KR102193947B1

KR102193947B1 - 초광대역 통신 시스템에서 입사각 측정

Info

Publication number: KR102193947B1
Application number: KR1020167036233A
Authority: KR
Inventors: 개빈 매로우; 미카엘 맥로플린; 키아란 매켈로이
Original assignee: 데카웨이브 리미티드
Priority date: 2014-05-23
Filing date: 2014-05-23
Publication date: 2020-12-23
Also published as: EP3840236A1; KR20170009986A; CN106664119A; CN112051541B; CN106664119B; EP3146641B1; CN112051541A; EP3146641A1; WO2015176776A1

Abstract

초-광대역("UWB") 수신기에서, 수신된 UWB 신호는 일련의 3진 샘플들로서 주기적으로 디지털화된다. 동작의 반송파 취득 모드 동안, 샘플들은 상관 값을 전개하기 위해 미리 결정된 프리엠블 시퀀스와 연속적으로 상관된다. 값이 미리 결정된 임계치를 초과하여 프리엠블 시퀀스가 수신되고 있음을 나타내면, 채널 임펄스 응답("CIR")의 추정들이 전개된다. 프레임 시작 구분자("SFD")가 검출될 때, 최상의 CIR 추정은 채널 정합 필터("CMF")에 제공된다. 동작의 데이터 복원 모드 동안, CMF는 샘플 스트림으로부터 채널-주입 노이즈를 필터링한다. 반송파 위상 에러들 및 데이터 타이밍 에러들 둘 다는 동작의 반송파 취득 및 데이터 복원 모드들 동안 연속적으로 감지되고 정정된다. 반송파의 위상은 반송파 정정에 의해 회전되기 전에 상관기 출력을 누산함으로써 결정될 수 있다. 알려진 거리(d)만큼 분리된 2개의 수신기들의 반송파 위상을 비교함으로써, 신호의 입사각(θ)이 결정될 수 있다.

Description

초광대역 통신 시스템에서 입사각 측정{Measuring Angle of Incidence in an Ultrawideband Communication System}

본 출원은 2013년 10월 7일에 출원된 PCT 출원 일련 번호 PCT/EP2013/070851("제 1 모출원")의 일부-계속출원이다.

본 출원은 또한 2013년 3월 28일에 출원된 출원 일련 번호 13/775,282("제 2 모출원")의 일부-계속출원이다.

제 1 모출원은 2011년 2월 23일에 출원된 출원 일련 번호 13/033,098("제 3 모출원")의 일부-계속출원이며, 이는 결국, 2010년 3월 22일에 출원된 가출원 일련 번호 61/316,299("임시 모출원(Parent Provisional)")와 관련된다.

제 2 모출원은 또한, 2010년 9월 19일에 출원된 출원 일련 번호 12/885,517(2013년 5월 7일 발행된 US 8,437,432("모특허"))의 일부-계속출원이며, 이는 결국 임시 모출원과 또한 관련된다.

본 출원의 주제는 또한, 2013년 10월 7일에 출원된 PCT 출원 일련 번호 PCT/EP2013/070851("관련 출원")의 주제와 관련된다.

이 출원은 다음을 우선권으로 주장하며 :

1. 제 1 모출원;

2. 제 2 모출원;

3. 제 3 모출원;

4. 모특허;

5. 임시 모출원; 및

6. 관련 출원;

이들은 총칭하여 "관련 참조문헌"이며, 이로 인해 37 CFR§1.78(a)(4)에 의거한 출원일의 이익을 주장한다.

관련 참고문헌들의 주제는 전체적으로 각각, 본원에 인용에 의해 명시적으로 포함된다.

본 발명은 일반적으로 초-광대역 통신 시스템에 관한 것으로서, 특히, RF 신호의 도달각을 결정하도록 적응된 초-광대역 통신 시스템에서 사용하기 위한 수신기에 관한 것이다.

일반적으로, 다음의 설명에서, 우리는 초-광대역("UWB") 통신 시스템 분야의 당업자에게 익숙해야 하는 분야의 각각의 특수 용어의 최초 출현을 이탤릭으로 표시할 것이다. 또한, 새로운 것으로 간주하는 맥락에서 사용하거나 새로운 것으로 간주하는 용어를 처음 소개할 때, 우리는 그 용어를 굵게 나타내고 우리는 그 용어에 적용할 정의를 제공할 것이다. 또한, 본 설명 전반에 걸쳐서, 신호, 신호 플래그, 상태 비트 또는 유사한 장치를 논리적으로 참 또는 논리적으로 거짓 상태로 각각 렌더링하는 것을 지칭할 때, 우리는 때때로, 어서트(assert) 및 니게이트(negate)라는 용어를 사용할 것이며, 토클(toggle)이라는 용어는 하나의 논리 상태로부터 다른 논리적 상태로의 신호의 논리적 반전을 나타내기 위한 것이다. 또한, 우리는 상호 배타적인 부울(boolean) 상태를 logic_0 및 logic_1로 지칭할 수 있다. 물론, 잘 알려진 바와 같이, 논리적으로 참인 본원에서 설명되는 신호들이 논리적으로 거짓이 되고 반대의 경우가 되도록, 그러한 모든 신호들의 논리적인 면을 역전시킴으로써 일관된 시스템 동작이 획득될 수 있다. 또한, 그것은 논리 상태들 각각을 표현하기 위해 특정 전압 레벨들이 선택되는 그러한 시스템에서는 무관하다.

일반적으로, 초-광대역("UWB") 통신 시스템에서, 패킷-기반 UWB 채널을 통한 송신을 위한 페이로드 데이터를 준비하기 위해 일련의 특수 프로세싱 단계들이 UWB 송신기에 의해 수행된다. 수신시에, 대응하는 일련의 반전 단계들이 데이터 페이로드를 복원하기 위해 UWB 수신기에 의해 수행된다. 양자의 일련의 프로세싱 단계들의 세부사항들은 IEEE 표준 802.15.4("802.15.4") 및 802.15.4a("802.15.4a")에서 완전히 설명되며, 이들의 사본들은 본원과 함께 제출되고, 그 전체가 인용에 의해 명시적으로 본원에 포함된다. 알려진 바와 같이, 이 표준들은 시스템의 송신 및 수신 부분들 모두의 요구되는 기능을 설명하지만, 시스템의 송신 부분의 구현 세부 사항만을 특정하고, 수신 부분을 어떻게 구현할지에 관한 선택을 구현자들에게 남겨둔다.

우리 중 한 명 또는 그 이상이 UWB 통신 시스템에서의 사용을 위한 특정 개선들을 개발하였는데, 개선들은 다음의 계류중인 출원 또는 발행된 특허들에 완전히 기술되어 있으며, 이들 모두는 그 전체가 본원에 명시적으로 포함된다 :

"A Method and Apparatus for Generating Codewords", US 7,787,544, 2010년 7월 31일 발행됨;

"A Method and Apparatus for Generating Codewords", 출원 일련번호 11/309,222, 2006년 7월 13일 출원됨, 지금은 포기됨;

"A Method and Apparatus for Transmitting and Receiving Convolutionally Coded Data", US 7,636,397, 2009년 12월 22일 발행됨;

"A Method and Apparatus for Transmitting and Receiving Convolutionally Coded Data", US 8,358,709, 2013년 1월 22일 발행됨; 및

"Convolution Code for Use in a Communication System", US 8,677,244, 2014년 3월 18일에 발행됨.

UWB를 포함하는 다중-경로, 확산-스펙트럼 시스템에서의 하나의 특정 문제는 수신된 신호에 존재하는 채널-유도 노이즈이다. 수신 레벨에 대해 노이즈 레벨을 상당히 감소시키기 위한 하나의 공통 기술은 각각의 송신된 패킷의 프리엠블의 트레이닝 시퀀스 부분(training sequence portion)의 수신 동안, "CIR"(channel impulse response)의 추정을 전개하는 것이다. "SFD"(start-of-frame delimiter)의 수신된 패킷에서의 검출에 이어서, 최상의 CIR 추정이 시간적으로 반전되고 복소 공액이 전개(develop)된다. 이 공액 CIR 추정은 그 후, "CMF"(channel matched filter)를 사용하여 패킷의 페이로드 부분과 컨벌브(convolve)된다. 도 1에는 이러한 방식으로 동작하도록 적응된 UWB 수신기(10)가 도시된다. 알려진 바와 같이, 안테나(12)를 통해 수신된 신호는 필터(14)에 의해 연속적으로 컨디셔닝(conditionning)된다. 트레이닝 시퀀스의 수신 동안, 채널 추정기(16)는 컨디셔닝된 신호로부터 공액 CIR 추정을 전개한다. 페이로드 데이터의 수신 동안, 검출기(18)는 CMF(도시되지 않음)를 이용하여 컨디셔닝된 신호를 공액 CIR 추정과 컨벌브(convolve)하여 "SNR"(signal-to-noise ratio)를 상당히 개선하고 페이로드 데이터의 복원을 용이하게 한다. 또한, "Efficient Back-End Channel Matched Filter(CMF)", US 7,349,461(2008년 3월 25 발행됨)을 참조한다.

802.15.4a, §5.5.7.1에서 언급된 바와 같이, "선택적 레인징 지원을 구현한 UWB 디바이스들은 "RDEV"(ranging-capable device)라고 불린다". (강조는 원본의 것(Emphasis in original).) 특정 애플리케이션들에 대해, 이러한 RDEV들은 일반적으로 비교적 작고 자율적인 "RFID"(radio-frequency identification) 태그 등의 형태로 구현된다. 소형 폼 팩터 및 제한된 전력 공급기로 인해, 최소 전력으로 최대 성능을 제공하는 회로 구현들을 선택하는 것이 특히 중요하다. 불행히도, UWB 수신기의 알려진 구현들에서, 성능의 개선들은 보통은 전력 소모를 초래한다. 예를 들어, 레이크(rake) 필터는 UWB와 같은 다중 경로, 확산-스펙트럼 시스템에서 양호한 성능을 제공하는 것으로 알려져 있다. 예를 들어, 2003년 3월, 무선 개인 영역 네트워크들에 대한 IEEE P802.15 워킹 그룹, "The ParthusCeva Ultra Wideband PHY Proposal"의 슬라이드 21을 참조하고, 그 사본이 본원과 함께 제출되며, 그 전체가 인용에 의해 본원에 명시적으로 포함된다. 그러나 알려진 레이크 필터 구현들은 다른 종래 기술보다 상당히 더 많은 전력을 소모하는 경향이 있다.

레인징(ranging) 시스템들에서, 다른 RF 시스템에서와 같이, 수신기는 송신기로부터 수신되는 신호에 대한 그의 내부 동작을 조정해야 한다. 일반적으로, 수신기는 수신된 반송파 신호(carrier signal)와의 동기화를 달성해야 하는데, 이는 반송파 복원(carrier recovery)으로 지칭되는 프로세스이다. 또한, 수신기는 추가로 반송파 상에서 중첩된 정보 신호들과의 동기화를 달성해야 하며, 이는 타이밍 복원으로서 지칭되는 프로세스이다. 우리는 디지털 도메인에서 반송파 복원 및 타이밍 복원을 모두 수행하기 위한 종래 기술들이 최적 미만임을 제기한다.

도 15에 도시된 RF 시스템 토폴로지에서, 0이 아닌 입사각(θ)으로 인해, RF 신호는 다른 안테나에 앞서 하나의 안테나에 도달할 것임을 알 수 있다. 특히, 안테나 A에 대한 경로는 안테나 B에 대한 것보다 p=d*sin(θ) 만큼 더 크다는 것을 알 수 있다. θ(입사각)를 계산하기 위해, 도달의 시간차가 발견될 수 있다. d가 비교적 크다면, 이것은 θ의 상당히 정확한 추정을 제공할 것이다. 다른 한편, d가 작으면 추정은 매우 오류가 발생하기 쉽다고 판명된다.

도 16은 2개의 수신기들(70a 및 70b)을 도시하며, 이들은 동일한 크리스탈(72)로부터 클로킹된다. 동일한 크리스탈(72)이 동일한 "PLL"(phase locked loops)(74a 및 74b)을 클로킹하면, 각각의 다운 컨버터 믹서들(76ac-76as 및 76bc-76as)에 공급되는 생성된 반송파들은 동일한 위상을 가질 것이다. RF 신호는 안테나 B보다 약간 늦은 시간에 안테나 A에 도달할 것이므로, 그것은 믹서들(76) 각각에서 상이한 다운 컨버터 반송파 위상에 직면하게 할 것이다. 기저대역 프로세서들(78a 및 78b)이 채널의 복소 임펄스 응답을 계산할 수 있다면, 그 임펄스 응답은 상이한 동위상("I") 대 직교위상("Q") 비(I/Q)를 가질 것이며, 이는 믹서(70a)와 직면하고 반송파에 의해 다운-컨버팅되기 이전에, 추가 거리(p)를 이동하는 신호에 의해 야기된 위상 지연과 동일하다. 반송파 주파수가 높으면, 예를 들어, 4GHz 또는 6.5GHz이면, 상당히 작은 거리(p)는 상대적으로 큰 반송파 위상차로 이어질 것이다.

여기서:

f는 반송파 주파수이며,

c는 광의 속도이고, 그리고

λ는 반송파 파장이다.

여기서:

α는 입사 RF 신호 상의 동일 지점에 대한 두 반송파 간의 위상차이다.

(수학식 2 및 3으로부터)

(수학식 1 및 4로부터)

(수학식 5로부터)

수학식 6에서, d가 반(half) 파장으로 설정되는 경우, 도 17은 임펄스 응답의 위상차와 입사각 θ의 관계를 보여준다. 어두운 회색 섹션의 기울기는 약 3이고, 더 밝은 회색 섹션의 기울기는 0.6, 즉 5배 더 나쁘다는 것에 주의한다. 그러나 d가 한 파장으로 설정되면, 도 18은 α와 θ의 관계를 보여준다. 이 분리에서, 각각의 위상 관계가 2개의 가능한 입사각을 갖는다는 다의성(ambiguity)이 있다는 것에 주의한다. 도 19에서 알 수 있는 바와 같이, 안테나가 더 멀리 떨어져서, 즉 3 파장들까지 떨어져서 이동할 때, 다의성이 단지 증가한다.

1 파장 이상의 더 큰 분리는, 두 가지 이유, 즉, 첫째로, 입사각 곡선 대 위상 변화 곡선의 기울기가 더 크고 더 오랫동안 더 크게 유지됨으로써, 입사각의 보다 정확한 결정을 허용하고; 그리고 둘째로, 안테나들이 서로 가까워질수록, 그의 인접 필드가 간섭하고 그의 성능이 서로 영향을 미치기 시작한다는 점에서 유리하다는 것을 우리는 제안한다. 이는 특히, 분리가 1 파장 미만일 때 해당된다.

입사각을 결정하기 위해 UWB 통신 시스템의 수신기에서 사용하기 위한 개선된 방법 및 장치가 필요하다는 것을 우리는 제안한다. 특히, 그러한 방법 및 장치가 일반적으로 최상의 선행 기술에 필적하는 성능을 제공하지만 이러한 종래 기술들의 알려진 구현들보다 더 효율적이어야 한다는 것을 우리는 제안한다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따라, 우리는 기설정된 거리(d) 만큼 분리된 제 1 및 제 2 RF 수신기, 및 RF 송신기를 포함하는 RF 시스템에서 이용하기 위한 방법을 제공하며, 이 방법은, [1] 제 1 및 제 2 수신기들에서, 제 1 및 제 2 수신기들을 기설정된 시간축에 대해 동기화시키는 단계; [2] 송신기에서, 기설정된 반송파 파장(λ)을 갖는 RF 신호를 송신하는 단계; [3] 제 1 수신기에서, 송신된 신호를 수신하고 수신된 신호의 복소 기저대역 임펄스 응답의 함수로서 제 1 위상 값을 전개(developing)하는 단계; [4] 제 2 수신기에서, 송신된 신호를 수신하고 수신된 신호의 복소 기저대역 임펄스 응답의 함수로서 제 2 위상 값을 전개하는 단계; [5] 제 1 및 제 2 위상 값들의 함수로서, 위상차 값(α)을 전개하는 단계; 및 [6]

에 따라 제 1 수신기에 대해 상기 송신된 신호의 도달각(θ)을 전개하는 단계를 포함한다.

본 발명의 방법들은, 프로세서가 컴퓨터 판독 가능 코드를 실행할 때 프로세서가 각각의 방법을 실행하도록, 적합한 컴퓨터 판독 가능 매체 상의 컴퓨터 판독 가능 코드로 구현될 수 있다.

본 발명은 첨부된 도면들과 함께 특정한 바람직한 실시예들의 설명에 의해 더욱 완전히 이해될 수 있다.
도 1은 UWB 통신 시스템에서 사용하도록 적응된 종래 기술의 수신기를 블록도 형태로 예시한다.
도 2는 도 1에 도시되었지만, 본 발명에 따라 구성된 수신기의 일 실시예를 블록도 형태로 예시한다.
도 3은, 수신기가 반송파 취득 모드에서 동작할 때 반송파 및 타이밍 복원을 수행하는, 도 2에 도시된 수신기의 부분을 블록도 형태로 예시한다.
도 4는, 수신기가 데이터 복원 모드에서 동작할 때 반송파 및 타이밍 복원을 수행하는, 도 2에 도시된 수신기의 부분을 블록도 형태로 예시한다.
도 5는 예를 들어, 도 3에 도시된 에러 각도 계산 블록을 블록도 형태로 예시한다.
도 6은 반송파 복원을 수행하도록 적응된 도 3에 도시된 수신기의 이들 컴포넌트들을, 상대적으로 격리하여 예시한다.
도 7은 도 6에 도시된 본 발명의 반송파 루프 필터와 함께 사용하도록 적응된 프로그래밍 가능 스케일러를 블록도 형태로 예시한다.
도 8은 850kb/s의 경우 심볼 당 한번 초과로 필터링된 위상 에러 추정을 스케일링하고 이를 누산기에 적용하는 본 발명의 접근법을 신호파 형태로 예시한다.
도 9는 6.8Mb/s의 경우 심볼 당 한번 초과로 필터링된 위상 에러 추정을 스케일링하고 이를 누산기에 적용하는 본 발명의 접근법을 신호파 형태로 예시한다.
도 10은 110kb/s의 경우 심볼 당 한번 초과로 필터링된 위상 에러 추정을 스케일링하고 이를 누산기에 적용하는 본 발명의 접근법을 신호파 형태로 예시한다.
도 11은 도 6에 도시된 본 발명의 반송파 루프 필터와 함께 사용하도록 적응된 로테이터를 블록도 형태로 예시한다.
도 12는 타이밍 복원을 수행하도록 적응된 도 4에 도시된 수신기의 이들 컴포넌트들을, 상대적으로 격리하여 예시한다.
도 13은 도 12에 도시된 본 발명의 타이밍 복원 루프와 함께 사용하도록 적응된 리샘플러를 블록도 형태로 예시한다.
도 14는 도 12에 도시된 타이밍 루프 필터를 시딩하기 위한 프로세스를 흐름도 형태로 예시한다.
도 15는 일반적으로 지형학적 관점에서 RF 통신 시스템을 예시하고, 특히, 거리 d만큼 이격된 2개의 안테나들 상의 송신된 RF 신호의 상이한 입사각들을 예시한다.
도 16은 각각의 RF 수신기들과 함께, 도 15의 안테나들을 블록도 형태로 예시한다.
도 17은 2개의 1/2 파장 분리 안테나에 대한 입사각의 함수로서 반송파의 위상 시프트의 비를 파형으로 예시한다.
도 18은 2개의 1 파장 분리 안테나에 대한 입사각의 함수로서 반송파의 위상 시프트의 비를 파형으로 예시한다.
도 19는 3 파장들 만큼 분리된 2개의 안테나들에 대한 입사각의 함수로서 반송파의 위상 시프트의 비를 파형으로 예시한다.
도 20은 2개의 상이한 반송파 주파수들에서, 7.5cm만큼 분리된 2개의 안테나들에 대한 입사각의 함수로서 반송파의 위상 시프트의 비를 파형으로 예시한다.
도 21은 100 패킷 테스트에 대한 최종 계산된 입사각을 파형으로 예시한다.

도면들에서, 유사한 엘리먼트들은 가능한 한 유사하게 번호가 매겨질 것이다. 그러나 이러한 관행은 단지 참조의 편의를 위한 것이고, 숫자의 불필요한 확산을 피하기 위한 것이며, 본 발명이 여러 실시예들에서의 기능 또는 구조에서 동일성을 요구한다는 것을 암시하거나 제한하기 위한 것은 아니다.

도 2에는 본 발명에 따라 구성된 UWB 수신기(10')가 도시된다. 도 1에서 도시된 종래 기술 시스템에서와 같이, 안테나(12)에 의해 수신된 신호는 필터(14)에 의해 연속적으로 컨디셔닝된다. 컨디셔닝된 신호는 그 후 "ADC"(analog-to-digital converter)(20)에 의해 주기적으로 샘플링되고 연속적인 일련의 디지털 샘플들로서 제공된다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따라, ADC(20)는 각각의 디지털 샘플을 3진 형태, 즉 [-1, 0, +1]로 제공하도록 특별히 적응된다. 현재 이용 가능한 표준 디지털 회로 기술이 단일 3진 트리트(ternary trit)의 형태로 3-값 변수를 효율적으로 나타내기 어렵다는 점을 고려하여, 적어도 가까운 기간에, 이러한 변수들이 2개의 종래의 2진 비트들(비트들 중 제 1 비트는 변수의 수치(numeric) 컴포넌트 즉,[0, 1]를 표현하고, 제 2 비트는 변수의 부호(sign), 즉[+, -]를 나타냄)을 사용한 표현을 필요로 할 것으로 우리는 예상한다. 이와 관련하여, 소련 연구자들이 최초의(아마도 유일한?) 문서화된 3진-기반 컴퓨터 시스템들을 구축한 이래로 회로 기술이 그다지 많이 발전하지 않았다고 주장할 수 있다. "A Visit to Computation Centers in the Soviet Union", Comm. of the ACM, 1959, pp.8-20; 및 "Soviet Computer Technology-1959", Comm. of the ACM, 1960, pp.131-166를 참조하고; 이의 사본들은 본원과 함께 제출되며 그 전체가 인용에 의해 본원에 명시적으로 포함된다.

본 발명의 맥락에서, 본 발명의 트리트는 위에서 인용된 Amoroso83에서 설명된 것과 같은 종래의 부호+크기 구현과 구분될 수 있다. Amoroso83의 도 5에서 도시된 A/D 변환에 대한 전략을 고려하고; 특히, 3개의 별개의 그리고 고유한 스위칭 임계치들: (i) 부호 임계치 [T₀]; (ii) 양의 크기 임계치 [T0+Δ]; (iii) 음의 크기 임계치 [T₀-Δ]가 있다는 것에 주의한다. (또한, Amoroso83, p.1119, 21-24 줄을 참조한다.) 우리는 양의 크기 임계치 [T₀+Δ]와 음의 크기 임계치[T₀-Δ]만을 사용하도록 ADC를 적응시키는 것이 임펄스 라디오 UWB 수신기의 성능을 개선하면서, 해상도면에서 매우 작은 손실만을 초래한다는 것을 발견했다. 따라서, 본 발명의 바람직한 실시예에서, ADC(20)는 양의/음의 크기 임계치[T₀±Δ]만을 구현하고, 그리하여 회로를 단순화하는 동시에 ADC(20)의 변환 시간 및 일반적으로 수신기의 성능을 개선한다. 이러한 구현은 그 자체로 본 발명의 트리트-기반 방식에 자연스럽게 적합하며, 여기서 3개의 정의된 상태는 예를 들어, 다음을 표시한다:

[-1] => 입력이 음의 크기 임계치[T₀-Δ] 미만임;

[0] => 입력이 음의 크기 임계치[T₀-Δ]와 양의 크기 임계치[T₀+Δ] 사이에 있음; 및

[+1] => 입력이 양의 크기 임계치[T₀+Δ]를 초과함.

종래의 부호+크기 구현과 대조적으로, 본 발명의 트리트-기반 ADC(20)는 더 높은 샘플 레이트(성능이 개선되지만 더 많은 전력을 소비함)에서 또는 동등한 샘플 레이트(실질적으로 동등한 성능이지만 복잡성은 더 적고 그리하여 회로 크기 및 전력 소비 둘 다를 감소시킴)에서 동작하도록 쉽게 적응될 수 있다.

본 발명의 UWB 수신기(10')의 구조 및 동작에 관한 추가 세부사항들은 관련 참조문헌들에서 찾을 수 있다. 관련 참조문헌들에서 설명된 바와 같이, 수신기(10')는 초기에, 컴포넌트들이 원격 UWB 송신기(도시되지 않음)에 의해 송신된 인입하는 UWB 신호를 검출하고 그 송신과의 동기화를 달성(취득으로서 지칭되는 프로세스임)하도록 구성되는 취득 모드에서 동작한다. 취득을 달성하면, 수신기(10')는, 컴포넌트들이 각각의 송신된 패킷 내에 포함된 데이터를 복원(복조 또는 데이터 복원으로서 지칭되는 프로세스임)하도록 구성되는 데이터 모드로 천이한다.

도 3에서는 수신기(10')가 취득 모드에서 동작할 때 반송파 및 타이밍 복원을 수행하는 본 발명의 수신기(10')의 컴포넌트들이 도시된다. 본 발명의 관련 참조문헌들에서 설명된 바와 같이, 동작 동안 ADC(20)는 수신 신호들의 동위상(Sr[5:0]) 및 직교위상(Si[5:0]) 컴포넌트들의 트리트-값 샘플들을 전개한다. 취득 모드에서, 이들 샘플들은 상관기(24)로 전달되고, 여기서 이들은 미리 정의된 프리엠블 코드와 상관된다. 유효한 프리엠블이 존재하면, 상관기(24)의 출력은 "CIR"(channel impulse response)의 노이즈있는 추정(noisy estimate)을 포함한다. 이 노이즈있는 CIR 추정은 반송파 및 타이밍 복원 없이, 누산기(26)로 전달된다. 프리엠블이 존재하면, 누산기(26)는 심볼들을 함께 추가하므로, CIR 추정은 노이즈 플로어(noise floor)보다 빠르게 성장할 것이다. CIR 추정들의 연속적으로 누산된 그룹들을 비교함으로써, 취득 제어 로직(본 발명의 관련 참조 문헌들에서 설명됨)은 유효한 프리엠블이 존재하는지를 결정할 수 있다.

프리엠블이 식별되면, 반송파 복원 로직이 활성화되어 수신된 데이터에서 반송파 에러를 정정한다. 로직(46)은 신호 페이저(signal phasor)의 동위상, 즉 실수 및 직교위상, 즉 허수 컴포넌트들 상에서 역 탄젠트(inverse tangent) 연산을 수행함으로써 수신된 UWB 신호의 순시 위상 에러 추정을 계산한다. 반송파 루프 필터(48)는 이 추정을 사용하여 누산기(26)로의 현재 입력에 적용될 정정각(correction angle)을 계산한다. 이 정정각은 반송파 복원 위상 신호(부호없는 7-비트)로서 전개되며 여기서 출력 범위는 0.0 내지 거의 2.0이며 값 2.0은 일 회전(one revolution)과 등가이다. "LUT"(look-up table)(50)은 정정각을 코사인(부호 비트를 포함하는 5 비트) 및 사인(부호 비트를 포함하는 5 비트) 값들의 대응하는 쌍으로 변환한다. 이들 사인 및 코사인 값을 사용하여, 로테이터(52)는 각각의 샘플에 대한 복소 곱셈을 구현하고, 이어서 출력 실수 및 허수 샘플들을 7비트의 부호 있는 값들(7-bit signed values)로 리턴하도록 라운딩(rounding)함으로써 상관된 샘플들을 회전시킨다. 회전된 상관된 샘플들은 그 후 누산기(26)에 의한 사용을 위해 리샘플(54)에 의해 리샘플링된다.

검출된 프리엠블이 유효하지 않을 유한 확률이 존재한다. 이에 따라, 누산기(26)는 인입하는 신호의 품질을 평가하는데 일정 시간을 보낸다. 품질이 열등한 것으로 밝혀지면, 프리엠블은 거부되고 누산기(26)는 프리엠블에 대한 검색을 재개한다. 품질이 충분히 높은 것으로 밝혀지면, 다음 작업은 인입하는 상관기 샘플들을 누산된 CIR 추정과 비교함으로써 "SFD"(start-of-frame-delimiter)를 검색하는 것이다. 이는 각각의 심볼에 대해 수행되고 결과는 2비트의 부호 있는 값으로 양자화된다. 이러한 2비트의 부호있는 값은 프리엠블 전반에 걸쳐 +1이어야하지만, 일단 SFD 패턴이 수신되면, 그것은 SFD의 패턴을 따라야한다. 예를 들어, 짧은 SFD의 경우, 그것은 [0, +1, 0, -1, +1, 0, 0, -1]이 될 것이다. 대응하는 검색 패턴은 2비트 양자화된 값들 상에서 이 시퀀스를 찾는데 사용된다. 이는 SFD 패턴이 식별되도록 그리고 데이터 모드로 천이할 시간이 결정되도록 허용한다.

도 4에서는 수신기(10')가 데이터 모드에서 동작할 때 반송파 및 타이밍 복원을 수행하는 본 발명의 수신기(10')의 컴포넌트들이 도시된다. 취득 모드의 끝보다 늦지 않게, 누산기(26)에 의해 전개된 CIR 추정은 "CMF"(channel-matched-filter)(36)로 로딩된다. 수신기(10')가 데이터 모드로 스위칭하면, ADC(20) 샘플들은 수신된 UWB 펄스들의 에너지를 모으는 CMF(36)로 전달되고, 그리하여 다중 경로 채널의 스미어링 효과(smearing effect)를 보상한다. 결과적인 출력 펄스들은 임의의 오프셋을 보상하기 위해 타이밍 반송파 복원 루프들을 통과하고 그 후 역확산기(40)에 전달된다. 역확산기(40)는 버스트를 생성하기 위해 송신기(도시되지 않음)에서 사용된 동일한 "PN"(pseudo-random noise) 확산 시퀀스를 적용하고 버스트 상에서 적분한다. 역확산기(40)는 logic_l 또는 logic_0이 송신되는지 여부를 알지 못하기 때문에, 그것은 양자의 가능한 위치에서 역확산하여 2개의 추정들을 생성한다. 이들 2개의 추정들은, 비트 시퀀스의 최대 가능도 추정(maximum likelihood estimate)를 생성하는 비터비 디코더(42)에 소프트 입력(soft input)을 제공한다. 복조될 패킷의 제 1 섹션은 데이터 레이트 및 송신된 옥텟들(octets)의 수에 대한 정보를 포함하는 "PHP"(PHY header)이다. 알려진 바와 같이, 이것은 "SECDED"(single-error-correct-double-error detect) 코드에 의해 보호된다. PHR이 디코딩되면, 데이터 페이로드의 복조, 즉, 복원을 허용하기 위해 관련 정보가 추출된다. 잔여 페이로드는 비터비 디코더(42)를 통해 "RS"(Reed-Solomon) 디코더(44)로 전달되어 임의의 에러들을 정정하거나 정정될 수 없는 에러를 보고한다.

도 3에 도시된 바와 같이, 취득 모드에서, 순시 위상 에러 추정은 다음과 같이 상관기(24)의 출력으로부터 유도된다 :

1. 누산된 샘플(Sr[14:0] 및 Sr[14:0])은 양자화되고, 논리 블록(56)에서 공액(conjugate)이 계산된다.

2. 리샘플러(54)로부터의 복소 상관된 샘플들은 곱셈기(58)에 의해 공액으로 곱해지고; 그리고

3. 상기 곱들은 합산기(60)에 의해 합산되어 Sr[15:0] 및 Si[15:0]을 포함하는 복소 순시 위상 에러 추정 페이저를 생성한다.

도 4에 도시된 바와 같이, 데이터 모드에서, 복소 순시 위상 에러 추정 페이저는 단순히 Sr[15:0] 및 Si[15:0]를 포함하는 역확산기(40)의 출력들을 포함한다.

순간 위상 에러 추정 페이저는 그 후 로직 블록(62)에 의해 대응하는 각도로 변환된다. 도 5에 도시된 바와 같이, 복소 에러 추정 페이저는 2개의 17비트 부호있는 번호들로 구성된다. 페이저의 각도는 페이저의 허수 컴포넌트(Si[15:0])를 실수 컴포넌트(Sr[15:0])로 나눔으로써 결정된다. 이상적으로, 결과적인 몫은 그 후 역 탄젠트 함수로 전달되어 정확한 각도를 계산할 것이지만; 본 발명의 반송파 복원 알고리즘의 목적을 위해, 몫 그 자체가 각도에 대한 충분한 근사치라고 우리는 결정하였다. 나누기 계산을 단순화하기 위해, 먼저 페이저의 부호 및 사분면(quadrant)을 식별하고 그 후 실수와 허수부의 절댓값을 계산한다. 이 절댓값들은 그 후 나누기 계산으로 전달되고 결과적인 각도는 그것을 적절한 사분면/부호로 맵핑하기 위해 포스트-프로세싱(post-processing)된다. 재맵핑된 추정은 그 후 라디안 단위로, 부호가 있는 7비트 순시 위상 에러 추정(S[0:-5])을 생성하기 위해 라운딩 및 새터레이션(saturation)에 처해진다.

반송파 루프 필터(48)의 구조는 도 6에서 보다 상세히 볼 수 있다. 도시된 바와 같이, 순시 위상 에러 추정은 비례 이득 암(48a) 및 적분 이득 암(48b)을 통과한다. 이득들(K_p와 K_i는)은, 기어-시프팅(gear-shifting) 알고리즘에 의해, 루프가 신속하게 로킹하고, 그 후 좁은 대역폭으로 빠르게 타이트닝(tightening)하도록 허용하여 반송파 복원 알고리즘에 관한 노이즈의 영향을 최소화하도록 제어된다. 기어 시프팅은 루프에 공급된 위상 에러 추정들의 수를 카운트하고 각각의 스케일링 팩터를 선택하는 카운터(예를 들어, 도 7 참조)에 의해 제어된다. (기본 기어 시프팅 표는 아래에 설명된다.) 필터링된 위상 에러 추정은 반송파 위상 누산기(48c)에서 누산되어 전반적인 위상 에러(over-all phase error)를 추적하고 순시 위상 에러를 조정하여 +/-40ppm까지의 주파수 에러들을 추적한다.

수신기(10')가 취득 모드에서 데이터 모드로 천이할 때, 반송파 복원 루프(48)의 업데이트의 레이트는 (프리엠블 심볼 간격에서 데이터 심볼 간격으로) 변할 것이며; 이는 반송파 루프 필터(48b)의 적분항이 이 변화를 보상하기 위해 다음과 같이 스케일링될 것을 요구한다 :

프리엠블 심볼	데이터 심볼	스케일 팩터
992	1024	33/32
1016	10124	129/128
992	8192	8*(33/32)
1016	8192	8*(129/128)

표 1:반송파 루프 필터 스케일링 표

데이터 모드에서, 각각의 심볼의 끝에서 단일 "럼프(lump)"의 위상 회전의 적용은 수신기의 성능에 부정적인 영향을 미친다고 우리는 결론을 내렸다. 6.8Mb/s의 경우, 위상은 8개의 심볼들 그룹의 끝에 적용되어서, 이 그룹의 끝쪽의 심볼은 시작의 심볼들에 비해 증가된 위상 에러에 시달리게 된다. 유사하게, 850kb/s의 경우, logic_1을 나타내는 심볼들은 logic_0을 나타내는 심볼보다 더 높은 위상 에러를 가질 것이다. 최악의 경우는 110kb/s의 경우이며, 이는 심볼 전체에 걸쳐서 위상 에러 증가에 시달릴 것이고 심볼의 홉 포지션(hop position)에 의존하여, 반송파 오프셋이 충분히 높으면 시작하는 유효 랜덤 위상 에러를 가질 것이다. 이를 보상하기 위해, 본 발명의 바람직한 실시예는 데이터 복조 위상 동안 위상 회전을 원활하게(smooth) 할 것이다.

도 7에 도시된 바와 같이, 본 발명의 접근법은 필터링된 위상 에러 추정을 스케일링하여 이를 심볼 당 한번보다 더 자주 누산기에 적용하는 것이다. 850kb/s의 경우에, 필터링된 위상 에러는 위상 업데이트 간격 동안 1/2로 스케일링 다운되고 2번(즉, 매 64 클록 사이클마다) 누산된다(예를 들어, 도 8 참조). 이는, 위상 조정이 간격의 끝에서 단일 럼프에 적용되는 대신, 위상 조정이 심볼의 과정(course)에 걸쳐 분산되고, 그리하여 간격의 끝쪽의 역확산 데이터가 보다 정확한 위상 정정을 가질 수 있음을 의미한다. 6.Mb/s의 경우에, 필터링된 위상 에러는 위상 업데이트 간격 동안 1/8로 스케일링 다운되고 8번(즉, 매 16 클록 사이클마다) 누산된다(예를 들어, 도 9 참조). 110kb/s의 경우에, 필터링된 위상 에러 추정은 위상 업데이트 간격 동안 1/64로 스케일링 다운되고 64번(즉, 매 16 클록 사이클마다) 누산된다(예를 들어, 도 10 참조). 역확산기(40)는 위상 회전이 적용될 때를 제어하여서, 위상 회전은 그것이 버스트의 복조를 위해 필요하기 바로 전에 업데이트되게 된다.

본 발명의 바람직한 실시예에서, 우리는 레지스터-기반 필드 프로그래밍 가능 기어 시프팅 메커니즘을 구현한다. 10개의 기어들이 구성될 수 있는데; 하나는 복조 모드를 위해 예약되어 9개의 취득 기어들을 허용한다. 각 기어는 그것이 활성화된 카운트; K_p 값; 및 K_i 값이 할당된다. 제 1 기어가 아닌 다른 기어에 대한 카운트로서 logic_0의 값을 기록하는 것은 기어 시프팅 표를 종결하는 반면에, 취득 단계가 끝나면 복조 기어로 여전히 스위칭된다. 복조 계수들의 2개의 세트(하나는 110Kbps 데이터 레이트 경우에 대한 것이고, 다른 하나는 850K 및 6.81Mbps의 경우들에 대한 것임)가 특정되어야 한다는 것에 주의한다. 사용 가능한 프로그래밍 가능 레지스터들 각각에 대한 기본값들은 다음 표에서 주어진다:

레지스터	카운트	Ki	Kp
CR0	0	0x8: 3*2^(-6)	0x7: 2^(-3)
CR1	12	0x7: 3*2^(-7)	0x7: 2^(-3)
CR2	20	0x6: 3*2^(-8)	0x6: 2^(-4)
CR3	32	0x6: 3*2^(-8)	0x6: 2^(-4)
CR4	40	0x5: 3*2^(-9)	0x5: 2^(-5)
CR5	64	0x4: 3*2^(-10)	0x5: 2^(-5)
CR6	128	0x3: 3*2^(-11)	0x4: 2^(-6)
CR7	192	0x2: 3*2^(-12)	0x4: 2^(-6)
CR8	256	0x1: 3*2^(-13)	0x3: 2^(-7)
CR9	1023	0x0: 3*2^(-14)	0x3: 2^(-7)

표 2:반송파 복원 루프 기어 시프팅 표

K 팩터들은 다음과 같이 코딩된다:

매우 노이즈가 심한 조건들 하에서, 반송파 복원 루프는 정확하게 로킹하는데 실패할 수 있다. 이는 (이 모드가 인에이블된 경우) 누산기(26)에서 프리엠블 거부를 초래하여, 반송파 복원 루프에 다른 샷(another shot)을 유효하게 제공할 것이다. 타이밍 복원 루프는 여전히 로킹하는데 실패할 수 있지만, 그것은 다른 기회를 얻을 수 없는데, 그 이유는, 그것이 효과가 있을 때까지, 프리엠블이 확인될 가능성이 있을 것이기 때문이다.

바람직하게는, LUT(50)는 취득 모드 동안 누산기(26)의 제어 하에 그리고 데이터 모드 동안 역확산기(40)에 의해 SIN(부호있는 5-비트) 및 COS(부호있는 5-비트) 값들을 업데이트한다. 이는 데이터가 당해 알고리즘에 대해 중요할 때 적용되는 위상 변화들을 방지하기 위한 것이어서, 이는 취득 동안에 임펄스 응답의 외부 및 복조 동안 버스트 포지션 외부에 적용되어야 한다.

로테이터(52)는 LUT(50)로부터 SIN 및 COS 값을 취하고 이들을 인입하는 데이터 벡터들에 적용한다. 이 회전은 취득 동안 상관기(24) 출력들에 적용되고, 데이터 복조 동안 CMF(36) 출력들에 적용된다. 도 12에 도시된 바와 같이, 제 1 스테이지(TO)는 모드에 의존하여 상관기(24)와 CMF(36)의 등록된 출력들 사이에서 선택한다. 제 2 스테이지(T1)는 전체 복소 곱셈에 대해 요구되는 4 곱셈을 수행하고, 이 곱셈 결과는 그 후 등록된다. 제 3 스테이지(T2)는, 복소 곱셈의 실수 컴포넌트들과 허수 컴포넌트들을 합산하고, 회전된 샘플들을 7-비트(부호가 있음)의 정밀도로 리턴하도록 라운딩을 적용하고, 출력에 대해 이들을 등록한다. 따라서, 로테이터(52)의 총 레이턴시는 4 클록 사이클들(C0-C3)이다.

본 발명의 타이밍 추정은 얼리-레잇 게이팅(early-late gating) 알고리즘에 기초한다. 도 3 및 도 4에 예시된 바와 같이, 이 알고리즘에 대한 데이터의 소스는 수신의 위상에 의존하고; 취득 모드 동안, 필요한 타이밍 정보는 CMF(36)의 출력으로부터 유도되고; 데이터 모드 동안, 역환산기(40)는 필요한 타이밍 정보를 제공한다. 양자의 경우들에서, 정보는 순시 타이밍 추정을 생성하는데 사용된다. 이 추정은 컨디셔닝되고 2차 루프에서 통상적인 타이밍 루프 필터(64)로 전달된다. 타이밍 루프 필터(64) 출력은 취득 모드 동안 리샘플러(54)에 샘플-레벨 타이밍 조정 정보를 제공하고, 데이터 모드 동안 누산기(26) 및 역확산기(40)에 클록 사이클 레벨 조정들을 제공한다.

도 12에 도시된 바와 같이, 취득 모드 동안, 타이밍 추정은 CMF(36)의 출력으로부터의 얼리/온-타임/레잇(early/on-time/late) 샘플들로부터 유도된다. 프리엠블이 검출되면, 누산기(26)은 CIR 계수들을 CMF(36)에 기록하기 시작할 것이다. 앞서 언급된 바와 같이, 상관기(24)의 출력은 CIR의 순시 노이즈있는 추정을 제공한다. 타이밍 오프셋 에러가 누산기(26)에 누산됨에 따라, 심볼 내에서 이 추정의 포지션은 느리게 변동될 것이다. 상관기(24) 출력을 양자화하고 이를 CMF(36)에 공급하는 것은, 상관기(24) 출력 심볼에서의 노이즈있는 임펄스 응답 추정의 포지션에 대응하는 CMF(36)의 출력에서 상관 피크를 초래한다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 상관기(24) 출력의 양자화 및 CMF(36)로의 라우팅의 기능들은 리샘플러(54)에 의해 수행된다.

인입하는 신호의 타이밍이 변함에 따라, CMF(36)의 출력에서 이러한 상관 피크의 포지션이 이동할 것이다. 일반적으로, 이러한 이동은 하나의 프리엠블 심볼 지속시간에 대해 점진적이고, 이에 따라 추적될 수 있다. 누산기(26)은 상관 피크가 CMF(36)의 출력에서 예상되는 시기를 나타내는 타이밍 플래그를 제공한다. 이 플래그는 추정된 임펄스 응답 위치에 대한 누산기(26) 및 CMF(36)의 레이턴시에 기초한다. 초기에, 이는 타이밍 위상 에러가 무시할 수 있을 만큼 매우 정확하지만, 위상 에러가 누산됨에 따라 피크가 이동하여, 원하는 타이밍 정보를 제공한다. 상관 피크는 이상적으로는, 온-타임 샘플이고, 얼리 및 레잇 샘플들은 각각 온-타임 샘플의 바로 앞과 뒤의 샘플이다. 이들 3개의 샘플들은 타이밍 루프 필터(64)에 대한 순시 타이밍 위상 에러를 계산하는 위상 검출기(66)(도 3 참조)로 전달된다.

복조 동안, 역확산기(40)는 복조 프로세스의 일부로서 사용되는 정상 온-타임 출력 외에도, 전용 얼리 및 레잇 출력들을 제공한다. 이 출력들은, 둘 다 가능한 버스트 포지션들(데이터가 logic_0 또는 logic_l인지 여부에 의존함)에 대해 제공되고; 이에 따라, 얼리 순시 판단(early instantaneous decision)은, 순시 타이밍 위상 에러 추정의 계산에 있어서 얼리/온-타임/레잇 샘플들의 2개의 세트들 중 어느 것을 이용할지를 식별하기 위해 필요하다. 판단이 내려지면, 계산이 수행되고 에러는 타이밍 루프 필터(64)로 전달된다.

위상 에러 추정은 앞서 설명된 얼리/온-타임/레잇 샘플들에 기초한다. 차이 계산은 계산 블록(68)에 의해 수행된다. 얼리 값과 레잇 값 간의 차이가 계산되고 온-타임(온-타임이 더 커야 함)에 대해 검사된다. 온-타임 값이 음이거나 0(컨디셔닝 후)이면, 데이터는 신뢰할 수 없고 위상 추정은 제로가 된다. 차이는 피크의 2배로 나누어지고 결과가 0.75 미만인지 검사되고(미만이 아니면, 그것은 신뢰할 수 없는 것으로 간주됨), 포맷 S[-l:-4]의 순시 타이밍 에러 추정으로서 전달된다. 이 순시 타이밍 에러 추정은 그 후 타이밍 루프 필터(64)로 전달된다.

도 12에 도시된 바와 같이, 타이밍 루프 필터(64)는 비례 이득 암(64a) 및 적분 이득 암(64b)을 포함한다. 이득들(K_p와 K_i는)은, 기어-시프팅 알고리즘에 의해, 루프가 신속하게 로킹하고, 그 후 좁은 대역폭으로 빠르게 타이트닝하도록 허용하여 타이밍 복원 알고리즘에 관한 노이즈의 영향을 최소화하도록 제어된다. 기어 시프팅은 루프에 공급된 위상 에러 추정들의 수를 카운트하고 일 예에서 다음과 같이 동작하는 카운터(예를 들어, 도 7 참조)에 의해 제어된다:

샘플들의 수	Kp	Ki
0-5	0	0
5-28	31/2^(-7)	0
28-80	31/2^(-7)	20/2^(-11)
80-120	15/2^(-7)	5/2^(-11)
120 이후	11/2^(-7)	1/2^(-11)

표 3:타이밍 추정 루프 기어 시프팅 표

타이밍 루프 필터 누산기(64c)는 타이밍 위상 에러의 더 낮은 노이즈 추정을 누산하여 타이밍 위상 에러를 추적하고 샘플링 위상 에러를 0 및 +15.875 샘플들 사이에서 조정한다. 타이밍 루프 필터(64)는 또한 16 샘플들 단위들로 타이밍을 조정하는데 사용되는 phase_increment("Inc") 및 phase_decrement("Dec") 신호들을 전개하는데, 그 이유는 이들이 누산기(26)(취득 동안) 또는 역확산기(40)(복조 동안)에서 클록 사이클 지연을 부가하거나 감소(drop)시키기 때문이다. 따라서 -2.5 샘플들의 조정이 필요한 경우, phase_inc가 사용되어 -16 샘플들의 오프셋을 도입하는 반면에, 위상 에러 구동 리샘플러(40)는 +13.5 샘플들의 정정을 적용하여, -2.5 샘플들의 전반적 요구 위상 조정을 제공할 것이다. 유사하게, 예를 들어, +19.125 샘플들의 조정은 phase_dec 신호로 +16 샘플 조정을 적용하고 이어서 리샘플러(54)에서 부가적인 +3.125 샘플 정정을 함으로써 달성될 수 있다. 예시로서, 리샘플(54)의 적합한 실시예가 도 13에서 예시된다.

반송파 복원 루프는 신호를 성공적으로 수신하기 위해 신속하게 로킹할 필요가 있는 반면, 타이밍 복원 루프는 더 오래 걸릴 수 있다. 결과적으로, 프리엠블이 발견된 직후 반송파 복원 루프가 로킹하는데 실패하면, 프리엠블은 거부되어, 반송파 복원 루프에게 다른 로킹 기회를 허용한다. 그러나 타이밍 복원 루프가 제 2 기회를 얻지 못하고, 이에 따라, 로킹의 기회들을 개선하기 위해, 타이밍 복원 루프는 반송파 루프 적분기에 기초한 추정으로 시딩(seeding)될 수 있다. 바람직하게는, 시딩은 제어 신호의 사용을 통해 인에이블되고: 이 신호의 상태가 예를 들어, logic_0이면, 타이밍 시딩이 발생하지 않고, 기어링 표(아래 참조)는 이를 허용하도록 설정되어야 하고(처음에는 취득을 허용하도록 넓은 대역폭을 이용하고, 그 후 로킹이 개선됨에 따라 좁힘); 그러나 이 신호의 상태가 예를 들어, logic_1이면, 타이밍 시딩이 인에이블되고, 루프는 시작부터 로킹에 가깝다고 가정되며, 보다 공격적인 기어링 표가 사용될 수 있다. 본 발명의 바람직한 실시예에서, 시드는 기본적으로 인에이블된다.

반송파 복원 루프 내의 루프 적분기의 값은 타이밍 복원 루프의 루프 적분기를 시딩하는데 사용될 수 있고, 그리하여 타이밍 복원 루프에 점프 스타트(jump start)를 제공하고 그의 로킹 기회를 강화한다고 우리는 결론을 내렸다. 시드 값을 계산하는데 우리가 사용하기를 선호하는 수식은 다음과 같다:

여기서,

I_tim = 타이밍 루프 적분기;

I_car = 반송파 루프 적분기;

F_s = 샘플링 레이트; 및

F_c = 반송파 주파수.

F_s와 F_c가 관련되므로, 이것은 실제로는 더 간단하다:

도 14에서 도시된 바와 같이, 우리는 타이밍 복원 루프를 시딩하기 전에 반송파 복원 루프가 양질의 추정을 결정하는 것을 선호하고; 우리는 반송파 복원 루프 기어링 카운터의 견지에서 지연을 정의하고 이 임계 값을 프로그래밍 가능하게 하는 것을 선호한다. 이 기어링 카운터 임계값이 도달되면, 반송파 복원 루프 적분기에 보유된 값이 (채널 설정에 의존하여) 위의 표에 따라 스케일링되어 정밀도(S[-1:-15])를 갖는 타이밍 시드 값을 생성한다. 계산은 수신기(10')에서 일회성 이벤트이고 순환 루프에 참여하지 않기 때문에 라운딩은 이 계산에 적용될 필요가 없고(단지 절삭(truncation)만 적용됨) - 이에 따라 라운딩하지 않음으로써 도입된 바이어스는 누산되어 유의미한 부정확성을 야기하지 않을 것이다.

레지스터	값	기본
레지스터	값	카운트 [9:0]	Ki [14:10]	Kp [19:15]
TR0	0XF8000	0	0	31
TR1	0x8141E	30	5	16
TR2	0X58428	40	1	11
TR3	0X00000	0	0	0
TR4	0X00000	0	0	0
TR5	0X00000	0	0	0
TR6	0X00000	0	0	0
TR7	0X00000	0	0	0
TR8	0X00000	0	0	0
TR9	0X5A161	N/A	1/8(110Kbps)	11

표 4:타이밍 추정기 기본 프로그래밍 가능 기어 시프팅 레지스터 값들,

여기서,

값은 16진수 포멧으로 표현된 20-비트 변수를 포함하고;

카운트는 값의 비트들[9:0]을 포함하고;

K_i는 값의 비트들[14:10]을 포함하고; 그리고

K_p는 값의 비트들[19:15]을 포함한다.

K 팩터들은 다음과 같이 코딩된다:

	최소	최대	디코드
카운트	1	1023	기어링 값들을 적용할 샘플 카운트
Ki	0X00	0x1F	0x00=00 0x01=1x2^(-7) 0x1F=31x2^(-7)
Kp	0X00	0x1F	0x00=00 0x01=1x2^(-7) 0x1F=31x2^(-7)

표 5:기어 시프트 레지스터 값 디코드

입사각 계산;

실제 코히어런트(coherent) 수신기에서, 송신기의 반송파를 추적할 필요가 있다. 예를 들어, 도 16의 시스템에서, 양자의 수신기들(70)은 이것을 행할 것이지만, 수신된 신호와 혼합된 상이한 노이즈 입력으로 인해, 이들이 그것을 반드시 동일하게 행하지는 않을 것이다. 예를 들어, 도 3에 도시된 클록 추적 루프에서, 상관기 출력은 채널 임펄스 응답을 식별하기 위해 누산되지만, 그것이 누산되기 전에, 그것은 반송파 정정에 의해 회전된다. 이 회전은 각각의 수신기(70)에서 상이할 가능성이 높기 때문에, 두 반송파들 간의 위상차를 계산하기 위해서는 그것은 실행이 취소되어야 한다. 예를 들어, 도 3을 참조하면, 입사각 계산 모드 동안, 로테이터(52)는 동작불능(inoperative)이 될 수 있고(또는, 대안적으로, LUT(50)는 0□의 고정된 회전을 출력하도록 구성될 수 있음); 그렇지 않으면, 로직(46)은 위에서 설명된 바와 같이 동작한다. 따라서 두 반송파들 간의 위상차는 누산기의 제 1 경로들의 각도들 간의 차이에서 채널 임펄스 응답의 누산이 중지되고 측정되는 시간에 적용된 개별 위상 정정들을 차감한 것이다. 도 21은 이 방법을 사용하여, 100개의 별도의 패킷들에 대해 반복될 때 계산된 도달각을 도시한다. 테스트에서, 실제 도달각은 -5□ 였고 안테나는 한 파장만큼 분리된다. 이 테스트에서 사용된 반송파 주파수는 4GHz 였고 에러의 표준 편차는 2.1□였다.

우리는 파장의 1/2보다 큰 안테나 분리에서 발생하는 해법에서 다의성을 해결하는 두 가지 방식들을 제안한다. 첫째로, 우리는 각 안테나에서 패킷의 도달 시간을 측정한다. 측정된 도달 시간차와 가장 부합하는 입사각이 선택된다. 도 18에 도시된 예를 고려한다. α가 -125°로 측정된 경우 θ에 대해 -20° 또는 +40°의 2개의 가능한 값들이 존재한다. 신호가 안테나 A에 먼저 도달했다면, -20°가 올바르지만, 신호가 안테나 B에 먼저 도달하면, +40°가 올바르다. 둘째로, 우리는 상이한 반송파 주파수로 2개의 패킷들을 송신함으로써 다의성을 해결한다. 도 20은 2개의 상이한 반송파 주파수에 대해 α와 θ 사이의 관계의 예를 도시한다. 곡선들이 상이하기 때문에, 가능한 해법들 중 하나만이 양자의 반송파 주파수들에서 발생한다. 예를 들어, 입사각(θ)이 -50°이면, 4GHz의 α는 +90°로 측정될 것이며, 이는 -50° 또는 +15°의 α에 대응할 수 있다. 6.5GHz에서는 -90°에서 측정되며, 이는 -50°, -10° 또는 +24°중 어느 하나의 α에 대응할 수 있다. -50°가 공통적으로 유일한 해법이기 때문에, 그것은 올바른 것이어야 한다. 물론, 실제로, 시스템의 노이즈는 공통적인 해법이 정확히 동일하지 않으므로, 가능한 해법들의 2개의 세트들에서 가장 작은 차이를 갖는 해법을 선택할 필요가 있음을 의미한다.

2개의 수신기들(70a, 70b)이 동일한 클록으로부터 공급되더라도, 하나의 수신기에 대한 이 클록의 지연은 다른 수신기에 대한 지연과 상이한 상황이 발생할 수 있다. 이 경우, 반송파들 간에 고정된 위상차가 존재할 것이다. 그러나 이 위상차는, 예를 들어, 알려진 도달각에서 α를 측정하고, 수식 6의 공식을 적용하기 전에, α로부터 차감됨으로써 교정될 수 있다.

2개의 상이한 PLL들(76a 및 76b)을 공급하기 보단, 공통 크리스탈(72)을 통해, 수신기들(70)을 동기화시키는 다른 방식들이 존재하는데, 예를 들어, 2개의 수신기들(70a 및 70b)은 단일 PLL, 예를 들어, PLL(76a)로부터의 클록을 양자에 공급함으로써 동기화될 수 있다.

우리가 특정 실시예들의 맥락에서 본 발명을 설명하였지만, 당업자는, 특정 구현들에 대해 적응시키도록 그러한 실시예들에서 다수의 변형들이 이루어질 수 있음을 쉽게 알 것이다. 예를 들어, 타겟 애플리케이션이 상당한 수준의 채널 내 CW 간섭을 받지 않을 것으로 예상될 수 있으면, 상이한 ADC 방식과 함께 사용하도록 본 발명을 적응시키데는 약간의 노력만이 소요될 것이다. 또한, 위에서 설명된 여러 엘리먼트들은 다양한 알려진 반도체 제조 방법론 중 임의의 것을 사용하여 구현될 수 있으며, 일반적으로, 이 기술 분야에 알려진 바와 같이 하드웨어 또는 소프트웨어 제어 또는 이들의 조합 하에서 동작 가능하도록 적응될 수 있다. 대안적으로, 특수 목적 수신기 장치의 맥락에서 본원에서 개시된 바와 같은 본 발명의 여러 방법들은, 일반 또는 특수 목적 컴퓨터 프로세서가 컴퓨터 판독 가능 코드를 실행할 때, 프로세서가 각각의 방법을 실행하도록 적합한 컴퓨터 판독 가능 매체 상의 컴퓨터 판독 가능 코드로 구현될 수 있다.

따라서, 입사각을 결정하기 위해 UWB 통신 시스템의 수신기에서 사용하기 위한 개선된 방법 및 장치를 우리가 제공한다는 것이 자명하다. 특히, 그러한 방법 및 장치가 일반적으로 최상의 선행 기술에 필적하는 성능을 제공하지만 이러한 종래 기술들의 알려진 구현들보다 더 효율적이어야 한다는 것을 우리는 제안한다.

Claims

기설정된 거리(d)만큼 분리된 제 1 및 제 2 RF 수신기 및 RF 송신기를 포함하는 RF 시스템에서의 방법으로서,
[1] 상기 제 1 및 제 2 수신기에서, 각각의 제 1 및 제 2 클록 추적 루프를 사용하여 상기 제1 수신기 및 상기 제2 수신기의 반송파 위상 각각을 상기 송신기에 대해 동기화시킴으로써, 상기 제 1 및 제 2 수신기를 기설정된 시간축에 대해 동기화시키는 단계;
[2] 상기 송신기에서, 기설정된 반송파 파장(λ)을 갖는 RF 신호를 송신하는 단계;
[3] 상기 제 1 수신기에서,
[3.1] 상기 송신된 신호를 수신하고,
[3.2] 상기 수신된 신호의 복소 기저대역 임펄스 응답의 함수로서 제 1 위상 값을 전개(developing)하고,
[3.3] 상기 제 1 클록 추적 루프의 위상을 차감함으로써 상기 제 1 위상 값을 정정하는, 단계;
[4] 상기 제 2 수신기에서,
[4.1] 상기 송신된 신호를 수신하고,
[4.2] 상기 수신된 신호의 복소 기저대역 임펄스 응답의 함수로서 제 2 위상 값을 전개하고,
[4.3] 상기 제 2 클록 추적 루프의 위상을 차감함으로써 상기 제 2 위상 값을 정정하는, 단계;
[5] 상기 정정된 제 1 및 제 2 위상 값들의 함수로서, 위상차 값(α)을 전개하는 단계; 및
[6]
에 따라 상기 제1 수신기에 대해 상기 송신된 신호의 도달각(θ)을 전개하는 단계를 포함하는, 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 단계 [1]은,
[1] 상기 제 1 및 제 2 수신기에서, 단일 클록 오실레이터를 사용하여 상기 제 1 및 제 2 수신기를 클로킹(clocking)함으로써 상기 제 1 및 제 2 수신기를 동기화시키는 것을 특징으로 하는, 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 단계 [1]은,
[1] 상기 제 1 및 제 2 수신기에서, 단일 위상 고정 루프(phase locked loop)를 사용하여 상기 제 1 및 제 2 수신기를 클로킹함으로써 상기 제 1 및 제 2 수신기를 동기화시키는 것을 특징으로 하는, 방법.
삭제
제 1 항에 있어서,
d가 적어도 λ/2인 경우, 상기 단계 [6]은,
[6]
에 따라 상기 제 1 수신기에 대해 상기 송신된 신호의 복수의 도달각들(θ)을 전개하는 것을 특징으로 하고,
상기 방법은,
[8] 상기 제 1 및 제 2 수신기에서, 상기 송신된 신호의 각각의 제 1 및 제 2 도달 시간을 결정하는 단계; 및
[9] 상기 제 1 및 제 2 도달 시간의 함수로서 상기 복수의 도달각들 중 하나를 선택하는 단계를 더 포함하는, 방법.
제 1 항에 있어서,
d가 적어도 λ/2인 경우, 상기 단계 [6]은,
[6]
에 따라 상기 제 1 수신기에 대해 상기 송신된 신호의 복수의 도달각들(θ)을 전개하는 것을 특징으로 하고,
상기 방법은,
[8] 제 1 반송파 파장(λ1)을 이용하여 상기 단계들 [1] 내지 [6]을 수행하는 단계;
[9] 상기 제 1 반송파 파장(λ1)과 상이한 제 2 반송파 파장(λ2)을 사용하여 상기 단계들[1] 내지 [6]을 수행하는 단계; 및
[10] 상기 제 1 및 제 2 반송파 파장들의 함수로서 상기 복수의 도달각들 중 하나를 선택하는 단계를 더 포함하는, 방법.
기설정된 거리(d) 만큼 분리된 제 1 및 제 2 RF 수신기 및 RF 송신기를 포함하는 RF 시스템에 있어서, 상기 시스템은 상기 제 1 항 내지 제 3 항 및 상기 제 5 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 따른 방법을 수행하도록 구성되는, RF 시스템.
프로세싱 시스템에서 실행될 때, 상기 프로세싱 시스템은 상기 제 1 항 내지 제 3 항 및 상기 제 5 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 따른 방법의 모든 단계들을 수행하게 하는 실행 가능한 명령들을 포함하는 컴퓨터 판독 가능 매체.