KR102242503B1 - 고정밀 옵셋 보정 비교기 및 이를 포함하는 라이다 시스템 - Google Patents

고정밀 옵셋 보정 비교기 및 이를 포함하는 라이다 시스템 Download PDF

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Abstract

고정밀 옵셋 보정 비교기 및 이를 포함하는 라이다 시스템이 개시되며, 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기는, 양의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 상기 양의 입력 전압과 기 설정된 양의 기준 전압을 비교하여 제1출력을 생성하는 제1비교부, 음의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 상기 음의 입력 전압과 기 설정된 음의 기준 전압을 비교하여 제2출력을 생성하는 제2비교부, 상기 제1출력 및 상기 제2출력을 기초로 하여 상기 양의 입력 전압이 상기 양의 기준 전압보다 크거나 상기 음의 입력 전압이 상기 음의 기준 전압보다 작은 경우 출력이 하이(High)가 되는 아날로그-로직 변환부 및 상기 양의 입력 전압과 상기 음의 입력 전압 사이를 단락시킨 쇼트(Short) 상태에서의 상기 제1출력 및 상기 제2출력을 감지하고, 감지된 상기 제1출력 및 상기 제2출력에 기초하여 옵셋 보정을 위한 전류를 생성하는 교정부를 포함할 수 있다.

Description

고정밀 옵셋 보정 비교기 및 이를 포함하는 라이다 시스템{COMPARATOR WITH HIGH PRECISION OFFSET CALIBRATION AND LIDAR SYSTEM INCLUDING THE SAME}
본원은 고정밀 옵셋 보정 비교기 및 이를 포함하는 라이다 시스템에 관한 것이다.
차세대 미래 자동차로 평가되는 자율주행 자동차에 대한 연구가 최근 들어 활발히 이루어지고 있다. 이러한 자율주행 자동차는 다양한 종류의 센서를 필요로 하며, 특히 자율주행 자동차에는 위치 인식 기술과 관련한 다양한 센서들이 필요하다. 예를 들어 차선을 구분하는 수준의 위치 인식을 위해서는 차량 주변 환경을 즉시 알 수 있는 센서가 요구된다. 또한, 위치 인식 기술과 관련된 대표적인 센서로 주변 환경의 영상 정보 획득을 위한 카메라, 장애물까지의 거리 정보 획득을 위한 라이다(LiDAR: light detection and ranging) 및 레이다(RADAR: Radio Detection And Ranging) 등이 주로 사용되고 있다.
라이다란 높은 출력을 지닌 레이저를 주로 펄스 형태로 물체에 방사하고 돌아오는 레이저 펄스의 왕복 비행 시간 ToF(Time of Flight)를 측정하여 거리 정보를 획득하는 기술이다. 이러한 Time of Flight 측정 방식은 레이저를 투사하고 반사하는 반사파의 시간지연 또는 위상지연을 직접 측정하여 물리적으로 거리를 측정하는 기법이다. 이때 시간 지연을 직접 측정하는 방식을 특히 Direct time of flight 방식이라고 한다.
전술한 Direct time of flight 방식은 레이저 펄스의 왕복 시간을 직접 측정하게 되며, 펄스의 방사 조도의 세기가 다른 배경에 의한 방사 조도의 세기보다 훨씬 크기 때문에 Direct time of flight 방식은 야외에서 주로 사용할 수 있고 먼 거리 측정에 용이하기 때문에 대부분의 자율자동차용 라이다가 이 방식을 채택하고 있다. 그러나, 이러한 Direct time of flight 방식은 매우 빠른 속도로 시간을 계측할 수 있는 특수 소자(TDC: Time to Digital Converter)가 필요하므로 고가인 경우가 많고, 많은 픽셀에 대하여 시간 계측을 수행하기 어려우므로 일반적으로 해상도가 매우 낮은 단점이 있으며 인공위성, 우주탐사, 국방 등 고가의 특정 목적에 국한되어 주로 사용된다.
또한, 센서의 장착 위치 또는 장착 수에 따라 획득할 수 있는 정보의 양이 달라지며, 획득된 정보 간의 융합 방법에 따라 더 유용한 정보로의 가공이 가능하다. 이를 가능하게 하기 위해 가장 중요한 것은 서로 다른 위치에 존재하는 각각의 센서로부터 획득한 정보를 정확하게 교정(Calibration)하는 것이라고 할 수 있다.
이와 관련하여 라이다 시스템 내에 탑재되는 비교 회로(Comparator)에 적용 가능한 종래의 교정 기법 중 비교기의 출력 노드에 MOS를 연결하여 입력 전압을 바꿔주어 옵셋(Offset)을 교정하는 기법은 초기에 MOS의 게이트 전압을 일정하게 하여 같은 전류를 흘리는 상태로 시작하여 비교기의 출력 노드의 차이가 발생할 경우 별도의 차지 펌프(Charge pump) 회로를 이용하여 전류를 흘려주거나 빼주어 MOS의 게이트 전압을 바꾸어 주는 방식으로 교정을 수행한다. 이러한 방식에 의하면 전력 소모가 작다는 이점은 있으나 커패시터 측으로 누설(leakage)이 생기기 때문에 입력 전압을 유지하기 힘들다는 단점이 있으며 차지 펌프(Charge pump)를 구동할 만한 출력 전압이 생성되어야 하므로 교정이 작은 범위까지 세밀하게 수행되기 힘든 한계가 있다.
또한, 종래의 교정 기법 중 SAR ADC 방식의 교정 기법은 비교기의 출력을 감지하고 다시 비교기로 소정의 전압 신호를 인가하여 비교기의 옵셋을 교정하는 방식인데, 이러한 방식은 낮은 공급전압에서도 사용 가능한 이점은 있으나 입력 측에 연결되어 있는 커패시터가 접지단과 접속되어 누설(leakage)이 발생하므로 교정을 위한 전압 신호를 유지하기 힘든 단점이 있다.
본원의 배경이 되는 기술은 한국공개특허공보 제10-2013-0032702호에 개시되어 있다.
본원은 전술한 종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 별도의 차지 펌프(Charge pump)가 불필요하여 차지 펌프(Charge pump)를 구동하기 위한 큰 전압이 요구되지 않고 누설로 인한 문제가 없으며 비교기의 미세한 출력을 감지할 수 있어 정밀한 교정이 가능한 고정밀 옵셋 보정 비교기 및 이를 포함하는 라이다 시스템을 제공하려는 것을 목적으로 한다.
다만, 본원의 실시예가 이루고자 하는 기술적 과제는 상기된 바와 같은 기술적 과제들로 한정되지 않으며, 또 다른 기술적 과제들이 존재할 수 있다.
상기한 기술적 과제를 달성하기 위한 기술적 수단으로서, 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기는, 양의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 상기 양의 입력 전압과 기 설정된 양의 기준 전압을 비교하여 제1출력을 생성하는 제1비교부, 음의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 상기 음의 입력 전압과 기 설정된 음의 기준 전압을 비교하여 제2출력을 생성하는 제2비교부, 상기 제1출력 및 상기 제2출력을 기초로 하여 상기 양의 입력 전압이 상기 양의 기준 전압보다 크거나 상기 음의 입력 전압이 상기 음의 기준 전압보다 작은 경우 출력이 하이(High)가 되는 아날로그-로직 변환부 및 상기 양의 입력 전압과 상기 음의 입력 전압 사이를 단락시킨 쇼트(Short) 상태에서의 상기 제1출력 및 상기 제2출력을 감지하고, 감지된 상기 제1출력 및 상기 제2출력에 기초하여 옵셋 보정을 위한 전류를 생성하는 교정부를 포함할 수 있다.
또한, 상기 교정부는, 상기 쇼트 상태에서의 상기 제1출력 및 상기 제2출력을 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환 유닛(ADC), 변환된 상기 디지털 신호에 기초하여 기 설정된 알고리즘을 통해 상기 옵셋 보정을 위한 전류에 대한 전류값을 결정하는 마이크로 컨트롤러 유닛(MCU) 및 결정된 상기 전류값에 기초하여 상기 옵셋 보정을 위한 전류를 생성하여 상기 양의 입력 전압이 인가되는 노드 또는 상기 음의 입력 전압이 인가되는 노드에 생성된 상기 옵셋 보정을 위한 전류가 흐르도록 하는 전류 디지털-아날로그 변환 유닛(CDAC)을 포함할 수 있다.
또한, 상기 교정부는, 상기 아날로그-디지털 변환 유닛(ADC)의 입력 커패시턴스가 상기 제1비교부 및 상기 제2비교부에 작용하지 않도록 상기 제1비교부 및 상기 제2비교부의 출력단과 상기 아날로그-디지털 변환 유닛(ADC) 사이에 배치되는 테스트 버퍼 및 상기 아날로그-디지털 변환 유닛(ADC)에 상기 제1출력 및 상기 제2출력이 교번하여 인가되도록 구비되는 다중화기를 포함할 수 있다.
또한, 상기 교정부는, 상기 쇼트 상태에서 감지되는 상기 제1출력 및 상기 제2출력 상호간이 기 설정된 수준으로 동등해질 때까지 상기 제1출력 및 상기 제2출력에 대한 감지 및 옵셋 보정을 위한 전류 생성을 반복적으로 수행할 수 있다.
또한, 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기는, 상기 제1출력 및 상기 제2출력에 대한 출력단에 구비되고, 상기 비교기의 이득을 높이기 위한 네거티브 레지스터부 및 상기 출력단에 구비되고, 상기 비교기가 동작하는 대역폭을 높이기 위하여 상기 출력단의 커패시턴스를 적어도 일부 상쇄시키는 네거티브 커패시터부를 포함할 수 있다.
또한, 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기는, 각각이 상기 제1비교부, 상기 제2비교부, 상기 아날로그-로직 변환부 및 상기 교정부를 포함하는 복수의 그룹이 병렬 연결된 구조로 구비될 수 있다.
또한, 복수의 상기 그룹 각각은 상기 양의 입력 전압 및 상기 음의 입력 전압을 공유하고, 상기 양의 기준 전압 및 상기 음의 기준 전압은 상기 그룹 각각에 대하여 서로 상이하게 설정될 수 있다.
한편, 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기를 포함하는 라이다 시스템은, 소정의 타겟 물체를 향하여 광을 발산하는 레이저, 상기 타겟 물체에 의해 반사된 상기 광을 수신하여 출력 전류를 생성하는 포토 다이오드, 상기 출력 전류를 차동 입력 전류로 변환하고, 상기 포토 다이오드의 출력 커패시턴스를 상쇄시키는 RGC(Regulated cascode amplifier) 회로, 상기 차동 입력 전류를 대응하는 차동 입력 전압으로 변환하는 TIA(Transimpedance amplifier) 회로, 상기 PGA 회로에 의해 증폭된 상기 차동 입력 전압 중 어느 하나를 양의 입력 전압으로 수신하고, 상기 차동 입력 전압 중 나머지 하나를 음의 입력 전압으로 수신하여, 기 설정된 복수의 기준 전압에 대한 비교를 통해 적어도 하나 이상의 하이(High) 또는 로우(Low) 출력을 제공하는 비교기 및 상기 비교기로부터 제공된 하이(High) 또는 로우(Low) 출력에 기초하여 상기 타겟 물체까지의 거리 정보 및 상기 타겟 물체의 크기 정보를 산출하는 메인 MCU(Micro Controller Unit)를 포함할 수 있다.
또한, 상기 PGA 회로는, 상기 기 설정된 소정의 간격을 제1간격으로 하여 증폭하는 제1 PGA 회로 및 상기 기 설정된 소정의 간격을 상기 제1간격보다 큰 제2간격으로 하여 증폭하는 제2 PGA 회로를 포함할 수 있다.
또한, 상기 메인 MCU는, 서로 다른 상기 양의 기준 전압 및 상기 음의 기준 전압 각각에 대응되는 복수의 그룹을 포함하는 병렬 구조로 구비되는 상기 비교기로부터 복수 개의 하이(High) 또는 로우(Low) 출력을 수신하고, 상기 복수 개의 출력 중 하이(High)의 수가 많을수록 상기 타겟 물체의 크기가 큰 것으로 판단하여 상기 크기 정보를 산출할 수 있다.
한편, 본원의 일 실시예에 따른 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법은, (a) 상기 양의 입력 전압과 상기 음의 입력 전압 사이를 단락시킨 쇼트(Short) 상태에서의 상기 제1출력 및 상기 제2출력을 감지하는 단계, (b) 상기 쇼트 상태에서 감지된 상기 제1출력 및 상기 제2출력을 디지털 신호로 변환하는 단계, (c) 변환된 상기 디지털 신호에 기초하여 기 설정된 알고리즘을 통해 옵셋 보정을 위한 전류에 대한 전류값을 결정하는 단계 및 (d) 결정된 상기 전류값에 기초하여 상기 옵셋 보정을 위한 전류를 생성하여 상기 양의 입력 전압이 인가되는 노드 또는 상기 음의 입력 전압이 인가되는 노드에 생성된 상기 옵셋 보정을 위한 전류가 흐르도록 하는 단계를 포함할 수 있다.
또한, 상기 (a) 단계 내지 (d) 단계는, 상기 쇼트 상태에서 감지되는 상기 제1출력 및 상기 제2출력 상호간이 기 설정된 수준으로 동등해질 때까지 반복 수행될 수 있다.
상술한 과제 해결 수단은 단지 예시적인 것으로서, 본원을 제한하려는 의도로 해석되지 않아야 한다. 상술한 예시적인 실시예 외에도, 도면 및 발명의 상세한 설명에 추가적인 실시예가 존재할 수 있다.
전술한 본원의 과제 해결 수단에 의하면, 별도의 차지 펌프(Charge pump)가 불필요하여 차지 펌프(Charge pump)를 구동하기 위한 큰 전압이 요구되지 않고 누설로 인한 문제가 없으며 비교기의 미세한 출력을 감지할 수 있어 정밀한 교정이 가능한 고정밀 옵셋 보정 비교기 및 이를 포함하는 라이다 시스템을 제공할 수 있다.
전술한 본원의 과제 해결 수단에 의하면, 비교기에 입력을 인가하기 위하여 별도의 DTS(Differential To Single) 회로를 사용하지 않아 추가적인 전류 소모를 방지할 수 있다.
전술한 본원의 과제 해결 수단에 의하면, 디지털 알고리즘 기반으로 비교기의 옵셋을 제거함으로써 비교기를 포함하는 라이다 시스템에서 발생 가능한 탐지 오류(Detection Error) 문제 및 타이밍 오류(Timing Error) 문제를 방지할 수 있다.
전술한 본원의 과제 해결 수단에 의하면, 높은 해상도를 제공하고 하나의 포토 다이오드로도 다수의 신호 샘플을 획득할 수 있는 라이다 시스템을 제공할 수 있다.
전술한 본원의 과제 해결 수단에 의하면, 고정밀 옵셋 보정 비교기를 레이다, 모션센서 송수신 시스템 등 정밀한 비교를 필요로 하는 감지 시스템이나 고정밀도를 요구하는 수신 시스템 IC 전반에 걸쳐 활용할 수 있다.
다만, 본원에서 얻을 수 있는 효과는 상기된 바와 같은 효과들로 한정되지 않으며, 또 다른 효과들이 존재할 수 있다.
도 1은 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기를 포함하는 라이다 시스템의 개략적인 구성도이다.
도 2는 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기를 포함하는 라이다 시스템의 세부 구성도이다.
도 3은 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기의 동작을 설명하기 위한 개념도이다.
도 4는 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기의 세부 구성도이다.
도 5a는 네거티브 커패시터부에 의해 고정밀 옵셋 보정 비교기의 출력단에 생성되는 커패시턴스를 나타낸 도면이다.
도 5b는 네거티브 커패시터부의 유무에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기의 대역폭 변화를 시뮬레이션 하여 나타낸 도면이다.
도 6a는 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기를 포함하는 라이다 시스템의 옵셋 유무에 따른 ToF 변화를 나타낸 도면이다.
도 6b는 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기의 교정부의 개략적인 구성도이다.
도 6c는 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기의 교정부의 세부 구성도이다.
도 7은 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기에 대한 복수의 기준 전압에 기초하여 소정의 타겟 물체까지의 거리 정보 및 타겟 물체의 크기 정보를 산출하는 과정을 설명하기 위한 개념도이다.
도 8은 본원의 일 실시예에 따른 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법과 연계된 일 실험예로서 입력 옵셋 전압에 대한 몬테 카를로(Monte Carlo) 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
도 9는 본원의 일 실시예에 따른 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법에 대한 동작 흐름도이다.
도 10은 본원의 일 실시예에 따른 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법을 수행하기 위한 SAR ADC 옵셋 캘리브레이션 모드 기반 실행 코드를 예시적으로 나타낸 도면이다.
아래에서는 첨부한 도면을 참조하여 본원이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 본원의 실시예를 상세히 설명한다. 그러나 본원은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본원을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
본원 명세서 전체에서, 어떤 부분이 다른 부분과 "연결"되어 있다고 할 때, 이는 "직접적으로 연결"되어 있는 경우뿐 아니라, 그 중간에 다른 소자를 사이에 두고 "전기적으로 연결" 또는 "간접적으로 연결"되어 있는 경우도 포함한다.
본원 명세서 전체에서, 어떤 부재가 다른 부재 "상에", "상부에", "상단에", "하에", "하부에", "하단에" 위치하고 있다고 할 때, 이는 어떤 부재가 다른 부재에 접해 있는 경우뿐 아니라 두 부재 사이에 또 다른 부재가 존재하는 경우도 포함한다.
본원 명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성 요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성 요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성 요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다.
본원은 고정밀 옵셋 보정 비교기 및 이를 포함하는 라이다 시스템에 관한 것이다.
도 1은 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기를 포함하는 라이다 시스템의 개략적인 구성도이고, 도 2는 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기를 포함하는 라이다 시스템의 세부 구성도이다.
도 1 및 도 2를 참조하면, 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기를 포함하는 라이다 시스템(10)(이하, '라이다 시스템(10)'라 한다.)은 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기(100)(이하, '비교기(100)'라 한다.), 레이저(200), 포토 다이오드(300), RGC 회로(400), TIA 회로(500), PGA 회로(600) 및 메인 MCU(700)를 포함할 수 있다.
레이저(200)는 소정의 타겟 물체(도 1을 참조하면, Target)를 향하여 광을 발산할 수 있다.
포토 다이오드(Photo Diode, PD; 300)는 레이저(200)에 의해 발산되어 타겟 물체에 의해 반사된 광을 수신하여 출력 전류를 생성할 수 있다.
RGC(Regulated cascode amplifier) 회로(400)는 포토 다이오드(300)의 출력 전류를 차동(Differential) 입력 전류로 변환할 수 있다. 또한, RGC 회로(400)는 포토 다이오드(300)의 출력 커패시턴스를 적어도 일부 상쇄할 수 있다.
구체적으로, 라이다 시스템(10)에서 광을 발산하는 레이저(200)는 광을 발산하는 주기가 비교적 짧기 때문에 라이다 시스템(10) 내 각각의 하위 요소(예를 들면, 도 1의 각 블록)들은 높은 대역폭(BW, band width)을 제공하여야 한다. 그러나, 포토 다이오드(300)의 출력을 직접적으로 후술하는 TIA 회로(500)로 인가하여 증폭하는 경우에는 포토 다이오드(300)의 출력 커패시턴스가 크기 때문에(예를 들어, 1pF 내지 10pF 범위) 높은 대역폭을 만족하기 어렵다. 따라서 본원의 라이다 시스템(10)은 포토 다이오드(300)와 TIA 회로(500)사이에 이득은 낮지만 포토 다이오드(300)의 높은 출력 커패시턴스가 TIA 회로(500)에 보이지 않도록 하여 높은 대역폭을 만족하도록 구비되는 RGC 회로(400)를 포함할 수 있다. 또한, 도 2를 참조하면, 본원의 일 실시예에 따른 RGC 회로(400)는 Single to Differential 회로 형태(달리 말해, 단일 입력을 기초로 차동 출력을 제공하는 형태)로 구현됨으로써 포토 다이오드(300)의 단일 출력을 입력으로 인가 받아 차동 입력이 인가되는 TIA 회로(500)에 차동 출력(TIA 회로(500)를 기준으로 하면, 차동 입력 전류에 해당한다.)을 제공할 수 있다.
TIA(Transimpedance amplifier) 회로(500)는 RGC 회로(400)에 의해 변환된 차동 입력 전류를 대응하는 차동 입력 전압으로 변환할 수 있다.
구체적으로 본원의 일 실시예에 따르면 TIA 회로(500)는 전류를 입력으로 하여 전압을 출력으로 제공하는 증폭기로 이해될 수 있으며, TIA 회로(500) 내의 조정 가능한(Tunable) 피드백 저항을 조절함으로써 소정의 이득(예를 들어 45dB 내지 63dB의 이득)으로 차동 입력 전류를 차동 입력 전압으로 증폭 및 변환할 수 있다.
PGA(Programmable gain amplifier) 회로(600)는 변환된 차동 입력 전압에 대한 이득을 기 설정된 소정의 간격을 기초로 증폭할 수 있다. 특히, PGA 회로(600)는 SPI 제어 코드에 따라 일정한 간격의 이득을 갖도록 조정되는 증폭기일 수 있다.
구체적으로 본원의 일 실시예에 따르면, PGA 회로(600)는 기 설정된 소정의 간격을 제1간격으로 하여 증폭하는 제1 PGA 회로(610) 및 기 설정된 소정의 간격을 제1간격보다 큰 제2간격으로 하여 증폭하는 제2 PGA 회로(620)를 포함할 수 있다. 예를 들어, 제1간격은 2dB이고, 제2간격은 6dB일 수 있으나, 이에만 한정되는 것은 아니다. 본원의 일 실시예에 따르면 제1 PGA 회로(610)는 2dB를 제1간격으로 하여 0 내지 6dB를 구현할 수 있고 제2 PGA 회로(620)는 6dB를 제2간격으로 하여 0 내지 18dB를 구현할 수 있다.
요약하면, 본원의 일 실시예에 따른 라이다 시스템(10)은 TIA 회로(500)를 통해 신호를 증폭시키고 제1 PGA 회로(610)와 제2 PGA 회로(620)를 포함하는 PGA 회로(600)를 통해 세밀하게 이득값을 조절하여 포토 다이오드(300)에 인가된 입력으로부터 비교기(100)의 입력단까지 일정한 이득을 갖도록 설정될 수 있다.
비교기(100)는 PGA 회로(600)에 의해 증폭된 차동 입력 전압 중 어느 하나를 양의 입력 전압으로 수신하고, 차동 입력 전압 중 나머지 하나를 음의 입력 전압으로 수신할 수 있다. 또한, 비교기(100)는 양의 입력 전압 및 음의 입력 전압과 기 설정된 복수의 기준 전압에 대한 비교를 통해 적어도 하나 이상의 하이(High) 또는 로우(Low) 출력을 제공할 수 있다. 비교기(100)의 구조 및 동작에 관한 구체적인 설명은 도 3 내지 도 8을 참조하여 상세히 후술하도록 한다.
메인 MCU(Micro Controller Unit, 700)는 비교기로부터 제공된 하이(High) 또는 로우(Low) 출력에 기초하여 타겟 물체까지의 거리 정보 및 타겟 물체의 크기 정보를 산출할 수 있다.
또한, 본원의 일 실시예에 따르면, 메인 MCU(Micro Controller Unit, 700)는 서로 다른 양의 기준 전압 및 음의 기준 전압 각각에 대응되는 복수의 그룹을 포함하는 병렬 구조로 구비되는 비교기(100)로부터 복수 개의 하이(High) 또는 로우(Low) 출력을 수신할 수 있다. 또한, 메인 MCU(700)는 수신된 복수 개의 출력 중 하이(High)의 수가 많을수록 타겟 물체의 크기가 큰 것으로 판단하여 크기 정보를 산출할 수 있다. 또한, 메인 MCU(700)은 레이저(200)로부터 광이 발산된 시점과 적어도 하나 이상의 하이(High) 출력이 수신된 시점 사이의 간격에 기초하여 해당 간격이 길수록 타겟 물체까지의 거리가 먼 것으로 판단하여 거리 정보를 산출할 수 있다. 본원의 실시예에 관한 설명에서, 레이저(200)로부터 발산된 광은 Start 파형으로 지칭될 수 있으며, 타겟 물체로부터 반사되어 포토 다이오드(300) 측에 인가된 광은 Stop 파형으로 지칭될 수 있다. 달리 말해, 메인 MCU(700)는 Start 파형의 발산 시점과 Stop 파형의 수신 시점에 기초하여 타겟 물체까지의 거리 정보를 산출할 수 있다.
종합하면, 라이다 시스템(10)은 레이저(200)를 이용하여 광을 발산(방사)하고, 타겟 물체에 반사되어 돌아오는 광을 수신하는데 소요되는 시간에 기초하여 해당 타겟 물체까지의 거리 정보 및 해당 타겟 물체의 크기 정보를 산출할 수 있다. 참고로, 도 1에 도시된 A 영역은 라이다 시스템(10)의 수신 측 아날로그 단의 블록 다이어그램을 표시한 것으로, 본원에서 제안하는 비교기(100)가 배치되는 영역을 표시한 것일 수 있다. 또한, 도 1에 도시된 Start 블록은 레이저(200)를 이용하여 발산(방사)되는 광의 발산(방사) 시의 파형과 연계된 블록이고, Stop 블록은 발산(방사)된 광이 타겟 물체 의해 반사되어 돌아올 때의 파형과 연계된 블록일 수 있다.
도 3은 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기의 동작을 설명하기 위한 개념도이다. 구체적으로, 도 3의 (a)는 DTS 회로를 포함하는 종래의 비교기를 설명하기 위한 개념도이고, 도 3의 (b)는 DTS 회로를 포함하지 않는 본원의 일 실시예에 따른 비교기(100)를 설명하기 위한 개념도이다.
도 3을 참조하면, 비교기(100)에 인가되는 입력은 전술한 바와 같이 PGA 회로(600)의 출력일 수 있는데, 이러한 PGA 회로(600)의 출력은 차동 형태(Differential 형태)로 인가되며, 도 3의 (a)를 참조하면, 2개의 입력 중 하나에는 기준 전압을 인가 받고 나머지 하나의 입력에는 PGA 회로(600)의 출력을 인가 받는 종래의 비교기의 경우에는 별도의 Differential to Single(DTS) 회로가 필요하였다. 이와 달리, 본원의 일 실시예에 따른 비교기(100)는 PGA 회로(600)의 출력 중 어느 하나(예를 들면, 양의 출력)은 제1비교부(110)의 입력으로 인가 받고 PGA 회로(600)의 출력 중 나머지 하나(예를 들면, 음의 출력)은 제2비교부(120)의 입력으로 인가 받도록 구현됨으로써 전술한 DTS 회로가 별도로 필요하지 않다는 장점을 가진다. 이렇듯, 본원의 비교기(100)에 의하면 별도의 DTS 회로의 설치가 필요하지 않으므로 불필요한 전류 소모를 방지할 수 있다.
도 4는 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기의 세부 구성도이다.
도 4를 참조하면, 비교기(100)는, 제1비교부(110), 제2비교부(120), 교정부(140), 네거티브 레지스터부(150) 및 네거티브 커패시터부(160)를 포함할 수 있다. 또한, 도 4에서는 생략되었으나, 전술한 도 3을 참조하면 비교기(100)는 출력단에 배치되는 아날로그-로직 변환부(130)를 포함할 수 있다.
제1비교부(110)는 양의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 양의 입력 전압과 기 설정된 양의 기준 전압을 비교하여 제1출력을 생성할 수 있다. 도 4를 참조하면, 제1비교부(110)는 복수 개의 N 채널 MOSFET(예를 들면, 도 4의 Mn1 및 Mn2)을 포함할 수 있다.
제2비교부(120)는 음의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 음의 입력 전압과 기 설정된 음의 기준 전압을 비교하여 제2출력을 생성할 수 있다. 도 4를 참조하면, 제2비교부(120)는 복수 개의 P 채널 MOSFET(예를 들면, 도 4의 Mp1 및 Mp2)을 포함할 수 있다.
구체적으로, 도 4를 참조하면 비교기(100)의 입력 핀 중 핀 VinP_Mn은 PGA 회로(600)의 양의 출력을 양의 입력 전압으로 인가 받고, 핀 VinN_Mp는 PGA의 음의 출력을 음의 입력 전압으로 인가 받는다. 또한 핀 VinN_Mn은 양의 기준 전압을 입력으로 인가 받고, VinP_Mp는 음의 기준 전압을 입력으로 인가 받는다.
이에 따라 도 4에 도시된 제1비교부(110) 및 제2비교부(120)의 동작 특성을 분석하면(달리 말해, Gain analysis를 수행하면) Mp1으로 흐르는 전류는 Mn3에 동일하게 흐르게 되고 이 전류는 상호 동등하게 설계된 두 N 채널 MOSFET(Mn3 및 Mn4)을 포함하는 전류 거울 회로(current mirror)에 의해 Mn4에 복사될 수 있다. 또한 Mn4에 복사된 전류는 Mn1을 통과하는 전류와 합쳐져 Mp3에 흐르게 되는데 상호 동등하게 설계된 두 P 채널 MOSFET(Mp3 및 Mp4)을 포함하는 전류 거울 회로에 의해 복사될 수 있으며 Mp4 에 흐르는 전류의 값(Mp4 current)과 비교기(100)의 DC 이득(Ao)은 하기 식 1과 같이 주어진다.
[식 1]
Figure 112020005878396-pat00001
또한, 비교기(100)에 대한 주파수 해석을 위하여 제1비교부(110) 및 제2비교부(120)와 연계된 극 좌표(Pole)를 계산하면 하기 식 2와 같다.
[식 2]
Figure 112020005878396-pat00002
또한, 식 2을 참조하여 후술하는 네거티브 커패시터부를 제외한 제1비교부(110) 및 제2비교부(120)에 대한 전달함수는 하기 식 3과 같다.
[식 3]
Figure 112020005878396-pat00003
아날로그-로직 변환부(130)는 제1출력 및 제2출력을 기초로 하여 비교기(100)에 인가된 양의 입력 전압이 양의 기준 전압보다 크거나 비교기(100)에 인가된 음의 입력 전압이 음의 기준 전압보다 작은 경우 출력이 하이(High)가 되도록 동작할 수 있다. 참고로, 아날로그-로직 변환부(130)는 본원의 구현예에 따라 Analog to Logic 회로, AtoL 회로 등으로 달리 지칭될 수 있다.
네거티브 레지스터부(150)는 제1비교부(110)의 제1출력 및 제2비교부(120)의 제2출력에 대한 출력단에 구비될 수 있다. 이러한, 네거티브 레지스터부(150)에 의해 비교기(100)의 이득이 높아질 수 있다. 또한, 본원의 일 실시예에 따르면, 네거티브 레지스터부(150)는 cross coupled negative resistor 형태로 마련될 수 있다.
네거티브 커패시터부(160)는 제1비교부(110)의 제1출력 및 제2비교부(120)의 제2출력에 대한 출력단에 구비될 수 있다. 이러한, 네거티브 커패시터부(160)에 의해 출력단의 커패시턴스 중 적어도 일부가 상쇄될 수 있으며, 이에 따라 비교기(100)가 동작하는 대역폭이 높아질 수 있다. 또한, 본원의 일 실시예에 따르면, 네거티브 커패시터부(160)는 cross coupled negative capacitor 형태로 마련될 수 있다.
도 5a는 네거티브 커패시터부에 의해 고정밀 옵셋 보정 비교기의 출력단에 생성되는 커패시턴스를 나타낸 도면이고, 도 5b는 네거티브 커패시터부의 유무에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기의 대역폭 변화를 시뮬레이션 하여 나타낸 도면이다.
도 5a 및 도 5b를 참조하면, 비교기(100)에 네거티브 커패시터부(160)가 구비되지 않을 때의 대역폭(BW)은 360MHz정도에 지나지 않아 라이다 시스템(10)에 탑재하여 사용하기 부적합한 반면, 비교기(100)의 출력단에서 보이는 Parasitic Capacitance에 기초하여 네거티브 커패시터부(160)의 커패시턴스를 계산하고 커패시터부(160)의 커패시턴스와 비교기(100) 자체의 출력단에서의 커패시턴스를 합한 커패시턴스에 기초하여 네거티브 커패시터부(160)가 구비된 경우의 대역폭(BW)을 시뮬레이션하면 네거티브 커패시터부(160)가 없을 때의 360MHz에서 네거티브 커패시터부(160)의 부가에 따라 844MHz로 대역폭(BW)이 대폭 증가하는 것을 확인할 수 있다.
교정부(140)는 양의 입력 전압과 음의 입력 전압 사이를 단락시킨 쇼트(Short) 상태에서의 제1비교부(110)의 제1출력 및 제2비교부(120)의 제2출력을 감지할 수 있다. 또한, 교정부(140)는 감지된 제1출력 및 제2출력에 기초하여 옵셋 보정을 위한 전류를 생성할 수 있다.
이하에서는 도 6a를 참조하여 비교기의 입력단에서의 옵셋(Offset) 전압에 의해 발생 가능한 탐지 오류(Detection Error) 문제 및 타이밍 오류(Timing Error) 문제에 대해서 설명하고, 교정부(140)의 세부 구조 및 동작 특성에 관하여 도 6b 및 도 6c를 참조하여 상세히 설명하도록 한다.
도 6a는 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기를 포함하는 라이다 시스템의 옵셋 유무에 따른 ToF 변화를 나타낸 도면이다. 구체적으로, 도 6a의 (a)는 비교기의 입력단에 옵셋(Offset) 전압이 존재하지 않는 경우의 ToF(Time of Flight)를 나타낸 것이고, 도 6a의 (b)는 비교기의 입력단에 옵셋(Offset) 전압이 존재하는 경우의 ToF를 나타낸 것으로 이해될 수 있다.
도 6a를 참조하면, 라이다 시스템(10)에서 비교기(100)에 대한 교정(Calibration)은 비교기(100)에서 기준 전압을 이용하여 타겟 물체에 대한 거리 정보 및 크기 정보를 산출하는 과정에서 비교기의 입력단에 옵셋(Offset) 전압이 존재하는 경우 오차가 발생할 수 있기 때문에 필요한 것으로 이해될 수 있다. 본원의 실시예에 관한 설명에서 교정(Calibration)은 보정, 캘리브레이션 등으로 달리 지칭될 수 있다.
구체적으로, 도 6a의 (b)를 참조하면, 옵셋(Offset) 전압이 존재하는 경우 음의 입력 전압(PCOMP 신호)에 옵셋(Offset) 전압만큼 더해져서 비교기(100)의 제2비교부(120)에 인가되기 때문에 비교기(100)에 인가되는 입력 전압이 기준 전압을 넘는 지점이 변동(DC Bias displacement)되게 되어 Start 파형의 중간 지점으로부터 Stop 파형의 중간 지점까지 걸리는 시간이 도 6a의 (a)에서는 ToF인 반면, 도 6a의 (b)에서는 ToF보다 짧은 ToF'으로 잘못 측정(Timing Error)될 수 있다. 달리 말해, 옵셋(Offset) 전압이 존재하는 경우, ToF-ToF' 만큼의 거리 정보에 대한 검출 오류(Detection Error)가 발생하게 된다.
도 6b는 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기의 교정부의 개략적인 구성도이고, 도 6c는 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기의 교정부의 세부 구성도이다.
도 6b 및 도 6c를 참조하면, 교정부(140)는, 아날로그-디지털 변환 유닛(ADC, 141), 마이크로 컨트롤러 유닛(MCU, 142), 전류 디지털-아날로그 변환 유닛(CDAC, 143), 테스트 버퍼(144) 및 다중화기(MUX, 145)를 포함할 수 있다.
아날로그-디지털 변환 유닛(141)은 비교기(100)의 양의 입력 전압과 음의 입력 전압 사이를 단락시킨 쇼트 상태에서의 제1출력 및 제2출력을 디지털 신호로 변환할 수 있다.
또한, 마이크로 컨트롤러 유닛(142)은 아날로그-디지털 변환 유닛(141)에 의해 변환된 디지털 신호에 기초하여 기 설정된 알고리즘을 통해 옵셋 보정을 위한 전류에 대한 전류값을 결정할 수 있다.
또한, 전류 디지털-아날로그 변환 유닛(143)은 마이크로 컨트롤러 유닛(142)에 의해 결정된 전류값에 기초하여 옵셋 보정을 위한 전류를 생성하여 양의 입력 전압이 인가되는 제1비교부(110) 측 노드 또는 음의 입력 전압이 인가되는 제2비교부(120) 측 노드에 생성된 옵셋 보정을 위한 전류가 흐르도록 할 수 있다.
또한, 테스트 버퍼(144)는 아날로그-디지털 변환 유닛(141)의 입력 커패시턴스가 제1비교부(110) 및 제2비교부(120)에 작용하지 않도록(달리 말해, 아날로그-디지털 변환 유닛(141)의 입력 커패시턴스가 미치는 영향이 저감되도록) 제1비교부(110) 및 제2비교부(120)의 출력단과 아날로그-디지털 변환 유닛(141) 사이에 배치될 수 있다.
또한, 다중화기(145)는 아날로그-디지털 변환 유닛(141)에 제1비교부(110)의 제1출력 및 제2비교부(120)의 제2출력이 교번하여 인가되도록 구비되는 것일 수 있다.
또한, 본원의 일 실시예에 따르면, 교정부(140)는, 비교기(100)의 양의 입력 전압과 음의 입력 전압 사이를 단락시킨 쇼트 상태에서 감지된 제1출력 및 제2출력 상호간이 기 설정된 수준으로 동등해질 때까지 제1출력 및 제2출력에 대한 감지 및 옵셋 보정을 위한 전류 생성을 반복적으로 수행할 수 있다. 달리 말해, 전술한 비교기(100)에 대한 옵셋 보정(Offset Calibration) 프로세스는 전류 디지털-아날로그 변환 유닛(143)을 통해 제공되는 옵셋 보정을 위한 전류에 의하여 비교기(100)의 출력 옵셋(예를 들어, 제1출력 및 제2출력의 차이)이 소정 수준 이상 제거될 때까지 반복하여 수행될 수 있다.
또한, 도 6c를 참조하면, 교정부(140)는 PGA 회로(600)의 출력 측에 연결된 제1스위치(S1) 및 옵셋 보정을 위한 전류가 인가 또는 차단되도록 동작하는 제2스위치(S2)를 포함할 수 있다. 또한, 제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)는 동일한 크기(예를 들면, 1KΩ)의 온(On) 저항을 포함하는 MOS 스위치일 수 있다. 또한, 제1스위치 또는 제2스위치와 연계하여 배치되는 온(On) 저항에 의해 옵셋 전압을 제거(Cancel)하기 위한 네거티브 옵셋(Negative Offset)이 생성될 수 있다.
제1스위치(S1) 및 제2스위치(S2)와 관련하여, 본원의 일 실시예에 따르면, 교정부(140)는 전술한 옵셋 보정(Offset Calibration) 프로세스를 수행할 때에는 제1스위치(S1)를 오프(Off)시킴으로써 PGA 회로(600)의 출력 신호를 차단하고 비교기(100)의 양의 입력 전압 노드와 음의 입력 전압 노드는 제2스위치(S2)를 온(On) 시켜 쇼트 상태가 되도록 제어할 수 있다. 이 때 비교기(100)의 제1비교부(110)와 제2비교부(120)에는 입력 전압 및 기준 전압이 통일되어 인가되도록 기 설정된 공통 전압(VCM, 예를 들면, 900mV)이 인가될 수 있다.
또한, 본원의 일 실시예에 따르면, 교정부(140)에 의해 옵셋 보정이 완료되면, 상기에서 설명한 것과 반대로 제1스위치(S1)가 온(On)되고, 제2스위치(S2)가 오프(Off)됨으로써 비교기(100)를 통해 타겟 물체에 대한 거리 정보 및 크기 정보를 획득할 수 있도록 라이다 시스템(10)이 동작할 수 있다.
본원의 일 실시예에 따르면, 비교기(100)는 전술한 제1비교부(110), 제2비교부(120), 아날로그-로직 변환부(130) 및 교정부(140)를 각각 하나씩 포함하는 그룹이 복수 개 병렬 연결된 구조로 구비될 수 있다. 달리 말해, 비교기(100)는 각각이 제1비교부(110), 제2비교부(120), 아날로그-로직 변환부(130) 및 교정부(140)를 포함하는 복수의 그룹이 병렬 연결된 구조로 구비될 수 있다.
예를 들어, 도 2를 참조하면, 비교기(100)는 제1비교부(110), 제2비교부(120), 아날로그-로직 변환부(130) 및 교정부(140)를 각각 포함하는 4개의 그룹이 병렬 연결된 구조로 구비될 수 있다. 또한, 도 2를 참조하면, 제1그룹에 포함된 제1비교부(110)에는 도 2에 도시된 바와 같이 VREF1에 해당하는 양의 기준 전압이 인가되고 제1그룹에 포함된 제2비교부(120)에는 도 2에 도시된 바와 같이 VREF8에 해당하는 음의 기준 전압이 인가될 수 있다. 이와 유사하게, 제2그룹에 인가되는 양의 기준 전압 및 음의 기준 전압은 각각 VREF2 및 VREF7이고, 제3그룹에 인가되는 양의 기준 전압 및 음의 기준 전압은 각각 VREF3 및 VREF6이고, 제4그룹에 인가되는 양의 기준 전압 및 음의 기준 전압은 각각 VREF4 및 VREF5일 수 있다. 본원의 일 실시예에 따르면, 4개의 그룹 각각에 대한 양의 기준 전압은 VREF1<VREF2<VREF3<VREF4의 부등식을 만족하고, 4개의 그룹 각각에 대한 음의 기준 전압은 VRERF8>VREF7>VREF6>VREF5의 부등식을 만족(달리 말해, 음의 기준 전압에 대한 절대값은 |VRERF8|<|VREF7|<|VREF6|<|VREF5|의 부등식을 만족)할 수 있으나, 이에만 한정되는 것은 아니다.
또한, 본원의 일 실시예에 따르면, 복수의 그룹 각각에 대하여 제1비교부(110) 또는 제2비교부(120)에 인가되는 입력 전압과의 비교의 기준이 되는 양의 기준 전압 간의 간격 또는 음의 기준 전압 간의 간격은 본원의 실시예에 따른 라이다 시스템(10)에 의해 탐지 대상이 되는 타겟 물체의 주된 크기 범위 또는 탐지 대상이 되는 타겟 물체가 주로 배치되는 거리 범위에 기초하여 필요에 따라 적절하게 설정될 수 있다. 또한, 실시예에 따라 복수의 양의 기준 전압 또는 복수의 음의 기준 전압은 그 간격이 상호 동등할 수 있으나, 이에만 한정되는 것은 아니고, 본원의 구현예에 따라 소정의 그룹 사이의 기준 전압 차이가 다른 그룹 사이에서의 기준 전압 차이와 상이하도록 결정될 수 있다.
참고로, 본원의 일 실시예에 따른 라이다 시스템(10)에 탑재되는 비교기(100)에 병렬 구조로 연결된 그룹의 수가 증가할수록(달리 말해, 기준 전압의 수가 많을 수록) 라이다 시스템(10)에 의해 탐지되는 타겟 물체에 대한 거리 정보 및 크기 정보에 대한 정확도(신뢰도)가 향상되는 것일 수 있으며, 이에 대한 상세한 설명은 도 7을 참조하여 상세히 후술하도록 한다.
또한, 상술한 복수의 그룹 각각은 비교기(100)에 인가되는 양의 입력 전압 및 비교기(100)에 인가되는 음의 입력 전압을 공유할 수 있다. 그러나, 입력 전압과 달리 복수의 그룹 각각은 제1비교부(110)에 대한 양의 기준 전압 및 제2비교부(120)에 대한 음의 기준 전압은 그룹 각각에 대하여 서로 상이하게 설정될 수 있다.
도 7은 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 비교기에 대한 복수의 기준 전압에 기초하여 소정의 타겟 물체까지의 거리 정보 및 타겟 물체의 크기 정보를 산출하는 과정을 설명하기 위한 개념도이다.
전술한 바와 같이 레이저(200)에서 광이 발산될 때의 파형을 Start라고 하고, 발산된 광이 타겟 물체에 반사되어 돌아왔을 때의 파형을 Stop이라 하면 Start 파형과 Stop 파형 사이의 시간 간격으로부터 거리 정보를 획득할 수 있다. 이때의 시간 간격을 ToF라 하는데 구체적으로, Start 파형의 중간지점으로부터 Stop 파형의 가장 낮은 기준 전압에서의 양 끝 값의 중간지점까지 걸리는 시간이 ToF이다. 이 때 c를 빛의 속도라 하면, 타겟 물체까지의 거리는 하기 식 4로 계산될 수 있다.
[식 4]
Figure 112020005878396-pat00004
비교기(100)에 인가되는 입력 전압이 기준 전압을 적어도 하나 이상 초과해야 ToF 값이 산출될 수 있음을 고려하면 라이다 시스템(10)은 복수의 기준 전압 중 가장 낮은 기준 전압(Ref 1)을 주로 고려하여 거리 정보를 산출할 수 있다. 가장 낮은 기준 전압을 제외한 나머지 기준 전압(예를 들어, 총 4개의 기준 전압에 대응하는 4개의 그룹으로 비교기(100)가 설계된 경우, Ref 2 내지 4)은 두 가지 방향으로 활용될 수 있다. 첫째로 가장 낮은 기준 전압(Ref 1)과 같이 거리 정보를 산출하는데 활용될 수 있다. 즉, 복수의 기준 전압에 대응되는 그룹을 여러 개 병렬 연결할수록 계산되는 ToF 값에 대한 정확도(신뢰도)가 높아지는 것으로 이해될 수 있다. 둘째로 본원의 일 실시예에 따른 라이다 시스템(10)은 초기 설정 시에 소정 거리에 배치된 소정 크기의 물체를 이용하여 RGC 회로(400)부터 PGA 회로(600)까지의 이득값이 고정된 상태에서 동작하므로 타겟 물체까지의 거리와 타겟 물체의 크기에 따라 반사되어 되돌아오는 광의 양이 변동(달리 말해, 포토 다이오드(300)의 출력이 변동)되는 것을 이용하여 타겟 물체의 크기 정보를 획득하는데 활용될 수 있다.
구체적으로 도 7의 (a)는 타겟 물체가 비교적 먼 거리에 위치하고 타겟 물체의 크기가 상대적으로 큰 경우를 나타낸 것이다. 도 7의 (a)를 참조하면, ToF가 상대적으로 긴 것을 통해 타겟 물체까지의 거리가 비교적 먼 것으로 판단할 수 있고 Stop 파형의 신호가 Ref 1 내지 Ref 4를 모두 초과하는 것을 통해 타겟 물체의 크기가 비교적 큰 것을 알 수 있다. 이와 유사하게 도 7의 (b)는 타겟 물체로부터 거리가 멀고, 타겟 물체의 크기가 작은 경우이고, 도 7의 (c)에 의하면 상대적으로 ToF가 짧은 것을 통해 타겟 물체로부터의 거리가 가까운 것으로 판단할 수 있고, Stop 파형의 신호가 Ref 1과 Ref 2는 넘었지만 Ref 3과 Ref 4는 넘지 못한 것을 통해 타겟 물체의 크기가 비교적 작다고 판단될 수 있다. 또한, 도 7의 (d)는 타겟 물체로부터의 거리가 가깝고 타겟 물체의 크기가 큰 경우로 판단될 수 있다.
참고로, 도 7에 대한 설명에서 Stop 파형을 복수 개의 양의 기준 전압 각각에 대하여만 비교하는 것으로 서술하였으나, 이는 복수 개의 음의 기준 전압과 비교기(100)에 인가되는 음의 입력 전압에 대하여도 동일하게 적용될 수 있다.
본원의 일 실시예에 따르면, 도 7의 (a)와 같이 Stop 파형의 신호가 4개의 양의 기준 전압(Ref 1 내지 Ref 4)을 모두 초과하는 경우에는, 4개의 그룹을 포함하는 4단 병렬 구조로 구비되는 비교기(100)의 그룹별 제1비교부(110) 각각에 의한 제1출력이 각 그룹별 양의 기준 전압을 모두 초과한 것으로 이해될 수 있으며, 이에 따라 그룹 각각의 아날로그-로직 변환부(130)의 출력이 모두 하이(High)가 되는 것으로 이해될 수 있다. 또한, 도 7의 (b)와 같이 Stop 파형의 신호가 2개의 양의 기준 전압(Ref 1 및 Ref 2)는 초과하되, 2개의 양의 기준 전압(Ref 3 및 Ref 4)는 초과하지 못하는 경우, 비교기(100)의 제1그룹 및 제2그룹의 제1비교부(110)에 의한 제1출력은 제1그룹 및 제2그룹의 양의 기준 전압은 초과하되, 비교기(100)의 제3그룹 및 제4그룹의 제1비교부(110)에 의한 제1출력은 제3그룹 및 제4그룹의 양의 기준 전압은 초과하지 못한 것으로 이해될 수 있으며, 이에 따라 제1그룹과 제2그룹의 아날로그-로직 변환부(130)의 출력은 하이(High)가 되고, 제3그룹과 제4그룹의 아날로그-로직 변환부(130)의 출력은 로우(Low)가 되는 것으로 이해될 수 있다.
즉, 요약하면, 본원의 일 실시예에 따른 라이다 시스템(10)의 메인 MCU(700)는 비교기(100)로부터 제공된(보다 구체적으로, 비교기(100)의 그룹 각각에 구비되는 아날로그-로직 변환부(130)로부터 제공된) 하이(High) 또는 로우(Low) 출력에 기초하여 타겟 물체까지의 거리 정보 및 타겟 물체의 크기 정보를 산출할 수 있다. 구체적으로, 라이다 시스템(10)의 메인 MCU(700)는 서로 다른 양의 기준 전압 및 음의 기준 전압 각각에 대응되는 복수의 그룹을 포함하는 비교기(100)로부터 복수 개의 하이(High) 또는 로우(Low) 출력을 수신하여 복수 개의 출력 중 하이(High)의 수가 많을수록 해당 타겟 물체의 크기가 큰 것으로 판단하여 해당 타겟 물체에 대한 크기 정보를 산출할 수 있다.
도 8은 본원의 일 실시예에 따른 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법과 연계된 일 실험예로서 입력 옵셋 전압에 대한 몬테 카를로(Monte Carlo) 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
구체적으로, 도 8은 본 실험을 위하여 예시적으로 설계된 비교기(100)에 대하여 몬테 카를로(Monte Carlo) 시뮬레이션을 통해 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 방법을 복수 회(64번) 반복 수행한 후의 비교기(100)의 입력단의 옵셋 전압을 본원의 일 실시예에 따른 고정밀 옵셋 보정 방법을 적용하기 전과 비교하여 나타낸 것이다. 도 8을 참조하면, 본원의 고정밀 옵셋 보정 방법을 적용하기 전의 양의 옵셋 전압의 최대값과 음의 옵셋 전압의 최대값은 각각 44.4mV와 -56.7mV이었으나 본원의 고정밀 옵셋 보정 방법을 적용한 후에는 0.23mV, -0.21Mv로 대폭 감소되는 것을 확인할 수 있다.
이하에서는 상기에 자세히 설명된 내용을 기반으로, 본원의 동작 흐름을 간단히 살펴보기로 한다.
도 9는 본원의 일 실시예에 따른 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법에 대한 동작 흐름도이다.
도 9에 도시된 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법은 앞서 설명된 비교기(100)에 의하여 수행될 수 있다. 따라서, 이하 생략된 내용이라고 하더라도 비교기(100)에 대하여 설명된 내용은 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법에 대한 설명에도 동일하게 적용될 수 있다.
또한, 도 9를 참조하여 이하에서 서술하는 고정밀 옵셋 보정 방법이 적용되는 비교기(100)는 양의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 수신된 양의 입력 전압과 기 설정된 양의 기준 전압을 비교하여 제1출력을 생성하도록 동작할 수 있다. 또한, 비교기(100)는 음의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 수신된 음의 입력 전압과 기 설정된 음의 기준 전압을 비교하여 제2출력을 생성하도록 동작할 수 있다.
도 9를 참조하면, 단계 S910에서 교정부(140)는 (a) 제1비교부(110)에 인가되는 양의 입력 전압과 제2비교부(120)에 인가되는 음의 입력 전압 사이를 단락시킨 쇼트(Short) 상태에서의 제1출력 및 제2출력을 감지할 수 있다.
다음으로, 단계 S920에서 교정부(140)는 (b) 쇼트 상태에서 감지된 제1출력 및 제2출력을 디지털 신호로 변환할 수 있다.
다음으로, 단계 S930에서 교정부(140)는 (c) 변환된 디지털 신호에 기초하여 기 설정된 알고리즘을 통해 옵셋 보정을 위한 전류에 대한 전류값을 결정할 수 있다.
다음으로, 단계 S940에서 교정부(140)는 (d) 앞서 결정된 전류값에 기초하여 옵셋 보정을 위한 전류를 생성하여 양의 입력 전압이 인가되는 제1비교부(110) 측 입력 노드 또는 음의 입력 전압이 인가되는 제2비교부(120) 측 입력 노드에 생성된 옵셋 보정을 위한 전류가 흐르도록 할 수 있다(달리 말해, 옵셋 보정을 위한 전류를 인가할 수 있다).
다음으로, 단계 S950에서 교정부(140)는 전술한 (a) 단계 내지 (d) 단계를(달리 말해, 단계 S910 내지 단계 S940을) 쇼트 상태에서 감지되는 제1출력 및 제2출력 상호간이 기 설정된 수준으로 동등해질 때까지 반복할 수 있다.
상술한 설명에서, 단계 S910 내지 S950은 본원의 구현예에 따라서, 추가적인 단계들로 더 분할되거나, 더 적은 단계들로 조합될 수 있다. 또한, 일부 단계는 필요에 따라 생략될 수도 있고, 단계 간의 순서가 변경될 수도 있다.
도 10은 본원의 일 실시예에 따른 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법을 수행하기 위한 SAR ADC 옵셋 캘리브레이션 모드 기반 실행 코드를 예시적으로 나타낸 도면이다.
도 10을 참조하면, 본원의 일 실시예에 따른 SAR ADC 옵셋 캘리브레이션 모드 기반 실행 코드는 시작 단계에서 TestBuffer_SEL<2:0>을 001로 설정(TestBuffer_SEL<2:0>=000 : PGA output monitoring, TestBuffer_SEL<2:0>=001 : Comparator<0> output monitoring, TestBuffer_SEL<2:0>=010 : Comparator<1> output monitoring, TestBuffer_SEL<2:0>=011 : Comparator<2> output monitoring, TestBuffer_SEL<2:0>=100 : Comparator<3> output monitoring)하고, 테스트 버퍼(144)를 비교기(100) 내 복수의 그룹 중 첫 번째 그룹에 연결한 후, COMP_CAL_EN<1:0>을 11로 하여(COMP_CAL_EN<1:0>=00 : operating mode, COMP_CAL_EN<1:0>=01 : measurement mode, COMP_CAL_EN<1:0>=11 : calibration mode) 제1스위치(S1)를 오프(Off) 시켜 PGA 회로(600)의 출력과의 연결은 끊어지도록 하고 전류 디지털-아날로그 변환 유닛(143)에 연결된 제2스위치(S2)는 온(On) 시킴으로써 제1비교부(110)의 입력 전압 측과 제2비교부(120)의 입력 전압 측을 단락(Short)시켜 Calibration Mode가 설정되게 할 수 있다. 이후, 테스트 버퍼(144)의 Differential 출력을 다중화기(145)를 통해 아날로그-디지털 변환 유닛(141)로 번갈아 인가할 수 있다(달리 말해, TB_VoutP와 TB_VoutN 값을 번갈아 읽을 수 있다).
예를 들어, TB_VoutP-TB_VoutN이 0보다 작지 않은 경우, 이는 비교기(100)의 제2비교부(120) 측 입력 노드(P노드)가 제1비교부(110) 측 입력 노드(N노드)보다 큰 경우에 해당하므로 N노드의 전압은 높이고 P노드의 전압은 낮추도록 전류 디지털-아날로그 변환 유닛(143)의 Ictrl code를 010으로 설정한다. 만일, N노드의 전압이 더 큰 경우에는 N노드의 전압을 일부 낮추어야 하므로 전류 디지털-아날로그 변환 유닛(143)의 Ictrl code를 줄여 전류를 작게 만들어 주어야 한다. 따라서 전류 디지털-아날로그 변환 유닛(143)의 Ictrl code를 001로 설정할 수 있다. 마지막으로 다시 같은 조건문을 수행하였을 때 여전히 N노드가 크다면 전류 디지털-아날로그 변환 유닛(143)의 Ictrl을 한 단계 더 낮추어 000로 설정하여 calibration을 종료하고 그렇지 않다면 Ictrl code를 그대로 001로 두어 calibration을 종료할 수 있다.
또한, 본원의 일 실시예에 따르면, 라이다 시스템(10)에 적용되는 전류 디지털-아날로그 변환 유닛(143)의 Ictrl code의 비트(bit) 수가 변동되는 경우 전술한 설명과 동일한 프로세스로 진행하되 3bit binary offset calibration technique를 확장하여 옵셋 보정을 수행할 수 있다.
본원의 일 실시예에 따른 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법은 다양한 컴퓨터 수단을 통하여 수행될 수 있는 프로그램 명령 형태로 구현되어 컴퓨터 판독 가능 매체에 기록될 수 있다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 매체에 기록되는 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 컴퓨터 소프트웨어 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 상기된 하드웨어 장치는 본 발명의 동작을 수행하기 위해 하나 이상의 소프트웨어 모듈로서 작동하도록 구성될 수 있으며, 그 역도 마찬가지이다.
또한, 전술한 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법은 기록 매체에 저장되는 컴퓨터에 의해 실행되는 컴퓨터 프로그램 또는 애플리케이션의 형태로도 구현될 수 있다.
전술한 본원의 설명은 예시를 위한 것이며, 본원이 속하는 기술분야의 통상의 지식을 가진 자는 본원의 기술적 사상이나 필수적인 특징을 변경하지 않고서 다른 구체적인 형태로 쉽게 변형이 가능하다는 것을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 이상에서 기술한 실시예들은 모든 면에서 예시적인 것이며 한정적이 아닌 것으로 이해해야만 한다. 예를 들어, 단일형으로 설명되어 있는 각 구성 요소는 분산되어 실시될 수도 있으며, 마찬가지로 분산된 것으로 설명되어 있는 구성 요소들도 결합된 형태로 실시될 수 있다.
본원의 범위는 상기 상세한 설명보다는 후술하는 특허청구범위에 의하여 나타내어지며, 특허청구범위의 의미 및 범위 그리고 그 균등 개념으로부터 도출되는 모든 변경 또는 변형된 형태가 본원의 범위에 포함되는 것으로 해석되어야 한다.
10: 고정밀 옵셋 보정 비교기를 포함하는 라이다 시스템
100: 고정밀 옵셋 보정 비교기
110: 제1비교부
120: 제2비교부
130: 아날로그-로직 변환부
140: 교정부
150: 네거티브 레지스터부
160: 네거티브 커패시터부
200: 레이저
300: 포토 다이오드
400: RGC 회로
500: TIA 회로
600: PGA 회로
700: 메인 MCU

Claims (12)

  1. 고정밀 옵셋 보정 비교기로서,
    양의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 상기 양의 입력 전압과 기 설정된 양의 기준 전압을 비교하여 제1출력을 생성하는 제1비교부;
    음의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 상기 음의 입력 전압과 기 설정된 음의 기준 전압을 비교하여 제2출력을 생성하는 제2비교부;
    상기 제1출력 및 상기 제2출력을 기초로 하여 상기 양의 입력 전압이 상기 양의 기준 전압보다 크거나 상기 음의 입력 전압이 상기 음의 기준 전압보다 작은 경우 출력이 하이(High)가 되는 아날로그-로직 변환부; 및
    상기 양의 입력 전압과 상기 음의 입력 전압 사이를 단락시킨 쇼트(Short) 상태에서의 상기 제1출력 및 상기 제2출력을 감지하고, 감지된 상기 제1출력 및 상기 제2출력에 기초하여 옵셋 보정을 위한 전류를 생성하는 교정부,
    를 포함하는, 비교기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 교정부는,
    상기 쇼트 상태에서의 상기 제1출력 및 상기 제2출력을 디지털 신호로 변환하는 아날로그-디지털 변환 유닛(ADC);
    변환된 상기 디지털 신호에 기초하여 기 설정된 알고리즘을 통해 상기 옵셋 보정을 위한 전류에 대한 전류값을 결정하는 마이크로 컨트롤러 유닛(MCU); 및
    결정된 상기 전류값에 기초하여 상기 옵셋 보정을 위한 전류를 생성하여 상기 양의 입력 전압이 인가되는 노드 또는 상기 음의 입력 전압이 인가되는 노드에 생성된 상기 옵셋 보정을 위한 전류가 흐르도록 하는 전류 디지털-아날로그 변환 유닛(CDAC),
    을 포함하는 것인, 비교기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 교정부는,
    상기 아날로그-디지털 변환 유닛(ADC)의 입력 커패시턴스가 상기 제1비교부 및 상기 제2비교부에 작용하지 않도록 상기 제1비교부 및 상기 제2비교부의 출력단과 상기 아날로그-디지털 변환 유닛(ADC) 사이에 배치되는 테스트 버퍼; 및
    상기 아날로그-디지털 변환 유닛(ADC)에 상기 제1출력 및 상기 제2출력이 교번하여 인가되도록 구비되는 다중화기,
    를 더 포함하는 것인, 비교기.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 교정부는,
    상기 쇼트 상태에서 감지된 상기 제1출력 및 상기 제2출력 상호간이 기 설정된 수준으로 동등해질 때까지 상기 제1출력 및 상기 제2출력에 대한 감지 및 옵셋 보정을 위한 전류 생성을 반복적으로 수행하는 것을 특징으로 하는, 비교기.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 제1출력 및 상기 제2출력에 대한 출력단에 구비되고, 상기 비교기의 이득을 높이기 위한 네거티브 레지스터부; 및
    상기 출력단에 구비되고, 상기 비교기가 동작하는 대역폭을 높이기 위하여 상기 출력단의 커패시턴스를 적어도 일부 상쇄시키는 네거티브 커패시터부,
    를 더 포함하는 것인, 비교기.
  6. 제5항에 있어서,
    각각이 상기 제1비교부, 상기 제2비교부, 상기 아날로그-로직 변환부 및 상기 교정부를 포함하는 복수의 그룹이 병렬 연결된 구조로 구비되되,
    복수의 상기 그룹 각각은 상기 양의 입력 전압 및 상기 음의 입력 전압을 공유하고, 상기 양의 기준 전압 및 상기 음의 기준 전압은 상기 그룹 각각에 대하여 서로 상이하게 설정되는 것을 특징으로 하는, 비교기.
  7. 고정밀 옵셋 보정 비교기를 포함하는 라이다 시스템에 있어서,
    소정의 타겟 물체를 향하여 광을 발산하는 레이저;
    상기 타겟 물체에 의해 반사된 상기 광을 수신하여 출력 전류를 생성하는 포토 다이오드;
    상기 출력 전류를 차동 입력 전류로 변환하고, 상기 포토 다이오드의 출력 커패시턴스를 상쇄시키는 RGC(Regulated cascode amplifier) 회로;
    상기 차동 입력 전류를 대응하는 차동 입력 전압으로 변환하는 TIA(Transimpedance amplifier) 회로;
    상기 차동 입력 전압에 대한 이득을 기 설정된 소정의 간격을 기초로 증폭하는 PGA(Programmable gain amplifier) 회로;
    상기 PGA 회로에 의해 증폭된 상기 차동 입력 전압 중 어느 하나를 양의 입력 전압으로 수신하고, 상기 차동 입력 전압 중 나머지 하나를 음의 입력 전압으로 수신하여, 기 설정된 복수의 기준 전압에 대한 비교를 통해 적어도 하나 이상의 하이(High) 또는 로우(Low) 출력을 제공하는 제1항 내지 제6항 중 어느 한 항에 따른 비교기;
    상기 비교기로부터 제공된 하이(High) 또는 로우(Low) 출력에 기초하여 상기 타겟 물체까지의 거리 정보 및 상기 타겟 물체의 크기 정보를 산출하는 메인 MCU(Micro Controller Unit),
    를 포함하는, 라이다 시스템.
  8. 제7항에 있어서,
    상기 PGA 회로는,
    상기 기 설정된 소정의 간격을 제1간격으로 하여 증폭하는 제1 PGA 회로; 및
    상기 기 설정된 소정의 간격을 상기 제1간격보다 큰 제2간격으로 하여 증폭하는 제2 PGA 회로,
    를 포함하는 것인, 라이다 시스템.
  9. 제7항에 있어서,
    상기 메인 MCU는,
    서로 다른 상기 양의 기준 전압 및 상기 음의 기준 전압 각각에 대응되는 복수의 그룹을 포함하는 병렬 구조로 구비되는 상기 비교기로부터 복수 개의 하이(High) 또는 로우(Low) 출력을 수신하고, 상기 복수 개의 출력 중 하이(High)의 수가 많을수록 상기 타겟 물체의 크기가 큰 것으로 판단하여 상기 크기 정보를 산출하는 것인, 라이다 시스템.
  10. 비교기에 대한 고정밀 옵셋 보정 방법에 있어서,
    상기 비교기는,
    양의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 상기 양의 입력 전압과 기 설정된 양의 기준 전압을 비교하여 제1출력을 생성하고, 음의 입력 전압을 입력으로 수신하고, 상기 음의 입력 전압과 기 설정된 음의 기준 전압을 비교하여 제2출력을 생성하도록 동작하고,
    (a) 상기 양의 입력 전압과 상기 음의 입력 전압 사이를 단락시킨 쇼트(Short) 상태에서의 상기 제1출력 및 상기 제2출력을 감지하는 단계;
    (b) 상기 쇼트 상태에서 감지된 상기 제1출력 및 상기 제2출력을 디지털 신호로 변환하는 단계;
    (c) 변환된 상기 디지털 신호에 기초하여 기 설정된 알고리즘을 통해 옵셋 보정을 위한 전류에 대한 전류값을 결정하는 단계; 및
    (d) 결정된 상기 전류값에 기초하여 상기 옵셋 보정을 위한 전류를 생성하여 상기 양의 입력 전압이 인가되는 노드 또는 상기 음의 입력 전압이 인가되는 노드에 생성된 상기 옵셋 보정을 위한 전류가 흐르도록 하는 단계,
    를 포함하는, 옵셋 보정 방법.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 (a) 단계 내지 (d) 단계는,
    상기 쇼트 상태에서 감지되는 상기 제1출력 및 상기 제2출력 상호간이 기 설정된 수준으로 동등해질 때까지 반복 수행되는 것인, 옵셋 보정 방법.
  12. 제10항 또는 제11항의 방법을 컴퓨터에서 실행시키기 위한 프로그램을 기록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록 매체.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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JP2011193340A (ja) * 2010-03-16 2011-09-29 Panasonic Corp コンパレータのオフセット補正装置
KR20190037884A (ko) * 2017-09-29 2019-04-08 현대오트론 주식회사 거리 검출 센서 및 그것의 동작 방법

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