KR102259342B1 - 감소된 밴드 폭을 갖는 항법 신호들의 처리를 실행하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

감소된 밴드 폭을 갖는 항법 신호들의 처리를 실행하기 위한 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 복수의 글로벌 항법 위성 시스템 일단들로부터의 신호들을 처리하는데 요구되는 자원들을 감소시키는 방법 및 장치에 관한 것으로, 좀더 구체적으로는 차세대 GNSS 신호들을 효과적으로 처리하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 본 발명의 실시 예에 따른 항법 신호들을 처리하는 방법은 두 개의 항법 신호들의 조합을 수신하는 단계; 상기 조합된 두 개의 항법 신호들의 주파수를 중간 주파수로 감소시키는 단계; 상기 중간 주파수 신호를 복소 신호로 표현 가능한 디지털 신호로 전환하는 단계; 상기 중간 주파수 신호의 주파수를 근-기저대역으로 변환하는 단계; 상기 근-기저대역 신호를 필터링하는 단계; 상기 필터링된 근-기저대역 신호의 샘플링 레이트를 사용자 정의 가능한 팩터에 따라 감소시키는 단계; 그리고 상기 상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호를 선택하여 하나의 사이드 로브로 변환하는 단계를 포함하며, 상기 두 개의 항법 신호들 중 적어도 하나는 상위 사이드 로브와 하위 사이드 로브를 포함하는, 감소된 밴드 폭을 가지는 항법 신호들을 처리한다. 본 발명은 수신을 위하여 BOC (1,1)의 두 개의 주파수 사이드 로브들 중 단지 하나를 선택하는 것이 가능하며, 이는 하나의 사이드 로브를 수신하고 다른 사이드 로브를 수신하지 않는 것이 가능한 것을 의미한다. 이렇게 함으로써, 본 발명은 수신되지 않은 사이드 로브와 연관된 간섭을 피할 수 있다.

Description

감소된 밴드 폭을 갖는 항법 신호들의 처리를 실행하기 위한 장치 및 방법 {METHOD AND APPARATUS FOR IMPLEMENTING REDUCED BANDWIDTH PROCESSING OF NAVIGATION SATELLITES}
본 발명은 복수의 글로벌 항법 위성 시스템(Global Navigation Satellite System, GSNN) 일단들로부터의 신호들을 처리하는데 요구되는 자원들을 감소시키는 방법 및 장치에 관한 것으로, 좀더 구체적으로는 차세대 GNSS 신호들을 효과적으로 처리하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
차세대 GNSS 신호들이 개발되고 있으며, 곧 실행될 것이다. 그러나 차세대 신호들은 다음과 같이 수신하는데 많은 문제들을 가지고 있다. 예를 들어, 보다 높은 수신 샘플링 레이트들(sampling rates)에 대한 요구, 보다 높은 샘플링 레이트들에 대한 요구로 인한 보다 큰 수신 메모리 용량에 대한 요구, 보다 높은 샘플링 레이트들에 의하여 야기된 보다 넓은 밴드 폭으로 인하여 간섭에 대하여 보다 좋은 민감도를 필요로 하는 것, 복수의 신호 상관관계 피크들(correlation peaks)을 추적하는데 대한 가중된 어려움, 보다 많은 복소 상관관계 함수(complex correlation function)을 사용함으로써 보다 복수 경로 신호들의 상호작용이 보다 복잡하게 된 것, 그리고 보다 많은 복소 상관관계 함수들을 사용함으로써 보다 증가된 측정 범위를 요구하게 된 것 등이 그러하다. 여기서 설명되는 수신기(receiver)와 같은 경우, 증가된 복소 샘플링 레이트는 8fx vs. 2fx로, 이는 4의 팩터의 증가에 해당한다. 더욱이, 복수의 신호 피크들의 존재는 피크를 정확히 추적하는 것을 더욱 어렵게 만든다. 피크를 잘못 추적하는 것은 대략 150 미터의 범위 에러를 야기할 것이다. 현재의 GNSS 신호들은 갈릴레오 GNSS 바이너리 오프셋 캐리어 (1,1) (BOC (1,1)과 GPS(Global Positioning System) L1-C 전송들을 포함한다. 도 1은 GPS 및 갈릴레오 신호들의 일 예를 보여주는 스펙트럼이며, 도 2는 종래의 GPS/갈릴레오 수신기를 보여주는 도면이다.
도 2에서, 안테나(21)는 GPS와 갈릴레오 위성 신호들을 수신하고 SRF 신호를 출력한다. 출력 신호 SRF는 신호 증폭, 필터링, 주파수 해석을 수행하는 무선 주파수(Radio Frequency, RF) 블록(22)을 통과하며, 보통 그 중심 주파수가 합리적인 샘플링 레이트들을 갖도록 상당히 감소된 SIF 신호가 출력된다. 여기서 제시되는 실시 예에서, 샘플링 레이트(sampling rate)는 Fs=48fx=49.107MHz 이며, 여기서 fx=1.0230625MHz 이다. 신호 SIF는 이후 복소 신호(complex signal)를 나타내기 위하여 두 개의 아날로그 투 디지털 컨버터들(Analog to Digital Converters, ADCs)에 의하여 샘플링되고, 양자화된다. 디지털되고 양자화된 신호 Sdigital은 48fx의 복소 신호 레이트(complex signal rate)에서 디지털 신호 처리기(digital signal preprocessor, DSP)(24)에 전해진다. 디지털 신호 처리기(24)의 기능은 신호들을 더욱 필터링하는 것이며, RF 자동 게인 제어(Automatic Gain Control, AGC) 연산 및 간섭 완화(interference mitigation)를 포함할 것이다. 디지털 신호 처리기(24)의 출력인 S8fx는 8fx의 복소 샘플링 레이트(complex sampling rate)로 감소될 것이다. 신호 저장 메모리(25)는 디지털 신호 처리기(24)에 연결된다. 모든 수신된 GPS 및 갈릴레오 위성 신호들은 신호 저장 메모리(25)의 8fx 샘플들에서 존재한다. 각 위성 처리(satellite processing)는 GPS 및 갈릴레오 신호들이 신호 저장 메모리(25)에 저장된 후에 수행되며, 신호 저장 장치(25)에 연결된 최후 캐리어 믹서(final carrier mixer)(26), 신호 저장 메모리(25)에 연결된 상관관계 블록(correlation block)(27), 상관관계 블록(27)에 연결된 신호 추측 메모리(signal hypothesis memory)(28), 신호 추측 메모리(28)에 연결된 신호 획득/추적 함수 블록(29)을 포함한다. 상관관계 블록(27)은 적절한 로컬 스프레딩 코드(local spreading code) 또는 Lcode를 입력으로 수신한다.
특정 위성을 위한 상관관계 동작(correlation operation)은 각 위성들을 디-스프레드(de-spread)하기 위하여 로컬 스프레딩 코드의 복제(replica)를 사용한다. 각 GPS 위성은 각각 코스/획득(course/acquisition, C/A) 스프레딩 코드를 가진다. 갈릴레오 BOC(1,1) 신호를 위한 Lcode 표현은 갈릴레오 위성 스프레딩 코드 및 서브 캐리어(subcarrier)의 조합으로 된 서로 다른 형식을 가진다. 서브 캐리어는 갈릴레오 위성 신호를 송신하기 위하여 사용되며, 1.023MHz의 구형파(square wave)이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 서브 캐리어가 전송되는 부분은 듀얼 주파수 사이드 로브(dual frequency sidelobes)를 발생시킨다. BOC(1,1)과 상관관계 연산(correlate)을 하기 위하여, 스프레딩 코드뿐만 아니라 지엽적으로 발생된 복제 서브 캐리어가 도 3에서 설명될 바와 같이 생성되어야 한다. 디지털 신호 처리기(24)의 출력은 이 후 신호 저장 메모리(25)에 저장된다.
도 3은 GPS 위성 수신을 위하여 지엽적으로 Lcode를 복제하는 Lcode 발생기(31)를 보여주는 도면이며, Lcode 발생기는 갈릴레오 메모리 코드 발생기(32), 서브 캐리어 발생기(33), 그리고 갈릴레오 위성 신호들을 위하여 Lcode를 지엽적으로 복제하기 위하여 지엽적으로 복제된 서브 캐리어와 갈릴레오 메모리 코드를 곱하는 곱셈기(34)를 포함한다.
도 4는 48fx의 복소 샘플링 레이트에서 샘플링된 GPS/갈릴레오 신호를 수신하기 위하여 복소 믹서(complex mixer)(41)를 포함하는 도 2의 디지털 신호 처리기(24)의 종래 기술을 보여주는 도면이다. 48fx의 복소 샘플링 레이트에서 샘플링된 룩-업 테이블(LUT)(42)이 복소 믹서(41)에 연결된다. 복소 믹서(41)에 연결된 로우-패스 필터(43)는 48fx의 샘플링 레이트에서 샘플링된 신호를 수신한다. 로우-패스 필터(53)에 연결된 샘플링 레이트 감소기(sample rate reducer)(44)는 48fx의 복소 샘플링 레이트에서 샘플링된 신호를 8fx의 샘플링 레이트에서 샘플링된 신호로 감소시킨다. 샘플링 레이트 감소기(44)에 연결된 재-양자화기(re-quantizer)(45)는 8fx의 복소 샘플링 레이트에서 샘플링된 2-비트의 양자화된 GPS/갈릴레오 신호를 출력한다. 디지털 신호 처리기(24)는 GPS/갈릴레오 신호의 주파수를 중간 주파수(intermediate frequency)(IF)(예를 들어, 7fx)에서 기저대역(baseband)에 인접한 캐리어 주파수(carrier frequency)로 변환하고, 상기 변환된 신호를 3MHz에서 로우-패스 필터하고, 해당 신호를 2-비트(signal+magnitude)로 재-양자화한다. 샘플링 레이트가 로우-패스 필터(43)의 출력에서의 48fx에서 샘플링 레이트 감소기(44)의 출력에서의 8fx로 감소되었다는 것에 주의할 필요가 있다.
따라서 새로운 GNSS 신호들에 의하여 야기된 문제들, 예를 들어 보다 높은 샘플링 레이트들, 보다 넓은 밴드 폭, 복수의 상관관계 피크들, 크로스-상관관계 문제들, 증가된 GNSS 신호들의 복잡성 등을 해결하기 위한 방법, 시스템, 장치들이 필요하다.
본 발명의 목적은 새로운 GNSS 신호들에 의하여 야기될 수 있는 문제들을 해결하는 것이다. 또한 본 발명의 일 목적은 수신 되지 않은 사이드 로브와 연관된 간섭을 피하는 것이다.
본 발명의 실시 예에 따른 감소된 밴드 폭을 가지는 항법 신호들을 처리하는 방법은 두 개의 항법 신호들의 조합을 수신하는 단계; 상기 조합된 두 개의 항법 신호들의 주파수를 중간 주파수로 감소시키는 단계; 상기 중간 주파수 신호를 복소 신호로 표현 가능한 디지털 신호로 전환하는 단계; 상기 중간 주파수 신호의 주파수를 근-기저대역으로 변환하는 단계; 상기 근-기저대역 신호를 필터링하는 단계; 상기 필터링된 근-기저대역 신호의 샘플링 레이트를 사용자 정의 가능한 팩터에 따라 감소시키는 단계; 그리고 상기 상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호를 선택하여 하나의 사이드 로브로 변환하는 단계를 포함하며, 상기 두 개의 항법 신호들 중 적어도 하나는 상위 사이드 로브와 하위 사이드 로브를 포함하는, 감소된 밴드 폭을 가지는 항법 신호들을 처리한다.
실시 예로써, 메모리 내에 상기 하나의 사이드 로브를 저장하는 단계; 그리고 항법을 위하여 상기 하나의 사이드 로브를 처리하는 단계를 포함한다.
실시 예로써, 상기 두 개의 항법 신호들의 조합을 수신하는 단계는, 글로벌 위치 시스템(GPS) 신호 및 갈릴레오 글로벌 항법 위성 시스템(GNSS) 바이너리 오프셋 캐리어 (1,1) (BOC (1,1)) 신호를 수신하는 단계를 포함하며, 갈릴레오 GNSS BOC (1,1) 신호는 상기 상위 사이드 로브와 상기 하위 사이드 로브를 포함한다.
실시 예로써, 상기 조합된 두 개의 항법 신호들의 주파수를 중간 주파수로 감소시키는 단계는, 상기 조합된 신호를 Fs=48fx인 신호로 감소시키는 단계를 포함하며, 상기 fx=1.0230625MHz이다.
실시 예로써, 상기 중간 주파수 신호의 주파수를 근-기저대역으로 변환하는 단계는, 싸인 신호와 코싸인 신호를 포함하는 룩-업 테이블을 이용하여 캐리어를 믹싱(mixing)하는 단계를 포함한다.
실시 예로써, 상기 근-기저대역 신호를 필터링하는 단계는, 3MHz에서 상기 근-기저대역 신호를 로우-패스 필터링(low-pass filtering)하는 단계를 포함한다.
실시 예로써, 상기 필터링된 근-기저대역 신호의 샘플링 레이트를 사용자 정의 가능한 팩터에 따라 감소시키는 단계는, 팩터 6에 의하여 필터링된 근-기저대역 신호의 샘플링 레이트를 감소시키는 것을 포함한다.
실시 예로써, 상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호를 선택하여 하나의 사이드 로브로 변환하는 단계는, 상기 상위 사이드 로브와 상기 하위 사이드 로브의 조합, 상기 상위 사이드 로브, 그리고 상기 하위 사이드 로브 중 적어도 어느 하나로부터 상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호의 사이드 로브를 선택하는 것을 포함한다.
실시 예로써, 상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호를 선택하여 하나의 사이드 로브로 변환하는 단계는, 룩-업 테이블을 참조하여 싸인 및 코싸인 신호들과 상기 디지털 신호들을 믹싱하는 단계; 상기 믹싱된 디지털 신호들을 필터링하는 단계; 상기 필터링되고 믹싱된 디지털 신호들의 샘플링 레이트를 감소시키는 단계; 상기 룩-업 테이블에 의하여 선택된 각 사이드 로브를 곱하는 단계; 상기 곱셈의 결과들을 합산하는 단계; 상기 합산의 결과를 필터링하는 단계; 그리고 상기 필터링의 결과를 2fx, 2-비트, 갈릴레오 복소 샘플들로 재-양자화하는 단계를 포함하며, 상기 룩-업 테이블은 8fx 클럭 신호에 의하여 구동되는 수치 제어 발진기(NCO)를 이용하여 생성된다.
실시 예로써, 상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호를 선택하여 하나의 사이드 로브로 변환하는 단계는, 상기 필터링되고 믹싱된 디지털 신호들을 더욱 필터링하는 단계; 상기 더욱 필터링된 신호를 감소시키는 단계; 상기 더욱 감소된 신호의 결과를 2fx, 2-비트, GPS 복소 샘플들로 재-양자화하는 단계; 그리고 상기 2fx 재-양자화된 샘플들을 멀티플렉싱(multiplexing)하는 단계를 더 포함한다.
실시 예로써, 상기 수치 제어 발진기는 8fx 클럭 신호에 의하여 구동되는 16-비트 래치의 최상위 비트(most significant bit)의 제어 하에, 변수 K 및 M을 멀티플렉싱하며, 상기 16-비트 래치 출력이 1일 때 M을 선택하고, 상기 16-비트 래치 출력이 0일 때 K를 선택하는 멀티플렉서; 상기 멀티플렉싱된 결과를 상기 16-비트 래치의 출력들에 합산하는 제 1 덧셈기; 8fx 클럭 신호의 제어 하에 상기 멀티플렉싱된 결과와 상기 16-비트 래치의 출력들의 합산 값의 출력을 래치(latch)하는 상기 16-비트 래치; 상기 16-비트 래치의 상기 출력을 26629에 더하여 코싸인 신호를 출력하는 제 2 덧셈기; 그리고 상기 16-비트 래치의 상기 출력을 상기 26629에 더한 값의 출력을 “010000”에 더하여 싸인 신호를 출력하는 제 3 덧셈기를 더 포함한다.
실시 예로써, 8fx 클럭 신호에 의하여 구동되는 16-비트 래치의 최상위 비트(most significant bit)의 제어 하에, 변수 K 및 M을 멀티플렉싱하며, 상기 16-비트 래치 출력이 1일 때 M을 선택하고, 상기 16-비트 래치 출력이 0일 때 K를 선택하는 멀티플렉서; 상기 멀티플렉싱된 결과를 상기 16-비트 래치의 출력들에 합산하는 제 1 덧셈기; 8fx 클럭 신호의 제어 하에 상기 멀티플렉싱된 결과와 상기 16-비트 래치의 출력들의 합산 값의 출력을 래치(latch)하는 상기 16-비트 래치; 상기 16-비트 래치의 상기 출력을 26629에 더하여 코싸인 신호를 출력하는 제 2 덧셈기; 그리고 상기 16-비트 래치의 상기 출력을 상기 26629에 더한 값의 출력을 “01000000”에 더하여 싸인 신호를 출력하는 제 3 덧셈기를 더 포함한다.
본 발명의 실시 예에 따른 감소된 밴드 폭을 가지는 항법 신호들을 처리하는 장치는 두 개의 항법 신호들의 조합을 수신하는 수신기; 상기 수신기에 연결되며, 상기 두 개의 항법 신호들의 조합의 주파수를 중간 주파수로 감소시키는 주파수 감소 블록; 상기 주파수 감소 블록에 연결되며, 상기 중간 주파수 신호를 복소 신호로 표현 가능한 디지털 신호들로 전환는 아날로그-투-디지털 변환기들(ADCs)의 어레이; 상기 아날로그-투-디지털 변환기들의 어레이에 연결되며, 상기 중간 주파수 신호의 주파수를 근-기저대역으로 변환하는 주파수 변환기; 상기 주파수 변환기에 연결되며, 상기 근-기저대역 신호를 필터링하는 필터; 상기 필터에 연결되며, 사용자가 정의 가능한 팩터에 의거하여 상기 필터링된 근-기저대역 신호의 샘플링 레이트를 감소시키는 샘플링 레이트 감소기; 그리고 상기 샘플링 레이트 감소기에 연결되며, 상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호를 선택하여 하나의 사이드 로브로 변환하는 신호 변환기를 포함하며, 상기 두 개의 항법 신호들 중 적어도 하나는 상위 사이드 로브 그리고 하위 사이드 로브를 포함한다.
실시 예로써, 상기 신호 변환기에 연결되며, 상기 하나의 사이드 로브를 저장하는 메모리; 그리고 항법을 위하여 상기 하나의 사이드 로브를 처리하는 프로세서를 더 포함한다.
실시 예로써, 상기 수신기는, 글로벌 위치 시스템(GPS) 신호 및 갈릴레오 글로벌 항법 위성 시스템(GNSS) 바이너리 오프셋 캐리어 (1,1) (BOC (1,1)) 신호를 수신하며, 상기 갈릴레오 GNSS BOC(1,1) 신호는 상기 상위 사이드 로브 및 상기 하위 사이드 로브를 포함한다.
실시 예로써, 상기 주파수 감소 블록은, 상기 조합된 신호를 Fs=48fx이며 fx=1.0230625 MHz인 신호로 감소시킨다.
실시 예로써, 상기 주파수 변환기는, 캐리어 믹서와 싸인 신호와 코싸인 신호를 포함하는 룩-업 테이블을 포함한다.
실시 예로써, 상기 필터는, 3 MHz 로우-패스 필터를 포함한다.
실시 예로써, 상기 샘플링 레이트 감소기는, 팩터 6에 의하여 상기 샘플링 레이트를 감소시킨다.
실시 예로써, 상기 신호 변환기는, 상기 상위 사이드 로브와 상기 하위 사이드 로브의 조합, 상기 상위 사이드 로브, 그리고 상기 하위 사이드 로브 중 적어도 어느 하나로부터 상기 감소되고, 필터링된 근-기저대역 신호의 사이드 로브를 선택한다.
실시 예로써, 상기 신호 변환기는, 룩-업 테이블을 참조하여 싸인 및 코싸인 신호들과 상기 디지털 신호들을 믹싱하는 캐리어 믹서; 상기 캐리어 믹서에 연결되며, 상기 믹싱된 디지털 신호들을 필터링하는 제 2 필터; 상기 필터에 연결되며, 상기 필터링되고 믹싱된 디지털 신호들의 샘플링 레이트를 감소시키는 제 2 샘플링 레이트 감소기; 상기 샘플링 레이트 감소기에 연결되며, 상기 룩-업 테이블에 의하여 선택된 각 사이드 로브를 곱하는 곱셈기; 상기 곱셈기에 연결되며, 상기 곱셈의 결과들을 합산하는 덧셈기; 상기 덧셈기에 연결되며, 상기 합산의 결과를 필터링하는 제 3 필터; 그리고 상기 필터링의 결과를 2fx, 2-비트, 갈릴레오 복소 샘플들로 재-양자화하는 재-양자화기를 포함하며, 상기 룩-업 테이블은 8fx 클럭 신호에 의하여 구동된 수치 제어 발진기를 이용하여 생성된다.
실시 예로써, 상기 신호 변환기는, 상기 샘플링 레이트 감소기에 연결되며, 상기 필터링되고 믹싱된 디지털 신호들을 더욱 필터링하는 제 4 필터; 상기 제 4 필터에 연결되며, 상기 더욱 필터링된 신호를 감소시키는 제 3 샘플링 레이트 감소기; 상기 제 3 샘플링 레이트 감소기에 연결되며, 상기 더욱 감소된 신호의 결과를 2fx, 2-비트, GPS 복소 샘플들로 재-양자화하는 제 2 재-양자화기; 그리고 상기 재-양자화기 및 상기 제 2 재-양자화기에 연결되며, 상기 2fx 재-양자화된 샘플들을 멀티플렉싱(multiplexing)하는 멀티플렉서를 더 포함한다.
실시 예로써, 상기 수치 제어 발진기는 8fx 클럭 신호에 의하여 구동되는 16-비트 래치의 최상위 비트(most significant bit)의 제어 하에, 변수 K 및 M을 멀티플렉싱하며, 16-비트 래치 출력이 1일 때 M을 선택하고 16-비트 래치 출력이 0일 때 K를 선택하는 멀티플렉서; 상기 멀티플렉서에 연결되며, 상기 멀티플렉싱된 결과를 상기 16-비트 래치의 출력들에 합산하는 제 2 덧셈기; 상기 제 2 덧셈기에 연결되며, 8fx 클럭 신호의 제어 하에 상기 제 2 덧셈기의 상기 출력을 래치하는 상기 16-비트 래치; 상기 16-비트 래치에 연결되며, 상기 16-비트 래치의 결과를 26629에 더하여 코싸인 신호를 출력하는 제 3 덧셈기; 그리고 상기 16-비트 래치의 출력을 26629에 더하는 것의 출력을 010000에 더하여 싸인 신호를 출력하는 제 4 덧셈기를 더 포함한다.
실시 예로써, 상기 수치 제어 발진기는 8fx 클럭 신호에 의하여 구동되는 16-비트의 최상위 비트(most significant bit)의 제어 하에, 변수 K 및 M을 멀티플렉싱하며, 16-비트 래치 출력이 1일 때 M을 선택하고 16-비트 래치 출력이 0일 때 K를 선택하는 멀티플렉서; 상기 멀티플렉서에 연결되며, 상기 멀티플렉싱된 결과를 상기 16-비트 래치의 출력들에 합산하는 제 2 덧셈기; 상기 제 2 덧셈기에 연결되며, 8fx 클럭 신호의 제어 하에 상기 제 2 덧셈기의 상기 출력을 래치하는 상기 16-비트 래치; 상기 16-비트 래치에 연결되며, 상기 16-비트 래치의 결과를 26629에 더하여 코싸인 신호를 출력하는 제 3 덧셈기; 그리고 상기 16-비트 래치의 출력을 26629에 더한 값의 출력을 “01000000”에 더하여 싸인 신호를 출력하는 제 4 덧셈기를 더 포함한다.
본 발명은 수신을 위하여 BOC (1,1)의 두 개의 주파수 사이드 로브들 중 단지 하나를 선택하는 것이 가능하며, 이는 하나의 사이드 로브를 수신하고 다른 사이드 로브를 수신하지 않는 것이 가능한 것을 의미한다. 이렇게 함으로써, 본 발명은 수신되지 않은 사이드 로브와 연관된 간섭을 피할 수 있다.
도 1은 GPS 및 갈릴레오 신호들의 일 예를 보여주는 스펙트럼이다.
도 2는 종래의 GPS/갈릴레오 수신기를 보여주는 도면이다.
도 3은 GPS 위성 수신을 위하여 지엽적으로 Lcode를 복제하는 Lcode 발생기를 보여주는 도면이다.
도 4는 48fx의 복소 샘플링 레이트에서 샘플링된 GPS/갈릴레오 신호를 수신하기 위하여 복소 믹서를 포함하는 도 2의 디지털 신호 처리기의 종래 기술을 보여주는 도면이다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 개선된 디지털 신호 처리기의 일 실시 예를 보여주는 도면이다.
도 6은 종래 기술에서 BOC (1,1)의 수신과 함께 발생된 상관관계 함수를 보여주는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따라 발생된 갈릴레오 위성의 상관관계를 보여주는 도면이다.
도 8은 도 5의 갈릴레오 2fx 함수 블록의 블록도를 보여주는 도면이다
도 9는 도 8의 수치 제어 발진기의 제 1 실시 예를 보여주는 도면이다.
도 10은 오버 플로우와 위상 보정을 하는 도 8의 수치 제어 발진기의 제 2 실시 예를 보여주는 도면이다.
도 11A는 도 8의 수치 제어 발진기에 의하여 생성된 싸인 및 코싸인인 룩-업 테이블 신호들의 그래프를 보여주는 도면이다.
도 11B는 도 11A의 룩-업 테이블 신호들의 주파수 스펙트럼의 그래프를 보여주는 도면이다.
도 12A는 신호에 위상 보정이 적용도지 않은 갈릴레오 BOC (1,1) 위성 신호의 하위 사이드 로브를 처리하는 도 5의 갈릴레오 2fx 함수 블록의 결과를 보여주는 그래프이다.
도 12B는 위상 보정이 신호에 적용되기 전에 갈릴레오 BOC (1,1) 위성 신호의 상위 사이드 로브를 처리하는 도 5의 갈릴레오 2fx 함수 블록의 결과를 설명하기 위한 도면이다.
도 13은 30도(degree)의 위상 보정이 적용된 후에 갈릴레오 BOC (1,1) 위성 신호의 상위 사이드 로브를 처리하는 도 5의 갈릴레오 2fx 함수 블록의 결과를 보여주는 도면이다.
본 발명의 다양한 실시 예들이 첨부된 도면을 참조하여 보다 자세히 설명될 것이다. 이하의 설명에서, 구체적인 실시 예 또는 구체적인 묘사는 단지 본 발명의 기술적 사상을 자세히 설명하기 위한 것으로, 본 발명의 기술적 사상은 이에 한정되지 않는다. 따라서 본 발명의 기술분야에 있어서 통상의 지식을 가진 자는 이하에서 설명될 본 발명의 실시 예들을 이용하여 본 발명의 기술적 사상의 범주 내에서 이를 변형하거나 적용할 수 있을 것이다. 한편, 잘 알려진 기능, 함수, 구성은 명확하고 간결한 설명을 위하여 생략될 것이다.
본 발명은 현대화된 GNSS 신호들에 적용될 것이다. 현재 이러한 신호들은 갈릴레오 BOC (1,1) 및 GPS L1-C 전송들을 포함하고 있다. 그러나 미래에는 더욱 현대화된 GNSS 위성 신호들이 전송될 가능성이 있으며, 본 발명의 기술적 사상은 이에도 적용될 수 있을 것이다.
본 발명은 갈릴레오 BOC (1,1) 전송들에 대하여 설명될 것이며, 이는 E1-B 전송들(예를 들어, 데이터를 위한 갈릴레오 캐리어 신호 E1 내의 채널 B) 및 E1-C(예를 들어, 범위 코드(ranging code)를 위한 갈릴레오 캐리어 신호 E1 내의 채널 C) 모두를 포함할 것이다. 이러한 신호들은 GOS L1 코스/획득(course/acquisition, C/A) 전송에 대하여 “현대화” 되어 있다. 갈릴레오 BOC (1,1) 전송의 파워 스펙트럼 밀도는 GPS L1 C/A 전송 보다 크며, 갈릴레오 전송을 위한 신호 에너지의 대부분은 GPS 전송을 위한 2MHz 밴드 폭과 반대로 4MHz 밴드 폭 내에 위치한다. 명목상의 BOC (1,1) 상관관계(correlation) 모양은 GPS 신호보다 복잡하다. 예를 들어, BOC (1,1) 신호는 3 개의 에너지 피크(peak)이나, GPS L1 C/A 전송을 위한 에너지 피크는 1 개이다.
본 발명은 GPS L1 C/A 코드-유사 상관관계 함수(correlation function)가 생성되도록 갈릴레오 BOC (1,1) 신호를 처리한다. GPS-유사 함수의 생성은 상관관계기(correlators)의 공간 획득, 복수-피크 상관관계, 복수 경로(multipath) 신호들이 존재하는 하에서 실행되는 문제를 해결한다. 본 발명은 복수 경로 신호들이 존재하는 내에서 GPS L1 C/A 코드와 마찬가지로 수행된다.
본 발명은 신호들의 밴드 폭을 감소시키기 위하여 주파수 영역 내에서 BOC (1,1) 전송의 두 개의 사이드 로브들(sidelobes)을 결합한다. 이는 BOC (1,1) 서브 캐리어를 제거하며 BOC (1,1) 신호를 GPS-유사 함수로 변경한다.
본 발명은 수신을 위하여 BOC (1,1)의 두 개의 주파수 사이드 로브들 중 단지 하나를 선택하는 것이 가능하며, 이는 하나의 사이드 로브를 수신하고 다른 사이드 로브를 수신하지 않는 것이 가능한 것을 의미한다. 이렇게 함으로써, 본 발명은 수신되지 않은 사이드 로브와 연관된 간섭을 피할 수 있다.
도 5는 본 발명의 실시 예에 따른 개선된 디지털 신호 처리기(DSP)(50)의 일 실시 예를 보여주는 도면이다. 본 발명의 기술적 효과 또는 장점은 도 5의 개선된 디지털 신호 처리기(50)를 이용하여 도 2의 종래의 디지털 신호기(24)를 대체함으로써 실현될 수 있을 것이다. 개선된 디지털 신호 처리기(50)는 GPS 및 갈릴레오 위성 신호들의 조합을 운용한다.
도 5에서, 개선된 디지털 신호 처리기(50)는 도 5의 복소 믹서(complex mixer)(51)에서 도 2의 아날로그-투-디지털 변환기들(ADCs)의 어레이에 의하여 생성된 Sdigital 신호를 수신한다. 복소 믹서(51)는 도 4의 종래 디지털 신호 처리기(24)의 복소 믹서(41)에서 수신된 것과 같이 조합된 GPS/갈릴레오 위상 신호를 복소 믹싱(complex mix)하는 동작을 수행한다.
도 5의 싸인(sine)과 코싸인(cosine) 룩-업 테이블(LUT)(52)은 복소 믹서(51)에 연결된다. 싸인/코싸인 룩-업 테이블(52)은 도 4의 종래 기술의 디지털 신호 처리기(24)의 싸인/코싸인 룩-업 테디블(42)과 같이 복소 믹서(51)로 싸인 및 코싸인 신호들의 실행들을 제공한다.
도 5의 제 1 로우-패스 필터(53)는 복소 믹서(51)의 출력에 연결된다. 제 1 로우-패스 필터(51)는 예를 들어, 3MHz 로우-패스 필터이며, 도 4의 디지털 신호 처리기(24) 내의 로우-패스 필터(43)와 마찬가지로 복소 믹서(51)의 출력을 필터링 한다.
도 5의 제 1 샘플링 레이트 감소기(sample-rate reducer)(54)는 제 1 로우-패스 필터(53)의 출력에 연결된다. 제 1 샘플링 레이트 감소기(54)는 제 1 로우-패스 필터(53)로부터 수신된 신호의 샘플링 레이트를 6의 팩터(factor)로 감소시키며, 이는 도 4의 디지털 신호 처리기(24) 내의 샘플링 레이트 감소기(44)와 같이 48fx에서 8fx로 처리 신호의 샘플링 레이트를 감소시키는 것이다. 이와 같은 점들에서는, 도 5의 개선된 디지털 신호 처리기(50)는 도 4의 디지털 신호 처리기(24)와 일부 유사하다.
갈릴레오 2fx 함수 블록(55)은 제 1 샘플링 레이트 감소기(54)의 출력에 연결된다. 갈릴레오 2fx 함수 블록(55)은 제 1 샘플링 레이트 감소기(54)에 의하여 수행된 8fx 샘플링된 갈릴레오 신호 출력의 두 개의 사이드 로브들을 하나의 사이드 로브 2fx 샘플링된 신호로 변환한다. 이는 효과적으로 BOC (1,1) 신호의 신호 밴드 폭을 줄이고 BOC (1,1)의 서브 캐리어를 제거하는 것으로, 그 결과가 GPS와 유사하게 보이게끔 만든다. 더욱이, 갈릴레오 2fx 함수 블록(55)은 한번에 단지 두 개의 사이드 로브들만이 처리되도록 함으로써 처리되지 않는 사이드 로브와 관련된 간섭을 완화시킨다. 갈릴레오 2fx 함수 블록(55)에 대한 좀더 구체적인 내용은 도 8에서 좀더 자세히 설명될 것이다.
도 5의 제 1 재-양자화기(first re-quantizer)(56)는 갈릴레오 2fx 함수 블록(55)에 연결된다. 제 1 재-양자화기(56)는 갈릴레오 2fx 함수 블록(55)의 출력을 2fx, 2-비트(sign+magnitude)의 양자화된 갈릴레오 복소 샘플들로 재-양자화한다.
[0046] 개선된 디지털 신호 처리기(50)는 2fx, 2-비트로 양자화된 GPS 복소 샘플들을 생성하도록 한다. 이렇게 하기 위하여, 제 2 로우-패스 필터(57)는 제 1 샘플링 레이트 감소기(54)의 출력에 연결되며, 제 2 로우-패스 필터(57)는 1 MHz에서 수신한 신호를 필터링한다.
제 2 샘플링 레이트 감소기(58)는 제 2 로우-패스 필터(57)의 출력에 연결된다. 제 2 샘플링 레이트 감소기(58)는 제 2 로우-패스 필터(57)로부터 수신된 신호의 샘플링 레이트를 4의 팩터로 감소시키며, 샘플링 레이트를 8fx에서 2fx로 감소시킨다.
제 2 재-양자화기(59)는 제 2 샘플링 레이트 감소기(58)에 연결된다. 제 2 재-양자화기(59)는 제 2 샘플링 레이트 감소기(58)의 출력을 2fx, 2-비트(sign+magnitude)의 양자화된 GPS 복소 샘플들로 재-양자화한다.
멀티플렉서(60)는 제 1 재-양자화기(56)의 출력 및 제 2 재-양자화기(59)의 출력에 연결된다. 멀티플렉서(60)에 연결된 제어신호는 제 1 재-양자화기(56) 및 제 2 재-양자화기(59)의 출력 중 어느 것이 개선된 디지털 신호 처리기(50)에 의하여 출력될 것인지를 선택한다.
2fx 복소 샘플링 레이트에서 개선된 디지털 신호 처리기 블록(50)에 의하여 출력된 신호 샘플들은 도 2의 신호 저장 메모리 블록(25)으로 전송된다. 신호 저장 메모리 블록(25)은 샘플들을 저장하며, 복수의 각 위성 처리를 용이하게 하기 위하여 보다 높은 레이트(예를 들어, 많은 경우에 8fx)에서 도 2의 차후 블록들을 통하여 다시 사용되도록 한다. 각 위성 처리는 최후 캐리어 믹스 함수 블록(26) 및 상관관계 블록(27)을 통한 주파수 변환, 신호 추측 메모리 블록(28)을 통한 저장, 신호/추척 함수 블록(29)을 통한 신호 획득/추적 기능들을 더 수반한다. 구체적인 위상을 위한 상관관계 블록(27)은 로컬 스프레딩 코드 복제(Lcode)를 사용하여 각 위성들에 디-스프레드한다. 각 GPS 위성은 각자의 1023 C/A 스프레딩 코드를 가지고 있다.
도 6은 종래 기술에서 BOC (1,1)의 수신과 함께 발생된 상관관계 함수(correlation function)을 보여주는 도면이다.
도 7은 본 발명의 실시 예에 따라 발생된 갈릴레오 위성의 상관관계(correlation)을 보여주는 도면이다. 이는 GPS 상관관계 함수와 매우 유사하다. 수신기의 상관관계 함수는 모든 위성의 획득 및 추적 기능들을 구동하며, 이로써 본 발명은 이전에 설계된 GPS 획득 및 추적 기능들이 갈릴레오 위성들에서 사용되게 한다. 유사한 모양을 갖는 상관관계 함수는 또한 멀티경로(multipath)의 신호들(예를 들어, urban canyon 환경)이 있는 데에서 갈릴레오 범위(Galileo range)와 범위 레이트 측정(range rate measurements)은 GPS의 그것과 매우 유사함을 의미한다. 이는 보다 높은 수준의 항법 칼만 필터(Kalman Filter)가 GPS와 갈릴레오 위성들에 동일하게 튜닝(tuning)될 수 있게 한다.
갈릴레오 2fx 신호의 상관관계는 현재 단지 Lcode를 위한 갈릴레오 메모리 코드만을 사용한다는 점에 유의하여야 한다. 이는 추가적인 서브 캐리어 요소를 더 이상 요구하지 않는다. 근본적으로, 도 5의 갈릴레오 2fx 함수 블록(55)은 서브 캐리어를 제거하였다.
도 8은 도 5의 갈릴레오 2fx 함수 블록(55)의 블록도를 보여주는 도면이다.
도 8에서, 갈릴레오 2fx 함수 블록(55)은 제 1 곱셈기(81) 및 제 2 곱셈기(82)에서 10-비트 버스(bus)에서의 8fx에서 복소 샘플링된 대략 96.25KHz의 중간 주파수(intermediate frequency, IF)를 수신한다.
갈릴레오 2fx 함수 블록(55)은 또한 수치 제어 발진기(a numerically controlled oscillator, NCO)를 포함하며, 여기서 수치 제어 발진기(83)는 8fx에서 샘플링된 클럭 신호를 수신하고, fx는 1.0230625MHz이다. 수치 제어 발진기(83)의 출력은 제 1 룩-업 테이블(84) 및 제 2 룩-업 테이블(85)에 연결된다.
제 1 룩-업 테이블(84) 및 제 2 룩-업 테이블(85)은 제어를 위한 제어신호를 수신하며, 제어신호는 제 1 및 제 2 룩-업 테이블(84, 85) 중에서 하나의 룩-업 테이블 또는 두 개의 룩-업 테이블 모두가 갈릴레오 2fx 함수 블록(55)의 소정 동작에 사용될 지, 만약 단지 하나의 룩-업 테이블만이 사용된다면 어떤 룩-업 테이블이 사용될지를 제어하는데 사용된다. 제 1 룩-업 테이블(84)의 5-비트 출력 버스는 제 1 곱셈기(81)에 연결된다. 제 2 룩-업 테이블(85)의 5-비트 출력 버스는 제 2 곱셈기(82)에 연결된다.
제 1 곱셈기(81) 및 제 2 곱셈기(82)의 14-비트 출력 버스들은 덧셈기(86)에 연결된다. 덧셈기(86)의 15-비트 출력은 1 MHz의 로우-패스 필터(87)에 연결된다. 대략 96.25KHz의 중간 주파수는, 2fx에서 복소 샘플링되며, 1 MHz 로우-패스 필터(87)의 17-비트 출력 버스에서 나타난다.
도 8은 하위(lower) 또는 상위(upper) 갈릴레오 주파수 사이드 로브들(sidelobes)이 함께 처리되거나 또는 분리되어 처리될 수 있음을 보여주는 도면이다. 만약 함께 처리된다면, 하위 사이드 로브는 1.023MHz 로컬 캐리어 표현(local carrier reprensentation)을 통하여 믹스된 캐리어이고, 상위 사이드 로브는 -1.023MHz 로컬 캐리어 표현을 통하여 믹스된 캐리어이며, 여기서 캐리어 믹스들은 사이드 로브들을 근 기저대역(near baseband)으로 이동시킨다. 그 후 사이드 로브들이 함께 더하여 진다. 조합된 신호 캐리어 노이즈(combined signal carrier noise, CNO) 밀도 손실(density loss) 대 풀(full) BOC(1,1) 처리는 대략 1dB이다. 도 8의 프로세싱 암(arm) 중 어느 하나를 셧 오프(shutting off)하는 것은 하나의 사이드 로브(하위 사이드 로브 또는 상위 사이드 로브)가 처리되도록 한다. 이는 처리되지 않는 사이드 로브의 간섭을 제거함으로써 간섭이 완화되도록 한다. 풀 BOC(1,1) 처리에 관한 CNO 손실은 대략 4dB 이다.
도 9는 도 8의 수치 제어 발진기(NCO)(83)의 제 1 실시 예를 보여주는 도면이다. 수치 제어 발진기(83)는 정확히 1.023MHz에서의 로컬 발진 표현(local oscillator representation)을 생성한다.
도 9에서, 멀티플렉서(91)는 제 1 변수(K) 및 제 2 변수(M)를 수신한다. 수치 제어 발진기(83)의 출력 주파수는 KxFs/(2^n - M + K) 이며, 여기서 K=2046, Fs=48fx=49.107 MHz이고, N은 수치 제어 발진기(83) 출력의 길이(예를 들어, 16 비트)이다. 정확한 주파수로써, K=2046이고, 2^n - M + K=16369 이며, 여기서 N=16, M =51213 이다.
멀티플렉서(91)의 출력은 제 1 덧셈기(92)에 연결된다. 제 1 덧셈기(92)의 출력은 16-비트 래치(93)에 연결된다. 16-비트 래치(93)는 8fx 클럭 신호를 수신한다. 16-비트 래치(93)의 16-비트 출력 버스는 제 1 덧셈기(92)에 연결된다. 16-비트 래치(93)의 16-비트 출력 버스의 제 16 비트(또는 16번째 비트, 예를 들어 d15)는 d15=1일 때 M을 선택하고 d15=0일 때 K를 선택하기 위한 멀티플렉서(91)의 선택 입력에 연결된다.
16-비트 래치(93)의 16-비트 출력 버스는 또한 제 2 덧셈기(94)에 연결된다. 제 2 덧셈기(94)는 상수 26629를 수신한다. 제 2 덧셈기(94)의 6-비트 출력 버스는 코싸인 신호를 출력하는 도 8의 갈릴레오 2fx 함수 블록(55) 내의 룩-업 테이블에 연결된 수치 제어 발진기(83)의 출력이며, 제 3 덧셈기(95)에 연결된다.
도 9의 제 3 덧셈기(95)는 “010000” 비트들을 수신하며, 이는 위상 보정(phase correction)을 제공하지 않는다. 제 3 덧셈기(95)의 6-비트 출력 버스는 싸인 신호(sin signal)를 출력하는 도 8의 갈릴레오 2fx 함수 블록(55) 내의 룩-업 테이블에 연결된 수치 제어 발진기(83)의 출력이다.
도 10은 오버 플로우(overflow)와 위상 보정을 하는 도 8의 수치 제어 발진기(83)의 제 2 실시 예를 보여주는 도면이다.
도 10에서, 멀티플렉서(101)는 제 1 변수(K)와 제 2 변수(M)를 수신한다. 수치 제어 발진기(83)의 출력 주파수는 KxFs/(2^n - M + K)와 동일하며, 여기서 K=2046, Fs=48fx=49.107 MHz이고, N은 수치 제어 발진기(83) 출력의 길이(예를 들어, 16 비트)이다. 정확한 주파수로, K=2046리고 2^n - M + K=16369 이며, 여기서 N=16, M =51213 이다.
멀티플렉서(101)의 출력은 제 1 덧셈기(102)에 연결된다. 제 1 덧셈기(102)의 출력은 16-비트 래치(103)에 연결된다. 16-비트 래치(103)는 또한 8fx 클럭 신호를 수신한다. 16-비트 래치(103)의 16-비트 출력 버스는 제 1 덧셈기(102)에 연결된다. 16-비트 래치(103)의 16-비트 출력 버스의 제 16 비트(또는 16번째 비트, 예를 들어 d15)는 d15=1일 때 M을 선택하고 d15=0일 때 K를 선택하기 위한 멀티플렉서(101)의 선택 입력에 연결된다.
16-비트 래치(103)의 16-비트 출력 버스는 또한 제 2 덧셈기(104)에 연결된다. 제 2 덧셈기(104)는 또한 상수 26629를 수신한다. 제 2 덧셈기(94)의 6-비트 출력 버스는 코싸인 신호를 출력하는 도 8의 갈릴레오 2fx 함수 블록(55) 내의 룩-업 테이블에 연결된 수치 제어 발진기(83)의 출력이며, 제 3 덧셈기(105)에 연결된다.
도 10의 제 3 덧셈기(105)는 “01000000” 비트들을 수신하며, 이는 오버플로우(overflow) 및 위상 보정(phase correction)을 제공한다. 제 3 덧셈기(105)의 6-비트 출력 버스는 싸인 신호(sin signal)를 출력하는 도 8의 갈릴레오 2fx 함수 블록(55) 내의 룩-업 테이블에 연결된 수치 제어 발진기(83)의 출력이다.
[0070] 도 11A는 도 8의 수치 제어 발진기(83)에 의하여 생성된 싸인(sin) 및 코싸인(cos)인 룩-업 테이블 신호들의 그래프를 보여주는 도면이다. 도 11B는 도 11A의 룩-업 테이블 신호들의 주파수 스펙트럼의 그래프를 보여주는 도면이다.
[0071] 도 12A는 신호에 위상 보정이 적용도지 않은 갈릴레오 BOC(1,1) 위성 신호의 하위 사이드 로브를 처리하는 도 5의 갈릴레오 2fx 함수 블록의 결과를 보여주는 그래프이다.
도 12B는 위상 보정이 신호에 적용되기 전에 갈릴레오 BOC(1,1) 위성 신호의 상위 사이드 로브를 처리하는 도 5의 갈릴레오 2fx 함수 블록의 결과를 설명하기 위한 도면이다. 위상 보정은 후에 신호에 적용될 것이다.
도 13은 30 도(degree)의 위상 보정이 적용된 후에 갈릴레오 BOC(1,1) 위성 신호의 상위 사이드 로브를 처리하는 도 5의 갈릴레오 2fx 함수 블록의 결과를 보여주는 도면이다. 위상 보정은 상위 사이드 로브가 하위 사이드 로브에 대한 위상에서 로테이트(rotate)하도록 한다. 이러한 능력은 수신기를 통하여 신호들이 진행할 때에 각각 보여지는 서로 다른 위상 로테이션들에 의하여 야기되는 두 개의 사이드 로브들 사이의 캐리어 위상 미스매치(mismatch)를 바로잡는데 사용된다. 이는 하위 사이드 로브와 상위 사이드 로브가 합하여 지기 전에 두 개의 사이드 로브들의 위상이 매치되는데 도움을 준다. 도 13은 위상 보정이 적용된 후에 상위 사이드 로브의 위상이 매치된 것을 보여준다.
상술한 설명은 예시적인 것으로 이해되어야 하며, 본 발명의 기술적 사상은 이에 한정되지 않음이 이해될 것이다. 본 발명의 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자는 앞서 설명된 본 발명의 각 실시 예를 이용한 다양한 적용 예들 및 응용 예들이 있음이 이해될 것이며, 이러한 적용 예들 및 응용 예들은 모두 본 발명의 범주에 포함됨이 역시 이해될 것이다.
51: 복소 믹서
52: 싸인/코싸인 룩-업 테이블
53: 제 1 로우-패스 필터
54: 제 1 샘플링 레이트 감소기
55: 갈릴레오 2fx 함수 블록
56: 제 1 재-양자화기
57: 제 2 로우-패스 필터
58: 제 2 샘플링 레이트 감소기
59: 제 2 재-양자화기
60: 멀티플렉서

Claims (24)

  1. 감소된 밴드 폭을 가지는 항법 신호들을 처리하는 방법에 있어서:
    두 개의 항법 신호들의 조합을 수신하는 단계;
    상기 조합된 두 개의 항법 신호들의 주파수를 중간 주파수로 감소시키는 단계;
    상기 중간 주파수 신호를 복소 신호로 표현 가능한 디지털 신호로 전환하는 단계;
    상기 중간 주파수 신호의 주파수를 근-기저대역으로 변환하는 단계;
    상기 근-기저대역 신호를 필터링하는 단계;
    상기 필터링된 근-기저대역 신호의 샘플링 레이트를 사용자 정의 가능한 팩터에 따라 감소시키는 단계; 그리고
    상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호를 선택하여 하나의 사이드 로브로 변환하는 단계를 포함하며,
    상기 두 개의 항법 신호들 중 적어도 하나는 상위 사이드 로브와 하위 사이드 로브를 포함하는 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    메모리 내에 상기 하나의 사이드 로브를 저장하는 단계; 그리고
    항법을 위하여 상기 하나의 사이드 로브를 처리하는 단계를 더 포함하는 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 두 개의 항법 신호들의 조합을 수신하는 단계는,
    글로벌 위치 시스템(GPS) 신호 및 갈릴레오 글로벌 항법 위성 시스템(GNSS) 바이너리 오프셋 캐리어 (1,1) (BOC (1,1)) 신호를 수신하는 단계를 포함하며, 상기 갈릴레오 글로벌 항법 위성 시스템 바이너리 오프셋 캐리어 신호는 상기 상위 사이드 로브와 상기 하위 사이드 로브를 포함하는 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 조합된 두 개의 항법 신호들의 주파수를 중간 주파수로 감소시키는 단계는,
    상기 조합된 신호를 Fs=48fx인 신호로 감소시키는 단계를 포함하며, 상기 fx=1.0230625MHz인 방법.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 중간 주파수 신호의 주파수를 근-기저대역으로 변환하는 단계는,
    싸인 신호와 코싸인 신호를 포함하는 룩-업 테이블을 이용하여 캐리어를 믹싱하는 단계를 포함하는 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 근-기저대역 신호를 필터링하는 단계는,
    3MHz에서 상기 근-기저대역 신호를 로우-패스 필터링하는 단계를 포함하는 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 필터링된 근-기저대역 신호의 샘플링 레이트를 사용자 정의 가능한 팩터에 따라 감소시키는 단계는,
    6의 팩터에 따라 상기 필터링된 근-기저대역 신호의 상기 샘플링 레이트를 감소시키는 단계를 포함하는 방법.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호를 선택하여 하나의 사이드 로브로 변환하는 단계는,
    상기 상위 사이드 로브 및 상기 하위 사이드 로브 중 적어도 하나로부터 상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호의 사이드 로브 구성을 선택하는 단계를 포함하는 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호를 선택하여 하나의 사이드 로브로 변환하는 단계는,
    룩-업 테이블을 이용하여 싸인 및 코싸인 신호와 상기 디지털 신호들을 믹싱하는 단계;
    상기 믹싱된 디지털 신호들을 필터링하는 단계;
    상기 필터링되고 믹싱된 디지털 신호들의 상기 샘플링 레이트를 감소시키는 단계;
    상기 룩-업 테이블에 의하여 선택된 각 사이드 로브를 곱하는 단계;
    상기 곱하는 단계의 결과들을 합산하는 단계;
    상기 합산하는 단계의 결과를 필터링하는 단계; 그리고
    상기 필터링하는 단계의 결과를 2fx의 복소 샘플링 레이트, 2-비트, 갈릴레오 복소 샘플들로 재-양자화하는 단계를 포함하며,
    상기 룩-업 테이블은 8fx의 복소 샘플링 레이트에서 샘플링된 클럭 신호로 구동되는 수치 제어 발진기를 이용하여 생성되는 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호를 선택하여 하나의 사이드 로브로 변환하는 단계는,
    상기 필터링되고 믹싱된 디지털 신호들을 더욱 필터링하는 단계;
    상기 더욱 필터링된 신호를 더욱 감소시키는 단계;
    상기 더욱 감소된 신호의 결과를 상기 2fx의 복소 샘플링 레이트, 2-비트, GPS 복소 샘플들로 재-양자화하는 단계; 그리고
    상기 2fx의 복소 샘플링 레이트로 재-양자화된 샘플들을 멀티플렉싱하는 단계를 더 포함하는 방법.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 수치 제어 발진기는:
    상기 8fx의 복소 샘플링 레이트에서 샘플링된 클럭 신호에 의하여 구동되는 16-비트 래치의 최상위 비트의 제어 하에, 변수 K 및 M을 멀티플렉싱하며, 상기 16-비트 래치 출력이 1일 때 M을 선택하고, 상기 16-비트 래치 출력이 0일 때 K를 선택하는 멀티플렉서;
    상기 멀티플렉싱의 결과를 상기 16-비트 래치의 출력들에 합산하는 제 1 덧셈기;
    상기 8fx의 복소 샘플링 레이트에서 샘플링된 클럭 신호의 제어 하에 상기 멀티플렉싱의 결과와 상기 16-비트 래치의 출력들의 합산의 출력을 래치하는 상기 16-비트 래치;
    상기 16-비트 래치의 상기 출력을 26629에 더하여 상기 코싸인 신호를 출력하는 제 2 덧셈기; 그리고
    상기 16-비트 래치의 상기 출력을 26629에 더한 값의 출력을 “010000”에 더하여 상기 싸인 신호를 출력하는 제 3 덧셈기를 포함하고,
    상기 K=2046이고, 상기 N=16이며, 2N-M+K=16369인 방법.
  12. 제 9 항에 있어서,
    상기 수치 제어 발진기는:
    상기 8fx의 복소 샘플링 레이트에서 샘플링된 클럭 신호에 의하여 구동되는 16-비트 래치의 최상위 비트의 제어 하에, 변수 K 및 M을 멀티플렉싱하며, 상기 16-비트 래치 출력이 1일 때 M을 선택하고, 상기 16-비트 래치 출력이 0일 때 K를 선택하는 멀티플렉서;
    상기 멀티플렉싱의 결과를 상기 16-비트 래치의 출력들에 합산하는 제 1 덧셈기;
    상기 8fx의 복소 샘플링 레이트에서 샘플링된 클럭 신호의 제어 하에 상기 멀티플렉싱의 결과와 상기 16-비트 래치의 출력들의 합산의 출력을 래치하는 상기 16-비트 래치;
    상기 16-비트 래치의 상기 출력을 26629에 더하여 상기 코싸인 신호를 출력하는 제 2 덧셈기; 그리고
    상기 16-비트 래치의 상기 출력을 26629에 더한 값의 출력을 “01000000”에 더하여 상기 싸인 신호를 출력하는 제 3 덧셈기를 포함하고,
    상기 K=2046이고, 상기 N=16이며, 2N-M+K=16369인 방법.
  13. 감소된 밴드 폭을 가지는 항법 신호들을 처리하는 장치에 있어서:
    두 개의 항법 신호들의 조합을 수신하도록 구성된 수신기;
    상기 수신기에 연결되며, 상기 두 개의 항법 신호들의 조합의 주파수를 중간 주파수로 감소시키도록 구성된 주파수 감소 블록;
    상기 주파수 감소 블록에 연결되며, 상기 중간 주파수 신호를 복소 신호로 표현 가능한 디지털 신호들로 전환하도록 구성된 아날로그-투-디지털 변환기들의 어레이;
    상기 아날로그-투-디지털 변환기들의 어레이에 연결되며, 상기 중간 주파수 신호의 주파수를 근-기저대역으로 변환하도록 구성된 주파수 변환기;
    상기 주파수 변환기에 연결되며, 상기 근-기저대역 신호를 필터링하도록 구성된 필터;
    상기 필터에 연결되며, 사용자 정의 가능한 팩터에 따라 상기 필터링된 근-기저대역 신호의 샘플링 레이트를 감소시키도록 구성된 샘플링 레이트 감소기; 그리고
    상기 샘플링 레이트 감소기에 연결되며, 상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호를 선택하여 하나의 사이드 로브로 변환하도록 구성된 신호 변환기를 포함하며,
    상기 두 개의 항법 신호들 중 적어도 하나는 상위 사이드 로브 그리고 하위 사이드 로브를 포함하는 장치.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 신호 변환기에 연결되며, 상기 하나의 사이드 로브를 저장하도록 구성된 메모리; 그리고
    항법을 위하여 상기 하나의 사이드 로브를 처리하도록 구성된 프로세서를 더 포함하는 장치.
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 수신기는,
    글로벌 위치 시스템(GPS) 신호 및 갈릴레오 글로벌 항법 위성 시스템(GNSS) 바이너리 오프셋 캐리어 (1,1) (BOC (1,1)) 신호를 수신하며, 상기 갈릴레오 글로벌 항법 위성 시스템 바이너리 오프셋 캐리어 신호는 상기 상위 사이드 로브 및 상기 하위 사이드 로브를 포함하는 장치.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 주파수 감소 블록은,
    상기 조합된 신호를 Fs=48fx이며 fx=1.0230625 MHz인 신호로 감소시키도록 더 구성된 장치.
  17. 제 13 항에 있어서,
    상기 주파수 변환기는,
    캐리어 믹서; 그리고
    싸인 신호와 코싸인 신호를 포함하는 룩-업 테이블을 포함하는 장치.
  18. 제 13 항에 있어서,
    상기 필터는,
    3 MHz 로우-패스 필터를 포함하는 장치.
  19. 제 13 항에 있어서,
    상기 샘플링 레이트 감소기는,
    6의 팩터에 따라 상기 샘플링 레이트를 감소시키도록 더 구성된 장치.
  20. 제 13 항에 있어서,
    상기 신호 변환기는,
    상기 상위 사이드 로브 및 상기 하위 사이드 로브 중 적어도 하나로부터 상기 감소되고 필터링된 근-기저대역 신호의 사이드 로브 구성을 선택하도록 더 구성된 장치.
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Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10768311B2 (en) 2017-12-27 2020-09-08 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for combining signals for improved performance in challenging environment
US10768310B2 (en) 2018-01-03 2020-09-08 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for providing code modification for multipath improvement in GNSS receivers
US10746882B2 (en) 2018-02-21 2020-08-18 Samsung Electronics Co., Ltd GNSS receiver performance improvement via long coherent integration
US10725183B2 (en) 2018-02-22 2020-07-28 Samsung Electronics Co., Ltd GNSS multipath mitigation via pattern recognition
US11483025B2 (en) 2019-12-10 2022-10-25 Samsung Electronics Co., Ltd System and method for providing a unified global navigation satellite system (GNSS) receiver

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010098468A1 (ja) 2009-02-27 2010-09-02 古野電気株式会社 Ｇｎｓｓ受信装置
JP2011512513A (ja) 2007-12-20 2011-04-21 クゥアルコム・インコーポレイテッド ナビゲーション受信機
US20120026039A1 (en) 2010-07-27 2012-02-02 Texas Instruments Incorporated Single rf receiver chain architecture for gps, galileo and glonass navigation systems, and other circuits, systems and processes

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4785463A (en) 1985-09-03 1988-11-15 Motorola, Inc. Digital global positioning system receiver
JPH07128426A (ja) * 1993-10-29 1995-05-19 Mitsumi Electric Co Ltd 衛星受信システム
JPH07128423A (ja) * 1993-11-02 1995-05-19 Japan Radio Co Ltd Ｇｐｓ／ｇｌｏｎａｓｓ共用受信装置
US6728325B1 (en) 2000-02-02 2004-04-27 Legerity, Inc. Method and apparatus for mixing down and spectrum folding frequency diverse modulated carrier
PT1787445E (pt) * 2004-09-07 2008-07-31 Europ Agence Spatiale Método e dispositivo de desmodulação de sinais de transportador de desfasamento binário alterno de galileu
CN101310192B (zh) * 2005-11-18 2013-06-19 核心无线许可有限公司 处理信号的采样序列
US7860145B2 (en) * 2006-05-03 2010-12-28 Navcom Technology, Inc. Adaptive code generator for satellite navigation receivers
TW200928420A (en) * 2007-09-14 2009-07-01 Magellan Systems Japan Inc Low cost, high performance GPS/GNSS receiver architecture
US8571088B2 (en) * 2007-11-12 2013-10-29 Qualcomm Incorporated Suppression of multipath effects for received SPS signals
GB201016079D0 (en) * 2010-09-24 2010-11-10 St Microelectronics Res & Dev Apparatus & method
CN102723966B (zh) * 2011-12-02 2015-11-04 上海交通大学 二进制偏置载波信号精确同步装置及方法

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2011512513A (ja) 2007-12-20 2011-04-21 クゥアルコム・インコーポレイテッド ナビゲーション受信機
WO2010098468A1 (ja) 2009-02-27 2010-09-02 古野電気株式会社 Ｇｎｓｓ受信装置
US20120026039A1 (en) 2010-07-27 2012-02-02 Texas Instruments Incorporated Single rf receiver chain architecture for gps, galileo and glonass navigation systems, and other circuits, systems and processes

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