KR102022579B1 - 플렉서블 대역폭 및 대역외 제거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기 - Google Patents

플렉서블 대역폭 및 대역외 제거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기 Download PDF

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유복흥
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광운대학교 산학협력단
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Abstract

플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기가 개시된다. 직렬 전송 선로들(series transmission lines) 및 결합 선로 타입(coupled line type)의 윌킨슨 전력 분배기(Wilkinson Power Divider)가 제안된다. 두 쌍의 전송 선로들을 채택함으로써, 활용되는 결합 선로의 even-모드/odd-모드 임피던스 간의 차이가 제어될 수 있다. 따라서, 대역폭 및 대역외 제거의 성능이 동시에 변경될 수 있다. 이론적 분석 및 실험은 채택된 전송 선로가 대역폭 및 대역외 제거 성능(out-of-band rejection performance)에 영향을 미칠 뿐 아니라, 활용되는 결합 선로의 even-모드/odd-모드 임피던스들 간의 차이를 변경시킴으로써 프로세싱 난이도를 감소시킬 수 있었다. 설계 등식들이 유도되었으며, 제안된 전력분배기(PD)는 상대적으로 높은 대역폭(higher bandwidth), 넓은 대역외 제거(wider out-of-band rejection)를 나타내며, 기판의 비아 홀들(via holes) 및 추가적인 집중정수 소자들(lumped elements) 업이 간단하게 제작되었다.

Description

플렉서블 대역폭 및 대역외 제거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기{A COUPLED LINE TYPE OF POWER DIVIDER WITH FLEXIBLE BANDWIDTH AND OUT-OF-BAND REJECTION PERFORMANCE}
본 발명은 결합 선로(coupled line) 타입의 전력 분배기(PD, Power Divider)에 관한 것으로, 보다 상세하게는 플렉서블 대역폭 및 대역외 제거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기에 관한 것입니다.
본 연구는 2017년 한국 연구재단(NRF-2016R1D1A1B03935640)과 광운대학교로부터의 연구 보조금에 의한 지원을 받았습니다.
전력 분배기(power divider)는 무선 송신기로부터 입력되는 전력을 2개 이상의 안테나 또는 안테나 소자에 일정한 비율로 전력을 분배하는 장치입니다.
이와 관련된 선행기술1로써, 특허 출원번호 10-2017-0087353에서 개시된 "초광대역 하모닉 성분을 억제하는 소형 대역 통과 전력 분배기"는 주파수 선택 결합 구조(FSCS, frequency-selecting coupling structure)를 사용하여 중심 주파수가 245GHz 인 대역 통과 특성과 DC, 3f0, 5f0 및 7f0 초 광대역 고조파 성분을 억제하는, 초광대역 하모닉 성분을 억제하는(Ultra-Wide Band Harmonic Suppression) 소형 대역 통과 전력 분배기(Band-Pass Power Divider)이 개시되어 있다. 대역 통과 특성과 초 광대역 고조파 억제를 갖는 대역 통과 전력 분배기(Power Divider)를 제공한다. 주파수 선택 결합 구조(FSCS)는 기존의 1/4 파장 전송 라인에 내장되어 있어 3개의 "송신 0(transmission zero)"로 초 광대역 고조파 억제를 구현하였다. 단락형 미앤더 라인 스터브(short ended meander line stub)는 DC 블록의 두 출력 포트에서 선로를 바꾸며(shunted) 통과 대역에 대해 추가 전송 제로를 제공한다 제안된 대역 통과 전력 분배기는 DC, 3f0, 5f0 및 7f0 고조파 성분을 억제하기 위해 초 광대역 정지 대역을 사용하여 174 ~ 371GHz까지 -20dB 대역폭으로 작동한다. 제안된 대역 통과 전력 분배기는 1465mm x 1964mm (019λg x 025λg)의 컴팩트 한 소형 크기로 제작되었다.
1. 서론
전력 분배기(PD, Power Divider)들은 RF/마이크로파 시스템들에 있어서 중요한 역할을 한다. 특히, 윌킨슨 전력 분배기(Wilkinson Power Divider)는 전력 증폭기들(power amplifiers), 주파수 체배기들(frequency multipliers), 및 다른 마이크로파 장치들에서의 수동 소자(passive components)로서 널리 사용된다. 그러나, 불량한 대역외 제거(poor out-of-band rejection), 제한된 동작 대역(limited band of operation), 고조파 응답(harmonics response) 등과 같이 종래의 윌킨슨 PD들에 있어서 일부 약점들이 불가피하다. 최근, 많은 연구자들이 듀얼-모드(dual-mode) 또는 단락/개방-회로 공진기들(short/open-circuited resonators)을 통합하여[1-3], 대역통과 필터들을 갖는 1/4파장 임피던스 변환기들(quarter wqvelength impedance transformers)로 대체하거나[4-7] 또는 우-/좌-향 전송 선로들(right-/left-handed transmission line)[8]로 대체함으로써 선택적으로 성능을 향상시키기 위한 노력을 하고 있다. 그러나, 대부분의 설계들의 대역폭이 좁으며, 추가적인 비아 홀들(via holes)이나 집중정수 소자(lumped element)들이 채택되어 상대적으로 높은 프로세싱 난이도(relatively higher processing difficulty)를 초래한다.
특허 출원번호 10-2017-0087353 (특허출원일자 2017년 07월 10일), "초광대역 하모닉 성분을 억제하는 소형 대역 통과 전력 분배기", 광운대학교 산학협력단
K. Song, Compact filtering power divider with high frequency selectivity and wide stopband using embedded dual-mode resonator, Electron Lett, 51 (2015), 495-497. X.Y. Zhang, K.X. Wang and B.J. Hu, Compact filtering power divider with enhanced second-harmonic suppression, IEEE Microwave Wirel Compon Lett, 23 (2013), 483-485. K. Song, S. Hu, Y. Mo, Y. Fan and C. Zhong, Novel bandpass-response power divider with high frequency selectivity using centrally stub-loaded resonators, Microwave Opt Technol Lett, 55 (2013),1560-1562. Y.C. Li, Q. Xue and X.Y. Zhang, Single- and dual-band power dividers integrated with bandpass filters, IEEE Trans Microwave Theory Tech, 61 (2013), 69-76. C.J. Chen and Z.C. Ho, Design equations for a coupled-line type filtering power divider, IEEE Microwave Wirel Compon Lett, 27 (2017), 257-259. Y. Wang, X.Y. Zhang, F.X. Liu and J.C. Lee, A compact bandpass Wilkinson power divider with ultra-wide band harmonic suppression, IEEE Microwave Wirel Compon Lett, 27 (2017), 888-890. L. Gao and X. Yin Zhang, Novel 2:1 Wilkinson power divider integrated with bandpass filter, Microwave Opt Technol Lett, 55 (2013), 646-648. X. Ren, K. Song, B. Hu and Q. Chen, Compact filtering power divider with good frequency selectivity and wide stopband based on composite right-/left-handed transmission lines, Microwave Opt Technol Lett, 56 (2014), 2122-2125. X. Wang, Z. Ma, I. Sakagami, M. Yoshikawa and A. Mase, Wilkinson power divider with band-pass filter response and easy structure, Proc Asia-Pacific Microwave Con (APMC), 2015. T. Jensen, V. Zhurbenko, V. Krozer and P. Meincke, Coupled transmission lines as impedance transformer, IEEE Trans Microwave Theory Tech, 55 (2007), 2957-2965 B.J. Xiang, S.Y. Zheng, Y.M. Pan and Y.X. Li, Wideband circularly polarized dielectric resonator antenna with bandpass filtering and wide harmonics suppression response, IEEE Trans Antennas and Propagation, 65 (2017), 2096-2101.
종래 기술의 문제점을 해결하기 위한 본 발명의 목적은 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기를 제공한다.
본 발명에서는, 결합 선로 타입(coupled line type)의 윌킨슨 전력분배기(PD)에 대한 등가 회로가 도입되고 분석된다. [9]의 연구와 비교하면, 두 쌍의 1/4 파장 전송선로들(quarter wavelength transmission lines)이 채택되며, 향상된 선택도 성능과 유연한 대역폭을 달성한다. 또한, 제안되는 전력 분배기(PD)의 구조는 비아 홀들(via holes)이나 추가적인 집중정수 소자들(lumped elements)이 없이 간단하게 제작된다. 이론적인 폐쇄형 설계 등식들과 개방-회로 결합 선로(open-circuited coupled lines)의 특성들이 유도되고 신중하게 분석된다. 임피던스 정합과 위상 응답 방법(impedance matching and phase response methods)들 모두가 다음 분석에서 고려된다.
본 발명의 목적을 달성하기 위해, 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기는, 기판과; 전력을 입력받는 입력 port 1을 구비하는 입력부; 입력부와 출력부의 임피던스를 매칭하는 임피던스 매칭 회로(ZT, θT); 상기 임피던스 매칭 회로로부터 분기된 결합 선로(coupled line) 타입의 제1 전송 선로와, 결합 선로 타입의 제2 전송 선로; 및 상기 출력부의 임피던스 매칭 회로와 연결되며, 두 전송 라인을 통해 1/2 전력씩 분배되도록 각각의 출력 port 2, port 3을 구비하는 출력부;를 포함하는 전력분배기를 구비하며,
상기 전력 분배기는 기판의 비아 홀들(via holes) 및 추가적인 집중정수 소자들(lumped elements)을 구비하지 않는다.
상기 전력 분배기는 상기 출력 port 2, port 3 사이에는 분리 저항(R)을 더 포함한다.
상기 제1 전송 전로 및 상기 제2 전송 선로는 결합 마이크로스트립 선로(coupled microstrip line)를 사용한다.
상기 결합 마이크로스트립 선로의 임피던스 행렬(impedance matrix)은 다음과 같이 주어지며,
Figure 112018045240918-pat00001
(1)
입력 임피던스 ZIN는 다음과 같이 입력 포트에서의 전압과 전류 사이의 관계에 따라 계산되며,
Figure 112018045240918-pat00002
(2)
추가로, S24 파라미터는 다음과 같이 임피던스와의 관계를 통해 얻어질 수 있으며,
Figure 112018045240918-pat00003
(3)
θ0 = π/2 일 때, 계산된 값, S24 = -j이고, 이는 결합 선로 유닛(coupled line unit)의 전기적인 길이가 λ/4임을 의미하며,
임피던스 변환기(impedance transformer)의 등가 회로[도 1(b)]에 따르면, 등가 임피던스 ZEQ1 및 ZEQ2는 기본 전송 이론 및 등식(1,2)를 통해 다음과 같이 얻어지고,
Figure 112018045240918-pat00004
(4)
Figure 112018045240918-pat00005
(5)
임피던스 매칭될 때 ZEQ1 = ZEQ2 임이 만족되며, 임피던스 매칭된 조건은 다음에 의해 표현되며,
Figure 112018045240918-pat00006
(6)
임피던스 변환기의 전체 전기적인 길이(λD로 표시됨)가 3λ/4와 같아지도록 θ = π/2의 조건이 직렬 전송 선로들에 적용되어야 하며, 이 경우, 종래 윌킨슨 전력 분배기(PD)에서의 λD = λ/4 인 초기 조건은 결합 선로가 그 시간에 대역 저지(band stop)를 보여준다는 사실 때문에 차단되고, 3λ/4의 조건이 대신 전력 분배기(PD)의 제안된 구조를 위한 제1 통과대역(passband)이 되며,
(6)의 임피던스 정합 조건은
Figure 112018045240918-pat00007
(7)에 의해 계산된다.
상기 전력 분배기는 θ0 = π/2 일 때, 결합 선로 유닛(coupled line unit)의 전기적인 길이가 λ/4이며, 임피던스 변환기(impedance transformer)의 등가 회로[도 1(b)]에 따르면, 등가 임피던스 ZEQ1 및 ZEQ2는
Figure 112018045240918-pat00008
(4)
Figure 112018045240918-pat00009
(5)
임피던스 매칭될 때 ZEQ1 = ZEQ2 임이 만족된다.
상기 전력 분배기는 2.5 GHz의 중심 주파수, 2.2 GHz 내지 2.8GHz 통과대역을 갖는다.
상기 기판은 테플론 기판을 사용하며,
상기 전력 분배기의 프로토타입은 Zr = 50Ω, Z0 = 50Ω, Zo = 65Ω, ZE = 135.7Ω에 기초하며, εr = 2.54의 상대 유전율, h = 0.54 mm의 두께, 및 T = 0.018 mm의 전도체 높이를 갖는 테플론 기판 상에 제조된다.
상기 전력 분배기는, 2.5GHz 중심 주파수에서, 2.2 GHz 내지 2.8 GHz 통과 대역에서 전력 분배기의 시뮬레이션 및 측정된 반사 손실(S11)과 삽입 손실(S21, S31)은 각각 -38.87dB/-18.95dB 및 -3.24dB/-3.54dB이며,
-1 dB 보다 양호한 제거 수준(rejection level)을 갖는 최대 7 GHz(2.8 f0)에 이르는 반사 손실 S11의 상위 저지대역(upper stopband)이 얻어진다.
상기 전력 분배기는 2.2 GHz 내지 2.8 GHz의 통과대역(passband)에서 진폭 차이는 각각 0.075 dB 및 0.8°보다 작다.
상기 전력 분배기는 2.2 GHz 내지 2.8 GHz의 통과대역(passband)에서 주파수의 변화에 따른 전력의 세기와 위상이 일정하다.
본 발명에 따른 직렬 전송 선로들(series transmission lines) 및 결합 선로 타입(coupled line type)의 윌킨슨 전력 분배기(Wilkinson Power Divider)가 제안하였다. 두 쌍의 전송 선로들을 채택함으로써, 활용되는 결합 선로의 even-모드/odd-모드 임피던스 간의 차이가 제어될 수 있다. 따라서, 대역폭 및 대역외 제거의 성능이 동시에 변경될 수 있다. 결합 선로의 태생적인 대역통과 특성 때문에, DC 차단된다.
이론적 분석 및 실험은 채택된 전송 선로(transmission line)가 대역폭(bandwidth) 및 대역외 제거 성능(out-of-band rejection performance)에 영향을 미칠 뿐 아니라, 활용되는 결합 선로(coupled line)의 even-모드/odd-모드 임피던스들 간의 차이를 변경시킴으로써 프로세싱 난이도(processing difficulty)를 감소시킬 수 있었다. 설계 등식들이 유도되었으며, 제안된 전력분배기(PD)는 상대적으로 높은 대역폭(higher bandwidth), 넓은 대역외 제거(wider out-of-band rejection)를 나타내며, 기판의 비아 홀들(via holes) 및 추가적인 집중정수 소자들(lumped elements) 업이 간단하게 제작되었다.
도 1은 (a) 제안된 전력 분배기(PD), 및 (b) 제안된 임피던스 변환기(impedance transformer)의 개념도이다.
도 2는 출력 포트 임피던스 ZL의 후면 방향으로 본 입력 임피던스 ZIN를 위한 개방 회로 결합 선로(open circuited coupled line)를 보인 도면이다.
도 3은 케이스1 Zr = 35.3Ω, 케이스2 Zr = 50Ω, 케이스3 Zr = 70.7Ω의 3개의 다른 케이스의 주파수에 대한 S 파라미터(dB)의 크기 응답(magnitude response)을 보인 도면이다.
도 4는 제안된 전력 분배기(power divider)의 레이아웃을 보인 도면이다.
도 5ab 및 5cd는 (a) 사진, (b) 입력 port 1, 출력 port 2,3의 반사손실(S11)과 삽입 손실(S21), (c) 출력 port 2,3의 삽입 손실(S31)과 격리도(S32), (d) 위상(phase)과 진폭 불균형(amplitude imbalance)을 보인 도면이다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 발명의 구성 및 동작을 상세하게 설명한다.
본 발명에서는 직렬 전송 선로들(series transmission lines) 및 결합 선로들(coupled lines)로 구성되는 결합 선로 타입(coupled line type)의 윌킨슨 전력 분배기(Wilkinson Power Divider)가 제안된다. 두 쌍의 전송 선로들을 채택함으로써, 활용되는 결합 선로의 even-모드/odd-모드 임피던스 간의 차이가 제어될 수 있으며, 따라서, 대역폭 및 대역외 제거의 성능이 동시에 변경될 수 있다. 상세한 설계 공식들이 유도되며 향후 작업에 있어서 쉽게 적용될 수 있다. 결합 선로의 태생적인 대역통과 특성 때문에, DC 차단(block)이 동시에 달성된다. 실험 목적을 위해, 2.5 GHz의 중심 주파수를 갖고 2.2 GHz 내지 2.8 GHz 대역폭을 갖는 프로토타입 전력 분배기(PD, Power Divider)가 시뮬레이션 및 제작되며, 측정된 결과들은 이론적 분석과 양호하게 일치함을 보여 준다.
종래 균등-분배 윌킨슨 전력 분배기의 임피던스 변환기를 새로운 구조로 대체함으로써 얻어지는 제안된 결합 선로(coupled line) 타입의 윌킨슨 전력 분배기(Wilkinson Power Divider)의 개략도가 도 1(a)에 도시된다.
도 1은 (a) 본 발명에서 제안된 전력 분배기(PD), 및 (b) 제안된 임피던스 변환기(impedance transformer)의 개념도이다.
본 발명의 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기는
기판과;
전력을 입력받는 입력 port 1을 구비하는 입력부; 입력부와 출력부의 임피던스를 매칭하는 임피던스 매칭 회로(ZT, θT); 상기 임피던스 매칭 회로로부터 분기된 결합 선로(coupled line) 타입의 제1 전송 선로와, 결합 선로 타입의 제2 전송 선로; 및 상기 출력부의 임피던스 매칭 회로와 연결되며, 두 전송 라인을 통해 1/2 전력씩 분배되도록 각각의 출력 port 2, port 3을 구비하는 출력부;를 포함하는 전력분배기를 구비하며,
상기 전력 분배기는 기판의 비아 홀들(via holes) 및 추가적인 집중정수 소자들(lumped elements)을 구비하지 않는다.
입력부는 Port 1 (Z0) 부분이다.
임피던스 매칭 회로는 입력부와 연결된 (ZT, θT) 부분과 출력부에 연결된 (ZT, θT) 부분이다.
결합 선로(coupled line) 타입의 제1 전송 선로와 제2 전송 선로는 전송 라인의 평행하게 이격된다.
출력부는 Port 2(Z0), Port 3 (Z0) 부분이다.
상기 전력 분배기는 상기 출력 port 2, port 3 사이에는 분리 저항(R, isolation resistor)을 더 포함한다.
상기 제1 전송 전로 및 상기 제2 전송 선로는 결합 마이크로스트립 선로(coupled microstrip line)을 사용한다.
상기 전력 분배기는 실시예에서는, 2.5 GHz의 중심 주파수, 2.2 GHz 내지 2.8GHz 통과대역(passband)을 갖는다.
상기 기판은 테플론 기판을 사용하며,
상기 전력 분배기의 프로토타입은 Zr = 50Ω, Z0 = 50Ω, Zo = 65Ω, ZE = 135.7Ω에 기초하며, εr = 2.54의 상대 유전율, h = 0.54 mm의 두께, 및 T = 0.018 mm의 전도체 높이를 갖는 테플론 기판 상에 제조된다.
예를들면, 전력 분배기(PD)는 입력 port 1에 1 KW 전력이 입력되면, 분기된 결합 선로(coupled line) 타입의 제1 전송 선로와 결합 선로(coupled line) 타입의 제2 전송 선로의 두 전송 라인(two transmission line)을 통해 1/2 KW 전력씩 분배되어 각각의 출력 port 2, port 3로 1/2 KW 전력이 출력된다.
전력 분배기(PD)는 전력을 입력받는 입력 port 1과, 분기된 결합 선호 타입의 두 전송 라인을 통해 1/2씩 전력을 분배하며, 분리 저항(R, isolation resistor)으로 분리된 출력 port 2, port 3로 각각 1/2 전력이 출력된다.
ZIN는 입력 임피던스이다.
Z0는 모든 포트(입력 port 1, 출력 port 2,3)의 임피던스,
ZE는 결합 선로(coupled line)의 even-모드 임피던스(even-mode impedance), Zo는 결합 선로(coupled line)의 odd-모드 임피던스(odd-mode impedance) 이다.
ZT는 두 쌍의 직렬 전송 선로(series transmission lines)의 특성 임피던스, θT는 두 쌍의 직렬 전송 선로의 전기적인 길이(electrical length),
ZE0는 결합 선로(coupled line)의 even-모드 임피던스(even-mode impedance),
Zo0는 결합 선로(coupled line)의 odd-모드 임피던스(odd-mode impedance),
θ0는 결합 선로(coupled line)의 전기적인 길이,
ZL은 출력 포트 임피던스이다.
모든 포트들의 임피던스는 Z0로 표시되며, 분리 저항들(R, isolation resistors)의 값은 2Z0이다.
ZE, Zo, 및 θ는 각각 결합 선로(coupled line)의 even-모드/odd-모드 임피던스들, 및 전기적인 길이(electrical length)를 나타낸다.
ZT 및 θT는 각각 두 쌍의 직렬 전송 선로들(series transmission lines)의 특성 임피던스(characteristic impedance) 및 전기적인 길이(electrical length)이다.
제안된 전력 분배기(PD)의 주요 부분으로서, port 1과 pot 3이 개방된 활용되는 결합 선로의 구조가 도 2에 도시된다.
도 2는 출력 포트 임피던스 ZL의 후면 방향으로 본 입력 임피던스 ZIN를 위한 개방 회로 결합 선로(open circuited coupled line)를 보인 도면이다.
ZE0, Zo0, 및 θ0는 각각 결합 선로의 even-모드/odd-모드 임피던스들과 전기적인 길이를 나타낸다.
ZE0는 even-모드 임피던스들(even-mode impedances), Zo0는 odd-모드 임피던스들(odd-mode impedances), 그리고 θ0는 전기적인 길이(electrical length) 이다.
[10, 11]에서 분석되는 결합 마이크로스트립 선로(coupled microstrip line)의 임피던스 행렬(impedance matrix)은 다음과 같이 주어진다.
Figure 112018045240918-pat00010
(1)
그후, 도 2에서 입력 임피던스 ZIN는 다음과 같이 입력 포트에서의 전압과 전류 사이의 관계에 따라 계산될 수 있다.
Figure 112018045240918-pat00011
(2)
추가로, S24 파라미터는 다음과 같이 임피던스와의 관계를 통해 얻어질 수 있다.
Figure 112018045240918-pat00012
(3)
θ0 = π/2 일 때, 계산된 값, S24 = -j이고, 이는 결합 선로 유닛(coupled line unit)의 전기적인 길이가 λ/4임을 의미한다. 단순화를 위해, θ = π/2 인 것으로 다음 분석에서 지정된다.
도 1(b)에 도시된 활용된 임피던스 변환기(impedance transformer)의 등가 회로에 따르면, 등가 임피던스 ZEQ1 및 ZEQ2는 기본 전송 이론 및 등식(1,2)를 통해 다음과 같이 얻어질 수 있다.
Figure 112018045240918-pat00013
(4)
Figure 112018045240918-pat00014
(5)
본 구조가 임피던스 매칭될 때 ZEQ1 = ZEQ2 임이 만족되어야 하며, 상기 조건으로 귀결되며, 매칭된 조건은 다음에 의해 표현될 수 있다.
Figure 112018045240918-pat00015
(6)
임피던스 변환기(impedance transformer)의 전체 전기적인 길이(λD로 표시됨)가 3λ/4와 같아지도록 θ = π/2의 조건이 직렬 전송 선로들에 적용되어야 한다. 이 경우, 종래 윌킨슨 전력 분배기(PD)에서의 λD = λ/4 인 초기 조건은 결합 선로가 그 시간에 대역 저지(band stop)를 보여준다는 사실 때문에 차단된다(blocked). 그후, 3λ/4의 조건이 대신 윌킨슨 전력 분배기(PD)의 제안된 구조를 위한 제1 통과대역(passband)이 된다. (6)의 임피던스 정합 조건은 다음과 같이 된다.
Figure 112018045240918-pat00016
(7)
본 등식은 직렬 전송 선로들이 채택된 결합 선로의 even-모드/odd-모드 임피던스들 사이의 차이를 가져올 수 있다. 세 가지 다른 case들의 설계 파라미터들이 예시로서 표 1에 나타냈다.
Figure 112018045240918-pat00017
도 3은 케이스1 Zr = 35.3Ω, 케이스2 Zr = 50Ω, 케이스3 Zr = 70.7Ω의 3개의 다른 케이스의 주파수에 대한 S 파라미터(dB)의 크기 응답(magnitude response)을 보인 도면이다.
도 3은 세 경우들의 시뮬레이션된 크기 응답을 나타낸다. 그 결과들은 대역폭 및 대역외 성능이 동시에 영향받을 수 있음을 나타낸다. 그러므로, 특정한 전력 분배기(PD) 성능이 직렬 전송 선로와 ZE 및 ZO의 상대치를 조정함으로써 얻어질 수 있다. 무엇보다도, even-모드/odd-모드 임피던스 사이의 차이가 커질수록, 두 전송 선로들 간의 갭(gap)이 작아지는(이는 프로세싱 난이도(processing difficulty)가 더 높아지는 결과를 가져오며 그 역도 마찬가지) 활용되는 결합 선로의 특성에 따라 프로세싱 난이도가 조절될 수 있다.
3. 실험 결과
본 연구는 2.5 GHz의 중심 주파수를 갖고 2.2GHz 내지 2.8GHz 대역폭을 갖는 전력 분배기의 프로토타입이 제안된 방법을 검증하도록 설계하였다. 설계된 전력분배기의 프로토타입은 표1의 케이스2(Zr = 50Ω, Z0 = 50Ω, Zo = 65Ω, ZE = 135.7Ω)에 기초하며, εr = 2.54의 상대 유전율, h = 0.54 mm의 두께, 및 T = 0.018 mm의 전도체 높이를 갖는 테플론 기판 상에 제조된다.
도 4는 설계된 패턴들을 나타내며, 프로토타입의 물리적 치수들이 표2에 열거된다.
Figure 112018045240918-pat00018
본 설계에서, 적용된 분리 저항(isolation resister) R은 표면 실장 기술(SMT, surface mount technology)에 기초한다.
도 4는 제안된 전력 분배기(power divider)의 레이아웃을 보인 도면이다.
입력부는 L1, L1 부분이다.
결합 선로(coupled line) 타입의 제1 전송 선로와 제2 전송 선로는 전송 라인의 평행하게 이격되는 L3 부분이다.
출력부는 2 갈래로 나눠진 L4, L5 부분이다.
W1은 전송 라인의 50Ω 특성 임피던스에 해당하는 폭, W2은 L1의 폭이다.
W3, W4은 L3, L4의 폭이다.
L1 ~ L5은 전기적인 길이, S1은 결합 선로(coupled line)의 폭, R은 아이솔레이션 저항(isolation resistor) 이다.
도 5ab 및 5cd는 (a) 사진, (b) 입력 port 1, 출력 port 2,3의 반사손실(S11)과 삽입 손실(S21), (c) 출력 port 2,3의 삽입 손실(S31)과 격리도(S32), (d) 위상(phase)과 진폭 불균형(amplitude imbalance)을 보인 도면이다. 제조된 전력 분배기(PD)의 사진이 도 5(a)에 도시된다. 도 5(b-c)는 시뮬레이션 및 측정된 S-파라미터들의 결과들이다. 2.5GHz 중심 주파수에서, 2.2 GHz 내지 2.8 GHz 통과 대역에서 전력 분배기의 시뮬레이션 및 측정된 반사 손실(return loss, S11)과 삽입 손실(insertion loss, S21, S31)은 각각 -38.87dB/-18.95dB 및 -3.24dB/-3.54dB이다. 시뮬레이션된 것과 측정된 결과들 사이의 약간의 불일치는 제조 공정의 정확도 및 집중정수 저항들(lumped resistors)의 허용오차(tolerance)에 기인한 것일 수 있다. -1 dB 보다 양호한 제거 수준(rejection level)을 갖는 최대 7 GHz(2.8 f0)에 이르는 반사 손실 S11의 상위 저지대역(upper stopband)이 얻어질 수 있다.
도 5(c)에서, S31는 삽입 손실(insertion loss), S32는 출력 port2와 port3의 격리도(isolation)를 나타낸다.
도 5(d)에서, 2.2 GHz 내지 2.8 GHz의 통과대역(passband)에서의 진폭 차이는 각각 0.075 dB 및 0.8°보다 작다.
상기 전력 분배기는 2.2 GHz 내지 2.8 GHz의 통과대역(passband)에서 주파수의 변화에 따른 전력의 세기와 위상(phase)이 일정하다.
표3은 본 연구가 향상된 대역폭 및 선택도 성능을 나타내는, 제안된 전력 분배기(PD)와 이전 설계들의 결과를 열거한다.
Figure 112018045240918-pat00019
4. 결론
본 발명에서, 추가적인 두 쌍의 전송 선로들(transmission lines)을 구비하는 결합 선로 타입(coupled line type)의 윌킨슨 전력 분배기(Wilkinson PD)가 제시되었다. 상세한 이론적 분석 및 실험은 채택된 전송 선로(transmission line)가 대역폭(bandwidth) 및 대역외 제거 성능(out-of-band rejection performance)에 영향을 미칠 뿐 아니라, 활용되는 결합 선로(coupled line)의 even-모드/odd-모드 임피던스들 간의 차이를 변경시킴으로써 프로세싱 난이도(processing difficulty)를 감소시킬 수도 있음을 보여준다. 설계 등식들이 유도되었으며, 향후의 연구들에서 직접 이용될 수 있다. 앞서 언급된 최근의 연구들과 비교하여, 제안된 전력분배기(PD)는 상대적으로 높은 대역폭(higher bandwidth), 넓은 대역외 제거(wider out-of-band rejection)를 나타내며, 제안된 전력분배기(PD)의 구조는 비아 홀들(via holes)이 없이 단순하며, 이는 실제 응용에 적합하였다.
이상에서 설명한 바와 같이, 본 발명의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야에서 통상의 지식을 가진자가 하기의 특허청구범위에 기재된 본 발명의 기술적 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 또는 변형하여 실시할 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
ZIN: 입력 임피던스
Z0: 모든 포트(입력 port 1, 출력 port 2,3)의 임피던스
ZE: 결합 선로(coupled line)의 even-모드 임피던스(even-mode impedance)
Zo: 결합 선로의 odd-모드 임피던스(odd-mode impedance)
ZT: 두 쌍의 직렬 전송 선로(series transmission lines)의 특성 임피던스
θT: 두 쌍의 직렬 전송 선로의 전기적인 길이(electrical length)
ZE0: 결합 선로의 even-모드 임피던스(even-mode impedance),
Zo0: 결합 선로의 odd-모드 임피던스(odd-mode impedance)
θ0: 결합 선로의 전기적인 길이
ZL: 출력 포트 임피던스
Z, Z: 임피던스 변환기의 등가 회로에서 등가 임피던스
W1: 전송 라인의 50Ω 특성 임피던스에 해당하는 폭
W2: L1의 폭, W3, W4: L3, L4의 폭
L1 ~ L5: 전기적인 길이
S1: 결합 선로(coupled line)의 폭
R: 아이솔레이션 저항(isolation resistor)

Claims (10)

  1. 기판과;
    전력을 입력받는 입력 port 1을 구비하는 입력부; 입력부와 출력부의 임피던스를 매칭하는 임피던스 매칭 회로(ZT, θT); 상기 임피던스 매칭 회로로부터 분기된 결합 선로(coupled line) 타입의 제1 전송 선로와, 결합 선로 타입의 제2 전송 선로; 및 상기 출력부의 임피던스 정합 회로와 연결되며, 두 전송 라인을 통해 1/2 전력씩 분배되도록 각각의 출력 port 2, port 3을 구비하는 출력부;를 포함하는 전력분배기를 구비하며,
    상기 전력 분배기는 기판의 비아 홀들(via holes) 및 추가적인 집중정수 소자들(lumped elements)을 구비하지 않는, 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 출력 port 2, port 3 사이에는 분리 저항(R)을 더 포함하는 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 제1 전송 전로 및 상기 제2 전송 선로는 결합 마이크로스트립 선로(coupled microstrip line)를 사용하는, 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 결합 마이크로스트립 선로의 임피던스 행렬(impedance matrix)은 다음과 같이 주어지며,
    Figure 112018045240918-pat00020
    (1)
    입력 임피던스 ZIN는 다음과 같이 입력 포트에서의 전압과 전류 사이의 관계에 따라 계산되며,
    Figure 112018045240918-pat00021
    (2)
    추가로, S24 파라미터는 다음과 같이 임피던스와의 관계를 통해 얻어질 수 있으며,
    Figure 112018045240918-pat00022
    (3)
    θ0 = π/2 일 때, 계산된 값, S24 = -j이고, 이는 결합 선로 유닛(coupled line unit)의 전기적인 길이가 λ/4임을 의미하며,
    임피던스 변환기(impedance transformer)의 등가 회로[도 1(b)]에 따르면, 등가 임피던스 ZEQ1 및 ZEQ2는 기본 전송 이론 및 등식(1,2)를 통해 다음과 같이 얻어지고,
    Figure 112018045240918-pat00023
    (4)
    Figure 112018045240918-pat00024
    (5)
    임피던스 매칭될 때 ZEQ1 = ZEQ2 임이 만족되며, 임피던스 매칭된 조건은 다음에 의해 표현되며,
    Figure 112018045240918-pat00025
    (6)
    임피던스 변환기의 전체 전기적인 길이(λD로 표시됨)가 3λ/4와 같아지도록 θ = π/2의 조건이 직렬 전송 선로들에 적용되어야 하며, 이 경우, 종래 윌킨슨 전력 분배기(PD)에서의 λD = λ/4 인 초기 조건은 결합 선로가 그 시간에 대역 저지(band stop)를 보여준다는 사실 때문에 차단되고, 3λ/4의 조건이 대신 전력 분배기(PD)의 제안된 구조를 위한 제1 통과대역이 되며,
    (6)의 임피던스 정합 조건은
    Figure 112018045240918-pat00026
    (7)에 의해 계산되는,
    , 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기.
  5. 제1항에 있어서,
    상기 전력 분배기는
    θ0 = π/2 일 때, 결합 선로 유닛(coupled line unit)의 전기적인 길이가 λ/4이며, 임피던스 변환기(impedance transformer)의 등가 회로[도 1(b)]에 따르면, 등가 임피던스 ZEQ1 및 ZEQ2는
    Figure 112018045240918-pat00027
    (4)
    Figure 112018045240918-pat00028
    (5)
    임피던스 매칭될 때 ZEQ1 = ZEQ2 임이 만족되는, 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 전력 분배기는 2.5 GHz의 중심 주파수, 2.2 GHz 내지 2.8GHz 통과대역을 갖는, 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 기판은 테플론 기판을 사용하며,
    상기 전력 분배기의 프로토타입은 Zr = 50Ω, Z0 = 50Ω, Zo = 65Ω, ZE = 135.7Ω에 기초하며, εr = 2.54의 상대 유전율, h = 0.54 mm의 두께, 및 T = 0.018 mm의 전도체 높이를 갖는 테플론 기판 상에 제조되는, 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 전력 분배기는
    2.5GHz 중심 주파수에서, 2.2 GHz 내지 2.8 GHz 통과 대역에서 전력 분배기의 시뮬레이션 및 측정된 반사 손실(S11)과 삽입 손실(S21, S31)은 각각 -38.87dB/-18.95dB 및 -3.24dB/-3.54dB이며,
    -1 dB 보다 양호한 제거 수준(rejection level)을 갖는 최대 7 GHz(2.8 f0)에 이르는 반사 손실 S11의 상위 저지대역(upper stopband)이 얻어지는, 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기.
  9. 제1항에 있어서,
    상기 전력 분배기는
    2.2 GHz 내지 2.8 GHz의 통과대역(passband)에서 진폭 차이는 각각 0.075 dB 및 0.8°보다 작은, 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기.
  10. 제1항에 있어서,
    상기 전력 분배기는
    2.2 GHz 내지 2.8 GHz의 통과대역(passband)에서 주파수의 변화에 따른 전력의 세기와 위상이 일정한, 플렉서블 대역폭 및 대역외 소거 성능을 구비하는 결합 선로 타입의 전력 분배기.
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