KR101994424B1

KR101994424B1 - 무선 통신 시스템에서 동기 신호를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치

Info

Publication number: KR101994424B1
Application number: KR1020187018199A
Authority: KR
Inventors: 신석민; 고현수; 김기준
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2016-09-30
Filing date: 2017-09-28
Publication date: 2019-06-28
Also published as: JP2022071190A; JP2020120401A; KR20190077122A; JP7041186B2; EP3471294A1; US10869286B2; JP7461395B2; KR102424349B1; KR20180082595A; CN109644063B; WO2018062891A1; JP6694107B2; US20210045078A1; JP2019528591A; US11388688B2; EP3471294A4; CN109644063A; US20200275393A1

Abstract

본 발명에서는 무선 통신 시스템에서 동기 신호를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치가 개시된다. 구체적으로, 동기 신호를 송수신하여 동기화를 수행하는 방법에 있어서, 기지국으로부터, PSS(Primary Synchronization Signal) 및 SSS(Secondary Synchronization Signal)를 수신하는 과정과, 상기 수신된 PSS 및 상기 수신된 SSS를 이용하여 동기화를 수행하는 과정을 포함하고, 상기 SSS에 대한 시퀀스(sequence)는, 제1 시퀀스와 제2 시퀀스 간의 곱(product)에 의해 생성되며, 상기 제1 시퀀스의 수는, 상기 제2 시퀀스의 수보다 크게 설정될 수 있다.

Description

무선 통신 시스템에서 동기 신호를 송수신하는 방법 및 이를 위한 장치

본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게 단말이 동기 신호(synchronization signal)를 송수신하기 위한 방법 및 이를 지원하는 장치에 관한 것이다.

이동 통신 시스템은 사용자의 활동성을 보장하면서 음성 서비스를 제공하기 위해 개발되었다. 그러나 이동통신 시스템은 음성뿐 아니라 데이터 서비스까지 영역을 확장하였으며, 현재에는 폭발적인 트래픽의 증가로 인하여 자원의 부족 현상이 야기되고 사용자들이 보다 고속의 서비스를 요구하므로, 보다 발전된 이동 통신 시스템이 요구되고 있다.

차세대 이동 통신 시스템의 요구 조건은 크게 폭발적인 데이터 트래픽의 수용, 사용자 당 전송률의 획기적인 증가, 대폭 증가된 연결 디바이스 개수의 수용, 매우 낮은 단대단 지연(End-to-End Latency), 고에너지 효율을 지원할 수 있어야 한다. 이를 위하여 이중 연결성(Dual Connectivity), 대규모 다중 입출력(Massive MIMO: Massive Multiple Input Multiple Output), 전이중(In-band Full Duplex), 비직교 다중접속(NOMA: Non-Orthogonal Multiple Access), 초광대역(Super wideband) 지원, 단말 네트워킹(Device Networking) 등 다양한 기술들이 연구되고 있다.

본 명세서는, 무선 통신 시스템에서 동기 신호를 송수신하는 방법을 제안한다.

본 명세서는, 동기 신호에 적용되는 서브캐리어 간격(subcarrier spacing), CP 길이(Cyclic Prefix length), 또는 대역폭(bandwidth) 등을 고려하여 동기 신호의 시퀀스를 설정 및 할당하는 방법을 제안한다.

보다 구체적으로, 본 명세서는, 동기 신호(예: PSS, SSS)에 적용되는 서브캐리어 간격과 디폴트 서브캐리어 간격(default subcarrier spacing)이 같거나 또는 다르게 설정되는 경우, 동기 신호의 시퀀스를 생성 및 자원 영역에 매핑(mapping)하는 방법을 제안한다.

또한, 본 명세서는, 셀 식별자(cell identifier)를 구분하기 위해 이용되는 동기 신호의 시퀀스(예: PSS 시퀀스, SSS 시퀀스)를 생성 및 자원 영역에 매핑하는 방법을 제안한다.

본 발명에서 이루고자 하는 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 단말이 동기화를 수행하는 방법에 있어서, 상기 방법은, 기지국으로부터, PSS(Primary Synchronization Signal) 및 SSS(Secondary Synchronization Signal)를 수신하는 과정과, 상기 수신된 PSS 및 상기 수신된 SSS를 이용하여 동기화를 수행하는 과정을 포함하고, 상기 SSS에 대한 시퀀스(sequence)는, 제1 시퀀스와 제2 시퀀스 간의 곱(product)에 의해 생성되며, 상기 제1 시퀀스의 수는, 상기 제2 시퀀스의 수보다 크게 설정된다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 SSS에 대한 시퀀스의 수는, 셀 식별자(cell identifier)의 수와 동일하게 설정될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 셀 식별자의 수는, 상기 제1 시퀀스의 수와 상기 제2 시퀀스의 수의 곱과 동일할 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 제1 시퀀스와 상기 제2 시퀀스 간의 곱은, 상기 제1 시퀀스의 각 요소(element)와 상기 제2 시퀀스의 각 요소 간의 곱일 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 제1 시퀀스의 길이 및 상기 제2 시퀀스의 길이는, 각각 상기 SSS에 대한 시퀀스의 길이와 동일할 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 제1 시퀀스 및 상기 제2 시퀀스 중 어느 하나는, M 시퀀스(M sequence)일 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 M 시퀀스는, 특정 초기 값(initial value) 및 특정 순환 쉬프트(cyclic shift)에 기반하여 생성될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 PSS에 대한 시퀀스를 위한 다항식(polynomial)은, 상기 제1 시퀀스를 위한 제1 다항식과 상기 제2 시퀀스를 위한 제2 다항식 중 어느 하나와 동일하게 설정될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 PSS에 대한 시퀀스를 위한 다항식이 x(n)인 경우, x(0)은 0이고, x(1)은 1이고, x(2)는 1이고, x(3)은 0이고, x(4)는 1이고, x(5)는 1이고, x(6)은 1이고, 상기 제1 다항식이 x₀(n)인 경우, x₀(0)은 1이고, x₀(1)은 0이고, x₀(2)은 0이고, x₀(3)은 0이고, x₀(4)은 0이고, x₀(5)은 0이고, x₀(6)은 0이고, 상기 제2 다항식이 x₁(n)인 경우, x₁(0)은 1이고, x₁(1)은 0이고, x₁(2)은 0이고, x₁(3)은 0이고, x₁(4)은 0이고, x₁(5)은 0이고, x₁(6)은 0일 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 방법에 있어서, 상기 SSS는, PBCH(Physical Broadcast Channel)와 연속하여 수신되고, 상기 SSS에 적용되는 순환 프리픽스(cyclic prefix)와 상기 PBCH에 적용되는 순환 프리픽스는 동일하게 설정될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 시스템에서 동기화를 수행하는 단말에 있어서, 상기 단말은, 무선 신호를 송수신하기 위한 송수신부와, 상기 송수신부와 기능적으로 연결되어 있는 프로세서를 포함하고, 상기 프로세서는, 기지국으로부터, PSS(Primary Synchronization Signal) 및 SSS(Secondary Synchronization Signal)를 수신하고, 상기 수신된 PSS 및 상기 수신된 SSS를 이용하여 동기화를 수행하도록 제어하고, 상기 SSS에 대한 시퀀스(sequence)는, 제1 시퀀스와 제2 시퀀스 간의 곱(product)에 의해 생성되며, 상기 제1 시퀀스의 수는, 상기 제2 시퀀스의 수보다 크게 설정된다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 단말에 있어서, 상기 SSS에 대한 시퀀스의 수는, 셀 식별자(cell identifier)의 수와 동일하게 설정될 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 단말에 있어서, 상기 셀 식별자의 수는, 상기 제1 시퀀스의 수와 상기 제2 시퀀스의 수의 곱과 동일할 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 단말에 있어서, 상기 제1 시퀀스와 상기 제2 시퀀스 간의 곱은, 상기 제1 시퀀스의 각 요소(element)와 상기 제2 시퀀스의 각 요소 간의 곱일 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 단말에 있어서, 상기 제1 시퀀스의 길이 및 상기 제2 시퀀스의 길이는, 상기 SSS에 대한 시퀀스의 길이와 동일할 수 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따른 상기 단말에 있어서, 상기 제1 시퀀스 및 상기 제2 시퀀스 중 어느 하나는, M 시퀀스(M sequence)일 수 있다.

본 발명의 실시 예에 따르면, 프라이머리 동기 신호(Primary Synchronization Signal)과 세컨더리 동기 신호(Secondary Synchronization Signal)에 대해 동일한 서브캐리어 간격 또는 서로 다른 서브캐리어 간격이 적용되는 경우에도 높은 상관(correlation) 성능을 유지할 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따르면, 동기 신호의 시퀀스를 생성하는 경우에 짧은 시퀀스(short sequence)가 아닌 긴 시퀀스(long sequence)를 이용함에 따라, 고스트 효과(ghost effect)를 방지하고, 상호 상관(cross-correlation) 성능을 높일 수 있는 효과가 있다.

또한, 본 발명의 실시 예에 따르면, 동기 신호의 시퀀스를 생성하는 경우에, 생성에 이용되는 서로 다른 두 개의 시퀀스에 대한 후보(candidate) 수를 다르게 설정(즉, 두 시퀀스의 후보 수를 불균등하게 설정)함에 따라, 상호 상관 성능을 높일 수 있는 효과가 있다.

본 발명에서 얻을 수 있는 효과는 이상에서 언급한 효과로 제한되지 않으며, 언급하지 않은 또 다른 효과들은 아래의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.

본 발명에 관한 이해를 돕기 위해 상세한 설명의 일부로 포함되는, 첨부 도면은 본 발명에 대한 실시 예를 제공하고, 상세한 설명과 함께 본 발명의 기술적 특징을 설명한다.
도 1은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 NR의 전체적인 시스템 구조의 일례를 나타낸다.
도 2는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 프레임과 하향링크 프레임 간의 관계를 나타낸다.
도 3은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 지원하는 자원 그리드(resource grid)의 일례를 나타낸다.
도 4는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 안테나 포트 및 뉴머롤로지 별 자원 그리드의 예들을 나타낸다.
도 5는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 self-contained 서브프레임 구조의 일례를 나타낸다.
도 6은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 전송 방법의 일 예를 나타낸다.
도 7은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 전송 방법의 다른 예를 나타낸다.
도 8은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 전송 방법의 또 다른 예를 나타낸다.
도 9는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 전송 방법의 또 다른 예를 나타낸다.
도 10은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 전송 방법의 또 다른 예를 나타낸다.
도 11은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 송수신을 통해 동기화를 수행하는 단말의 동작 순서도를 나타낸다.
도 12는 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 형태를 첨부된 도면을 참조하여 상세하게 설명한다. 첨부된 도면과 함께 이하에 개시될 상세한 설명은 본 발명의 예시적인 실시형태를 설명하고자 하는 것이며, 본 발명이 실시될 수 있는 유일한 실시형태를 나타내고자 하는 것이 아니다. 이하의 상세한 설명은 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해서 구체적 세부사항을 포함한다. 그러나, 당업자는 본 발명이 이러한 구체적 세부사항 없이도 실시될 수 있음을 안다.

몇몇 경우, 본 발명의 개념이 모호해지는 것을 피하기 위하여 공지의 구조 및 장치는 생략되거나, 각 구조 및 장치의 핵심기능을 중심으로 한 블록도 형식으로 도시될 수 있다.

본 명세서에서 기지국은 단말과 직접적으로 통신을 수행하는 네트워크의 종단 노드(terminal node)로서의 의미를 갖는다. 본 문서에서 기지국에 의해 수행되는 것으로 설명된 특정 동작은 경우에 따라서는 기지국의 상위 노드(upper node)에 의해 수행될 수도 있다. 즉, 기지국을 포함하는 다수의 네트워크 노드들(network nodes)로 이루어지는 네트워크에서 단말과의 통신을 위해 수행되는 다양한 동작들은 기지국 또는 기지국 이외의 다른 네트워크 노드들에 의해 수행될 수 있음은 자명하다. '기지국(BS: Base Station)'은 고정국(fixed station), Node B, eNB(evolved-NodeB), BTS(base transceiver system), 액세스 포인트(AP: Access Point), gNB(general NB, generation NB) 등의 용어에 의해 대체될 수 있다. 또한, '단말(Terminal)'은 고정되거나 이동성을 가질 수 있으며, UE(User Equipment), MS(Mobile Station), UT(user terminal), MSS(Mobile Subscriber Station), SS(Subscriber Station), AMS(Advanced Mobile Station), WT(Wireless terminal), MTC(Machine-Type Communication) 장치, M2M(Machine-to-Machine) 장치, D2D(Device-to-Device) 장치 등의 용어로 대체될 수 있다.

이하에서, 하향링크(DL: downlink)는 기지국에서 단말로의 통신을 의미하며, 상향링크(UL: uplink)는 단말에서 기지국으로의 통신을 의미한다. 하향링크에서 송신기는 기지국의 일부이고, 수신기는 단말의 일부일 수 있다. 상향링크에서 송신기는 단말의 일부이고, 수신기는 기지국의 일부일 수 있다.

이하의 설명에서 사용되는 특정 용어들은 본 발명의 이해를 돕기 위해서 제공된 것이며, 이러한 특정 용어의 사용은 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위에서 다른 형태로 변경될 수 있다.

이하의 기술은 CDMA(code division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), TDMA(time division multiple access), OFDMA(orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA(single carrier frequency division multiple access), NOMA(non-orthogonal multiple access) 등과 같은 다양한 무선 접속 시스템에 이용될 수 있다. CDMA는 UTRA(universal terrestrial radio access)나 CDMA2000과 같은 무선 기술(radio technology)로 구현될 수 있다. TDMA는 GSM(global system for mobile communications)/GPRS(general packet radio service)/EDGE(enhanced data rates for GSM evolution)와 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. OFDMA는 IEEE 802.11 (Wi-Fi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, E-UTRA(evolved UTRA) 등과 같은 무선 기술로 구현될 수 있다. UTRA는 UMTS(universal mobile telecommunications system)의 일부이다. 3GPP(3rd generation partnership project) LTE(long term evolution)은 E-UTRA를 사용하는 E-UMTS(evolved UMTS)의 일부로써, 하향링크에서 OFDMA를 채용하고 상향링크에서 SC-FDMA를 채용한다. LTE-A(advanced)는 3GPP LTE의 진화이다.

본 발명의 실시 예들은 무선 접속 시스템들인 IEEE 802, 3GPP 및 3GPP2 중 적어도 하나에 개시된 표준 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 즉, 본 발명의 실시 예들 중 본 발명의 기술적 사상을 명확히 드러내기 위해 설명하지 않은 단계들 또는 부분들은 상기 문서들에 의해 뒷받침될 수 있다. 또한, 본 문서에서 개시하고 있는 모든 용어들은 상기 표준 문서에 의해 설명될 수 있다.

설명을 명확하게 하기 위해, 3GPP LTE/LTE-A/NR(New RAT)을 위주로 기술하지만 본 발명의 기술적 특징이 이에 제한되는 것은 아니다.

스마트폰(smartphone) 및 IoT(Internet Of Things) 단말들의 보급이 빠르게 확산됨에 따라, 통신 망을 통해 주고받는 정보의 양이 증가하고 있다. 이에 따라, 차세대 무선 접속 기술에서는 기존의 통신 시스템(또는 기존의 무선 접속 기술(radio access technology))보다 더 많은 사용자들에게 더 빠른 서비스를 제공하는 환경(예: 향상된 이동 광대역 통신(enhanced mobile broadband communication))이 고려될 필요가 있다.

이를 위해, 다수의 기기들 및 사물(object)들을 연결하여 서비스를 제공하는 MTC(Machine Type Communication)을 고려하는 통신 시스템의 디자인이 논의되고 있다. 또한, 통신의 신뢰성(reliability) 및/또는 지연(latency)에 민감한 서비스(service) 및/또는 단말(terminal) 등을 고려하는 통신 시스템(예: URLLC(Ultra-Reliable and Low Latency Communication)의 디자인도 논의 되고 있다.

이하 본 명세서에서, 설명의 편의를 위하여, 상기 차세대 무선 접속 기술은 NR(New RAT, Radio Access Technology)로 지칭되며, 상기 NR이 적용되는 무선 통신 시스템은 NR 시스템으로 지칭된다.

용어 정의

eLTE eNB: eLTE eNB는 EPC 및 NGC에 대한 연결을 지원하는 eNB의 진화(evolution)이다.

gNB: NGC와의 연결뿐만 아니라 NR을 지원하는 노드.

새로운 RAN: NR 또는 E-UTRA를 지원하거나 NGC와 상호 작용하는 무선 액세스 네트워크.

네트워크 슬라이스(network slice): 네트워크 슬라이스는 종단 간 범위와 함께 특정 요구 사항을 요구하는 특정 시장 시나리오에 대해 최적화된 솔루션을 제공하도록 operator에 의해 정의된 네트워크.

네트워크 기능(network function): 네트워크 기능은 잘 정의된 외부 인터페이스와 잘 정의된 기능적 동작을 가진 네트워크 인프라 내에서의 논리적 노드.

NG-C: 새로운 RAN과 NGC 사이의 NG2 레퍼런스 포인트(reference point)에 사용되는 제어 평면 인터페이스.

NG-U: 새로운 RAN과 NGC 사이의 NG3 레퍼런스 포인트(reference point)에 사용되는 사용자 평면 인터페이스.

비 독립형(Non-standalone) NR: gNB가 LTE eNB를 EPC로 제어 플레인 연결을 위한 앵커로 요구하거나 또는 eLTE eNB를 NGC로 제어 플레인 연결을 위한 앵커로 요구하는 배치 구성.

비 독립형 E-UTRA: eLTE eNB가 NGC로 제어 플레인 연결을 위한 앵커로 gNB를 요구하는 배치 구성.

사용자 평면 게이트웨이: NG-U 인터페이스의 종단점.

시스템 일반

도 1은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 NR의 전체적인 시스템 구조의 일례를 나타낸 도이다.

도 1을 참조하면, NG-RAN은 NG-RA 사용자 평면(새로운 AS sublayer/PDCP/RLC/MAC/PHY) 및 UE(User Equipment)에 대한 제어 평면(RRC) 프로토콜 종단을 제공하는 gNB들로 구성된다.

상기 gNB는 Xn 인터페이스를 통해 상호 연결된다.

상기 gNB는 또한, NG 인터페이스를 통해 NGC로 연결된다.

보다 구체적으로는, 상기 gNB는 N2 인터페이스를 통해 AMF (Access and Mobility Management Function)로, N3 인터페이스를 통해 UPF (User Plane Function)로 연결된다.

NR(New Rat) 뉴머롤로지(Numerology) 및 프레임(frame) 구조

NR 시스템에서는 다수의 뉴머롤로지(numerology)들이 지원될 수 있다. 여기에서, 뉴머롤로지는 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)과 CP(Cyclic Prefix) 오버헤드에 의해 정의될 수 있다. 이 때, 다수의 서브캐리어 간격은 기본 서브캐리어 간격을 정수 N(또는,

)으로 스케일링(scaling) 함으로써 유도될 수 있다. 또한, 매우 높은 반송파 주파수에서 매우 낮은 서브캐리어 간격을 이용하지 않는다고 가정될지라도, 이용되는 뉴머롤로지는 주파수 대역과 독립적으로 선택될 수 있다.

또한, NR 시스템에서는 다수의 뉴머롤로지에 따른 다양한 프레임 구조들이 지원될 수 있다.

이하, NR 시스템에서 고려될 수 있는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 뉴머롤로지 및 프레임 구조를 살펴본다.

NR 시스템에서 지원되는 다수의 OFDM 뉴머롤로지들은 표 1과 같이 정의될 수 있다.

NR 시스템에서의 프레임 구조(frame structure)와 관련하여, 시간 영역의 다양한 필드의 크기는

의 시간 단위의 배수로 표현된다. 여기에서,

이고,

이다. 하향링크(downlink) 및 상향링크(uplink) 전송은

의 구간을 가지는 무선 프레임(radio frame)으로 구성된다. 여기에서, 무선 프레임은 각각

의 구간을 가지는 10 개의 서브프레임(subframe)들로 구성된다. 이 경우, 상향링크에 대한 한 세트의 프레임들 및 하향링크에 대한 한 세트의 프레임들이 존재할 수 있다.

도 2는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 상향링크 프레임과 하향링크 프레임 간의 관계를 나타낸다.

도 2에 나타난 것과 같이, 단말(User Equipment, UE)로 부터의 상향링크 프레임 번호 i의 전송은 해당 단말에서의 해당 하향링크 프레임의 시작보다

이전에 시작해야 한다.

뉴머롤로지

에 대하여, 슬롯(slot)들은 서브프레임 내에서

의 증가하는 순서로 번호가 매겨지고, 무선 프레임 내에서

의 증가하는 순서로 번호가 매겨진다. 하나의 슬롯은

의 연속하는 OFDM 심볼들로 구성되고,

는, 이용되는 뉴머롤로지 및 슬롯 설정(slot configuration)에 따라 결정된다. 서브프레임에서 슬롯

의 시작은 동일 서브프레임에서 OFDM 심볼

의 시작과 시간적으로 정렬된다.

모든 단말이 동시에 송신 및 수신을 할 수 있는 것은 아니며, 이는 하향링크 슬롯(downlink slot) 또는 상향링크 슬롯(uplink slot)의 모든 OFDM 심볼들이 이용될 수는 없다는 것을 의미한다.

표 2는 뉴머롤로지

에서의 일반(normal) CP에 대한 슬롯 당 OFDM 심볼의 수를 나타내고, 표 3은 뉴머롤로지

에서의 확장(extended) CP에 대한 슬롯 당 OFDM 심볼의 수를 나타낸다.

NR 물리 자원(NR Physical Resource)

NR 시스템에서의 물리 자원(physical resource)과 관련하여, 안테나 포트(antenna port), 자원 그리드(resource grid), 자원 요소(resource element), 자원 블록(resource block), 캐리어 파트(carrier part) 등이 고려될 수 있다.

이하, NR 시스템에서 고려될 수 있는 상기 물리 자원들에 대해 구체적으로 살펴본다.

먼저, 안테나 포트와 관련하여, 안테나 포트는 안테나 포트 상의 심볼이 운반되는 채널이 동일한 안테나 포트 상의 다른 심볼이 운반되는 채널로부터 추론될 수 있도록 정의된다. 하나의 안테나 포트 상의 심볼이 운반되는 채널의 광범위 특성(large-scale property)이 다른 안테나 포트 상의 심볼이 운반되는 채널로부터 추론될 수 있는 경우, 2 개의 안테나 포트는 QC/QCL(quasi co-located 혹은 quasi co-location) 관계에 있다고 할 수 있다. 여기에서, 상기 광범위 특성은 지연 확산(Delay spread), 도플러 확산(Doppler spread), 주파수 쉬프트(Frequency shift), 평균 수신 파워(Average received power), 수신 타이밍(Received Timing) 중 하나 이상을 포함한다.

도 3은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 무선 통신 시스템에서 지원하는 자원 그리드(resource grid)의 일 예를 나타낸다.

도 3을 참고하면, 자원 그리드가 주파수 영역 상으로

서브캐리어들로 구성되고, 하나의 서브프레임이 14 x 2^u OFDM 심볼들로 구성되는 것을 예시적으로 기술하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

NR 시스템에서, 전송되는 신호(transmitted signal)는

서브캐리어들로 구성되는 하나 또는 그 이상의 자원 그리드들 및

의 OFDM 심볼들에 의해 설명된다. 여기에서,

이다. 상기

는 최대 전송 대역폭을 나타내고, 이는, 뉴머롤로지들뿐만 아니라 상향링크와 하향링크 간에도 달라질 수 있다.

이 경우, 도 4와 같이, 뉴머롤로지

및 안테나 포트 p 별로 하나의 자원 그리드가 설정될 수 있다.

도 4는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 안테나 포트 및 뉴머롤로지 별 자원 그리드의 예들을 나타낸다.

뉴머롤로지

및 안테나 포트 p에 대한 자원 그리드의 각 요소는 자원 요소(resource element)로 지칭되며, 인덱스 쌍

에 의해 고유적으로 식별된다. 여기에서,

는 주파수 영역 상의 인덱스이고,

는 서브프레임 내에서 심볼의 위치를 지칭한다. 슬롯에서 자원 요소를 지칭할 때에는, 인덱스 쌍

이 이용된다. 여기에서,

이다.

뉴머롤로지

및 안테나 포트 p에 대한 자원 요소

는 복소 값(complex value)

에 해당한다. 혼동(confusion)될 위험이 없는 경우 혹은 특정 안테나 포트 또는 뉴머롤로지가 특정되지 않은 경우에는, 인덱스들 p 및

는 드롭(drop)될 수 있으며, 그 결과 복소 값은

또는

이 될 수 있다.

또한, 물리 자원 블록(physical resource block)은 주파수 영역 상의

연속적인 서브캐리어들로 정의된다. 주파수 영역 상에서, 물리 자원 블록들은 0부터

까지 번호가 매겨진다. 이 때, 주파수 영역 상의 물리 자원 블록 번호(physical resource block number)

와 자원 요소들

간의 관계는 수학식 1과 같이 주어진다.

또한, 캐리어 파트(carrier part)와 관련하여, 단말은 자원 그리드의 서브셋(subset)만을 이용하여 수신 또는 전송하도록 설정될 수 있다. 이 때, 단말이 수신 또는 전송하도록 설정된 자원 블록의 집합(set)은 주파수 영역 상에서 0부터

까지 번호가 매겨진다.

동기 신호(Synchronization Signal, SS) 및 SS/PBCH 블록

(1) 동기 신호

물리 계층 셀 식별자(physical layer cell identity)와 관련하여, 1008 개의 물리 계층 셀 식별자는 수학식 2에 의해 주어질 수 있다.

수학식 2에서,

이고,

이다.

또한, 프라이머리 동기 신호(Primary Synchronization Signal, PSS)와 관련하여, PSS를 위한 시퀀스 d_PSS(n)은 수학식 3에 의해 정의될 수 있다.

수학식 3에서, x(m)(즉, PSS의 시퀀스의 생성을 위한 다항식)은 수학식 4와 같이 설정될 수 있고, 초기 값(initial value)(즉, 초기 다항 쉬프트 레지스터 값(initial poly shift register value), 또는 초기 조건(initial condition))은 수학식 5와 같다.

또한, 세컨더리 동기 신호(Secondary Synchronization Signal, SSS)와 관련하여, SSS를 위한 시퀀스 d_SSS(n)은 수학식 6에 의해 정의될 수 있다.

수학식 6에서, x₀(m) 및 x₁(m)(즉, SSS의 시퀀스의 생성을 위한 제1 다항식 및 제2 다항식)은 수학식 7와 같이 설정될 수 있고, 초기 값(initial value)(즉, 초기 다항 쉬프트 레지스터 값(initial poly shift register value)은 각각 수학식 8과 같다.

이 경우, 수학식 4 및 수학식 7을 참고하면, SSS의 시퀀스 생성을 위한 다항식 중 하나(즉, x₀(m))는 PSS의 시퀀스 생성을 위한 다항식(즉, x(m))과 동일하게 설정된다. 다만, PSS의 시퀀스 생성을 위한 다항식의 초기 값과 SSS의 시퀀스 생성을 위한 다항식의 초기 값은 서로 다르게 설정된다.

(2) SS/PBCH 블록

SS/PBCH 블록의 시간-주파수 구조(time-frequency structure)와 관련된 내용을 살펴본다. 시간 영역(time domain)에서 SS/PBCH 블록은 0부터 3의 순서대로 번호 매겨진 4 개의 OFDM 심볼들을 구성한다. 또한, 주파수 영역(frequency domain)에서, SS/PBCH 블록은 0부터 287의 순서대로 번호 매겨진 24 개의 연속적인 자원 블록들을 구성하고, 가장 낮은 수를 갖는 자원 블록부터 시작한다.

단말은 PSS 전력 할당(power allocation)을 따르기 위하여 요소

에 의해 스케일링되고, 자원 요소들

에 대해 k의 증가하는 순서대로 매핑될 PSS를 구성하는 심볼들의 시퀀스 d_PSS(0), ... , d_PSS(126)을 가정할 필요가 있다. 여기에서, k 및 l은 아래의 표 4에 의해 주어지며, 각각 SS/PBCH 블록 내의 주파수 인덱스(frequency index) 및 시간 인덱스(time index)를 나타낸다.

또한, 단말은 SSS 전력 할당을 따르기 위하여 요소

에 의해 스케일링되고, 자원 요소들

에 대해 k의 증가하는 순서대로 매핑될 SSS를 구성하는 심볼들의 시퀀스 d_SSS(0), ... , d_SSS(126)을 가정할 필요가 있다. 여기에서, k 및 l은 아래의 표 4에 의해 주어지며, 각각 SS/PBCH 블록 내의 주파수 인덱스(frequency index) 및 시간 인덱스(time index)를 나타낸다.

또한, 단말은 PBCH 전력 할당을 따르기 위하여 요소

에 의해 스케일링되고, 자원 요소들

에 대해 d_PBCH(0)부터 시작하여 순서대로 매핑될 PBCH를 구성하는 복소 값 심볼들(complex-valued symbols)의 시퀀스 d_PBCH(0), ... , d_PBCH(M_symb-1)을 가정할 필요가 있다. 여기에서, 자원 요소들

는 PBCH 복조 참조 신호(PBCH demodulation reference signal)들에 이용되지 않는다.

다른 목적으로 보류(reserve)되지 않은 자원 요소들

에 대한 매핑은 먼저 인덱스 k의 순서대로 증가하고, 그 후에 인덱스 l에 대해 증가한다. 여기에서, k 및 l은 아래의 표 4에 의해 주어지며, 각각 SS/PBCH 블록 내의 주파수 인덱스 및 시간 인덱스를 나타낸다.

또한, 단말은 PBCH 전력 할당을 따르기 위하여 요소

에 의해 스케일링되고, 자원 요소들

에 대해 k부터 시작하여 순서대로 매핑될, SS/PBCH 블록의 심볼 l에서 PBCH에 대한 복조 참조 신호를 구성하는 복소 값 심볼들의 시퀀스 r_l(0), ... , r_l(71)을 가정할 필요가 있다. 여기에서, k 및 l은 아래의 표 4에 의해 주어지며, 각각 SS/PBCH 블록 내의 주파수 인덱스 및 시간 인덱스를 나타낸다.

또한, SS/PBCH 블록에 대해, 단말은, 안테나 포트(antenna port)는 4000이고(즉, p = 4000), 서브캐리어 간격 설정(subcarrier spacing configuration)은

이고, PSS, SSS, 및 PBCH에 대해 동일한 CP 길이(Cyclic Prefix length) 및 서브캐리어 간격을 가정할 필요가 있다.

또한, SS/PBCH 블록의 시간 위치(time location)과 관련하여, 단말은 표준(standard, specification) 상으로 미리 정의된 시간 영역의 위치들에서 가능한 SS/PBCH 블록을 모니터링(monitoring)할 필요가 있다.

Self-contained 서브프레임 구조

NR 시스템에서 고려되는 TDD(Time Division Duplexing) 구조는 상향링크(Uplink, UL)와 하향링크(Downlink, DL)를 하나의 서브프레임(subframe)에서 모두 처리하는 구조이다. 이는, TDD 시스템에서 데이터 전송의 지연(latency)을 최소화하기 위한 것이며, 상기 구조는 self-contained 서브프레임(self-contained subframe) 구조로 지칭된다.

도 5는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 self-contained 서브프레임 구조의 일례를 나타낸다. 도 5는 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.

도 5를 참고하면, legacy LTE의 경우와 같이, 하나의 서브프레임이 14개의 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 심볼(symbol)들로 구성되는 경우가 가정된다.

도 5에서, 영역 502는 하향링크 제어 영역(downlink control region)을 의미하고, 영역 504는 상향링크 제어 영역(uplink control region)을 의미한다. 또한, 영역 502 및 영역 504 이외의 영역(즉, 별도의 표시가 없는 영역)은 하향링크 데이터(downlink data) 또는 상향링크 데이터(uplink data)의 전송을 위해 이용될 수 있다.

즉, 상향링크 제어 정보(uplink control information) 및 하향링크 제어 정보(downlink control information)는 하나의 self-contained 서브프레임에서 전송된다. 반면, 데이터(data)의 경우, 상향링크 데이터 또는 하향링크 데이터가 하나의 self-contained 서브프레임에서 전송된다.

도 2에 나타난 구조를 이용하는 경우, 하나의 self-contained 서브프레임 내에서, 하향링크 전송과 상향링크 전송이 순차적으로 진행되며, 하향링크 데이터의 전송 및 상향링크 ACK/NACK의 수신이 수행될 수 있다.

결과적으로, 데이터 전송의 에러가 발생하는 경우, 데이터의 재전송까지 소요되는 시간이 감소할 수 있다. 이를 통해, 데이터 전달과 관련된 지연이 최소화될 수 있다.

도 5와 같은 self-contained 서브프레임 구조에서, 기지국(eNodeB, eNB, gNB) 및/또는 단말(terminal, UE(User Equipment))이 전송 모드(transmission mode)에서 수신 모드(reception mode)로 전환하는 과정 또는 수신 모드에서 전송 모드로 전환하는 과정을 위한 시간 갭(time gap)이 요구된다. 상기 시간 갭과 관련하여, 상기 self-contained 서브프레임에서 하향링크 전송 이후에 상향링크 전송이 수행되는 경우, 일부 OFDM 심볼(들)이 보호 구간(Guard Period, GP)으로 설정될 수 있다.

아날로그 빔포밍(analog beamforming)

밀리미터파(mmWave, mmW) 통신 시스템에서는, 신호의 파장(wavelength)이 짧아짐에 따라, 동일 면적에 다수의(또는 다중의)(multiple) 안테나들을 설치할 수 있다. 예를 들어, 30CHz 대역에서, 파장은 약 1cm정도 이며, 2차원(2-dimension) 배열 형태에 따라 5cm x 5cm의 패널(panel)에 0.5람다(lambda) 간격으로 안테나들을 설치할 경우, 총 100개의 안테나 요소(element)들이 설치될 수 있다.

따라서, mmW 통신 시스템에서는, 다수의 안테나 요소들을 이용하여 빔포밍(beamforming, BF) 이득을 높임에 따라 커버리지(coverage)를 증가시키거나, 처리량(throughput)을 높이는 방안이 고려될 수 있다.

이 때, 안테나 요소 별로 전송 파워(transmission power) 및 위상(phase) 조절이 가능하도록 TXRU(Transceiver Unit)가 설치되는 경우, 주파수 자원(frequency resource) 별로 독립적인 빔포밍이 가능하다.

다만, 모든 안테나 요소들(예: 100개의 안테나 요소들)에 TXRU를 설치하는 방안은 가격 측면에서 실효성이 떨어질 수 있다. 이에 따라, 하나의 TXRU에 다수의 안테나 요소들을 매핑(mapping)하고, 아날로그 위상 천이기(analog phase shifter)를 이용하여 빔(beam)의 방향(direction)을 제어하는 방식이 고려될 수 있다.

상술한 바와 같은 아날로그 빔포밍 방식은 전 대역에 있어서 하나의 빔 방향만을 생성할 수 있으므로, 주파수 선택적인 빔 동작을 수행할 수 없는 문제가 발생한다.

이에 따라, 디지털 빔 포밍(digital beamforming)과 아날로그 빔포밍의 중간 형태로, Q개의 안테나 요소보다 적은 개수인 B개의 TXRU를 갖는 하이브리드 빔포밍(hybrid beamforming)이 고려될 수 있다. 이 경우, 상기 B개의 TXRU와 Q개의 안테나 요소들의 연결 방식에 따라 차이는 있지만, 동시에 신호를 전송할 수 있는 빔의 방향은 B개 이하로 제한될 수 있다.

이하, 본 명세서에서는, 서로 다른 두 개 이상의 뉴머롤로지가 동일 주파수 및/또는 동일 시간 지점에 동시에 존재하는 프레임 구조를 고려하는 경우에 이용 가능한 동기 신호(synchronization signal)에 대한 내용이 설명된다.

해당 시스템에서 이용되는 물리 신호(physical signal) 및/또는 물리 채널(physical channel)은, legacy LTE 시스템과 구별하기 위하여, 'x-'가 추가된 x-PSS(Primary Synchronization signal), x-SSS(Secondary Synchronization Signal), x-PBCH(Physical Broadcast Channel), xPDCCH(Physical Downlink Control Channel)/x-EPDCCH(Enhanced PDCCH), x-PDSCH(Physical Downlink Shared Channel) 등으로 지칭(또는 정의)될 수 있다. 여기에서, 상기 'x'는 'NR'을 의미할 수 있다. 본 명세서에서 고려되는 동기 신호(Synchronization Signal, SS)는 x-PSS, x-SSS, 및/또는 x-PBCH 등과 같이 단말이 동기화(synchronization)를 수행하기 위해 이용되는 신호들을 지칭한다.

서로 다른 두 개 이상의 뉴머롤로지(예: 서브캐리어 간격(sub carrier spacing) 등)가 동시에 존재(co-exist)하는 경우, 두 가지의 동기 신호 설계(synchronization signal design) 방법이 고려될 수 있다.

먼저, 각 뉴머롤로지 별로 서로 다른 동기 신호를 전송하는 방법이 고려될 수 있다. 다만, 상기 방법은 시스템 측면에서 동기 오버헤드(sync overhead)가 크고, 단말 측면에서는 동기 신호에 대한 디코딩 복잡도(decoding complexity)가 클 수 있다. 다음으로, 여러 개의 뉴머롤로지들 중에서 기지국과 단말 간에 미리 약속한 방법(즉, 미리 설정된 기준)을 통해 하나의 디폴트 뉴머롤로지(default numerology)를 설정하고, 설정된 디폴트 뉴머롤로지에 따라 동기 신호를 전송하는 방법이 고려될 수 있다. 상기 방법은, 상술한 첫 번째 방법과 비교하여 동기 신호에 대한 디코딩 복잡도 및 동기 오버헤드가 적다는 장점이 있다.

본 명세서에서는, 여러 개의 뉴머롤로지들 중에서 기지국과 단말 간에 미리 설정된 하나의(즉, 단일(single)) 디폴트 뉴머롤로지에 따라 동기 신호를 송수신하는 방법에 대해 설명된다. 이 때, 동기 신호의 전송을 위한 디폴트 뉴머롤로지는 주파수 대역(예: 6 GHz 이하 대역, 6 GHz 이상의 mmWave 등)에 따라 독립적(independent)으로 결정될 수 있다.

또한, 단말은, 블라인드 디코딩(blind decoding)을 통해 디폴트 뉴머롤로지에 대한 정보를 획득하도록(또는 알아내도록) 설정될 수도 있다. 이 경우, 디폴트 뉴머롤로지에 대한 블라인드 디코딩 횟수를 줄이기 위하여, 각 디폴트 뉴머롤로지가 다른 값으로 설정될 수 있는 후보(candidate)(들)이 미리 설정될 수 있다. 예를 들어, 디폴트 뉴머롤로지의 후보가 2 개인 경우, 채널 래스터 집합(channel raster set)(또는 채널 래스터 설정)을 2 개 설정하여 하나의 집합에 하나의 뉴머롤로지를 매핑(mapping)하는 방식이 이용될 수 있다. 일례로, 100kHz에 제1 뉴머롤로지가 설정되고, 300kHz에 제2 뉴머롤로지가 설정될 수 있다.

이하, 본 명세서에서는, 디폴트 뉴머롤로지가 이용되는 시스템에서 동기 신호에 대한 시퀀스(sequence)를 설계(design)(또는 설정(configuration), 생성(generation))하는 방법에 대해 살펴본다. 구체적으로, 동기 신호가 전송되는 디폴트 주파수 밴드(default frequency band)가 미리 설정되고, 해당 주파수 밴드는 디폴트 뉴머롤로지를 이용하도록 설정된 경우, PSS(Primary Synchronization Signal)로 이용할 수 있는 시퀀스(sequence)(즉, PSS로 설정되는 시퀀스, PSS 생성에 이용되는 시퀀스)의 설정 방법 및 할당(allocation) 방법이 이하 설명된다. 또한, 본 명세서에서는, PSS뿐만 아니라, SSS(Secondary Synchronization Signal)로 이용할 수 있는 시퀀스의 설정 방법 및 할당 방법도 설명된다.

또한, 이하 본 명세서에서 설명되는 동기 신호의 시퀀스 설계 방식은 디폴트 뉴머롤로지가 이용되지 않는 경우에도 동일 또는 유사한 방식으로 적용될 수 있음은 물론이다.

우선, 디폴트 뉴머롤로지 및/또는 동기 신호에 이용(또는 적용)되는 뉴머롤로지를 결정하기 위해 고려될 수 있는 요소들 중 일부는 다음과 같다.

- 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)

- 순환 프리픽스 길이(Cyclic Prefix length, CP length)

- 동기 신호를 위한 대역폭(bandwidth)

이하, 상기 요소들에 대해 구체적으로 살펴본다.

우선, 서브캐리어 간격과 관련된 내용을 살펴본다. 일반적으로 CP-OFDM(Cyclic Prefix-Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반의 동기 신호는 주파수 오프셋(frequency offset) 값에 민감할 수 있다. 따라서, 서브캐리어 간격을 결정하기 위하여 캐리어 주파수(carrier frequency) 값에 따른 주파수 오프셋 값을 고려할 필요가 있다. NR 시스템의 성능 검증을 위한 시뮬레이션 가정(simulation assumption)에 따르면, 초기 획득(initial acquisition)과 비-초기 획득(non-initial acquisition)에 따라 요구되는 주파수 오프셋 값이 다르다. 여기에서, 초기 획득 및 비-초기 획득은 동기 신호에 대한 초기 획득 및 비-초기 획득을 의미할 수 있다.

초기 획득의 경우, TRP(Transmission and Reception Point)는 균일 분포(uniform distribution) 기준 +/- 0.05 ppm이 고려되고, 단말(UE)는 균일 분포 기준 +/- 5, 10, 20 ppm이 고려될 수 있다. 이와 달리, 비-초기 획득의 경우, TRP는 균일 분포 기준 +/- 0.05 ppm이 고려되고, 단말(UE)는 균일 분포 기준 +/- 0.1 ppm이 고려될 수 있다. 이 때, 초기 획득에서 고려되는 5 ppm, 10 ppm, 및 15 ppm을 이용하여 캐리어 주파수 값에 따라 주파수 오프셋 값을 산출하면 아래의 표 5와 같다.

표 5의 값들은 NR 시스템에서 고려될 수 있는 예시적인 캐리어 주파수들에 따라 산출된 값들이다. 표 5를 참고하면, 캐리어 주파수가 증가됨에 따라 캐리어 주파수 오프셋이 증가하는 경향이 있다. 일반적으로, 캐리어 주파수 오프셋의 영향은 초기 획득 상황에서 중요할 수 있다. 따라서, 동기 신호(즉, PSS)의 캐리어 주파수 오프셋의 영향을 줄일 필요가 있다.

또한, 아래의 표 6은 서로 다른 캐리어 주파수 값에 대한 특정 서브캐리어 간격 값에 따른 정규화된(normalized) 주파수 오프셋 값을 나타낸다.

표 6을 참고하면, 서브캐리어 간격 값이 커짐에 따라 주파수 오프셋 값이 감소하는 경향이 있다. 즉, 초기 접속(initial access) 성능은 서브캐리어 간격 값이 커짐에 따라 향상될 수 있다. 따라서, 6 GHz 이하(below 6 GHz)를 고려하는 경우(즉, 아날로그 빔포밍을 수행하지 않는 경우), 디폴트 서브캐리어 간격(default subcarrier spacing)이

로 설정되고, 동기 신호의 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격의 N 배(즉, N*

)로 설정될 수 있다. 이 때, N은 2의 배수 또는 2ⁿ(여기에서, n은 양의 정수)으로 설정될 수도 있다.

또한, 초기 획득이 아닌 SSS 및/또는 PBCH(Physical Broadcast Channel)와 같은 신호의 서브캐리어 간격은 PSS가 이용하는 서브캐리어 간격(즉, PSS에 적용되는 서브캐리어 간격)과 동일한 값을 이용하도록 설정될 수 있다. 다만, SSS 및 PBCH는 초기 획득되는 대상이 아니므로, 주파수 오프셋 값에 크게 영향 받지 않을 수 있다. 따라서, SSS 및/또는 PBCH에 대해서는 PSS가 이용하는 서브캐리어 간격(예: N*

)이 아닌, 디폴트 서브캐리어 간격(예:

)이 설정될 수도 있다.

다음으로, CP 길이와 관련된 내용을 살펴본다. 일반적으로, CP 길이는 지연 확산(delay spread)로 인해 발생되는 심볼 간 간섭(Inter-Symbol Interference, ISI)을 방지하기 위해 이용될 수 있다. 또한, 서브캐리어 간격이 커질수록 심볼 구간(symbol duration)이 짧아지므로, 서브캐리어 간격이 커질수록 CP 길이 또한 짧아질 수 있다. 따라서, 큰 값의 서브캐리어 간격이 이용되는 경우에는 CP 길이가 짧아지므로, 지연 확산이 큰 채널에서의 성능은 저하될 수 있다.

그러나, 6 GHz 이하 대역(즉, below 6GHz 대역)에서 NR 시스템을 지원하기 위해서는, 긴 지연 확산이 존재하는 채널 등(예: ETU(Extended Typical Urban model), TDL(Tapped-delay line) 등)에서도 시스템이 적절하게 작동하도록 설정될 필요가 있다. 따라서, 지연 확산을 고려할 때, CP 길이는 길게 설정될 수록 유리할 수 있다.

다음으로, 동기 신호를 위한 대역폭과 관련된 내용을 살펴본다. 기존의 LTE 시스템(즉, 레거시 LTE 시스템)의 동기 신호에 이용된 대역폭은 1.08MHz이다. 만약, NR 시스템에서, 기존의 TLE 시스템의 서브캐리어 간격 값보다 큰 값의 서브캐리어 간격이 설정되면, 동기 신호를 위해 더 넓은 대역폭이 이용된다. 다만, 수신해야 할 대역폭이 넓어짐에 따라 단말의 산출 복잡도(calculation complexity)가 증가할 수 있다. 따라서, 산출 복잡도를 증가시키지 않기 위하여, NR 시스템의 동기 신호를 위해 이용될 대역폭은 LTE 시스템의 경우와 비슷하게 유지되는 것이 바람직할 수 있다.

상술한 요소들을 고려할 때, NR 시스템의 동기 신호를 설계하는 방법은 다양하게 존재할 수 있다. 본 발명의 다양한 실시 예들에서, 다음과 같은 4 가지의 방법들(방법 1 내지 방법 4)이 고려될 수 있다. 이하, 방법들에서,

는 디폴트 서브캐리어 간격을 의미하고,

및

는 각각 PSS(즉, NR PSS) 및 SSS(즉, NR SSS)에 이용되는 서브캐리어 간격을 의미한다.

(방법 1)

방법 1은 PSS 및 SSS에 이용(또는 적용)할 서브캐리어 간격을 디폴트 서브캐리어 간격과 같은 값으로 설정하는 방법(즉,

=

)이다. 다시 말해, 각 주파수 밴드에 이용할 디폴트 서브캐리어 간격이 결정(또는 설정)되면, PSS 및 SSS에 이용할 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격과 같게 설정될 수 있다.

예를 들어, 4 GHz 또는 6 GHz 근방의 중심 주파수(center frequency)에 대해 15 kHz의 디폴트 서브캐리어 간격이 설정되는 경우, PSS 및 SSS에 적용되는 서브캐리어 간격은 15 kHz로 설정될 수 있다. 다만, 상술한 바와 같이(예: 표 5), 6 GHz 이하 대역(below 6 GHz)에서 동기 신호를 위한 서브캐리어 간격이 15 kHz(즉, LTE 시스템의 서브캐리어 간격)로 설정되는 경우, PSS의 주파수 추정(frequency offset) 동작은 캐리어 주파수 오프셋의 영향을 받을 수 있다.

다른 예를 들어, 4 GHz 또는 6 GHz 근방의 중심 주파수에 대해 60 kHz의 디폴트 서브캐리어 간격이 설정되는 경우, PSS 및 SSS에 적용되는 서브캐리어 간격도 60 kHz로 설정될 수 있다. 상술한 바와 같이(예: 표 5), 동기 신호를 위한 서브캐리어 간격이 15 kHz보다 큰 60 kHz로 설정되는 경우, PSS의 주파수 추정(frequency offset) 동작은 캐리어 주파수 오프셋의 영향을 적게 받을 수 있다.

(방법 2)

방법 2는 PSS 및 SSS에 이용할 서브캐리어 간격은 동일하게 설정하고, 동일하게 설정되는 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격을 N 배 스케일링(scaling)하여 설정하는 방법(즉, N*

=

)이다. 다시 말해, 각 주파수 밴드에 이용할 디폴트 서브캐리어 간격이 결정되면, PSS 및 SSS에 이용할 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격을 N 배 만큼 스케일링하여 설정될 수 있다. 이 때, N 은 2의 배수 형태로 스케일링되거나(즉, N =

, n은 양의 정수), 또는 2^m 형태로 스케일링될 수도 있다(즉, N = 2^m, m은 정수).

예를 들어, 4 GHz 또는 6 GHz 근방의 중심 주파수에 대해 15 kHz의 디폴트 서브캐리어 간격이 설정되는 경우, PSS 및 SSS에 적용되는 서브캐리어 간격은 15 kHz를 4 배 스케일링한 60 kHz로 설정될 수 있다. 해당 방법을 이용하는 경우, PSS의 주파수 추정(frequency offset) 동작은 캐리어 주파수 오프셋의 영향을 적게 받을 수 있다.

(방법 3)

방법 3은 SSS에 이용할 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격과 같고, PSS에 이용할 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격을 N 배 스케일링(scaling)하여 설정하는 방법(즉, N*

=

,

=

)이다. 다시 말해, 각 주파수 밴드에 이용할 디폴트 서브캐리어 간격이 결정되면, PSS에 이용할 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격을 N 배 만큼 스케일링하여 설정되고, SSS에 이용할 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격과 같게 설정될 수 있다.

예를 들어, 4 GHz 또는 6 GHz 근방의 중심 주파수에 대해 15 kHz의 디폴트 서브캐리어 간격이 설정되는 경우, PSS에 적용되는 서브캐리어 간격은 60 kHz로 설정되고(N = 4), SSS에 적용되는 서브캐리어 간격은 15 kHz로 설정될 수 있다. 이 경우, PSS의 주파수 추정(frequency offset) 동작은 캐리어 주파수 오프셋의 영향을 적게 받을 수 있고, SSS에서 CP 길이가 기존의 LTE 시스템과 같으므로, 긴 지연 확산을 갖는 채널에서도 셀 식별자(cell ID) 검출 동작을 효율적으로 수행할 수 있는 장점이 있다.

(방법 4)

방법 4는 PSS에 이용할 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격과 같고, SSS에 이용할 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격을 N 배 스케일링(scaling)하여 설정하는 방법(즉,

=

, N*

=

)이다. 다시 말해, 각 주파수 밴드에 이용할 디폴트 서브캐리어 간격이 결정되면, SSS에 이용할 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격을 N 배 만큼 스케일링하여 설정되고, PSS에 이용할 서브캐리어 간격은 디폴트 서브캐리어 간격과 같게 설정될 수 있다.

예를 들어, 4 GHz 또는 6 GHz 근방의 중심 주파수에 대해 15 kHz의 디폴트 서브캐리어 간격이 설정되는 경우, SSS에 적용되는 서브캐리어 간격은 60 kHz로 설정되고(N = 4), PSS에 적용되는 서브캐리어 간격은 15 kHz로 설정될 수 있다.

또한, 본 발명의 다양한 실시 예들에서, 상술한 방법 3 및 방법 4와 같이, PSS와 SSS에 대해 서로 다른 서브캐리어 간격이 설정될 수 있다. 이 경우, 1 심볼 기준으로 전송해야 할 대역폭(bandwidth)보다 1/2^m배 만큼 하향 스케일링(scaling down)된 대역폭 및 2^m 배 만큼 많은 심볼(symbol)들을 이용하여 PSS 및/또는 SSS를 전송하는 방법이 고려될 수 있다.

예를 들어, 상술한 방법 3과 같이, 4 GHz 또는 6 GHz 근방의 중심 주파수에 대해 15 kHz의 디폴트 서브캐리어 간격이 설정되는 경우, PSS에 적용되는 서브캐리어 간격은 60 kHz로 설정되고(N = 4), SSS에 적용되는 서브캐리어 간격은 15 kHz로 설정될 수 있다. 이 경우, SSS 시퀀스(SSS sequence)(예: 레거시 SSS 시퀀스)에 대해, 기존의 LTE 시스템과 같이, 6 RB(즉, 1.08MHz, 72 자원 요소(Resource Element, RE))가 할당되는 경우, SSS는 1 심볼을 통해 전송될 수 있다.

이 때, PSS가 전송될 대역폭을 1.08 MHz로 제한하고, PSS 시퀀스(PSS sequence)를 4 개의 심볼들에 걸쳐 전송하도록 설정하는 방법이 고려될 수 있다. 이에 대한 구체적인 예시는 도 6과 같다.

도 6은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 전송 방법의 일 예를 나타낸다. 도 6은 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.

도 6을 참고하면, 동기 신호(즉, PSS 및 SSS)는 SSS 전송을 위한 대역폭에 맞추어 전송되는 경우가 가정된다. 또한, 서브프레임(예: SSS 뉴머롤로지(SSS numerology)에 대한 단일 서브프레임)의 5 번째 OFDM 심볼(#5 OFDM symbol)에서 SSS가 전송되고, 6 번째 OFDM 심볼(#6 OFDM symbol) 자리에 위치한 4 개의 짧은 OFDM 심볼들을 통해 PSS가 전송되는 경우가 가정된다. 이 때, PSS는 4 개의 OFDM 심볼들을 통해 전송되므로, PSS를 위한 대역폭은 기존의 대역폭의 1/4 배가 된다.

또한, SSS 및/또는 PSS가 전송되는 위치(또는 심볼)은 일 예일 뿐, 14 개의 심볼들(즉, #0 내지 #13 OFDM 심볼) 중 겹치지(즉, 중첩되지) 않는 임의의 심볼에 SSS 및/또는 PSS가 위치할 수도 있다.

4 개의 OFDM 심볼들을 통해 전송되는 PSS를 위한 시퀀스는 다음 예시들과 같은 방식을 통해 전송되도록 설정될 수 있다.

예를 들어, PSS 전송을 위하여, 서로 다른 루트 인덱스(root index)를 이용하는 길이 17의 ZC 시퀀스(Zadoff-Chu sequence) 4 개가 각 심볼에서 하나씩 전송되도록 설정될 수 있다. 다른 예를 들어, PSS 전송을 위하여, 동일한 루트 인덱스를 이용하는 길이 17의 ZC 시퀀스 1 개가 각 심볼에 반복적으로 전송되도록 설정될 수도 있다. 또 다른 예를 들어, PSS 전송을 위하여, 서로 다른 루트 인덱스를 이용하는 길이 17의 ZC 시퀀스 2 개(즉, 제1 시퀀스(A), 제2 시퀀스(B))를 생성하고, 생성된 2 개의 시퀀스가 4 개의 심볼들에 걸쳐 ABAB, AABB, ABBA 등과 같이 다양한 형태의 조합에 따라 전송되도록 설정될 수도 있다.

상술한 PSS 전송 방식들의 경우, 각 심볼에 대해 커버 코드(cover code)를 적용하여 상관(correlation) 성능을 향상시킬 수 있다는 장점이 있다. 또한, 상기 PSS가 60 kHz의 서브캐리어 간격으로 설정되므로, 4 심볼들에 걸친 PSS의 전송에는 1 ms만 소요된다. 또한, 상술한 바와 같은 PSS 및 SSS 전송 방식은, PSS와 SSS에 대해 서로 다른 서브캐리어 간격이 설정되더라도, 단말이 일정한 대역폭(예: 1.08 MHz)만 필터링(filtering)하여 동기 신호를 수신할 수 있는 장점이 있다.

이 경우, 해당 PSS에 적용된 서브캐리어 간격 값(예: 60 kHz)에 맞게 하향 스케일링된 CP가 상기 4 개의 심볼들 각각의 앞 부분에 설정될 수도 있다.

또한, 본 발명의 다양한 실시 예들에서, 상술한 방법 1 및 방법 2와 같이, PSS와 SSS에 대해 동일한 서브캐리어 간격이 설정될 수 있다. 이 경우, PSS에 이용될 시퀀스(즉, PSS 시퀀스)는 아래와 같은 방법들을 통해 설정 또는 할당될 수 있다.

먼저, SSS와 동일한 길이를 갖는 PSS를 이용하는 방법이 고려될 수 있다. 즉, 상기 방법은 SSS 시퀀스와 PSS 시퀀스의 길이를 동일하게 설정하는 방법이다. 예를 들어, 앞서 상술한 바와 같이(예: 방법 1), 4 GHz 또는 6 GHz 근방의 중심 주파수에 대해 15 kHz의 디폴트 서브캐리어 간격이 설정되는 경우, PSS 및 SSS에 적용되는 서브캐리어 간격은 15 kHz로 설정될 수 있다. 이 경우, PSS 및 SSS에 대해, 기존의 LTE 시스템과 같이, 6 RB(즉, 1.08MHz, 72 RE)가 할당되는 경우, PSS 및 SSS는 (각각) 1 심볼을 통해 전송될 수 있다.

다음으로, SSS보다 N 배 만큼 짧은 길이의 시퀀스를 PSS 전송에 이용하되, 기존의 대역폭은 일정하게 유지하는 방법도 고려될 수 있다. 이 경우, PSS 시퀀스를 주파수 축으로 매 RE에 매핑(mapping)하는 것이 아닌, N 개의 RE마다 매핑함에 따라, 기존의 대역폭이 일정하게 유지될 수 있다. 즉, PSS 시퀀스가 SSS 시퀀스보다 짧더라도, PSS 시퀀스를 일정 간격을 두고 매핑함에 따라 PSS와 SSS의 전송 대역폭이 동일하게 유지될 수 있다. 이 때, PSS 시퀀스가 매핑되지 않은 서브캐리어(또는 RE)에는 '0(zero)'가 채워지며, PSS 시퀀스가 매핑된 서브캐리어는 N 배 만큼 증가된 전력(power)를 이용하여 전송될 수 있다. 이에 대한 구체적인 예시는 도 7과 같다.

도 7은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 전송 방법의 다른 예를 나타낸다. 도 7은 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.

구체적으로, 도 7의 (a)는 기존의 PSS 시퀀스 매핑 방식을 나타내며, 도 7의 (b)는 본 명세서에서 제안하는 PSS 시퀀스 매핑 방식을 나타낸다.

도 7을 참고하면, 각 정사각형은 서브캐리어(또는 RE)를 의미하며, 체크된 영역은 PSS 시퀀스가 매핑된 RE를 의미한다. 또한, 본 명세서에서 제안하는 PSS 시퀀스의 길이는 기존의 PSS 시퀀스보다 N 배 짧게 설정되는 경우가 가정된다.

도 7의 (a)의 경우, 앞서 설명된 바와 같이, 기존의 PSS 시퀀스는 매 RE마다 매핑되도록 설정되며, 서브캐리어 간격은 Fd kHz로 표현될 수 있다.

반면, 도 7의 (b)의 경우, 본 명세서에서 제안하는 PSS 시퀀스는 N 개의 RE 마다 매핑되도록 설정될 수 있다. 이 때, '0'이 매핑되지 않은 서브캐리어들(즉, PSS 시퀀스가 매핑된 서브캐리어들) 간의 간격은 N*Fd kHz로 표현될 수 있다. 또한, 시간 축에서는 CP 길이를 제외한 1 심볼 내의 공간에 동일한 시퀀스가 N 번 반복되는 형태로 나타나게 되어, 실제 심볼 구간(symbol duration)은 변경되지 않는다. 일례로, 매 RE 마다 PSS 시퀀스가 매핑되는 경우, 상기 PSS 시퀀스에 해당하는 시간 구간(time duration)은 심볼 구간과 동일하게 설정될 수 있다. 이 경우, N 개의 RE 마다 PSS 시퀀스 매핑되면, 상기 PSS 시퀀스에 해당하는 시간 구간은 심볼 구간의 1/N 배가 될 수 있다. 이에 따라, N 개의 RE 마다 PSS 시퀀스가 매핑되는 경우에는, 동일한 심볼 구간에 대해 PSS 시퀀스가 N 번 반복되는 형태가 나타날 수 있다.

본 명세서에서 제안하는 PSS 시퀀스 설정 및 할당 방법(예: 도 7의 (b)에 나타난 방법)을 이용하면, 단말이 PSS를 이용하여 주파수 추정(또는 주파수 측정)을 수행할 시 캐리어 주파수 오프셋의 영향을 적게 받을 수 있는 장점이 있다. 구체적으로, 기존의 방식(예: 도 7의 (a))대로 PSS를 매 RE마다 매핑하여 전송하는 경우, 캐리어 주파수 오프셋의 영향에 따라 인접 서브캐리어에 의한 셀 간 간섭(ICI)이 클 수 있다. 이와 달리, 본 명세서에서 제안하는 바와 같이 PSS를 N 개의 RE 마다 매핑하여 전송하는 경우, N*서브캐리어 간격만큼 떨어진 서브캐리어에 의한 셀 간 간섭이 존재하므로, 그 영향은 줄어들 수 있다.

또한, 셀 식별자(cell ID)(예: 물리 계층 셀 식별자(physical layer cell ID))와 관련하여, 기존의 경우, 3 개의 PSS 시퀀스 후보(candidate)들 중에서 하나 및 168 개의 SSS 시퀀스 후보들 중에서 하나를 선택하여, 504 개의 셀 식별자들 중 하나를 선택(또는 식별, 결정)하는 방법이 이용되었다. 다만, 상기 방법에서는, PSS를 선택하기 위한 3 개의 후보들을 구별하기 위하여 단말은 복잡도(complexity)가 높은 동작을 3 번씩 반복하여 수행할 필요가 있다.

따라서, 이러한 단말의 부담(burden)을 줄이기 위하여, PSS에 대해 1 개의 후보를 이용하고, SSS에 대해 전체 셀 식별자 수에 해당하는 후보들을 이용하여, 셀 식별자들 중 하나를 선택하는 방법이 고려될 수 있다. 일례로, PSS에 대해 1 개의 후보를 이용하고, SSS에 대해 504 개 또는 1008 개의 후보들을 이용하는 방법이 고려될 수 있다.

이 때, 해당 방법의 경우 PSS와 관련하여 후보의 수가 줄어드는 것이므로, 앞서 설명된 방식의 PSS 시퀀스(들)가 그대로 이용되어도 무관하다. 일례로, PSS 시퀀스는, 앞서 설명된 수학식 3, 수학식 4, 및 수학식 5를 이용하여 생성될 수 있다.

다만, SSS에 대해서는 후보의 수가 증가하므로, SSS 시퀀스에 대한 설계 방법이 새롭게 고려될 필요가 있다. 즉, SSS 시퀀스를 전체 셀 식별자의 수만큼 생성(또는 설정)하는 방법이 고려될 필요가 있다. 일례로, SSS 시퀀스는, 앞서 설명된 수학식 6, 수학식 7, 및 수학식 8을 이용하여 생성될 수 있다.

구체적으로, 전체 셀 식별자(예: 504 개의 셀 식별자, 1008 개의 셀 식별자)를 구분하기 위하여 SSS는 다음과 같은 방식으로 설정(또는 설계, 할당)될 수 있다. 이하, 설명의 편의를 위하여, 전체 셀 식별자의 수가 기존의 LTE 시스템에서의 전체 셀 식별자의 수인 504로 설정되는 경우가 가정된다. 이 경우, NR 시스템의 전체 셀 식별자의 수가 기존의 경우와 달라지게 되는 경우(예: 1008 개)에도, 해당 방법이 동일하게 적용될 수 있음은 물론이다.

예를 들어, SSS 시퀀스에 대해 전체 길이 72의 시퀀스(length 72 sequence)가 이용될 수 있지만, 가드(guard) 영역을 고려하여 우선 길이 67의 시퀀스가 생성될 수 있다. 즉, 가드 영역을 고려하여, SSS 시퀀스에 대해 할당된 주파수 영역보다 짧은 길이의 시퀀스가 이용될 수 있다. 여기에서, 전체 길이 72는, 대역폭이 1.04 MHz이고, 서브캐리어 간격이 15 kHz인 경우, 및/또는 대역폭이 4.16 MHz이고, 서브캐리어 간격이 60 kHz인 경우에도 이용될 수 있다. 이 때, 상기 생성되는 길이 67의 시퀀스는 ZC 시퀀스(Zadoff-Chu sequence), M 시퀀스(M sequence) 등일 수 있다.

이 후, 상기 생성된 길이 67의 시퀀스에 1 샘플(sample)을 추가하여 길이 68의 시퀀스(예: ZC 시퀀스, M 시퀀스 등)가 생성될 수 있다. 예를 들어, 시퀀스의 첫 번째 1 샘플을 해당 시퀀스의 마지막에 추가(즉, 순환 쉬프트(cyclic shift))하여 길이 68의 시퀀스가 생성될 수 있다. 또는, 다른 예를 들어, 임의의 자리에 '0(zero)'을 추가하여 길이 68의 시퀀스를 생성하는 방법이 고려될 수도 있다. 이 때, 첫 번째 예시의 방법(즉, 순환 쉬프트를 이용하는 방법)이 보다 유리할 수 있다.

이 후, 생성된 길이 68의 시퀀스의 양 끝에 가드 용도로 이용될 '0'을 2 샘플씩 추가하여, 총 길이 72의 시퀀스가 생성될 수 있다. 다시 말해, SSS 시퀀스의 생성을 위해 이용되는 시퀀스는 SSS 시퀀스 전송에 할당된 자원 영역의 길이에 맞추어 생성(또는 설정, 설계)될 수 있다. 이하, 본 명세서에서, 상기 절차들을 통해 생성된 시퀀스는 제1 시퀀스로 지칭될 수 있다.

이와 같이 생성된 길이 72의 시퀀스가 ZC 시퀀스인 경우, 해당 시퀀스는 총 67 개의 루트 인덱스(root index)를 이용할 수 있다. 다만, 해당 시퀀스의 PAPR(Peak-to-Average Power Ratio) 값을 고려하여 67 개 중 63 개의 루트 인덱스들(예: 3, 4, 5, ... , 63, 64, 65)만이 이용될 수도 있다. 또는, 이와 같이 생성된 길이 72의 시퀀스가 길이 68의 M 시퀀스에 기반하는 경우, 해당 시퀀스는 총 68 개의 순환 쉬프트 값들을 이용할 수 있다. 이 경우에도, PAPR 및 상관(correlation) 값 등을 고려하여 일부 순환 쉬프트 값들(예: 63 개)만이 이용될 수 있다.

이 때, 상술한 바와 같은 절차들을 통해 생성된 시퀀스에 대해 적용할 스크램블링 시퀀스(scrambling sequence)가 추가적으로 고려될 수 있다. 여기에서, 스크램블링 시퀀스는, 특정 시퀀스에 곱해지는 시퀀스를 의미할 수 있다. 즉, SSS 시퀀스 생성을 위하여, 상기 생성된 시퀀스와 해당 시퀀스와 동일한 길이를 갖는 시퀀스를 곱하는 방법이 고려될 수 있다. 이 때, 시퀀스들 간의 곱은, 동일한 위치에 해당하는 시퀀스의 각 요소(element)(또는 샘플(sample))들 간의 곱을 의미할 수 있다. 예를 들어, 제1 시퀀스가 [0 1 1 1 0 ... ]으로 구성되고, 제2 시퀀스가 [0 0 1 1 1 ... ]으로 구성되는 경우, 두 시퀀스들의 요소들 간의 곱에 의해 생성되는 시퀀스는 [0*0 1*0 1*1 1*1 0*1 ... ]이다.

이 경우, 스크램블링 시퀀스는, PN 시퀀스(Pseudo-random Noise sequence), M 시퀀스, 하다마드 시퀀스(Hadamard sequence), 이진 시퀀스(binary sequence) 등일 수 있다.

예를 들어, 스크램블링 시퀀스로 PN 시퀀스가 이용되는 경우, 앞서 설명된 길이 68의 시퀀스(예: 길이 68의 ZC 시퀀스)에 대한 스크램블링 시퀀스로 길이 63의 PN 시퀀스를 생성하고, 이 후, 5 샘플들을 추가하여 길이 68의 PN 시퀀스를 생성하는 방법이 고려될 수 있다. 이 경우에도, 앞서 설명된 방식과 동일하게, 시퀀스의 앞 부분의 5 샘플들을 해당 시퀀스의 마지막에 추가하는 방식(즉, 순환 쉬프트), 또는 임의의 자리에 '0(zero)'을 5 번 추가하여 길이 68의 시퀀스를 생성하는 방법이 고려될 수 있다.

이 때, 스크램블링 시퀀스들이 8 개의 후보들을 갖도록 하기 위해, 해당 시퀀스는, 특정 시작 샘플(starting sample) 값(또는, 특정 초기 값(initial value))을 이용하여 순환 쉬프트될 수 있다. 또는, PN 시퀀스를 생성하는 씨드(seed) 값을 서로 다르게 설정하여 8 개의 서로 다른 PN 시퀀스를 이용하는 방법도 고려될 수 있다. 상기 두 방법들 중 전자는 동일한(즉, 단일) 시퀀스를 순환 쉬프트하여 서로 다른 8 개의 형태로 이용하고, 후자는 서로 다른 8 개의 시퀀스들을 이용한다는 점에서 차이가 있다.

또는, 다른 예를 들어, 스크램블링 시퀀스로 M 시퀀스가 이용되는 경우, 앞서 설명된 길이 68의 시퀀스(예: 길이 68의 ZC 시퀀스, 길이 68의 M 시퀀스)에 대한 스크램블링 시퀀스로 길이 68의 M 시퀀스를 생성하는 방법이 고려될 수도 있다. 이 경우, 스크램블링 시퀀스들이 8 개의 후보들을 갖도록 하기 위해, 서로 다른 8 개의 순환 쉬프트 값들에 의해 상기 8 개의 후보들을 구분(또는 생성)할 수 있다.

이 후, 생성된 길이 68의 시퀀스의 양 끝에 가드 용도로 이용될 '0'을 2 샘플씩 추가하여, 총 길이 72의 시퀀스가 생성될 수 있다. 이하, 본 명세서에서, 상기 절차들을 통해 생성된 시퀀스는 제2 시퀀스로 지칭될 수 있다.

상술한 절차들을 통해, 2 개의 길이 72의 시퀀스들 즉, 특정 시퀀스(즉, 제1 시퀀스) 및 특정 시퀀스를 위한 스크램블링 시퀀스(즉, 제2 시퀀스)가 생성되며, 생성된 2 개의 시퀀스들을 스크램블링하여 최종적으로 SSS 시퀀스(SSS sequence)가 생성될 수 있다. 예를 들어, 길이 72의 ZC 시퀀스에 대해 길이 72의 PN 시퀀스를 스크램블링하여 SSS 시퀀스가 생성될 수 있다. 또는, 다른 예를 들어, 길이 72의 M 시퀀스에 길이 72의 다른 M 시퀀스를 스크램블링하여 SSS 시퀀스가 생성될 수도 있다.

이 때, 특정 시퀀스(즉, 제1 시퀀스)에 대한 후보들이 63 개로 설정되고, 스크램블링 시퀀스(즉, 제2 시퀀스)에 대한 후보들이 8 개로 설정되는 경우, 총 63*8 개 즉, 504 개의 SSS 시퀀스 후보들이 구분(또는 구별)될 수 있다. 이를 통해, 전체 셀 식별자가 504 개인 경우, SSS 시퀀스는 전체 셀 식별자의 수만큼 생성될 수 있다.

앞서 언급한 바와 같이, 상술한 SSS 시퀀스 설정(또는 생성) 방식은 셀 식별자의 수가 504이 아닌 다른 수로 설정되더라도 적용될 수 있음은 물론이다. 예를 들어, NR 시스템에서 셀 식별자의 수가 1008 개로 설정되는 경우, 제1 시퀀스에 대한 후보들이 112 개 설정되고, 제2 시퀀스에 대한 후보들이 9 개 설정될 수 있다. 이 경우, 제1 시퀀스와 제2 시퀀스 간의 곱(즉, 제1 시퀀스의 요소들과 제2 시퀀스의 요소들 간의 곱)을 통해 최종적으로 생성 가능한 SSS 시퀀스 후보들의 수는 1008 개이다. 또한, 이 경우, 동기 신호에 대한 시퀀스 길이가 길어짐에 따라, 동기 신호에 할당되는 주파수 영역 즉, RB의 수가 더 많아질 수 있다(예: 12 RB).

이 경우, 제1 시퀀스의 길이와 제2 시퀀스의 길이는 동일하게 설정되며, 제1 시퀀스의 길이 및 제2 시퀀스의 길이는 최종적으로 형성되는 SSS 시퀀스의 길이와 동일하다. 즉, 제1 시퀀스 및 제2 시퀀스에서 가드 영역을 제외한 실질적인 시퀀스 길이는, 가드 영역을 제외한 실질적인 SSS 시퀀스의 길이와 동일하다.

또한, 이와 관련하여, 기존의 LTE 시스템에서는 2 개의 짧은 시퀀스(short sequence)(예: 길이 31의 시퀀스)들을 인터리빙(interleaving)하여 SSS 시퀀스를 설정(또는 생성)하는 반면, 본 명세서에서 제안하는 SSS 시퀀스는 긴 시퀀스(long sequence)에 기반하여 설정된다. 여기에서, 긴 시퀀스는 복수의 시퀀스들을 인터리빙하여 생성되지 않은 시퀀스를 의미할 수 있다. 또는, 긴 시퀀스는 SSS 시퀀스에 할당된 자원 영역에 맞추어 설정된 시퀀스(또는 가드 영역을 고려하여 일부 짧게 구성된 시퀀스)를 의미할 수도 있다. 짧은 시퀀스가 아닌 긴 시퀀스를 이용하여 SSS 시퀀스를 생성(또는 설정)하는 경우, 시퀀스들 간의 상호 상관(cross correlation) 성능이 향상되고, 이에 따라, 단말이 SSS를 수신하지 못하는 고스트 효과(ghost effect)가 방지될 수 있는 효과가 있다.

또한, 상술한 바와 같이, 제1 시퀀스의 후보 수와 제2 시퀀스의 후보 수는 불균등(un-even)하게 설정(즉, 한 쪽의 후보 수가 다른 쪽의 후보 수보다 많게 설정)될 수 있다. 제1 시퀀스의 후보 수와 제2 시퀀스의 후보의 수가 동일하게 설정되는 경우, 제1 시퀀스 및 제2 시퀀스를 이용하여 생성되는 SSS 시퀀스들 간의 상호 상관 값(cross correlation value)이 커질 수 있다(예: 0.5). 이와 달리, 제1 시퀀스의 후보 수와 제2 시퀀스의 후보 수가 불균등하게 설정되는 경우에는 생성되는 SSS 시퀀스들 간의 상호 상관 값이 작다(즉, 상호 상관 성능이 좋다). 따라서, 제1 시퀀스의 후보 수와 제2 시퀀스의 후보 수가 서로 다르게 설정되는 경우에는 SSS 시퀀스 즉, SSS의 검출 성능이 향상될 수 있는 장점이 있다.

또한, 상기 제1 시퀀스 및 상기 제2 시퀀스가 M 시퀀스인 경우, PSS 시퀀스는 상기 제1 시퀀스의 생성에 이용된 제1 다항식(polynomial) 또는 상기 제2 시퀀스의 생성에 이용된 제2 다항식에 기반하여 생성될 수도 있다. 이 경우, PSS 시퀀스의 생성을 위한 다항식이 SSS 시퀀스의 생성을 위한 다항식 중 어느 하나와 중첩됨에 따라, 동기 신호를 위한 시퀀스 생성에 대한 복잡도(complexity)가 낮아질 수 있다.

또한, 상술한 바와 같은 SSS 시퀀스를 생성하기 위한 초기 값(initial value) 및/또는 다항식(polynomial)들로, 앞서 설명된 동기 신호 관련 내용의 값 및/또는 식들이 이용될 수 있다.

또한, SSS를 이용하여 서브프레임 인덱스(subframe index) 및/또는 프레임 인덱스(frame index)를 구분할 수 있게 하기 위하여, 상술한 절차들을 통해 생성된 SSS(즉, SSS 시퀀스)에 대해 다른 스크램블링 시퀀스(즉, 제3 시퀀스)를 추가적으로 적용하는 방법도 고려될 수 있다. 즉, 다른 스크램블링 시퀀스를 추가적으로 적용하여 후보의 수를 증가시키고, 새롭게 설정된 후보를 통해 서브프레임 인덱스 및/또는 프레임 인덱스가 구분되도록 설정할 수도 있다.

도 8은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 전송 방법의 또 다른 예를 나타낸다. 도 8은 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.

도 8을 참고하면, PSS에 적용되는 서브캐리어 간격은 SSS에 적용되는 서브캐리어 간격의 4 배로 설정되고, PBCH에 적용되는 서브캐리어 간격은 SSS에 적용되는 서브캐리어 간격과 동일하게 설정되는 경우가 가정된다. 또한, PSS 전송을 위하여 루트 인덱스가 다르게 설정된 2 종류의 ZC 시퀀스들(루트 인덱스 7의 ZC 시퀀스 및 루트 인덱스 10의 ZC 시퀀스)이 이용되는 경우가 가정된다. 일례로, PSS의 전송을 위하여 서로 다른 루트 인덱스를 이용하는 길이 17의 ZC 시퀀스 2 개가 이용된다.

이 경우, 각 루트 인덱스에 해당하는 ZC 시퀀스가 두 번씩 반복되는 방식 즉, 4 개의 길이 17의 ZC 시퀀스들을 통해 PSS가 전송된다.

이 때, PSS의 전송 대역폭은 SSS의 전송 대역폭과 동일하게 설정되며, PSS 즉, 4 개의 길이 17 ZC 시퀀스들에 대해 [1, 1, -1, 1]의 커버 코드가 적용될 수 있다. 또한, PSS의 한쪽 끝과 SSS의 양쪽 끝에는 가드 영역을 위한 제로 패딩(zero padding)이 수행될 수 있다. 이 때, PSS는 4 개의 심볼들(이 때, 4 개의 심볼들 전체에 해당하는 시간 구간은 SSS의 서브캐리어 구간에 따라 설정된 1 개의 심볼 구간과 동일함)을 통해 전송된다. 또한, 도 8과 같이, PSS 시퀀스에 이용되는 루트 인덱스는 [7, 10, 7, 10]으로 할당될 수 있다.

또한, 이 경우, 도 8에 나타난 것과 같이, SSS 전송을 위한 CP 길이와 PBCH 전송을 위한 CP 길이는 동일하게 설정될 수 있다. 또한, 실질적인 SSS 시퀀스의 길이는 PBCH 시퀀스(즉, PBCH 전송을 위해 이용되는 시퀀스)의 길이보다 짧게 설정될 수 있다.

또한, 상술한 SSS 시퀀스 생성(또는 설정) 방식에서 디폴트 서브캐리어 간격 값이 15 kHz로 설정되었다. 그러나, 이는 설명의 편의를 위한 예시일 뿐, 디폴트 서브캐리어 간격은 6 GHz 이하 대역에서 30 kHz, 60 kHz 등이 될 수 있으며, 6 GHz 이상 대역에서는 60 kHz 뿐만 아니라, 120 kHz, 240 kHz 등이 될 수도 있다. 따라서, 디폴트 서브캐리어 간격 값을 기반하여, PSS 및/또는 SSS에 이용되는 서브캐리어 간격 값은 앞서 설명된 방법들에 따라 더 크거나 또는 더 작게 스케일링될 수 있다.

또한, 본 발명의 다양한 실시 예들에서, 상술한 방법 1 및 방법 2와 같이, PSS 및 SSS에 대해 동일한 서브캐리어 간격이 설정되는 경우, 다음과 같은 PSS 시퀀스 설정 및/또는 할당 방법이 고려될 수도 있다. 이하, 설명의 편의를 위하여, PSS 및 SSS에 적용되는 서브캐리어 간격은 15 kHz인 것으로 가정한다.

예를 들어, 서로 다른 루트 인덱스를 이용하는 길이 17의 ZC 시퀀스 4 개를 하나의 심볼에 FDM(frequency division multiplexing)하여 PSS 시퀀스(즉, PSS를 위한 시퀀스)를 전송하는 방법이 고려될 수 있다. 다른 예를 들어, 동일한 루트 인덱스를 이용하는 길이 17의 ZC 시퀀스 1 개를 하나의 심볼에 FDM하여 PSS 시퀀스를 전송하는 방법도 고려될 수 있다. 또 다른 예를 들어, 서로 다른 루트 인덱스를 이용하는 길이 17의 ZC 시퀀스 2 개(즉, 제1 시퀀스(A), 제2 시퀀스(B))를 생성하고, 생성된 2 개의 시퀀스가 4 개의 심볼들에 걸쳐 ABAB, AABB, ABBA 등과 같이 다양한 형태의 조합으로 FDM하여 PSS 시퀀스를 전송하는 방법도 고려될 수 있다.

상기 예시들의 경우, 각 ZC 시퀀스(들)에 대해 커버 코드를 적용하여 상관(correlation) 성능을 높일 수 있다는 장점이 있다.

이 때, 상술한 바와 같은 PSS는 셀 식별자 검출을 위한 시퀀스 후보를 1 개 또는 3 개 등을 가질 수 있다. PSS 시퀀스 후보가 3 개인 경우, 매 후보 별로 상술한 방법에 따라 서로 다른 루트 인덱스가 설정될 필요가 있다. 이와 달리, PSS 시퀀스 후보가 1 개인 경우, SSS 시퀀스는 앞서 설명된 전체 셀 식별자를 구분하기 위한 방식(즉, SSS 시퀀스의 총 후보 수가 전체 셀 식별자와 동일하게 설정되는 방식)에 기반하여 생성(또는 설정)될 수 있다.

도 9는 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 전송 방법의 또 다른 예를 나타낸다. 도 9는 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.

도 9를 참고하면, PSS 전송을 위하여 루트 인덱스가 다르게 설정된 2 종류의 ZC 시퀀스들(루트 인덱스 7의 ZC 시퀀스 및 루트 인덱스 10의 ZC 시퀀스)이 이용되는 경우가 가정된다. 여기에서, 상기 ZC 시퀀스의 길이는 17로 설정된다.

4 개의 ZC 시퀀스들(즉, 1 종류의 ZC 시퀀스 당 2 개씩 이용됨)은 상술한 바와 같이 FDM 방식을 통해 자원 영역에 매핑된다. 이 경우, PSS 즉, 4 개의 ZC 시퀀스들에 대해 커버 코드 [1, 1, -1, 1]이 적용될 수 있다. 또한, PSS의 한쪽 끝과 SSS의 양쪽 끝에는 가드 영역을 위한 제로 패딩(zero padding)이 수행될 수 있다. 또한, 도 9와 같이, FDM 되는 길이 17의 시퀀스들에 대한 루트 인덱스는 [7, 10, 7, 10]로 설정될 수 있다.

또한, 상술한 바와 같은 PSS 시퀀스 관련하여, ZC 시퀀스들에 대한 루트 인덱스(즉, ZC 시퀀스들의 생성을 위한 루트 인덱스)는, 생성되는 ZC 시퀀스들 간에 복소 공액(complex conjugate) 관계를 갖도록 선택될 수 있다. 즉, ZC 시퀀스의 길이가 N_ZC인 경우, ZC 시퀀스는 (N_ZC-1)/2-m와 (N_ZC-1)/2+m+1의 조합으로 선택될 수 있다. 여기에서, m은 0을 포함하며, 0보다 크고 (N_ZC-1)/2보다 작은 정수를 의미한다. 이와 같은 루트 인덱스 선택 방법은 PSS 설계의 듀플렉스 모드(duplex mode)에 관계없이 적용될 수 있다.

또한, 앞서 설명된 도 8에서는, PSS와 관련하여, 60 kHz의 서브캐리어 간격을 갖는 각각의 OFDM 심볼에 하향 스케일링된 CP가 설정된다. 이와 달리(즉, 각각의 OFDM 심볼에 하향 스케일링된 CP가 붙는 것이 아닌), 15 kHz의 서브캐리어 간격을 갖는 OFDM 심볼에 이용되는 CP 길이에 해당하는 하나의(즉, 단일의) CP를 생성하고, 생성된 하나의 CP를 4 개의 OFDM 심볼들 앞 부분에 붙이는(또는 설정하는) 방법이 고려될 수 있다. 이에 대한 예시는 도 10과 같다.

도 10은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 전송 방법의 또 다른 예를 나타낸다. 도 10은 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.

도 10을 참고하면, PSS 전송을 위하여 루트 인덱스가 다르게 설정된 2 종류의 ZC 시퀀스들(루트 인덱스 7의 ZC 시퀀스 및 루트 인덱스 10의 ZC 시퀀스)이 이용되는 경우가 가정된다. 여기에서, 상기 ZC 시퀀스의 길이는 17로 설정된다.

이 때, PSS는 60 kHz의 서브캐리어 간격에 해당하는4 개의 심볼들을 통해 전송되며, 이 경우, 4 개의 심볼들 간에는 CP 구간이 할당되지 않는다. 대신, 연속하는 4 개의 심볼들 앞부분에 15 kHz의 서브캐리어 간격에 해당하는 CP가 위치한다.

이러한 배치(즉, CP 길이 및 위치를 디폴트 서브캐리어 간격의 경우와 일치시킨 배치)를 통해, PSS가 전송되지 않는 다른 대역(band)에 전송되는 데이터 신호와의 다중화(multiplexing)를 지원할 수 있는 장점이 있다. 여기에서, 상기 PSS는 디폴트 서브캐리어 간격의 N 배(예: N = 4)에 해당하는 서브캐리어 간격(예: 60 kHz의 서브캐리어 간격)을 이용하도록 설정되고, 데이터 신호는 디폴트 서브캐리어 간격(예: 15 kHz)을 이용하도록 설정될 수 있다.

또한, 상술한 모델의 생성 방식은 다음과 같이 설명될 수 있다. 즉, 디폴트 서브캐리어 간격의 N 배에 해당하는 서브캐리어 간격을 이용하는 동기 신호(예: PSS)에 대해 디폴트 서브캐리어 간격에 해당하는 CP 길이를 이용하는 경우에서의, 동기 신호 설정(또는 동기 신호 매핑 방식)은 다음의 예시와 같이 수행될 수도 있다. 이 때, 최초 N 개의 OFDM 심볼이 반복하여 설정되는 경우가 가정된다.

예를 들어, 디폴트 서브캐리어 간격(예: 15 kHz)으로 설정된 단일 OFDM 심볼(single OFDM symbol)에 대해, 주파수 영역(frequency domain)을 기준으로, N 개의 RE 마다 정보를 매핑하고, 나머지 N-1 개의 RE에는 0을 삽입하여 콤브 유형의 심볼(comb type symbol)을 생성될 수 있다. 이 후, N_IFFT 크기로 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여 생성된 시간 영역 시퀀스(time domain sequence)를 N 등분하여 N_IFFT/N 길이의 시간 영역 시퀀스가 생성(획득)될 수 있다.

이 때, 앞서 도 9에서 설명된 것과 같이, 복수 공액(complex conjugate) 관계를 갖는 루트 인덱스 값을 이용한 것과 같은 효과를 얻기 위해서, 최초 N_IFFT/N 길이의 영역(즉, N 개의 OFDM 심볼들 중 첫 번째 OFDM 심볼)에는 N 등분된 시간 영역 시퀀스가 삽입되고, 그 다음 N_IFFT/N 길이의 영역에는 N 등분된 시간 영역 시퀀스의 복소 공액 값으로 설정된 시간 영역 시퀀스가 삽입되도록 설정될 수 있다. 길이가 N_IFFT가 될 때까지 상술한 동작을 반복 수행하여, 최종적인 시간 영역 시퀀스가 생성될 수 있다. 즉, 최종적으로, N_IFFT 길이의 시간 영역 시퀀스가 생성될 때까지 상술한 동작이 반복될 수 있다.

이 후, 해당 시간 영역 시퀀스가 매핑된 심볼들 앞 부분에 디폴트 서브캐리어 간격을 갖는 OFDM 심볼에서 이용되는 CP 길이에 해당하는 하나의(즉, 단일의) CP를 삽입하여(붙임(attach)에 따라), 최종적인 시간 영역 OFDM 심볼(즉, 최종적인 시간 영역 OFDM 심볼 구조)이 완성될 수 있다.

상기 예시에 대해 구체적인 숫자를 대입하면 다음과 같다. 동기 신호의 전송 대역폭으로 1.08 MHz을 이용하고, 72 개의 RE들에 대해 4 번의 반복(repetition)을 고려하는 경우, 4 개의 RE 마다 길이 17로 설정된 ZC 시퀀스가 삽입되고, 나머지 3 개의 RE 에는 '0'이 삽입되도록 설정될 수 있다. 여기에서, 길이 17은 72를 4로 나눈 값(즉, 18)보다 작거나 같은 수 중 가장 큰 홀수(odd)에 해당하는 길이를 의미할 수 있다.

이 후, 512 IFFT 크기로 IFFT를 수행한 후, 512 길이를 4 등분하여 128 길이의 시간 영역 시퀀스가 획득될 수 있다. 이 후, 최초 128 길이의 영역(즉, 128 길이의 시간 영역 시퀀스가 맵핑될 수 있는 최초의 영역, 4 개의 OFDM 심볼들 중 첫 번째 OFDM 심볼)에 앞서 4 등분된 시간 영역 시퀀스가 삽입되고, 그 다음 영역에는 앞서 4 등분된 시간 영역 시퀀스의 복소 공액 값으로 설정된 시간 영역 시퀀스가 삽입되도록 설정될 수 있다. 이와 같은 동작을 두 번 더 반복하여, 총 512 길이의 시간 영역 시퀀스가 생성될 수 있다. 이 후, 40 또는 36 길이의 CP를 삽입하여 최종적인 시간 영역 OFDM 심볼이 완성될 수 있다.

또는, 다른 예를 들어, 디폴트 서브캐리어 간격(예: 15 kHz)의 N 배만큼 스케일링(scaling)된 서브캐리어 간격을 이용하는 OFDM 심볼에 대해, 주파수 영역을 기준으로, 매 RE 마다 데이터를 삽입하여 상술한 모델을 생성하는 방식이 고려될 수도 있다. 매 RE 마다 데이터가 삽입된 후, N_IFFT/N 크기로 IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)를 수행하여, N_IFFT/N 길이의 시간 영역 시퀀스가 생성(획득)될 수 있다.

이 ?, 앞서 도 9에서 설명된 것과 같이, 복수 공액(complex conjugate) 관계를 갖는 루트 인덱스 값을 이용한 것과 같은 효과를 얻기 위해서, 최초 N_IFFT/N 길이의 영역에는 상기 생성된(즉, 최초 생성된) 시간 영역 시퀀스가 삽입되고, 그 다음 N_IFFT/N 길이의 영역에는 상기 생성된 시간 영역 시퀀스의 복소 공액 값으로 설정된 시간 영역 시퀀스가 삽입되도록 설정될 수 있다. 길이가 N_IFFT가 될 때까지 상술한 동작을 반복 수행하여, 최종적인 시간 영역 시퀀스가 생성될 수 있다. 즉, N_IFFT 길이의 시간 영역 시퀀스가 생성될 때까지 상술한 동작이 반복될 수 있다.

이 후, 해당 시간 영역 시퀀스가 매핑된 심볼들 앞 부분에 디폴트 서브캐리어 간격을 갖는 OFDM 심볼에서 이용되는 CP 길이에 해당하는 하나의 CP를 삽입하여, 최종적인 시간 영역 OFDM 심볼(즉, 최종적인 시간 영역 OFDM 심볼 구조)이 완성될 수 있다.

상기 예시에 대해 구체적인 숫자를 대입하면 다음과 같다. 동기 신호의 전송 대역폭으로 1.08 MHz이 고려되는 경우, 18 개의 RE에 길이 17로 설정된 ZC 시퀀스가 삽입(또는 매핑)되고, 나머지 1 개의 RE에 '0'이 삽입되도록 설정될 수 있다. 이 때, 홀수 길이(odd length)로 17이 선택된 경우가 가정된다.

이 후, 128 IFFT 크기로 IFFT를 수행하여, 128 길이의 시간 영역 시퀀스가 획득될 수 있다. 이 후, 최초 128 길이의 영역(즉, 128 길이의 시간 영역 시퀀스가 맵핑될 수 있는 최초의 영역)에 상기 생성된 시간 영역 시퀀스가 그대로 삽입되고, 그 다음 영역에는 상기 생성된 시퀀스의 복소 공액 값으로 설정된 시간 영역 시퀀스가 삽입되도록 설정될 수 있다. 이와 같은 동작을 두 번 더 반복하여, 총 512 길이의 시간 영역 시퀀스가 생성될 수 있다. 이 후, 40 또는 36 길이의 CP를 삽입하여 최종적인 시간 영역 OFDM 심볼이 완성될 수 있다.

또한, 앞서 본 명세서에서 제안하는 방법들에 이용된 커버 코드는 [1, 1, 1, 1]과 같이 커버 코드를 적용하는 않는 경우와 같은 형태로 설정될 수도 있다.

또한, 앞서 본 명세서에서 제안하는 방법들은 동기 대역폭(sync bandwidth)(즉, 동기 신호에 대한 전송 대역폭)이 약 1 MHz(즉, 1.08 MHz)인 경우를 가정하여 길이(즉, 시퀀스의 길이)를 설정하였다. 그러나, 이는 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 동기 대역폭이 K MHz로 증가하더라도, 시퀀스의 길이를 L 배 확장하여(즉, scalable하게 조정하여) 상술한 방법들이 적용될 수 있음은 물론이다. 예를 들어, 동기 대역폭이 약 5 MHz(예: 4.32 MHz)로 설정되는 경우에도, 시퀀스의 길이를 4 배(즉, 4.32/1.08 = 4 배) 길게 설정하여 본 명세서에서 제안하는 방법들을 동일한 방식으로 적용할 수 있다.

또한, 앞서 본 명세서에서 제안하는 방법들은, 6 GHz 이하 대역(below 6 GHz 대역)뿐만 아니라, 6 GHz 이상 대역(above 6 GHz 대역)(예: 30 GHz, 40 GHz 등)에서도 적용될 수 있다. 또한, 디폴트 뉴머롤로지는 기준 뉴머롤로지(reference numerology), 특정 주파수 대역에서 이용되는 뉴머롤로지 등으로 표현될 수 있다. 또한, 디폴트 뉴머롤로지가 변경되더라도 시퀀스의 길이는 일정하고, 서브캐리어 간격에 맞추어 스케일링 가능한 전송 대역폭을 갖는다고 설정할 수 있다.

도 11은 본 명세서에서 제안하는 방법이 적용될 수 있는 동기 신호의 송수신을 통해 동기화를 수행하는 단말의 동작 순서도를 나타낸다. 도 11은 단지 설명의 편의를 위한 것일 뿐, 본 발명의 범위를 제한하는 것이 아니다.

도 11을 참고하면, 단말은 동기 신호에 대해 미리 설정된 대역폭(bandwidth)에서 동기 신호를 모니터링(monitoring)하는 경우가 가정된다.

S1105 단계에서, 단말은 기지국으로부터 PSS 및 SSS를 수신한다. 이 경우, 상기 PSS 및 상기 SSS는 상술한 방법에 의하여 수신될 수 있다. 즉, 단말은 PSS에 대한 시퀀스(즉, 앞서 설명된 PSS 시퀀스)가 매핑된 자원 요소들 및 SSS에 대한 시퀀스(즉, 앞서 설명된 SSS 시퀀스)가 매핑된 자원 요소들을 이용하여 PSS 및 SSS를 수신할 수 있다. 이 때, PSS에 대한 시퀀스 및 SSS에 대한 시퀀스는 상술한 방법(들)에 따라 생성(또는 설정)될 수 있다.

이 때, 상기 SSS에 대한 시퀀스는, 제1 시퀀스와 제2 시퀀스 간의 곱(product)에 의해 생성된다. 여기에서, 상기 제1 시퀀스의 수(즉, SSS 시퀀스 생성에 이용될 수 있는 제1 시퀀스의 후보 수)는, 상기 제2 시퀀스의 수(즉, SSS 시퀀스 생성에 이용될 수 있는 제2 시퀀스의 후보 수)보다 크게 설정된다.

또한, SSS에 대한 시퀀스의 수(즉, 생성 가능한 SSS 시퀀스의 수, SSS 시퀀스의 후보 수)는, 셀 식별자(예: 물리 계층 셀 식별자)의 수(예: 1008)와 동일하게 설정될 수 있다. 이 때, 상기 셀 식별자의 수는 상기 제1 시퀀스의 수와 상기 제2 시퀀스의 수의 곱과 동일하게 설정될 수 있다.

또한, 상기 제1 시퀀스와 상기 제2 시퀀스 간의 곱은 앞서 설명한 바와 같이, 상기 제1 시퀀스의 각 요소(element)와 상기 제2 시퀀스의 각 요소간의 곱일 수 있다.

또한, 상술한 바와 같이, 상기 제1 시퀀스의 길이 및 상기 제2 시퀀스의 길이는 각각 상기 SSS에 대한 시퀀스의 길이와 동일할 수 있다. 즉, SSS 시퀀스는 SSS 시퀀스와 길이가 동일한 두 시퀀스(즉, 긴 시퀀스(long sequence)의 곱에 의해 생성될 수 있다. 이 경우, 상기 제1 시퀀스 및 상기 제2 시퀀스 중 어느 하나는 M 시퀀스(m sequence)일 수 있다. 이 때, 상기 M 시퀀스는, 특정 초기 값(예: [0 0 0 0 0 0 1]) 및 특정 순환 쉬프트(cyclic shift)에 기반하여 생성될 수 있다. 즉, 상기 M 시퀀스는, 특정 초기 값을 갖는 다항식 및 일정 조건을 만족하는 순환 쉬프트를 이용하여 생성될 수 있다.

또한, PSS에 대한 시퀀스를 위한 다항식(polynomial)은, 상기 제1 시퀀스를 위한 제1 다항식과 상기 제2 시퀀스를 위한 제2 다항식 중 어느 하나와 동일하게 설정될 수 있다. 예를 들어, SSS 시퀀스를 생성하기 위한 다항식들이 x₀(n) 및 x₁(n)으로 표현되고, PSS 시퀀스를 생성하기 위한 다항식이 x(n)으로 표현되는 경우, x(n)은 x₀(n)와 동일하게 설정될 수 있다. 다만, 이 경우에도 앞서 언급한 바와 같이, 다항식의 초기 값은 서로 다르게 설정될 수 있다.

또한, 도 8에 나타난 것과 같이, 상기 SSS는 PBCH(Physical Broadcast Channel)와 연속하여 수신되고, 상기 SSS에 적용되는 CP와 상기 PBCH에 적용되는 CP는 동일하게 설정될 수 있다.

본 발명이 적용될 수 있는 장치 일반

도 12는 본 명세서에서 제안하는 방법들이 적용될 수 있는 무선 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

도 12를 참조하면, 무선 통신 시스템은 기지국(1210)과 기지국(1210) 영역 내에 위치한 다수의 단말(1220)을 포함한다.

기지국(1210)은 프로세서(processor, 1211), 메모리(memory, 1212) 및 RF부(radio frequency unit, 1213)을 포함한다. 프로세서(1211)는 앞서 도 1 내지 도 11에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(1211)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(1212)는 프로세서(1211)와 연결되어, 프로세서(1211)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(1213)는 프로세서(1211)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.

단말(1220)은 프로세서(1221), 메모리(1222) 및 RF부(1223)을 포함한다.

프로세서(1221)는 앞서 도 1 내지 도 11에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층들은 프로세서(1221)에 의해 구현될 수 있다. 메모리(1222)는 프로세서(1221)와 연결되어, 프로세서(1221)를 구동하기 위한 다양한 정보를 저장한다. RF부(1223)는 프로세서(1221)와 연결되어, 무선 신호를 송신 및/또는 수신한다.

메모리(1212, 1222)는 프로세서(1211, 1221) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(1211, 1221)와 연결될 수 있다.

일 예로서, 저 지연(low latency) 서비스를 지원하는 무선 통신 시스템에서 하향링크 데이터(DL data)를 송수신하기 위해 단말은 무선 신호를 송수신하기 위한 RF(Radio Frequency) 유닛, 및 상기 RF 유닛과 기능적으로 연결되는 프로세서를 포함할 수 있다.

또한, 기지국(1210) 및/또는 단말(1220)은 한 개의 안테나(single antenna) 또는 다중 안테나(multiple antenna)를 가질 수 있다.

도 13은 본 발명의 일 실시 예에 따른 통신 장치의 블록 구성도를 예시한다.

특히, 도 13에서는 앞서 도 8의 단말을 보다 상세히 예시하는 도면이다.

도 13을 참조하면, 단말은 프로세서(또는 디지털 신호 프로세서(DSP: digital signal processor)(1310), RF 모듈(RF module)(또는 RF 유닛)(1335), 파워 관리 모듈(power management module)(1305), 안테나(antenna)(1340), 배터리(battery)(1355), 디스플레이(display)(1315), 키패드(keypad)(1320), 메모리(memory)(1330), 심카드(SIM(Subscriber Identification Module) card)(1325)(이 구성은 선택적임), 스피커(speaker)(1345) 및 마이크로폰(microphone)(1350)을 포함하여 구성될 수 있다. 단말은 또한 단일의 안테나 또는 다중의 안테나를 포함할 수 있다.

프로세서(1310)는 앞서 도 1 내지 도 11에서 제안된 기능, 과정 및/또는 방법을 구현한다. 무선 인터페이스 프로토콜의 계층은 프로세서(1310)에 의해 구현될 수 있다.

메모리(1330)는 프로세서(1310)와 연결되고, 프로세서(1310)의 동작과 관련된 정보를 저장한다. 메모리(1330)는 프로세서(1310) 내부 또는 외부에 있을 수 있고, 잘 알려진 다양한 수단으로 프로세서(1310)와 연결될 수 있다.

사용자는 예를 들어, 키패드(1320)의 버튼을 누르거나(혹은 터치하거나) 또는 마이크로폰(1350)를 이용한 음성 구동(voice activation)에 의해 전화 번호 등과 같은 명령 정보를 입력한다. 프로세서(1310)는 이러한 명령 정보를 수신하고, 전화 번호로 전화를 거는 등 적절한 기능을 수행하도록 처리한다. 구동 상의 데이터(operational data)는 심카드(1325) 또는 메모리(1330)로부터 추출할 수 있다. 또한, 프로세서(1310)는 사용자가 인지하고 또한 편의를 위해 명령 정보 또는 구동 정보를 디스플레이(1315) 상에 디스플레이할 수 있다.

RF 모듈(1335)는 프로세서(1310)에 연결되어, RF 신호를 송신 및/또는 수신한다. 프로세서(1310)는 통신을 개시하기 위하여 예를 들어, 음성 통신 데이터를 구성하는 무선 신호를 전송하도록 명령 정보를 RF 모듈(1335)에 전달한다. RF 모듈(1335)은 무선 신호를 수신 및 송신하기 위하여 수신기(receiver) 및 전송기(transmitter)로 구성된다. 안테나(1340)는 무선 신호를 송신 및 수신하는 기능을 한다. 무선 신호를 수신할 때, RF 모듈(1335)은 프로세서(1310)에 의해 처리하기 위하여 신호를 전달하고 기저 대역으로 신호를 변환할 수 있다. 처리된 신호는 스피커(1345)를 통해 출력되는 가청 또는 가독 정보로 변환될 수 있다.

이상에서 설명된 실시 예들은 본 발명의 구성요소들과 특징들이 소정 형태로 결합된 것들이다. 각 구성요소 또는 특징은 별도의 명시적 언급이 없는 한 선택적인 것으로 고려되어야 한다. 각 구성요소 또는 특징은 다른 구성요소나 특징과 결합되지 않은 형태로 실시될 수 있다. 또한, 일부 구성요소들 및/또는 특징들을 결합하여 본 발명의 실시 예를 구성하는 것도 가능하다. 본 발명의 실시 예들에서 설명되는 동작들의 순서는 변경될 수 있다. 어느 실시 예의 일부 구성이나 특징은 다른 실시 예에 포함될 수 있고, 또는 다른 실시 예의 대응하는 구성 또는 특징과 교체될 수 있다. 특허청구범위에서 명시적인 인용 관계가 있지 않은 청구항들을 결합하여 실시 예를 구성하거나 출원 후의 보정에 의해 새로운 청구항으로 포함시킬 수 있음은 자명하다.

본 발명에 따른 실시 예는 다양한 수단, 예를 들어, 하드웨어, 펌웨어(firmware), 소프트웨어 또는 그것들의 결합 등에 의해 구현될 수 있다. 하드웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시 예는 하나 또는 그 이상의 ASICs(application specific integrated circuits), DSPs(digital signal processors), DSPDs(digital signal processing devices), PLDs(programmable logic devices), FPGAs(field programmable gate arrays), 프로세서, 콘트롤러, 마이크로 콘트롤러, 마이크로 프로세서 등에 의해 구현될 수 있다.

펌웨어나 소프트웨어에 의한 구현의 경우, 본 발명의 일 실시 예는 이상에서 설명된 기능 또는 동작들을 수행하는 모듈, 절차, 함수 등의 형태로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드는 메모리에 저장되어 프로세서에 의해 구동될 수 있다. 상기 메모리는 상기 프로세서 내부 또는 외부에 위치하여, 이미 공지된 다양한 수단에 의해 상기 프로세서와 데이터를 주고 받을 수 있다.

본 발명은 본 발명의 필수적 특징을 벗어나지 않는 범위에서 다른 특정한 형태로 구체화될 수 있음은 통상의 기술자에게 자명하다. 따라서, 상술한 상세한 설명은 모든 면에서 제한적으로 해석되어서는 아니 되고 예시적인 것으로 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 첨부된 청구항의 합리적 해석에 의해 결정되어야 하고, 본 발명의 등가적 범위 내에서의 모든 변경은 본 발명의 범위에 포함된다.

본 발명의 무선 통신 시스템에서 동기 신호를 송수신하는 방안은 3GPP LTE/LTE-A 시스템, 5G 시스템(New RAT 시스템)에 적용되는 예를 중심으로 설명하였으나, 이외에도 다양한 무선 통신 시스템에 적용하는 것이 가능하다.

Claims

무선 통신 시스템에서 단말이 동기화를 수행하는 방법에 있어서,
기지국으로부터, PSS(Primary Synchronization Signal) 및 SSS(Secondary Synchronization Signal)를 수신하는 과정과,
상기 PSS 및 상기 SSS를 이용하여 상기 동기화를 수행하는 과정을 포함하고,
상기 SSS에 대한 시퀀스(sequence)는, 상기 SSS를 위해 설정된 i) 길이 L의 제1 시퀀스와 ii) 길이 L의 제2 시퀀스 간의 곱(product)으로 생성되며, 상기 L은 0보다 큰 양의 정수이고,
상기 SSS에 대한 시퀀스의 길이는, 상기 제1 시퀀스 및 상기 제2 시퀀스와 동일하게 L로 설정되고,
상기 제1 시퀀스의 후보 수는, 상기 제2 시퀀스의 후보 수보다 크게 설정되며,
상기 제1 시퀀스의 후보 수와 상기 제2 시퀀스의 후보 수 간의 곱은, 상기 무선 통신 시스템이 지원하는 셀 식별자(cell identifier)의 수와 동일하며,
상기 PSS 및 상기 SSS에 대한 서브캐리어 간격은, 상기 동기화에 대해 지원되는 다수의 서브캐리어 간격들 중 어느 하나에 기반하며,
상기 PSS 및 상기 SSS와 관련된 PBCH(Physical Broadcast Channel)에 대한 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)은, 상기 PSS 및 상기 SSS에 대한 서브캐리어 간격과 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 방법.
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제 1항에 있어서,
상기 제1 시퀀스와 상기 제2 시퀀스 간의 곱은, 상기 제1 시퀀스의 각 요소(element)와 상기 제2 시퀀스의 각 요소 간의 곱인 방법.
삭제
제 1항에 있어서,
상기 제1 시퀀스 및 상기 제2 시퀀스 중 어느 하나는, M 시퀀스(M sequence)인 방법.
제 6항에 있어서,
상기 M 시퀀스는, 특정 초기 값(initial value) 및 특정 순환 쉬프트(cyclic shift)에 기반하여 생성되는 방법.
제 1항에 있어서,
상기 PSS에 대한 시퀀스를 위한 다항식(polynomial)은, 상기 제1 시퀀스를 위한 제1 다항식과 상기 제2 시퀀스를 위한 제2 다항식 중 어느 하나와 동일하게 설정되는 방법.
제 8항에 있어서,
상기 PSS에 대한 시퀀스를 위한 다항식이 x(n)인 경우, x(0)은 0이고, x(1)은 1이고, x(2)는 1이고, x(3)은 0이고, x(4)는 1이고, x(5)는 1이고, x(6)은 1이고,
상기 제1 다항식이 x₀(n)인 경우, x₀(0)은 1이고, x₀(1)은 0이고, x₀(2)은 0이고, x₀(3)은 0이고, x₀(4)은 0이고, x₀(5)은 0이고, x₀(6)은 0이고,
상기 제2 다항식이 x₁(n)인 경우, x₁(0)은 1이고, x₁(1)은 0이고, x₁(2)은 0이고, x₁(3)은 0이고, x₁(4)은 0이고, x₁(5)은 0이고, x₁(6)은 0인 방법.
제 6항에 있어서,
상기 SSS는, 상기 PBCH(Physical Broadcast Channel)와 연속하여 수신되고,
상기 SSS에 적용되는 순환 프리픽스(cyclic prefix)와 상기 PBCH에 적용되는 순환 프리픽스는 동일하게 설정되는 방법.
무선 통신 시스템에서 동기화를 수행하는 단말에 있어서,
무선 신호를 송수신하기 위한 송수신부와,
상기 송수신부와 기능적으로 연결되어 있는 프로세서를 포함하고,
상기 프로세서는,
기지국으로부터, PSS(Primary Synchronization Signal) 및 SSS(Secondary Synchronization Signal)를 수신하고,
상기 PSS 및 상기 SSS를 이용하여 상기 동기화를 수행하도록 제어하고,
상기 SSS에 대한 시퀀스(sequence)는, 상기 SSS를 위해 설정된 i) 길이 L의 제1 시퀀스와 ii) 길이 L의 제2 시퀀스 간의 곱(product)으로 생성되며, 상기 L은 0보다 큰 양의 정수이고,
상기 SSS에 대한 시퀀스의 길이는, 상기 제1 시퀀스 및 상기 제2 시퀀스와 동일하게 L로 설정되고,
상기 제1 시퀀스의 후보 수는, 상기 제2 시퀀스의 후보 수보다 크게 설정되며,
상기 제1 시퀀스의 후보 수와 상기 제2 시퀀스의 후보 수 간의 곱은, 상기 무선 통신 시스템이 지원하는 셀 식별자의 수와 동일하며,
상기 PSS 및 상기 SSS에 대한 서브캐리어 간격은, 상기 동기화에 대해 지원되는 다수의 서브캐리어 간격들 중 어느 하나에 기반하며,
상기 PSS 및 상기 SSS와 관련된 PBCH(Physical Broadcast Channel)에 대한 서브캐리어 간격(subcarrier spacing)은, 상기 PSS 및 상기 SSS에 대한 서브캐리어 간격과 동일하게 설정되는 것을 특징으로 하는 단말.
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제 11항에 있어서,
상기 제1 시퀀스와 상기 제2 시퀀스 간의 곱은, 상기 제1 시퀀스의 각 요소(element)와 상기 제2 시퀀스의 각 요소 간의 곱인 단말.
삭제
제 11항에 있어서,
상기 제1 시퀀스 및 상기 제2 시퀀스 중 어느 하나는, M 시퀀스(M sequence)인 단말.