CN109644063A

CN109644063A - 在无线通信系统中发送和接收同步信号的方法及其装置

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Publication number: CN109644063A
Application number: CN201780047491.7A
Authority: CN
Inventors: 辛硕珉; 高贤秀; 金沂濬
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2016-09-30
Filing date: 2017-09-28
Publication date: 2019-04-16
Anticipated expiration: 2037-09-28
Also published as: EP3471294A1; KR20180082595A; JP7461395B2; JP6694107B2; US20200275393A1; KR20190077122A; US11388688B2; EP3471294A4; JP7041186B2; JP2019528591A; US20210045078A1; WO2018062891A1; KR102424349B1; US10869286B2; JP2022071190A; KR101994424B1; CN109644063B; JP2020120401A

Abstract

公开了一种用于在无线通信系统中发送和接收同步信号的方法及其装置。具体地，一种用于通过发送和接收同步信号来执行同步信号的方法包括：从基站接收主同步信号(PSS)和辅同步信号(SSS)；通过使用所接收的PSS和所接收的SSS执行同步，其中，用于SSS的序列可以由第一序列和第二序列之间的乘积来生成，并且第一序列的数目可以被配置为大于第二序列的数目。

Description

在无线通信系统中发送和接收同步信号的方法及其装置

技术领域

本发明涉及一种无线通信系统，并且更具体地说，涉及一种通过用户设备发送和接收同步信号的方法及支持该方法的装置。

背景技术

移动通信系统通常已经被开发以在保证用户移动性的同时提供语音服务。这种移动通信系统已经逐渐将其覆盖范围从语音服务扩展到数据服务，再扩展到高速数据服务。然而，由于当前的移动通信系统遭受资源短缺并且甚至用户要求更高速的服务，因此需要开发更先进的移动通信系统。

下一代移动通信系统的要求可以包括支持巨大的数据业务、显著增加的每个用户的传输速率、显著增加的连接设备的数目、非常低的端到端的延迟、以及和高能量效率。为此，已经研究了诸如小小区增强、双连接、大规模多输入多输出(MIMO)、带内全双工、非正交多址(NOMA)、支持超宽带、以及设备联网等各种技术。

发明内容

[技术问题]

本说明书提出了一种用于在无线通信系统中发送和接收同步信号的方法。

本说明书提出了一种用于通过考虑应用于同步信号的子载波间隔、循环前缀(CP)长度或带宽来配置和分配同步信号的序列的方法。

更具体地，本说明书提出了一种用于当应用于同步信号(例如，PSS、SSS)的子载波间隔和默认子载波间隔被配置为彼此相同或不同时，生成同步信号的序列并且将所生成的序列映射到资源区域的方法。

此外，本说明书提出了一种用于生成被用于区分小区标识符的同步信号的序列(例如，PSS序列、SSS序列)并且将所生成的序列映射到资源区域的方法。

本发明的技术目的不限于以上技术目的，并且本领域普通技术人员从以下描述中将显然地意识到上文未提及的其他技术目的。

[技术方案]

在本发明的实施例中，一种用于在无线通信系统中由UE执行同步信号的方法包括：从基站接收主同步信号(PSS)和辅同步信号(SSS)；以及通过使用所接收的PSS和所接收的SSS来执行同步，其中，由第一序列和第二序列之间的乘积来生成用于SSS的序列，以及第一序列的数目被配置为大于第二序列的数目。

此外，在根据本发明的实施例的方法中，SSS的序列的数目可以被配置为等于小区标识符的数目。

此外，在根据本发明的实施例的方法中，小区标识符的数目可以等于第一序列的数目与第二序列的数目的乘积。

此外，在根据本发明的实施例的方法中，第一序列与第二序列之间的乘积可以是第一序列的每一元素与第二序列的每一元素之间的乘积。

此外，在根据本发明的实施例的方法中，第一序列的长度和第二序列的长度中的每一个可以等于SSS的序列的长度。

此外，在根据本发明的实施例的方法中，第一序列和第二序列中的任何一个可以是M序列。

此外，在根据本发明的实施例的方法中，可以基于特定初始值和特定循环移位来生成M序列。

此外，在根据本发明的实施例的方法中，PSS的序列的多项式可以被配置为等于第一序列的第一多项式和第二序列的第二多项式中的任何一个。

此外，在根据本发明的实施例的方法中，当PSS的序列的多项式为x(n)时，x(0)可以为0，x(1)可以为1，x(2)可以为1，x(3)可以为0，x(4)可以为1，x(5)可以为1，以及x(6)可以为1，当第一多项式为x₀(n)时，x₀(0)可以为1，x₀(1)可以为0，x₀(2)可以为0，x₀(3)可以为0，x₀(4)可以为0，x₀(5)可以为0，以及x₀(6)可以为0，并且当第二多项式为x₁(n)时，x₁(0)可以为1，x₁(1)可以为0，x₁(2)可以为0，x₁(3)可以为0，x₁(4)可以为0，x₁(5)可以为0，x₁(6)可以为0。

此外，在根据本发明的实施例的方法中，可以用物理广播信道(PBCH)连续地接收SSS，以及应用于SSS的循环前缀可以被配置为等于应用于PBCH的循环前缀。

在本发明的实施例中，一种用户设备(UE)，在无线通信系统中执行同步，包括：用于发送和接收无线电信号的收发单元；以及功能地连接到收发单元的处理器，其中，处理器用来从基站接收主同步信号(PSS)和辅同步信号(SSS)，以及通过使用所接收的PSS和所接收的SSS来执行同步，由第一序列与第二序列之间的乘积生成SSS的序列，以及第一序列的数目被配置为大于第二序列的数目。

此外，在根据本发明的实施例的UE中，SSS的序列的数目可以被配置为等于小区标识符的数目。

此外，在根据本发明的实施例的UE中，小区标识符的数目可以等于第一序列的数目与第二序列的数目的乘积。

此外，在根据本发明的实施例的UE中，第一序列与第二序列之间的乘积可以是第一序列的每一元素与第二序列的每一元素之间的乘积。

此外，在根据本发明的实施例的UE中，第一序列的长度和第二序列的长度中的每一个可以等于SSS的序列的长度。

此外，在根据本发明的实施例的UE中，第一序列和第二序列中的任何一个可以是M序列。

[技术效果]

根据本发明的实施例，即使当相同的子载波间隔或不同的子载波间隔被应用于主同步信号和辅同步信号时，也能够保持高相关性能。

此外，根据本发明的实施例，当生成同步信号的序列时，不使用短序列而是使用长序列，能够防止重影效应并且可以增强互相关性能。

另外，根据本发明的实施例，当生成同步信号的序列时，用于该生成的两个不同序列的候选的数目被配置为彼此不同(即，两个序列的候选的数目被配置为是不平均的)，结果，可以增强互相关性能。

可以在本发明中获得的效果不限于以上效果，并且本发明所属技术领域的技术人员从以下描述中将明显地理解上文未描述的其他技术效果。

附图说明

在本文中被包括为说明书的一部分以便帮助理解本公开的附图提供了本公开的实施例，并且通过以下描述来描述本公开的技术特征。

图1图示了可以对其实现由本公开提出的方法的新无线电(NR)系统的整体结构的示例。

图2图示了可以对其实现由本公开提出的方法的无线通信系统中的上行链路(UL)帧和下行链路(DL)帧之间的关系。

图3图示了可以对其实现由本公开提出的方法的、无线通信系统中支持的资源网格的示例。

图4图示了可以向其应用本说明书中提出的方法的、用于每个天线端口和参数集(Numerology)的资源网格的示例。

图5图示了可以向其应用本说明书中提出的方法的自包含子帧结构的示例。

图6图示了用于发送可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号的方法的示例。

图7图示了用于发送可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号的方法的另一示例。

图8图示了用于发送可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号的方法的又一示例。

图9图示了用于发送可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号的方法的又一示例。

图10图示了用于发送可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号的方法的又一示例。

图11图示了通过发送和接收可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号来执行同步的用户设备的操作流程图。

图12图示了可以向其应用本说明书中提出的方法的无线通信设备的框图。

具体实施方式

在下文中，参考附图详细地描述了本公开的一些实施例。将与附图一起公开的详细描述旨在描述本公开的一些示例性实施例，并且不旨在描述本公开的单个实施例。以下详细描述包括更多细节以便提供对本公开的全面理解。然而，本领域技术人员将理解到，可以在不需要这些更多细节的情况下实现本公开。

在一些情况下，为了避免使本公开的概念模糊，省略了已知的结构和设备，或者可以基于每个结构和设备的核心功能以框图形式示出。

在本公开中，基站具有网络的终端节点的含义，基站通过该网络与终端直接通信。在本文档中，描述为要由基站执行的特定操作可以根据情况由基站的上层节点执行。也就是，显然的是，在包括包含基站的多个网络节点的网络中，可以由基站或除基站之外的其他网络节点执行用于与终端通信的各种操作。基站(BS)可以用另一个术语代替，诸如固定站、节点B、eNB(演进节点B)、基站收发器系统(BTS)或接入点(AP)。此外，终端可以是固定的或者可以具有移动性并且可以用另一个术语代替，诸如用户设备(UE)、移动站(MS)、用户终端(UT)、移动用户站(MSS)、订户站(SS)、高级移动站(AMS)、无线终端(WT)、机器类型通信(MTC)设备、机器到机器(M2M)设备、或设备到设备(D2D)设备。

在下文中，下行链路(DL)意指从基站到UE的通信，而上行链路(UL)意指从UE到基站的通信。在DL中，发射器可以是基站的部分，而接收器可以是UE的部分。在UL中，发射器可以是UE的部分，而接收器可以是基站的部分。

已经提供了以下描述中使用的特定术语以帮助理解本公开，并且在不脱离本公开的技术精神的情况下，可以以各种形式改变这些特定术语的使用。

以下技术可以被使用在各种无线通信系统中，诸如码分多址(CDMA)、频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)、正交频分多址(OFDMA)、单载波频分多址(SC-FDMA)、和非正交多址(NOMA)。可以使用诸如通用陆地无线电接入(UTRA)或CDMA2000的无线电技术来实现CDMA。TDMA可以使用无线电技术，诸如全球移动通信系统(GSM)/通用分组无线电服务(GPRS)/增强型数据速率GSM演进(EDGE)来实现。OFDMA可以使用诸如电气和电子工程师协会(IEEE)802.11(Wi-Fi)、IEEE 802.16(WiMAX)、IEEE 802.20或演进的UTRA(E-UTRA)的无线电技术来实现。UTRA是通用移动电信系统(UMTS)的部分。第三代合作伙伴计划(3GPP)长期演进(LTE)是使用演进的UMTS陆地无线电接入(E-UTRA)的演进UMTS(E-UMTS)的部分，并且其在下行链路中采用OFDMA并且在上行链路中采用SC-FDMA。高级LTE(LTE-A)是3GPP LTE的演进。

可以通过在IEEE 802、3GPP、和3GPP2(即，无线电接入系统)的至少一个中公开的标准文档来支持本公开的实施例。也就是，可以由文档支持属于本公开的实施例并且未描述以便清楚地暴露本公开的技术精神的步骤或部分。此外，本文档中公开的所有术语可以由标准文档进行描述。

为了更清楚地描述，简要地描述了3GPP LTE/LTE-A/新RAT(NR)，但是本公开的技术特征不限于此。

随着智能电话和物联网(IoT)终端的传播快速地扩展，通过通信网络发送和接收的信息的量增加。因此，下一代无线接入技术是需要考虑比现有通信系统(或现有无线电接入技术)为更多用户提供更快服务的环境(例如，增强型移动宽带通信)。

为此，讨论了考虑通过连接多个设备和对象来提供服务的机器类型通信(MTC)的通信系统的设计。此外，还讨论了考虑对通信的可靠性和/或延迟敏感的服务和/或用户设备的通信系统(例如，超可靠和低延迟通信(URLLC))的设计。

在下文中，在本说明书中，为了便于描述，下一代无线接入技术被称为新的无线电接入技术(RAT)(NR)无线电接入技术，并且向其应用NR的无线通信系统被称为NR系统。

术语的定义

eLTE eNB：eLTE eNB是支持用于EPC和NGC的连接的eNB的演进。

gNB：除了与NGC的连接之外还支持NR的节点。

新RAN：支持NR或E-UTRA或者与NGC交互的无线电接入网络。

网络切片：网络切片是由运营商定义的网络，以便提供为需要特定要求以及终端间范围的特定市场场景而优化的解决方案。

网络功能：网络功能是网络基础设施中的逻辑节点，其具有明确定义的外部接口和明确定义的功能操作。

NG-C：用于新RAN和NGC之间的NG2参考点的控制平面接口。

NG-U：用于新RAN和NGC之间的NG3参考点的用户平面接口。

非独立NR：其中gNB需要LTE eNB作为用于到EPC的控制平面连接的锚，或者需要eLTE eNB作为用于到NGC的控制平面连接的锚的部署配置。

非独立E-UTRA：eLTE eNB需要gNB作为到NGC的控制平面连接的锚的部署配置。

用户平面网关：NG-U接口的端接点

通用系统

图1是图示可以对其实现由本公开提出的方法的新无线电(NR)系统的整体结构的示例的图。

参见图1，NG-RAN由提供NG-RA用户平面(新AS子层/PDCP/RLC/MAC/PHY)的gNB和用于UE(用户设备)的控制平面(RRC)协议终端来组成。

gNB经由Xn接口彼此连接。

gNB还经由NG接口连接到NGC。

更具体地说，gNB经由N2接口连接到接入和移动管理功能(AMF)并且经由N3接口连接到用户平面功能(UPF)。

NR(新RAT)参数集和帧结构

在NR系统中，可以支持多个参数集。可以通过子载波间隔和CP(循环前缀)开销来定义这些参数集。可以通过将基本子载波间隔缩放成整数N(或μ)来导出多个子载波之间的间隔。另外，尽管假设不以非常高的子载波频率使用非常低的子载波间隔，但是可以独立于频带来选择要使用的参数集。

另外，在NR系统中，可以支持根据多个参数集的各种帧结构。

在下文中，将描述可以在NR系统中考虑到的正交频分复用(OFDM)参数集和帧结构。

可以如表1中那样定义NR系统中支持的多个OFDM参数集。

[表1]

μ	Δf＝2<sup>μ</sup>·15[kHz]	循环前缀
			0	15	正常
1	30	正常
			2	60	正常，扩展
3	120	正常
			4	240	正常
5	480	正常

关于NR系统中的帧结构，时域中的各个字段的大小被表示为多个时间单元T_s＝1/(Δf_max·N_f)。在这种情况下，Δf_max＝480·10³并且N_f＝4096。DL和UL传输被配置为具有T_f＝(Δf_maxN_f/100)·T_s＝10ms的一部分的无线电帧。无线电帧由十个子帧组成，这十个子帧中的每个子帧均具有T_sf＝(Δf_maxN_f/1000)·T_s＝1ms的部分。在这种情况下，可以存在一组UL帧和一组DL帧。

图2示出了可以对其实现由本公开提出的方法的、无线通信系统中的UL帧和DL帧之间的关系。

如图2所示，在UE中来自用户设备(UE)的UL帧编号I需要在相对应的DL帧的开始之前来发送T_TA＝N_TAT_s。

关于参数集μ，时隙在子帧中以升序来编号，并且在无线电帧中以升序来编号。一个时隙由连续的OFDM符号组成，并且根据使用中的参数集和时隙配置来确定子帧中的时隙的开始与相同子帧中的OFDM符号的开始在时间上对准。

并非所有UE都能够同时发送和接收，这意指并非DL时隙或UL时隙中的所有OFDM符号都可用于使用。

表2示出了针对参数集μ中的正常CP的、每时隙的OFDM符号的数目，以及表3示出了对参数集μ中的扩展CP的、每时隙的OFDM符号的数目。

[表2]

[表3]

NR物理资源

关于NR系统中的物理资源，可以考虑到天线端口、资源网格、资源元素、资源块、载波部分等。

在下文中，将更详细地描述能够在NR系统中考虑的以上物理资源。

首先，关于天线端口，天线端口被定义，使得能够从通过其发送相同天线端口上的符号的另一信道来推断通过其发送在一个天线端口上的符号的信道。当从通过其发送另一天线端口上的符号的另一信道来推断通过其接收一个天线端口上的符号的信道的大尺度性能时，两个天线端口可以处于QC/QCL(准共址的或准共址)关系。在本文中，大尺度性能可以包括延迟扩展、多普勒扩展、多普勒频移、平均增益和平均延迟中的至少一个。

图3示出了可以对其实现由本公开提出的方法的、无线通信系统中支持的资源网格的示例。

参见图3，资源网格由频域中的个子载波组成，每个子帧由14·2μ个OFDM符号组成，但是本公开不限于此。

在NR系统中，通过由个子载波组成的一个或多个资源网格以及个OFDM符号来描述发送信号。在本文中，以上指示最大传输带宽，并且它不仅可以在参数集之间改变，而且还可以在UL和DL之间改变。

在这种情况下，如图4所示，可以对参数集μ和天线端口p配置一个资源网格。

图4示出了可以向其应用由本说明书提出的方法的天线端口和振铃器专用资源网格的示例。

用于参数集μ和天线端口p的资源网格的每个元素被指示为资源元素，并且可以唯一地由索引对标识。在本文中，是频域中的索引，并且指示子帧中的符号的位置。为了指示时隙中的资源元素，使用索引对在本文中，

用于参数集μ和天线端口p的资源元素与复数值相对应。当不存在混淆的风险时或者当特定的天线端口或参数集被指定时，可以丢弃索引p和μ，由此复数值可以变为或

另外，物理资源块被定义为频域中的个连续子载波。在频域中，物理资源块可以从0到被编号。此时，可以如在公式1中，给出物理资源块号n_PRB和资源元素(k,l)之间的关系。

[公式1]

另外，关于载波部分，UE可以被配置为仅使用资源网格的子集来接收或发送载波部分。此时，UE被配置为接收或发送的一组资源块在频率区域中从0到被编号。

同步信号(SS)和SS/PBCH块

(1)同步信号

关于物理层小区标识，可以通过公式2给出1008个物理层小区标识。

[公式2]

在公式2中，并且

此外，关于主同步信号(PSS)，可以由公式3定义用于PSS的序列d_PSS(n)。

[公式3]

在公式3中，可以如公式4所示，配置x(m)(即，生成PSS的序列的多项式)，并且在公式5中示出了初始值(即，初始多移位寄存器值或初始条件)。

[公式4]

x(i+7)＝(x(i+4)+x(i))mod2

[公式5]

[x(6) x(5) x(4) x(3) x(2) x(1) x(0)]＝[1 1 1 0 1 1 0]

此外，关于辅同步信号(SSS)，可以由公式6定义针对SSS的序列d_sSS(n)。

[公式6]

d_SSS(n)＝[1-2x₀((n+m₀)mod127)][1-2x₁((n+m₁)mod127)]

0≤n＜127

在公式6中，可以如公式7所示，配置x₀(m)和x₁(m)(即，用于生成SSS的序列的第一多项式和第二多项式)并且在公式8中示出了每个初始值(即，初始多移位寄存器值)。

[公式7]

x₀(i+7)＝(x₀(i+4)+x₀(i))mod2

x₁(i+7)＝(x₁(i+1)+x₁(i))mod2

[公式8]

[x₀(6) x₀(5) x₀(4) x₀(3) x₀(2) x₀(1) x₀(0)]＝[0 0 0 0 0 0 1]

[x₁(6) x₁(5) x₁(4) x₁(3) x₁(2) x₁(1) x₁(0)]＝[0 0 0 0 0 0 1]

在这种情况下，参考公式4和7，将用于生成SSS序列的多项式中的一个(即，x₀(m))配置为等于用于生成PSS的序列的多项式(即，x(m))。然而，用于生成PSS的序列的多项式的初始值被配置为不同于用于生成SSS的序列的多项式的初始值。

(2)SS/PBCH块

将描述与SS/PBCH块的时频结构有关的内容。在时域中，SS/PBCH块由在顺序上从0到3编号的四个OFDM符号构成。此外，在频域中，SS/PBCH块构成在顺序上从0到287顺序编号的24个连续资源块，并且从最低编号的资源块开始。

UE需要假设的是构成PSS的符号的序列d_PSS(0)，…，d_PSS(126)，其将由元素β_SS缩放并且以k的升序映射到资源元素(k，l)_p，μ，以遵循PSS功率分配。此时，k和1由下表4给出，并且分别表示SS/PBCH块中的频率索引和时间索引。

此外，UE需要假设的是构成PSS的符号的序列d_SSS(0)，…，d_SSS(126)，其将由元素β_SS缩放并且以k的升序映射到资源元素(k，l)_p，μ以遵循SSS功率分配。此时，k和1由下表4给出，并且分别表示SS/PBCH块中的频率索引和时间索引。

此外，UE需要假设的是构成PBCH的复数值符号的序列d_PBCH(0),…,d_PBCH(M_symb-1)，其将由元素β_`PBCH缩放并且以从d_PBCH(0)开始的顺序映射到资源元素(k,l)_p,μ来遵循PBCH功率分配。这里，资源元素不用于PBCH解调参考信号。

未预留用于其他目的的资源元素的映射首先以索引k的顺序增加，然后对索引l增加。此时，k和l由下表4给出，并且分别表示SS/PBCH块中的频率索引和时间索引。

此外，UE需要假设的是构成用于SS/PBCH块的符号l中的PBCH的解调参考信号的复数值符号的序列r_l(0),…,r_l(71)，其将由元素β_`PBCH缩放并且从k开始按序被映射到资源元素(k,l)_p,μ，以遵循PBCH功率分配。此时，将k和l通过以下表4被给出，并且分别表示SS/PBCH块中的频率索引和时间索引。

此外，UE需要假设的是天线端口为4000(即，p＝4000)并且子载波间隔针对SS/PBCH块配置为μ∈{0,1,3,4}，以及需要假设用于PSS、SSS和PBCH的相同的循环前缀(CP)长度和子载波间隔。

[表4]

此外，关于SS/PBCH块的时间位置，UE需要根据标准(规范)监测预定时域位置处的可用SS/PBCH块。

自包含子帧结构

在NR系统中考虑的时分双工(TDD)结构是在一个子帧中处理上行链路(UL)和下行链路(DL)两者的结构。这是为了最小化TDD系统中的数据传输的延迟，并且该结构被称为自包含子帧结构。

图5图示了可以对其应用本说明书中提出的方法的自包含子帧结构的示例。图5仅是为了方便描述，而不限制本发明的范围。

参见图5，假设的是，一个子帧由如传统LTE中的14个正交频分复用(OFDM)符号构成。

在图5中，区域502是指下行链路控制区域，以及区域504是指上行链路控制区域。此外，除了区域502和504之外的区域(即，不具有单独指示的区域)可以被用于发送下行链路数据或上行链路数据。

也就是说，可以在一个自包含子帧中发送上行链路控制信息和下行链路控制信息。相反，在一个自包含子帧中发送上行链路数据或下行链路数据。

当使用图2中所示的结构时，在一个自包含子帧中，下行链路传输和上行链路传输可以顺序地进行，并且可以执行下行链路数据的发送和上行链路ACK/NACK的接收。

因此，当发生数据传输的错误时，可以减少对重传数据所需的时间。因此，可以最小化与数据传递相关联的延迟。

在图5中所示的自包含子帧结构中，要求了用于在基站(e节点B、eNB或gNB)和/或终端(用户设备(UE))中，从传输模式切换到接收模式的过程或从接收模式切换到传输模式的过程的时间间隔。与该时间间隔相关联，当在自包含子帧中的下行链路传输之后执行上行链路传输时，一些OFDM符号可以被配置为保护时段(GP)。

模拟波束成形

在毫米波(mmWave、mmW)通信系统中，随着信号的波长变短，可以在相同区域中安装多个(或多路复用)天线。例如，在30CHz波段中，波长约为1cm，并且当根据二维布置形式，在5cm x 5cm的面板中，以0.5λ的间隔安装天线时，可以安装总共100个天线元件。

因此，在mmW通信系统中，可以考虑通过使用多个天线元件增加波束成形(BF)增益或增加吞吐量来增加覆盖范围或增加吞吐量的方法。

在这种情况下，当安装收发器单元(TXRU)以便调整用于每个天线元件的发射功率或相位时，独立的波束成形针对每个频率资源是可能的。

然而，就成本而言，用于在所有天线元件(例如，100个天线元件)中安装TXRU的方法是低效的。因此，可以考虑用于将多个天线元件映射到一个TXRU并且通过使用模拟移相器来控制波束的方向的方法。

以上模拟波束形成方法可以在所有频带中仅生成一个波束方向，从而可以不执行频率选择波束操作。

因此，可以考虑用比Q个天线元件少的B TXRU的混合波束形成，作为数字波束形成和模拟波束形成的中间形式。在这种情况下，尽管根据B TXRU和Q个天线元件的连接方法存在差异，但是可以同时发送的波束的方向的数目被限制为B或更小。

在下文中，在本说明书中，将描述关于当考虑其中两个或更多个不同的参数集同时存在在相同频率和/或相同时间点处的帧结构时使用的同步信号的内容。

为了将相对应的系统与传统LTE系统区分开，可以在相对应系统中使用的物理信号和/或物理信道被指定(或被定义)为向其添加“x-”的x-主同步信号(PSS)、x-辅同步信号(SSS)、x-物理广播信道(PBCH)、x-物理下行链路控制信道(PDCCH)/x-增强型PDCCH(EPDCCH)等。这里，“x”可以是指“NR”。本说明书中考虑的同步信号(SS)是指由UE使用的以执行同步的信号，诸如x-PSS、x-SSS和/或x-PBCH。

当两个或更多个不同的参数集(例如，子载波间隔等)共存时，可以考虑两种同步信号设计方法。

首先，可以考虑用于为每个参数集发送不同同步信号的方法。然而，在该方法的情况下，系统可能具有大的同步开销，UE可能具有高解码复杂度。接下来，可以考虑一种方法，其中在多个参数集当中，在基站和UE之间通过预定方法(即，预先配置的参考)配置一个默认参数集，并且根据配置的默认参数集发送同步信号。该方法的优点在于，与以上第一种方法相比，用于同步信号的解码复杂度和同步开销是小的。

在本说明书中，描述了一种用于在多个参数集当中，根据在基站和UE之间预先配置的一个(即，单个)默认参数集来发送和接收同步信号的方法。在这种情况下，可以根据频带(例如，6GHz或更小的频带、6GHz或更大的毫米波等)，独立地确定用于发送同步信号的默认参数集。

此外，UE可以被配置为通过盲解码获得(或找出)关于默认参数集的信息。在这种情况下，为了减少用于默认参数集的盲解码的数目，可以预先配置其中可以将每个默认参数集配置为不同值的候选。例如，当存在用于默认参数集的两个候选时，可以使用通过配置两个信道栅格集(或信道栅格配置)，将一个参数集映射到一个集的方案。作为示例，可以在100kHz处配置第一参数集，以及可以在300kHz处配置第二参数集。

在下文中，将描述用于在其中使用默认参数集的系统中设计(或配置、生成)用于同步信号的序列的方法。具体地，在下文中将描述一种方法，其中当预先配置向其发送同步信号的默认频带时，并且当该频带被配置为使用默认参数集时，配置和分配可以被用作主同步信号(PSS)的序列(即，配置到PSS的序列、用来生成PSS的序列)。此外，在本说明书中，还将描述用于配置和分配不仅可以被用作PSS而且可以被用作辅同步信号(SSS)的序列的方法。

另外，不言而喻，即使不使用默认参数集时，也可以以相同或类似的方式应用本说明书中以下描述的同步信号的序列设计方案。

首先，如下可以考虑以确定默认参数集和/或用于(施加到)同步信号的参数集的这些元素中的一些。

-子载波间隔

-循环前缀(CP)长度

-同步信号的带宽

在下文中，将详细地描述这些元素。

首先，描述了与子载波间隔有关的内容。通常，基于循环前缀-正交频分复用(CP-OFDM)的同步信号可能对频率偏移值敏感。因此，为了确定子载波间隔，必须的是，根据载波频率值来考虑频率偏移值。根据NR系统的性能验证的模拟假设，所需的频率偏移值根据初始获取和非初始获取而是不同的。此时，初始获取和非初始获取可以意指用于同步信号的初始获取和非初始获取。

在初始获取的情况下，发送和接收点(TRP)被认为是均匀分布标准+/-0.05ppm，并且在UE的情况下，TRP可以被认为是均匀分布标准+/-5,10,20ppm。相反，在非初始获取的情况下，TRP被认为是均匀分布标准+/-0.05ppm，并且在UE的情况下，TRP可以被认为是均匀分布标准+/-0.1ppm。在这种情况下，使用初始获取中考虑的5ppm、10ppm和15ppm，根据载波频率值来计算频率偏移值，如下表5所示。

[表5]

表5中的值是根据可以在NR系统中考虑的示例性载波频率计算的值。参考表5，随着载波频率增加，载波频率偏移趋向增加。通常，载波频率偏移的影响在初始获取情况下可能很重要。因此，有必须减小载波频率偏移对同步信号(即PSS)的影响。

另外，以下表6示出了根据用于不同载波频率值的特定子载波间隔值的归一化频率偏移值。

[表6]

参考表6，随着子载波间隔值增加，频率偏移值趋向减小。也就是说，随着子载波间隔值增加，可以增强初始接入性能。因此，当考虑6GHz或更低(低于6GHz)时(即，当不执行模拟波束成形时)，将默认子载波间隔设置为Δf_d并且可以将同步信号的子载波间隔设置为默认子载波间隔的N倍(即，N*Δf_d)。在这种情况下，N可以被设置为2或2ⁿ(此时，n为正整数)的倍数。

此外，除了初始获取之外，诸如SSS和/或物理广播信道(PBCH)的信号的子载波间隔可以被配置为使用由与PSS使用的子载波间隔(即，应用于PSS的子载波间隔)相同的值。然而，由于不是初始获取SSS和PBCH，因此SSS和PBCH可能不会受到频率偏移值的显著影响。因此，对于SSS和/或PBCH，可以配置除了由PSS使用的子载波间隔(例如，N*Δf_d)之外的默认子载波间隔(例如Δf_d)。

接下来，描述与CP长度有关的内容。通常，CP长度可以用于防止由延迟扩展引起的符号间干扰(ISI)。此外，由于随着子载波间隔变大而符号持续时间变短，所以随着子载波间隔变大，CP长度也可以变短。因此，当使用具有大值的子载波间隔时，缩短了CP长度，使得可以降低具有大延迟扩展的信道中的性能。

然而，为了在6GHz或更小的频带(即，低于6GHz频带)中支持NR系统，系统需要甚至在具有长延迟扩展的信道(例如，扩展的典型城市模型(ETU)、抽头延迟线等)的信道中被配置为大致操作。因此，考虑到延迟扩展，可以将CP长度配置为更大可能是有利的。

接下来，描述与用于同步信号的带宽相关的内容。用于现有LTE系统(即，传统LTE系统)的同步信号的带宽是1.08MHz。当在NR系统中配置具有大于现有LTE系统的子载波间隔值的值的子载波间隔时，更宽的带宽被用于同步信号。然而，随着要接收的带宽变得更宽，UE的计算复杂度会增加。因此，为了防止计算复杂度增加，可以期望的是，要用于NR系统的同步信号的带宽被保持与LTE系统的带宽相类似。

考虑到以上元素，可以存在用于设计NR系统的同步信号的各种方法。在本发明的各种实施例中，可以考虑以下四种方法(方法1至方法4)。在下文中，在这些方法中，Δf_d表示默认子载波间隔，并且Δf_PSS和Δf_SSS分别表示用于PSS(即NR PSS)和SSS(即NR SSS)的子载波间隔。

(方法1)

方法1是用于将要用于(或应用于)PSS和SSS的子载波间隔配置为与默认子载波间隔相同的值(即，Δf_d＝Δf_PSS＝Δf_SSS)的方法。换句话说，当确定(或配置)将要用于每个频带的默认子载波间隔时，将要用于PSS和SSS的子载波间隔可以被配置为等于默认子载波间隔。

例如，当针对4GHz或6GHz附近的中心频率配置15kHz的默认子载波间隔时，应用于PSS和SSS的子载波间隔可以被配置为15kHz。然而，当如上所述(例如，表5)，将用于同步信号的子载波间隔配置为6GHz或更小的频带(低于6GHz)中的15kHz(即，LTE系统的子载波间隔)时，PSS的频率估计(偏移)操作可能受载波频率偏移的影响。

作为另一示例，当对4GHz或6GHz附近的中心频率配置60kHz的默认子载波间隔时，应用于PSS和SSS的子载波间隔也可以被配置为60kHz。当如上所述(例如，表5)，将同步信号的子载波间隔配置为高于15kHz的60kHz时，PSS的频率估计(偏移)操作可能受载波频率偏移的影响。

(方法2)

方法2是用于将要用于PSS和SSS的子载波间隔配置为彼此相等并且通过使默认子载波间隔缩放N倍来配置被配置为彼此相等的子载波间隔的方法(即，N*Δf_d＝Δf_PSS＝Δf_SSS)。换句话说，当确定(或配置)要用于每个频带的默认子载波间隔时，可以通过缩放默认子载波间隔的N倍来配置要用于PSS和SSS的子载波间隔。在这种情况下，N可以以2的倍数的形式被缩放(即，N＝(2n)^±1，其中n为正整数)，或者可以以2_m的形式缩放(即，N＝2^m，其中m为整数)。

例如，当对4GHz或6GHz附近的中心频率配置15kHz的默认子载波间隔时，应用于PSS和SSS的子载波间隔可以被配置为通过缩放15kHz的4倍获得的60kHz。使用该方法，PSS的频率估计(偏移)操作可以受载波频率偏移的影响较小。

(方法3)

方法3是用于将要用于SSS的子载波间隔配置为等于默认子载波间隔并且通过缩放默认的子载波间隔N倍来配置要用于PSS的子载波间隔的方法(即，N*Δf_d＝Δf_PSS，Δf_d＝Δf_SSS)。换句话说，当确定(或配置)要用于每个频带的默认子载波间隔时，可以通过缩放默认子载波间隔N倍来配置要用于PSS的子载波间隔，并且可以将要用于SSS的子载波间隔配置为等于默认子载波间隔。

例如，当对4GHz或6GHz附近的中心频率配置15kHz的默认子载波间隔时，可以将应用于PSS的子载波间隔配置为60kHz(N＝4)并且可以将应用于SSS的子载波间隔配置为15kHz。在这种情况下，由于PSS的频率估计(偏移)操作可能受载波频率偏移的影响较小并且SSS中的CP长度与现有LTE系统的CP长度相同，因此有利的是即使在具有长延迟扩展的信道中，也可以有效地执行小区ID检测操作。

(方法4)

方法4是用于将要用于PSS的子载波间隔配置为等于默认子载波间隔并且通过将默认子载波间隔缩放N倍来配置要用于SSS的子载波间隔的方法(即，Δf_d＝Δf_PSS，N*Δf_d＝Δf_SSS)。换句话说，当确定(或配置)了要用于每个频带的默认子载波间隔时，可以通过缩放默认子载波间隔N倍来配置要用于SSS的子载波间隔，并且可以将要用于PSS的子载波间隔配置为等于默认子载波间隔。

例如，当对4GHz或6GHz附近的中心频率配置15kHz的默认子载波间隔时，要应用于SSS的子载波间隔可以被配置为60kHz(N＝4)并且可以将应用于PSS的子载波间隔配置为15kHz。

此外，在本发明的各种实施例中，可以对PSS和SSS配置不同的子载波间隔，如在以上方法3和方法4中。在这种情况下，可以考虑使用通过按1/2^m倍缩小要发送的带宽而获得的带宽以及基于一个符号按2^m倍增加的数目的符号来发送PSS和/或SSS的方法。

例如，如在上述方法3中，当对4GHz或6GHz附近的中心频率配置15kHz的默认子载波间隔时，应用于PSS的子载波间隔可以被配置为60kHz(N＝4)并且应用于SSS的子载波间隔可以被配置为15kHz。在这种情况下，当像现有LTE系统将6个RB(即，1.08MHz，72个资源元素(RE))分配给SSS序列(例如，传统SSS序列)时，可以经由一个符号发送SSS。

在这种情况下，可以考虑用于其中将要发送PSS的带宽限制为1.08MHz并且配置要经由四个符号发送PSS序列的方法。其详细示例在图6中示出。

图6图示了用于发送可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号的方法的示例。图6仅是为了便于描述，并不限制本发明的范围。

参见图6，假设根据用于SSS传输的带宽发送同步信号(即，PSS和SSS)。此外，假设SSS在子帧(例如，用于SSS参数集的单个子帧)的第5个OFDM符号(OFDM符号#5)中发送，并且PSS通过位于第6个OFDM符号(OFDM符号#6)的位置的四个短OFDM符号发送。在这种情况下，由于PSS通过四个OFDM符号发送，因此用于PSS的带宽是现有带宽的1/4倍。

另外，其处发送SSS和/或PSS的位置(或符号)仅是示例，并且SSS和/或PSS可以位于14个符号(即，OFDM符号#0至#13)当中不重叠的任意符号处。

通过四个OFDM符号发送的PSS的序列可以被配置为以与以下示例相同的方案发送。

例如，对于PSS传输，使用不同根索引的长度为17的四个Zadoff-Chu序列可以被配置为在每个符号中逐个发送。对另一示例，对于PSS传输，可以将使用相同根索引的长度为17的一个ZC序列配置为重复发送到每个符号。对又一示例，对于PSS传输，可以生成使用不同根索引的长度为17的两个ZC序列(即，第一序列A和第二序列B)，并且可以根据各种类型的组合(诸如ABAB、AABB、ABBA等)，将两个生成的序列配置为通过四个符号发送。

在以上PSS传输方案中，通过将覆盖码应用于每个符号来增强相关性能是有利的。此外，由于以60kHz的子载波间隔配置PSS，因此通过四个符号发送PSS仅需要1ms。另外，如上所述的PSS和SSS传输方案有利于即使对PSS和SSS配置了不同的子载波间隔，也仅过滤预定带宽(例如，1.08MHz)并接收同步信号。

在这种情况下，可以在四个符号中的每个符号的前面配置缩小到应用于PSS的子载波间隔值(例如，60kHz)的CP。

此外，在本发明的各种实施例中，可以为PSS和SSS配置相同的子载波间隔，如在上述方法1和方法2中。在这种情况下，可以通过以下方法配置或分配要用于PSS的序列(即，PSS序列)。

首先，可以考虑使用具有与SSS相同长度的PSS的方法。也就是说，该方法是用于将SSS序列的长度和PSS序列的长度配置为彼此相等的方法。例如，如上所述(例如，方法1)，当对4GHz或6GHz附近的中心频率配置15kHz的默认子载波间隔时，应用于PSS和SSS的子载波间隔可以被配置为15kHz。在这种情况下，当像现有LTE系统一样6个RB(即，1.08MHz，72个RE)被分配给PSS和SSS时，可以经由一个符号发送PSS和SSS(中的每一个)。

接下来，可以考虑用于使用具有比用于PSS传输的SSS短N倍长度的序列但是保持现有带宽恒定的方法。在这种情况下，通过每N个RE映射PSS序列而不是在频率轴上将PSS序列映射到RE，可以使现有带宽保持恒定。也就是说，即使PSS序列短于SSS序列，也可以通过以规则间隔映射PSS序列来将PSS和SSS的传输带宽保持为彼此相等。在这种情况下，可以在未向其映射PSS序列的子载波(或RE)中填充“0”，并且可以使用增加N倍的功率来发送向其映射PSS序列的子载波。在图7中图示其详细示例

图7图示了用于发送可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号的方法的另一示例。图7仅是为了便于描述，而不是限制本发明的范围。

具体地，图7(a)图示了现有的PSS序列映射方案以及图7(b)图示了本说明书中提出的PSS序列映射方案。

参见图7，每个方块意指子载波(或RE)，并且所检查的区域意指向其映射PSS序列的RE。此外，假设的是，在本说明书中提出的PSS序列的长度被配置为比现有PSS序列的长度短N倍。

在图7(a)的情况下，如上所述，现有PSS序列可以被配置为映射到每个RE，并且子载波间隔可以由Fd kHz表示。

相反，在图7(b)的情况下，本说明书中提出的PSS序列可以被配置为映射到每N个RE。在这种情况下，未向其映射“0”的子载波(即，向其映射PSS序列的子载波)之间的间隔可以被表示为N*Fd kHz。此外，在时间轴上，在除了CP长度之外的一个符号内的空间中重复相同的序列N次，并且结果，不改变实际的符号持续时间。作为示例，当PSS序列被映射到每个RE时，对应于PSS序列的持续时间可以被配置为等于符号持续时间。在这种情况下，当PSS序列被映射到每N个RE时，对应于PSS序列的持续时间可以是符号持续时间的1/N倍。因此，当PSS序列被映射到每N个RE时，在相同的符号持续时间内，重复PSS序列N次。

使用本说明书中提出的PSS序列配置和分配方法(例如，图7(b)所示的方法)，当UE使用PSS执行频率估计(或频率测量)时，UE可以更少受载波频率偏移影响。具体地，当根据现有方案将PSS映射到每个RE时(例如，图7(a))，根据载波频率偏移的影响，由于相邻子载波引起的小区间干扰(ICI)可能很大。另一方面，当如本说明书中提出的那样，对每隔N个RE映射和发送PSS时，存在由于子载波间隔按N*子载波间隔分开而导致的小区间干扰，使得该影响可以被减小。

此外，关于小区ID(例如，物理层小区ID)，在现有情况下，使用一种选择三个PSS序列候选中的一个和168个SSS序列候选中的一个来选择(或者识别或确定)504个小区标识符中的一个的方法。然而，在以上方法中，为了区分用于选择PSS的三个候选，UE需要重复执行三次高复杂度的操作。

因此，为了减轻UE的负担，可以考虑用于通过使用用于PSS的一个候选以及使用用于SSS的与小区识别符的总数目相对应的候选来选择这些小区标识符中的一个的方法。作为示例，可以考虑使用一个候选用于PSS和使用504个或1008个候选用于SSS的方法。

在这种情况下，由于该方法减少了与PSS相关的候选的数目，因此可以原样地使用上述方案的PSS序列。作为示例，可以使用以上公式3、4和5生成PSS序列。

然而，由于SSS的候选数目增加，因此需要重新考虑SSS序列的设计方法。也就是说，需要考虑用于生成(或配置)与所有小区标识符一样多的SSS序列的方法。作为示例，可以使用以上公式6、7和8生成PSS序列。

具体地，可以在以下方案中配置(或设计、分配)SSS，以便区分所有小区标识符(例如，504个小区标识符、1008个小区标识符)。在下文中，为了便于描述，假设小区标识符的总数被配置为504，其是现有LTE系统中的小区标识符的总数。在这种情况下，不用说，相应的方法可以类似地甚至应用于NR系统的小区标识符的总数不同于现有情况(例如，1008)的情况。

例如，总长度72序列可以用于SSS序列，但是可以考虑保护区域，首先生成长度67序列。也就是说，通过考虑保护区域，可以使用序列，该序列具有比分配给SSS序列的频域更短的长度。此时，当带宽是1.04MHz、子载波间隔是15kHz和/或带宽是4.16MHz并且子载波间隔是60kHz时，也可以使用总长度72。在这种情况下，生成的长度67序列可以是ZC序列(Zadoff-Chu序列)、M序列(M序列)等。

此后，可以通过将一个采样添加到所生成的长度67序列来生成长度68序列(例如，ZC序列、M序列等)。例如，可以通过将序列的第一个采样添加(即，循环移位)到序列的末尾来生成长度68序列。可替选地，作为另一示例，可以考虑通过将“0(零)”添加到任意数位来生成长度68序列的方法。在这种情况下，第一示例的方法(即，使用循环移位的方法)可能更有利。

此后，可以通过添加两个“0”采样来生成总长度72的序列，以用于在所生成的长度68序列的两端进行保护。换句话说，可以根据分配给SSS序列传输的资源区域的长度来生成(或配置、设计)用于生成SSS序列的序列。在下文中，在本说明书中，通过以上过程产生的序列可以被称为第一序列。

当生成的长度72序列是ZC序列时，总共67个根索引可以用于相应的序列。然而，考虑到峰值平均功率比(PAPR)，可以使用67个根索引中仅63个根索引(例如，3,4,5,...,63,64,65)。可替选地，当生成的长度72序列基于长度68的M序列时，该序列可以利用总共68个循环移位值。即使在这种情况下，考虑到PAPR和相关值，也可以仅使用一些循环移位值(例如，63个值)。

在这种情况下，可以另外考虑将应用于通过以上过程生成的序列的加扰序列。此时，加扰序列可以是指乘以特定序列的序列。也就是说，为了生成SSS序列，可以考虑将生成的序列乘以具有与对应序列相同长度的序列的方法。在这种情况下，序列之间的乘积可以是指对应于相同位置的序列的每个元素(或采样)之间的乘积。例如，当第一序列由[0 1 11 0 ...]构成而第二序列由[0 0 1 1 1 ...]构成时，由两个序列的元素的乘积产生的序列是[0*0 1*0 1*1 1*1 0*1 ...]。

在这种情况下，加扰序列可以是伪随机噪声序列(PN序列)、M序列、Hadamard序列、二进制序列等。

例如，当PN序列被用作加扰序列时，可以考虑一种方法，其中，对长度68的序列(例如，长度68的ZC序列)，通过加扰序列生成长度63的PN序列，如上所述，然后，通过添加5个采样来生成长度68的PN序列。即使在这种情况下，在如上所述的相同的方案中，可以考虑将序列的开始处的5个采样添加到序列的末尾(即，循环移位)或者通过将“0(零)”添加到任意数位5次来生成长度68序列的方法。

在这种情况下，为了使加扰序列具有八个候选，可以使用特定的起始采样值(或特定的初始值)来循环移位序列。可替选地，还可以考虑通过配置用于生成PN序列的不同的种子值来生成八个不同的PN序列的方法。这两种方法彼此不同之处在于在前者中，相同(即单个)序列被循环移位并且以八种不同的形式使用，而在后者中，使用八个不同的序列。

可替选地，作为另一示例，当M序列用作加扰序列时，可以考虑用于将长度68的M序列生成为以上长度68的序列(例如，长度68的ZC序列、长度68的M序列)的加扰序列的方法。在这种情况下，可以按八个不同的循环移位值分离(或生成)八个候选，使得加扰序列具有八个候选。

此后，可以通过添加两个“0”采样来生成总长度72的序列，以用于在所生成的长度68序列的两端进行保护。在下文中，在本说明书中，通过以上过程产生的序列可以被称为第二序列。

通过以上过程，可以生成两个长度为72的序列，即特定序列(即，第一序列)和用于特定序列的加扰序列(即，第二序列)，并且可以通过加扰两个生成的序列，最终生成SSS序列。例如，可以通过对长度72的ZC序列，加扰长度72的PN序列来生成SSS序列。可替选地，作为另一例子，可以通过对长度72的M序列，加扰长度72的另一M序列来生成SSS序列。

在这种情况下，当特定序列(即，第一序列)的候选的数目被配置为63并且用于加扰序列(即，第二序列)的候选的数目被配置为8时，可以分离(或区分)总数63*8个，即504个SSS序列候选。因此，当小区标识符的总数是504时，可以生成与所有小区标识符一样多的SSS序列。

如上所述，毋庸置疑，即使将小区标识符的数目配置为除504之外的数目，也可以应用以上SSS序列配置(或生成)方案。例如，当小区标识符的数目在NR系统中被配置为1008时，可以配置用于第一序列的112个候选，并且可以配置用于第二序列的9个候选。在这种情况下，可以通过第一序列和第二序列之间的乘积(即，第一序列的元素和第二序列的元素之间的乘积)最终产生的SSS序列候选的数目是1008。此外，在这种情况下，随着同步信号的序列长度变长，分配给同步信号的频域的数目，即RB的数目会增加(例如，12个RB)。

在这种情况下，第一序列的长度和第二序列的长度被配置为彼此相等，并且第一序列的长度和第二序列的长度等于最终形成的SSS序列的长度。也就是说，第一序列和第二序列中除保护区域之外的实际序列长度等于除了保护区域之外的实际SSS序列的长度。

此外，在这方面，在现有LTE系统中，交织两个短序列(例如，长度31的序列)以配置(或生成)SSS序列，而本说明书中提出的SSS序列基于长序列而配置。此时，长序列意指不是通过交织多个序列而生成的序列。可替选地，长序列可以意指根据分配给SSS序列的资源区域配置的序列(或者被配置为具有考虑保护区域的短长度的一些序列)。当使用长序列而不是短序列生成(或配置)SSS序列时，增强了这些序列之间的互相关性能，作为结果，可以防止其中UE不接收SSS的重影效应。

此外，如上所述，第一序列的候选的数目和第二序列的候选的数目可以被配置为不均匀的(即，部分的候选数目可以被配置为大于另一部分的候选的数目)。当第一序列中的候选的数目和第二序列中的候选的数目被配置为彼此相等时，使用第一序列和第二序列生成的SSS序列之间的互相关值可能是大的(例如，0.5)。相反，当第一序列的候选数目和第二序列的候选数目被配置为不相等时，这些所生成的SSS序列之间的互相关值是小的(即，互相关性能良好)。因此，当第一序列的候选的数目被配置为不同于第二序列的候选的数目时，存在可以增强SSS序列(即，SSS)的检测性能的优点。

此外，当第一序列和第二序列是M序列时，可以基于用于生成第一序列的第一多项式或用于生成第二序列的第二多项式生成PSS序列。在这种情况下，当用于生成PSS序列的多项式与用于生成SSS序列的多项式中的任何重叠时，因此可以降低用于生成用于同步信号的序列的复杂度。

此外，作为用于生成如上所述的SSS序列的初始值和/或多项式，可以使用上述同步信号相关内容的值和/或公式。

此外，为了使用SSS来区分子帧索引和/或帧索引，还可以考虑用于将另一加扰序列(即，第三序列)另外应用于通过上述过程所生成的SSS(即，SSS序列)的方法。也就是说，可以通过另外应用另一个加扰序列来增加候选的数目，并且可以将子帧索引和/或帧索引配置为通过新配置的候选来区分。

图8示出了用于发送可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号的方法的又一示例。图8仅仅是为了便于描述，而不是限制本发明的范围。

参见图8，假设应用于PSS的子载波间隔被配置为比应用于SSS的子载波间隔大四倍，并且应用于PBCH的子载波间隔被配置为等于应用于SSS的子载波间隔。还假设具有不同根索引的两种ZC序列(根索引7的ZC序列和根索引10的ZC序列)用于PSS传输。例如，使用不同根索引的、具有长度为17的两个ZC序列被用来传输PSS。

在这种情况下，通过长度为17的四个ZC序列发送PSS，其中，重复两次对应于每个根索引的ZC序列。

在这种情况下，PSS的传输带宽被配置为与SSS的传输带宽相同，并且可以将覆盖码[1,1,-1,1]应用于PSS，即，具有长度为17的四个ZC序列。此外，可以在PSS的一端和SSS的两端处执行用于保护区的零填充。在这种情况下，通过四个符号发送PSS(在这种情况下，对应于所有四个符号的持续时间与根据SSS的子载波持续时间配置的一个符号持续时间相同)。此外，如图8所示，可以将使用在PSS序列中的根索引分配给[7,10,7,10]。

此外，在这种情况下，如图8所示，可以将用于SSS传输的CP长度和用于PBCH传输的CP长度配置为彼此相同。另外，可以将基本SSS序列的长度配置为小于PBCH序列(即，用于PBCH传输的序列)的长度。

此外，在上述SSS序列生成(或配置)方案中，默认子载波间隔值被配置为15kHz。然而，这仅是为了便于描述的示例，并且默认子载波间隔在6GHz或更小的频带中可以为30kHz、60kHz等，并且在6GHz或更大的频带中可以为120kHz、240kHz等，以及60kHz。因此，基于默认子载波间隔值，可以根据以上方法，将用于PSS和/或SSS的子载波间隔值缩放为更大的或更小的。

此外，在本发明的各种实施例中，如上述方法1和方法2，当为PSS和SSS配置相同的子载波间隔时，可以考虑以下PSS序列配置和/或分配方法。在下文中，为了便于描述，假设应用于PSS和SSS的子载波间隔是15kHz。

例如，可以考虑通过将使用不同根索引的、具有长度为17的四个ZC符号频分复用(FDM)成一个符号来发送PSS序列(即，用于PSS的序列)的方法。作为另一示例，可以考虑通过将使用相同根索引的、具有长度为17的一个ZC序列FDM为一个符号来发送PSS序列的方法。在另一示例中，可以考虑生成使用不同的根索引的、具有长度为17的两个ZC序列(即，第一序列A、第二序列B)并且通过四个符号来FDM各种组合(诸如ABAB、AABB和ABBA)中生成的两个序列从而发送PSS序列的方法。

在以上示例中，为每个ZC序列应用覆盖码以提高相关性能是有利的。

在这种情况下，上述PSS可以具有用于检测小区标识符的一个或三个候选序列。当存在三个PSS序列候选时，根据用于每个候选的上述方法，需要配置不同的根索引。另一方面，当存在一个PSS序列候选时，可以基于用于识别所有小区标识符的方案(即，其中SSS序列的候选总数被配置为等于小区标识符的总数的方案)来生成(或配置)SSS序列。

图9图示了用于发送可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号的方法的又一示例。图9仅是为了便于描述，而不是限制本发明的范围。

参见图9，假设具有不同根索引的两种类型的ZC序列(根索引7的ZC序列和根索引10的ZC序列)被用于PSS传输。此时，ZC序列的长度被配置为17。

如上所述，通过FDM方法，将四个ZC序列(即，两个用于一种ZC序列)映射到资源区域。在这种情况下，可以将覆盖码[1,1,-1,1]应用于PSS，即四个ZC序列。另外，可以在PSS的一端处和SSS的两端处执行用于保护区域的零填充。此外，如图9所示，可以将用于具有长度为17的FDM序列的根索引配置为[7,10,7,10]。

此外，关于如上所述的PSS序列，可以选择用于ZC序列的根索引(即，用于生成ZC序列的根索引)以在这些所生成的ZC序列之间具有复共轭关系。也就是说，当ZC序列的长度是N_ZC时，能够通过(N_ZC-1)/2-m和(N_ZC-1)/2+m+1的组合来选择ZC序列。此时，m意指大于0且小于(N_ZC-1)/2的、包括0的整数。无论PSS设计的双工模式如何，都可以应用这种路径索引选择方法。

此外，在上述图8中，关于PSS，对具有60kHz的子载波间隔的每个OFDM符号配置缩小的CP。与此不同(即，缩小的CP未被附加到每个OFDM符号)，可以考虑生成对应于被用于具有15kHz的子载波间隔的OFDM符号的CP长度的一个CP(即，单个CP)并且将所生成的一个CP附加(或配置)到四个OFDM符号的前部的方法。在图10中图示其示例。

图10图示了用于发送可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号的方法的又一示例。图10仅仅是为了便于解释而不是限制本发明的范围。

参见图10，假设具有不同根索引的两种ZC序列(根索引7的ZC序列和根索引10的ZC序列)被用于PSS传输。此时，ZC序列的长度被配置为17。

在这种情况下，通过对应于60kHz的子载波间隔的四个符号发送PSS，并且在这种情况下，在四个符号之间不分配CP周期。相反，对应于15kHz的子载波间隔的CP位于四个连续符号的前部。

通过这样的排列(即，其中CP长度和位置与默认子载波间隔的CP长度和位置匹配的排列)，支持与在其中不发送PSS的另一频带中发送的数据信号进行复用是有利的。此时，PSS被配置为使用对应于默认子载波间隔的N倍(例如，N＝4)的子载波间隔(例如，60kHz的子载波间隔)，并且数据信号可以被配置为使用默认子载波间隔(例如，15kHz)。

另外，可以如下描述生成上述模型的方法。也就是说，在对应于默认子载波间隔的CP长度被用于使用对应于默认子载波间隔的N倍的子载波间隔的同步信号(例如，PSS)的情况下，如在以下示例中所示，也可以执行同步信号配置(或同步信号映射方法)。在这种情况下，假设重复配置前N个OFDM符号。

例如，对于以默认子载波间隔(例如，15kHz)配置的单个OFDM符号，可以基于频域，将映射信息映射到每N个RE并且将0插入到剩余N-1个RE来生成梳型符号。此后，可以通过将通过用N_IFFT大小执行快速傅里叶逆变换(IFFT)生成的时域序列划分为N个相等的部分来生成(获得)N_IFFT/N长度的时域序列。

在这种情况下，如图9所示，为了获得与使用具有复共轭关系的根索引值相同的效果，在第一N_IFFT/N长度的区域(即，N个OFDM符号的第一符号)中，插入N划分的时域序列，并且在N_IFFT/N长度的下一个区域中，可以插入被配置为N划分域序列的复共轭值的时域序列。重复以上操作直到长度变为N_IFFT，使得可以生成最终时域序列。即，最后，可以重复以上操作，直到生成N_IFFT/N长度的时域序列。

此后，通过将对应于在具有默认子载波间隔的OFDM符号中使用的CP长度的一个(即，单个)CP插入(附加)到向其映射相应的时域序列的符号的前部，可以完成最终时域OFDM符号(即，最终时域OFDM符号结构)。

如下替换用于以上示例的特定数字。当1.08MHz被用作同步信号的传输带宽并且对72个RE考虑4次重复时，将具有长度为17的ZC序列插入到每4个RE，并且可以将“0”插入到剩余的3个RE中。此时，长度为17可以意指对应于小于或等于通过将72除以4而获得的值(即，18)的数当中的最大奇数的长度。

此后，以512个IFFT大小执行IFFT，并且可以通过将长度512划分为4个相等的部分来获得具有长度128的时域序列。此后，将四个分时域序列插入到第一128长度区域(即，可以映射128长度时域序列的第一区域，即4个OFDM符号的第一OFDM符号)，以及可以将配置为四个分时域序列的复共轭值的时域序列插入到下一个区域。通过再次重复这种操作，可以生成总长度为512的时域序列。此后，可以通过插入具有长度为40或36的CP来完成最终时域OFDM符号。

可替选地，作为另一示例，对于使用按默认子载波间隔(例如，15kHz)N倍来缩放的子载波间隔的OFDM符号，可以考虑通过基于频域来将数据插入到每个RE从而生成上述模型的方法。在将数据插入到每个RE之后，可以通过用N_IFFT/N大小执行快速傅立叶逆变换(IFFT)来生成(获得)具有N_IFFT/N长度的时域序列。

在这种情况下，如上图9所示，为了获得与使用具有复共轭关系的根索引值相同的效果，在第一N_IFFT/N长度的区域中，插入所生成的(即，首先生成的)时域序列，并且在N_IFFT/N长度的下一个区域中，可以插入被配置为所生成的时域序列的复共轭值的时域序列。重复以上操作直到长度变为N_IFFT，使得可以生成最终时域序列。即，最后，可以重复以上操作，直到生成N_IFFT/N长度的时域序列。

此后，通过将对应于在具有默认子载波间隔的OFDM符号中使用的CP长度的一个CP插入到向其映射相对应的时域序列的符号的前部，可以完成最终时域OFDM符号(即，最终时域OFDM符号结构)。

替代以上示例的特定数字如下。当1.08MHz被视为同步信号的传输带宽时，将配置有长度为17的ZC序列插入(或映射)到18个RE，并且可以将“0”插入剩余的一个RE。在这种情况下，假设的是，17被选择为奇数长度。

此后，以128IFFT大小执行IFFT，使得可以获得128长度的时域序列。此后，将生成的时域序列直接插入到第一128长度区域(即，其中可以映射128长度时域序列的第一区域)，以及可以将配置有所生成的序列的复共轭值的时域序列插入到其下一个区域。通过再次重复这种操作，可以生成总长度为512的时域序列。此后，可以通过插入具有长度为40或36的CP来完成最终时域OFDM符号。

此外，以与不应用诸如[1,1,1,1]的覆盖码的情况相同的形式配置在本说明书中提出的方法中使用的覆盖码。

另外，在本说明书中提出的方法中，通过其中假设同步带宽(即，同步信号的传输带宽)为约1MHz(即，1.08MHz)的情况，来配置长度(即，序列的长度)。然而，这仅仅是为了便于解释，并且自然地即使同步带宽增加到K MHz，也可以通过将序列的长度延长(即，可缩放地调整)L倍来应用上述方法。例如，即使将同步带宽配置为大约5MHz(例如，4.32MHz)时，序列的长度也被配置为4倍长(即4.32/1.08＝4倍)，因此可以以相同的方式应用本说明书中提出的方法。

此外，本说明书中提出的方法不仅可以应用在6GHz频带以下，还可以应用在6GHz频带以上(例如，30GHz、40GHz等)。另外，默认参数集可以由参考参数集、在特定频带中使用的参数集等来表示。另外，即使改变默认参数集，序列的长度也是恒定的，并且具有根据子载波间隔的可扩展传输带宽。

图11图示了通过发送和接收可以向其应用本说明书中提出的方法的同步信号来执行同步的用户设备的操作流程图。图11仅仅是为了便于描述，而不是限制本发明的范围。

参考图11，假设UE相对于同步信号监测在预先配置的带宽处的同步信号。

在步骤S1105中，UE从基站接收PSS和SSS。在这种情况下，可以通过上述方法接收PSS和SSS。也就是说，UE使用向其映射用于PSS的序列(即，上述PSS序列)的资源元素和向其映射用于SSS的序列(即，上述SSS序列)的资源元素来接收PSS和SSS。在这种情况下，可以根据以上方法生成(或配置)PSS的序列和SSS的序列。

在这种情况下，由第一序列和第二序列之间的乘积生成用于SSS的序列。此时，第一序列的数目(即，可以用于生成SSS序列的第一序列的候选的数目)大于第二序列的数目(即，可以用于生成SSS序列的第二序列的候选的数目)。

另外，可以将用于SSS的序列的数目(即，可生成的SSS序列的数目、SSS序列的候选的数目)配置为等于小区标识符(例如，物理层小区标识符)的数目(例如，1008)。在这种情况下，可以将小区标识符的数目配置为等于第一序列的数目和第二序列的数目的乘积。

另外，如上所述，第一序列和第二序列之间的乘积可以是第一序列的每个元素和第二序列的每个元素之间的乘积。

此外，如上所述，第一序列的长度和第二序列的长度可以分别与用于SSS的序列的长度相同。也就是说，可以由具有与SSS序列相同长度的两个序列(即，长序列)的乘积生成SSS序列。在这种情况下，第一序列和第二序列中的任何一个可以是M序列(m序列)。在这种情况下，可以基于特定初始值(例如，[0 0 0 0 0 0 1])和特定循环移位来生成M序列。也就是说，可以使用具有满足预定条件的特定初始值和循环移位的多项式来生成M序列。

另外，用于PSS的序列的多项式可以被配置为等于用于第一序列的第一多项式或用于第二序列的第二多项式。例如，当用于生成SSS序列的多项式由x₀(n)和x₁(n)表示，并且用于生成PSS序列的多项式由x(n)表示时，x(n)可以被配置为等于x₀(n)。然而，即使在这种情况下，如上所述，多项式的初始值可以被配置为彼此不同。

此外，如图8所示，通过物理广播信道(PBCH)连续地接收SSS，并且应用于SSS的CP和应用于PBCH的CP可以被配置为彼此相同。

本发明对其是适用的设备的概述

图12图示了可以对其应用本说明书中提出的方法的无线通信设备的框图。

参考图12，无线通信系统包括基站1210和位于基站1220的区域内的多个UE 1210。

基站1210包括处理器1211、存储器1212、和射频(RF)单元1213。处理器1211实现以上图1至图11中提出功能、过程和/或方法。无线接口协议的层可以由处理器1211实现。存储器1212与处理器1211连接以存储用于驱动处理器1211的各种信息。RF单元1213与处理器1211连接以发送和/或接收无线电信号。

UE 1220包括处理器1221、存储器1222、和RF单元1223。

处理器1221实现在以上图1至图11中提出的功能、过程和/或方法。无线接口协议的层可以由处理器1221实现。存储器1222与处理器1221连接以存储用于驱动处理器1221的各种信息。RF单元1223与处理器1221连接以发送和/或或接收无线电信号。

存储器1212和1222可以位于处理器1211和1221的内部或外部，并且通过各种公知的手段与处理器1211和1221连接。

作为示例，在支持低延迟服务的无线通信系统中，UE可以包括用于发送和接收无线电信号的射频(RF)单元和与RF单元功能性连接的处理器，以便发送和接收下行链路(DL)数据。

此外，基站1210和/或UE 1220可以具有单个天线或多个天线。

图13图示了根据本发明的实施例的通信设备的框图。

具体地，图13是更具体地示出以上图8的UE的图。

参见图13，UE可以被配置为包括处理器(或数字信号处理器(DSP))1310、RF模块(或RF单元)1335、电源管理模块1305、天线1340、电池1355、显示器1315、键盘1320、存储器1330、订户识别模块(SIM)卡1325(该组件是可选的)、扬声器1345和麦克风1350。UE还可以包括单个天线或多个天线。

处理器1310实现在以上图1至图11中提出的功能、过程和/或方法。无线接口协议的层可以由处理器1310实现。

存储器1330与处理器1310连接以存储与处理器1310的操作有关的信息。存储器1330可以位于处理器1310的内部或外部，并且通过各种公知的手段与处理器1310连接。

用户通过例如按下(或触摸)键盘1320上的按钮或通过使用麦克风1350的语音激活来输入诸如电话号码等的命令信息。处理器1310接收这样的命令信息并且处理以执行包括发出电话号码呼叫的适当的功能。可以从SIM卡1325或存储器1330提取操作数据。此外，处理器1310可以在显示器1315上显示命令信息或驱动信息，以供用户辨识和方便。

RF模块1335与处理器1310连接以发送和/或接收RF信号。处理器1310将命令信息传递到RF模块1335以发起通信，例如，发送构成语音通信数据的无线电信号。RF模块1335由用于接收和发送无线电信号的接收器和发送器构成。天线1340用于发送和接收无线电信号。在接收到无线电信号时，RF模块1335可以传递信号以供处理器1310处理并且将信号转换为基带。经处理的信号可以被转换成经由扬声器1345输出的可听的或可读的信息。

通过以预定方式组合本公开的结构元件和特征来实现以上实施例。除非单独指定，否则应当有选择地考虑每个结构元件或特征。可以在不需要与其他结构元件或特征组合的情况下执行每个结构元件或特征。另外，一些结构元件和/或特征可以彼此组合以构成本公开的实施例。可以改变本公开的实施例中描述的操作的顺序。可以在另一个实施例中包括一个实施例的一些结构元件或特征，或者可以用另一个实施例的相对应结构元件或特征代替。此外，显而易见的是，涉及特定权利要求的一些权利要求可以与涉及构成实施例的特定权利要求之外的其他权利要求的另一权利要求组合，或者在提交申请之后通过修改的手段来增加新的权利要求。

可以通过各种手段，例如硬件、固件、软件或其组合来实现本公开的实施例。在硬件配置中，根据本公开的实施例的方法可以通过一个或多个ASIC(专用集成电路)、DSP(数字信号处理器)、DSPD(数字信号处理设备)、PLD(可编程逻辑器件)、FPGA(现场可编程门阵列)、处理器、控制器、微控制器、微处理器等来实现。

在固件或软件配置中，本公开的实施例可以以模块、过程、功能等的形式来实现。软件代码可以被存储在存储器中并由处理器执行。存储器可以位于处理器的内部或外部，并且可以经由各种已知手段将数据发送到处理器并从处理器接收数据。

对于本领域技术人员来说将会显而易的是，在不脱离本发明的精神或范围的情况下，可以在本公开中进行各种修改和变化。因此，本发明旨在覆盖落入所附权利要求及其等同物的范围内的本发明的修改和变化。

[工业适用性]

尽管已经参考应用于3GPP LTE/LTE-A系统或5G系统(新RAT系统)的示例描述了在本发明的无线通信系统中发送和接收同步信号的方案，除了3GPP LTE/LTE-A系统或5G系统之外，该方案还可以应用于各种无线通信系统。

Claims

1.一种用于在无线通信系统中由用户设备(UE)执行同步的方法，所述方法包括：

从基站接收主同步信号(PSS)和辅同步信号(SSS)；以及

通过使用所接收的PSS和所接收的SSS来执行同步，

其中，由第一序列和第二序列之间的乘积来生成所述SSS的序列，以及

其中，所述第一序列的数目被配置为大于所述第二序列的数目。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，所述SSS的序列的数目被配置为等于小区标识符的数目。

3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述小区标识符的数目等于所述第一序列的数目与所述第二序列的数目的乘积。

4.根据权利要求2的方法，其中，所述第一序列与所述第二序列之间的乘积是所述第一序列的每一元素与所述第二序列的每一元素之间的乘积。

5.根据权利要求2所述的方法，其中，所述第一序列的长度和所述第二序列的长度中的每一个等于所述SSS的序列的长度。

6.根据权利要求5所述的方法，其中，所述第一序列和所述第二序列中的任何一个是M序列。

7.根据权利要求6所述的方法，其中，基于特定初始值和特定循环移位生成所述M序列。

8.根据权利要求2所述的方法，其中，用于所述PSS的序列的多项式被配置为等于用于所述第一序列的第一多项式和用于所述第二序列的第二多项式中的任何一个。

9.根据权利要求8所述的方法，其中，当用于所述PSS的序列的多项式为x(n)时，x(0)为0，x(1)为1，x(2)为1，x(3)为0，x(4)为1，x(5)为1，以及x(6)为1，

当所述第一多项式为x₀(n)时，x₀(0)为1，x₀(1)为0，x₀(2)为0，x₀(3)为0，x₀(4)为0，x₀(5)为0，以及x₀(6)为0，并且

当所述第二多项式为x₁(n)时，x₁(0)为1，x₁(1)为0，x₁(2)为0，x₁(3)为0，x₁(4)为0，x₁(5)为0，x₁(6)为0。

10.根据权利要求6所述的方法，其中，利用物理广播信道(PBCH)连续地接收所述SSS，以及

其中，应用于所述SSS的循环前缀被配置为等于应用于所述PBCH的循环前缀。

11.一种用户设备(UE)，在无线通信系统中执行同步，所述UE包括：

收发单元，所述收发单元用于发送和接收无线电信号；以及

处理器，所述处理器功能上连接到所述收发单元，

其中，所述处理器控制用于：

从基站接收主同步信号(PSS)和辅同步信号(SSS)，以及

通过使用所接收的PSS和所接收的SSS来执行同步，

其中，由第一序列与第二序列之间的乘积生成所述SSS的序列，以及

12.根据权利要求11所述的UE，其中，所述SSS的序列的数目被配置为等于小区标识符的数目。

13.根据权利要求12所述的UE，其中，所述小区标识符的数目等于所述第一序列的数目与所述第二序列的数目的乘积。

14.根据权利要求12所述的UE，其中，所述第一序列与所述第二序列之间的乘积是所述第一序列的每一元素与所述第二序列的每一元素之间的乘积。

15.根据权利要求12所述的UE，其中，所述第一序列的长度和所述第二序列的长度中的每一个等于所述SSS的序列的长度。

16.根据权利要求15所述的UE，其中，所述第一序列和所述第二序列中的任何一个是M序列。