 상기 제1 ACG 시퀀스는 상기 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스와 상기 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스 사이에 위치할 수 있다.
여기서, 상기 슬레이브 노드의 동작 방법은, 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 전송 후에 상기 마스터 노드로부터 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스를 수신하는 단계를 더 포함할 수 있고, 상기 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스는 상기 마스터 노드에서 자기 간섭 신호의 제거를 위해 사용될 수 있고, 상기 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스가 수신된 후에 상기 데이터 전송 구간에서 상기 마스터 노드로부터 상기 데이터 신호가 수신될 수 있다.
여기서, 상기 상기 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스는 제2 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스, 제2 AGC 시퀀스 및 제2 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스를 포함할 수 있고, 상기 제2 AGC 시퀀스는 상기 제2 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스와 상기 제2 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스 사이에 위치할 수 있다.
본 발명의 제2 실시예에 따른 마스터 노드의 동작 방법은, 훈련 시퀀스 구간에서 비콘 신호를 전송하는 단계; 상기 훈련 시퀀스 구간에서 상기 비콘 신호를 수신한 슬레이브 노드로부터 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스를 수신하는 단계; 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스가 수신된 경우, 제2 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스, 제2 AGC 시퀀스 및 제2 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스를 포함하는 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스를 상기 훈련 시퀀스 구간에서 상기 슬레이브 노드로 전송하는 단계; 상기 제2 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 마스터 노드로 입력되는 아날로그 자기 간섭 신호의 제거를 위한 필터 계수를 산출하는 단계; 및 상기 필터 계수에 기초하여 상기 제2 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호를 제거하는 단계를 포함한다.
여기서, 상기 마스터 노드의 동작 방법은, 상기 제2 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호가 제거된 후에 존재하는 잔존 자기 간섭 신호의 세기 및 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 세기에 기초하여, 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 이득을 조정하는 단계; 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 이득이 조정된 후, 상기 제2 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제거를 위한 디지털 필터 계수를 산출하는 단계; 및 상기 훈련 시퀀스 구간 이후의 데이터 전송 구간에서 상기 슬레이브 노드로부터 IFD 방식에 기초하여 수신된 데이터 신호를 상기 디지털 필터 계수 및 조정된 이득에 기초하여 복조하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 이득을 조정하는 단계는, 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 측정된 원하는 신호의 제1 세기와 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제2 세기의 합인 제3 세기를 산출하는 단계; 및 상기 제3 세기에 기초하여 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 이득을 조절하는 단계를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 이득은 상기 마스터 노드의 ADC의 동적 범위 이내로 조정될 수 있다.
여기서, 상기 비콘 신호는 신호의 센싱과 이득 조정을 위한 시퀀스 필드 및 IFD 정보 필드를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스는 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스, 제1 AGC 시퀀스 및 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스를 포함할 수 있고, 상기 슬레이브 노드에서 자기 간섭 신호의 제거를 위해 사용될 수 있다.
본 발명의 제3 실시예에 따른 슬레이브 노드는 프로세서 및 상기 프로세서에 의해 실행되는 적어도 하나의 명령이 저장된 메모리를 포함하고, 상기 적어도 하나의 명령은, 훈련 시퀀스 구간에서 상기 마스터 노드로부터 비콘 신호를 수신하고; 상기 비콘 신호가 수신된 경우, 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스, 제1 AGC 시퀀스 및 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스를 포함하는 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스를 상기 훈련 시퀀스 구간에서 상기 마스터 노드로 전송하고; 상기 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 슬레이브 노드로 입력되는 아날로그 자기 간섭 신호의 제거를 위한 필터 계수를 산출하고; 그리고 상기 필터 계수에 기초하여 상기 제1 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호를 제거하도록 실행된다.
여기서, 상기 적어도 하나의 명령은, 상기 제1 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호가 제거된 후에 존재하는 잔존 자기 간섭 신호의 세기 및 상기 비콘 신호의 세기에 기초하여, 상기 비콘 신호의 이득을 조정하고; 상기 비콘 신호의 이득이 조정된 후, 상기 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제거를 위한 디지털 필터 계수를 산출하고; 그리고 상기 훈련 시퀀스 구간 이후의 데이터 전송 구간에서 상기 마스터 노드로부터 IFD 방식에 기초하여 수신된 데이터 신호를 상기 디지털 필터 계수 및 조정된 이득에 기초하여 복조하도록 더 실행될 수 있다.
여기서, 상기 비콘 신호의 이득을 조정하는 경우에 상기 적어도 하나의 명령은, 상기 비콘 신호에 기초하여 측정된 원하는 신호의 제1 세기와 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제2 세기의 합인 제3 세기를 산출하고; 그리고 상기 제3 세기에 기초하여 상기 비콘 신호의 이득을 조절하도록 실행될 수 있다.
여기서, 상기 비콘 신호의 이득은 상기 슬레이브 노드의 ADC의 동적 범위 이내로 조정될 수 있다.
여기서, 상기 비콘 신호는 신호의 센싱과 이득 조정을 위한 시퀀스 필드 및 IFD 정보 필드를 포함할 수 있다.
여기서, 상기 적어도 하나의 명령은 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 전송 후에 상기 마스터 노드로부터 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스를 수신하도록 더 실행될 수 있고, 상기 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스는 상기 마스터 노드에서 자기 간섭 신호의 제거를 위해 사용될 수 있고, 상기 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스가 수신된 후에 상기 데이터 전송 구간에서 상기 마스터 노드로부터 상기 데이터 신호가 수신될 수 있다.
본 발명의 대역내 전이중 송수신 방법 및 장치는 ADC(Analog-to-Digital Converter)의 입력으로 들어오는 자기간섭(SI) 신호 신호 및 원하는 신호(DS)의 크기를 맞춰 자동이득조정(Automatic Gain Control, AGC)이 가능하도록 할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 대역내 전이중 송수신 방법 및 장치는 IFD 통신 시스템의 마스터 노드와 슬레이브 노드 간의 RF/아날로그 신호 이득을 조정할 수 있어, 채널이 동적으로 바뀌는 환경에서도 IFD 통신 시스템이 안정적으로 동작할 수 있도록 한다. 또한, ADC의 입력 신호 범위를 줄임으로써, 입력 범위가 좁은 저비용의 ADC 사용을 통해, 전체 시스템의 전력 소모를 줄일 수 있으며, 시스템 구성에 필요한 비용을 절약하는 효과를 얻을 수 있다.
도 1은 통신 시스템의 제1 실시예를 도시한 개념도이다.
도 2는 통신 시스템을 구성하는 통신 노드의 제1 실시예를 도시한 블록도이다.
도 3은 IFD(In-band Full Duplex) 통신 시스템의 구성을 도시한 개념도이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 IFD 송수신 장치를 도시한 블록도이다.
도 5는 도 4에 도시된 RF/아날로그 수신기, ADC 및 기저대역 수신기에 포함된 자동이득조정기를 도시한 블록도이다.
도 6은 IFD 프레임 시퀀스를 도시한 블록도이다.
도 7은 IFD 프레임 구조를 도시한 블록도이다.
도 8은 IFD 프레임에 포함된 비콘 신호의 구성을 도시한 블록도이다.
도 9는 IFD 프레임에 포함된 마스터/슬레이브 SI 트레이닝 시퀀스를 도시한 블록도이다.
도 10은 IFD 송수신 장치의 제1 실시예를 도시한 블록도이다.
도 11은 IFD 통신 시스템의 동작 방법을 도시한 순서도이다.
도 12는 IFD 송수신 장치에 포함된 수신단 ADC의 동적 범위(Dynamic Range)를 도시한 개념도이다.
도 13은 원하는 신호(DS)가 자기간섭(SI) 신호보다 큰 경우에 이득 조정 방법을 도시한 개념도이다.
도 14는 원하는 신호(DS)와 자기간섭(SI) 신호가 동일한 경우에 이득 조정 방법을 도시한 개념도이다.
도 15는 원하는 신호(DS)가 자기간섭(SI) 신호보다 작은 경우에 이득 조정 방법을 도시한 개념도이다.
도 16은 주기적으로 신호가 반복되는 시퀀스의 이득 조정 방법을 도시한 개념도이다.
도 17은 RF/아날로그 수신기의 이득 조정 방법을 도시한 흐름도이다.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시 예를 가질 수 있는 바, 특정 실시 예들을 도면에 예시하고 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다.
제1, 제2 등의 용어는 다양한 구성요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 상기 구성요소들은 상기 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 상기 용어들은 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다. 및/또는 이라는 용어는 복수의 관련된 기재된 항목들의 조합 또는 복수의 관련된 기재된 항목들 중의 어느 항목을 포함할 수 있다.
어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어" 있다거나 "접속되어" 있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결되어 있거나 또는 접속되어 있을 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어" 있다거나 "직접 접속되어" 있다고 언급된 때에는, 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다.
본 출원에서 사용한 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아니다. 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한, 복수의 표현을 포함할 수 있다. 본 출원에서, "포함하다" 또는 "가지다" 등의 용어는 명세서상에 기재된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이지, 하나 또는 그 이상의 다른 특징들이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.
다르게 정의되지 않는 한, 기술적이거나 과학적인 용어를 포함해서 여기서 사용되는 모든 용어들은 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가지고 있다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 것과 같은 용어들은 관련 기술의 문맥 상 가지는 의미와 일치하는 의미를 가진 것으로 해석되어야 하며, 본 출원에서 명백하게 정의하지 않는 한, 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미로 해석되지 않는다.
이하, 첨부한 도면들을 참조하여, 본 발명의 바람직한 실시 예를 보다 상세하게 설명하고자 한다. 본 발명을 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
도 1은 통신 시스템의 제1 실시 예를 도시한 개념도이다.
도 1을 참조하면, 통신 시스템(100)은 복수의 통신 노드들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2, 130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6)로 구성될 수 있다. 여기서, 통신 시스템(100)은 "통신 네트워크"로 지칭될 수 있다. 복수의 통신 노드들 각각은 적어도 하나의 통신 프로토콜(protocol)을 지원할 수 있다. 예를 들어, 복수의 통신 노드들 각각은 CDMA(code division multiple access) 기반의 통신 프로토콜, WCDMA(wideband CDMA) 기반의 통신 프로토콜, TDMA(time division multiple access) 기반의 통신 프로토콜, FDMA(frequency division multiple access) 기반의 통신 프로토콜, OFDM(orthogonal frequency division multiplexing) 기반의 통신 프로토콜, OFDMA(orthogonal frequency division multiple access) 기반의 통신 프로토콜, SC(single carrier)-FDMA 기반의 통신 프로토콜, NOMA(non-orthogonal multiple access) 기반의 통신 프로토콜, SDMA(space division multiple access) 기반의 통신 프로토콜 등을 지원할 수 있다. 복수의 통신 노드들 각각은 다음과 같은 구조를 가질 수 있다.
도 2는 통신 시스템을 구성하는 통신 노드의 제1 실시 예를 도시한 블록도이다.
도 2를 참조하면, 통신 노드(200)는 적어도 하나의 프로세서(210), 메모리(220) 및 네트워크와 연결되어 통신을 수행하는 송수신 장치(230)를 포함할 수 있다. 또한, 통신 노드(200)는 입력 인터페이스 장치(240), 출력 인터페이스 장치(250), 저장 장치(260) 등을 더 포함할 수 있다. 통신 노드(200)에 포함된 각각의 구성 요소들은 버스(bus)(270)에 의해 연결되어 서로 통신을 수행할 수 있다.
프로세서(210)는 메모리(220) 및 저장 장치(260) 중에서 적어도 하나에 저장된 프로그램 명령(program command)을 실행할 수 있다. 프로세서(210)는 중앙 처리 장치(central processing unit, CPU), 그래픽 처리 장치(graphics processing unit, GPU), 또는 본 발명의 실시 예들에 따른 방법들이 수행되는 전용의 프로세서를 의미할 수 있다. 메모리(220) 및 저장 장치(260) 각각은 휘발성 저장 매체 및 비휘발성 저장 매체 중에서 적어도 하나로 구성될 수 있다. 예를 들어, 메모리(220)는 읽기 전용 메모리(read only memory, ROM) 및 랜덤 액세스 메모리(random access memory, RAM) 중에서 적어도 하나로 구성될 수 있다.
다시 도 1을 참조하면, 통신 시스템(100)은 복수의 기지국들(base stations)(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2), 복수의 단말들(user equipment)(130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6)을 포함할 수 있다. 제1 기지국(110-1), 제2 기지국(110-2) 및 제3 기지국(110-3) 각각은 매크로 셀(macro cell)을 형성할 수 있다. 제4 기지국(120-1) 및 제5 기지국(120-2) 각각은 스몰 셀(small cell)을 형성할 수 있다. 제1 기지국(110-1)의 커버리지(coverage) 내에 제4 기지국(120-1), 제3 단말(130-3) 및 제4 단말(130-4)이 속할 수 있다. 제2 기지국(110-2)의 커버리지 내에 제2 단말(130-2), 제4 단말(130-4) 및 제5 단말(130-5)이 속할 수 있다. 제3 기지국(110-3)의 커버리지 내에 제5 기지국(120-2), 제4 단말(130-4), 제5 단말(130-5) 및 제6 단말(130-6)이 속할 수 있다. 제4 기지국(120-1)의 커버리지 내에 제1 단말(130-1)이 속할 수 있다. 제5 기지국(120-2)의 커버리지 내에 제6 단말(130-6)이 속할 수 있다.
여기서, 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 노드B(NodeB), 고도화 노드B(evolved NodeB), BTS(base transceiver station), 무선 기지국(radio base station), 무선 트랜시버(radio transceiver), 액세스 포인트(access point), 액세스 노드(node), 노변 장치(road side unit; RSU), RRH(radio remote head), TP(transmission point), TRP(transmission and reception point), 중계 노드(relay node) 등으로 지칭될 수 있다. 복수의 단말들(130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6) 각각은 터미널(terminal), 액세스 터미널(access terminal), 모바일 터미널(mobile terminal), 스테이션(station), 가입자 스테이션(subscriber station), 모바일 스테이션(mobile station), 휴대 가입자 스테이션(portable subscriber station), 노드(node), 다바이스(device) 등으로 지칭될 수 있다.
복수의 통신 노드들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2, 130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6) 각각은 셀룰러(cellular) 통신(예를 들어, 3GPP(3rd generation partnership project) 표준에서 규정된 LTE(long term evolution), LTE-A(advanced) 등)을 지원할 수 있다. 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 서로 다른 주파수 대역에서 동작할 수 있고, 또는 동일한 주파수 대역에서 동작할 수 있다. 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 아이디얼 백홀(ideal backhaul) 또는 논(non)-아이디얼 백홀을 통해 서로 연결될 수 있고, 아이디얼 백홀 또는 논-아이디얼 백홀을 통해 서로 정보를 교환할 수 있다. 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 아이디얼 백홀 또는 논-아이디얼 백홀을 통해 코어(core) 네트워크(미도시)와 연결될 수 있다. 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 코어 네트워크로부터 수신한 신호를 해당 단말(130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6)에 전송할 수 있고, 해당 단말(130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6)로부터 수신한 신호를 코어 네트워크에 전송할 수 있다.
복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 OFDMA 기반의 다운링크(downlink) 전송을 지원할 수 있고, SC-FDMA 기반의 업링크(uplink) 전송을 지원할 수 있다. 또한, 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 MIMO(multiple input multiple output) 전송(예를 들어, SU(single user)-MIMO, MU(multi user)-MIMO, 대규모(massive) MIMO 등), CoMP(coordinated multipoint) 전송, 캐리어 애그리게이션(carrier aggregation) 전송, 비면허 대역(unlicensed band)에서 전송, 단말 간 직접(device to device, D2D) 통신(또는, ProSe(proximity services)) 등을 지원할 수 있다. 여기서, 복수의 단말들(130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6) 각각은 기지국(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2)과 대응하는 동작, 기지국(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2)에 의해 지원되는 동작을 수행할 수 있다.
예를 들어, 제2 기지국(110-2)은 SU-MIMO 방식을 기반으로 신호를 제4 단말(130-4)에 전송할 수 있고, 제4 단말(130-4)은 SU-MIMO 방식에 의해 제2 기지국(110-2)으로부터 신호를 수신할 수 있다. 또는, 제2 기지국(110-2)은 MU-MIMO 방식을 기반으로 신호를 제4 단말(130-4) 및 제5 단말(130-5)에 전송할 수 있고, 제4 단말(130-4) 및 제5 단말(130-5) 각각은 MU-MIMO 방식에 의해 제2 기지국(110-2)으로부터 신호를 수신할 수 있다. 제1 기지국(110-1), 제2 기지국(110-2) 및 제3 기지국(110-3) 각각은 CoMP 방식을 기반으로 신호를 제4 단말(130-4)에 전송할 수 있고, 제4 단말(130-4)은 CoMP 방식에 의해 제1 기지국(110-1), 제2 기지국(110-2) 및 제3 기지국(110-3)으로부터 신호를 수신할 수 있다. 복수의 기지국들(110-1, 110-2, 110-3, 120-1, 120-2) 각각은 자신의 커버리지 내에 속한 단말(130-1, 130-2, 130-3, 130-4, 130-5, 130-6)과 캐리어 애그리게이션 방식을 기반으로 신호를 송수신할 수 있다. 제1 기지국(110-1), 제2 기지국(110-2) 및 제3 기지국(110-3) 각각은 제4 단말(130-4)과 제5 단말(130-5) 간의 D2D 통신을 코디네이션(coordination)할 수 있고, 제4 단말(130-4) 및 제5 단말(130-5) 각각은 제2 기지국(110-2) 및 제3 기지국(110-3) 각각의 코디네이션에 의해 D2D 통신을 수행할 수 있다.
한편, 통신 시스템은 FDD(frequency division duplex) 방식, TDD(time division duplex) 방식 등을 지원할 수 있다. FDD 방식에 기초한 프레임은 "타입(type) 1 프레임"으로 정의될 수 있고, TDD 방식에 기초한 프레임은 "타입 2 프레임"으로 정의될 수 있다.
도 3은 IFD(In-band Full Duplex) 통신 시스템의 구성을 도시한 개념도이다.
도 3을 참조하면, IFD 통신 시스템은 쌍-동일대역 전이중(Pair-wise IFD) 통신 방식과 비제한-동일대역 전이중(Unrestricted IFD) 통신 방식으로 구분될 수 있다. 쌍-동일대역 전이중(Pair-wise IFD) 통신 방식은 마스터(Master) 노드와 슬레이브(Slave) 노드 간에 IFD 통신이 이루어지는 것으로 마스터 노드와 슬레이브 노드는 도 5에 도시된 IFD 송수신 장치를 포함할 수 있다. IFD 송수신 장치에 대해서는 도 5를 참조하여 설명하기로 한다. 비제한-동일대역 전이중(Unrestricted IFD) 방식은 마스터 노드가 IFD 송수신 장치를 이용하여 제1 슬레이브 노드로부터 데이터를 수신하고, 제2 슬레이브 노드로 데이터를 전송할 수 있다. 이때, 제1 슬레이브 노드와 제2 슬레이브 노드는 반이중(HD) 방식으로 동시간에 송신 또는 수신만 수행할 수 있다.
이하, 쌍-동일대역 전이중(Pair-wise IFD) 통신 시스템에서 IFD 수신기의 자동이득조정(Automatic Gain Control, AGC)을 위한 IFD 프레임 및 자동이득조정(AGC) 방법을 제안한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 IFD 송수신 장치를 도시한 블록도이다.
도 4를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 대역내 전이중(IFD: In-band Full Duplex) 송수신 장치(이하 'IFD 송수신 장치'라 함)는 IFD 수신부(300), IFD 송신부(400) 및 다중 안테나부(500)를 포함할 수 있다.
다중 안테나부(500)는 1개 또는 복수의 안테나로 구성되며, 각각의 안테나는 IFD 수신부(300) 및 IFD 송신부(400)와 연결된다. 여기서, 다중 안테나부(500)의 안테나로서 분리 안테나가 적용될 수 있다. 또한, 다중 안테나부(500)의 안테나로서 공유 안테나가 적용될 수 있다. 다중 안네나부(500)는 IFD 수신부(300)와 IFD 송신부(400) 간의 신호 분리를 위해 서큘레이터(Circulator) 장치를 포함할 수 있다.
IFD 송신부(400)는 기저대역 송신기(410), 디지털-아날로그 변환기(420, DAC) 및 RF/아날로그 송신기(430)를 포함할 수 있다.
기저대역 송신기(410)는 TX 오버샘플링부(TX over sampling unit)를 포함할 수 있으며, 송신신호를 오버샘플링하여 디지털-아날로그 변환기(420) 및 IFD 수신부(300)의 디지털 SI 제거기(340) 및 RF/아날로그 연산 제어기(360)로 출력할 수 있다.
디지털-아날로그 변환기(420)는 기저대역 송신기(410)의 출력신호를 디지털 신호로 전환하여 RF/아날로그 송신기(430)로 출력할 수 있다.
RF/아날로그 송신기(430)는 디지털-아날로그 변환기(420)에서 수신된 신호가 RF(Radio Frequency)로 송신될 수 있도록 수신신호를 상향 변환(up converting)하고, 증폭하여 안테나부(500)로 출력할 수 있다. 또한, RF/아날로그 송신기(430)의 출력신호는 IFD 수신부(300)의 RF/아날로그 SI 생성기(370)에 입력될 수 있다.
IFD 수신부(300)는 RF/아날로그 SI 제거기(310), RF/ 아날로그 수신기(320), 아날로그-디지털 변환기(330, analog-to-digital convertor: ADC), 디지털 SI 제거기(340, DSIC), 기저대역 수신기(350), RF/아날로그 연산 제어기(360) 및 RF/아날로그 SI 생성기(370)를 포함할 수 있다.
RF/아날로그 SI 생성기(370)는 RF 아날로그 영역에서 FIR 필터(finite impulse response filter)를 통해 수신 신호의 왜곡된 형태인 아날로그 SI 신호(analog-generated SI, AGSI)를 생성하고, 생성된 아날로그 SI 신호를 RF/아날로그 SI 제거기(310)로 출력할 수 있다. 이때, RF/아날로그 연산 제어기(360)는 FIR 필터의 계수를 생성하여 RF/아날로그 SI 생성기(370)에 공급할 수 있다.
아날로그 SI 제거기(310)는 다중 안테나부(500)로부터 RF 대역 신호를 입력 받고, RF/아날로그 SI 생성기(370)로부터 수신된 아날로그 SI 신호에 기초하여 수신된 RF 대역 신호로부터 아날로그 SI(analog-generated SI, AGSI)를 제거하는 아날로그 SIC(ASIC) 동작을 수행할 수 있다.
RF/아날로그 수신기(320)는 기저대역 수신기(350) 내의 자동이득조절 장치의 신호를 입력 받아 수신신호의 전력을 조정하고, 수신된 신호를 기저대역(base band, BB) 또는 중간대역으로(intermediate frequency, IF)으로 하향 변환(down converting)하여 아날로그-디지털 변환기(330, ADC)로 출력할 수 있다.
아날로그-디지털 변환기(330, ADC)는 RF/아날로그 수신기(320)에서 입력된 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력할 수 있다.
아날로그-디지털 변환기(330, ADC)의 출력신호는 디지털 SI 제거기(340) 및 RF/아날로그 연산 제어기(360)로 출력될 수 있다.
디지털 SI 제거기(340)는 아날로그-디지털 변환기(340, ADC)의 출력신호를 입력 받고, 입력된 신호에서 디지털 SI(digital-generated SI, DGSI)를 제거하는 디지털 SIC(DSIC) 동작을 수행할 수 있다. 이때, 디지털 SI 제거기(340)는 IFD 송신부(400)의 기저대역 송신기(410)에서 출력된 신호를 이용하여 디지털 신호에서 남아있는 자기간섭(SI) 신호를 제거하여 기저대역 수신기(350)로 출력할 수 있다.
기저대역 수신기(350)는 디지털 SI 제거기(340)로부터 자기간섭제거(SIC)가 이루어진 신호를 입력 받고, 입력된 신호를 다운샘플링(DS) 및 디코딩 하여 출력할 수 있다. 이때, 기저대역 수신기(350)는 출력 신호의 이득을 자동으로 조정하기 위해서 도 5에 도시된 바와 같이, 자동이득조정기(551, AGC: automatic gain controller)를 포함한다. 이와 같이, RF/아날로그 SI 제거기(310)를 통해 자기간섭(SI) 신호의 아날로그 성분을 제거하고, 디지털 SI 제거기(340)를 통해 자기간섭(SI) 신호의 디지털 성분을 제거하여 기저대역 수신기(350)에서 디지털 복조를 통해 원하는 신호를 복호할 수 있다.
도 5는 도 4에 도시된 RF/아날로그 수신기, ADC 및 기저대역 수신기에 포함된 자동이득조정기를 도시한 블록도이다.
도 5를 참조하면, RF/아날로그 수신기(320)는 저잡음 증폭기(321, Low Noise Amplifier, LNA), 주파수 혼합기(322, Mixer), 저역통과필터(323, Low frequency Pass Filter, LPF) 및 가변이득 증폭기(324, Variable Gain Amplifier, VGA)를 포함한다.
안테나부(500)를 통해 수신되는 신호는 아주 작은 신호로, 아날로그-디지털 변환기(330, ADC)를 통해 디지털 신호로 변환되기 이전에 신호의 크기를 충분히 증폭시켜야 한다. 따라서, 저잡음 증폭기(321, LNA)를 통해 RF 신호를 증폭시키고, 증폭된 RF 신호가 주파수 혼합기(322, Mixer)를 거쳐 기저대역 신호로 변환된다. 이때, 저잡음 증폭기(321, LNA)의 개수는 다중 안테나부(500)의 수신 안테나 개수와 동일하며, 각각의 저잡음 증폭기(321, LNA)가 각각의 수신 안테나와 연결되어 각각의 수신 안테나의 출력이 각각의 저잡음 증폭기(321, LNA)로 입력될 수 있다. 또한, 주파수 혼합기(322, Mixer)는 수신된 RF 신호를 기저대역(base band, BB)으로 하향 변환(down converting)하고, 하향 변환된 RF 신호를 저역통과필터(323, LPF)로 출력할 수 있다.
이어서, 저역통과필터(323, LPF)를 통해 주변 주파수 간섭을 제거한 후, 가변이득 증폭기(324, VGA)를 통해 아날로그-디지털 변환기(330, ADC)에서 신호가 포화(saturation) 되지 않도록 한다. 이를 통해, 최대의 신호대잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio)을 얻을 수 있는 신호의 크기로 아날로그 신호를 변환할 수 있다. 아날로그-디지털 변환기(330, ADC)의 출력 신호는 자동이득조정기(551, AGC)로 입력되고, 자동이득조정기(551, AGC)는 입력된 신호의 이득을 자동으로 조정하여 출력할 수 있다.
도 6은 IFD 프레임 시퀀스를 도시한 블록도이다.
도 3 및 도 6을 참조하면, IFD 프레임 시퀀스(600)는 훈련 시퀀스(Training Sequence)를 전송하는 훈련 시퀀스 구간(610, 제1 구간)과 데이터 전송(Data Transmission)을 수행하는 데이터 전송 구간(620, 제2 구간)이 반복적으로 배치되어 구성될 수 있다. IFD 통신 시스템에서 자기간섭(SI) 신호를 제거하기 위해서는 RF/아날로그 연산 제어기(360) 및 RF/아날로그 SI 생성기(370)에서 IFD 송신부(400)와 안테나부(500)에서 생성되는 신호의 선형(Linear) 및 비선형(Non-linear) 왜곡 정보에 대한 추정이 필요하다. 이러한, 신호의 선형(Linear) 및 비선형(Non-linear) 왜곡을 추정하기 위해서, 이미 알고 있는 신호(Known Signal)인 훈련 시퀀스(Training Sequence)를 데이터 전송(Data Transmission) 이전에 전송할 수 있다.
여기서, 훈련 시퀀스(Training Sequence)는 RF/아날로그 SI 제거에 필요한 제1 훈련 시퀀스와, 디지털 SI 제거에 필요한 제2 훈련 시퀀스로 구분될 수 있다. 이러한, 제1 훈련 시퀀스 및 제2 훈련 시퀀스의 구성은 다양하게 설계할 수 있다. 예를 들어, RF/아날로그 SI 제거를 2단 이상으로 나누어 수행할 경우 제1 훈련 시퀀스도 2개 이상 필요할 수 있다. 디지털 SI 제거에서도 안테나 수의 증가 또는 순차적 디지털 SI 제거를 위한 시퀀스의 개수가 달라질 수 있다.
도 7은 IFD 프레임 구조를 도시한 블록도이다.
도 3 및 도 7을 참조하면, 1 프레임은 훈련 시퀀스 구간(Training Sequence Period, ①, ②, ③) 및 데이터(621)를 전송하는 데이터 전송 구간(Data Transmission Period, ④)으로 구성될 수 있다. 여기서, 프레임은 하나 이상의 훈련 시퀀스 구간과 하나 이상의 데이터 전송 구간의 묶음을 표현한 것으로, LTE 등 이동통신 구조의 프레임 또는 무선랜 시스템의 패킷 프레임 등과 매핑 되는 용어는 아니며, IFD 전송에 필요한 정보, 훈련 시퀀스 및 데이터 전송의 묶음으로 정의할 수 있다.
마스터(Master) 노드는 이동통신 망 구조 통신에서의 기지국, 무선 랜과 같은 통신 망 구조의 액세스포인트(Access Point, AP) 또는 일대일(Point-to-point) 통신 구조에서 연결의 주도권을 가진 호스트(Host) 등이 될 수 있다. 슬레이브(Slave) 노드는 기지국에 연결되어 전송 토큰을 가진 단말 시스템, 무선 랜의 AP에 연결되어 채널 액세스(Channel Access) 권한을 가진 스테이션(Station, STA) 또는 일대일 통신의 호스트와 연결된 디바이스(Device) 등이 될 수 있다.
훈련 시퀀스를 통해 SI 제거에 필요한 RF/아날로그 제거기(310) 및 디지털 SI 제거기(340)이 필터 계수를 연산하는 것 이외에 아래의 동작을 수행할 수 있다. (1) 데이터 전송 구간에서 송수신이 동시에 이루어지기 위한 동기화를 수행할 수 있다. (2) 훈련 시퀀스의 전송 중에는 안테나 방사가 발생하므로, IFD 통신을 수행할 상대방 IFD 시스템은 이 구간 동안 송신을 제한할 수 있다. (3) 훈련 시퀀스 이용하여 RF/아날로그의 이득을 조정 함으로써, 아날로그-디지털 변환기(330)의 입력 크기를 변화시켜, 기저대역 수신기(350)에서 복조가 가능한 최대 SNR을 확보할 수 있다.
이를 위해, 본 발명에서는 각 IFD 프레임 구간에 비콘 신호(611)를 배치하여 동기화가 가능하도록 할 수 있다. 또한, 슬레이브 훈련 시퀀스(612)와 마스터 훈련 시퀀스(613)를 시간적으로 분리하여 전송함으로써 서로간의 간섭을 피할 수 있도록 할 수 있다. 이와 같이, 비콘 신호(611) 및 슬레이브 훈련 시퀀스(612)와 마스터 훈련 시퀀스(613)의 발생을 조합하여 자동이득조정기(551, AGC)에서 이득 조정이 가능하도록 훈련 시퀀스 구조를 생성할 수 있다.
훈련 시퀀스 구간은 비콘 신호(611, Beacon Signal)를 전송하는 비콘 신호 구간(①)과, 슬레이브 시퀀스(612)를 전송하는 슬레이브 시퀀스 구간(②) 및 마스터 시퀀스(613)를 전송하는 마스터 시퀀스 구간(③)으로 구성될 수 있다.
비콘 신호(611)는 마스터 노드가 슬레이브 노드로 전송하는 신호로서 마스터 노드/슬레이브 노드의 동기화에 사용되며, 비콘 신호(611)를 통해 IFD 관련 정보를 슬레이브 노드로 전송할 수 있다. 비콘 신호(611)를 수신한 슬레이브 노드는 비콘 신호(611)를 통해 마스터 노드의 전송 신호의 크기를 측정할 수 있다.
마스터 노드와 슬레이브 노드 각각은 자신의 간섭 신호를 측정하여 SI 제거에 필요한 필터 값을 계산하고, 자기간섭 훈련 시퀀스(SI training sequence)를 생성할 수 있다. 슬레이브 노드는 슬레이브 시퀀스(612)를 생성하여 마스터 노드로 전송하고, 마스터 노드는 마스터 시퀀스(613)를 생성하여 슬레이브 노드로 전송할 수 있다.
슬레이브 노드는 비콘 신호 구간(①) 동안 마스터 신호의 크기를 측정하며, 마스터 노드는 슬레이브 훈련 시퀀스 구간(②) 동안 슬레이브 훈련 시퀀스를 수신한 후, 신호의 크기를 측정하여, 수신을 원하는 신호의 크기를 찾을 수 있다.
마스터 노드와 슬레이브 노드 각각은 훈련 시퀀스 구간(②, ③)의 AGC 시퀀스 구간 동안 RF/Analog 단에서 SI가 1차 제거된 후, 잔존하는 SI 신호의 크기를 측정하여, 앞서 찾은 수신을 원하는 신호의 크기 및 잔존하는 SI 신호 크기를 이용하여, 자동이득조정기(551, AGC)의 이득 조정에 필요한 이득 조정 값을 찾을 수 있다.
데이터 전송 구간(④)에서는 훈련 시퀀스 구간 동안 연산된 이득 조정 값을 반영하고, 자기간섭제거 필터를 이용하여 SI 신호를 제거한 후, 수신 신호를 복조할 수 있다.
도 8은 IFD 프레임에 포함된 비콘 신호의 구성을 도시한 블록도이다.
도 8을 참조하면, 비콘 신호(611)는 IFD SI 훈련 동작 구간으로 진입하기 전에 마스터 노드가 슬레이브 노드로 전송할 수 있다. 이러한, 비콘 신호(611)는 신호의 센싱 및 이득 조정을 위한 센싱/이득조정(AGC) 시퀀스 필드(611a)와 IFD 동작과 관련된 정보를 포함하는 IFD 정보 필드(611b)으로 구성될 수 있다.
센싱/이득조정(AGC) 시퀀스 필드(611a)는 비콘 신호(611)를 수신한 슬레이브 노드가 IFD 신호가 있음을 센싱(sensing)하고, 마스터 노드와 슬레이브 노드 간에 타이밍 동기를 맞추며, 마스터 노드가 슬레이브 노드로 전송하는 신호의 크기를 측정하는 용도로 사용할 수 있다. IFD 정보 필드(611b)는 IFD 구간 동안 필요한 신호 정보의 전달을 위해 마스터 노드에서 슬레이브 노드로 전송될 수 있다.
마스터 노드에서 슬레이브 노드로 전송되는 비콘 신호(611)의 실시 예로서, OFDM 통신 시스템을 가정할 경우 시간 도메인(Time Domain)을 다음의 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00001
수학식 1에서, fc는 반송주파수(Carrier frequency), k는 부반송파 인덱스(Subcarrier index)이고, t는 시간이며, ak는 부반송파 인덱스 k에서 전송되는 복소변조(Complex modulated) 신호이고, NFFT는 전체 부반송파의 개수이고, T는 OFDM 심볼(Symbol)의 주기이고, Tu는 OFDM 유효 심볼 길이이고, Tg는 보호(guard) 시간을 의미할 수 있다.
수학식 1의 T는 다음의 수학식 2와 같이, 나타낼 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00002
따라서, 비콘 신호(611)의 구성은 다음의 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00003
수학식 3에서, SBEACON는 비콘 신호의 시간 도메인 값이고, SSEN는 비콘 신호 중 센싱/이득조정(AGC) 시퀀스(sequence) 구간의 시간 도메인 값이고, SINFO는 비콘 신호 중 IFD 정보(information) 구간의 시간 도메인 값이고, tINFO는 IFD 정보 구간의 시작 시점을 의미할 수 있다.
비콘 신호(611)의 센싱 및 이득 조정 시퀀스(611a, Sensing/AGC sequence, SSEN) 신호는 짧은 시간 동안 동일한 신호를 반복하는 형태를 가질 수 있다. 일 예로서, 다음 수학식 4와 같이 무선랜의 짧은 훈련 심볼을 위 수학식 1의 ak에 적용 후, 여러 번 반복하는 방법을 적용할 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00004
이러한 신호를 이용하여, 시간 축에서 비콘 구간 동안 반복되는 심볼들 간 자기 상관(auto-correlation) 특성을 이용하거나, 교차 상관(cross-correlation) 특성 등을 통해 신호를 센싱하고, 반복 구간 동안 신호의 크기 측정 및 이득 조정이 가능할 수 있다.
비콘 신호(611)의 IFD 정보 필드(611b, IFD Information, SINFO)는 보호 부반송파 부분을 제외한 나머지 부반송파에 데이터 정보를 실어서 전송하는 것으로, 여러 개의 OFDM 심볼에 대해 아래 수학식 5와 같이 데이터를 할당할 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00005
데이터 부반송파(Data subcarriers) 부분에는 데이터 복조에 필요한 훈련 구간이 포함될 수 있다. 전송될 정보로는 마스트의 물리계층 정보(슬레이브 노드가 마스터 노드에서 수신된 신호를 분석하는데 필요한 정보들, 예를 들어, 안테나 개수/변조 방식 관련 정보 등), 마스터 IFD 시스템에 연결 가능한 슬레이브 ID(비콘을 수신한 슬레이브 노드가 자신과 연결될 마스터 노드를 확인하기 위한 정보 등), IFD 훈련 심볼 정보(슬레이브 노드가 훈련 신호를 전송하고 분석하는데 필요한 기본 정보 등, 예를 들어, RF/아날로그 SI 훈련 시퀀스, AGC 시퀀스, 디지털 SI 훈련 시퀀스의 길이 및 타입 등), IFD 프레임 길이(슬레이브 노드가 전송할 데이터의 크기를 미리 준비하기 위해 필요한 정보 등), IFD 프레임 시퀀스 번호(슬레이브 노드가 현재 수신하고 있는 IFD 프레임이 몇 번째인지를 전달함으로써, 잃어버리거나 전송에 오류가 있었는지 등을 확인하기 위한 정보)등을 포함할 수 있다.
도 9는 IFD 프레임에 포함된 마스터/슬레이브 SI 트레이닝 시퀀스를 도시한 블록도이다.
도 9를 참조하면, IFD 프레임 구조 중 슬레이브 SI 훈련 시퀀스 구간(612)은 RF/아날로그 SI 훈련 시퀀스(612a, training sequence) 및 AGC 시퀀스(612b) 및 디지털 SI 훈련 시퀀스(612c, Digital SI training sequence)를 포함하여 구성될 수 있다. 슬레이브 노드뿐만 아니라 마스터 노드에서도 도 9에 도시된 SI 훈련 시퀀스 구간(612)를 동일하게 사용할 수 있다.
슬레이브 SI 훈련 시퀀스 구간(612) 중, RF/아날로그 SI 훈련 시퀀스(612a)는 도 3의 RF/아날로그 연산 제어기(360)에서 RF/아날로그 SI 생성기(370)의 필터 계수를 연산하기 위해 사용되는 시퀀스를 포함할 수 있다.
또한, AGC 시퀀스(612b)는 RF/아날로그 SI 제거기(310)에 의해 SI 신호가 제거된 후, 잔존하는 SI 신호의 크기를 측정하고, LNA 및 VGA 이득을 조정하기 위한 시퀀스를 포함할 수 있다. 또한, 디지털 SI 훈련 시퀀스(612c)는 디지털 SI 제거기(340)가 잔존하는 SI 제거에 필요한 디지털 SI 필터의 계수를 연산하기 위한 시퀀스를 포함할 수 있다.
구체적으로, RF/아날로그 자기간섭 훈련 시퀀스(612a)를 송신하는 동안, 스레이브의 수신단으로 유입되는 자기간섭 신호를 이용하여, RF/아날로그 자기간섭 제거를 위한 필터 계수 값을 산출할 수 있다. 이후, 산출된 필터 계수 값을 업데이트 할 수 있다. 이후, AGC 시퀀스(612b) 기간 동안에 RF/아날로그 자기간섭제거 필터를 거친 AGC 시퀀스(612b)를 이용하여 자기간섭이 제거된 후, 잔존하는 SI의 크기를 측정할 수 있다. 이때, 앞서 비콘 신호의 수신을 통해 측정된 원하는 신호(DS)의 제1 크기 값과, 잔존하는 SI의 제2 크기 값을 더하여 제3 크기 값을 산출할 수 있다. 그리고 제3 크기 값을 에 기초하여 아날로그-디지털 변환기(330)의 동적 범위 내에서 적절한 크기의 신호가 입력될 수 있도록 LNA/VGA의 이득을 조정할 수 있다. 그리고 LNA/VGA의 이득을 조정한 후, 디지털 SI 훈련 시퀀스(612c)의 송신 동안에 슬레이브 노드의 수신단에 배치된 아날로그-디지털 변환기(330)로 입력되는 잔존하는 SI 신호를 이용하여 디지털 자기간섭 제거 필터 계수를 연산할 수 있다.
도 6에 도시된 바와 같이, 훈련 시퀀스 구간(610, 제1 구간) 동안 RF/아날로그 SI 훈련 시퀀스 및 디지털 SI 훈련 시퀀스 등의 SI 훈련 시퀀스들을 이어서 전송하는 방식을 개선하여, 도 9에 도시된 바와 같이, RF/아날로그 SI 훈련 시퀀스(612a)와 디지털 SI 훈련 시퀀스(612c) 사이에 이득 조정을 위한 AGC 시퀀스(612b)를 배치하였다. 이를 통해, 도 3의 아날로그-디지털 변환기(330, ADC)로 수신 신호가 입력되기 전에 최대의 SNR을 얻기 위한 신호의 크기 조정이 가능하도록 하였다.
슬레이브 SI 훈련 시퀀스의 실시 예는 다음의 수학식과 같이 나타낼 수 있으며, 마스터 SI 훈련 시퀀스도 동일하게 적용할 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00006
수학식 6에서, ST_ SEQ는 SI 훈련 시퀀스(Training sequence)의 시간 도메인 값이고, SRSI는 SI 훈련 시퀀스(Training sequence) 중 RF/아날로그 SI 훈련 시퀀스 구간의 시간 도메인 값이고, SAGC는 SI 훈련 시퀀스 중 AGC 시퀀스 구간의 시간 도메인 값이고, SDSI는 SI 훈련 시퀀스 중 디지털 SI 훈련 시퀀스 구간의 시간 도메인 값을 의미할 수 있다. 그리고, tAGC는 AGC 시퀀스 구간의 시작 시점이고, tDSI는 디지털 SI 시퀀스구간의 시작 시점을 의미할 수 있다.
RF/아날로그 SI 훈련 시퀀스의 실시 예로서, 주파수 직교 시퀀스인 CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation) 시퀀스 중, ZC(Zadoff-Chu) 시퀀스를 사용할 수 있다.
ZC 시퀀스 길이가 N이고, 원시 인덱스(root index)가 M인, 원시 ZC 시퀀스의 k번째는 다음 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00007
이를
Figure 112017131096439-pat00008
수식의 ak 부반송파에 할당하면 다음의 수학식 8과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00009
AGC 시퀀스의 실시 예는 다음의 수학식 9와 같이, 도 8의 비콘 신호의 센싱/이득조정(AGC) 시퀀스(611a)를 동일하게 사용할 수 있으며, 신호의 길이는 요구하는 AGC의 횟수 등에 따라 조정할 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00010
디지털 SI 훈련 시퀀스의 실시 예로서, 시간 도메인(Time domain)에서 사용되는 주파수 대역폭의 Gaussian Random 시퀀스를 생성하여 사용하거나, 다음의 수학식 10과 같이 주파수 도메인에서 특정한 신호를 만들어 사용할 수 있다. 수학식 10의 신호는 무선랜의 긴 훈련 심볼을 참고하여 생성할 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00011
도 10은 IFD 송수신 장치의 제1 실시예를 도시한 블록도이다.
도 10을 참조하면, 슬레이브 노드가 RF/아날로그 SI 훈련 신호를 송신하는 동안, 도 3의 RF/아날로그 연산 제어기(360)는 슬레이브 노드의 RF/아날로그 SI 제거기(310)의 필터 계수를 연산하고 업데이트 할 수 있다. 예를 들어, 도 10에 도시된 바와 같이, RF/아날로그 송수신기를 설계하여 안테나부(500)를 통한 누출(leakage) SI와 안테나 반사(reflection) SI를 제거할 수 있다.
도 10에서, Htx는 송신부(400) 전달 함수이고, Hrx는 수신부(300) 전달 함수이고, Hant는 안테나 전달 함수이고, HFIR는 RF/Analog SI 제거 필터 전달 함수이고, Stx(f)는 송신 신호 주파수 도메인 함수를 의미할 수 있다.
RF/아날로그 SI 제거 필터의 전달 함수는 다음의 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00012
수학식 11에서, N은 필터의 Tap 수이고, Tn은 각 Tap 별 지연 시간이고, an은 Tap 별 필터 계수를 의미할 수 있다.
수학식 11을 N개의 주파수에 대해 행렬로 표시하면 다음의 수학식 12와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00013
수학식 12에서, HFIR는 RF/아날로그 SI 제거 필터 전달 함수 주파수 벡터이고, F는 RF/아날로그 SI 제거 필터 주파수이고, 시간 지연 행렬 a는 RF/아날로그 SI 제거 필터 계수를 의미할 수 있다.
수학식 12에 의해서, 필터의 계수를 연산하는 것은 다음의 수학식 13과 같이 최소 제곱(Least Squares) 방식 등을 이용하여, aopt 값을 찾아 필터에 적용할 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00014
수학식 13에서, Hant는 안테나 전달 함수 주파수 벡터이고, e는 안테나 전달 함수 주파수 벡터와 RF/아날로그 SI 제거 필터 전달 함수의 주파수 벡터 간의 차이이고, 에러 벡터 aopt는 최적의(Optimal) RF/아날로그 SI 제거 필터 계수 벡터를 의미할 수 있다.
도 9에 도시된 AGC 시퀀스(612b) 신호부터는 슬레이브 IFD 시스템의 RF/아날로그 수신기로 SI가 일부 제거된 신호가 입력될 수 있다. AGC 시퀀스(612b)의 SI 신호 세기 및 앞서 비콘 신호(611) 수신을 통해 측정된 마스터 노드의 신호의 세기를 이용하여, 도 5에 도시된 저잡음 증폭기(321, LNA), 가변이득 증폭기(324, VGA)의 이득 조정, 아날로그-디지털 변환기(330, ADC)의 입력으로 원하는 신호(DS) 크기가 들어오도록 제어할 수 있다.
AGC 시퀀스(612b) 이후 이어지는 디지털 SI 훈련 시퀀스(612c) 구간 동안은 이전 AGC 시퀀스(612b) 구간 동안 조정된 이득 값을 반영하여, 디지털 변환된 값으로부터 디지털 SI 필터 계수를 연산 및 업데이트 할 수 있다.
예를 들어, 수신된 디지털 샘플링 기저대역 신호를 다음의 수학식 14와 같이, 볼테라(Volterra) 모델(y)로 나타낼 경우, 훈련 신호의 송신 기저대역 값(x)을 이미 알고 있으므로, 송신 신호 x 및 x의 기저(Basis)들과 수신 y를 이용하여 볼테라 커널(Kernel)을 추정하고, 이를 디지털 SI 제거 필터에 적용할 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00015
수학식 14에서, X는 디지털 샘플링 송신 기저대역 신호이고, y는 디지털 샘플링 수신 기저대역 신호이고,
Figure 112017131096439-pat00016
는 볼테라 커널이고, P=2K-1은 비선형 차수이고, M은 메모리 길이를 의미할 수 있다.
도 7에 도시된 바와 같이, 슬레이브 훈련 시퀀스 구간 동안(②), 마스터 노드는 슬레이브 노드의 안테나를 통해 방사된 신호를 수신하여, 슬레이브 시퀀스 신호의 크기를 측정 후, 이를 메모리에 저장할 수 있다.
마스터 노드는 SI 훈련 시퀀스 구간 동안(③), 슬레이브 SI 훈련 시퀀스 구간과 같이, 도 9의 훈련 신호를 슬레이브 노드로 전송할 수 있으며, 슬레이브 노드가 수행한 작업과 동일한 일을 수행할 수 있다.
즉, 마스터 노드가 SI 훈련 시퀀스 구간의 RF/아날로그 SI 훈련 신호를 송신하는 동안, 도 3의 마스터 RF/아날로그 연산 제어기(360)는 마스터 노드의 RF/아날로그 SI 필터(filter)의 계수를 연산 및 업데이트 할 수 있다. 그리고, 마스터 SI 훈련 시퀀스 구간(③)의 AGC 시퀀스 동안, 마스터 IFD 시스템의 RF/아날로그 수신기(320)로 SI가 일부 제거된 신호가 입력된다. 따라서, 마스터 노드는 도 9에 도시된 AGC 시퀀스(612b)의 SI 신호 세기 및 앞서 슬레이브 훈련 시퀀스 수신을 통해 측정된 슬레이브 노드의 신호 세기를 이용하여, 도 5에 도시된 저잡음 증폭기(321, LNA), 가변이득 증폭기(324, VGA)의 이득 조정하여, 아날로그-디지털 변환기(330, ADC)의 입력으로 원하는 세기의 신호가 들어오도록 제어할 수 있다. 또한, 이어지는 디지털 SI 훈련 시퀀스(612c) 구간 동안, 도 3에 도시된 마스터 노드의 디지털 SI 제거기(340)는 이득 조정 값을 반영하여 디지털 SI 필터 계수를 연산 및 업데이트 할 수 있다.
구체적으로, 제2 자기간섭 훈련 시퀀스의 송신과 동시에 마스터 노드의 수신단에서 훈련 시퀀스에 대한 자기간섭 신호를 입력받을 수 있다. 이후, RF/아날로그 자기간섭 훈련 시퀀스 송신 동안, 마스터 노드의 수신단으로 유입되는 자기간섭 신호를 이용하여, RF/아날로그 자기간섭 제거를 위한 필터 계수 값을 산출할 수 있다. 그리고, 산출된 필터 계수 값을 업데이트할 수 있다.
그리고, AGC 시퀀스 동안, RF/아날로그 자기간섭 제거 필터를 거친 AGC 시퀀스에 기초하여 잔존하는 SI 값의 크기를 측정할 수 있다. 이때, 제1 자기간섭 훈련 시퀀스를　통해 측정된 원하는 신호의 제1 크기 값과, 잔존하는 SI의 제2 크기 값을 더하여 제3 크기 값을 산출할 수 있다. 그리고, 제3 크기 값에 기초하여 아날로그-디지털 변환기(330)로 적절한 크기의 신호가 입력될 수 있도록 LNA/VGA의 이득을 조정할 수 있다. LNA/VGA의 이득을 조정한 후, 디지털 자기간섭 훈련 시퀀스 송신 동안에 마스터 노드의 수신단에 배치된 아날로그-디지털 변환기(330)로 입력되는 잔존하는 SI 신호를 이용하여, 디지털 자기간섭 제거 필터 계수를 연산할 수 있다.
도 7에 도시된 데이터(621)를 전송하는 데이터 전송 구간(Data Transmission Period, ④) 동안에, 마스터 노드 및 슬레이브 노드는 데이터 송신 및 수신을 동시에 수행할 수 있다. 특히, 마스터 노드 및 슬레이브 노드가 수신하는 동안에는, RF/아날로그 SI 제거기(310)가 훈련 신호 구간 동안 연산된 SI 제거 필터 계수를 RF/아날로그 SI 제거 동작에 적용하여 SI 신호를 일부 제거할 수 있다. 그리고 자동이득조정기(551, AGC)가 저잡음 증폭기(321, LNA), 가변이득 증폭기(324, VGA)의 이득 값을 적용한 상태에서, 디지털 SI 제거부(340)에서 디지털 신호를 수신하여 나머지 SI 신호를 제거할 수 있다. 이후, 기저대역 수신기(350)를 통해 신호를 복조할 수 있다. 이와 같이, 슬레이브 노드 및 마스터 노드에서 RF/아날로그 자기간섭 제거 필터 계수 및 디지털 자기간섭 제거 필터의 계수를 업데이트한 후, 데이터 전송 기간 동안 SI 신호를 제거함과 동시에 원하는 신호를 복조할 수 있다.
도 11은 IFD 통신 시스템의 동작 방법을 도시한 순서도이다. 앞에서 도 6 내지 도 10을 참조하여 설명한 각 구간 별 마스터 노드와 슬레이브 노드의 동작을 도 11을 참조하여 설명하기로 한다.
도 11을 참조하면, IFD 통신을 진입하기 위해서 마스터 노드가 슬레이브 노드로 비콘 신호를 전송할 수 있다(S10).
마스터 노드로부터 비콘 신호를 수신한 슬레이브 노드는 비콘 신호를 센싱하여 타이밍 동기를 맞추고, 마스터 노드가 전송한 신호의 크기를 측정한 후, 측정 결과를 메모리에 저장할 수 있다. 그리고 비콘 신호와 함께 수신되는 IFD 정보를 확인하여 IFD 송수신 준비를 수행할 수 있다.
종래 기술의 IFD 시스템은 SI 제거를 위해 셀프 훈련 신호만을 사용했으나, 본 발명에서는 비콘 신호를 이용하여, 마스터 노드의 신호 세기를 미리 확인하고, 슬레이브 노드가 원하는 신호(DS)를 고려한 이득 조정이 가능하도록 할 수 있다.
이어서, 비콘 신호의 수신을 완료한 슬레이브 노드는 SI 훈련 시퀀스를 생성한 후, 생성된 SI 훈련 시퀀스를 마스터 노드로 전송할 수 있다(S20). 이때, 슬레이브 노드는 RF/아날로그 SI 제거 필터의 계수를 연산 및 적용하고, 일부 SI가 제거된 신호와 앞에서 비콘 수신으로 확인된 마스터 노드의 송신 신호의 크기를 이용하여 이득 조정을 수행할 수 있다. 이후, 디지털 SI 제거 필터 계수를 연산한다.
슬레이브 노드의 SI 훈련 신호를 수신한 마스터 노드는 수신 신호의 크기를 측정하고, 측정된 결과를 메모리에 저장할 수 있다.
이어서, 마스터 노드는 SI 훈련 시퀀스를 생성하고, 생성된 SI 훈련 시퀀스를 슬레이브 노드로 전송할 수 있다(S30). 이때, 마스터 노드는 RF/아날로그 SI 제거 필터의 계수를 연산 및 적용하고, 일부 SI가 제거된 신호와 앞에서 슬레이브 SI 훈련 시퀀스 수신으로 확인된 슬레이브 노드의 송신 신호의 세기를 이용하여 이득 조정을 수행할 수 있다. 그리고 디지털 SI 제거 필터 계수를 연산할 수 있다.
이어서, 마스터 노드와 슬레이브 노드의 SI 제거 필터 연산을 완료한 후, SI 제거 필터 및 이득 조정 값이 적용된 상태에서, 마스터 노드와 슬레이브 노드 간에 데이터 송수신을 수행할 수 있다(S40).
다음과 같은 이유에 의해서 마스터 노드와 슬레이브 노드의 이득 조정 과정을 수행한다.
첫째, 데이터 전송 구간에서 ADC 입력으로 들어오는 신호는 RF/아날로그 SI 제거만이 수행된 SI 신호에 상대편 IFD 시스템으로부터 수신한 신호가 합쳐진 것으로, SI 신호의 크기 및 원하는 신호(DS)의 크기를 모두 알아야 정확한 이득 조정이 가능할 수 있다. 따라서, 슬레이브 노드에서는 마스터 노드가 전송한 비콘 신호와 슬레이브 SI 훈련 구간 동안 이 두 신호의 크기를 확인할 수 있으며, 마스터 노드에서는 슬레이브 SI 훈련 구간 동안 및 마스터 SI 훈련 구간 동안 두 신호의 크기를 확인할 수 있다.
둘째, 마스터/슬레이브 SI 훈련 구간 중 임의의 시간에 이득 조정을 하거나, SI 훈련 구간 이후에 이득 조정을 수행할 수 있다. 이 경우, LNA/VGA 등의 이득 조정으로 인해 발생하는 신호의 크기 및 위상(Phase) 변화로 인하여, 이미 앞선 SI 훈련 시퀀스로 연산된 내용을 반영하기 어려울 수 있다. 따라서, 고정된 이득 값으로부터 RF/아날로그 SI 제거에 필요한 신호 생성을 완료할 수 있다. 이후, LNA/VGA의 이득을 조정하여, 디지털 SI 제거를 수행할 수 있다.
도 12는 IFD 송수신 장치에 포함된 수신단 ADC의 동적 범위(Dynamic Range)를 도시한 개념도이다.
도 12를 참조하면, ADC 입력의 클리핑 레벨(Clipping level)이 10dBm이고, ENOB(Effective Number of Bits)가 약 11.1bits 인 시스템에서, 30dB SNR이 필요한 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 시스템의 ADC 동적 범위(Dynamic Range)는 도 12와 같이 나눌 수 있다. 반이중 시스템에서는 RF/아날로그 이득 제어를 통해 신호의 크기가 -17dBm 이상에서 최대 SNR 확보가 가능한 크기로 ADC 입력 신호의 조정이 이루어져야 한다.
다음의 3가지 경우를 고려하여 ADC 입력 신호의 이득을 조정을 수행할 수 있다. (1) 원하는 신호(DS)가 SI 신호보다 큰 경우에 이득 조정, (2) 원하는 신호(DS)와 SI 신호보다 동일한 경우에 이득 조정, (3) 원하는 신호(DS)가 SI 신호보다 보다 작은 경우에 이득 조정을 수행할 수 있다.
도 13은 원하는 신호(DS)가 자기간섭(SI) 신호보다 큰 경우에 이득 조정 방법을 도시한 개념도이다.
도 13을 참조하면, 잡음 신호 크기가 -96dBm인 시스템에서, 송신 신호의 크기를 20dBm이라고 가정할 수 있다. 이 경우, 안테나부의 서큘레이터(Circulator)를 통해 SI가 15dB 줄어들고, RF/아날로그 제거를 통해 SI가 55dB 줄 경우, 신호의 크기는 -50dBm이 될 수 있다. 이때, 상대편 시스템에서 입력되는 원하는 신호(DS)의 RF/아날로그 수신기 입력 신호 크기가 -30dBm일 경우, SI 신호와 합쳐진 신호의 크기는 -30dBm을 약간 넘을 수 있다. 따라서, 이득 조정은 반이중 시스템에서 보다 약간 높은 크기로 타겟을 설정하여 조정할 수 있으며, 도 13과 같이 -16.9dBm으로 타겟을 설정할 수 있고, LNA/VGA 이득 조정은 13dB가 필요할 수 있다.
도 14는 원하는 신호(DS)와 자기간섭(SI) 신호가 동일한 경우에 이득 조정 방법을 도시한 개념도이다.
도 14를 참조하면, 도 13의 참조한 설명과 동일한 조건에서, 상대편 시스템에서 입력되는 원하는 신호(DS)가 RF/아날로그 SI 제거 이후, 잔존하는 SI와 같이 -50dBm일 경우, SI 신호와 원하는 신호(DS)가 합쳐진 신호의 예상 크기는 -47dBm가 될 수 있다. 따라서, RF/아날로그 이득 조정은 33dB가 필요하며, ADC 입력 동적 범위에서는 SI와 Interferer level을 합한 경우 3dB 정도를 사용하여, ADC 타겟을 -14dBm 이상으로 맞출 수 있다. 이를 통해, IFD 수신단에서 신호의 복조에 필요한 SNR을 확보할 수 있다.
도 15는 원하는 신호(DS)가 자기간섭(SI) 신호보다 작은 경우에 이득 조정 방법을 도시한 개념도이다.
도 15를 참조하면, 도 13을 참조한 설명과 동일한 조건에서, 상대편 시스템에서 입력되는 원하는 신호(DS)가 RF/아날로그 SI 제거 이후, 잔존하는 SI 보다 상당히 작은 -66dBm일 경우, SI 신호와 원하는 신호(DS)가 합쳐진 신호의 예상 크기는 -49.9dBm가 될 수 있다. 따라서, RF/아날로그 이득 조정은 49dB가 필요할 수 있다. 이러한 환경에서, ADC로 들어오는 SI신호가 상당히 크므로, 복조에 요구되는 SNR 범위를 넘어 17dB이상 큰 신호로 입력이 들어오도록 해야한다. 그러나, 실제 원하는 신호(DS)는 OFDM PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 및 페이딩(Fading) 등이 반영된 신호의 크기에서도 ADC 입력 SI 보다 낮은 크기를 유지하므로 ADC의 포화로 인한 데이터 손실은 발생하지 않는다.
RF/아날로그 SI 제거 이후 잔존하는 SI 신호와 원하는 신호(DS)의 차이가 상당히 커서 ADC 동적 범위에 여유(Margin)이 남지 않을 경우, ADC 입력 타겟을 특정한 신호로 제한하여 이득 제어가 가능하도록 할 수 있다. 이 경우, 데이터 신호에 대한 SNR 확보는 어렵지만, 제어 신호들에 대해서는 복조가 가능하며, 다음 프레임에서 이러한 정보를 이용하여 데이터 신호에 대한 변조 방식의 조정을 수행할 수 있다.
도 12 내지 도 15를 참조하여 설명한 이득 조정 동작에 필요한 신호의 크기 측정은 다음과 같이 수행될 수 있다.
구현 방식에 따라, 신호의 세기를 측정 방식은 다양할 수 있으며, 일 예로서, RF 수신단, 또는 수신단 내부의 중간 단계 등에서 신호의 세기를 직접 측정하기 위한 아날로그 RSSI(Received Signal Strength Indicator)를 배치하여 신호 세기를 계산할 수 있다. 다른 예로서, RF 단의 이득 값과 디지털 수신 단에서 연산된 값으로부터 신호 세기를 산출할 수도 있다.
다른 예를 이용해서 신호를 측정할 경우, 시퀀스의 반복 한 주기 또는 반 주기 동안, 샘플링된 신호(i(n), q(n))를 누적한 신호의 크기(pmd)는 다음의 수학식 15와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00017
수학식 15에서, i(n), q(n)은 ADC 출력 샘플링 In-phase/Quadrature 신호이고, N은 반복 시퀀스의 한 주기 또는 반 주기의 샘플 수이고, S는 샘플 수에 따른 정규화 계수(Normalization factor)를 의미할 수 있다.
디지털 베이스 밴드에서 측정된 신호의 세기로부터 RF/아날로그 단의 이득 제어 값을 이용하여, 다음의 수학식 16과 같이 dB 스케일로 안테나 입력 신호의 세기(P)를 유추할 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00018
수학식 16에서, Pref는 참조(Reference) 신호의 크기(dBm)이고, 시스템에서 측정을 통해 얻을 수 있다. 그리고, GLNA는 LNA 이득이고, GVGA는 VGA 이득을 의미할 수 있다.
만약 누적 과정 중, 신호가 포화(saturation)될 경우에는 LNA/VGA 이득을 특정 단계(Step)로 줄일 수 있다. 또한, ADC 출력 값이 너무 작을 경우에는 LNA/VGA 이득을 낮은 단계로 줄일 수 있다. 이때, ADC 출력에서 최대 SNR을 얻을 수 있는 신호 세기가 타겟 신호 파워(PT)가 될 수 있다.
도 16은 주기적으로 신호가 반복되는 시퀀스의 이득 조정 방법을 도시한 개념도이다.
도 16을 참조하면, 비콘 신호의 센싱/이득조정(AGC) 시퀀스 또는 SI 훈련 시퀀스의 AGC 시퀀스를 나타내는 것으로, 주기적인 신호가 N번 반복되는 시퀀스의 이득 조정 과정을 나타내고 있다. Tn은 센싱/이득조정(AGC) 시퀀스 내의 반복되는 심볼을 나타내며, 1st iteration과 2nd iteration은 이득 조정이 한 번 이루어지는 구간을 나타낼 수 있다. 도 16에서는 하나의 반복(iteration) 구간이 두 개의 Tn 심볼을 포함하는 경우를 일 예로 도시하고 있다.
수신부는 하나의 반복 구간 동안, 신호의 세기 측정(Measure signal power) 구간에 pmd를 계산할 수 있다. 그리고, 다음 반복을 위한 이득 계산(Compute gain for next iteration) 구간 동안 안테나 입력 신호의 세기(P)를 연산하여 LNA/VGA 조정에 필요한 이득 값을 계산할 수 있다. 이후, 새로운 LNA/VGA 값을 업데이트할 수 있다. 그리고 LNA/VGA 안정화 대기(Wait LNA/VGA settling) 구간 동안, 변경된 LNA/VGA 값으로 신호가 안정화되어 들어올 때까지 기다릴 수 있다. 즉, 수신기가 신호를 일정 주기 동안 측정하고, 이득 조정에 필요한 연산을 수행하고, LNA/VGA 이득을 조정 한 후, 안정화 될 때까지 기다리는 과정을 반복 수행할 수 있다.
도 16의 방법을 이용한 슬레이브 노드와 마스터 노드의 이득 조정 과정은 다음과 같다.
슬레이브 노드의 경우, 도 7 내지 도 15를 참조하여 설명한 방법을 통해 비콘 신호를 수신 동안 원하는 신호(DS)의 크기(PD)를 측정한다. 그리고, SI 훈련 시퀀스의 RF/아날로그 SI 훈련 시퀀스 동안 연산된 값으로 SI를 제거할 수 있다. 이후, AGC 시퀀스 동안 남아있는 SI 신호의 크기(PSI)를 측정할 수 있다. 그리고, 그리고, 이 두 신호를 합하여, 데이터 전송 구간 동안 수신하게 될 신호의 크기(PE)를 수학식 17과 같이 계산할 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00019
이득 제어에 필요한 값은 반이중 모드에서의 ADC 타겟 값(Pt)과 원하는 신호의 크기(PD) 차이로 설정할 수 있으며, 실제 IFD의 ADC 타겟 파워(PT)는 다음의 수학식 18과 같이 PE 크기에 이득(GT)을 더한 값(PT)이 될 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00020
이후, 이득 조정에 필요한 전체 이득(Total Gain)은 다음의 수학식 19와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00021
수학식 19에서, GLNA는 현재의 LNA 이득이고, GVGA는 현재의 VGA 이득이고, GT는 조정이 필요한 이득을 의미할 수 있다.
GT의 값을 RF/아날로그 이득 조정 장치인 LNA, VGA에 분배하여 이득을 조절할 수 있다.
만약, PE 크기에 이득(GT)을 더한 값인 PT가 최대로 들어올 수 있는 ADC 입력 동적 영역 값(PTM)을 초과할 경우, 다음의 수학식 20과 같이 PT를 PTM으로 대체하고, 이득도 PTM에서 PE를 뺀 값으로 조정할 수 있다. 이렇게 얻어진 이득 값과 ADC 타겟 값을 이용, RF/아날로그의 LNA/VGA 이득을 조정할 수 있다.
Figure 112017131096439-pat00022
마스터 노드의 경우에도 슬레이브 노드와 동일하게, 슬레이브 노드의 SI 훈련 시퀀스 동안 PD를 측정하고, 마스터의 SI 훈련 시퀀스 동안 PSI를 측정하여 이득을 조정할 수 있다.
도 17은 RF/아날로그 수신기의 이득 조정 방법을 도시한 흐름도이다.
도 17을 참조하면, 데이터 전송 구간에서 ADC 입력으로 들어오는 신호는 RF/아날로그 SI 제거만이 수행된 SI 신호에 상대편 IFD 시스템으로부터 수신한 신호가 합쳐진 것으로, SI 신호의 크기 및 원하는 신호(DS)의 크기를 모두 알아야 정확한 이득 조정이 가능할 수 있다. 따라서, 슬레이브 노드에서는 마스터 노드가 전송한 비콘 신호와 슬레이브 SI 훈련 구간 동안 이 두 신호의 크기를 확인할 수 있으며, 마스터 노드에서는 슬레이브 SI 훈련 구간 동안 및 마스터 SI 훈련 구간 동안 두 신호의 크기를 확인할 수 있다.
먼저, 슬레이브 노드는 마스터 노드로부터 비콘 신호를 수신 동안 원하는 신호(DS)의 크기(PD)를 측정할 수 있다(S110).
이어서, 슬레이브 노드는 SI 훈련 시퀀스의 RF/아날로그 SI 훈련 시퀀스 동안 SI제거 필터 계수를 연산하고, RF/아날로그 SI 제거를 수행한 후, AGC 시퀀스 동안 잔존하는 SI 신호의 크기(PSI)를 측정할 수 있다(S120). 그리고, 이 두 신호를 합하여, 데이터 전송 구간 동안 수신하게 될 신호의 크기(PE)를 산출할 수 있다(S130).
이어서, 슬레이브 노드는 데이터 전송 구간 동안 수신하게 될 신호의 크기(PE)에 이득(GT)을 더하여 실제 IFD의 ADC 타겟 파워(PT)를 산출할 수 있다(S140).
이어서, 슬레이브 노드는 PE 크기에 이득(GT)을 더한 값인 PT와 최대로 들어올 수 있는 ADC 입력 동적 영역 값(PTM)을 비교한다. 이때, 최대로 들어올 수 있는 ADC 입력 동적 영역 값(PTM)이 PE 크기에 이득(GT)을 더한 값인 PT보다 큰지 판단한다(S150).
S150의 판단 결과, PT가 최대로 들어올 수 있는 ADC 입력 동적 영역 값(PTM)보다 크지 않으면, 슬레이브 노드는 PT과 PTM 을 동일 맞추거나 또는 이득(GT)이 PTM에서 PE를 뺀 값이 되도록 조정할 수 있다(S160).
이이서, 슬레이브 노드는 LNA/VGA의 LNA/VGA 이득의 조정을 수행할 수 있다(S170).
한편, S150의 판단 결과, PT가 최대로 들어올 수 있는 ADC 입력 동적 영역 값(PTM)보다 크면, 슬레이브 노드는 S160을 수행하지 않고 LNA/VGA의 LNA/VGA 이득의 조정을 수행할 수 있다(S170).
마스터 노드의 경우에도 슬레이브 노드와 동일하게, 슬레이브 노드의 SI 훈련 시퀀스 동안 PD를 측정하고, 마스터 노드의 SI 훈련 시퀀스 동안 PSI를 측정하여 이득을 조정할 수 있다.
본 발명의 실시 예에 따른 대역내 전이중 송수신 방법 및 장치는 IFD 통신 시스템의 마스터 노드와 슬레이브 노드 간의 RF/아날로그 신호 이득을 조정할 수 있어, 채널이 동적으로 바뀌는 환경에서도 IFD 통신 시스템이 안정적으로 동작할 수 있도록 한다. 또한, 아날로그-디지털 변화기(ADC)의 입력 신호 범위를 줄임으로써, 입력 범위가 좁은 저비용의 ADC 사용을 통해, 전체 시스템의 전력 소모를 줄일 수 있으며, 시스템 구성에 필요한 비용을 절약하는 효과를 얻을 수 있다.
본 발명에 따른 방법들은 다양한 컴퓨터 수단을 통해 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위해 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다.
컴퓨터 판독 가능 매체의 예에는 롬(rom), 램(ram), 플래시 메모리(flash memory) 등과 같이 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러(compiler)에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터(interpreter) 등을 사용해서 컴퓨터에 의해 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함할 수 있다. 상술한 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 적어도 하나의 소프트웨어 모듈로 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
이상 실시 예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당 업자는 하기의 특허 청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
300: IFD 수신부 310: RF/아날로그 SI 제거기
320: RF/ 아날로그 수신기 330: 아날로그-디지털 변환기(ADC)
340: 디지털 SI 제거기 350: 기저대역 수신기
360: RF/아날로그 연산 제어기 370: RF/아날로그 SI 생성기
400: IFD 송신부 410: 기저대역 송신기
420: 디지털-아날로그 변환기(DAC) 430: RF/아날로그 송신기
500: 안테나부

Claims (20)

  1. IFD(In-band Full Duplex) 시스템에서 마스터 노드(master node)와 통신을 수행하는 슬레이브(slave) 노드의 동작 방법으로서,
    훈련 시퀀스(training sequence) 구간에서 상기 마스터 노드로부터 비콘(beacon) 신호를 수신하는 단계;
    상기 비콘 신호가 수신된 경우, 제1 RF(radio frequency)/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스, 제1 AGC(Automatic Gain Control) 시퀀스 및 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스를 포함하는 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스를 상기 훈련 시퀀스 구간에서 상기 마스터 노드로 전송하는 단계;
    상기 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 슬레이브 노드로 입력되는 아날로그 자기 간섭 신호의 제거를 위한 필터(filter) 계수를 산출하는 단계; 및
    상기 필터 계수에 기초하여 상기 제1 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호를 제거하는 단계를 포함하는, 슬레이브 노드의 동작 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 슬레이브 노드의 동작 방법은,
    상기 제1 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호가 제거된 후에 존재하는 잔존 자기 간섭 신호의 세기 및 상기 비콘 신호의 세기에 기초하여, 상기 비콘 신호의 이득을 조정하는 단계;
    상기 비콘 신호의 이득이 조정된 후, 상기 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제거를 위한 디지털 필터 계수를 산출하는 단계; 및
    상기 훈련 시퀀스 구간 이후의 데이터 전송 구간에서 상기 마스터 노드로부터 IFD 방식에 기초하여 수신된 데이터 신호를 상기 디지털 필터 계수 및 조정된 이득에 기초하여 복조하는 단계를 포함하는, 슬레이브 노드의 동작 방법.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 비콘 신호의 이득을 조정하는 단계는,
    상기 비콘 신호에 기초하여 측정된 원하는 신호의 제1 세기와 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제2 세기의 합인 제3 세기를 산출하는 단계; 및
    상기 제3 세기에 기초하여 상기 비콘 신호의 이득을 조절하는 단계를 포함하는, 슬레이브 노드의 동작 방법.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 비콘 신호의 이득은 상기 슬레이브 노드의 ADC(Analog-to-digital Converter)의 동적 범위 이내로 조정되는, 슬레이브 노드의 동작 방법.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 비콘 신호는 신호의 센싱과 이득 조정을 위한 시퀀스 필드 및 IFD 정보 필드를 포함하는, 슬레이브 노드의 동작 방법.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스에서 상기 제1 AGC 시퀀스는 상기 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스와 상기 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스 사이에 위치하는, 슬레이브 노드의 동작 방법.
  7. 청구항 2에 있어서,
    상기 슬레이브 노드의 동작 방법은,
    상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 전송 후에 상기 마스터 노드로부터 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스를 수신하는 단계를 더 포함하고,
    상기 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스는 상기 마스터 노드에서 자기 간섭 신호의 제거를 위해 사용되고, 상기 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스가 수신된 후에 상기 데이터 전송 구간에서 상기 마스터 노드로부터 상기 데이터 신호가 수신되는, 슬레이브 노드의 동작 방법.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 상기 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스는 제2 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스, 제2 AGC 시퀀스 및 제2 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스를 포함하고, 상기 제2 AGC 시퀀스는 상기 제2 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스와 상기 제2 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스 사이에 위치하는, 슬레이브의 동작 방법.
  9. IFD(In-band Full Duplex) 시스템에서 슬레이브 노드(slave node)와 통신을 수행하는 마스터(master) 노드의 동작 방법으로서,
    훈련 시퀀스(training sequence) 구간에서 비콘(beacon) 신호를 전송하는 단계;
    상기 훈련 시퀀스 구간에서 상기 비콘 신호를 수신한 상기 슬레이브 노드로부터 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스를 수신하는 단계;
    상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스가 수신된 경우, 제2 RF(radio frequency)/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스, 제2 AGC(Automatic Gain Control) 시퀀스 및 제2 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스를 포함하는 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스를 상기 훈련 시퀀스 구간에서 상기 슬레이브 노드로 전송하는 단계;
    상기 제2 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 마스터 노드로 입력되는 아날로그 자기 간섭 신호의 제거를 위한 필터(filter) 계수를 산출하는 단계; 및
    상기 필터 계수에 기초하여 상기 제2 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호를 제거하는 단계를 포함하는, 마스터 노드의 동작 방법.
  10. 청구항 9에 있어서,
    상기 마스터 노드의 동작 방법은,
    상기 제2 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호가 제거된 후에 존재하는 잔존 자기 간섭 신호의 세기 및 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 세기에 기초하여, 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 이득을 조정하는 단계;
    상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 이득이 조정된 후, 상기 제2 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제거를 위한 디지털 필터 계수를 산출하는 단계; 및
    상기 훈련 시퀀스 구간 이후의 데이터 전송 구간에서 상기 슬레이브 노드로부터 IFD 방식에 기초하여 수신된 데이터 신호를 상기 디지털 필터 계수 및 조정된 이득에 기초하여 복조하는 단계를 포함하는, 마스터 노드의 동작 방법.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 이득을 조정하는 단계는,
    상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 측정된 원하는 신호의 제1 세기와 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제2 세기의 합인 제3 세기를 산출하는 단계; 및
    상기 제3 세기에 기초하여 상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 이득을 조절하는 단계를 포함하는, 마스터 노드의 동작 방법.
  12. 청구항 11에 있어서,
    상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 이득은 상기 마스터 노드의 ADC(Analog-to-digital Converter)의 동적 범위 이내로 조정되는, 마스터 노드의 동작 방법.
  13. 청구항 9에 있어서,
    상기 비콘 신호는 신호의 센싱과 이득 조정을 위한 시퀀스 필드 및 IFD 정보 필드를 포함하는, 마스터 노드의 동작 방법.
  14. 청구항 9에 있어서,
    상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스는 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스, 제1 AGC 시퀀스 및 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스를 포함하고, 상기 슬레이브 노드에서 자기 간섭 신호의 제거를 위해 사용되는, 마스터 노드의 동작 방법.
  15. IFD(In-band Full Duplex) 시스템에서 마스터 노드(master node)와 통신을 수행하는 슬레이브(slave) 노드로서,
    프로세서(processor); 및
    상기 프로세서에 의해 실행되는 적어도 하나의 명령이 저장된 메모리(memory)를 포함하고,
    상기 적어도 하나의 명령은,
    훈련 시퀀스(training sequence) 구간에서 상기 마스터 노드로부터 비콘(beacon) 신호를 수신하고;
    상기 비콘 신호가 수신된 경우, 제1 RF(radio frequency)/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스, 제1 AGC(Automatic Gain Control) 시퀀스 및 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스를 포함하는 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스를 상기 훈련 시퀀스 구간에서 상기 마스터 노드로 전송하고;
    상기 제1 RF/아날로그 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 슬레이브 노드로 입력되는 아날로그 자기 간섭 신호의 제거를 위한 필터(filter) 계수를 산출하고; 그리고
    상기 필터 계수에 기초하여 상기 제1 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호를 제거하도록 실행되는, 슬레이브 노드.
  16. 청구항 15에 있어서,
    상기 적어도 하나의 명령은,
    상기 제1 AGC 시퀀스에서 상기 아날로그 자기 간섭 신호가 제거된 후에 존재하는 잔존 자기 간섭 신호의 세기 및 상기 비콘 신호의 세기에 기초하여, 상기 비콘 신호의 이득을 조정하고;
    상기 비콘 신호의 이득이 조정된 후, 상기 제1 디지털 자기 간섭 훈련 시퀀스에 기초하여 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제거를 위한 디지털 필터 계수를 산출하고; 그리고
    상기 훈련 시퀀스 구간 이후의 데이터 전송 구간에서 상기 마스터 노드로부터 IFD 방식에 기초하여 수신된 데이터 신호를 상기 디지털 필터 계수 및 조정된 이득에 기초하여 복조하도록 더 실행되는, 슬레이브 노드.
  17. 청구항 16에 있어서,
    상기 비콘 신호의 이득을 조정하는 경우에 상기 적어도 하나의 명령은,
    상기 비콘 신호에 기초하여 측정된 원하는 신호의 제1 세기와 상기 잔존 자기 간섭 신호의 제2 세기의 합인 제3 세기를 산출하고; 그리고
    상기 제3 세기에 기초하여 상기 비콘 신호의 이득을 조절하도록 실행되는, 슬레이브 노드.
  18. 청구항 17에 있어서,
    상기 비콘 신호의 이득은 상기 슬레이브 노드의 ADC(Analog-to-digital Converter)의 동적 범위 이내로 조정되는, 슬레이브 노드.
  19. 청구항 15에 있어서,
    상기 비콘 신호는 신호의 센싱과 이득 조정을 위한 시퀀스 필드 및 IFD 정보 필드를 포함하는, 슬레이브 노드.
  20. 청구항 16에 있어서,
    상기 적어도 하나의 명령은,
    상기 제1 자기 간섭 훈련 시퀀스의 전송 후에 상기 마스터 노드로부터 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스를 수신하도록 더 실행되고,
    상기 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스는 상기 마스터 노드에서 자기 간섭 신호의 제거를 위해 사용되고, 상기 제2 자기 간섭 훈련 시퀀스가 수신된 후에 상기 데이터 전송 구간에서 상기 마스터 노드로부터 상기 데이터 신호가 수신되는, 슬레이브 노드.
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