JP2015121542A - 減少されたバンド幅を有する航法信号の処理を実行するための装置及び方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】複数のグローバル航法衛星システムからの信号を処理するのに要求される資源を減少させる。【解決手段】２つの航法信号の組合を受信する段階と、組合された２つの航法信号の周波数を中間周波数に減少させる段階と、中間周波数信号を複素信号に表現可能であるデジタル信号に転換する段階と、中間周波数信号の周波数を近基底帯域で変換する段階と、近基底帯域信号をフィルタリングする段階と、フィルタリングされた近基底帯域信号のサンプリングレートを使用者定義可能であるファクタによって減少させる段階と、減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号を選択して１つのサイドローブに変換する段階と、を含み、２つの航法信号少なくとも１つは、上位サイドローブと下位サイドローブとを含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する。【選択図】図５

Description

本発明は複数のグローバル航法衛星システム（Ｇｌｏｂａｌ Ｎａｖｉｇａｔｉｏｎ Ｓａｔｅｌｌｉｔｅ Ｓｙｓｔｅｍ、ＧＳＮＮ）の一端からの信号を処理するのに要求される資源を減少させる方法及び装置に関し、さらに具体的には次世代ＧＮＳＳ信号を効果的に処理する方法及び装置に関する。
次世代のＧＮＳＳ信号が開発されており、直ぐに実行される。しかし、次世代の信号は次のように受信するのに多い問題を有している。例えば、より高い受信サンプリングレート（ｓａｍｐｌｉｎｇ ｒａｔｅｓ）に対する要求、より高いサンプリングレートに対する要求によってより大きい受信メモリ容量に対する要求、より高いサンプリングレートによって発生されたより広いバンド幅によって干渉に対してより高い敏感度を必要とすること、複数の信号相関関係ピーク（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｐｅａｋｓ）を追跡するのに対するさらに大きくなった難しいさ、より多い複素相関関係関数（ｃｏｍｐｌｅｘ ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を使用することによってより複数経路信号の相互作用がより複雑になったこと、そしてより多い複素相関関係関数を使用することによってより増加された測定範囲を要求されるようになったこと等がある。ここで説明される受信機（ｒｅｃｅｉｖｅｒ）のような場合、増加された複素サンプリングレートは８ｆｘ ｖｓ． ２ｆｘに、これは４のファクタの増加に該当する。さらに、複数の信号ピークの存在はピークを正確に追跡することをさらに難しくする。ピークを誤りに追跡することは大略１５０メートルの範囲エラーを引き起こす。現在のＧＮＳＳ信号はガリレオＧＮＳＳバイナリオフセットキャリヤー（１、１）（ＢＯＣ（１、１））とＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ） Ｌ１−Ｃ伝送とを含む。図１はＧＰＳ及びガリレオ信号の一例を示すスペクトルであり、図２は従来のＧＰＳ／ガリレオ受信機を示す図面である。
図２で、アンテナ２１はＧＰＳとガリレオ衛星信号とを受信し、ＳＲＦ信号を出力する。出力信号ＳＲＦは信号増幅、フィルタリング、周波数解析を遂行する無線周波数（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ、ＲＦ）ブロック２２を通過し、普通その中心周波数が合理的なサンプリングレートを有するように相当に減少されたＳＩＦ信号が出力される。ここで提示される実施形態で、サンプリングレート（ｓａｍｐｌｉｎｇ ｒａｔｅ）はＦｓ＝４８ｆｘ＝４９．１０７ＭＨｚであり、ここで、ｆｘ＝１．０２３０６２５ＭＨｚである。信号ＳＩＦは以後の複素信号（ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｉｇｎａｌ）を示すために２つのアナログーデジタルコンバータ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ、ＡＤＣｓ）によってサンプリングされ、量子化される。デジタル化され、量子化された信号Ｓｄｉｇｉｔａｌは４８ｆｘの複素信号レート（ｃｏｍｐｌｅｘ ｓｉｇｎａｌ ｒａｔｅ）でデジタル信号処理器（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｅｐｒｏｃｅｓｓｏｒ、ＤＳＰ）２４に伝えられる。デジタル信号処理器２４は信号をさらにフィルタリングし、ＲＦ自動ゲイン制御（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ、ＡＧＣ）演算及び干渉緩和（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｍｉｔｉｇａｔｉｏｎ）の機能を遂行する。デジタル信号処理器２４の出力であるＳ８ｆｘは８ｆｘの複素サンプリングレート（ｃｏｍｐｌｅｘ ｓａｍｐｌｉｎｇ ｒａｔｅ）に減少される。信号格納メモリ２５はデジタル信号処理器２４に連結される。すべての受信されたＧＰＳ及びガリレオ衛星信号は信号格納メモリ２５の８ｆｘサンプルで存在する。各衛星処理（ｓａｔｅｌｌｉｔｅ ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ）はＧＰＳ及びガリレオ信号が信号格納メモリ２５に格納された後に遂行され、信号格納メモリ２５に連結された最後のキャリヤーミキサー（ｆｉｎａｌ ｃａｒｒｉｅｒ ｍｉｘｅｒ）２６、信号格納メモリ２５に連結された相関関係ブロック（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｂｌｏｃｋ）２７、相関関係ブロック２７に連結された信号推測メモリ（ｓｉｇｎａｌ ｈｙｐｏｔｈｅｓｉｓ ｍｅｍｏｒｙ）２８、信号推測メモリ２８に連結された信号獲得／追跡関数ブロック２９を含む。相関関係ブロック２７は適切なローカル拡散コード（ｌｏｃａｌ ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｃｏｄｅ）又はＬｃｏｄｅを入力として受信する。
特定衛星のための相関関係動作（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）は各衛星を逆拡散（ｄｅ−ｓｐｒｅａｄ）するためにローカル拡散コードの複製（ｒｅｐｌｉｃａ）を使用する。各ＧＰＳ衛星は各々コース／獲得（ｃｏｕｒｓｅ／ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ、Ｃ／Ａ）拡散コードを有する。ガリレオＢＯＣ（１、１）信号のためのＬｃｏｄｅ表現はガリレオ衛星拡散コード及びサブキャリヤー（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）の組合でなされた互に異なる形式を有する。サブキャリヤーはガリレオ衛星信号を送信するために使用され、１．０２３ＭＨｚの矩形波（ｓｑｕａｒｅ ｗａｖｅ）である。図１に示したように、サブキャリヤーが伝送される部分はデュアル周波数サイドローブ（ｄｕａｌ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｓｉｄｅｌｏｂｅｓ）を発生させる。ＢＯＣ（１、１）と相関関係演算（ｃｏｒｒｅｌａｔｅ）を行うために、拡散コードだけでなく、局所的に発生された複製サブキャリヤーが図３で説明されるように生成されなければならない。デジタル信号処理器２４の出力は以後信号格納メモリ２５に格納される。
図３はＧＰＳ衛星受信のために局所的にＬｃｏｄｅを複製するＬｃｏｄｅ発生器３１を示す図面であり、Ｌｃｏｄｅ発生器はガリレオメモリコード発生器３２、サブキャリヤー発生器３３、そしてガリレオ衛星信号のためにＬｃｏｄｅを局所的に複製するために局所的に複製されたサブキャリヤーとガリレオメモリコードとを乗算する乗算器３４を含む。
図４は４８ｆｘの複素サンプリングレートでサンプリングされたＧＰＳ／ガリレオ信号を受信するために複素ミキサー（ｃｏｍｐｌｅｘ ｍｉｘｅｒ）４１を含む図２のデジタル信号処理器２４の従来技術を示す図面である。４８ｆｘの複素サンプリングレートでサンプリングされたルックアップテーブルＬＵＴ４２が複素ミキサー４１に連結される。複素ミキサー４１に連結されたローパスフィルタ４３は４８ｆｘのサンプリングレートでサンプリングされた信号を受信する。ローパスフィルタ５３に連結されたサンプリングレートレジューサ（ｓａｍｐｌｅ ｒａｔｅ ｒｅｄｕｃｅｒ）４４は４８ｆｘの複素サンプリングレートでサンプリングされた信号を８ｆｘのサンプリングレートでサンプリングされた信号に減少させる。サンプリングレートレジューサ４４に連結された再量子化器（ｒｅ−ｑｕａｎｔｉｚｅｒ）４５は８ｆｘの複素サンプリングレートでサンプリングされた２ビットの量子化されたＧＰＳ／ガリレオ信号を出力する。デジタル信号処理器２４はＧＰＳ／ガリレオ信号の周波数を中間周波数（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＩＦ）（例えば、７ｆｘ）で基底帯域（ｂａｓｅｂａｎｄ）に隣接するキャリヤー周波数（ｃａｒｒｉｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）に変換し、前記変換された信号を３ＭＨｚでローパスフィルタし、該当信号を２ビット（ｓｉｇｎａｌ＋ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）に再量子化する。サンプリングレートがローパスフィルタ４３の出力での４８ｆｘでサンプリングレートレジューサ４４の出力での８ｆｘに減少されたことに注意する必要がある。
したがって、新しいＧＮＳＳ信号によって発生された問題、例えばより高いサンプリングレート、より広いバンド幅、複数の相関関係ピーク、クロス−相関関係問題、増加されたＧＮＳＳ信号の複雑性等を解決するための方法、システム、装置が必要である。
米国特許第４，７６５，４６３号公報 米国特許第６，７２８，３２５号公報 米国特許公開第２００７／０１１６０９８号明細書 米国特許公開第２００７／０２５８５１１号明細書 米国特許公開第２００９／０１２９２８号明細書
本発明の目的は新しいＧＮＳＳ信号によって発生できる問題を解決することにある。また、本発明の一目的は受信されないサイドローブと連関された干渉を避けることにある。
本発明の実施形態による減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する方法は、２つの航法信号の組合を受信する段階と、前記組合された２つの航法信号の周波数を中間周波数に減少させる段階と、前記中間周波数信号を複素信号に表現可能であるデジタル信号に転換する段階と、前記中間周波数信号の周波数を近基底帯域で変換する段階と、前記近基底帯域信号をフィルタリングする段階と、前記フィルタリングされた近基底帯域信号のサンプリングレートを使用者定義可能であるファクタによって減少させる段階と、前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号を選択して１つのサイドローブに変換する段階と、を含み、前記２つの航法信号少なくとも１つは、上位サイドローブと下位サイドローブとを含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する。
実施形態として、メモリ内に前記１つのサイドローブを格納する段階と、航法のために前記１つのサイドローブを処理する段階と、を含む。
実施形態として、前記２つの航法信号の組合を受信する段階は、グローバル位置システム（ＧＰＳ）信号及びガリレオグローバル航法衛星システム（ＧＮＳＳ）バイナリオフセットキャリヤー（１、１）（ＢＯＣ（１、１））信号を受信する段階を含み、ガリレオＧＮＳＳ ＢＯＣ（１、１）信号は、前記上位サイドローブと前記下位サイドローブとを含む。
実施形態として、前記組合された２つの航法信号の周波数を中間周波数に減少させる段階は、前記組合された信号をＦｓ＝４８ｆｘである信号に減少させる段階を含み、前記ｆｘ＝１．０２３０６２５ＭＨｚである。
実施形態として、前記中間周波数信号の周波数を近基底帯域に変換する段階は、サイン信号とコサイン信号とを含むルックアップテーブルを利用してキャリヤーをミキシング（ｍｉｘｉｎｇ）する段階を含む。
実施形態として、前記近基底帯域信号をフィルタリングする段階は、３ＭＨｚで前記近基底帯域信号をローパスフィルタリング（ｌｏｗ−ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）する段階を含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する。
実施形態として、前記フィルタリングされた近基底帯域信号のサンプリングレートを使用者定義可能であるファクタによって減少させる段階は、ファクタ６によってフィルタリングされた近基底帯域信号のサンプリングレートを減少させることを含む。
実施形態として、前記減少されフィルタリングされた近基底帯域信号を選択して１つのサイドローブに変換する段階は、前記上位サイドローブと前記下位サイドローブとの組合、前記上位サイドローブ、そして前記下位サイドローブの中で少なくともいずれか１つから前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号のサイドローブを選択することを含む。
実施形態として、前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号を選択して１つのサイドローブに変換する段階は、ルックアップテーブルを参照してサイン及びコサイン信号と前記デジタル信号とをミキシングする段階と、前記ミキシングされたデジタル信号をフィルタリングする段階と、前記フィルタリングされ、ミキシングされたデジタル信号のサンプリングレートを減少させる段階と、前記ルックアップテーブルによって選択された各サイドローブを乗算する段階と、前記掛け算の結果を合算する段階と、前記合算の結果をフィルタリングする段階と、前記フィルタリングの結果を２ｆｘ、２ビット、ガリレオ複素サンプルに再量子化する段階と、を含み、前記ルックアップテーブルは、８ｆｘクロック信号によって駆動される数値制御発振器（ＮＣＯ）を利用して生成される。
実施形態として、前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号を選択して１つのサイドローブに変換する段階は、前記フィルタリングされ、ミキシングされたデジタル信号をさらにフィルタリングする段階と、前記フィルタリングされた信号をさらに減少させる段階と、前記さらに減少された信号の結果を２ｆｘ、２ビット、ＧＰＳ複素サンプルに再量子化する段階と、前記２ｆｘ再量子化されたサンプルをマルチプレクシング（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）する段階と、をさらに含む。
実施形態として、前記数値制御発振器は、８ｆｘクロック信号によって駆動される１６ビットラッチの最上位ビット（ｍｏｓｔ ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ）の制御の下で、変数Ｋ及びＭをマルチプレクシングし、前記１６ビットラッチ出力が１である時、Ｍを選択し、前記１６ビットラッチ出力が０である時、Ｋを選択するマルチプレクサーと、前記マルチプレクシングされた結果を前記１６ビットラッチの出力に合算する第１加算器と、８ｆｘクロック信号の制御の下に前記マルチプレクシングされた結果と前記１６ビットラッチの出力の合算値の出力とをラッチ（ｌａｔｃｈ）する前記１６ビットラッチと、前記１６ビットラッチの前記出力を２６６２９に加えてコサイン信号を出力する第２加算器と、前記１６ビットラッチの前記出力を前記２６６２９に加えた値の出力を“０１００００”に加えてサイン信号を出力する第３加算器と、をさらに含む。
実施形態として、８ｆｘクロック信号によって駆動される１６ビットラッチの最上位ビット（ｍｏｓｔ ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ）の制御の下で、変数Ｋ及びＭをマルチプレクシングし、前記１６ビットラッチ出力が１である時、Ｍを選択し、前記１６ビットラッチ出力が０である時、Ｋを選択するマルチプレクサーと、前記マルチプレクシングされた結果を前記１６ビットラッチの出力に合算する第１加算器と、８ｆｘクロック信号の制御の下に前記マルチプレクシングされた結果と前記１６ビットラッチの出力の合算値の出力とをラッチ（ｌａｔｃｈ）する前記１６ビットラッチと、前記１６ビットラッチの前記出力を２６６２９に加えてコサイン信号を出力する第２加算器と、前記１６ビットラッチの前記出力を前記２６６２９に加えた値の出力を“０１００００００”に加えてサイン信号を出力する第３加算器と、をさらに含む。
本発明の実施形態による減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する方法は２つの航法信号の組合を受信する受信機と、前記受信機に連結され、前記２つの航法信号の組合の周波数を中間周波数に減少させる周波数減少ブロックと、前記周波数減少ブロックに連結され、前記中間周波数信号を複素信号に表現可能であるデジタル信号への転換アナログ−デジタル変換機（ＡＤＣｓ）のアレイと、前記アナログ−デジタル変換機のアレイに連結され、前記中間周波数信号の周波数を近基底帯域に変換する周波数変換機と、前記周波数変換機に連結され、前記近基底帯域信号をフィルタリングするフィルタと、前記フィルタに連結され、使用者が定義可能であるファクタに基づいて前記フィルタリングされた近基底帯域信号のサンプリングレートを減少させるサンプリングレートレジューサと、前記サンプリングレートレジューサに連結され、前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号を選択して１つのサイドローブに変換する信号変換機と、を含み、前記２つの航法信号少なくとも１つは、上位サイドローブ及び下位サイドローブを含む。
実施形態として、前記信号変換機に連結され、前記１つのサイドローブを格納するメモリと、航法のために前記１つのサイドローブを処理するプロセッサと、をさらに含む。
実施形態として、前記受信機は、グローバル位置システム（ＧＰＳ）信号及びガリレオグローバル航法衛星システム（ＧＮＳＳ）バイナリオフセットキャリヤー（１、１）（ＢＯＣ（１、１））信号を受信し、前記ガリレオＧＮＳＳ ＢＯＣ（１、１）信号は、前記上位サイドローブ及び前記下位サイドローブを含む。
実施形態として、前記周波数減少ブロックは、前記組合された信号をＦｓ＝４８ｆｘであり、ｆｘ＝１．０２３０６２５ＭＨｚである信号に減少させる。
実施形態として、前記周波数変換機は、キャリヤーミキサーと、サイン信号とコサイン信号を含むルックアップテーブルとを含む。
実施形態として、前記フィルタは、３ＭＨｚローパスフィルタを含む。
実施形態として、前記サンプリングレートレジューサは、ファクタ６によって前記サンプリングレートを減少させる。
実施形態として、前記信号変換機は、前記上位サイドローブと前記下位サイドローブとの組合、前記上位サイドローブ、そして前記下位サイドローブの中で少なくともいずれか１つから前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号のサイドローブを選択する。
実施形態として、前記信号変換機は、ルックアップテーブルを参照してサイン及びコサイン信号と前記デジタル信号とをミキシングするキャリヤーミキサーと、前記キャリヤーミキサーに連結され、前記ミキシングされたデジタル信号をフィルタリングする第２フィルタと、前記フィルタに連結され、前記フィルタリングされ、ミキシングされたデジタル信号のサンプリングレートを減少させる第２サンプリングレートレジューサと、前記サンプリングレートレジューサに連結され、前記ルックアップテーブルによって選択された各サイドローブを乗算する乗算器と、前記乗算器に連結され、前記乗算の結果を合算する加算器と、前記加算器に連結され、前記合算の結果をフィルタリングする第３フィルタと、前記フィルタリングの結果を２ｆｘ、２ビット、ガリレオ複素サンプルに再量子化する再量子化器と、を含み、前記ルックアップテーブルは、８ｆｘクロック信号によって駆動された数値制御発振器を利用して生成される。
実施形態として、前記信号変換機は、前記サンプリングレートレジューサに連結され、前記フィルタリングされ、ミキシングされたデジタル信号をさらにフィルタリングする第４フィルタと、前記第４フィルタに連結され、前記さらにフィルタリングされた信号を減少させる第３サンプリングレートレジューサと、前記第３サンプリングレートレジューサに連結され、前記さらに減少された信号の結果を２ｆｘ、２ビット、ＧＰＳ複素サンプルに再量子化する第２再量子化器と、前記再量子化器及び前記第２再量子化器に連結され、前記２ｆｘ再量子化されたサンプルをマルチプレクシング（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）するマルチプレクサーをさらに含む。
実施形態として、前記数値制御発振器は、８ｆｘクロック信号によって駆動される１６ビットラッチの最上位ビット（ｍｏｓｔ ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ）の制御の下で、変数Ｋ及びＭをマルチプレクシングし、１６ビットラッチ出力が１である時、Ｍを選択し、１６ビットラッチ出力が０である時、Ｋを選択するマルチプレクサーと、前記マルチプレクサーに連結され、前記マルチプレクシングされた結果を前記１６ビットラッチの出力に合算する第２加算器と、前記第２加算器に連結され、８ｆｘクロック信号の制御の下で前記第２加算器の前記出力をラッチする前記１６ビットラッチと、前記１６ビットラッチに連結され、前記１６ビットラッチの結果を２６６２９に加えてコサイン信号を出力する第３加算器と、前記１６ビットラッチの出力を２６６２９に加えた値の出力を“０１００００”に加えてサイン信号を出力する第４加算器と、をさらに含む。
実施形態として、前記数値制御発振器は、８ｆｘクロック信号によって駆動される１６ビットの最上位ビット（ｍｏｓｔ ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ）の制御の下で、変数Ｋ及びＭをマルチプレクシングし、１６ビットラッチ出力が１である時、Ｍを選択し、１６ビットラッチ出力が０である時、Ｋを選択するマルチプレクサーと、前記マルチプレクサーに連結され、前記マルチプレクシングされた結果を前記１６ビットラッチの出力に合算する第２加算器と、前記第２加算器に連結され、８ｆｘクロック信号の制御の下で前記第２加算器の前記出力をラッチする前記１６ビットラッチと、前記１６ビットラッチに連結され、前記１６ビットラッチの結果を２６６２９に加えてコサイン信号を出力する第３加算器と、前記１６ビットラッチの出力を２６６２９に加えた値の出力を“０１００００００”に加えてサイン信号を出力する第４加算器と、をさらに含む。
本発明は受信のためにＢＯＣ（１、１）の２つの周波数サイドローブの中で単なる１つを選択することが可能であり、これは１つのサイドローブを受信し、他のサイドローブを受信しないことが可能であることを意味する。このようにすることによって、本発明は受信されないサイドローブと連関された干渉を避けることができる。
ＧＰＳ及びガリレオ信号の一例を示すスペクトルである。 従来のＧＰＳ／ガリレオ受信機を示す図面である。 ＧＰＳ衛星受信のために局所的にＬｃｏｄｅを複製するＬｃｏｄｅ発生器を示す図面である。 ４８ｆｘの複素サンプリングレートでサンプリングされたＧＰＳ／ガリレオ信号を受信するために複素ミキサーを含む図２のデジタル信号処理器の従来技術を示す図面である。 本発明の実施形態による改善されたデジタル信号処理器の一実施形態を示す図面である。 従来技術でＢＯＣ（１、１）の受信と共に発生された相関関係関数を示す図面である。 本発明の実施形態にしたがって発生されたガリレオ衛星の相関関係を示す図面である。 図５のガリレオ２ｆｘ関数ブロックのブロック図を示す図面である 図８の数値制御発振器の第１実施形態を示す図面である。 オーバーフローと位相補正をする図８の数値制御発振器の第２実施形態を示す図面である。 図８の数値制御発振器によって生成されたサイン及びコサインであるルックアップテーブル信号のグラフを示す図面である。 図１１Ａのルックアップテーブル信号の周波数スペクトルのグラフを示す図面である。 信号に位相補正が適用されないガリレオＢＯＣ（１、１）衛星信号の下位サイドローブを処理する図５のガリレオ２ｆｘ関数ブロックの結果を示すグラフである。 位相補正が信号に適用される前にガリレオＢＯＣ（１、１）衛星信号の上位サイドローブを処理する図５のガリレオ２ｆｘ関数ブロックの結果を説明するための図面である。 ３０度（ｄｅｇｒｅｅ）の位相補正が適用された後にガリレオＢＯＣ（１、１）衛星信号の上位サイドローブを処理する図５のガリレオ２ｆｘ関数ブロックの結果を示す図面である。
本発明の多様な実施形態が添付された図面を参照してより詳細に説明される。以下の説明で、具体的な実施形態又は具体的な説明は単なる本発明の技術的思想を詳細に説明するためのものであって、本発明の技術的思想はこれに限定されない。したがって、本発明の技術分野において通常の知識を有する者は以下で説明される本発明の実施形態を利用して本発明の技術的思想の範疇内でこれを変形するか、或いは適用することができる。一方、よく公知された機能、関数、構成は明確であり、説明を簡単にするために省略される。
本発明は現代化されたＧＮＳＳ信号に適用される。現在、このような信号はガリレオＢＯＣ（１、１）及びＧＰＳ Ｌ１−Ｃ伝送を含む。しかし、未来にはさらに現代化されたＧＮＳＳ衛星信号が伝送される可能性があり、本発明の技術的思想はこれにも適用されることができる。
本発明はガリレオＢＯＣ（１、１）伝送に対して説明されることであり、これはＥ１−Ｂ伝送（例えば、データのためのガリレオキャリヤー信号Ｅ１内のチャンネルＢ）及びＥ１−Ｃ（例えば、範囲コード（ｒａｎｇｉｎｇ ｃｏｄｅ）のためのガリレオキャリヤー信号Ｅ１内のチャンネルＣ）の全てを含む。このような信号はＧＰＳ Ｌ１コース／獲得（ｃｏｕｒｓｅ／ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ、Ｃ／Ａ）伝送に対して“現代化”されている。ガリレオＢＯＣ（１、１）伝送のパワースペクトル密度はＧＰＳ Ｌ１ Ｃ／Ａ伝送より大きく、ガリレオ伝送のための信号エネルギーの大部分はＧＰＳ伝送のための２ＭＨｚバンド幅と反対に４ＭＨｚバンド幅内に位置する。名目上のＢＯＣ（１、１）相関関係（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）の様子はＧＰＳ信号より複雑である。例えば、ＢＯＣ（１、１）信号は３つのエネルギーピーク（ｐｅａｋ）や、ＧＰＳ Ｌ１ Ｃ／Ａ伝送のためのエネルギーピークは１つである。
本発明はＧＰＳ Ｌ１ Ｃ／Ａコード−類似相関関係関数（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）が生成されるようにガリレオＢＯＣ（１、１）信号を処理する。ＧＰＳ−類似関数の生成は相関関係器（ｃｏｒｒｅｌａｔｏｒｓ）の空間獲得、複数−ピーク相関関係、複数経路（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ）信号が存在する下で実行される問題を解決する。本発明は複数経路信号が存在する内でＧＰＳ Ｌ１ Ｃ／Ａコードに同様に遂行される。
本発明は信号のバンド幅を減少させるために周波数領域内でＢＯＣ（１、１）伝送の２つのサイドローブ（ｓｉｄｅｌｏｂｅｓ）を結合する。これはＢＯＣ（１、１）サブキャリヤーを除去し、ＢＯＣ（１、１）信号をＧＰＳ−類似関数に変更する。
本発明は受信のためにＢＯＣ（１、１）の２つの周波数サイドローブの中で単なる１つを選択することが可能し、これは１つのサイドローブを受信し、他のサイドローブを受信しないことが可能であることを意味する。このようにすることによって、本発明は受信されないサイドローブと連関された干渉を避けることができる。
図５は本発明の実施形態による改善されたデジタル信号処理器ＤＳＰ５０の一実施形態を示す図面である。本発明の技術的効果又は長所は図５の改善されたデジタル信号処理器５０を利用して図２の従来のデジタル信号器２４を取り替えることによって実現することができる。改善されたデジタル信号処理器５０はＧＰＳ及びガリレオ衛星信号の組合を運営する。
図５で、改善されたデジタル信号処理器５０は図５の複素ミキサー（ｃｏｍｐｌｅｘ ｍｉｘｅｒ）５１で図２のアナログ−デジタル変換機（ＡＤＣｓ）のアレイによって生成されたＳｄｉｇｉｔａｌ信号を受信する。複素ミキサー５１は図４の従来デジタル信号処理器２４の複素ミキサー４１で受信されたことのように組合されたＧＰＳ／ガリレオ位相信号を複素ミキシング（ｃｏｍｐｌｅｘ ｍｉｘ）する動作を遂行する。
図５のサイン（ｓｉｎｅ）とコサイン（ｃｏｓｉｎｅ）ルックアップテーブル（ＬＵＴ）５２は複素ミキサー５１に連結される。サイン／コサインルックアップテーブル５２は図４の従来技術のデジタル信号処理器２４のサイン／コサインルックアップテーブル４２のように複素ミキサー５１にサイン及びコサイン信号の実行を提供する。
図５の第１ローパスフィルタ５３は複素ミキサー５１の出力に連結される。第１ローパスフィルタ５１は例えば、３ＭＨｚローパスフィルタであり、図４のデジタル信号処理器２４内のローパスフィルタ４３と同様に複素ミキサー５１の出力をフィルタリングする。
図５の第１サンプリングレートレジューサ（ｓａｍｐｌｅ−ｒａｔｅ ｒｅｄｕｃｅｒ）５４は第１ローパスフィルタ５３の出力に連結される。第１サンプリングレートレジューサ５４は第１ローパスフィルタ５３から受信された信号のサンプリングレートを６のファクタ（ｆａｃｔｏｒ）に減少させ、これは図４のデジタル信号処理器２４内のサンプリングレートレジューサ４４のように４８ｆｘから８ｆｘに処理信号のサンプリングレートを減少させる。このような点では、図５の改善されたデジタル信号処理器５０は図４のデジタル信号処理器２４と一部類似である。
ガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５は第１サンプリングレートレジューサ５４の出力に連結される。ガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５は第１サンプリングレートレジューサ５４によって遂行された８ｆｘサンプリングされたガリレオ信号出力の２つのサイドローブを１つのサイドローブ２ｆｘサンプリングされた信号に変換する。これは効果的にＢＯＣ（１、１）信号の信号バンド幅を減らし、ＢＯＣ（１、１）のサブキャリヤーを除去することであって、その結果がＧＰＳと類似に見えるようにする。さらに、ガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５は１回に単なる２つのサイドローブのみが処理されるようにすることによって処理されないサイドローブと関連された干渉を緩和させる。ガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５に対するさらに具体的な内容は図８でさらに詳細に説明される。
図５の第１再量子化器（ｆｉｒｓｔ ｒｅ−ｑｕａｎｔｉｚｅｒ）５６はガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５に連結される。第１再量子化器５６はガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５の出力を２ｆｘ、２ビット（ｓｉｇｎ＋ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）の量子化されたガリレオ複素サンプルに再量子化する。
改善されたデジタル信号処理器５０は２ｆｘ、２ビットに量子化されたＧＰＳ複素サンプルを生成するようにする。このようにするために、第２ローパスフィルタ５７は第１サンプリングレートレジューサ５４の出力に連結され、第２ローパスフィルタ５７は１ＭＨｚで受信した信号をフィルタリングする。
第２サンプリングレートレジューサ５８は第２ローパスフィルタ５７の出力に連結される。第２サンプリングレートレジューサ５８は第２ローパスフィルタ５７から受信された信号のサンプリングレートを４のファクタに減少させ、サンプリングレートを８ｆｘから２ｆｘに減少させる。
第２再量子化器５９は第２サンプリングレートレジューサ５８に連結される。第２再量子化器５９は第２サンプリングレートレジューサ５８の出力を２ｆｘ、２ビット（ｓｉｇｎ＋ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）の量子化されたＧＰＳ複素サンプルに再量子化する。
マルチプレクサー６０は第１再量子化器５６の出力及び第２再量子化器５９の出力に連結される。マルチプレクサー６０に連結された制御信号は第１再量子化器５６及び第２再量子化器５９の出力の中でどちらが改善されたデジタル信号処理器５０によって出力されるか否かを選択する。
２ｆｘ複素サンプリングレートで改善されたデジタル信号処理器ブロック５０によって出力された信号サンプルは図２の信号格納メモリブロック２５に伝送される。信号格納メモリブロック２５はサンプルを格納し、複数の各衛星処理を容易にするためにより高いレート（例えば、多い場合に８ｆｘ）で図２の以後のブロックを通じて再び使用されるようにする。各衛星処理は最後のキャリヤーミックス関数ブロック２６及び相関関係ブロック２７を通じた周波数変換、信号推測メモリブロック２８を通じた格納、信号／追跡関数ブロック２９を通じた信号獲得／追跡機能をさらに随伴する。具体的な位相のための相関関係ブロック２７はローカル拡散コード複製（Ｌｃｏｄｅ）を使用して各衛星に逆拡散する。各ＧＰＳ衛星は各々の１０２３ Ｃ／Ａ拡散コードを有している。
図６は従来技術でＢＯＣ（１、１）の受信と共に発生された相関関係関数（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｆｕｎｃｔｉｏｎ）を示す図面である。
図７は本発明の実施形態にしたがって発生されたガリレオ衛星の相関関係（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ）を示す図面である。これはＧＰＳ相関関係関数と非常に類似である。受信機の相関関係関数はすべての衛星の獲得及び追跡機能を駆動し、したがって本発明は以前に設計されたＧＰＳ獲得及び追跡機能がガリレオ衛星で使用するようにする。類似な様子を有する相関関係関数はまたマルチパス（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ）の信号（例えば、ｕｒｂａｎ ｃａｎｙｏｎ環境）があるところでガリレオ範囲（Ｇａｌｉｌｅｏ ｒａｎｇｅ）と範囲レート測定（ｒａｎｇｅ ｒａｔｅ ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔｓ）はＧＰＳのそれと非常に類似することを意味する。これはより高い水準の航法カルマンフィルタ（Ｋａｌｍａｎ Ｆｉｌｔｅｒ）がＧＰＳとガリレオ衛星とに同様にチューニング（ｔｕｎｉｎｇ）されるようにする。
ガリレオ２ｆｘ信号の相関関係は現在単なるＬｃｏｄｅのためのガリレオメモリコードのみを使用する点に有意しなければならない。これは追加的なサブキャリヤー要素をそれ以上要求しない。根本的に、図５のガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５はサブキャリヤーを除去した。
図８は図５のガリレオ２ｆｘ関数ブロックのブロック図を示す図面である。
図８で、ガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５は第１乗算器８１及び第２乗算器８２で１０ビットバス（ｂｕｓ）での８ｆｘで複素サンプリングされた大略９６．２５ＫＨｚの中間周波数（ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：ＩＦ）を受信する。
ガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５はまた数値制御発振器（ａ ｎｕｍｅｒｉｃａｌｌｙ ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ、ＮＣＯ）を含み、ここで数値制御発振器８３は８ｆｘでサンプリングされたクロック信号を受信し、ｆｘは１．０２３０６２５ＭＨｚである。数値制御発振器８３の出力は第１ルックアップテーブル８４及び第２ルックアップテーブル８５に連結される。
第１ルックアップテーブル８４及び第２ルックアップテーブル８５は制御のための制御信号を受信し、制御信号は第１及び第２ルックアップテーブル８４、８５の中で１つのルックアップテーブル又は２つのルックアップテーブルの全てがガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５の所定動作に使用されるか、仮に単なる１つのルックアップテーブルのみが使用されれば、どのルックアップテーブルが使用されるか否かを制御するのに使用される。第１ルックアップテーブル８４の５ビット出力バスは第１乗算器８１に連結される。第２ルックアップテーブル８５の５ビット出力バスは第２乗算器８２に連結される。
第１乗算器８１及び第２乗算器８２の１４ビット出力バスは加算器８６に連結される。加算器８６の１５ビット出力は１ＭＨｚのローパスフィルタ８７に連結される。大略９６．２５ＫＨｚの中間周波数は、２ｆｘで複素サンプリングされ、１ＭＨｚローパスフィルタ８７の１７ビット出力バスで示される。
図８は下位（ｌｏｗｅｒ）又は上位（ｕｐｐｅｒ）ガリレオ周波数サイドローブ（ｓｉｄｅｌｏｂｅｓ）が共に処理されるか、又は分離されて処理できることを示す図面である。仮に共に処理されれば、下位サイドローブは１．０２３ＭＨｚローカルキャリヤー表現（ｌｏｃａｌ ｃａｒｒｉｅｒ ｒｅｐｒｅｎｓｅｎｔａｔｉｏｎ）を通じてミックスされたキャリヤーであり、上位サイドローブは−１．０２３ＭＨｚローカルキャリヤー表現を通じてミックスされたキャリヤーであり、ここでキャリヤーミックスはサイドローブを近基底帯域（ｎｅａｒ ｂａｓｅｂａｎｄ）に移動させる。その後、サイドローブが共に加えられる。組合された信号キャリヤーノイズ（ｃｏｍｂｉｎｅｄ ｓｉｇｎａｌ ｃａｒｒｉｅｒ ｎｏｉｓｅ、ＣＮＯ）密度損失（ｄｅｎｓｉｔｙ ｌｏｓｓ）対してフル（ｆｕｌｌ）ＢＯＣ（１、１）の処理は大略１ｄＢである。図８のプロセシングアーム（ａｒｍ）の中でいずれか１つをシャットオフ（ｓｈｕｔｔｉｎｇｏｆｆ）することは１つのサイドローブ（下位サイドローブ又は上位サイドローブ）が処理されるようにする。これは処理されないサイドローブの干渉を除去することによって干渉が緩和されるようにする。フルＢＯＣ（１、１）の処理に関するＣＮＯ損失は大略４ｄＢである。
図９は図８の数値制御発振器ＮＣＯ８３の第１実施形態を示す図面である。数値制御発振器８３は正確に１．０２３ＭＨｚでのローカル発振表現（ｌｏｃａｌ ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ｒｅｐｒｅｓｅｎｔａｔｉｏｎ）を生成する。
図９で、マルチプレクサー９１は第１変数Ｋ及び第２変数Ｍを受信する。数値制御発振器８３の出力周波数はＫｘＦｓ／（２Ｎ−Ｍ＋Ｋ）であり、ここでＫ＝２０４６、Ｆｓ＝４８ｆｘ＝４９．１０７ＭＨｚであり、Ｎは数値制御発振器８３出力の長さ（例えば、１６ビット）である。正確な周波数として、Ｋ＝２０４６であり、２Ｎ−Ｍ＋Ｋ＝１６３６９であり、ここでＮ＝１６、Ｍ＝５１２１３である。
マルチプレクサー９１の出力は第１加算器９２に連結される。第１加算器９２の出力は１６ビットラッチ９３に連結される。１６ビットラッチ９３は８ｆｘクロック信号を受信する。１６ビットラッチ９３の１６ビット出力バスは第１加算器９２に連結される。１６ビットラッチ９３の１６ビット出力バスの第１６ビット（又は１６番目のビット、例えばｄ１５）はｄ１５＝１である時、Ｍを選択し、ｄ１５＝０である時、Ｋを選択するためのマルチプレクサー９１の選択入力に連結される。
１６ビットラッチ９３の１６ビット出力バスはまた第２加算器９４に連結される。第２加算器９４は常数２６６２９を受信する。第２加算器９４の６ビット出力バスはコサイン信号を出力する図８のガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５内のルックアップテーブルに連結された数値制御発振器８３の出力であり、第３加算器９５に連結される。
図９の第３加算器９５は“０１００００”ビットを受信し、これは位相補正（ｐｈａｓｅ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を提供しない。第３加算器９５の６ビット出力バスはサイン信号（ｓｉｎ ｓｉｇｎａｌ）を出力する図８のガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５内のルックアップテーブルに連結された数値制御発振器８３の出力である。
図１０はオーバーフロー（ｏｖｅｒｆｌｏｗ）と位相補正をする図８の数値制御発振器８３の第２実施形態を示す図面である。
図１０で、マルチプレクサー１０１は第１変数Ｋと第２変数Ｍとを受信する。数値制御発振器８３の出力周波数はＫｘＦｓ／（２Ｎ−Ｍ＋Ｋ）と同一であり、ここで、Ｋ＝２０４６、Ｆｓ＝４８ｆｘ＝４９．１０７ＭＨｚであり、Ｎは数値制御発振器８３出力の長さ（例えば、１６ビット）である。正確な周波数として、Ｋ＝２０４６であり、２Ｎ−Ｍ＋Ｋ＝１６３６９であり、ここでＮ＝１６、Ｍ＝５１２１３である。
マルチプレクサー１０１の出力は第１加算器１０２に連結される。第１加算器１０２の出力は１６ビットラッチ１０３に連結される。１６ビットラッチ１０３はまた８ｆｘクロック信号を受信する。１６ビットラッチ１０３の１６ビット出力バスは第１加算器１０２に連結される。１６ビットラッチ１０３の１６ビット出力バスの第１６ビット（又は１６番目のビット、例えばｄ１５）はｄ１５＝１である時、Ｍを選択し、ｄ１５＝０である時、Ｋを選択するためのマルチプレクサー１０１の選択入力に連結される。
１６ビットラッチ１０３の１６ビット出力バスはまた第２加算器１０４に連結される。第２加算器１０４はまた常数２６６２９を受信する。第２加算器９４の６ビット出力バスはコサイン信号を出力する図８のガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５内のルックアップテーブルに連結された数値制御発振器８３の出力であり、第３加算器１０５に連結される。
図１０の第３加算器１０５は“０１００００００”ビットを受信し、これはオーバーフロー（ｏｖｅｒｆｌｏｗ）及び位相補正（ｐｈａｓｅ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）を提供する。第３加算器１０５の６ビット出力バスはサイン信号（ｓｉｎ ｓｉｇｎａｌ）を出力する図８のガリレオ２ｆｘ関数ブロック５５内のルックアップテーブルに連結された数値制御発振器８３の出力である。
図１１Ａは図８の数値制御発振器８３によって生成されたサイン（ｓｉｎ）及びコサイン（ｃｏｓ）であるルックアップテーブル信号のグラフを示す図面である。図１１Ｂは図１１Ａのルックアップテーブル信号の周波数スペクトルのグラフを示す図面である。
図１２Ａは信号に位相補正が適用されないガリレオＢＯＣ（１、１）衛星信号の下位サイドローブを処理する図５のガリレオ２ｆｘ関数ブロックの結果を示すグラフである。
図１２Ｂは位相補正が信号に適用される前にガリレオＢＯＣ（１、１）衛星信号の上位サイドローブを処理する図５のガリレオ２ｆｘ関数ブロックの結果を説明するための図面である。位相補正は後に信号に適用される。
図１３は３０度（ｄｅｇｒｅｅ）の位相補正が適用された後にガリレオＢＯＣ（１、１）衛星信号の上位サイドローブを処理する図５のガリレオ２ｆｘ関数ブロックの結果を示す図面である。位相補正は上位サイドローブが下位サイドローブに対する位相で回転する（ｒｏｔａｔｅ）ようにする。このような能力は受信機を通じて信号が進行する時に各々見えられる互いに異なる位相ローテーションによって引き起こされる２つのサイドローブの間のキャリヤー位相ミスマッチ（ｍｉｓｍａｔｃｈ）を正しく訂正するのに使用される。これは下位サイドローブと上位サイドローブとが加える前に２つのサイドローブの位相がマッチされるのに助けを与える。図１３は位相補正が適用された後に上位サイドローブの位相がマッチされたことを示す。
上述した説明は例示的なものとして理解しなければならず、本発明の技術的思想はこれに限定されないことが理解できる。本発明の技術分野で通常の知識を有する者は先に説明された本発明の各実施形態を利用する多様な適用例及び応用例があることが理解され、このような適用例及び応用例は全て本発明の範疇に含まれることもやはり理解できる。
５１ 複素ミキサー
５２ サイン／コサインルックアップテーブル
５３ 第１ローパスフィルタ
５４ 第１サンプリングレートレジューサ
５５ ガリレオ２ｆｘ関数ブロック
５６ 第１再量子化器
５７ 第２ローパスフィルタ
５８ 第２サンプリングレートレジューサ
５９ 第２再量子化器
６０ マルチプレクサー

Claims (24)

  1. ２つの航法信号の組合を受信する段階と、
    前記組合された２つの航法信号の周波数を中間周波数に減少させる段階と、
    前記中間周波数信号を複素信号に表現可能であるデジタル信号に転換する段階と、
    前記中間周波数信号の周波数を近基底帯域で変換する段階と、
    前記近基底帯域信号をフィルタリングする段階と、
    前記フィルタリングされた近基底帯域信号のサンプリングレートを使用者定義可能であるファクタによって減少させる段階と、
    前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号を選択して１つのサイドローブに変換する段階と、を含み、
    前記２つの航法信号少なくとも１つは、上位サイドローブと下位サイドローブとを含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する方法。
  2. メモリ内に前記１つのサイドローブを格納する段階と、
    航法のために前記１つのサイドローブを処理する段階と、を含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１に記載の方法。
  3. 前記２つの航法信号の組合を受信する段階は、
    グローバル位置システム（ＧＰＳ）信号及びガリレオグローバル航法衛星システム（ＧＮＳＳ）バイナリオフセットキャリヤー（１、１）（ＢＯＣ（１、１））信号を受信する段階を含み、ガリレオＧＮＳＳ ＢＯＣ（１、１）信号は、前記上位サイドローブと前記下位サイドローブとを含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１に記載の方法。
  4. 前記組合された２つの航法信号の周波数を中間周波数に減少させる段階は、
    前記組合された信号をＦｓ＝４８ｆｘである信号に減少させる段階を含み、前記ｆｘ＝１．０２３０６２５ＭＨｚである、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１に記載の方法。
  5. 前記中間周波数信号の周波数を近基底帯域に変換する段階は、
    サイン信号とコサイン信号とを含むルックアップテーブルを利用してキャリヤーをミキシング（ｍｉｘｉｎｇ）する段階を含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１に記載の方法。
  6. 前記近基底帯域信号をフィルタリングする段階は、
    ３ＭＨｚで前記近基底帯域信号をローパスフィルタリング（ｌｏｗ−ｐａｓｓ ｆｉｌｔｅｒｉｎｇ）する段階を含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１に記載の方法。
  7. 前記フィルタリングされた近基底帯域信号のサンプリングレートを使用者定義可能であるファクタによって減少させる段階は、
    ファクタ６によってフィルタリングされた近基底帯域信号のサンプリングレートを減少させることを含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１に記載の方法。
  8. 前記減少されフィルタリングされた近基底帯域信号を選択して１つのサイドローブに変換する段階は、
    前記上位サイドローブと前記下位サイドローブとの組合、前記上位サイドローブ、そして前記下位サイドローブの中で少なくともいずれか１つから前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号のサイドローブを選択することを含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１に記載の方法。
  9. 前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号を選択して１つのサイドローブに変換する段階は、
    ルックアップテーブルを参照してサイン及びコサイン信号と前記デジタル信号とをミキシングする段階と、
    前記ミキシングされたデジタル信号をフィルタリングする段階と、
    前記フィルタリングされ、ミキシングされたデジタル信号のサンプリングレートを減少させる段階と、
    前記ルックアップテーブルによって選択された各サイドローブを乗算する段階と、
    前記乗算の結果を合算する段階と、
    前記合算の結果をフィルタリングする段階と、
    前記フィルタリングの結果を２ｆｘ、２ビット、ガリレオ複素サンプルに再量子化する段階と、を含み、
    前記ルックアップテーブルは、８ｆｘクロック信号によって駆動される数値制御発振器（ＮＣＯ）を利用して生成される、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項８に記載の方法。
  10. 前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号を選択して１つのサイドローブに変換する段階は、
    前記フィルタリングされ、ミキシングされたデジタル信号をさらにフィルタリングする段階と、
    前記フィルタリングされた信号をさらに減少させる段階と、
    前記さらに減少された信号の結果を２ｆｘ、２ビット、ＧＰＳ複素サンプルに再量子化する段階と、
    前記２ｆｘ再量子化されたサンプルをマルチプレクシング（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）する段階と、をさらに含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項９に記載の方法。
  11. 前記数値制御発振器は、
    ８ｆｘクロック信号によって駆動される１６ビットラッチの最上位ビット（ｍｏｓｔ ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ）の制御の下で、変数Ｋ及びＭをマルチプレクシングし、前記１６ビットラッチ出力が１である時、Ｍを選択し、前記１６ビットラッチ出力が０である時、Ｋを選択するマルチプレクサーと、
    前記マルチプレクシングされた結果を前記１６ビットラッチの出力に合算する第１加算器と、
    ８ｆｘクロック信号の制御の下に前記マルチプレクシングされた結果と前記１６ビットラッチの出力の合算値の出力とをラッチ（ｌａｔｃｈ）する前記１６ビットラッチと、
    前記１６ビットラッチの前記出力を２６６２９に加えてコサイン信号を出力する第２加算器と、
    前記１６ビットラッチの前記出力を前記２６６２９に加えた値の出力を“０１００００”に加えてサイン信号を出力する第３加算器と、をさらに含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項９に記載の方法。
  12. ８ｆｘクロック信号によって駆動される１６ビットラッチの最上位ビット（ｍｏｓｔ ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ）の制御の下で、変数Ｋ及びＭをマルチプレクシングし、前記１６ビットラッチ出力が１である時、Ｍを選択し、前記１６ビットラッチ出力が０である時、Ｋを選択するマルチプレクサーと、
    前記マルチプレクシングされた結果を前記１６ビットラッチの出力に合算する第１加算器と、
    ８ｆｘクロック信号の制御の下に前記マルチプレクシングされた結果と前記１６ビットラッチの出力の合算値の出力とをラッチ（ｌａｔｃｈ）する前記１６ビットラッチと、
    前記１６ビットラッチの前記出力を２６６２９に加えてコサイン信号を出力する第２加算器と、
    前記１６ビットラッチの前記出力を前記２６６２９に加えた値の出力を“０１００００００”に加えてサイン信号を出力する第３加算器と、をさらに含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項９に記載の方法。
  13. ２つの航法信号の組合を受信する受信機と、
    前記受信機に連結され、前記２つの航法信号の組合の周波数を中間周波数に減少させる周波数減少ブロックと、
    前記周波数減少ブロックに連結され、前記中間周波数信号を複素信号に表現可能であるデジタル信号への転換アナログ−デジタル変換機（ＡＤＣｓ）のアレイと、
    前記アナログ−デジタル変換機のアレイに連結され、前記中間周波数信号の周波数を近基底帯域に変換する周波数変換機と、
    前記周波数変換機に連結され、前記近基底帯域信号をフィルタリングするフィルタと、
    前記フィルタに連結され、使用者が定義可能であるファクタに基づいて前記フィルタリングされた近基底帯域信号のサンプリングレートを減少させるサンプリングレートレジューサと、
    前記サンプリングレートレジューサに連結され、前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号を選択して１つのサイドローブに変換する信号変換機と、を含み、
    前記２つの航法信号少なくとも１つは、上位サイドローブ及び下位サイドローブを含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する装置。
  14. 前記信号変換機に連結され、前記１つのサイドローブを格納するメモリと、
    航法のために前記１つのサイドローブを処理するプロセッサと、をさらに含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１３に記載の装置。
  15. 前記受信機は、
    グローバル位置システム（ＧＰＳ）信号及びガリレオグローバル航法衛星システム（ＧＮＳＳ）バイナリオフセットキャリヤー（１、１）（ＢＯＣ（１、１））信号を受信し、前記ガリレオＧＮＳＳ ＢＯＣ（１、１）信号は、前記上位サイドローブ及び前記下位サイドローブを含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１３に記載の装置。
  16. 前記周波数減少ブロックは、
    前記組合された信号をＦｓ＝４８ｆｘであり、ｆｘ＝１．０２３０６２５ＭＨｚである信号に減少させる、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１３に記載の装置。
  17. 前記周波数変換機は、
    キャリヤーミキサーと、サイン信号とコサイン信号を含むルックアップテーブルとを含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１３に記載の装置。
  18. 前記フィルタは、
    ３ＭＨｚローパスフィルタを含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１３に記載の装置。
  19. 前記サンプリングレートレジューサは、
    ファクタ６によって前記サンプリングレートを減少させる、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１３に記載の装置。
  20. 前記信号変換機は、
    前記上位サイドローブと前記下位サイドローブとの組合、前記上位サイドローブ、そして前記下位サイドローブの中で少なくともいずれか１つから前記減少され、フィルタリングされた近基底帯域信号のサイドローブを選択する、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項１３に記載の装置。
  21. 前記信号変換機は、
    ルックアップテーブルを参照してサイン及びコサイン信号と前記デジタル信号とをミキシングするキャリヤーミキサーと、
    前記キャリヤーミキサーに連結され、前記ミキシングされたデジタル信号をフィルタリングする第２フィルタと、
    前記フィルタに連結され、前記フィルタリングされ、ミキシングされたデジタル信号のサンプリングレートを減少させる第２サンプリングレートレジューサと、
    前記サンプリングレートレジューサに連結され、前記ルックアップテーブルによって選択された各サイドローブを乗算する乗算器と、
    前記乗算器に連結され、前記乗算の結果を合算する加算器と、
    前記加算器に連結され、前記合算の結果をフィルタリングする第３フィルタと、
    前記フィルタリングの結果を２ｆｘ、２ビット、ガリレオ複素サンプルに再量子化する再量子化器と、を含み、
    前記ルックアップテーブルは、８ｆｘクロック信号によって駆動された数値制御発振器を利用して生成される、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項２０に記載の装置。
  22. 前記信号変換機は、
    前記サンプリングレートレジューサに連結され、前記フィルタリングされ、ミキシングされたデジタル信号をさらにフィルタリングする第４フィルタと、
    前記第４フィルタに連結され、前記さらにフィルタリングされた信号を減少させる第３サンプリングレートレジューサと、
    前記第３サンプリングレートレジューサに連結され、前記さらに減少された信号の結果を２ｆｘ、２ビット、ＧＰＳ複素サンプルに再量子化する第２再量子化器と、
    前記再量子化器及び前記第２再量子化器に連結され、前記２ｆｘ再量子化されたサンプルをマルチプレクシング（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）するマルチプレクサーをさらに含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項２１に記載の装置。
  23. 前記数値制御発振器は、
    ８ｆｘクロック信号によって駆動される１６ビットラッチの最上位ビット（ｍｏｓｔ ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ）の制御の下で、変数Ｋ及びＭをマルチプレクシングし、１６ビットラッチ出力が１である時、Ｍを選択し、１６ビットラッチ出力が０である時、Ｋを選択するマルチプレクサーと、
    前記マルチプレクサーに連結され、前記マルチプレクシングされた結果を前記１６ビットラッチの出力に合算する第２加算器と、
    前記第２加算器に連結され、８ｆｘクロック信号の制御の下で前記第２加算器の前記出力をラッチする前記１６ビットラッチと、
    前記１６ビットラッチに連結され、前記１６ビットラッチの結果を２６６２９に加えてコサイン信号を出力する第３加算器と、
    前記１６ビットラッチの出力を２６６２９に加えた値の出力を“０１００００”に加えてサイン信号を出力する第４加算器と、をさらに含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項２１に記載の装置。
  24. 前記数値制御発振器は、
    ８ｆｘクロック信号によって駆動される１６ビットの最上位ビット（ｍｏｓｔ ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ ｂｉｔ）の制御の下で、変数Ｋ及びＭをマルチプレクシングし、１６ビットラッチ出力が１である時、Ｍを選択し、１６ビットラッチ出力が０である時、Ｋを選択するマルチプレクサーと、
    前記マルチプレクサーに連結され、前記マルチプレクシングされた結果を前記１６ビットラッチの出力に合算する第２加算器と、
    前記第２加算器に連結され、８ｆｘクロック信号の制御の下で前記第２加算器の前記出力をラッチする前記１６ビットラッチと、
    前記１６ビットラッチに連結され、前記１６ビットラッチの結果を２６６２９に加えてコサイン信号を出力する第３加算器と、
    前記１６ビットラッチの出力を２６６２９に加えた値の出力を“０１００００００”に加えてサイン信号を出力する第４加算器と、をさらに含む、減少されたバンド幅を有する航法信号を処理する請求項２１に記載の装置。
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