KR102132152B1 - 무선 신호의 타이밍 및 로컬라이징 방법 및 시스템 - Google Patents

무선 신호의 타이밍 및 로컬라이징 방법 및 시스템 Download PDF

Info

Publication number
KR102132152B1
KR102132152B1 KR1020170089421A KR20170089421A KR102132152B1 KR 102132152 B1 KR102132152 B1 KR 102132152B1 KR 1020170089421 A KR1020170089421 A KR 1020170089421A KR 20170089421 A KR20170089421 A KR 20170089421A KR 102132152 B1 KR102132152 B1 KR 102132152B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
frequency
signal
projection
chirps
vector
Prior art date
Application number
KR1020170089421A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20180010141A (ko
Inventor
올리비에 베르나르 안드레 셀리
Original Assignee
셈테크 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 셈테크 코포레이션 filed Critical 셈테크 코포레이션
Publication of KR20180010141A publication Critical patent/KR20180010141A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR102132152B1 publication Critical patent/KR102132152B1/ko

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S5/00—Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations
    • G01S5/02—Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations using radio waves
    • G01S5/06—Position of source determined by co-ordinating a plurality of position lines defined by path-difference measurements
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/103—Chirp modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S11/00—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation
    • G01S11/02—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves
    • G01S11/026—Systems for determining distance or velocity not using reflection or reradiation using radio waves using moving transmitters
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S5/00—Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations
    • G01S5/02—Position-fixing by co-ordinating two or more direction or position line determinations; Position-fixing by co-ordinating two or more distance determinations using radio waves
    • G01S5/0205—Details
    • G01S5/0221—Receivers
    • G01S5/02213—Receivers arranged in a network for determining the position of a transmitter
    • G01S5/02216—Timing or synchronisation of the receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B2001/6912—Spread spectrum techniques using chirp

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Remote Sensing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Position Fixing By Use Of Radio Waves (AREA)
  • Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)

Abstract

송신기에서 생성되어 송신기로부터 송신된 무선 신호를 수신기에서 타이밍하는 방법으로서, 상기 무선 신호는 일련의 주파수 처프들을 포함하고, 상기 시스템은: 상기 송신기로부터 상기 무선 신호를 수신하는 단계; 상기 무선 신호에 포함된 것들의 복소-공액 이미지인 일련의 주파수 처프들을 포함하는 투영 백터들을 합성하는 단계로서, 상기 투영 벡터들은 결정된 시간 시프트 간격들만큼 서로에 대해 시간-시프트되는, 상기 합성 단계; 상기 수신된 무선 신호를 상기 투영 벡터들과 곱하고 그 결과들을 누적하는 단계; 및 피크 시간 시프트를 결정하도록 상기 누적 결과들을 보간하는 단계를 포함한다.

Description

무선 신호의 타이밍 및 로컬라이징 방법 및 시스템{METHOD AND SYSTEM OF TIMING AND LOCALIZING A RADIO SIGNAL}
본 발명은 수신기에 대한 무선 신호의 도달 시간(TOA)을 정확하게 결정하고, 상이한 장소들에서의 상기 도달 시간의 정확한 결정들을 결합함으로써 무선 송신기의 로컬리제이션(localization)을 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
마이크로일렉트로닉스 및 통신 시스템의 최근 개선들로 인해, 많은 디바이스 들 및 객체들에는 전자장치, 소프트웨어 센서, 및 정보를 수집하고 교환할 수 있게 하는 연결 수단이 내장되어왔다. 이러한 객체들의 네트워크를 사물 인터넷 또는 IoT라 칭한다.
IoT 객체들은 로컬 어큐뮬레이터(local accumulator) 또는 에너지 하베스팅(energy harvesting)에 의존해야하기 때문에 종종 보통의 에너지 자원들을 갖는 단순한 디바이스들이 된다. 따라서, 이들은 이러한 조건들에 동의하는 무선 연결 솔루션들을 필요로한다.
저-처리량 장거리 무선 네트워크들은 특히 저전력, 긴 배터리 자율성 및 저-비용이 요구되는 IoT의 애플리케이션들에 특히 적합하다. 무엇보다도 특허 출원 EP2767847 및 EP2449690에 의해 공지된 LoRa 통신 시스템은 이러한 목적을 달성하기 위해 처프(chirp) 확산 스펙트럼 변조를 사용한다.
로컬리제이션(Localization)은 사물 인터넷(Internet of Things)의 발전에 있어 주요한 성공 요인들 중 하나다. 따라서, 이동 노드들을 위한 저전력, 저-복잡성의 로컬리제이션 방법 및 디바이스가 요구된다.
위성 로컬리제이션 시스템은 상당한 시간 후에 알려졌다. GP, 글로나스(Glonass) 및 갈릴레오(Galileo)는 궤도가 정확하게 밝혀진 우주공간의 콘스텔레이션(constellation)으로부터 수신된 신호들의 정확한 타이밍에 기초하여 이동 노드들의 정확한 자체 로컬리제이션을 가능하게 한다.
이들 시스템은 여러 면에서 대단히 성공적이었지만, IoT의 저전력 범위 세그먼트에는 그다지 적합하지 않다. 특히 신호의 초기 획득에는 상당한 컴퓨팅 전력을 필요로하며 실내 수신은 여전히 매우 어렵다. 무선 신호의 타이밍에 기초한 육상 또는 해양 로컬리제이션 시스템들이 또한 위성 시스템에 앞서 알려져 있으며 오늘날에도 여전히 사용되고 있다.
무선-기반 로컬리제이션은 종종 물체를 그 위치가 알려진 어떤 기준에 연계시켜 무선 신호의 측정된 도달 시간으로부터 상기 물체의 위치를 도출한다. LoRa 시스템에서, 신호의 도달 시간은 EP2767848 및 EP2767847에서 공지된 바와 같이, 처프-변조에서 시간과 주파수 사이의 이중성을 활용하는 방법으로 결정될 수 있다
디바이스 측 로컬리제이션 및 네트워크 측 로컬리제이션 방법이 당 업계에 알려져 있다. 예를 들면 GPS에서 사용되는 변형인 디바이스 측 로컬리제이션에서, 디바이스 자체는 다수의 비컨(beacon)들로부터 무선 신호들을 수신하고, 이들을 타이밍(timing)함으로써, 추가적인 외부 지원 없이 비컨들 및 자신의 위치에 대한 범위를 결정하고, 네트워크 측 로컬리제이션에서는, 위치가 요구되는 디바이스가 네트워크 인프라 구조에 속하는 복수의 고정된 스테이션들로부터 수신되는 하나 또는 몇몇의 신호들을 전송한다. 그 범위와 위치는 네트워크 인프라 구조에서 계산된다.
두 방법 모두 장점과 단점을 갖고 있다. 하지만, 네트워크 측 로컬리제이션은 네트워크 구조에서 대부분의 계산을 전달하므로, 말단 노드의 하드웨어를 단순화할 수 있다. 네트워크 측 로컬리제이션은 전송 전용 노드의 로컬리제이션을 허용하며, 디바이스 측 변형보다 잼(jam)을 더 어렵게 하므로, 보안 애플리케이션들에 유익하다.
하지만, 로컬리제이션의 두 변형들은 무선 신호의 도달 시간을 정확하게 결정하는 것에 의존한다. 실제 통신 채널에는 다중 경로가 항상 존재하며, 이러한 것은 타이밍의 정확성을 떨어뜨린다. 따라서, 상기 기술의 상태들보다 다중 경로에 더 견고한 무선 신호를 타이밍하기 위한 방법 및 시스템이 요구된다.
무선 신호를 타이밍하는 것은 종종 정확한 클록, 예를 들면 GPS 기준 클록(GPS-disciplined clock) 또는 2 개의 유사한 신호들 사이의 도달 시간차에 의해 결정되는 절대 시간 축 상에서 그 위치를 결정하는 것을 수반한다. 두 경우 모두, 신호의 대역폭이 크면 클수록 로컬리제이션이 용이하게될 것이다. 제로-대역폭 CW 신호는 시간 구조를 갖지 않으며 정확하게 타이밍하는 것이 본질적으로 불가능하지만 레이더 시스템은 매우 짧은 광대역 무선 펄스들을 사용하여 우수한 타이밍을 얻는다.
LoRa는 확산 스펙트럼 변조다. 하지만 그 대역폭은 대부분의 경우 약 125kHz로 비교적 작으며, 이에 반해 레이더 시스템들은 수십 MHz에서 수 GHz의 대역을 사용한다. 따라서 레이더 애플리케이션에서 파생된 기술들은 LoRa 신호들에 대해 실제로 효과적이지 않다. 특히, LoRa 신호는 아주 오랫동안 지속되며, 신호 구조는 시간 영역에서 다중 경로를 해석할 수 없다.
효과적인 로컬리제이션는 전파 조건 및 요구되는 정밀도에 따라 일반적으로 30 내지 300 ns의 도달 시간 정확도를 필요로한다. 125kHz의 대역폭에서, 나이퀴 스트 샘플링된 데이터는 8 마이크로초의 분해능을 가지며, 이는 목표 분해능보다 약 250 배 더 크다.
LoRa는 처프 기반(chirp-based)의 확산 스펙트럼 변조이기 때문에, 도달 시간은 다중 경로로 인해 여러 복소 지수 신호들의 중첩될 수신 신호의 주파수로부터 추정될 수 있다. 이러한 중첩으로부터 개별 구성 요소를 추출하는 알고리즘은 알려져 있다(예를 들면, 초-해상 MUSIC 알고리즘). 하지만, 이러한 방법들은 계산적으로 매우 집중적인데, 특히 벡터들이 매우 길고 다중 경로 구성요소들의 수가 미리 알려지지 않은 경우에 그러하다.
US 2014064337 및 W0 0002325는 동기화를 위해 처프들을 사용하는 수신기를 설명한다.
본 발명은 수신기에서 무선 신호를 타이밍하고 디바이스를 포지셔닝(positioning)하는 방법들을 제안하며, 이들은 대응하는 독립 청구항들의 목적이 된다.
본 발명의 목적은 이하에 설명하는 본 명세서의 구체적인 내용 및/또는 청구범위에 개시된 내용을 통해 실현된다.
도 1은 본 발명과 호환 가능한 무선 네트워크의 노드의 구조를 개략적으로 도시한다.
도 2는 본 발명의 한 양태에 따라 기본 처프 및 변조된 처프의 순시 주파수를 도시한다.
도 3은 도 2의 동일한 신호들에 대한 위상을 도시한다.
도 4는 시간 영역에서 변조되지 않은 기본 처프의 실수 및 복소 성분들을 도시한다.
도 5는 본 발명의 한 양태에 따른 프레임의 구조를 개략적으로 도시한다.
도 6은 본 발명의 포지셔닝 시스템을 개략적으로 도시한다.
도 7은 본 발명의 한 양태, 즉 투영 백터의 구성을 도시한다.
도 8 및 도 9는 본 발명의 한 양태에 따른 부-대역들에서의 수신 대역의 분할을 도시한다.
LoRa 변조 리콜(Recall of LoRa Modulation)
본 발명에서 채용되는 처프 변조 기술의 여러 양태들은 본 명세서에서 참고로 인용된 유럽 특허 출원 EP2449690 및 EP2767848에 기재되어 있으며, 여기에서 간단하게 언급될 것이다.
도 1에 개략적으로 도시된 무선 송수신기는 본 발명의 가능한 실시예의 일부가 된다. 이는 기저대역 섹션(200) 및 무선 주파수 섹션(100)을 포함한다. 송신기 부분을 집중해서 보면, 기저대역 변조기(150)는 그 입력에 존재하는 디지털 데이터(152)에 기초하여 기저대역 신호를 생성하고 그 I 및 Q 성분은 전력 증폭기(120)에 의해 증폭되는 RF 섹션(100)에 의해 원하는 전송 주파수로 변환되어 안테나에 의해 전송된다. 이러한 아키텍처는 본 발명의 프레임을 벗어나지 않고 몇몇 변형들과 수정들을 가능하게 하며, 이러한 것은 비-제한적인 예가 된다. 예를 들면, 송수신기는 데카르트 I 및 Q가 아닌 극성 성분 진폭 A 및 위상 φ를 합성할 수 있다.
기저대역으로부터 의도된 주파수로의 신호 변환은, 본 실시예에서, 믹서(110)에서 증폭기(154)에 의해 제공된 신호를 회로(190)에 의해 생성된 국부 반송파의 동 위상 및 직교 성분들과 혼합함으로써 행해지고, 기준 클록(129)에 링크된다.
일단 신호가 무선 링크의 다른 말단부에 수신되면, 도 1의 송수신기의 수신부에 의해 처리되며, 수신부는 저잡음 증폭기(160)에 이어서 일련의 처프들을 포함하는 기저대역 신호를 생성하는 하향 변환 스테이지(down-conversion stage)(170), 이러한 신호를 처리하고 변조기(150)의 역 작용 기능을 가지며 재구성된 디지털 신호(182)를 제공하는 기저대역 복조기(180)를 포함한다.
EP2449690에서 논의된 바와 같이, 변조기(150)는 초기 순시 값 f0로부터 최종 순시 주파수 f1까지 미리 결정된 시간 간격을 따라 주파수가 변화하는 일련의 처프들을 포함하는 기저대역 신호를 합성한다. 설명을 단순화하기 위해, 모든 처프들은 동일한 지속 시간 T를 갖는다고 가정될 것이지만, 이것은 본 발명에 대한 절대 요구 조건은 아니다. 처프들은 그 순시 주파수의 시간 프로파일 f(t) 또는 시간의 함수로서 신호의 위상을 정의하는 함수 φ(t)에 의해 기술될 수 있다. 처프는 복수의 상이한 프로파일들 중 하나를 가질 수 있으며, 각각은 미리 결정된 변조 알파벳의 심볼에 대응한다.
중요하게는, 신호에 포함된 처프들은 특정의 미리 정의된 주파수 프로파일을 갖는 기본 처프(또는 변조되지 않은 처프라고도 함)일 수 있거나, 또는 기본 처프를의 주파수 프로파일을 주기적으로 시간-시프트함으로써 얻어지는 한 세트의 가능한 변조된 처프들 중 하나가 될 수 있다. 도 2 내지 도 3은 기본 처프 및 변조된 처프의 가능한 주파수 및 위상 프로파일을 도시하고, 도 4는 시간 영역에서 변조되지 않은 처프의 실수 및 허수 성분들(I, Q)을 도시한다. 따라서, 변조된 신호의 대역폭(BW)은 처프에서 가장 높은 주파수와 가장 낮은 주파수 사이의 차에 의해 결정되며 변조된 처프 및 변조되지 않은 처프에서 동일하다. 도 2는 기저대역 신호를 나타내며, 그 대역폭은 -BW/2와 BW/2 사이에서 연장되지만, 당연하게 송신된 신호는 적절한 주파수 대역으로 변환된다.
도시된 예에서, 기본 처프들의 주파수는 t=t0에서 초기 값 f0=-BW/2로부터 t=t1에서 최종 값 f1=BW/2까지 선형적으로 증가하며, 여기서 BW는 대역폭 확산의 양을 나타내지만, 하강하는 처프들(descending chirps) 또는 다른 칩 프로파일들이 역시 가능하다. 따라서, 상기 정보는 미리 결정된 기본 처프에 대하여 복수의 가능한 순환 시프트들 중 하나를 갖는 처프들의 형태로 인코딩되고, 각각의 순환 시프트는 가능한 변조 심볼에 대응한다.
바람직하게는, LoRa 수신기들 및 송신기들은 또한 기본의 변조되지 않은 처프의 복소-공액(complex-conjugate)인 공액 처프들(conjugate chirps)을 신호에 합성하여 삽입하도록 배열된다. 이들을 주파수가 f0=+BW/2의 값으로부터 f1=-BW/2로 떨어지는 다운-처프들로 간주할 수 있다. 바람직하게는, 처프들의 위상은 처프의 시작과 끝에서 동일한 값을 갖는(φ(t0)=φ(t1)) 연속 함수에 의해 기술된다. 이로 인해, 신호의 위상은 심볼 경계들을 넘어서 연속적이며, 이 특징은 아래에서는 심볼 간 위상 연속성(inter-symbol phase continuity)으로 지칭될 것이다. 수신기의 복조기 유닛(180)은 그 시간 기준을 송신기의 것과 정렬시킬 수 있고, 각각의 처프에 부여된 주기적 시프트의 양을 결정할 수 있다. 로컬 시간 기준에 대한 수신된 처프의 시간 시프트를 평가하는 동작은 수신된 처프를 국부적으로 생성된 기본 처프의 복소 공액과 곱하고 푸리에 변환을 수행함으로써 실행될 수 있다. 푸리에 변환의 최대 위치는 시프트 및 변조 값을 나타낸다. 다른 디-처핑(dechirping) 방법들도 가능하다. 처프 신호를 기본 심볼의 공액(conjugate)과 곱하는 동작을 이하 "디-처핑"이라 부르고, 다음의 푸리에 변환을 "복조"라고 부른다.
따라서, 이하에서 "순환 시프트 값"은 시간 영역에서의 변조를 나타내는데 사용될 수 있고, "변조 위치" 또는 "피크 위치"는 주파수 영역에서 이를 나타낸다. 심볼 또는 동등하게 확산 인자의 길이를 N으로 표기하고, 나이퀴스트 샘플링 주파수를 1/BW로 표기하고, 심볼의 길이를 N/BW로 표기한다. 바람직하게는 N은 2의 거듭제곱이다. 가능한 애플리케이션에서 BW는 125kHz가 될 수 있고, N은 4096, 2048, 1024, 512, 256, 128, 64 또는 32와 같을 수 있다. 반송파 주파수는 유럽에서 868 MHz ISM 대역이 될 수 있고 또는 US에서 915 MHz ISM 대역이 될 수 있다.
따라서, 변조된 심볼은 0과 N-1 사이의 임의의 수가 되는 기본 심볼의 순환 시프트이다. 0의 변조 값은 변조가 없는 것과 같다. N은 2의 거듭제곱이기 때문에 순환 시프트의 값은 log2(N) 비트들에 걸쳐 코딩될 수 있다.
바람직하게는, 본 발명에 의해 송신 및 수신되는 신호는 적절하게 인코딩된, 프리앰블 및 데이터 섹션을 포함하는 프레임들로 조직된다. 프리앰블 및 데이터 섹션은 변조된 및/또는 변조되지 않은 일련의 처프들을 포함하며, 이들은 수신기로 하여금 그 시간 기준을 송신기의 시간 기준과 시간 정렬할 수 있게 하고, 정보를 검색할 수 있게 하고, 동작 등을 수행할 수 있게 한다. 프레임의 여러 구조들이 가능하다.
도 4는 데이터 패킷 및/또는 범위지정 요청(ranging request)을 포함할 수 있는 프레임의 가능한 구조를 개략적으로 나타낸다. 이러한 구조는 메시지의 복조 및 몇몇의 드리프트 소스(drift source)들의 보상에 대해 기능하는 프리앰블을 가지며, 이에 대해서는 추후 더 상세히 설명한다. 프레임의 헤더 부분은 프레임 목적의 표시 및 특정 수신자 디바이스의 식별 주소를 포함하는 데이터 필드(415)가 된다.
도 6은 본 발명에 따른 로컬리제이션 시스템의 가능한 구조를 나타낸다. 이동국(510)은 LoRa 송신기를 포함하고, 복수의 LoRa 수신기들(523)에 의해 수신된 메시지를 방송한다. 각각의 수신기(523)는 모든 다른 수신기들(524)의 클록들과 동기화되는 동기화된 클록(576)에 대해 액세스하여, 각각의 수신기가 공통의 시간 기준에 기초하여 무선 신호들의 도달 시간을 결정할 수 있도록 한다. 클록 동기화는 임의의 적합한 공지된 수단에 의해 획득될 수 있다. 가능한 실행에서, 클록들(576)은 GPS 기준 유닛들이 될 수 있다.
이동국(510)으로부터 LoRa 신호를 수신하면, 각각의 수신기(523)는 그 신호를 동기화된 클록으로 계산된 그 도달 시간으로 "타임 스탬프(timestamp)"하고, 상기 타임스탬프들은 상기 수신기들(523)의 알려진 위치들과 상기 타임스탬프들로 인코딩된 도달 시간들에 기초하여 상기 이동국(510)의 위치를 공지된 방식으로 결정하는 솔버(solver)(560)에 유용하게 된다. 중요하게, 일단 신호들이 수신기들에서 타임스탬프 처리되면, 위치의 실제 계산은 지연 및/또는 조절될 수 있다. 도면에서, 솔버(560)는 원격 서버로서 나타내지만, 위치의 결정은 이동 노드에서 또는 임의의 적합한 컴퓨팅 유닛에서 임의의 인프라스트럭처 노드들(524)에서 수행될 수 있다.
본 발명의 핵심은 수신기들에서 신호들을 타이밍 또는 "타임스탬핑(timestamping)"하는 방식이며, 이 용어들은 적절한 기준 클록에 기초하여 수신기에서 신호의 정확한 도달 시간을 결정하고 저장하는 동작을 나타낸다. 본 발명의 프레임에서, 이는 다음 동작들 모두 또는 일부를 포함할 수 있다:
대략적 동기화(coarse synchronization)
대략적 동기화는 수신기들(521 내지 524)에 의해 수신된 신호 및 송신기(510)에 의해 합성된 신호를 각각의 디지털 샘플들의 레벨에서 동기화하는 동작이다. 예를 들어, 전형적인 LoRa 신호에서, 기저대역 신호는 샘플링 주파수 fs=125kHz에 의해 샘플링될 것이고, 각 심볼, 즉 각각의 처프는 128 내지 4096 샘플들을 포함한다. 각 샘플은 2.4km의 신호 전파 거리에 대응하는 지속 시간 8 μs를 갖는다.
대략적 동기화는 몇몇의 공지된 방법들로 실행될 수 있으며, 이러한 방법들은 프리앰블에서 검출 심볼들(411)의 처리를 포함한다(도 5 참조). 이것이 기본 시퀀스(즉, 변조되지 않거나 0과 동일한 순환 시프트로) 심볼이 된다. 검출 시퀀스(411)는 수신기에서 신호의 시작을 검출하는데 사용되며, 바람직하게는 송신기에서의 시간 기준에 대한 그 시간 기준의 제 1 동기화를 수행한다. 검출 시퀀스를 디-처핑(dechirping)함으로써, 수신기는 시프트 양을 결정한다.
프레임 동기화
프레임 동기화는 프레임 내의 샘플들과 심볼들 간의 대응 관계를 결정하는 동작이다. 만일 그러한 경우라면, 프리앰블(411)은 16 개의 변조되지 않은 처프들, 수신된 샘플링된 신호에서 프레임 경계들에 위치하는 프레임 동기화 량(즉, 샘플들의 어느 간격이 심볼 0에 속하고, 심볼 1에 속하는지 등)을 포함한다.
검출 시퀀스의 끝은, 예를 들면 제 1 처프가 4의 변조 값을 갖고 제 2 처프가 반대의 변조 N-4를 갖는 것과 같이 미리 결정된 값들로 변조된 처프들인 하나 이상의, 바람직하게는 2개의 프레임 동기화 심볼들(412)에 의해 마킹된다. 바람직하게, 프레임 동기화 심볼들의 변조는 에러의 가능성을 최소화하기 위해 절대 시프트에서 세 유닛들보다 크다. 단일의 변조된 심볼을 프레임 동기화 마커로 사용하거나 여러 심볼들에 대해 동일한 변조 값을 사용하는 것도 가능하지만, 최적은 아니다.
주파수 동기화
처프들에 있어서 시간-주파수 이중성으로 인해, 수신기 및 송신기에서의 시간 축의 주파수들 사이의 임의의 드리프트는 도달 시간의 결정에 오류를 초래할 것이다. 시간과 주파수 사이의 관계는 주파수 처프의 기울기와 관련되며 처프 당 N=1024 샘플 및 125kHz의 대역폭을 갖는 전형적인 LoRa 신호의 경우 샘플 간 주파수 스텝은 122 Hz이다. 따라서, 122Hz의 주파수 드리프트는 하나의 샘플 주기 또는 8μs의 시간 시프트로 변환될 것이고, 거리의 측면에서는 2.4km가 된다.
수신기의 클록들(576)은 우수한 정밀도 및 안정성을 유지하지만, 이동 노드들(510)은 저가의 디바이스로 되는 경향이 있고, 주파수가 온도, 노화, 주행 레벨 및 많은 다른 교란 요인들의 변화로 인해 드리프트할 수 있는 열등한 클록들이 설치된다. 약간의 주파수 드리프트는 LoRa 신호의 복조를 반드시 억제하지 않는다. 그러나 이들은 에러율을 증가시킬 수 있으며, 범위지정 및 로컬리제이션에 매우 부정적인 영향을 미친다. 이러한 이유들로, 수신기들(521 내지 524)은 바람직하게는 수신된 신호로부터 송신기의 주파수 드리프트를 결정하고 모델링하도록 구성된다.
본 발명의 다른 양태에 따르면, 프리앰블은 바람직하게는 기본의 변조되지 않은 처프의 복소 공액인 하나 이상의, 바람직하게는 2 개의 처프들로 구성된 주파수 동기화 심볼들(413)을 포함한다. 공액 심볼(conjugate symbol)들은 기본 처프들과 다른 대역폭 또는 지속시간을 갖는 처프들로 대체될 수 있으며, 그에 따라 기본 처프들의 주파수 변화보다 빠르거나 느린 주파수 변화를 나타낸다. 이 변형은 더 복잡한 수신기를 필요로 하지만, 다른 한편으로는, 데이터 전송을 위해 공액-처프들(conjugate-chirps)을 자유롭게 둔다. 변조의 겉보기 값은 처프들의 시간-주파수 이중성으로 인하여 주파수 에러를 주게 될 것이다. 수신기를 시간에 맞춰 정렬하기 위해, 심볼들(413) 다음에 사일런스(silence)(420)가 삽입된다. 하지만 주파수 드리프트를 결정하는 다른 방법들이 가능하다.
임시 저장
대략적 동기화, 프레임 동기화 및 주파수 동기화가 완료된 후, 본 발명의 수신기는 상세히 설명될 바와 같이 도달 시간을 결정하기 위해 진행한다. 본 발명은 처프 신호들에 존재하는 시간과 주파수 사이의 직접적인 관계를 활용하고 주파수 시프트로부터 도달 시간을 결정한다.
바람직하게는, 수신된 디지털 신호는 적절한 메모리 영역에 저장되고, 정확한 타이밍이 저장된 신호에 대해 수행된다. 신호의 샘플링은 상기 정확한 클록(576)과 동기이기 때문에, GPS 클록의 정밀도가 샘플들로 전달되고, 도달 시간은 요구되는 정밀도로 결정될 수 있다. 다음의 예에서, 프리앰블의 검출 섹션(411)에서 타이밍이 수행되는데, 변조되지 않은 데이터로 작업하는 것이 더 간단하기 때문이다. 그러나, 이러한 특징이 본 발명을 제한하지 않는다는 것을 이해해야한다. 타이밍의 방법은 실제로 변조 값들이 알려진 어떠한 심볼들의 시퀀스에서도 가능할 수 있다. 저장은 프레임 및 주파수 동기화 후에 행해질 수 있고, 바람직하게는 프리앰블의 전체 길이가 저장된다.
정확한 타이밍
정확한 타이밍의 목적은 로컬리제이션 목적에 적합한 정밀도, 즉 약 4ns의 오차로 신호의 도달 시간을 결정하는 것이다. 여기에는 여러 단계가 포함될 수 있다.
타이밍을 향상시키는 제 1 동작은 미세 타이밍 드리프트 보상(fine timing drift compensation)이다. 이미 언급했듯이, 송신기의 시간 축과 수신기의 시간 축의 주파수들은 완전히 동일하지 않으며, 위에서 설명한 주파수 동기화는 에러의 양을 추정할 수 있다. 이러한 것은 향상된 정확도를 위해 수정될 수 있다. 신호의 타이밍이 디-처핑(dechirping)에 의해 추출될 때, 주파수 드리프트는 국부적으로 합성되는 공액 처프의 기울기, 초기 주파수 및 위상을 조정함으로써 보상될 수 있다. 처프 기울기 조정은 추정된 주파수 에러에 비례하며 모든 심볼들에 대해 일정하거나 필요한 경우 각 심볼에 적응될 수 있다. 처프 초기 주파수는 추정된 주파수 에러에 비례하는 스텝으로 각 심볼에서 점진적으로 증가되는 축적된 타이밍 에러에 비례하는 양만큼 오프셋된다. 최종적으로, 심볼 간 위상 연속성이 유지될 수 있도록 위상이 조정될 수 있다. LoRa 프리앰블 신호들이 비교적 길기 때문에(250ms까지), 타이밍 드리프트 보상은 전체 프리앰블 또는 적어도 그 대부분을 일관성 있게 처리하는 것을 가능하게 하며, 타이밍 정밀도를 향상시키는 데 도움이 된다.
비-제한적이지만 설명적인 수치들을 제공하기 위해, 엔드포인트 크리스탈 에러(endpoint crystal error)에 대한 전형적인 사양은 기지국에 대해 ±30ppm 및 ±1.5ppm이다. 이러한 것은 보상 없이 250ms 후에 엔드포인트와 게이트웨이 간의 최대 타이밍 에러는 250ms × 31.5·10-6 = 8μs가 될 수 있다는 것을 의미한다. 기지국들 사이에, 최악의 에러는 250 × 3·10-6 = 0.75 μs가 될 수 있으며, 이는 여전히 광속에서 225 미터에 해당한다. 더 중요하게는, 올바른 타이밍 드리프트 보상이 없이는 심볼들 간의 위상 일관성이 손실되므로 미세한 주파수 에러 추정이 불가능하게 되고 1200m에 해당하는 ½ × 125KHz까지의 에러들이 발생한다는 것이다.
타이밍 드리프트 보상은 또한 수신된 신호를 보간함으로써 획득될 수 있지만, 이것은 계산상에서 손실이 더 크다.
두 번째 유용한 동작은 미세한 시간 동기화다. 초기 시간 동기화는 프리앰블의 끝에서의 시간 동기화에 대응하지만, 주파수 드리프트로 인해, 타이밍 드리프트 보상을 심볼에 적용하고 디-처핑 동작에 의해 타이밍 차를 다시 계산하는 데 포함되는 정교화(refinement) 없이 프리앰블 전체를 정확히 동기화하는 것이 불가능하다. 잔류 오정렬이 작을 것으로 예상되고 푸리에 변환의 피크가 보간에 의해 결정되기 때문에 일반적으로 적은 수의 스펙트럼 계수(예를 들면, 3 또는 5)가 0 위치 주변에서 계산된다. 이것은 프리앰블의 검출 부분(411)에 걸쳐 이어진다.
또 다른 유용한 정정은 정교한(refined) 주파수 동기화이다. 대략적 주파수 추정에 따라 양호한 샘플링 에러 보상을 얻었다. 이러한 것은 프리앰블의 선형 수신을 가능하게 한다: 즉, 디-처프 또는 FFT(또는, 선택된 빈(bin)들에 대한 DFT) 후의 위상 정보가 사용될 수 있다. 이러한 단계에서, 타이밍 보상 및 정교한 시간 동기화 후에, 마지막 단계에서 가장 높은 에너지 빈들의 위상을 확보하거나 각 심볼에 대해 이러한 DC 빈을 다시 계산한다. 이러한 값들의 위상으로부터, 잔류 주파수 에러가 추정된다. 대략적 주파수 에러와 잔류 주파수 에러의 합이 정교한 주파수 에러 추정이 된다. 프리앰블의 검출 섹션은 10 심볼들까지 될 수 있으며, 하위의 감도의 경계에서도 처음 심볼과 마지막 심볼 사이에 5도(degree)의 위상 변화를 검출하는데 충분한 처리 이득이 있다.
확산 인자 SF12 및 125kHz 대역폭을 가정하면, 이러한 것은 (5/360) / (10 × 4096) × 125·103 = 0.04 Hz의 주파수 정확도로 변환된다. 확산 인자 SF7에서 정확도는 1.4Hz로 떨어지지만 시간당 2km의 속도에 대응하는 도플러 시프트를 검출하는 데는 여전히 충분하다. 따라서, 수신기의 시간 축은 GPS에 의해 정확하게 동기화되기 때문에, 기지국에서 결정된 정교한 주파수 동기로부터 이동 소스(510)의 속도 벡터를 추정할 수 있다.
주파수 시프트를 결정하기 위해, 수신기는 검출 시퀀스(411)를 디-처핑하기 위해 제 1 투영 벡터를 합성한다. 바람직하게는, 투영 벡터는 주파수 동기화에서 결정된 바와 같이, 송신기의 클록의 순시 주파수를 보상하기 위해 심볼 단위로 적응된다. 이러한 것은 제 1 투영 벡터가 송신기의 순시 주파수에 대응하도록 그 기울기가 다소 적응되는 일련의 공액 처프들(즉, 기본 처프들이 업-처프들이라면, 다운-처프들)로 구성된다는 것을 의미한다. 이 적응의 결과는 단일 처프들이 정확히 일치하지 않으며 제 1 투영 벡터의 전체적인 위상이 엄격하게 연속적이지 않다는 것이다(심볼 경계들에서 미세한 불연속성이 있을 것이다).
도 7은 제 1 투영 벡터(307) 부분의 순시 주파수 프로파일을 도시한다. 개별적인 심볼 보정들이 이러한 스케일에서 용이하게 확인되지는 않는다. 바람직하게는, 수신기는 또한 제 1 벡터의 시간-시프트된 카피인 앞선(advanced) 투영 벡터(305) 및 지연된 투영 벡터(309)를 합성한다. 도 7의 시간 시프트는 크게 과장되어 있으며 일반적으로 하나의 샘플(8μs) 또는 수 개의 샘플들에 해당한다. 스케일에서, 시프트는 심볼의 폭의 1/128 또는 1/4096이 될 수 있다. 본 발명은 3개의 투영 벡터들에 제한되지 않으며, 더 많은 수가 합성될 수 있다.
임의의 투영 벡터를 따른 수신된 신호의 투영은 대응하는 샘플들의 곱(내적(inner product))의 누적된 합이다. 입력 벡터를 하나의 공액 처프와 곱한 다음 푸리에 변환을 수반하는 표준 디-처핑 프로세스와 비교할 때, 이러한 투영은 변환의 첫 번째 복소 계수만을 산출한다. 앞선 벡터와 지연된 벡터들에 따른 투영들은 인접한 계수들을 제공한다. 이러한 방식으로, 푸리에 변환의 맨 처음의 계수들에 관한 정보를 얻는다.
통상적인 디-처핑에서와 같이, 시간 시프트는 그 공액이 곱해진 신호의 스펙트럼에서 피크의 위치에 의해 주어진다. 예비 동기화 후에, 시간 시프트는 1 샘플링 주기보다 짧을 것으로 예상된다. 따라서, 보간에 의해 피크 위치를 결정하는 데에는 일반적으로 3개의 최저 주파수 스펙트럼 성분들에 대해 안다는 것으로 충분하다.
따라서, 수신된 신호를 몇몇 다소 시프트된 투영 벡터들과 곱하고 누적하는 것은 완전한 푸리에 변환을 수행하지 않고서 관심있는 스펙트럼 정보를 추출하는 편리한 방식으로 간주될 수 있다. 하지만, 이것은 본 발명을 수행하는 것과는 동일한 방식이 아니라는 것이 명백하다. 수학적으로 등가의 다른 알고리즘들이 존재하며 본 발명에 포함된다.
다중 경로
상술된 방법은 수신 신호와 로컬 신호 사이의 수 Hz 정도의 주파수 차를 결정할 수 있게 하며, 이것은 정확한 동기화에 적합하다. 그럼에도, 본 발명자는 다중 경로가 존재할 때 그 결정이 덜 신뢰할 수 있다는 것을 종종 관찰해왔다. 그 이유는 수신된 신호가 실제로 각 경로마다 하나씩 다른 지수의 중첩이 있기 때문이다.
다중 경로의 조건에서 타임스탬프를 계산하기 위해서는 이용 가능한 대역폭의 일부만을 사용하는 것이 유리하다는 것이 밝혀졌다. 이러한 명백한 모순의 이유는 다중 경로가 수신의 상태를 심각하게 떨어뜨리면 경합하는 경로들 사이에 상쇄적 간섭(destructive interference)이 종종 발생하기 때문이다. 이러한 상황에서는 신호가 거의 정확하게 소거되는 대역폭에서 주파수 fd가 있을 수 있을 것이다(도 8 참조). 상기 신호 대역폭이 채널 일관성 대역폭(channel coherence bandwidth)보다 낮기 때문에 채널 응답은 평활하고 낮은 미분 절대 값을 나타낸다. 따라서, 채널 응답 진폭이 0에 가까울 때, 그 위상은 반드시 이 주파수에서 부호를 스위칭한다. 그 효과는 내적을 줄이고 잠재적으로 완전히 소거하는 것이다: 이러한 주파수보다 높은 부분은 아래 부분과 위상이 반대가 된다.
도 8은 이러한 상황을 도시한다. 라인(419)은 2 개의 경로가 상쇄적으로 간섭하는 주파수를 나타낸다. 본 발명은 부-대역들(415a, 415b)로 전체 대역폭을 분할하고 각 부-대역에서 타이밍 프로세스를 개별적으로 수행함으로써 이러한 상황을 해결한다. 이는 시간 세그먼트에서 입력 버퍼를 슬라이싱(slicing)하거나, 투영 벡터들의 부분들을 선택적으로 널링(nulling)함으로서 행해질 수 있다.
각각의 부-대역은 도달 시간의 독립적인 결정을 제공한다. 매우 빈번하게, 이러한 부분 측정은 전체 대역에서 얻어질 수 있는 타이밍보다 우수하다. 그 이유는, 상쇄적 간섭이 위상에서 부호 변화를 야기하고, 최대 간섭의 주파수가 상기 대역의 중심에 있을 때 타이밍의 악화가 최대이기 때문이다. 신호 대역폭이 채널 일관성 대역폭보다 낮기 때문에, 심볼 내에서 하나보다 많은 위상 반전을 경험하지 않을 가능성이 높다.
도 8의 상황에서, 부-대역(415a)은 상쇄적 간섭의 주파수(f=fd)가 배제되기 때문에 전체 대역폭보다 양호한 타이밍을 산출하지만, 부-대역(415b)도 또한 전체 대역폭보다 양호한데, 이는 상쇄적 간섭의 주파수가 경계에 가깝고 상기 부-대역의 중심으로부터 멀리 떨어져있기 때문이다.
또한, 본 발명의 프레임에서, 대역폭을 2개보다 많은 부-대역들로 분할하고 및/또는 다중 경로가 더 가중된 부-대역들을 거부하는 것이 가능하다. 이러한 것은 신호 세기를 관측하거나, 타이밍 분산의 통계 분석으로부터, 또는 임의의 다른 적절한 수단에 의해 결정될 수 있다. 도 9의 예에서, 부-대역들(415a 및 415c)은 주파수(f=fd)(419)를 배제한다. 부-대역(415b)은 배제에 대한 후보가 된다.
가능한 다중 경로 식별 프로세스는 다음과 같이 요약될 수 있다: 각각의 부-대역(415a 내지 415c)에 대해, 타이밍 프로세스가 수행되고, 보간 단계는 각각의 부-대역에 대해 상관 피크의 위치 및 진폭의 추정치를 제공한다. 전체 대역이 동일한 방식으로 처리되고, 전체 대역 상관 피크에 대한 진폭 및 위치가 역시 얻어진다. 부-대역의 내적은 완전한 내적의 부분 합이기 때문에, 후자는 벡터 인자를 다시 반복하지 않고 부-대역 내적들로부터 직접적으로 얻어질 수 있다. 따라서, 전체 진폭과 위치는 한 보간의 추가 비용만으로 계산할 수 있으며, 이는 복잡성 면에서 훨씬 덜 요구된다. 실제 예를 비교하면, 3 포인트들로부터의 보간은 수십 개의 실수 값 곱을 취하는 포물선 피팅(parabolic fit)과 잘 맞는다. 전체 대역에 대한 내적들은 3 벡터 × 8 심볼 × 4096 샘플 ≒ 100'000 복소 값 곱 및 가산, 즉 400'000 실수 값 복소 곱 플러스 200'000 실수 값 가산을 취할 수 있다. 따라서, 부-대역들 분석의 추가는 무시할 수 있을 정도의 계산 부하가 된다.
대역 내에서 위상 반전이 존재하지 않는 경우, 부-대역들의 절대 보간된 진폭은 반드시 전체 대역의 절대 보간된 진폭까지 합한다. 이것은 위상 반전이 없을 때 채널이 주파수에 비해 천천히 움직이므로 그 위상 미분이 거의 일정하기 때문이다. 그러면, 그 보간된 지연은 수신된 신호와 정렬된 투영 벡터에 대응한다. 위상 반전이 존재하면, 절대 진폭은 더 이상 합쳐지지 않으며, 부-대역들의 절대 진폭의 합은 전체 대역의 절대 진폭보다 높게 될 것이다. 부-대역들의 하위 분할들에도 동일하게 적용된다. 이러한 것은 부-대역들에서 수신된 신호의 진폭에 기초하여 이러한 위상 반전의 발생을 검출할 수 있게 한다.
본 발명의 부-대역 처리는 시스템의 처리 이득의 이점을 취하기 때문에 매우 신뢰성이 있다. 2개의 부-대역들로, 처리 이득은 전체 대역의 처리 이득보다 단지 3dB 낮게 된다. 전체 대역의 처리 이득은 확산 계수에 따라 15dB 내지 36dB 사이에 있다. 이러한 방법은 공지된 블라인드 채널 등화 방법, 특히 LoRa 신호가 노이즈 플로어(noise floor)의 수 dB 이하일 수 있는 장거리 전송에 대해 우월한 것으로 입증되었다.
LoRa 신호의 시간-주파수 이중성이 주어지면, 이러한 방법의 부-대역 분할은 시분할과 동일하다는 점에 주목할 필요가 있다. 예를 들어 도 8을 참조하면, 부-대역들(415a 및 415b)은 심볼들(411a-f) 각각을 동일한 크기의 2개의 서브-심볼들로 분리한다는 것이 명백하다. 실제로, 본 발명의 알고리즘은 또한 서브-심볼의 형태로 기술될 수 있으며, 수신된 심볼들(411a-411f) 각각은 서브-심볼들로 분할되고, 상기 수신된 벡터로 상기 투영 벡터들을 곱하는 것은 상기 서브-심볼들 각각에서 수행된다.
100: 무선 주파수 섹션
110: 믹서
120: 전력 증폭기
129: 기준 클록
150: 변조기 유닛
154: 증폭기
160: 저잡음 증폭기
170: 하향 변환 스테이지
180: 복조기 유닛
200: 기저대역 섹션

Claims (11)

  1. 송신기에서 생성되어 송신기로부터 송신된 무선 신호를 수신기에서 타이밍하는(timing) 방법으로서,
    상기 무선 신호는 일련의 주파수 처프(chirp)들을 포함하고,
    상기 방법은:
    - 상기 송신기로부터 상기 무선 신호를 수신하는 단계;
    - 상기 무선 신호에 포함된 것들의 복소-공액 이미지(complex-conjugate image)인 일련의 주파수 처프들을 포함하는 투영 백터(projection vector)들을 합성하는 단계로서, 상기 투영 벡터들은 결정된 시간 시프트 간격들만큼 서로에 대해 시간-시프트되는, 상기 합성 단계;
    - 각각의 투영 벡터에 대해, 투영 벡터와 수신된 신호의 대응 샘플들의 곱의 누적된 합에 있는 수신된 신호의 투영을 계산하는 단계; 및
    - 피크 시간 시프트를 결정하도록 상기 투영들을 보간하는 단계를 포함하는, 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신된 무선 신호에 기초하여 상기 수신기에 포함된 로컬 시간 기준과 송신기의 시간 기준 사이의 클록 상관을 결정하고, 상기 클록 상관에 기초하여 상기 투영 벡터들에서 처프들의 주파수 기울기 및 위상을 보상하는 단계를 포함하는, 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신된 신호의 대역폭은 부-대역들로 분할되고, 상기 투영 벡터들과 상기 수신된 벡터의 곱은 상기 부-대역들 각각에서 수행되는, 방법.
  4. 제 3 항에 있어서,
    추정된 다중 경로 영향에 기초하여, 부-대역들 중 임의의 것을 거부하는 것을 포함하는, 부-대역 결과들 및 전체 대역 결과 사이의 결합을 포함하고, 상쇄적 간섭의 주파수가 추정되는, 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 다중 경로 영향은 상기 부-대역들에서 상기 수신된 신호의 진폭들에 기초하여 추정되는, 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 투영 벡터들은 복수의 처프들을 포함하고, 상기 투영을 계산하는 단계는 상기 수신된 무선 신호에서 복수의 처프들에 걸쳐 행해지는, 방법.
  7. 삭제
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 투영 벡터들은 상기 수신된 무선 신호들과 정렬된 하나의 제 1 투영 벡터, 상기 제 1 벡터에 대해 앞서 있는 하나의 제 2 투영 벡터, 및 상기 제 1 투영 백터에 대해 지연된 하나의 제 3 벡터를 포함하는, 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 무선 신호에서, 복수의 동일한 주파수 처프들을 포함하는 프리엠블(preamble)을 선택하는 단계를 포함하는, 방법.
  10. 무선 소스를 포지셔닝(positioning)하는 방법으로서,
    상기 무선 소스는 주파수 기울기 및 위상의 파라미터들이 결정되는 일련의 주파수 처프들을 포함하는 무선 신호를 방출하고,
    상기 방법은:
    - 복수의 이격된 수신기들에서 무선 신호를 수신하는 단계로서, 상기 수신기들은 공통 시간 기준 또는 복수의 동기화된 시간 기준들에 대해 액세스하는, 상기 수신 단계;
    - 제 1 항 내지 제 6 항, 제 8 항, 및 제 9 항 중 어느 한 항의 방법에 의해 상기 수신기들에서 상기 무선 신호의 도달 시간을 결정하는 단계; 및
    - 상기 도달 시간에 기초하여 상기 무선 소스를 포지셔닝하는 단계를 포함하는, 방법.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 수신기들에서 결정된 주파수 동기 값들에 기초하여 상기 무선 소스의 속도 벡터를 추정하는 단계를 포함하는, 방법.
KR1020170089421A 2016-07-20 2017-07-14 무선 신호의 타이밍 및 로컬라이징 방법 및 시스템 KR102132152B1 (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP16180271.5A EP3273607B1 (en) 2016-07-20 2016-07-20 Method and system of timing and localizing a radio signal
EP16180271.5 2016-07-20

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20180010141A KR20180010141A (ko) 2018-01-30
KR102132152B1 true KR102132152B1 (ko) 2020-07-09

Family

ID=56571141

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020170089421A KR102132152B1 (ko) 2016-07-20 2017-07-14 무선 신호의 타이밍 및 로컬라이징 방법 및 시스템

Country Status (4)

Country Link
US (1) US10746845B2 (ko)
EP (1) EP3273607B1 (ko)
KR (1) KR102132152B1 (ko)
CN (1) CN107645465B (ko)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10079616B2 (en) 2014-12-19 2018-09-18 University Of Washington Devices and methods for backscatter communication using one or more wireless communication protocols including bluetooth low energy examples
WO2017027847A1 (en) 2015-08-12 2017-02-16 University Of Washington Backscatter devices and network systems incorporating backscatter devices
EP3440454A4 (en) 2016-04-04 2019-12-18 The University of Washington BROADCASTING DEVICES AND SYSTEMS PROVIDING BROADCAST SIGNALS HAVING OFDM PACKETS
WO2018075653A1 (en) * 2016-10-18 2018-04-26 University Of Washington Backscatter systems, devices, and techniques utilizing css modulation and/or higher order harmonic cancellation
US11212479B2 (en) 2017-04-06 2021-12-28 University Of Washington Image and/or video transmission using backscatter devices
CN111357165A (zh) 2017-09-18 2020-06-30 Sem技术公司 用于无线功率传输和通信的系统和方法
US11276938B2 (en) 2018-01-11 2022-03-15 Semtech Corporation Single layer antenna
CN108594214B (zh) * 2018-04-17 2022-03-22 西安电子科技大学 基于fpga的参数可调的线性调频信号产生装置及其产生方法
CN108494885A (zh) * 2018-05-15 2018-09-04 北京建工四建工程建设有限公司 一种基于LoRa的超高层建筑施工过程监测方法及系统
US10327221B1 (en) 2018-05-25 2019-06-18 Apple Inc. Super-resolution technique for time-of-arrival estimation
CN109121126B (zh) * 2018-08-10 2021-08-17 Oppo广东移动通信有限公司 电子设备、消息推送方法及相关产品
US10921436B2 (en) * 2018-08-13 2021-02-16 Nxp B.V. MIMO radar coding for resolving velocity ambiguity
CN109166578B (zh) 2018-08-14 2021-05-11 Oppo广东移动通信有限公司 移动终端、语音控制方法及相关产品
CN110430156B (zh) * 2019-08-14 2021-06-01 北京智芯微电子科技有限公司 突发ofdm数据传输的帧同步方法及系统
EP3836409A1 (en) * 2019-12-11 2021-06-16 Semtech Corporation Low power long-range radio
WO2021134608A1 (zh) * 2019-12-31 2021-07-08 华为技术有限公司 信号传输方法和装置
FR3109681B1 (fr) * 2020-04-23 2023-01-06 Univ Bordeaux Procédé d’estimation d’au moins une information de synchronisation d’un signal comprenant une pluralité de chirps, produit programme d’ordinateur et dispositif correspondants.
CN114355284B (zh) * 2022-01-04 2023-05-05 电子科技大学 一种利用频谱主分量的时差估计方法
CN114245455B (zh) * 2022-01-06 2023-04-07 吉林大学 一种基于LoRa技术的无线定位时间同步方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140064337A1 (en) * 2012-08-31 2014-03-06 Cambridge Silicon Radio Limited Chirp Data Channel Synchronisation

Family Cites Families (24)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5604765A (en) * 1994-12-23 1997-02-18 Stanford Telecommunications, Inc. Position enhanced communication system including system for embedding CDMA navigation beacons under the communications signals of a wireless communication system
JPH09307526A (ja) * 1996-05-17 1997-11-28 Mitsubishi Electric Corp デジタル放送受信機
EP2259534B1 (en) * 1997-11-05 2014-08-06 Sony Deutschland Gmbh Synchronisation of digital communication systems
US6133873A (en) * 1998-06-03 2000-10-17 Krasner; Norman F. Method and apparatus for adaptively processing GPS signals in a GPS receiver
US6304619B1 (en) * 1998-07-01 2001-10-16 Zenith Electronics Corporation Receiver synchronizer
DE19961777A1 (de) * 1999-12-21 2001-07-12 Rudolf Bannasch Verfahren und Vorrichtungen zur Informationsübertragung
US20030043947A1 (en) * 2001-05-17 2003-03-06 Ephi Zehavi GFSK receiver
US7831004B2 (en) * 2006-06-13 2010-11-09 Panasonic Corporation Synchronous detecting circuit
US7456785B2 (en) * 2006-11-29 2008-11-25 Transcore Link Logistics Corporation Navigation signal differential acquisition method and systems therefor
FR2914430B1 (fr) * 2007-03-29 2011-03-04 Centre Nat Detudes Spatiales Cnes Procede de traitement de signaux de radionavigation.
US9088348B2 (en) * 2007-06-18 2015-07-21 Digi International Inc. System and method for obtaining frequency and time synchronization in a wideband communication system
US8077820B2 (en) * 2008-03-05 2011-12-13 Agere Systems Inc. Detection of frequency correction bursts and the like
EP2278724A1 (en) 2009-07-02 2011-01-26 Nanoscale Labs Communications system
US8582698B2 (en) * 2010-05-10 2013-11-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Reduced complexity timing estimation for locating the position of a mobile terminal
US8976060B2 (en) * 2011-05-23 2015-03-10 Digi International Inc. RF chirp signal propagation delay measurement
GB2494129B (en) * 2011-08-30 2018-01-10 Qualcomm Technologies Int Ltd Chirp receiver
US8861568B2 (en) * 2011-11-22 2014-10-14 Novatel Inc. Chirp receiver utilizing phase processed chirp signals
EP2767847B1 (en) 2013-02-14 2016-04-20 Semtech Corporation Ranging and positioning system
US9083444B2 (en) * 2013-03-12 2015-07-14 Digi International Inc. Chirp spread spectrum system and method
US9766321B2 (en) * 2013-03-14 2017-09-19 Digi International Inc. Indoor positioning with radio frequency chirp signal propagation delay measurement
US9326295B1 (en) * 2014-12-10 2016-04-26 Sony Corporation Method and apparatus for transmitting a-priori information in a communication system
US9800288B2 (en) * 2015-03-03 2017-10-24 Semtech Corporation Communication device and method in the cellular band
US9419785B1 (en) * 2015-04-28 2016-08-16 National Central University Initial synchronization method and apparatus assisted by inherent diversity over time-varying frequency-selective fading channels
FR3052615B1 (fr) * 2016-06-09 2019-11-01 B-Com Procede de demodulation d'un signal recu, produit programme d'ordinateur et dispositif correspondants

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20140064337A1 (en) * 2012-08-31 2014-03-06 Cambridge Silicon Radio Limited Chirp Data Channel Synchronisation

Also Published As

Publication number Publication date
EP3273607A1 (en) 2018-01-24
US20180024224A1 (en) 2018-01-25
CN107645465B (zh) 2020-12-15
EP3273607B1 (en) 2023-01-18
US10746845B2 (en) 2020-08-18
CN107645465A (zh) 2018-01-30
KR20180010141A (ko) 2018-01-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR102132152B1 (ko) 무선 신호의 타이밍 및 로컬라이징 방법 및 시스템
US10823834B2 (en) Ranging and positioning system
US9295021B2 (en) Measurement of time of arrival
US6525688B2 (en) Location-determination method and apparatus
US11412347B2 (en) High-resolution high-dynamic range doppler-effect measurement using modulated carrier signals
EP3002896B1 (en) Synchronization apparatus and method
US8179311B2 (en) Method for the acquisition of signals of a global navigation satellite system
US10649092B2 (en) TDOA-based positioning system using terrestrial wireless signal sources
CN109633574B (zh) 一种用于深空探测的宽范围高精度多普勒测量方法
JP2014513271A (ja) 無線トランスミッタからレシーバまでの距離を推定する方法、移動端末の位置を計算する方法、移動端末、及び、位置特定装置
US8072383B1 (en) Navigation and position determination with a multicarrier modulation signal of opportunity
Wang Carrier frequency synchronization in distributed wireless sensor networks
Stock et al. LEO-PNT with Starlink: Development of a burst detection algorithm based on signal measurements
US11310085B2 (en) LoRa advanced receiver
US20220187443A1 (en) Doppler ranging system
US11668785B2 (en) Method for locating a connected object by phase differences of arrival in an LPWA network
CN113406621B (zh) 一种相位同步方法、星载雷达及地面接收站
EP4012933A1 (en) Lora advanced receiver
CN117639966A (zh) 校准方法、信息传输方法、装置及通信设备

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right