JP7041186B2 - 無線通信システムにおいて同期信号を送受信する方法及びこのための装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに関し、より詳しくは端末が同期信号（synchronization signal）を送受信するための方法及びこれを支援する装置に関する。

移動通信システムは、ユーザの活動性を保証しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは音声だけでなく、データサービスまで領域を拡張し、現在には爆発的なトラフィックの増加によって資源の不足現象が引起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。

次世代の移動通信システムの要求条件は大きく、爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たり転送率の画期的な増加、大幅増加した連結デバイス個数の収容、非常に低い端対端遅延（End-to-End Latency）、高エネルギー効率を支援できなければならない。そのために、二重連結性（Dual Connectivity）、大規模多重入出力（Massive MIMO：Massive Multiple Input Multiple Output）、全二重（In-band Full Duplex）、非直交多重接続（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal Multiple Access）、超広帯域（Super wideband）支援、端末ネットワーキング（Device Networking）など、多様な技術が研究されている。

本明細書は、無線通信システムにおいて同期信号を送受信する方法を提案する。

本明細書は、同期信号に適用されるサブキャリア間隔（subcarrier spacing）、ＣＰ長（Cyclic Prefix length）、または帯域幅（bandwidth）などを考慮して同期信号のシーケンスを設定及び割り当てる方法を提案する。

より具体的に、本明細書は、同期信号（例えば、ＰＳＳ、ＳＳＳ）に適用されるサブキャリア間隔とデフォルトサブキャリア間隔（default subcarrier spacing）が同じか又は異なるように設定される場合、同期信号のシーケンスを生成及び資源領域にマッピング（mapping）する方法を提案する。

また、本明細書は、セル識別子（cell identifier）を区分するために用いられる同期信号のシーケンス（例えば、ＰＳＳシーケンス、ＳＳＳシーケンス）を生成及び資源領域にマッピングする方法を提案する。

本発明で達成しようとする技術的課題は以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しない更に他の技術的課題は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

本明細書の実施形態に係る、無線通信システムにおいて基地局が同期信号を転送する方法において、ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）のためのシーケンス及びＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）のためのシーケンスを決定するステップと、前記ＰＳＳのためのシーケンス及び前記ＳＳＳのためのシーケンスに基づいて、端末で、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳを転送するステップと、を含み、前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、セル識別子の数と同じに設定することができる。

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記ＰＳＳのサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳのサブキャリア間隔は、前記無線通信システムにおいて支援される多数のサブキャリア間隔のいずれか１つに設定され、前記多数のサブキャリア間隔は、１５・２ ⁿ ｋＨｚで表現され、 前記ｎは０を含む正の整数でありえる。

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳに関連するＰＢＣＨ（Physical Broadcast Channel）のサブキャリア間隔は、前記ＰＳＳのサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳのサブキャリア間隔と同じに設定することができる。

また、本明細書の実施形態に係る前記方法において、前記ＳＳＳが転送されるシンボルは、前記ＰＢＣＨ（Physical Broadcast Channel）が転送されるシンボルと連続して配置することができる。

また、本明細書の実施形態に係る前記方法において、前記ＳＳＳのためのシーケンスは、第１シーケンスと第２シーケンスとの間の積で生成され、前記第１シーケンスの長さと前記第２シーケンスの長さそれぞれは、前記ＳＳＳのためのシーケンスの長さと同じでありえる。

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記第１シーケンスの候補の数は、前記第２シーケンスの候補の数より大きく設定することができる。また、前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、前記第１シーケンスの候補の数と前記第２シーケンスの候補の数との間の積の値であることができる。

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記第１シーケンス及びと前記第２シーケンスとの間の積は、前記第１シーケンスの各要素と前記第２シーケンスの各要素間の積でありえる。

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記第１シーケンス及び前記第２シーケンスの内、いずれか１つは、Ｍシーケンスでありえる。

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記Ｍシーケンスは、特定の初期値と、特定の循環シフトに基づいて生成することができる。

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記ＰＳＳのためのシーケンスのための多項式は、前記第１シーケンスのための第１多項式と前記第２シーケンスのための第２多項式のいずれかと同じに設定することができる。

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記ＰＳＳのためのシーケンスのための多項式がｘ（ｎ）である場合、ｘ（０）は０であり、ｘ（１）は、１であり、ｘ（２）は、１であり、ｘ（３）は０であり、ｘ（４）は、１であり、ｘ（５）は、１であり、ｘ（６）は、1であり、前記第１多項式がｘ _０ （ｎ）である場合、ｘ _０ （０）は1であり、ｘ _０ （１）は、０であり、ｘ _０ （２）は０であり、ｘ _０ （３）は０であり、ｘ _０ （４）は、０であり、ｘ _０ （５）は、０であり、ｘ _０ （６）は０であり、前記第２多項式がｘ _１ （ｎ）である場合、ｘ _１ （０）は１であり、ｘ _１ （１）は、０であり、ｘ _１ （２）は０であり、ｘ _１ （３）は０であり、ｘ _１ （４）は、０であり、ｘ _１ （５）は、０であり、ｘ _１ （６）は、０でありえる。

本明細書の１つの実施形態に係る無線通信システムで、同期信号を転送する基地局において、無線信号を送受信するための送受信部と、前記送受信部と機能的に接続されているプロセッサと、を含み、前記プロセッサは、ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）のためのシーケンス（sequence）とＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）のためのシーケンスを決定し、前記ＰＳＳのためのシーケンス及び前記ＳＳＳのシーケンスに基づいて、端末で、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳを転送するように制御し、前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、セル識別子の数と同じに設定することができる。

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記基地局において、前記ＰＳＳのサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳのサブキャリア間隔は、前記無線通信システムで支援される多数のサブキャリア間隔の内、いずれか１つに設定され、前記多数のサブキャリア間隔は、１５・２ ^ｎ ｋＨｚで表現され、 前記ｎは０を含む正の整数でありえる。

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記基地局において、前記ＳＳＳのためのシーケンスは、第１シーケンスと第２シーケンスとの間の積で生成され、前記第１シーケンスの長さと前記第２シーケンスの長さそれぞれは、前記ＳＳＳのためのシーケンスの長さと同じでありえる。

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記基地局において、前記第１シーケンスの候補の数は、前記第２シーケンスの候補の数より大きく設定することができる。また、前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、前記第１シーケンスの候補の数と前記第２シーケンスの候補の数との間の積の値でありえる。

本明細書の１つの実施形態に係る１つ以上のメモリ、及び、前記１つ以上のメモリと連動して動作する１つ以上のプロセッサを含む装置において、前記１つ以上のプロセッサは、ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）のためのシーケンス（sequence）及びＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）のためのシーケンスを決定し、前記ＰＳＳのためのシーケンス及び前記ＳＳＳのためのシーケンスに基づいて、端末で、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳを転送するように制御し、前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、セル識別子の数と同じに設定することができる。

本発明の実施形態によると、プライマリー同期信号（ＰＳＳ）とセカンダリー同期信号（ＳＳＳ）に対して同一のサブキャリア間隔又は相異なるサブキャリア間隔が適用される場合にも高い相関（correlation）性能を維持できるという効果がある。

また、本発明の実施形態によると、同期信号のシーケンスを生成する場合に短いシーケンス（short sequence）ではなく長いシーケンス（long sequence）を用いることにより、ゴースト効果（ghost effect）を防止し、相互相関（cross-correlation）性能を高めることができるという効果がある。

また、本発明の実施形態によると、同期信号のシーケンスを生成する場合、生成に用いられる相異なる２つのシーケンスに対する候補（candidate）数を異なるように設定（すなわち、２つのシーケンスの候補数を不均等に設定）することにより、相互相関性能を高めることができるという効果がある。

本発明で得ることができる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及しない更に他の効果は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部として含まれる添付図面は、本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。

本明細書で提案する方法が適用できるＮＲの全体的なシステム構造の一例を示したである。 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムにおけるアップリンクフレームとダウンリンクフレームとの間の関係を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムで支援する資源グリッド（resource grid）の一例を示す。 本明細書で提案する方法が適用できるアンテナポート及びヌメロロジー別の資源グリッドの例を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる自己完結型（self-contained）サブフレーム構造の一例を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法の一例を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法の他の例を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の送受信により同期化を行う端末の動作フローチャートを示す。 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信装置のブロック構成図を示す。 本明細書で提案する方法が適用できる通信装置のブロック構成図を示す。

以下、本発明に従う好ましい実施形態を添付した図面を参照して詳細に説明する。添付した図面と共に以下に開示される詳細な説明は、本発明の例示的な実施形態を説明しようとするものであり、本発明が実施できる唯一の実施形態を示そうとするものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために、具体的な細部事項を含む。しかしながら、当業者は本発明がこのような具体的な細部事項無しでも実施できることが分かる。

幾つかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために公知の構造及び装置は省略されるか、または各構造及び装置の核心機能を中心としたブロック図形式に図示できる。

本明細書で、基地局は端末と直接的に通信を遂行するネットワークの終端ノード（terminal node）としての意味を有する。本文書で、基地局により遂行されるものとして説明された特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（upper node）により遂行されることもできる。即ち、基地局を含む多数のネットワークノード（network nodes）からなるネットワークで、端末との通信のために遂行される多様な動作は基地局または基地局の以外の他のネットワークノードにより遂行できることは自明である。‘基地局（ＢＳ：Base Station）’は、固定局（fixed station）、Ｎｏｄｅ Ｂ、ｅＮＢ（evolved-NodeB）、ＢＴＳ（base transceiver system）、アクセスポイント（ＡＰ：Access Point）、ｇＮＢ（next generation NB, general NB, gNodeB）などの用語により取替できる。また、‘端末（Terminal）’は固定されるか、または移動性を有することができ、ＵＥ（User Equipment）、ＭＳ（Mobile Station）、ＵＴ（user terminal）、ＭＳＳ（Mobile Subscriber Station）、ＳＳ（Subscriber Station）、ＡＭＳ（Advanced Mobile Station）、ＷＴ（Wireless terminal）、ＭＴＣ（Machine-Type Communication）装置、Ｍ２Ｍ（Machine-to-Machine）装置、Ｄ２Ｄ（Device-to-Device）装置などの用語に取替できる。

以下、ダウンリンク（ＤＬ：downlink）は基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：uplink）は端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクで、送信機は基地局の一部であり、受信機は端末の一部でありうる。アップリンクで、送信機は端末の一部であり、受信機は基地局の一部でありうる。

以下の説明で使われる特定用語は本発明の理解を助けるために提供されたものであり、このような特定用語の使用は本発明の技術的思想を逸脱しない範囲で異なる形態に変更できる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（code division multiple access）、ＦＤＭＡ（frequency division multiple access）、ＴＤＭＡ（time division multiple access）、ＯＦＤＭＡ（orthogonal frequency division multiple access）、ＳＣ－ＦＤＭＡ（single carrier frequency division multiple access）、ＮＯＭＡ（non-orthogonalmultipleaccess）などの多様な無線接続システムに利用できる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（universal terrestrial radio access）やＣＤＭＡ２０００のような無線技術（radio technology）で具現できる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（global system for mobile communications）／ＧＰＲＳ（general packet radio service）／ＥＤＧＥ（enhanced data rates for GSM evolution）のような無線技術で具現できる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（ＷｉＦｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２－２０、Ｅ－ＵＴＲＡ（evolved UTRA）などの無線技術で具現できる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（universal mobile telecommunications system）の一部である。３ＧＰＰ（3^rd generation partnership project） ＬＴＥ（long term evolution）は、Ｅ－ＵＴＲＡを使用するＥ－ＵＭＴＳ（evolved UMTS）の一部であって、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクでＳＣ－ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ－Ａ（advanced）は３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である。

本発明の実施形態は無線接続システムであるＩＥＥＥ ８０２、３ＧＰＰ、及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられる。即ち、本発明の実施形態のうち、本発明の技術的思想を明確に示すために説明しないステップまたは部分は前記文書により裏付けられる。また、本文書で開示している全ての用語は前記標準文書により説明できる。

説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａ／ＮＲ（New RAT）を中心として技術（記述）するが、本発明の技術的特徴がこれに制限されるものではない。

スマートフォン（smartphone）及びＩｏＴ（Internet Of Things）端末の普及が速く拡散されることにより、通信網を介してやり取りする情報の量が増加している。これにより、次世代無線接続技術においては、既存の通信システム（又は、既存の無線接続技術（radio access technology））よりさらに多くのユーザにもっと速いサービスを提供する環境（例えば、向上した移動広帯域通信（enhanced mobile broadband communication））が考慮される必要がある。

このために、多数の機器及び事物（object）を連結してサービスを提供するＭＴＣ（Machine Type Communication）を考慮する通信システムのデザインが議論されている。また、通信の信頼性（reliability）及び／又は遅延（latency）に敏感なサービス及び／又は端末などを考慮する通信システム（例えば、ＵＲＬＬＣ（Ultra-Reliable and Low Latency Communication））のデザインも議論されている。

以下、本明細書において、説明の便宜のために、前記次世代無線接続技術はＮＲ（New RAT（Radio Access Technology））と称され、前記ＮＲが適用される無線通信システムはＮＲシステムと称される。

用語の定義

ｅＬＴＥ ｅＮＢ：ｅＬＴＥ ｅＮＢは、ＥＰＣ及びＮＧＣに対する連結を支援するｅＮＢの進化（evolution）である。

ｇＮＢ：ＮＧＣとの連結だけでなく、ＮＲを支援するノード。

新たなＲＡＮ：ＮＲまたはＥ－ＵＴＲＡを支援するか、またはＮＧＣと相互作用する無線アクセスネットワーク。

ネットワークスライス（network slice）：ネットワークスライスは、終端間の範囲と共に特定要求事項を要求する特定市場シナリオに対して最適化されたソリューションを提供するようにoperatorにより定義されたネットワーク。

ネットワーク機能（network function）：ネットワーク機能は、よく定義された外部インターフェースとよく定義された機能的動作を有するネットワークインフラ内での論理的ノード。

ＮＧ－Ｃ：新たなＲＡＮとＮＧＣとの間のＮＧ２レファレンスポイント（reference point）に使われる制御平面インターフェース。

ＮＧ－Ｕ：新たなRANとＮＧＣとの間のＮＧ３レファレンスポイント（reference point）に使われるユーザ平面インターフェース。

非独立型（Non-standalone）ＮＲ：ｇＮＢがＬＴＥ ｅＮＢをＥＰＣに制御プレーン連結のためのアンカーとして要求するか、またはｅＬＴＥ ｅＮＢをNGCに制御プレーン連結のためのアンカーとして要求する配置構成。

非独立型Ｅ－ＵＴＲＡ：ｅＬＴＥ ｅＮＢがＮＧＣに制御プレーン連結のためのアンカーとしてgNBを要求する配置構成。

ユーザ平面ゲートウェイ：NG-Uインターフェースの終端点。

システム一般

図１は、本明細書で提案する方法が適用できるNRの全体的なシステム構造の一例を示したである。

図１を参照すると、ＮＧ－ＲＡＮはＮＧ－ＲＡユーザ平面（新たなAS sublayer／ＰＤＣＰ／ＲＬＣ／ＭＡＣ／ＰＨＹ）及びＵＥ（User Equipment）に対する制御平面（ＲＲＣ）プロトコル終端を提供するｇＮＢで構成される。

前記ｇＮＢは、Ｘｎインターフェースを通じて相互連結される。

また、前記ｇＮＢは、ＮＧインターフェースを通じてＮＧＣに連結される。

より具体的には、前記ｇＮＢはＮ２インターフェースを通じてＡＭＦ（Access and Mobility Management Function）に、Ｎ３インターフェースを通じてＵＰＦ（User Plane Function）に連結される。

NR（New Rat）ヌメロロジー（Numerology）及びフレーム（frame）構造

ＮＲシステムでは、多数のヌメロロジー（numerology）が支援できる。ここで、ヌメロロジーはサブキャリア間隔（subcarrier spacing）とＣＰ（Cyclic Prefix）オーバーヘッドにより定義できる。この際、多数のサブキャリア間隔は基本サブキャリア間隔を整数Ｎ（または、μ）にスケーリング（scaling）することにより誘導できる。また、非常に高い搬送波周波数で非常に低いサブキャリア間隔を利用しないと仮定されても、用いられるヌメロロジーは周波数帯域と独立的に選択できる。

また、ＮＲシステムでは多数のヌメロロジーに従う多様なフレーム構造が支援できる。

以下、ＮＲシステムで考慮できるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）ヌメロロジー及びフレーム構造を説明する。

ＮＲシステムで支援される多数のＯＦＤＭヌメロロジーは、表１のように定義できる。

ＮＲシステムにおけるフレーム構造（frame structure）と関連して、時間領域の多様なフィールドのサイズは

の時間単位の倍数として表現される。ここで、

であり、

である。ダウンリンク（downlink）及びアップリンク（uplink）転送は

の区間を有する無線フレーム（radio frame）で構成される。ここで、無線フレームは各々

の区間を有する１０個のサブフレーム（subframe）で構成される。この場合、アップリンクに対する１セットのフレーム及びダウンリンクに対する１セットのフレームが存在することができる。

図２は、本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムにおけるアップリンクフレームとダウンリンクフレームとの間の関係を示す。

図２に示すように、端末（User Equipment：ＵＥ）からのアップリンクフレーム番号ｉの転送は、 該当端末での該当ダウンリンクフレームの開始より

以前に始めなければならない。

ヌメロロジーμに対して、スロット（slot）はサブフレーム内で

の増加する順に番号が付けられて、無線フレーム内で

の増加する順に番号が付けられる。１つのスロットは

の連続するＯＦＤＭシンボルで構成され、

は用いられるヌメロロジー及びスロット設定（slot configuration）によって決定される。サブフレームでスロット

の開始は同一サブフレームでＯＦＤＭシンボル

の開始と時間的に整列される。

全ての端末が同時に送信及び受信できるものではなく、これはダウンリンクスロット（downlink slot）またはアップリンクスロット（uplink slot）の全てのＯＦＤＭシンボルが利用できないことを意味する。

表２はヌメロロジーμでの一般（normal）ＣＰに対するスロット当たりＯＦＤＭシンボルの数を示し、表３はヌメロロジーμでの拡張（extended）CPに対するスロット当たりＯＦＤＭシンボルの数を示す。

ＮＲ物理資源（NR Physical Resource）

ＮＲシステムにおける物理資源（physical resource）と関連して、アンテナポート（antenna port）、資源グリッド（resource grid）、資源要素（resource element）、資源ブロック（resource block）、キャリアパート（carrier part）などが考慮できる。

以下、ＮＲシステムで考慮できる前記物理資源に対して具体的に説明する。

まず、アンテナポートと関連して、アンテナポートはアンテナポート上のシンボルが運搬されるチャネルが同一なアンテナポート上の他のシンボルが運搬されるチャネルから推論できるように定義される。１つのアンテナポート上のシンボルが運搬されるチャネルの広範囲特性（large-scale property）が他のアンテナポート上のシンボルが運搬されるチャネルから類推できる場合、２つのアンテナポートはＱＣ／ＱＣＬ（quasico-locatedまたはquasi co-location）関係にいるということができる。ここで、前記広範囲特性は遅延拡散（Delay spread）、ドップラー拡散（Doppler spread）、周波数シフト（Frequency shift）、平均受信パワー（Average received power）、受信タイミング（Received Timing）のうち、１つ以上を含む。

図３は、本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムで支援する資源グリッド（resource grid）の一例を示す。

図３を参考すると、資源グリッドが周波数領域上に

サブキャリアで構成され、１つのサブフレームが１４・２μＯＦＤＭシンボルで構成されることを例示的に記述するが、これに限定されるものではない。

ＮＲシステムにおいて、転送される信号（transmitted signal）は

サブキャリアから構成される１つ又はそれ以上の資源グリッド及び

のＯＦＤＭシンボルにより説明される。ここで、

である。前記

は、最大転送帯域幅を示し、これは、ヌメロロジーだけでなく、アップリンクとダウンリンク間にも変わることができる。

この場合、図４に示すように、ヌメロロジー

及びアンテナポートｐ別に１つの資源グリッドが設定される。

図４は、本明細書で提案する方法が適用できるアンテナポート及びヌメロロジー別の資源グリッドの例を示す。

ヌメロロジー

及びアンテナポートｐに対する資源グリッドの各要素は資源要素（resource element）と称され、インデックス対

により固有的に識別される。ここで、

は周波数領域上のインデックスであり、

はサブフレーム内でシンボルの位置を示す。スロットにおいて資源要素を示すときは、インデックス対

が用いられる。ここで、

である。

ヌメロロジー

及びアンテナポートｐに対する資源要素

は、複素値（complex value）

に該当する。混同（confusion）される危険がない場合、または、特定のアンテナポートまたはヌメロロジーが特定されない場合は、インデックスｐ及び

はドロップ（drop）されることができ、その結果、複素値

又は

になることができる。

また、物理資源ブロック（physical resource block）は周波数領域上の

連続的なサブキャリアとして定義される。周波数領域上で、物理資源ブロックは０から

まで番号が付けられる。このとき、周波数領域上の物理資源ブロック番号（physical resource block number）

と資源要素

間の関係は数式１のように与えられる。

また、キャリアパート（carrier part）に関して、端末は資源グリッドのサブセット（subset）のみを利用して受信または転送するように設定されることができる。このとき、端末が受信または転送するように設定された資源ブロックの集合（set）は周波数領域上で０から

まで番号が付けられる。

同期信号（Synchronization Signal：ＳＳ）及びＳＳ／ＰＢＣＨブロック

（１）同期信号

物理層セル識別子（physical layer cell identity）に関して、１００８個の物理層セル識別子は数式２にように与えられる。

数式２において、

で、

である。

また、プライマリー同期信号（ＰＳＳ）に関して、ＰＳＳのためのシーケンスｄ_ＰＳＳ（ｎ）は数式３により定義される。

数式３において、ｘ（ｍ）（すなわち、ＰＳＳのシーケンスの生成のための多項式）は数式４のように設定され、初期値（すなわち、初期多項シフトレジスタ値（initial poly shift register value）、または初期条件（initial condition））は、数式５のようである。

また、セカンダリー同期信号（ＳＳＳ）に関して、ＳＳＳのためのシーケンスｄ_ＳＳＳ（ｎ）は数式６により定義される。

数式６において、ｘ_０（ｍ）及びｘ_１（ｍ）（すなわち、ＳＳＳのシーケンスの生成のための第１多項式及び第２多項式）は数式７のように設定され、初期値（すなわち、初期多項シフトレジスタ値は、それぞれ数式８のようである。

この場合、数式４及び数式７を参考すると、ＳＳＳのシーケンス生成のための多項式のうち１つ（すなわち、ｘ_０（ｍ））は、ＰＳＳのシーケンス生成のための多項式（すなわち、ｘ（ｍ））と同一に設定される。ただ、ＰＳＳのシーケンス生成のための多項式の初期値とＳＳＳのシーケンス生成のための多項式の初期値は異なるように設定される。

（２）ＳＳ／ＰＢＣＨブロック

ＳＳ／ＰＢＣＨブロックの時間－周波数構造（time-frequency structure）に関する内容について説明する。時間領域（time domain）においてＳＳ／ＰＢＣＨブロックは０から３の順に番号付けされた４つのＯＦＤＭシンボルを構成する。また、周波数領域（frequency domain）において、ＳＳ／ＰＢＣＨブロックは０から２８７の順に番号付けされた２４個の連続的な資源ブロックを構成し、最も低い数を有する資源ブロックから開始する。

端末はＰＳＳ電力割り当て（power allocation）に従うために要素

によりスケーリングされ、資源要素

に対してｋの増加順にマッピングされるＰＳＳを構成するシンボルのシーケンスｄ_ＰＳＳ（０）、...、ｄ_ＰＳＳ（１２６）を仮定する必要がある。ここで、ｋおよびｌは下記の表４により与えられ、それぞれＳＳ／ＰＢＣＨブロック内の周波数インデックス（frequency index）及びタイムインデックス（time index）を示す。

また、端末は、ＳＳＳ電力割り当てに従うために要素

によりスケーリングされ、資源の要素

に対してｋの増加順にマッピングされるＳＳＳを構成するシンボルのシーケンスｄ_ＳＳＳ（０）、...、ｄ_ＳＳＳ（１２６）を仮定する必要がある。ここで、ｋおよびｌは下記の表４により与えられ、それぞれＳＳ／ＰＢＣＨブロック内の周波数インデックス（frequency index）および時間インデックス（time index）を示す。

また、端末は、ＰＢＣＨ電力割り当てに従うために要素

によりスケーリングされ、資源要素

に対してｄ_ＰＢＣＨ（０）から開始して順にマッピングされるＰＢＣＨを構成する複素値シンボル（complex-valued symbols）のシーケンスｄ_ＰＢＣＨ（０）、...、ｄ_ＰＢＣＨ（Ｍ_ｓｙｍｂ－１）を仮定する必要がある。ここで、資源要素

はＰＢＣＨ復調参照信号（PBCH demodulation reference signal）に利用されない。

他の目的に保留（reserve）されていない資源要素

に対するマッピングは、まずインデックスｋの順に増加し、その後にインデックスｌに対して増加する。ここで、ｋ及びｌは下記の表４により与えられ、それぞれＳＳ／ＰＢＣＨブロック内の周波数インデックスおよび時間インデックスを示す。

また、端末はＰＢＣＨ電力割り当てに従うために要素

によりスケーリングされ、資源要素

に対してｋから開始して順にマッピングされる、ＳＳ／ＰＢＣＨブロックのシンボルｌでＰＢＣＨに対する復調参照信号を構成する複素値シンボルにおけるシーケンスｒ_ｌ（０）、...、ｒ_ｌ（７１）を仮定する必要がある。ここで、ｋおよびｌは下記の表４により与えられ、それぞれＳＳ／ＰＢＣＨブロック内の周波数インデックスおよび時間インデックスを示す。

また、ＳＳ／ＰＢＣＨブロックに対して、端末は、アンテナポートが４０００（すなわち、ｐ＝４０００）であり、サブキャリア間隔設定（subcarrier spacing configuration）が

であり、ＰＳＳ、ＳＳＳ、およびＰＢＣＨに対して同一のＣＰ長（Cyclic Prefix length）及びサブキャリア間隔を仮定する必要がある。

また、ＳＳ／ＰＢＣＨブロックの時間位置（time location）に関して、端末は標準（standard, specification）上に予め定義された時間領域の位置で可能なＳＳ／ＰＢＣＨブロックをモニタ（monitoring）する必要がある。

自己完結型サブフレーム（Self-contained subframe）構造

ＮＲシステムにおいて考慮されるＴＤＤ（Time Division Duplexing）構造は、アップリンク（Uplink：ＵＬ）とダウンリンク（Downlink：ＤＬ）を１つのサブフレームにおいて全て処理する構造である。これは、ＴＤＤシステムにおいてデータ転送の遅延（latency）を最小化するためのものであり、前記構造は自己完結型サブフレーム（self-contained subframe）構造と称される。

図５は、本明細書で提案する方法が適用できる自己完結型サブフレーム構造の一例を示す。図５は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。

図５に示すように、レガシＬＴＥ（legacy LTE）の場合のように、１つのサブフレームが１４個のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボルから構成される場合が仮定される。

図５において、領域５０２はダウンリンク制御領域（downlink control region）を意味し、領域５０４はアップリンク制御領域（uplink control region）を意味する。また、領域５０２及び領域５０４以外の領域（すなわち、別の表示のない領域）は、ダウンリンクデータ（downlink data）又はアップリンクデータ（uplink data）の転送のために利用できる。

すなわち、アップリンク制御情報及びダウンリンク制御情報は、１つの自己完結型サブフレームにおいて転送される。それに対して、データの場合、アップリンクデータ又はダウンリンクデータが１つの自己完結型サブフレームにおいて転送される。

図２に示す構造を利用する場合、１つの自己完結型サブフレーム内で、ダウンリンク転送とアップリンク転送が順次行われ、ダウンリンクデータの転送及びアップリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫの受信が実行できる。

結果的に、データ転送のエラーが発生する場合、データの再転送までかかる時間が減少することができる。これにより、データの伝達に関連する遅延を最小化することができる。

図５に示すような自己完結型サブフレーム構造において、基地局（ｅＮｏｄｅＢ、ｅＮＢ、ｇＮＢ）及び／又は端末（terminal, User Equipment（ＵＥ））が送信モード（transmission mode）から受信モード（reception mode）に転換する過程または受信モードから送信モードに転換する過程のための時間ギャップが要求される。前記時間ギャップに関連して、前記自己完結型サブフレームでダウンリンク転送の以後にアップリンク転送が行われる場合、一部のＯＦＤＭシンボルが保護区間（Guard Period：ＧＰ）に設定される。

アナログビームフォーミング（analog beamforming）

ミリメートル波（mmWave：ｍｍＷ）通信システムにおいては、信号の波長（wavelength）が短くなるにつれて、同一面積に多数の（又は、多重の（multiple））アンテナを設置することができる。例えば、３０ＣＨｚ帯域において、波長は約１ｃｍ程度であり、２次元（2-dimension）配列形態によって５ｃｍ×５ｃｍのパネル（panel）に０．５ラムダ（lambda）間隔でアンテナを設置する場合、総１００個のアンテナ要素が設置できる。

従って、ｍｍＷ通信システムにおいては、多数のアンテナ要素を用いてビームフォーミング（beamforming：ＢＦ）利得を高めることによりカバレッジ（coverage）を増加させるか、処理量（throughput）を高める法案を考慮することができる。

このとき、アンテナ要素別に転送パワー（transmission power）及び位相（phase）の調節が可能となるようにＴＸＲＵ（Transceiver Unit）が設置される場合、周波数資源（frequency resource）別に独立的なビームフォーミングが可能となる。

ただし、すべてのアンテナ要素（例えば、１００個のアンテナ要素）にＴＸＲＵを設置する法案は価格の面で実効性が低下する。これにより、１つのＴＸＲＵに多数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相シフター（analog phase shifter）を利用してビームの方向（direction）を制御する方式を考慮することができる。

前述したようなアナログビームフォーミング方式は、全帯域において１つのビーム方向のみを生成できるため、周波数選択的なビーム動作を実行できないという問題が発生する。

これにより、デジタルビームフォーミング（digital beamforming）とアナログビームフォーミングの中間形態で、Ｑ個のアンテナ要素より少ない数であるＢ個のＴＸＲＵを有するハイブリッドビームフォーミング（hybrid beamforming）を考慮することができる。この場合、前記Ｂ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナ要素の連結方式によって違いはあるが、同時に信号を送信できるビームの方向はＢ個以下に制限することができる。

以下、本明細書では、相異なる２つ以上のヌメロロジーが同一周波数及び／又は同一時間地点に同時に存在するフレーム構造を考慮する場合に利用可能な同期信号（synchronization signal）に関する内容について説明する。

当該システムで利用される物理信号（physical signal）及び／又は物理チャネル（physical channel）は、レガシＬＴＥシステムと区別するために、「ｘ－」が追加されたｘ－ＰＳＳ、ｘ－ＳＳＳ、 ｘ－ＰＢＣＨ、ｘ－ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）／ｘ－ＥＰＤＣＣＨ（Enhanced PDCCH）、ｘ－ＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel）などに称される（又は、定義される）ことができる。ここで、前記「ｘ」は「ＮＲ」を意味する。本明細書で考慮される同期信号（ＳＳ）はｘ－ＰＳＳ、ｘ－ＳＳＳ、及び／又はｘ－ＰＢＣＨのように端末が同期化を行うために用いられる信号を示す。

相異なる２つ以上のヌメロロジー（例えば、サブキャリア間隔（sub carrier spacing）が同時に存在（co-exist）する場合、２つの同期信号設計（synchronization signal design）の方法を考慮することができる。

まず、各ヌメロロジー別に相異なる同期信号を転送する方法を考慮することができる。ただ、前記方法は、システムの側面で同期オーバーヘッド（sync overhead）が大きくなり、端末の側面では同期信号に対するデコーディング複雑度（decoding complexity）が大きくなる可能性がある。次に、複数のヌメロロジーのうち基地局と端末間に予め約束した方法（すなわち、予め設定された基準）により１つのデフォルトヌメロロジーを設定し、設定されたデフォルトヌメロロジーによって同期信号を転送する方法を考慮することができる。前記方法は、前述した１番目の方法に比べて、同期信号に対するデコーディング複雑度および同期オーバーヘッドが少ないという長所がある。

本明細書では、複数のヌメロロジーのうち基地局と端末間に予め設定された１つ（すなわち、単一（single））のデフォルトヌメロロジーによって同期信号を送受信する方法について説明する。このとき、同期信号の転送のためのデフォルトヌメロロジーは周波数帯域（例えば、６ＧＨｚ以下の帯域、６ＧＨｚ以上のｍｍＷａｖｅなど）によって独立的（independent）に決定されることができる。

また、端末は、ブラインドデコーディング（blind decoding）によりデフォルトヌメロロジーに関する情報を取得する（又は、見つけ出す）ように設定されることもできる。この場合、デフォルトヌメロロジーに対するブラインドデコーディングの回数を減らすために、各デフォルトヌメロロジーが異なる値に設定できる候補を予め設定することができる。例えば、デフォルトヌメロロジーの候補が２つである場合、チャネルラスター集合（channel raster set）（又は、チャネルラスター設定）を２つ設定して１つの集合に１つのヌメロロジーをマッピングする方式を用いることができる。一例として、１００ｋＨｚに第１ヌメロロジーが設定され、３００ｋＨｚに第２ヌメロロジーが設定される。

以下、本明細書では、デフォルトヌメロロジーが用いられるシステムにおいて同期信号に対するシーケンスを設計（design）（又は、設定（configuration）、生成（generation）する方法について説明する。具体的に、同期信号が転送されるデフォルト周波数バンド（default frequency band）が予め設定され、当該周波数バンドはデフォルトヌメロロジーを利用するように設定された場合、ＰＳＳとして利用できるシーケンス（すなわち、ＰＳＳに設定されるシーケンス、ＰＳＳ生成に用いられるシーケンス）の設定方法及び割り当て（allocation）方法について説明する。また、本明細書では、ＰＳＳだけでなく、ＳＳＳとして利用できるシーケンスの設定方法及び割り当て方法について説明する。

また、本明細書で以下に説明される同期信号のシーケンス設計方式は、デフォルトヌメロロジーが用いられない場合にも同一又は類似の方式で適用できることは言うまでもない。

まず、デフォルトヌメロロジー及び／又は同期信号に利用（又は、適用）されるヌメロロジーを決定するために考慮できる要素の一部は以下の通りである。

－サブキャリア間隔（subcarrier spacing）

－巡回プレフィックス長（Cyclic Prefix length, CP length）

－同期信号のための帯域幅

以下、前記要素について具体的に説明する。

まず、サブキャリア間隔に関する内容を説明する。一般に、ＣＰ－ＯＦＤＭ（Cyclic Prefix-Orthogonal Frequency Division Multiplexing）ベースの同期信号は、周波数オフセット（frequency offset）値に敏感でありうる。従って、サブキャリア間隔を決定するためにキャリア周波数（carrier frequency）値に応じた周波数オフセットの値を考慮する必要がある。ＮＲシステムの性能検証のためのシミュレーション仮定（simulation assumption）によると、初期取得（initial acquisition）と非初期取得（non-initial acquisition）によって要求される周波数オフセット値が異なる。ここで、初期取得及び非初期取得は同期信号に対する初期取得及び非初期取得を意味することができる。

初期取得の場合、ＴＲＰ（Transmission and Reception Point）は均一分布（uniform distribution）基準＋／－０．０５ｐｐｍが考慮され、端末（ＵＥ）は均一分布基準＋／－５、１０、２０ｐｐｍが考慮される。これとは異なり、非初期取得の場合、ＴＲＰは均一分布基準＋／－０．０５ｐｐｍが考慮され、端末（ＵＥ）は均一分布基準＋／－０．１ｐｐｍ が考慮される。このとき、初期取得で考慮される５ｐｐｍ、１０ｐｐｍ、及び２０ｐｐｍを用いてキャリア周波数値に応じて周波数オフセット値を算出すると、以下の表５の通りである。

表５の値は、ＮＲシステムで考慮できる例示的なキャリア周波数に応じて算出された値である。表５を参照すると、キャリア周波数が増加するにつれてキャリア周波数オフセットが増加する傾向がある。一般に、キャリア周波数オフセットの影響は初期取得の状況で重要である。従って、同期信号（すなわち、ＰＳＳ）のキャリア周波数オフセットの影響を減らす必要がある。

また、以下の表６は、相異なるキャリア周波数値に対する特定のサブキャリア間隔値に応じた正規化された（normalized）周波数オフセット値を示す。

表６を参照すると、サブキャリア間隔値が大きくなるにつれて周波数オフセットの値が減少する傾向がある。すなわち、初期接続（initial access）性能はサブキャリア間隔値が大きくなるにつれて向上する。従って、６ＧＨｚ以下（below 6GHz）を考慮する場合（すなわち、アナログビームフォーミングを行わない場合）、デフォルトサブキャリア間隔が

に設定され、同期信号のサブキャリアの間隔はデフォルトサブキャリア間隔のＮ倍

に設定される。このとき、Ｎは２の倍数または２^ｎ（ここで、ｎは正の整数）に設定されることもできる。

また、初期取得ではないＳＳＳ及び／又はＰＢＣＨのような信号のサブキャリア間隔はＰＳＳが利用するサブキャリア間隔（すなわち、ＰＳＳに適用されるサブキャリア間隔）と同一の値を利用するように設定できる。ただ、ＳＳＳ及びＰＢＣＨは初期取得の対象ではないため、周波数オフセット値に大きく影響を受けない。従って、ＳＳＳ及び／又はＰＢＣＨに対しては、ＰＳＳが利用するサブキャリア間隔

ではなく、デフォルトサブキャリア間隔

が設定されることもできる。

次に、ＣＰ長に関する内容について説明する。一般に、ＣＰ長は、遅延拡散（delay spread）により発生するシンボル間干渉（Inter-Symbol Interference：ＩＳＩ）を防止するために利用される。また、サブキャリア間隔が大きくなるほどシンボル区間（symbol duration）が短くなるため、サブキャリア間隔が大きくなるほどＣＰ長も短くなる。従って、大きな値のサブキャリア間隔が利用される場合はＣＰ長が短くなるため、遅延拡散が大きいチャネルでの性能は低下する可能性がある。

しかしながら、６ＧＨｚ以下の帯域でＮＲシステムを支援するためには、長い遅延拡散が存在するチャネルなど（例えば、ＥＴＵ（Extended Typical Urban model）、ＴＤＬ（Tapped-delay line）など）でもシステムが適切に動作するように設定される必要がある。従って、遅延拡散を考慮すると、ＣＰ長は長く設定されるほど有利である。

次に、同期信号のための帯域幅に関する内容について説明する。既存のＬＴＥシステム（すなわち、レガシーＬＴＥシステム）の同期信号に利用された帯域幅は１．０８ＭＨｚである。もし、ＮＲシステムにおいて、既存のＬＴＥシステムのサブキャリア間隔値より大きい値のサブキャリア間隔が設定されると、同期信号のためにさらに広い帯域幅が用いられる。ただ、受信すべき帯域幅が広くなることにつれて端末の算出複雑度（calculation complexity）が増加する可能性がある。従って、算出複雑度を増加させないために、ＮＲシステムの同期信号のために用いられる帯域幅はＬＴＥシステムの場合と類似して維持されることが好ましい。

前述した要素を考慮するとき、ＮＲシステムの同期信号を設計する方法は多様である。本発明の多様な実施形態において、次のような４つの方法（方法１ないし方法４）を考慮することができる。以下の方法において、

はデフォルトサブキャリア間隔を意味し、

及び

は、それぞれＰＳＳ（すなわち、ＮＲ ＰＳＳ）及びＳＳＳ（すなわち、ＮＲ ＳＳＳ）に利用されるサブキャリア間隔を意味する。

（方法１）

方法１は、ＰＳＳ及びＳＳＳに利用（又は、適用）するサブキャリア間隔をデフォルトサブキャリア間隔と同一値に設定する方法

である。言い換えると、各周波数バンドに利用するデフォルトサブキャリア間隔が決定（又は、設定）されると、ＰＳＳ及びＳＳＳに利用するサブキャリアの間隔はデフォルトサブキャリア間隔と同一に設定できる。

例えば、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数（center frequency）に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳ及びＳＳＳに適用されるサブキャリアの間隔は１５ｋＨｚに設定できる。ただ、前述したように（例えば、表５）、６ＧＨｚ以下の帯域で同期信号のためのサブキャリア間隔が１５ｋＨｚ（すなわち、ＬＴＥシステムのサブキャリア間隔）に設定される場合、ＰＳＳの周波数推定（frequency offset）動作はキャリア周波数オフセットの影響を受ける可能性がある。

他の例として、４ＧＨｚ又は６ＧＨの近くの中心周波数に対して６０ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳ及びＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔も６０ｋＨｚに設定できる。前述したように（例えば、表５）、同期信号のためのサブキャリア間隔が１５ｋＨｚより大きい６０ｋＨｚに設定される場合、ＰＳＳの周波数推定（frequency offset）動作はキャリア周波数オフセットの影響を少なく受けることができる。

（方法２）

方法２は、ＰＳＳ及びＳＳＳに用いるサブキャリア間隔を同一に設定し、同一に設定されるサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔をＮ倍スケーリングして設定する方法

である。言い換えると、各周波数バンドに用いるデフォルトサブキャリアの間隔が決定されると、ＰＳＳ及びＳＳＳに利用するサブキャリアの間隔は、デフォルトサブキャリアの間隔をＮ倍スケーリングして設定できる。このとき、Ｎは２の倍数の形態でスケーリングされるか

または、２^ｍの形態でスケーリングされることもできる（すなわち、Ｎ ＝2^m、ｍは整数）。

例えば、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳ及びＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔は、１５ｋＨｚを４倍スケーリングした６０ｋＨｚに設定できる。当該方法を用いる場合、ＰＳＳの周波数推定（frequency offset）動作はキャリア周波数オフセットの影響を少なく受けることができる。

（方法３）

方法３は、ＳＳＳに用いるサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔と同一であり、ＰＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔をＮ倍スケーリングして設定する方法

である。言い換えると、各周波数バンドに用いるデフォルトサブキャリア間隔が決定されると、ＰＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔をＮ倍スケーリングして設定され、ＳＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔と同一に設定されることができる。

例えば、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳに適用されるサブキャリア間隔は６０ｋＨｚに設定され（Ｎ＝４）、ＳＳＳに適用されるサブキャリアの間隔は１５ｋＨｚに設定できる。この場合、ＰＳＳの周波数推定（frequency offset）動作はキャリア周波数オフセットの影響を少なく受けることができ、ＳＳＳにおいてＣＰ長が既存のＬＴＥシステムと同一であるので、長い遅延拡散を有するチャネルにおいてもセル識別子（cell ID）検出動作を効率的に実行できるという長所がある。

（方法４）

方法４は、ＰＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔と同一であり、ＳＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔をＮ倍スケーリングして設定する方法

である。言い換えると、各周波数バンドに利用するデフォルトサブキャリア間隔が決定されると、ＳＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔をＮ倍スケーリングして設定され、ＰＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔と同一に設定されることができる。

例えば、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔は６０ｋＨｚに設定され（Ｎ＝４）、ＰＳＳに適用されるサブキャリア間隔は１５ｋＨｚに設定されることができる。

また、本発明の多様な実施形態において、前述した方法３及び方法４のように、ＰＳＳとＳＳＳに対して相異なるサブキャリア間隔が設定される。この場合、１シンボルを基準に転送すべき帯域幅より１／２^ｍ倍ダウンスケーリング（scaling down）された帯域幅及び２^ｍ倍多いシンボルを用いてＰＳＳ及び／又はＳＳＳを転送する方法を考慮することができる。

例えば、前述した方法３のように、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳに適用されるサブキャリア間隔は６０ｋＨｚに設定され（Ｎ＝４）、ＳＳＳに適用されるサブキャリアの間隔は１５ｋＨｚに設定されることができる。この場合、ＳＳＳシーケンス（例えば、レガシーＳＳＳシーケンス）に対して、既存のＬＴＥシステムのように、６ＲＢ（すなわち、１．０８ＭＨｚ、７２資源要素（Resource Element：ＲＥ））が割り当てられる場合、ＳＳＳは１シンボルを通じて転送できる。

そのとき、ＰＳＳが転送される帯域幅を１．０８ＭＨｚに制限し、ＰＳＳシーケンスを４つのシンボルにわたって転送するように設定する方法を考慮することができる。これに関する具体的な例示は図６のようである。

図６は、本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法の一例を示す。図６は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。

図６に示すように、同期信号（すなわち、ＰＳＳ及びＳＳＳ）はＳＳＳ転送のための帯域幅に合わせて転送される場合が仮定される。また、サブフレーム（例えば、ＳＳＳヌメロロジーに対する単一サブフレーム）の５番目のＯＦＤＭシンボル（#5 OFDM symbol）でＳＳＳが転送され、６番目のＯＦＤＭシンボル（#6 OFDM symbol）の場所に位置した４つの短いＯＦＤＭシンボルを通じてＰＳＳが転送される場合が仮定される。このとき、ＰＳＳは４つのＯＦＤＭシンボルを通じて転送されるので、ＰＳＳのための帯域幅は既存の帯域幅の１／４倍になる。

また、ＳＳＳ及び／又はＰＳＳが転送される位置（又は、シンボル）は一例に過ぎず、１４個のシンボル（すなわち、＃０ないし＃１３ＯＦＤＭシムボル）のうち重ならない（すなわち、重畳されない）任意のシンボルにＳＳＳ及び／又はＰＳＳが位置することもできる。

４つのＯＦＤＭシンボルを通じて転送されるＰＳＳのためのシーケンスは、次の例示のような方式で転送されるように設定できる。

例えば、ＰＳＳ転送のために、相異なるルートインデックス（root index）を利用する長さ１７のＺＣシーケンス（Zadoff-Chu sequence）４つが各シンボルで１つずつ転送されるように設定することができる。他の例として、ＰＳＳ転送のために、同一のルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス１つが各シンボルに繰り返して転送されるように設定することもできる。さらに他の例として、ＰＳＳ転送のために、相異なるルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス２つ（すなわち、第１シーケンス（Ａ）、第２シーケンス（Ｂ））を生成し、生成された２つのシーケンスが４つのシンボルにわたってＡＢＡＢ、ＡＡＢＢ，ＡＢＢＡなどのように様々な形態の組み合わせによって転送されるように設定することもできる。

前述したＰＳＳ転送方式の場合、各シンボルに対してカバーコード（cover code）を適用して相関性能を向上させることができるという長所がある。また、前記ＰＳＳが６０ｋＨｚのサブキャリア間隔に設定されるため、４シンボルにわたるＰＳＳの転送には１ｍｓのみが必要となる。また、前述したようなＰＳＳ及びＳＳＳの転送方式は、ＰＳＳとＳＳＳに対して相異なるサブキャリア間隔が設定されても、端末が一定の帯域幅（例えば、１．０８ＭＨｚ）のみをフィルタリングして同期信号を受信できるという長所がある。

この場合、当該ＰＳＳに適用されたサブキャリア間隔値（例えば、６０ｋＨｚ）に合わせてダウンスケーリングされたＣＰが前記４つのシンボルのそれぞれの前部に設定されることもできる。

また、本発明の多様な実施形態において、前述した方法１及び方法２のように、ＰＳＳとＳＳＳに対して同一のサブキャリア間隔が設定されることができる。この場合、ＰＳＳに用いられるシーケンス（すなわち、ＰＳＳシーケンス）は以下のような方法で設定または割り当てできる。

まず、ＳＳＳと同一の長さを有するＰＳＳを利用する方法を考慮することができる。すなわち、前記方法は、ＳＳＳシーケンスとＰＳＳシーケンスの長さを同一に設定する方法である。例えば、前述したように（例えば、方法１）、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳ及びＳＳＳに適用されるサブキャリアの間隔は１５ｋＨｚに設定できる。この場合、ＰＳＳ及びＳＳＳに対して、既存のＬＴＥシステムのように、６ＲＢ（すなわち、１．０８ＭＨｚ、７２ＲＥ）が割り当てられる場合、ＰＳＳ及びＳＳＳは（それぞれ）１シンボルを通じて転送できる。

次に、ＳＳＳよりＮ倍短い長さのシーケンスをＰＳＳ転送に利用するとき、既存の帯域幅は一定に維持する方法も考慮できる。この場合、ＰＳＳシーケンスを周波数軸にＲＥ毎にマッピングするのではなく、Ｎ個のＲＥ毎にマッピングすることにより、既存の帯域幅が一定に維持できる。すなわち、ＰＳＳシーケンスがＳＳＳシーケンスより短くても、ＰＳＳシーケンスを一定間隔でマッピングすることによりＰＳＳとＳＳＳの転送帯域幅が同一に維持できる。このとき、ＰＳＳシーケンスがマッピングされていないサブキャリア（又は、ＲＥ）には「０（zero）」が満たされ、ＰＳＳシーケンスがマッピングされたサブキャリアはＮ倍増加した電力（power）を利用して転送できる。これに関する具体的な例示は図７のようである。

図７は、本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法の他の例を示す。図７は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。

具体的には、図７の（ａ）は既存のＰＳＳシーケンスマッピング方式を示し、図７の（ｂ）は本明細書で提案するＰＳＳシーケンスマッピング方式を示す。

図７に示すように、各正四角形はサブキャリア（又は、ＲＥ）を意味し、チェックされた領域はＰＳＳシーケンスがマッピングされたＲＥを意味する。また、本明細書で提案するＰＳＳシーケンスの長さは、既存のＰＳＳシーケンスよりＮ倍短く設定される場合が仮定される。

図７の（ａ）の場合、前述したように、既存のＰＳＳシーケンスはＲＥ毎にマッピングされるように設定され、サブキャリア間隔はＦｄ ｋＨｚで表現できる。

それに対して、図７の（ｂ）の場合、本明細書で提案するＰＳＳシーケンスは、Ｎ個のＲＥ毎にマッピングされるように設定できる。このとき、「０」がマッピングされていないサブキャリア（すなわち、ＰＳＳシーケンスがマッピングされたサブキャリア）間の間隔はＮ＊Ｆｄ ｋＨｚで表現できる。また、時間軸ではＣＰ長を除いた１シンボル内の空間に同一のシーケンスがＮ回繰り返す形態で現れるようになり、実際のシンボル区間（symbol duration）は変更されない。一例として、ＲＥ毎にＰＳＳシーケンスがマッピングされる場合、前記ＰＳＳシーケンスに該当する時間区間（time duration）はシンボル区間と同一に設定できる。この場合、Ｎ個のＲＥ毎にＰＳＳシーケンスがマッピングされると、前記ＰＳＳシーケンスに該当する時間区間はシンボル区間の１／Ｎ倍になることができる。これにより、Ｎ個のＲＥ毎にＰＳＳシーケンスがマッピングされる場合は、同一のシンボル区間に対してＰＳＳシーケンスがＮ回繰り返す形態が現れる。

本明細書で提案するＰＳＳシーケンス設定及び割り当て方法（例えば、図７の（ｂ）の方法）を利用すると、端末がＰＳＳを用いて周波数推定（又は、周波数測定）を行うとき、キャリア周波数オフセットの影響を少なく受けるという長所がある。具体的には、既存の方式（例えば、図７の（ａ））のようにＰＳＳをＲＥ毎にマッピングして転送する場合、キャリア周波数オフセットの影響によって隣接サブキャリアによるセル間干渉（ＩＣＩ）が大きくなる可能性がある。これとは異なり、本明細書で提案しているようにＰＳＳをＮ個のＲＥ毎にマッピングして転送する場合、Ｎ＊サブキャリアの間隔だけ離れたサブキャリアによるセル間干渉が存在するため、その影響は低下することができる。

また、セル識別子（cell ID）（例えば、物理層セル識別子（physical layer cell ID））に関して、既存の場合、３つのＰＳＳシーケンス候補のうち１つ及び１６８個のＳＳＳシーケンス候補のうち１つを選択して、５０４個のセル識別子のうち１つを選択（又は、識別、決定）する方法が用いられた。ただ、前記方法では、ＰＳＳを選択するための３つの候補を区別するために、端末は複雑度（complexity）の高い動作を３回ずつ繰り返して行う必要がある。

従って、このような端末の負担（burden）を減らすために、ＰＳＳに対して１つの候補を利用し、ＳＳＳに対して全体セル識別子数に該当する候補を利用して、セル識別子のうち１つを選択する方法を考慮することができる。一例として、ＰＳＳに対して１つの候補を利用し、ＳＳＳに対して５０４個または１００８個の候補を利用する方法を考慮することができる。

そのとき、当該方法の場合、ＰＳＳに関連して候補の数が減ることであるので、前述した方式のＰＳＳシーケンスがそのまま利用されても関係ない。一例として、ＰＳＳシーケンスは、前述した数式３、数式４、および数式５を用いて生成されることができる。

ただ、ＳＳＳに関連しては、候補の数が増加するので、ＳＳＳシーケンスに対する設計方法を新しく考慮する必要がある。すなわち、ＳＳＳシーケンスを全体セル識別子の数だけ生成（又は、設定）する方法を考慮する必要がある。一例として、ＳＳＳシーケンスは、前述した数式６、数式７、および数式８を用いて生成されることができる。

具体的に、全体セル識別子（例えば、５０４個のセル識別子、１００８個のセル識別子）を区分するために、ＳＳＳは次のような方式で設定（又は、設計、割り当て）できる。以下、説明の便宜のために、全体セル識別子の数が既存のＬＴＥシステムにおける全体セル識別子の数である５０４に設定される場合が仮定される。この場合、ＮＲシステムの全体セル識別子の数が既存の場合と異なる場合（例えば、１００８個）にも、当該方法が同一に適用できることは言うまでもない。

例えば、ＳＳＳシーケンスに対して全長７２のシーケンス（length 72 sequence）が利用できるが、ガード（guard）領域を考慮してまず長さ６７のシーケンスが生成される。すなわち、ガード領域を考慮して、ＳＳＳシーケンスに対して割り当てられた周波数領域より短い長さのシーケンスが利用できる。ここで、全長７２は、帯域幅が１．０４ＭＨｚで、サブキャリア間隔が１５ｋＨｚである場合、及び／又は帯域幅が４．１６ＭＨｚで、サブキャリア間隔が６０ｋＨｚである場合にも利用できる。このとき、前記生成される長さ６７のシーケンスはＺＣシーケンス、Ｍシーケンスなどでありうる。

この後、前記生成された長さ６７のシーケンスに１サンプルを追加して長さ６８のシーケンス（例えば、ＺＣシーケンス、Ｍシーケンスなど）が生成できる。例えば、シーケンスの１番目の１サンプルを当該シーケンスの最後に追加（すなわち、循環シフト）して長さ６８のシーケンスが生成される。または、他の例として、任意の場所に「０（zero）」を追加して長さ６８のシーケンスを生成する方法を考慮することもできる。このとき、１番目の例示の方法（すなわち、循環シフトを利用する方法）がさらに有利でありうる。

この後、生成された長さ６８のシーケンスの両端にガード用途として用いられる「０」を２サンプルずつ追加して、全長７２のシーケンスが生成される。言い換えると、ＳＳＳシーケンスの生成のために用いられるシーケンスは、ＳＳＳシーケンス転送に割り当てられた資源領域の長さに合わせて生成（又は、設定、設計）される。以下、本明細書において、前記手順により生成されたシーケンスは、第１シーケンスと称される。

このように生成された長さ７２のシーケンスがＺＣシーケンスである場合、当該シーケンスは総６７個のルートインデックスを利用することができる。ただ、当該シーケンスのＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）値を考慮して６７個のうち６３個のルートインデックス（例えば、3, 4, 5 ..., 63, 64, 64, 65）のみが用いられることもできる。または、このように生成された長さ７２のシーケンスが長さ６８のＭシーケンスに基づく場合、当該シーケンスは総６８個の循環シフト値を利用することができる。この場合にも、ＰＡＰＲ及び相関値などを考慮して一部の循環シフト値（例えば、６３個）のみが用いられることができる。

そのとき、前述したような手順によって生成されたシーケンスに対して適用するスクランブリングシーケンス（scrambling sequence）を追加的に考慮することができる。ここで、スクランブリングシーケンスは、特定のシーケンスに乗算されるシーケンスを意味する。すなわち、ＳＳＳシーケンス生成のために、前記生成されたシーケンスと当該シーケンスと同一の長を有するシーケンスとを乗算する方法を考慮することができる。このとき、シーケンス間の積は、同一の位置に該当するシーケンスの各要素（又は、サンプル）間の積を意味する。例えば、第１シーケンスが［0 1 1 1 0...］から構成され、第２のシーケンスが［0 0 1 1 1...］から構成される場合、２つのシーケンスの要素間の積により生成されるシーケンスは［0*0 1*0 1*1 1*1 0*1...］である。

この場合、スクランブリングシーケンスは、ＰＮシーケンス（Pseudo-random Noise sequence）、Ｍシーケンス、アダマールシーケンス（Hadamard sequence）、二進シーケンス（binary sequence）などでありうる。

例えば、スクランブリングシーケンスとしてＰＮシーケンスが利用される場合、前述した長さ６８のシーケンス（例えば、長さ６８のＺＣシーケンス）に対するスクランブリングシーケンスとして長さ６３のＰＮシーケンスを生成し、その後、５サンプルを追加して長さ６８のＰＮシーケンスを生成する方法を考慮することができる。この場合も、前述した方式と同一に、シーケンスの前部の５サンプルを当該シーケンスの最後に追加する方式（すなわち、循環シフト）、又は任意の場所に「０」を５回追加して長さ６８のシーケンスを生成する方法を考慮することができる。

このとき、スクランブリングシーケンスが８つの候補を有するようにするために、当該シーケンスは、特定の開始サンプル（starting sample）値（又は、特定の初期値）を用いて循環シフトされることができる。または、ＰＮシーケンスを生成するシード（seed）値を相異なるように設定して８つの相異なるＰＮシーケンスを用いる方法も考慮することができる。前記２つの方法のうち、前者は同一（すなわち、単一）のシーケンスを循環シフトして相異なる８つの形態で利用し、後者は相異なる８つのシーケンスを利用するという点で差がある。

または、他の例として、スクランブリングシーケンスとしてＭシーケンスが利用される場合、前述した長さ６８のシーケンス（例えば、長さ６８のＺＣシーケンス、長さ６８のＭシーケンス）に対するスクランブリングシーケンスとして長さ６８のＭシーケンスを生成する方法を考慮することができる。この場合、スクランブリングシーケンスが８つの候補を有するようにするために、相異なる８つの循環シフト値により前記８つの候補を区分（又は、生成）することができる。

この後、生成された長さ６８のシーケンスの両端にガード用途として用いられる「０」を２サンプルずつ追加して、全長７２のシーケンスが生成されることができる。以下、本明細書において、前記手順により生成されたシーケンスは、第２シーケンスと称される。

前述した手順により、２つの長さ７２のシーケンス、すなわち、特定のシーケンス（すなわち、第１シーケンス）及び特定のシーケンスのためのスクランブリングシーケンス（すなわち、第２シーケンス）が生成され、生成された２つのシーケンスをスクランブリングして最終的にＳＳＳシーケンスが生成できる。例えば、長さ７２のＺＣシーケンスに対して長さ７２のＰＮシーケンスをスクランブリングしてＳＳＳシーケンスが生成される。または、他の例として、長さ７２のＭシーケンスに長さ７２の他のＭシーケンスをスクランブしてＳＳＳシーケンスが生成されることもできる。

このとき、特定のシーケンス（すなわち、第１シーケンス）に対する候補が６３個に設定され、スクランブリングシーケンス（すなわち、第２シーケンス）に対する候補が８個に設定される場合、総６３＊８個、すなわち、５０４個のＳＳＳシーケンス候補が区分（又は、区別）できる。これにより、全セル識別子が５０４個である場合、ＳＳＳシーケンスは全体セル識別子の数だけ生成される。

以上のように、前述したＳＳＳシーケンス設定（又は、生成）の方式は、セル識別子の数が５０４ではなく他の数に設定されても適用できることは言うまでもない。例えば、ＮＲシステムでセル識別子の数が１００８個に設定される場合、第１シーケンスに対する候補が１１２個設定され、第２シーケンスに対する候補が９つ設定されることができる。この場合、第１シーケンスと第２シーケンスとの積（すなわち、第１シーケンスの要素と第２シーケンスの要素との積）により最終的に生成できるＳＳＳシーケンス候補の数は１００８個である。また、この場合、同期信号に対するシーケンスの長さが長くなるにつれて、同期信号に割り当てられる周波数領域、すなわち、ＲＢの数がさらに多くなる（例えば、１２ＲＢ）。

この場合、第１シーケンスの長さと第２シーケンスの長さは同一に設定され、第１シーケンスの長さ及び第２シーケンスの長さは、最終的に形成されるＳＳＳシーケンスの長さと同一である。すなわち、第１シーケンス及び第２シーケンスにおいてガード領域を除いた実質的なシーケンスの長さは、ガード領域を除いた実質的なＳＳＳシーケンスの長さと同一である。

また、これに関連して、既存のＬＴＥシステムでは２つの短いシーケンス（例えば、長さ３１のシーケンス）をインターリービング（interleaving）してＳＳＳシーケンスを設定（又は、生成）する反面、本明細書で提案するＳＳＳシーケンスは長いシーケンスに基づいて設定される。ここで、長いシーケンスは複数のシーケンスをインターリービングして生成されないシーケンスを意味することができる。または、長いシーケンスはＳＳＳシーケンスに割り当てられた資源領域に合わせて設定されたシーケンス（又は、ガード領域を考慮して一部短く構成されたシーケンス）を意味することもできる。短いシーケンスではない長いシーケンスを利用してＳＳＳシーケンスを生成（又は、設定）する場合、シーケンス間の相互相関（cross correlation）性能が向上し、これにより、端末がＳＳＳを受信できないゴースト効果が防止できるという効果がある。

また、前述したように、第１シーケンスの候補数と第２シーケンスの候補数は不均等（un-even）に設定（すなわち、一方の候補数が他方の候補数より多く設定）されることができる。第１シーケンスの候補数と第２シーケンスの候補数が同一に設定される場合、第１シーケンス及び第２シーケンスを利用して生成されるＳＳＳシーケンス間の相互相関値（cross correlation value）が大きくなる（例えば、０．５）。これと異なり、第１シーケンスの候補数と第２シーケンスの候補数が不均等に設定される場合は、生成されるＳＳＳシーケンス間の相互相関値が小さい（すなわち、相互相関性能が良い）。従って、第１シーケンスの候補数と第２シーケンスの候補数が相異なるように設定される場合は、ＳＳＳシーケンス、すなわち、ＳＳＳの検出性能が向上できるという長所がある。

また、前記第１シーケンス及び前記第２シーケンスがＭシーケンスである場合、ＰＳＳシーケンスは前記第１シーケンスの生成に用いられた第１多項式又は前記第２シーケンスの生成に利用された第２多項式に基づいて生成されることもできる。この場合、ＰＳＳシーケンスの生成のための多項式がＳＳＳシーケンスの生成のための多項式のうちいずれか１つと重畳されることにより、同期信号のためのシーケンス生成に対する複雑度が低下することができる。

また、前述したように、ＳＳＳシーケンスを生成するための初期値及び／又は多項式として、前述した同期信号に関連する内容の値及び／又は式が利用できる。

また、ＳＳＳを利用してサブフレームインデックス及び／又はフレームインデックスを区別できるようにするために、前述した手順により生成されたＳＳＳ（すなわち、ＳＳＳシーケンス）に対して他のスクランブリングシーケンス（すなわち、第３シーケンス）を追加的に適用する方法も考慮することができる。すなわち、他のスクランブリングシーケンスを追加的に適用して候補の数を増加させ、新たに設定された候補によりサブフレームインデックス及び／又はフレームインデックスが区別されるように設定することもできる。

図８は、本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。図８は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。

図８に示すように、ＰＳＳに適用されるサブキャリア間隔はＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔の４倍に設定され、ＰＢＣＨに適用されるサブキャリア間隔はＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔と同一に設定される場合が仮定される。また、ＰＳＳ転送のためにルートインデックスが異なるように設定された２種類のＺＣシーケンス（ルートインデックス７のＺＣシーケンス及びルートインデックス１０のＺＣシーケンス）が用いられる場合が仮定される。一例として、ＰＳＳの転送のために相異なるルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス２つが用いられる。

この場合、各ルートインデックスに該当するＺＣシーケンスが２回ずつ繰り返される方式、すなわち、４つの長さ１７のＺＣシーケンスによりＰＳＳが転送される。

このとき、ＰＳＳの転送帯域幅はＳＳＳの転送帯域幅と同一に設定され、ＰＳＳ、すなわち、４つの長さ１７のＺＣシーケンスに対して［1, 1, -1, 1］のカバーコードが適用できる。また、ＰＳＳの一端とＳＳＳの両端にはガード領域のためのゼロパディング（zero padding）が実行できる。このとき、ＰＳＳは４つのシンボル（このとき、４つのシンボル全体に該当する時間区間はＳＳＳのサブキャリア区間によって設定された１つのシンボル区間と同一である）を通じて転送される。また、図８に示すように、ＰＳＳシーケンスに利用されるルートインデックスは［7, 10, 7, 10］として割り当てできる。

また、この場合、図８に示すように、ＳＳＳ転送のためのＣＰ長とＰＢＣＨ転送のためのＣＰ長は同一に設定される。また、実質的なＳＳＳシーケンスの長さは、ＰＢＣＨシーケンス（すなわち、ＰＢＣＨ転送のために用いられるシーケンス）の長さより短く設定できる。

また、前述したＳＳＳシーケンス生成（又は、設定）方式において、デフォルトサブキャリア間隔値が１５ｋＨｚに設定された。しかしながら、これは説明の便宜のための例示に過ぎず、デフォルトサブキャリア間隔は６ＧＨｚ以下の帯域で３０ｋＨｚ、６０ｋＨｚなどになることができ、６ＧＨｚ以上の帯域では６０ｋＨｚだけでなく、１２０ｋＨｚ、２４０ｋＨｚなどになることもできる。従って、デフォルトサブキャリア間隔値に基づいて、ＰＳＳ及び／又はＳＳＳに用いられるサブキャリア間隔値は、前述した方法によってさらに大きく又はさらに小さくスケーリングされることができる。

また、本発明の多様な実施形態において、前述した方法１及び方法２のように、ＰＳＳ及びＳＳＳに対して同一のサブキャリア間隔が設定される場合、次のようなＰＳＳシーケンス設定及び／又は割り当て方法を考慮することもできる。以下、説明の便宜のために、ＰＳＳ及びＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔は１５ｋＨｚであると仮定する。

例えば、相異なるルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス４つを１つのシンボルにＦＤＭ（frequency division multiplexing）してＰＳＳシーケンス（すなわち、ＰＳＳのためのシーケンス）を転送する方法を考慮することができる。他の例として、同一のルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス１つを１つのシンボルにＦＤＭしてＰＳＳシーケンスを転送する方法も考慮することができる。さらに他の例として、相異なるルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス２つ（すなわち、第１シーケンス（Ａ）、第２ シーケンス（Ｂ））を生成し、生成された２つのシーケンスが４つのシンボルにわたってＡＢＡＢ、ＡＡＢＢ、ＡＢＢＡなどのように多様な形態の組み合わせでＦＤＭしてＰＳＳシーケンスを転送する方法も考慮することができる。

前記例示の場合、各ＺＣシーケンスに対してカバーコードを適用して相関性能を高めることができるという長所がある。

このとき、前述したようなＰＳＳは、セル識別子検出のためのシーケンス候補を１つ又は３つなど有することができる。ＰＳＳシーケンス候補が３つである場合、候補別に前述した方法によって相異なるルートインデックスが設定される必要がある。これと異なり、ＰＳＳシーケンス候補が１つである場合、ＳＳＳシーケンスは、前述した全体セル識別子を区分するための方式（すなわち、ＳＳＳシーケンスの総候補数が全セル識別子と同一に設定される方式）に基づいて生成（又は、設定）できる。

図９は、本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。図９は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。

図９に示すように、ＰＳＳ転送のためにルートインデックスが異なるように設定された２種類のＺＣシーケンス（ルートインデックス７のＺＣシーケンス及びルートインデックス１０のＺＣシーケンス）が用いられる場合が仮定される。ここで、前記ＺＣシーケンスの長さは１７に設定される。

４つのＺＣシーケンス（すなわち、１種類のＺＣシーケンス当たりに２つずつ用いられる）は、前述したようにＦＤＭ方式により資源領域にマッピングされる。この場合、ＰＳＳ、すなわち、４つのＺＣシーケンスに対してカバーコード［1, 1, -1, 1］が適用できる。また、ＰＳＳの一端とＳＳＳの両端にはガード領域のためのゼロパディングが実行できる。また、図９に示すように、ＦＤＭされる長さ１７のシーケンスに対するルートインデックスは、［7, 10, 7, 10］に設定できる。

また、前記したようなＰＳＳシーケンスに関連して、ＺＣシーケンスに対するルートインデックス（すなわち、ＺＣシーケンスの生成のためのルートインデックス）は、生成されるＺＣシーケンス間に複素共役（complex conjugate）関係を有するように選択できる。すなわち、ＺＣシーケンスの長さがＮ_ＺＣである場合、ＺＣシーケンスは（Ｎ_ＺＣ－１）／２－ｍと（Ｎ_ＺＣ－１）／２＋ｍ＋１の組み合わせで選択できる。ここで、ｍは０を含み、０より大きく（Ｎ_ＺＣ－１）／２より小さい整数を意味する。このようなルートインデックス選択方法は、ＰＳＳ設計のデュプレックスモード（duplex mode）に関係なく適用できる。

また、図８において前述したように、ＰＳＳに関連して、６０ｋＨｚのサブキャリア間隔を有するそれぞれのＯＦＤＭシンボルにダウンスケーリングされたＣＰが設定される。これとは異なり（すなわち、それぞれのＯＦＤＭシンボルにダウンスケーリングされたＣＰが取り付くことではない）、１５ｋＨｚのサブキャリア間隔を有するＯＦＤＭシンボルに用いられるＣＰ長に該当する１つの（すなわち、単一の）ＣＰを生成し、生成された１つのＣＰを４つのＯＦＤＭシンボルの前部に取り付ける（又は、設定する）方法を考慮することができる。これに対する例示は図１０のようである。

図１０は、本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。図１０は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。

図１０に示すように、ＰＳＳ転送のためにルートインデックスが異なるように設定された２種類のＺＣシーケンス（ルートインデックス７のＺＣシーケンス及びルートインデックス１０のＺＣシーケンス）が用いられる場合が仮定される。ここで、前記ＺＣシーケンスの長さは１７に設定される。

このとき、ＰＳＳは６０ｋＨｚのサブキャリア間隔に該当する４つのシンボルを通じて転送され、この場合、４つのシンボル間にはＣＰ区間が割り当てられない。代わりに、連続する４つのシンボルの前部に１５ｋＨｚのサブキャリア間隔に該当するＣＰが位置する。

このような配置（すなわち、ＣＰ長及び位置をデフォルトサブキャリア間隔の場合と一致させた配置）により、ＰＳＳが転送されない他の帯域（band）に転送されるデータ信号との多重化（multiplexing）を支援できるという長所がある。ここで、前記ＰＳＳはデフォルトサブキャリア間隔のＮ倍（例えば、Ｎ＝４）に該当するサブキャリア間隔（例えば、６０ｋＨｚのサブキャリア間隔）を利用するように設定され、データ信号はデフォルトサブキャリア間隔（例えば、１５ｋＨｚ）を利用するように設定できる。

また、前述したモデルの生成方式は以下のように説明できる。すなわち、デフォルトサブキャリア間隔のＮ倍に該当するサブキャリア間隔を利用する同期信号（例えば、ＰＳＳ）に対してデフォルトサブキャリア間隔に該当するＣＰ長を利用する場合においての、同期信号設定（または、同期信号マッピング方式）は次の例示のように実行されることもできる。そのとき、最初のＮ個のＯＦＤＭシンボルが繰り返して設定される場合が仮定される。

例えば、デフォルトサブキャリア間隔（例えば、１５ｋＨｚ）で設定された単一のＯＦＤＭシンボル（single OFDM symbol）に対して、周波数領域（frequency domain）を基準に、Ｎ個のＲＥ毎に情報をマッピングし、残りのＮ－１個のＲＥには０を挿入してコンブ型のシンボル（comb type symbol）を生成できる。この後、Ｎ_ＩＦＦＴサイズでＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を実行して生成された時間領域シーケンス（time domain sequence）をＮ等分してＮ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの時間領域シーケンスが生成（取得）できる。

このとき、図９において前述したように、複素共役関係を有するルートインデックス値を利用したような効果を得るために、最初のＮ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの領域（すなわち、Ｎ個のＯＦＤＭシンボルのうち１番目のＯＦＤＭシンボル）にはＮ等分された時間領域シーケンスが挿入され、その次のＮ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの領域にはＮ等分された時間領域シーケンスの複素共役値として設定された時間領域シーケンスが挿入されるように設定できる。長さがＮ_ＩＦＦＴになるまで前述した動作を繰り返して行って、最終的な時間領域のシーケンスが生成できる。すなわち、最終的に、Ｎ_ＩＦＦＴ長さの時間領域シーケンスが生成されるまで前述した動作が繰り返される。

この後、当該時間領域シーケンスがマッピングされたシンボルの前部にデフォルトサブキャリア間隔を有するＯＦＤＭシンボルで用いられるＣＰ長に該当する１つの（すなわち、単一の）ＣＰを挿入して（取り付け（attach）により）、最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボル（すなわち、最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボル構造）が完成できる。

前記例示に対して具体的な数字を代入すると以下のようである。同期信号の転送帯域幅として１．０８ＭＨｚを利用し、７２個のＲＥに対して４回の繰り返し（repetition）を考慮する場合、４つのＲＥ毎に長さ１７に設定されたＺＣシーケンスが挿入され、残りの３つのＲＥには「０」が挿入されるように設定できる。ここで、長さ１７は７２を４で割った値（すなわち、１８）より小さいか同一の数のうち最も大きい奇数（odd）に該当する長さを意味する。

この後、５１２ＩＦＦＴサイズでＩＦＦＴを行った後、５１２長さを４等分して１２８長さの時間領域シーケンスが取得できる。この後、最初の１２８長さの領域（すなわち、１２８長さの時間領域シーケンスがマッピングできる最初の領域、４つのＯＦＤＭシンボルのうち１番目のＯＦＤＭシンボル）に前記の４等分された時間領域シーケンスが挿入され、その次の領域には、前記の４等分された時間領域シーケンスの複素共役値として設定された時間領域シーケンスが挿入されるように設定できる。このような動作をさらに２回繰り返して、総５１２長の時間領域シーケンスが生成できる。この後、４０又は３６長さのＣＰを挿入して最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボルが完成できる。

または、他の例として、デフォルトサブキャリア間隔（例えば、１５ｋＨｚ）のＮ倍スケーリングされたサブキャリア間隔を用いるＯＦＤＭシンボルに対して、周波数領域を基準に、ＲＥ毎にデータを挿入して前述したモデルを生成する方式を考慮することもできる。ＲＥ毎にデータが挿入された後、Ｎ_ＩＦＦＴ／Ｎ のサイズでＩＦＦＴを行って、Ｎ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの時間領域シーケンスが生成（取得）できる。

このとき、図９において前述したように、複素共役関係を有するルートインデックス値を利用したような効果を得るために、最初のＮ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの領域には前記生成された（すなわち、最初生成された）時間領域シーケンスが挿入され、その次のＮ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの領域には前記生成された時間領域シーケンスの複素共役値として設定された時間領域シーケンスが挿入されるように設定できる。長さがＮ_ＩＦＦＴになるまで前述した動作を繰り返して行って、最終的な時間領域のシーケンスが生成できる。すなわち、Ｎ_ＩＦＦＴ長さの時間領域シーケンスが生成されるまで、前述した動作が繰り返される。

この後、当該時間領域シーケンスがマッピングされたシンボルの前部にデフォルトサブキャリア間隔を有するＯＦＤＭシンボルで用いられるＣＰ長に該当する１つのＣＰを挿入して、最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボル（すなわち、最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボル構造）が完成できる。

前記例示に対して具体的な数字を代入すると以下のようである。同期信号の転送帯域幅として１．０８ＭＨｚが考慮される場合、１８個のＲＥに長さ１７に設定されたＺＣシーケンスが挿入（又は、マッピング）され、残りの１つのＲＥに「０」が挿入されるように設定できる。このとき、奇数長（odd length）として１７が選択された場合が仮定される。

この後、１２８ＩＦＦＴサイズでＩＦＦＴを行って、１２８長さの時間領域シーケンスが取得できる。この後、最初の１２８長の領域（すなわち、１２８長さの時間領域シーケンスがマッピングできる最初の領域）に前記生成された時間領域シーケンスがそのまま挿入され、その次の領域には前記生成されたシーケンスの複素共役値として設定された時間領域シーケンスが挿入されるように設定できる。このような動作を２回さらに繰り返して、総５１２長さの時間領域シーケンスが生成できる。この後、４０又は３６長さのＣＰを挿入して最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボルが完成できる。

また、前述した明細書で提案する方法に利用されたカバーコードは、［1, 1, 1, 1, 1］のようにカバーコードを適用しない場合と同一の形態に設定されることもできる。

また、前述した明細書で提案する方法は、同期帯域幅（sync bandwidth）（すなわち、同期信号に対する転送帯域幅）が約１ＭＨｚ（すなわち、１．０８ＭＨｚ）である場合を仮定して長さ（すなわち、シーケンスの長さ）を設定した。しかしながら、これは説明の便宜のためのものに過ぎず、同期の帯域幅がＫ ＭＨｚに増加しても、シーケンスの長さをＬ倍拡張して（すなわち、スケーラブルに（scalable）調整して）前述した方法が適用できるのは言うまでもない。例えば、同期の帯域幅が約５ＭＨｚ（例えば、４．３２ＭＨｚ）に設定される場合も、シーケンスの長さを４倍（すなわち、４．３２／１．０８＝４倍）長く設定して本明細書で提案する方法を同一の方式で適用できる。

また、前述した本明細書で提案する方法は、６ＧＨｚ以下の帯域だけでなく、６ＧＨｚ以上帯域（above 6GHz 帯域）（例えば、３０ＧＨｚ、４０ＧＨｚなど）でも適用できる。また、デフォルトヌメロロジーは基準ヌメロロジー（reference numerology）、特定周波数帯域で利用されるヌメロロジーなどで表現できる。また、デフォルトヌメロロジーが変更されてもシーケンスの長さは一定であり、サブキャリア間隔に合わせてスケーリング可能な転送帯域幅を有すると設定できる。

図１１は、明細書で提案する方法が適用できる同期信号の送受信により同期化を行う端末の動作手順図を示す。図１１は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。

図１１を参照すると、端末は同期信号に対して予め設定された帯域幅で同期信号をモニタする場合が仮定される。

段階Ｓ１１０５で、端末は基地局からＰＳＳ及びＳＳＳを受信する。この場合、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳは、前述した方法で受信できる。すなわち、端末は、ＰＳＳに対するシーケンス（すなわち、前述したＰＳＳシーケンス）がマッピングされた資源要素及びＳＳＳに対するシーケンス（すなわち、前述したＳＳＳシーケンス）がマッピングされた資源要素を利用してＰＳＳ及びＳＳＳを受信することができる。このとき、ＰＳＳに対するシーケンス及びＳＳＳに対するシーケンスは、前述した方法で生成（又は、設定）できる。

このとき、前記ＳＳＳに対するシーケンスは、第１シーケンスと第２シーケンスとの積により生成される。ここで、前記第１シーケンスの数（すなわち、ＳＳＳシーケンス生成に用いられる第１シーケンスの候補数）は、前記第２シーケンスの数（すなわち、ＳＳＳシーケンス生成に用いられる第２シーケンスの候補数）より大きく設定される。

また、ＳＳＳに対するシーケンスの数（すなわち、生成可能なＳＳＳシーケンスの数、ＳＳＳシーケンスの候補数）は、セル識別子（例えば、物理層セル識別子）の数（例えば、１００８）と同一に設定される。このとき、前記セル識別子の数は前記第１シーケンスの数と前記第２シーケンスの数との積と同一に設定される。

また、前記第１シーケンスと前記第２シーケンスとの積は、前述したように、前記第１シーケンスの各要素と前記第２シーケンスの各要素との積でありうる。

また、前述したように、前記第１シーケンスの長さ及び前記第２シーケンスの長さは、それぞれ前記ＳＳＳに対するシーケンスの長さと同一でありうる。すなわち、ＳＳＳシーケンスは、ＳＳＳシーケンスと同一長さの２つのシーケンス（すなわち、長いシーケンス）の積により生成される。この場合、前記第１シーケンス及び前記第２シーケンスのいずれか１つはＭシーケンスでありうる。このとき、前記Ｍシーケンスは、特定の初期値（例えば、［0 0 0 0 0 0 1］）及び特定循環シフトに基づいて生成できる。すなわち、前記Ｍシーケンスは、特定の初期値を有する多項式及び一定の条件を満たす循環シフトを利用して生成できる。

また、ＰＳＳに対するシーケンスのための多項式は、前記第１シーケンスのための第１多項式と前記第２シーケンスのための第２多項式のうちいずれか１つと同一に設定できる。例えば、ＳＳＳシーケンスを生成するための多項式がｘ_０（ｎ）及びｘ_１（ｎ）で表現され、ＰＳＳシーケンスを生成するための多項式がｘ（ｎ）で表現される場合、ｘ（ｎ）はｘ_０（ｎ）と同一に設定できる。ただ、この場合も、前述したように、多項式の初期値は相異なるように設定できる。

また、図８に示すように、前記ＳＳＳはＰＢＣＨと連続して受信され、前記ＳＳＳに適用されるＣＰと前記ＰＢＣＨに適用されるＣＰは同一に設定できる。

本発明が適用できる装置一般

図１２は、本明細書で提案する方法が適用できる無線通信装置のブロック構成図を示す。

図１２を参照すると、無線通信システムは、基地局１２１０と基地局１２１０領域内に位置する多数の端末１２２０とを含む。

基地局１２１０は、プロセッサ（processor）１２１１、メモリ（memory）１２１２、及びＲＦ部（radio frequency unit）１２１３を含む。プロセッサ１２１１は、図１ないし図１１で提案された機能、過程及び／又は方法を実現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ１２１１により実現できる。メモリ１２１２はプロセッサ１２１１と接続され、プロセッサ１２１１を駆動するための多様な情報を保存する。ＲＦ部１２１３はプロセッサ１２１１と接続され、無線信号を送信及び／又は受信する。

端末１２２０は、プロセッサ１２２１、メモリ１２２２、及びＲＦ部１２２３を含む。

プロセッサ１２２１は、図１ないし図１１で提案された機能、過程及び／又は方法を実現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ１２２１により実現できる。メモリ１２２２はプロセッサ１２２１と接続され、プロセッサ１２２１を駆動するための多様な情報を保存する。ＲＦ部１２２３はプロセッサ１２２１と接続され、無線信号を送信及び／又は受信する。

メモリ１２１２、１２２２は、プロセッサ１２１１、１２２１の内部または外部に位置することができ、周知の多様な手段でプロセッサ１２１１、１２２１と接続される。

一例として、低遅延（low latency）サービスを支援する無線通信システムにおいてダウンリンクデータ（DL data）を送受信するために、端末は無線信号を送受信するためのＲＦ（Radio Frequency）ユニット、及び前記ＲＦユニットと機能的に接続されるプロセッサを含むことができる。

また、基地局１２１０及び／又は端末１２２０は１つのアンテナ（single antenna）又は多重アンテナ（multiple antenna）を有することができる。

図１３は、本発明の一実施形態による通信装置のブロック構成図を示す。

特に、図１３は、図８の端末をより詳細に示す。

図１３を参照すると、端末はプロセッサ（又は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ: digital signal processor）１３１０、ＲＦモジュール（または、ＲＦユニット）１３３５、パワー管理モジュール（power management module）１３０５、アンテナ１３４０、バッテリー１３５５、ディスプレイ１３１５、キーパッド１３２０、メモリ１３３０、シムカード（SIM（Subscriber Identification Module） card）１３２５（この構成は選択的である)、スピーカー１３４５、及びマイクロホン１３５０を含んで構成できる。また、端末は、単一のアンテナまたは多重のアンテナを含むことができる。

プロセッサ１３１０は、前述した図１ないし図１１で提案された機能、過程及び／又は方法を実現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ１３１０により実現できる。

メモリ１３３０は、プロセッサ１３１０と接続され、プロセッサ１３１０の動作に関連する情報を保存する。メモリ１３３０は、プロセッサ１３１０の内部または外部に位置することができ、周知の多様な手段でプロセッサ１３１０と接続される。

ユーザは、例えば、キーパッド１３２０のボタンを押すか（又は、タッチするか）、又は、マイクロホン１３５０を用いた音声駆動（voice activation）により電話番号などの命令情報を入力する。プロセッサ１３１０は、このような命令情報を受信し、電話番号で電話をかけるなどの適切な機能を実行するように処理する。駆動上のデータ（operational data）はシムカード１３２５又はメモリ１３３０から抽出できる。また、プロセッサ１３１０は、ユーザの認知及び便宜のために命令情報または駆動情報をディスプレイ１３１５上に表示することができる。

ＲＦモジュール１３３５は、プロセッサ１３１０に接続されて、ＲＦ信号を送信及び／又は受信する。プロセッサ１３１０は、通信を開始するために、例えば、音声通信データを構成する無線信号を転送するように命令情報をＲＦモジュール１３３５に伝達する。ＲＦモジュール１３３５は、無線信号を受信および送信するために受信機（receiver）および送信機（transmitter）から構成される。アンテナ１３４０は、無線信号を送信および受信する機能を果たす。無線信号を受信するとき、ＲＦモジュール１３３５はプロセッサ１３１０により処理するために信号を伝達し、基底帯域に信号を変換することができる。処理された信号はスピーカー１３４５を通じて出力される可聴または可読情報に変換できる。

以上で説明された実施形態は本発明の構成要素と特徴が所定の形態に結合されたものである。各構成要素または特徴は別途の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮されなければならない。各構成要素または特徴は他の構成要素や特徴と結合されない形態に実施できる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施形態を構成することも可能である。本発明の実施形態で説明される動作の順序は変更できる。ある実施形態の一部の構成や特徴は他の実施形態に含まれることができ、または他の実施形態の対応する構成または特徴と取替できる。特許請求範囲で明示的な引用関係がない請求項を結合して実施形態を構成するか、または出願後の補正により新たな請求項に含めることができることは自明である。

本発明に従う実施形態は、多様な手段、例えば、ハードウェア、ファームウエア（firmware）、ソフトウェア、またはそれらの結合などにより具現できる。ハードウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は１つまたはその以上のＡＳＩＣｓ（application specific integrated circuits）、ＤＳＰｓ（digital signal processors）、ＤＳＰＤｓ（digital signal processing devices）、ＰＬＤｓ（programmable logic devices）、ＦＰＧＡｓ（field programmable gate arrays）、プロセッサ、コントローラー、マイクロコントローラー、マイクロプロセッサなどにより具現できる。

ファームウエアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は以上で説明された機能または動作を遂行するモジュール、手続、関数などの形態に具現できる。ソフトウェアコードはメモリに格納されてプロセッサにより駆動できる。前記メモリは前記プロセッサの内部または外部に位置し、既に公知された多様な手段により前記プロセッサとデータをやり取りすることができる。

本発明は本発明の必須的な特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態に具体化できることは通常の技術者に自明である。従って、前述した詳細な説明は全ての面で制限的に解釈されてはならず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は添付した請求項の合理的な解釈により決定されなければならず、本発明の等価的な範囲内での全ての変更は本発明の範囲に含まれる。

本発明の無線通信システムにおいて、同期信号を送受信する法案は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａシステム、５Ｇシステム（New RAT システム）に適用される例を中心に説明しているが、それ以外にも多様な無線通信システムに適用することが可能である。

Claims (16)

1. 無線通信システムにおいて基地局が同期信号を送信する方法において、
   ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）のためのシーケンス及びＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）のためのシーケンスを決定するステップと、
   前記ＰＳＳのためのシーケンス及び前記ＳＳＳのためのシーケンスに基づいて、端末に、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳを送信するステップと、を含み、
   前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、セル識別子の数と同じに設定され、
   前記ＳＳＳのためのシーケンスは、第１シーケンスと第２シーケンスとの間の積で生成され、
   前記第１シーケンスの長さと前記第２シーケンスの長さのそれぞれは、前記ＳＳＳのためのシーケンスの長さと同じである、方法。
2. 前記ＰＳＳのサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳのサブキャリア間隔は、前記無線通信システムにおいて支援される複数のサブキャリア間隔のいずれか１つに基づき、前記複数のサブキャリア間隔は、１５・２ⁿ ｋＨｚで表現され、 前記ｎは０を含む正の整数である、請求項１に記載の方法。
3. 前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳに関連するＰＢＣＨ（Physical Broadcast Channel）のサブキャリア間隔は、前記ＰＳＳのサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳのサブキャリア間隔と同じに設定される、請求項２に記載の方法。
4. 前記ＳＳＳが送信されるシンボルは、前記ＰＢＣＨが送信されるシンボルと連続して配置される、請求項３に記載の方法。
5. 前記第１シーケンスの候補の数は、前記第２シーケンスの候補の数より大きく設定される、請求項１に記載の方法。
6. 前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、前記第１シーケンスの候補の数と前記第２シーケンスの候補の数との間の積の値である、請求項１に記載の方法。
7. 前記第１シーケンスと前記第２シーケンスとの間の積は、前記第１シーケンスの各要素と前記第２シーケンスの各要素との間の積である、請求項１に記載の方法。
8. 前記第１シーケンス及び前記第２シーケンスの内のいずれか１つは、Ｍシーケンスである、請求項１に記載の方法。
9. 前記Ｍシーケンスは、特定の初期値と、特定の循環シフトに基づいて生成される、請求項８に記載の方法。
10. 前記ＰＳＳのためのシーケンスのための多項式は、前記第１シーケンスのための第１多項式と前記第２シーケンスのための第２多項式のいずれかと同じに設定される、請求項１に記載の方法。
11. 前記ＰＳＳのためのシーケンスのための多項式がｘ（ｎ）である場合、ｘ（０）は０であり、ｘ（１）は１であり、ｘ（２）は１であり、ｘ（３）は０であり、ｘ（４）は１であり、ｘ（５）は１であり、ｘ（６）は１であり、
    前記第１多項式がｘ_０（ｎ）である場合、ｘ_０（０）は１であり、ｘ_０（１）は０であり、ｘ_０（２）は０であり、ｘ_０（３）は０であり、ｘ_０（４）は０であり、ｘ_０（５）は０であり、ｘ_０（６）は０であり、
    前記第２多項式がｘ_１（ｎ）である場合、ｘ_１（０）は１であり、ｘ_１（１）は０であり、ｘ_１（２）は０であり、ｘ_１（３）は０であり、ｘ_１（４）は０であり、ｘ_１（５）は０であり、ｘ_１（６）は０である、請求項１０に記載の方法。
12. 無線通信システムで、同期信号を送信する基地局において、
    無線信号を送受信するための送受信部と、
    前記送受信部と機能的に接続されているプロセッサと、を含み、
    前記プロセッサは、ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）のためのシーケンスとＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）のためのシーケンスを決定し、
    前記ＰＳＳのためのシーケンス及び前記ＳＳＳのためのシーケンスに基づいて、端末に、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳを送信するように制御し、
    前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、セル識別子の数と同じに設定され、
    前記ＳＳＳのためのシーケンスは、第１シーケンスと第２シーケンスとの間の積で生成され、
    前記第１シーケンスの長さと前記第２シーケンスの長さのそれぞれは、前記ＳＳＳのためのシーケンスの長さと同じである、基地局。
13. 前記ＰＳＳのサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳのサブキャリア間隔は、前記無線通信システムにおいて支援される複数のサブキャリア間隔のいずれか１つに基づき、前記複数のサブキャリア間隔は、１５・２^ｎ ｋＨｚで表現され、 前記ｎは０を含む正の整数である、請求項１２に記載の基地局。
14. 前記第１シーケンスの候補の数は、前記第２シーケンスの候補の数より大きく設定される、請求項１２に記載の基地局。
15. 前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、前記第１シーケンスの候補の数と前記第２シーケンスの候補の数との間の積の値である、請求項１２に記載の基地局。
16. １つ以上のメモリ、及び、
    前記１つ以上のメモリと動作可能に接続する１つ以上のプロセッサを含む装置において、
    前記１つ以上のプロセッサは、
    ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）のためのシーケンス及びＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）のためのシーケンスを決定し、
    前記ＰＳＳのためのシーケンス及び前記ＳＳＳのためのシーケンスに基づいて、端末に、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳを送信するように制御し、
    前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、セル識別子の数と同じに設定され、
    前記ＳＳＳのためのシーケンスは、第１シーケンスと第２シーケンスとの間の積で生成され、
    前記第１シーケンスの長さと前記第２シーケンスの長さのそれぞれは、前記ＳＳＳのためのシーケンスの長さと同じである、装置。

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