KR102102467B1 - 3-Level Power Factor Correction Converter Apparatus - Google Patents

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Abstract

역률개선 전력 변환 장치에 관한 개선된 기술이 개시된다. 제안된 전력 변환 장치는 출력단의 제1 링크 커패시터 및 제2 링크 커패시터의 충전 전압을 커패시터 및 다이오드를 포함하는 밸런싱 회로에 의해 1차적으로 동일하게 유지한다. 추가적으로 역률개선 전력 변환장치의 출력단에 공진형 변환기가 연결될 수 있다. 공진형 변환기는 스위칭부와 커패시터를 통해 추가적으로 제1 링크 커패시터 및 제2 링크 커패시터의 충전 전압을 밸런싱시킬 수 있다.An improved technique for a power factor improving power conversion device is disclosed. The proposed power conversion device primarily maintains the charging voltages of the first link capacitor and the second link capacitor at the output stage by the balancing circuit including the capacitor and the diode. Additionally, a resonant converter may be connected to the output terminal of the power factor improving power converter. The resonant converter may further balance the charging voltages of the first link capacitor and the second link capacitor through the switching unit and the capacitor.

Figure R1020180097060
Figure R1020180097060

Description

3-레벨 역률 개선 전력 변환 장치 {3-Level Power Factor Correction Converter Apparatus}3-level power factor correction power conversion device {3-Level Power Factor Correction Converter Apparatus}

교류 전력을 안정된 직류 전력으로 변환하는 전력 변환 장치, 더 자세히는 역률개선 전력 변환 장치에 관한 개선된 기술이 개시된다. Disclosed is an improved technology for a power conversion device that converts AC power into stable DC power, and more particularly, a power factor improving power conversion device.

3-레벨 역률 개선 전력 변환기(Power Factor Correction Converter)는 스위칭 손실을 줄여 전력 변환 효율을 높일 수 있다. 도 1은 통상적인 3-레벨 역률 개선 변환기의 구성을 도시한다. 스위치 Q1과 Q2가 동시에 턴 온 될 때 인덕터 Lin에 에너지가 저장되고, 두 스위치가 모두 턴 오프 될 때 인덕터 Lin에 저장된 에너지가 두 링크 커패시터 Cupper, Clower로 넘겨진다. 이상적으로 스위치 Q1 이나 Q2의 드레인-소스 양단에 걸리는 전압은 동일하며, 각각 출력 전압의 절반이 걸리게 되어 스위치의 전압 스트레스가 절반으로 줄어든다. 그러나 실제로는 소자 특성의 불일치나 스위칭 제어 신호의 시간차 등 여러 가지 원인으로 두 링크 커패시터 Cupper, Clower에 걸리는 전압의 불평형이 발생한다. A 3-level power factor correction power converter can reduce switching losses to increase power conversion efficiency. 1 shows the construction of a conventional three-level power factor improving converter. When the switches Q1 and Q2 are turned on simultaneously, energy is stored in the inductor Lin, and when both switches are turned off, the energy stored in the inductor Lin is transferred to the two link capacitors C upper and C lower . Ideally, the voltage across the drain-source of the switch Q1 or Q2 is the same, each taking half of the output voltage, reducing the voltage stress of the switch in half. However, in practice, the voltage imbalance between the two link capacitors C upper and C lower occurs due to various reasons, such as mismatch of device characteristics and time difference of the switching control signal.

또 도 1의 통상적인 3-레벨 역률 개선 변환기는 다이오드 D2로 인해 링크 커패시터 Clower의 (-) 단자는 입력단의 접지에 대해 유동 전압(floating voltage)를 가진다. 따라서 구동회로가 출력 전압을 검출하거나 전압 평형 제어에 간단한 아날로그 회로를 적용하기 어렵다. 또한 스위칭 주파수의 구형파 전압으로 발생하는 공통모드(common mode) 노이즈에 대해 출력단과 입력단 사이에 접지를 통한 도통 루프(점선 참조)가 존재하여 공통 모드 노이즈 특성이 취약하며 그로 인해 큰 EMI 필터가 요구된다.In addition, the conventional 3-level power factor improving converter of FIG. 1 has a floating voltage with respect to the ground of the input terminal of the negative terminal of the link capacitor C lower due to the diode D2. Therefore, it is difficult for the driving circuit to detect the output voltage or to apply a simple analog circuit to voltage balance control. In addition, for the common mode noise generated by the square wave voltage of the switching frequency, there is a conduction loop (see dotted line) through the ground between the output terminal and the input terminal, so the common mode noise characteristics are weak and large EMI filters are required. .

제안된 발명은 3-레벨 역률 개선 전력 변환기에서 두 출력 커패시터에 걸리는 전압의 불평형을 개선하는 것을 목적으로 한다. The proposed invention aims to improve the voltage imbalance across two output capacitors in a three-level power factor improving power converter.

나아가 제안된 발명은 구동 회로를 간단한 아날로그 회로로 적용할 수 있는 3-레벨 역률 개선 전력 변환기를 제공하는 것을 또 다른 목적으로 한다. Furthermore, the proposed invention has another object to provide a three-level power factor improving power converter capable of applying a driving circuit as a simple analog circuit.

더 나아가 제안된 발명은 EMI 필터 싸이즈를 줄여 고밀도화에 유리한 역률 개선 전력 변환기를 제공하는 것을 또 다른 목적으로 한다.Furthermore, the proposed invention has another object to provide a power factor improving power converter that is advantageous for high density by reducing the EMI filter size.

일 양상에 따르면, 3-레벨 역률 개선 변환기에서 링크 커패시터들의 전압 불평형을 해소하기 위한 밸런싱부가 추가된다. 스위칭부는 링크 커패시터들의 전압의 밸런싱을 보장하도록 구동된다. According to one aspect, in the 3-level power factor improving converter, a balancing part is added to solve the voltage imbalance of the link capacitors. The switching section is driven to ensure the voltage balancing of the link capacitors.

추가적인 양상에 따르면, 통상적인 3-레벨 역률 개선 변환기에서 유동 접지(floating ground)를 유발하는 다이오드의 배치가 개선될 수 있다. According to a further aspect, the placement of the diodes causing floating ground in a conventional three-level power factor improving converter can be improved.

다른 독립적인 양상에 따르면, 3-레벨 역률 개선 변환기의 출력단에 공진형 변환기가 연결될 수 있다. 추가로 연결된 공진형 변환기는 링크 커패시터들에 충전된 전압의 평형을 보장한다. 공진형 변환기의 스위칭 브리지 회로(switching bridge circuit)의 스위칭에 따라, 링크 커패시터들은 의도적으로 연결된 제2 밸런싱 커패시터를 통해 전압 평형의 보장을 달성한다.According to another independent aspect, a resonant converter may be connected to the output terminal of the 3-level power factor improving converter. The additionally connected resonant converter ensures the balance of the voltage charged in the link capacitors. Following switching of the switching bridge circuit of the resonant converter, the link capacitors achieve the guarantee of voltage balance through the second balancing capacitor connected intentionally.

제안된 발명에 따라, 3-레벨 역률 개선 전력 변환기에서 두 출력 커패시터에 걸리는 전압의 불평형이 개선된다. 이로 인해 두 스위치에 걸리는 전압 스트레스가 평형을 이루어 변환 효율이 개선된다. According to the proposed invention, the imbalance of the voltage across the two output capacitors in the three-level power factor improving power converter is improved. This balances the voltage stress across the two switches, improving conversion efficiency.

또 제안된 발명에 따르면, 출력단의 유동 접지가 해소되어 구동 회로를 간단한 아날로그 회로로 적용할 수 있다. 이에 따라 전력 변환기의 소형화 및 고밀도화에 유리할 수 있다. In addition, according to the proposed invention, the floating ground of the output stage is eliminated, so that the driving circuit can be applied as a simple analog circuit. Accordingly, it can be advantageous for miniaturization and high density of the power converter.

또 제안된 발명에 따르면, CM 노이즈 전류 도통 경로를 제거하여 EMI 필터 싸이즈를 줄일 수 있다. 이로 인해 노이즈 특성이 개선되고 EMI 필터 싸이즈를 줄일 수 있어 고밀도화에 유리할 수 있다.In addition, according to the proposed invention, it is possible to reduce the EMI filter size by removing the CM noise current conduction path. As a result, noise characteristics are improved and EMI filter size can be reduced, which can be advantageous for high density.

도 1은 통상적인 3-레벨 역률 개선 전력 변환기의 예를 도시한 회로도이다.
도 2는 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 구성을 도시한 블록도이다.
도 3은 또다른 실시예에 따른 전력 변환 장치의 구성을 도시한 블록도이다.
도 4는 도3의 실시예에 따른 회로가 제2 모드로 동작할 때 전류의 흐름을 도시한다.
도 5는 도3의 실시예에 따른 회로가 제4 모드로 동작할 때 전류의 흐름을 도시한다.
도 6, 도 7은 도 3의 실시예에 따른 회로에서 클램프 경로를 설명하는 도면이다.
도 8은 또다른 실시예에 따른 전력 변환 장치의 구성을 도시한 블록도이다.
도 9 및 도 10은 제2 스위칭부(810) 및 제2 밸런싱 커패시터(890)의 밸런싱 동작을 설명하기 위한 도면들이다.1 is a circuit diagram showing an example of a conventional three-level power factor improving power converter.
2 is a block diagram showing the configuration of a power conversion apparatus according to an embodiment.
3 is a block diagram showing the configuration of a power conversion device according to another embodiment.
FIG. 4 shows the flow of current when the circuit according to the embodiment of FIG. 3 operates in the second mode.
FIG. 5 shows the flow of current when the circuit according to the embodiment of FIG. 3 operates in the fourth mode.
6 and 7 are diagrams illustrating a clamp path in the circuit according to the embodiment of FIG. 3.
8 is a block diagram showing the configuration of a power conversion device according to another embodiment.
9 and 10 are diagrams for explaining the balancing operation of the second switching unit 810 and the second balancing capacitor 890.

전술한, 그리고 추가적인 양상들은 첨부된 도면을 참조하여 설명하는 실시예들을 통해 구체화된다. 각 실시예들의 구성 요소들은 다른 언급이나 상호간에 모순이 없는 한 실시예 내에서 다양한 조합이 가능한 것으로 이해된다. The foregoing and additional aspects are embodied through the embodiments described with reference to the accompanying drawings. It is understood that various combinations of elements in each embodiment are possible within the embodiment, unless otherwise stated or contradictory to each other.

도 2는 일 실시예에 따른 전력 변환 장치의 구성을 도시한 블록도이다. 도시된 바와 같이, 일 실시예에 따른 전력 변환 장치는 인덕터(210)와, 제1 다이오드(231), 제2 다이오드(233), 제1 스위칭부(240), 제1 출력부(250), 그리고 밸런싱부(260)를 포함한다. 일 실시예에서, 인덕터(210)의 일단에 직류 전원이 공급된다. 예를 들어 교류 전원이 정류부(220)를 통해 직류로 변환되어 인덕터(210)에 공급될 수 있다. 정류부(220)는 예를 들면 다이오드 브리지회로일 수 있다. 제1 다이오드(231)는 인덕터(210)의 타단에 그 일단이 연결된다. 제2 다이오드(233)는 제1 다이오드(231)의 타단에 그 일단이 연결된다. 제1 스위칭부(240)는 인덕터의 타단에 그 일단이 연결된다. 제1 출력부(250)는 제1 링크 커패시터(251) 및 제2 링크 커패시터(253)를 포함한다. 제1 링크 커패시터(251)는 제2 다이오드의 타단에 일단이 연결된다. 제2 링크 커패시터(253)는 제1 링크 커패시터(251)의 타단에 일단이 연결되고, 타단은 접지단(G)에 연결된다. 제1 구동 제어부(290)는 제1 출력부(250)의 출력을 입력 받아 제1 스위칭부(240)의 스위칭을 제어한다. 2 is a block diagram showing the configuration of a power conversion apparatus according to an embodiment. As illustrated, the power conversion device according to an embodiment includes an inductor 210, a first diode 231, a second diode 233, a first switching unit 240, a first output unit 250, And includes a balancing unit (260). In one embodiment, DC power is supplied to one end of the inductor 210. For example, AC power may be converted to DC through the rectifier 220 and supplied to the inductor 210. The rectifying unit 220 may be, for example, a diode bridge circuit. One end of the first diode 231 is connected to the other end of the inductor 210. The second diode 233 has one end connected to the other end of the first diode 231. The first switching unit 240 has one end connected to the other end of the inductor. The first output unit 250 includes a first link capacitor 251 and a second link capacitor 253. One end of the first link capacitor 251 is connected to the other end of the second diode. The second link capacitor 253 has one end connected to the other end of the first link capacitor 251, and the other end connected to the ground end G. The first driving control unit 290 receives the output of the first output unit 250 and controls the switching of the first switching unit 240.

일 양상에 따라, 밸런싱부(260)는 제1 다이오드(231)의 타단에 그 일단이 연결되고 타단은 제2 링크 커패시터(253)의 일단에 연결되어, 제1 스위칭부(240)의 스위칭에 따라 제1 링크 커패시터(251) 및 제2 링크 커패시터(253)의 충전 전압을 실질적으로 동일하게 유지한다. According to one aspect, the balancing unit 260 has one end connected to the other end of the first diode 231 and the other end connected to one end of the second link capacitor 253, to switch the first switching unit 240 Accordingly, the charging voltages of the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253 are maintained substantially the same.

일 실시예에 따른 전력 변환 장치에 있어서, 제1 스위칭부(240)가 턴온되었을 때 인덕터(210)에 에너지가 저장된다. 인덕터(210)에 저장된 에너지는 제1 스위칭부(240)가 턴 오프되었을 때 제1 다이오드(231)와 제2 다이오드(233)를 통해 링크 커패시터들(251,253)로 공급된다. 일 양상에 따르면, 제1 링크 커패시터(251)와 제2 링크 커패시터(253)의 전압 불평형은 밸런싱부(260)를 통해 해소된다. In the power conversion device according to an embodiment, energy is stored in the inductor 210 when the first switching unit 240 is turned on. The energy stored in the inductor 210 is supplied to the link capacitors 251 and 253 through the first diode 231 and the second diode 233 when the first switching unit 240 is turned off. According to one aspect, the voltage imbalance between the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253 is resolved through the balancing unit 260.

제1 구동제어부(290)는 출력단 전압을 피드백하여 제1 스위칭부(240)의 스위칭을 제어한다. 회로 분리를 위해 제1 출력부(250)의 출력을 피드백하기 위해 광 커플러(photo-coupler)를 사용한다. The first driving control unit 290 feedbacks the output terminal voltage to control the switching of the first switching unit 240. In order to separate the circuit, a photo-coupler is used to feed back the output of the first output unit 250.

일 실시예에서 제1 스위칭부(240)는 인덕터(210)의 타단과 밸런싱부(260)의 단자(B2) 간에, 그리고 밸런싱부(260)의 단자(B2)와 접지단(G)간의 회로를 스위칭한다. 제1 모드에서 제1 스위칭부(240)는 인덕터(210)를 충전시키기 위해 인덕터(210)의 타단과 접지단(G)간에 도통한다. In one embodiment, the first switching unit 240 is a circuit between the other terminal of the inductor 210 and the terminal B2 of the balancing unit 260, and between the terminal B2 and the ground terminal G of the balancing unit 260 Switches. In the first mode, the first switching unit 240 conducts between the other end of the inductor 210 and the ground terminal G to charge the inductor 210.

제2 모드에서 제1 스위칭부(240)는 인덕터(210)의 타단과 밸런싱부(260)의 단자(B2) 간에 도통한다. 인덕터(210)에 충전된 에너지는 이 도통된 경로를 통해 밸런싱부(260) 및 제1 출력부(250)로 공급된다. 이때, 제1 다이오드(231)의 타단인 단자(B1)의 전압이 제1 출력부(250)의 전압보다 높을 경우 제2 다이오드(233)가 도통하고 밸런싱부(260)의 내부에 저장된 에너지가 제1 링크 커패시터(251) 및 제2 링크 커패시터(253)에 공급된다.In the second mode, the first switching unit 240 conducts between the other end of the inductor 210 and the terminal B2 of the balancing unit 260. The energy charged in the inductor 210 is supplied to the balancing unit 260 and the first output unit 250 through this conductive path. In this case, when the voltage of the terminal B1, which is the other end of the first diode 231, is higher than the voltage of the first output unit 250, the second diode 233 conducts and the energy stored in the balancing unit 260 is stored. It is supplied to the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253.

제3 모드에서 제1 스위칭부(240)는 모든 경로에 대해 오프되고, 인덕터(210)에 충전된 에너지는 제1 다이오드(231) 및 제2 다이오드(233)를 통해 제1 출력부(250)로 공급된다. 이때, 회로나 동작 상의 불균형으로 인해 제1 다이오드(231)의 타단에 연결된 단자(B1)의 전압이 제1 링크 커패시터(251)의 일단의 전압보다 낮고, 제2 링크 커패시터(253)의 일단의 전압, 즉 단자(B3)의 전압보다 높을 경우 제4 모드로 진입한다. 제4 모드에서, 제2 다이오드(233)는 오프되고 인덕터(210)에 충전된 에너지는 제1 다이오드(231)를 통해 밸런싱부(260)와 제2 링크 커패시터(253)를 충전시킨다. 이러한 과정을 통해 제1 링크 커패시터(251) 및 제2 링크 커패시터(253)의 전압이 실질적으로 동일하게 유지된다. In the third mode, the first switching unit 240 is turned off for all paths, and the energy charged in the inductor 210 is the first output unit 250 through the first diode 231 and the second diode 233 Is supplied with. At this time, the voltage of the terminal B1 connected to the other end of the first diode 231 is lower than the voltage of one end of the first link capacitor 251 due to an imbalance in the circuit or operation, and one end of the second link capacitor 253 When the voltage is higher than the voltage of the terminal B3, the fourth mode is entered. In the fourth mode, the second diode 233 is turned off and the energy charged in the inductor 210 charges the balancing unit 260 and the second link capacitor 253 through the first diode 231. Through this process, the voltages of the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253 are maintained substantially the same.

도 3은 또다른 실시예에 따른 전력 변환 장치의 구성을 도시한 블록도이다. 도 3의 실시예는 도 2에 도시된 실시예에서 제1 스위칭부(240), 밸런싱부(260)의 일 구현예를 각각 제시한다. 도시된 바와 같이, 제1 스위칭부(240)는 인덕터(210)의 타단에 그 일단이 연결되는 제1 스위치(241) 및 제1 스위치(241)의 타단에 그 일단이 연결되고 타단은 접지단(G)에 연결된 제2 스위치(243)를 포함한다. 일 예에서 밸런싱부(260)는 제1 다이오드(231)의 타단에 그 일단이 연결되고 타단은 제 1 스위치(241)의 타단에 연결된 제1 밸런싱 커패시터(261) 및 제1 밸런싱 커패시터(261)의 타단에 그 일단이 연결되고 타단은 제2 링크 커패시터(253)의 일단에 연결된 밸런싱 다이오드(263)를 포함한다. 3 is a block diagram showing the configuration of a power conversion device according to another embodiment. The embodiment of FIG. 3 presents one implementation of the first switching unit 240 and the balancing unit 260, respectively, in the embodiment shown in FIG. As illustrated, the first switching unit 240 has one end connected to the other end of the inductor 210 and one end connected to the other end of the first switch 241 and the other end of the first switch 241, and the other end is the ground end. And a second switch 243 connected to (G). In one example, the balancing unit 260 has one end connected to the other end of the first diode 231 and the other end connected to the other end of the first switch 241, the first balancing capacitor 261 and the first balancing capacitor 261 One end is connected to the other end of the second end includes a balancing diode 263 connected to one end of the second link capacitor 253.

일 양상에 따르면, 제1 구동제어부(290)는 제1 스위치의 턴온 시간이 제2 스위치의 턴온 시간 보다 길게 제1 스위칭부의 스위칭을 제어한다.According to an aspect, the first driving control unit 290 controls the switching of the first switching unit in which the turn-on time of the first switch is longer than the turn-on time of the second switch.

구체적으로, 먼저 제1 모드에서 제1 스위칭부(240)는 인덕터(210)를 충전시키기 위해 인덕터(210)의 타단과 접지단(G)간에 도통한다. 이때, 제1 스위치(241) 및 제2 스위치(243)는 모두 도통된다. 정류부(220)에서 공급된 전류는 인덕터(210), 제1 스위치(241) 및 제2 스위치(243)를 경유하는 루프로 흐르면서 제1 인덕터(210)에 에너지가 충전된다. Specifically, first, in the first mode, the first switching unit 240 conducts between the other end of the inductor 210 and the ground terminal G to charge the inductor 210. At this time, both the first switch 241 and the second switch 243 are conductive. The current supplied from the rectifier 220 flows in a loop through the inductor 210, the first switch 241, and the second switch 243, so that the first inductor 210 is charged with energy.

제2 모드에서 제1 스위칭부(240)는 인덕터(210)의 타단과 밸런싱부(260)의 단자(B2) 간에 도통한다. 도 4는 도3의 실시예에 따른 회로가 제2 모드로 동작할 때 전류의 흐름을 도시한다. 제2 모드에서 제1 스위치(241)는 도통되고, 제2 스위치(243)는 오프된다. 즉, 제1 모드에서 제1 스위치(241)는 제2 스위치(243)에 비해 좀 더 오랜 시간 동안 턴온된 상태를 유지한다. 이러한 스위칭 타임의 조절은 제1 구동제어부(290)의 제1 스위치(241)의 게이트 출력에 저항과 커패시터를 포함하는 지연 회로를 부가함으로써 구현할 수 있다. In the second mode, the first switching unit 240 conducts between the other end of the inductor 210 and the terminal B2 of the balancing unit 260. FIG. 4 shows the flow of current when the circuit according to the embodiment of FIG. 3 operates in the second mode. In the second mode, the first switch 241 is turned on, and the second switch 243 is turned off. That is, in the first mode, the first switch 241 remains turned on for a longer period of time than the second switch 243. The adjustment of the switching time can be implemented by adding a delay circuit including a resistor and a capacitor to the gate output of the first switch 241 of the first driving control unit 290.

이때, 제1 밸런싱 커패시터(261)에 걸린 전압이 제1 링크 커패시터(251)에 걸린 전압보다 클 경우에 인덕터(210)에 충전된 에너지는 이 도통된 경로를 통해 밸런싱부(260) 및 제1 링크 커패시터(251)와 제2 링크 커패시터(253)에 흐른다. 이에 따라 제1 밸런싱 커패시터(261)에 걸린 전압은 제1 링크 커패시터(251)에 걸린 전압과 평형을 이루게 된다. 제1 스위칭부(241)가 제2 스위치(243)의 턴오프 이후에 턴온 상태를 유지하는 시간은 100nsec 정도로 아주 짧은 것이 바람직하며, 이 시간 동안 밸런싱이 회복되려면 제1 링크 커패시터(251) 및 제2 링크 커패시터(253)의 용량값은 아주 작아야 한다. At this time, when the voltage applied to the first balancing capacitor 261 is greater than the voltage applied to the first link capacitor 251, the energy charged in the inductor 210 is the balancing unit 260 and the first through this conducting path. Flows through the link capacitor 251 and the second link capacitor 253. Accordingly, the voltage applied to the first balancing capacitor 261 is balanced with the voltage applied to the first link capacitor 251. The time that the first switching unit 241 maintains the turn-on state after the second switch 243 is turned off is preferably very short, such as 100 nsec. During this time, the first link capacitor 251 and the first link capacitor 251 and The capacity value of the 2 link capacitor 253 should be very small.

다시 도 3으로 돌아가서, 제3 모드에서 제1 스위칭부(240)는 모든 경로에 대해 오프되고, 인덕터(210)에 충전된 에너지는 제1 다이오드(231) 및 제2 다이오드(233)를 통해 제1 출력부(250)로 공급된다. 이때, 회로나 동작 상의 불균형으로 인해 제1 다이오드(231)의 타단에 연결된 단자(B1)의 전압이 제1 링크 커패시터(251)의 일단의 전압보다 낮고, 제2 링크 커패시터(253)의 일단의 전압, 즉 단자(B3)의 전압보다 높을 경우 제4 모드로 진입한다. 도 5는 도3의 실시예에 따른 회로가 제4 모드로 동작할 때 전류의 흐름을 도시한다. 도시된 바와 같이, 제4 모드에서, 제2 다이오드(233)는 오프되고 인덕터(210)에 충전된 에너지는 제1 다이오드(231)를 통해 밸런싱부(260)와 제2 링크 커패시터(253)를 충전시킨다. Returning to FIG. 3 again, in the third mode, the first switching unit 240 is turned off for all paths, and the energy charged in the inductor 210 is controlled by the first diode 231 and the second diode 233. 1 is supplied to the output unit 250. At this time, the voltage of the terminal B1 connected to the other end of the first diode 231 is lower than the voltage of one end of the first link capacitor 251 due to an imbalance in the circuit or operation, and one end of the second link capacitor 253 When the voltage is higher than the voltage of the terminal B3, the fourth mode is entered. FIG. 5 shows the flow of current when the circuit according to the embodiment of FIG. 3 operates in the fourth mode. As illustrated, in the fourth mode, the second diode 233 is turned off and the energy charged in the inductor 210 turns the balancing unit 260 and the second link capacitor 253 through the first diode 231. Charge it.

여개서 제1 모드 및 제3 모드는 일반적인 3-레벨 역률 개선 전력 변환기(Power Factor Correction Converter)의 동작 싸이클이며, 제2 모드는 제안된 발명에 따라 추가된 스위칭 싸이클이고, 제4 모드는 일반적인 3-레벨 역률 개선 전력 변환기(Power Factor Correction Converter)의 위 제3 모드 동작에서 전술한 조건이 맞을 때의 동작 모드이다. First and third modes are operating cycles of a general three-level power factor correction power converter, the second mode is a switching cycle added according to the proposed invention, and the fourth mode is a general 3 -Level Power Factor Correction This is an operation mode when the above-described conditions are met in the above third mode operation of the power factor correction converter.

즉, 제1 밸런싱 커패시터(261)에 걸린 전압이 제1 링크 커패시터(251) 및 제2 링크 커패시터(253)에 걸린 전압의 절반보다 큰 경우에는 제2 모드에서 제1 밸런싱 커패시터(261)가 방전되면서 해소가 되고, 제1 밸런싱 커패시터(261)에 걸린 전압이 제1 링크 커패시터(251) 및 제2 링크 커패시터(253)에 걸린 전압의 절반보다 작은 경우에는 제4 모드에서 제1 밸런싱 커패시터(261)가 충전되면서 해소된다. 이러한 과정을 통해 제1 링크 커패시터(251) 및 제2 링크 커패시터(253)의 전압이 실질적으로 동일하게 유지된다. That is, when the voltage applied to the first balancing capacitor 261 is greater than half of the voltage applied to the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253, the first balancing capacitor 261 is discharged in the second mode. When the voltage applied to the first balancing capacitor 261 is less than half of the voltage applied to the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253, the first balancing capacitor 261 in the fourth mode ) Is removed while charging. Through this process, the voltages of the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253 are maintained substantially the same.

제1 출력부(250)는 제1 링크 커패시터(251) 및 제2 링크 커패시터(253) 외에 추가로 제1 출력 커패시터(255)를 더 포함한다. 제1 링크 커패시터(251) 및 제2 링크 커패시터(253)는 밸런싱을 위한 소용량의 커패시터들이며, 전력 변환 장치의 출력은 대용량의 제1 출력 커패시터(255)를 통해 안정화된다. The first output unit 250 further includes a first output capacitor 255 in addition to the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253. The first link capacitor 251 and the second link capacitor 253 are small-capacity capacitors for balancing, and the output of the power converter is stabilized through the large-capacity first output capacitor 255.

3 레벨 역률 개선 컨버터는 두 스위치에 걸리는 전압을 출력 전압의 절반으로 나누어 스위치의 전압 스트레스가 절반으로 줄어들면서 스위칭 손실을 저감시킨다. 도 6, 도 7은 도 3의 실시예에 따른 회로에서 클램프 경로를 설명하는 도면이다. 도 6에서 제1 밸런싱 커패시터(261)에 걸리는 전압은 안정 상태에서 제1 링크 커패시터(251)의 전압이나 제2 링크 커패시터(253)의 전압과 같으며, 따라서 제2 스위치(243)와 제2 다이오드(233)에 걸리는 전압은 제1 밸런싱 커패시터(261)에 걸리는 전압, 즉 제1 링크 커패시터(251)와제2 링크 커패시터(253)에 걸리는 전압의 절반으로 클램프(clamp)된다. 또 도 7에서 제1 밸런싱 커패시터(261)에 걸리는 전압은 안정 상태에서 제1 링크 커패시터(251)와제2 링크 커패시터(253)에 걸리는 전압의 절반과 같으며, 따라서 제1 스위치(241)와 제1 다이오드(231)에 걸리는 전압도 제1 링크 커패시터(251)와제2 링크 커패시터(253)에 걸리는 전압의 절반으로 클램프(clamp)된다. 즉, 제안된 발명에서 두 스위치(241,243)에 걸리는 전압은 다이오드들(231,233)이 대칭인 한 동일하도록 클램프된다. The three-level power factor improvement converter divides the voltage across the two switches by half the output voltage, reducing the switch's voltage stress in half, reducing switching losses. 6 and 7 are diagrams illustrating a clamp path in the circuit according to the embodiment of FIG. 3. In FIG. 6, the voltage applied to the first balancing capacitor 261 is equal to the voltage of the first link capacitor 251 or the voltage of the second link capacitor 253 in a stable state, and thus the second switch 243 and the second The voltage across the diode 233 is clamped to half the voltage across the first balancing capacitor 261, that is, the voltage across the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253. In FIG. 7, the voltage applied to the first balancing capacitor 261 is equal to half of the voltage applied to the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253 in a stable state, and thus the first switch 241 and the first voltage are applied. The voltage applied to one diode 231 is also clamped to half the voltage applied to the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253. That is, in the proposed invention, the voltage across the two switches 241, 243 is clamped to be the same as long as the diodes 231, 233 are symmetric.

일 양상에 따르면, 전력 변환 장치는 제1 출력부(250)에 연결되는 공진형 변환기(resonant converter)를 더 포함할 수 있다. 도 8은 또다른 실시예에 따른 전력 변환 장치의 구성을 도시한 블록도이다. 도 8에 도시된 실시예에 따른 전력 변환 장치는 도 2에 도시된 3-레벨 역률 개선 컨버터의 출력단에 공진형 변환기(resonant converter)를 추가로 연결하여 구성된다. 일 실시예에서, 공진형 변환기는 3-level LLC 변환기일 수 있다. According to an aspect, the power conversion device may further include a resonant converter connected to the first output unit 250. 8 is a block diagram showing the configuration of a power conversion device according to another embodiment. The power conversion device according to the embodiment shown in FIG. 8 is configured by additionally connecting a resonant converter to the output terminal of the 3-level power factor improving converter shown in FIG. 2. In one embodiment, the resonant converter may be a 3-level LLC converter.

도시된 바와 같이, 3-level LLC 변환기는 제2 스위칭부(810)와, 공진 회로부(830), 출력 정류부(850) 및 제2 출력부(870)를 포함한다. 제2 스위칭부(810)는 제1 출력부(250)의 출력인 직류 전압을 스위칭하여 교류로 변환한다. 이 교류 전력은 공진 회로부(830)에서 인덕턴스 성분과 커패시턴스 성분에 의해 공진을 일으키면서 이상적인 정현파에 가까운 전력 신호가 생성된다. 여기서 제2 스위칭부(810)와 공진 회로부(830)는 공진형 인버터로 작동한다. 도시된 실시예에서 제안된 발명의 일 양상에 따라, 공진형 인버터를 위한 공진 코일은 트랜스포머(833)의 1차측 코일과 통합되었다. 발진된 정현파 교류 전력 신호는 트랜스포머(833)를 통과한 후 출력 정류부(850)에서 다시 직류 전력으로 정류된 후 제2 출력부(870)에서 안정된 직류로 평활화되어 출력된다. 출력 정류부(850), 제2 출력부(870)의 구성은 일반적인 3-레벨 LLC 변환기에서 알려진 구성이므로 상세한 설명은 생략한다. As shown, the 3-level LLC converter includes a second switching unit 810, a resonant circuit unit 830, an output rectifying unit 850, and a second output unit 870. The second switching unit 810 converts the DC voltage, which is the output of the first output unit 250, into AC. The AC power generates resonance by the inductance component and the capacitance component in the resonance circuit unit 830, thereby generating a power signal close to an ideal sine wave. Here, the second switching unit 810 and the resonance circuit unit 830 operate as a resonance type inverter. According to one aspect of the invention proposed in the illustrated embodiment, the resonant coil for the resonant inverter is integrated with the primary coil of the transformer 833. The oscillated sinusoidal AC power signal passes through the transformer 833 and is then rectified with DC power again at the output rectifying unit 850 and then smoothed and output to the stable DC at the second output unit 870. The configuration of the output rectification unit 850 and the second output unit 870 is a configuration known from a general three-level LLC converter, and thus detailed description is omitted.

일 양상에 따르면, 제2 스위칭부(810)는 제1 링크 커패시터(251)의 일단에 그 일단이 연결된 제3 스위치(811)와, 제3 스위치(811)의 타단에 일단이 연결되고 타단은 제1 링크 커패시터(251)의 타단에 연결된 제4 스위치(813)와, 제2 링크 커패시터(253)의 일단에 그 일단이 연결된 제5 스위치(815)와, 제5 스위치(815)의 타단에 일단이 연결되고 타단은 제2 링크 커패시터(253)의 타단에 연결된 제6 스위치(817)를 포함한다. 일 양상에 따르면, 3-level LLC 변환기는 제2 밸런싱 커패시터(890)를 더 포함한다. 도시된 실시예에서, 제2 밸런싱 커패시터(890)는 제4 스위치(813)의 일단과 제 5 스위치(815)의 타단 간에 연결된다. 추가적인 일 양상에 따르면, 3-level LLC 변환기는 제2 구동 제어부(820)를 더 포함할 수 있다. 제2 구동 제어부(820)는 제3 스위치(811) 및 제5 스위치(815)를 제4 스위치(813) 및 제6 스위치(817)와 배타적으로 온/오프 스위칭 제어한다. According to an aspect, the second switching unit 810 has a third switch 811 having one end connected to one end of the first link capacitor 251 and one end connected to the other end of the third switch 811 and the other end. A fourth switch 813 connected to the other end of the first link capacitor 251, a fifth switch 815 connected to one end of the second link capacitor 253, and the other end of the fifth switch 815 One end is connected and the other end includes a sixth switch 817 connected to the other end of the second link capacitor 253. According to one aspect, the 3-level LLC converter further includes a second balancing capacitor 890. In the illustrated embodiment, the second balancing capacitor 890 is connected between one end of the fourth switch 813 and the other end of the fifth switch 815. According to an additional aspect, the 3-level LLC converter may further include a second driving control unit 820. The second driving control unit 820 exclusively controls on / off switching of the third switch 811 and the fifth switch 815 with the fourth switch 813 and the sixth switch 817.

제1 구동 제어부(290)와 제2 구동 제어부(820)는 도시된 바와 같이 별개의 부품으로 구현될 수도 있지만, 하나의 컴퓨팅 요소, 예를 들면 하나의 마이크로프로세서나 하나의 디지털로직으로 통합되어 구현될 수도 있다.  The first driving control unit 290 and the second driving control unit 820 may be implemented as separate parts as illustrated, but are integrated into one computing element, for example, one microprocessor or one digital logic. It may be.

도 9 및 도 10을 참조하여 제2 스위칭부(810) 및 제2 밸런싱 커패시터(890)를 통해 제1 링크 커패시터(251) 및 제2 링크 커패시터(253)의 전압의 밸런싱이 유지되는 동작을 설명한다. 도 9와 도 10에서는 동작의 설명의 편의성을 위해 트랜스포머(833)의 1차측만을 도시하였고, 3-레벨 역률 개선 전력 변환기도 도 3에 비해 간략화하여 도시하였다. 또한 제1 구동 제어부(290), 제2 구동 제어부(820)도 도시가 생략되었다. 또 제1,2 출력 커패시터(841,843)는 하나의 상부 출력 커패시터(842)로 통합되어 도시되었고, 제3,4 출력 커패시터(845,847)는 하나의 하부 출력 커패시터(844)로 통합되어 도시되었다. Referring to FIGS. 9 and 10, an operation of balancing voltages of the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253 through the second switching unit 810 and the second balancing capacitor 890 will be described. do. 9 and 10, only the primary side of the transformer 833 is shown for convenience of explanation of operation, and the 3-level power factor improving power converter is also simplified and shown in FIG. 3. Also, the first driving control unit 290 and the second driving control unit 820 are not illustrated. In addition, the first and second output capacitors 841 and 843 are shown as being integrated into one upper output capacitor 842, and the third and fourth output capacitors 845 and 847 are shown as being integrated as one lower output capacitor 844.

도 9는 제3 스위치(811, M3)와 제5 스위치(815, M5)가 동시에 턴 온 되는 모드 1의 동작을 도시한다. 모드 1에서 표시된 도통 경로를 따라 전류가 양 방향으로 흐를 수 있고, 제1 링크 커패시터(251)와 제2 밸런싱 커패시터(890)의 전압이 동일한 상태가 되면 전류 흐름이 중단된다. 도 10은 제4 스위치(813, M4)와 제6 스위치(817, M6)가 동시에 턴 온 되는 모드 2의 동작을 도시한다. 모드 2에서 표시된 도통 경로를 따라 전류가 양 방향으로 흐를 수 있고, 제2 링크 커패시터(253)와 제2 밸런싱 커패시터(890)의 전압이 동일한 상태가 되면 전류 흐름이 중단된다. 모드 1과 모드 2의 동작을 통해 제2 밸런싱 커패시터(890)을 매개하여 제1 링크 커패시터(251)와 제2 링크 커패시터(253)의 전압이 출력 전압의 절반으로 정확히 동일해진다. 9 illustrates the operation of mode 1 in which the third switches 811 and M3 and the fifth switches 815 and M5 are simultaneously turned on. The current may flow in both directions along the conduction path indicated in mode 1, and when the voltages of the first link capacitor 251 and the second balancing capacitor 890 become the same, current flow is stopped. 10 shows the operation of mode 2 in which the fourth switches 813 and M4 and the sixth switches 817 and M6 are turned on at the same time. Current can flow in both directions along the conduction path indicated in mode 2, and when the voltages of the second link capacitor 253 and the second balancing capacitor 890 become the same, current flow is stopped. Through the operation of mode 1 and mode 2, the voltage of the first link capacitor 251 and the second link capacitor 253 is exactly equal to half of the output voltage via the second balancing capacitor 890.

도 9에서 제2 밸런싱 커패시터(890)는 스위치 M3 M5가 도통되었을 때 상부 출력 커패시터(842)를 경유하는 또다른 도통 루프를 구성한다. 또 도 10에서 제2 밸런싱 커패시터(890)는 스위치 M4, M6가 도통되었을 때 하부 출력 커패시터(844)를 경유하는 또다른 도통 루프를 구성한다. 이에 의해 상부 출력 커패시터(842)에 충전된 전압과 하부 출력 커패시터(844)에 충전된 전압은 제2 밸런싱 커패시터(890)를 통해 정확히 같도록 조절된다. 이는 3 레벨 LLC 공진형 변환기의 변환 효율을 개선시킨다. In FIG. 9, the second balancing capacitor 890 constitutes another conduction loop through the upper output capacitor 842 when the switch M3 M5 is conducting. In addition, in FIG. 10, the second balancing capacitor 890 constitutes another conduction loop through the lower output capacitor 844 when the switches M4 and M6 are conducting. Accordingly, the voltage charged in the upper output capacitor 842 and the voltage charged in the lower output capacitor 844 are adjusted to be exactly the same through the second balancing capacitor 890. This improves the conversion efficiency of a three level LLC resonant converter.

이상에서 본 발명을 첨부된 도면을 참조하는 실시예들을 통해 설명하였지만 이에 한정되는 것은 아니며, 이들로부터 당업자라면 자명하게 도출할 수 있는 다양한 변형예들을 포괄하도록 해석되어야 한다. 특허청구범위는 이러한 변형예들을 포괄하도록 의도되었다.In the above, the present invention has been described through embodiments referring to the accompanying drawings, but is not limited thereto, and should be interpreted to cover various modifications that can be obviously derived by those skilled in the art from these. The claims are intended to cover these variations.

210 : 인덕터 220 : 정류부
231 : 제1 다이오드 233 : 제2 다이오드
240 : 제1 스위칭부 241 : 제1 스위치
243 : 제2 스위치 250 : 제1 출력부
251 : 제1 링크 커패시터 253 : 제2 링크 커패시터
255 : 제1 출력 커패시터
260 : 밸런싱부 261 : 제1 밸런싱 커패시터
263 : 밸런싱 다이오드
290 : 제1 구동제어부
810 : 제2 스위칭부 811 : 제3 스위치
813 : 제4 스위치 815 : 제5 스위치
817 : 제6 스위치
820 : 제2 구동제어부 830 : 공진 회로부
850 : 출력 정류부 870 : 제2 출력부210: inductor 220: rectifier
231: first diode 233: second diode
240: first switching unit 241: first switch
243: second switch 250: first output
251: first link capacitor 253: second link capacitor
255: first output capacitor
260: balancing unit 261: first balancing capacitor
263: balancing diode
290: first drive control unit
810: second switching unit 811: third switch
813: 4th switch 815: 5th switch
817: sixth switch
820: second drive control unit 830: resonant circuit unit
850: output rectifier 870: second output

Claims (8)

일단으로 직류 전원이 공급되는 인덕터;
인덕터의 타단에 그 일단이 연결된 제1 다이오드;
제1 다이오드의 타단에 그 일단이 연결된 제2 다이오드;
인덕터의 타단에 그 일단이 연결되는 제1 스위칭부;
제2 다이오드의 타단에 일단이 연결된 제1 링크 커패시터 및 제1 링크 커패시터의 타단에 일단이 연결되고, 타단은 접지단에 연결된 제2 링크 커패시터를 포함하는 제1 출력부;
제1 출력부의 출력을 입력 받아, 제1 스위칭부의 스위칭을 제어하는 제1 구동 제어부;
제1 다이오드의 타단에 그 일단이 연결되고 타단은 제 1 스위칭부의 타단에 연결된 제1 밸런싱 커패시터 및 제1 밸런싱 커패시터의 타단에 그 일단이 연결되고 타단은 제2 링크 커패시터의 일단에 연결된 밸런싱 다이오드를 포함하여, 제1 스위칭부의 스위칭에 따라 제1 링크 커패시터 및 제2 링크 커패시터의 충전 전압을 실질적으로 동일하게 유지하는 밸런싱부;
를 포함하는 전력 변환 장치.
An inductor to which DC power is supplied at one end;
A first diode having one end connected to the other end of the inductor;
A second diode having one end connected to the other end of the first diode;
A first switching unit having one end connected to the other end of the inductor;
A first output unit including a first link capacitor having one end connected to the other end of the second diode and a second link capacitor having one end connected to the other end of the first link capacitor and the other end connected to the ground end;
A first driving control unit receiving the output of the first output unit and controlling switching of the first switching unit;
One end is connected to the other end of the first diode, the other end is connected to the other end of the first balancing capacitor and the first balancing capacitor connected to the other end of the first switching unit, the other end is a balancing diode connected to one end of the second link capacitor Including, a balancing unit for maintaining the charging voltage of the first link capacitor and the second link capacitor substantially the same according to the switching of the first switching unit;
Power conversion device comprising a.
청구항 1에 있어서, 제1 스위칭부는
인덕터의 타단에 그 일단이 연결되는 제1 스위치 및 제1 스위치의 타단에 그 일단이 연결되고 타단은 접지단에 연결된 제2 스위치를 포함하는 전력 변환 장치.
The method according to claim 1, The first switching unit
And a first switch having one end connected to the other end of the inductor and a second switch having one end connected to the other end of the first switch and the other end connected to the ground end.
삭제delete 청구항 2에 있어서, 제1 구동 제어부는 제1 스위치의 턴온 시간이 제2 스위치의 턴온 시간 보다 길게 제1 스위칭부의 스위칭을 제어하는 전력 변환 장치.
3. The power conversion apparatus of claim 2, wherein the first driving control unit controls the switching of the first switching unit in which the turn-on time of the first switch is longer than the turn-on time of the second switch.
청구항 1에 있어서, 전력 변환 장치는 제1 출력부에 연결되는 공진형 변환기(resonant converter)를 더 포함하는 전력 변환 장치.
The power conversion device of claim 1, further comprising a resonant converter connected to the first output unit.
청구항 5에 있어서, 공진형 변환기는 3-level LLC 변환기인 전력 변환 장치.
The power converter according to claim 5, wherein the resonant converter is a 3-level LLC converter.
청구항 6에 있어서, 3-level LLC 변환기는 :
제1 링크 커패시터의 일단에 그 일단이 연결된 제3 스위치와, 제3 스위치의 타단에 일단이 연결되고 타단은 제1 링크 커패시터의 타단에 연결된 제4 스위치와,
제2 링크 커패시터의 일단에 그 일단이 연결된 제5 스위치와, 제5 스위치의 타단에 일단이 연결되고 타단은 제2 링크 커패시터의 타단에 연결된 제6 스위치,
를 포함하는 제2 스위칭부와;
제4 스위치의 일단과 제 5 스위치의 타단 간에 연결된 제2 밸런싱 커패시터와;
제3 스위치 및 제5 스위치를 제4 스위치 및 제6 스위치와 배타적으로 온/오프 스위칭 제어하는 제2 구동 제어부;
를 포함하는 전력 변환 장치.
The method of claim 6, wherein the 3-level LLC converter:
A third switch having one end connected to one end of the first link capacitor, and a fourth switch having one end connected to the other end of the third switch and the other end connected to the other end of the first link capacitor,
A fifth switch having one end connected to one end of the second link capacitor, and a sixth switch having one end connected to the other end of the fifth switch and the other end connected to the other end of the second link capacitor,
A second switching unit comprising a;
A second balancing capacitor connected between one end of the fourth switch and the other end of the fifth switch;
A second drive control unit exclusively controlling on / off switching of the third switch and the fifth switch with the fourth switch and the sixth switch;
Power conversion device comprising a.
청구항 7에 있어서, 3-level LLC 변환기는 :
상기 제2 스위칭부에 연결된 공진 회로부와;
공진 회로부의 교류 출력을 직류로 변환하는 출력 정류부와;
출력 정류부의 출력을 평활화하여 출력하는 제2 출력부;
를 포함하는 전력 변환 장치.The method of claim 7, wherein the 3-level LLC converter:
A resonance circuit part connected to the second switching part;
An output rectifying unit for converting the AC output of the resonant circuit unit into direct current;
A second output unit that outputs by smoothing the output of the output rectifying unit;
Power conversion device comprising a.
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