KR101842102B1 - Electric power transmission device - Google Patents

Electric power transmission device Download PDF

Info

Publication number
KR101842102B1
KR101842102B1 KR1020150166678A KR20150166678A KR101842102B1 KR 101842102 B1 KR101842102 B1 KR 101842102B1 KR 1020150166678 A KR1020150166678 A KR 1020150166678A KR 20150166678 A KR20150166678 A KR 20150166678A KR 101842102 B1 KR101842102 B1 KR 101842102B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
power
current
inverter
frequency
coupling coefficient
Prior art date
Application number
KR1020150166678A
Other languages
Korean (ko)
Other versions
KR20160065014A (en
Inventor
다카히로 미사와
Original Assignee
도요타 지도샤（주）
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 도요타 지도샤（주） filed Critical 도요타 지도샤（주）
Publication of KR20160065014A publication Critical patent/KR20160065014A/en
Application granted granted Critical
Publication of KR101842102B1 publication Critical patent/KR101842102B1/en

Links

Images

Classifications

    • H02J17/00—
    • B60L11/182—
    • H02J7/025—
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2210/00—Converter types
    • B60L2210/40—DC to AC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/505—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M7/515—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M7/525—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency
    • H02M7/527—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with automatic control of output waveform or frequency by pulse width modulation
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/70—Energy storage systems for electromobility, e.g. batteries
    • Y02T10/7216—

Landscapes

  • Inverter Devices (AREA)
  • Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)

Abstract

본건에 관련된 상기 송전 장치(130)는, 인버터(142), 송전부(132), 전자 제어 장치(170)를 포함한다. 상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 인버터(142)로부터 상기 송전부(132)에의 출력 전류의 전류 위상이 출력 전압에 대하여 진각하고 있는 것을 검지하였을 때에는 상기 전류 위상의 진각이 작아지는 방향으로 상기 교류 전력의 주파수를 조정하도록 구성된다.The power transmission apparatus 130 relating to the present invention includes an inverter 142, a power transmission unit 132, and an electronic control unit 170. [ When the electronic controller 170 detects that the current phase of the output current from the inverter 142 to the power transmitting unit 132 is advanced with respect to the output voltage, And is configured to adjust the frequency of the AC power.

Description

송전 장치{ELECTRIC POWER TRANSMISSION DEVICE}ELECTRIC POWER TRANSMISSION DEVICE

본 발명은 송전 장치에 관한 것으로서, 상세하게는, 수전 장치에 비접촉으로 전력을 송전하는 송전 장치에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE INVENTION Field of the Invention [0001] The present invention relates to a power transmission apparatus, and more particularly, to a power transmission apparatus that transmits power to a power reception apparatus in a non-contact manner.

종래에, 이 종류의 기술로서는, 송전 장치로부터 수전 장치에 비접촉으로 전력을 송전하는 시스템에 있어서, 규격화 송전 전류에 기초하여 송전 장치의 전원 주파수를 제어하는 것이 제안되어 있다(예를 들면, 일본 공개특허 특개2014-103754호 공보 참조). 규격화 송전 전류는, 제 1 송전 전류의 최대값에 대한 제 2 송전 전류로서 정의되어 있다. 제 1 송전 전류는, 송전 장치와 수전 장치가 무결합 상태에 있어서의 송전 장치의 송전 전류로서 정의되어 있고, 제 2 송전 전류는, 송전 장치와 수전 장치가 유도 결합한 상태에 있어서의 송전 장치의 송전 전류로서 정의되어 있다. 그리고, 규격화 송전 전류가 1/2 이상인 때에는 전원 주파수를 공진 주파수로 설정하고, 규격화 송전 전류가 1/2 미만인 때에는 전원 주파수를 규격화 송전 전류가 1/2이 되도록 가변 제어한다. 이와 같이 제어함으로써, 송전 장치의 전원 주파수의 제어만으로 수전 전력을 크게 하여 전력 효율을 최대한으로 할 수 있다고 되어 있다.Conventionally, as a technology of this kind, it has been proposed to control the power supply frequency of the power transmission apparatus based on the standardized transmission current in a system for transmitting power from the power transmission apparatus to the power reception apparatus in a non-contact manner (see, for example, Patent Publication No. 2014-103754). The standardized transmission current is defined as the second transmission current with respect to the maximum value of the first transmission current. The first transmission current is defined as a transmission current of the power transmission apparatus in a state in which the power transmission apparatus and the power reception apparatus are in a non-coupled state, and the second transmission current is defined as a transmission current of the power transmission apparatus in a state in which the power transmission apparatus and the power reception apparatus are inductively coupled Current. When the standardized transmission current is 1/2 or more, the power supply frequency is set to the resonant frequency, and when the standardized transmission current is less than 1/2, the power supply frequency is variably controlled so that the standardized transmission current is 1/2. By controlling in this manner, it is possible to maximize the power efficiency by increasing the receiving power only by controlling the power supply frequency of the power transmission apparatus.

비접촉 송전 시스템에 있어서의 송전 장치에서는, 송전용의 교류 전력의 주파수와 전압을 조정하기 위하여 펄스폭 변조(PWM: pulse width modulation) 제어에 의해 구동하는 인버터를 구비하는 경우가 많다. 이 경우, 인버터는, 일반적으로, 도 8에 나타난 바와 같이, 4개의 스위칭 소자(Q91∼Q94)와, 이 스위칭 소자(Q91∼Q94)에 역 방향으로 병렬 접속된 4개의 다이오드(D91∼D94)에 의해 구성된다. 스위칭 소자(Q91∼Q94)는, 각각 정극 모선과 부극 모선에 대하여 소스측과 싱크측이 되도록 2개씩 페어로 배치되어 있고, 쌍이 되는 스위칭 소자끼리의 접속점의 각각에 송전용 코일의 양 단자가 접속된다.In a transmission apparatus in a non-contact transmission system, an inverter driven by pulse width modulation (PWM) control is often provided in order to adjust frequency and voltage of alternating-current power for transmission. In this case, as shown in Fig. 8, the inverter generally includes four switching elements Q91 to Q94 and four diodes D91 to D94 connected in parallel in the reverse direction to the switching elements Q91 to Q94. . The switching elements Q91 to Q94 are arranged in pairs so as to be on the source side and the sink side with respect to the positive bus line and the negative bus line respectively and both terminals of the transmission coil are connected to the connection points of the pair of switching elements, do.

이러한 인버터를 구비하는 송전 장치에서는, PWM 제어에 의한 교번(交番) 전압에 대하여 전류의 위상이 진행되는(진각(進角)하는) 경우가 있다. 도 9에 스위칭 소자(Q91∼Q94)의 온 오프 상태와 인버터의 출력 전압, 전류의 상태와의 관계의 일례를 나타낸다. 도면의 「인버터 출력 전압, 전류」에 있어서, 실선의 꺾인 선은 출력 전압을 나타내고, 실선의 사인 커브는 전압 위상에 대하여 전류 위상이 진각하고 있는 때의 전류를 나타내고 있다. 여기서, 스위칭 소자(Q91)가 오프 상태로부터 온 상태로 이행하는 때를 생각한다. 스위칭 소자(Q91)가 오프 상태의 시간 T1에서는, 인버터 출력 전압은 값 0이지만, 전류는 위상이 진행되고 있기 때문에 양의 값이 된다. 이 때, 전류는, 도 10a에 나타낸 바와 같이, 송전용 코일측의 아래의 전력 라인으로부터 온 상태의 스위칭 소자(Q94), 온 상태의 스위칭 소자(Q93) 및 다이오드(D93), 송전용 코일측의 위의 전력 라인의 순서로 흐른다. 스위칭 소자(Q91)를 온 한 직후의 시간 T2에서는, 인버터 출력 전압은 양의 값이 되고, 전류는 양의 값을 유지하고 있다. 이 때, 전류는, 도 10b에 나타낸 바와 같이, 정극 모선(상측의 모선)으로부터 온 상태의 스위칭 소자(Q91)를 개재하여 송전용 코일측의 위의 전력 라인으로 흐름과 함께, 송전용 코일측의 아래의 전력 라인으로부터 온 상태의 스위칭 소자(Q94)를 개재하여 부극 모선(하측의 모선)으로 흐른다. 다이오드(D93)에는, 스위칭 소자(Q91)를 오프 상태의 시간 T1에서는 순(順) 바이어스가 부여되고 있고, 스위칭 소자(Q91)가 온 한 직후의 시간 T2에서는 역(逆) 바이어스가 부여되게 된다. 이 때문에, 다이오드의 리커버리 특성에 의해, 다이오드(D93)에는 도 10b의 굵은 화살표로 나타낸 바와 같이 리커버리 전류가 흐른다. 이 리커버리 전류는 단락 전류이기 때문에, 송전 장치의 이상 발열이나 고장의 요인이 될 우려가 있다.In the power transmission apparatus having such an inverter, the phase of the current advances (advances) with respect to the alternating voltage by the PWM control. Fig. 9 shows an example of the relationship between the on-off state of the switching elements Q91 to Q94 and the output voltage and current state of the inverter. In the "inverter output voltage and current" in the figure, the broken line of the solid line represents the output voltage, and the sine curve of the solid line represents the current when the current phase advances with respect to the voltage phase. Here, consider the case where the switching element Q91 transitions from the OFF state to the ON state. At a time T1 when the switching element Q91 is in the OFF state, the inverter output voltage is a value of 0, but the current becomes a positive value because the phase is in progress. At this time, as shown in Fig. 10A, the current flows from the power line under the transmission coil side to the switching element Q94 in the ON state, the switching element Q93 in the ON state and the diode D93, Lt; / RTI > in the order of power lines above. At a time T2 immediately after the switching element Q91 is turned on, the inverter output voltage becomes a positive value, and the current maintains a positive value. At this time, as shown in Fig. 10B, the current flows from the positive bus line (upper bus line) to the power line above the transmission coil side via the switching element Q91 in the ON state, (Lower bus bar) via the switching element Q94 in the ON state from the power line below the lower electrode bus line. The diode D93 is given a forward bias at the time T1 when the switching element Q91 is in the off state and a reverse bias is applied at the time T2 immediately after the switching element Q91 is turned on . Due to the recovery characteristic of the diode, therefore, a recovery current flows in the diode D93 as indicated by the bold arrow in Fig. 10B. Since this recovery current is a short-circuit current, there is a fear of causing abnormal power generation or failure of the power transmission apparatus.

본 발명은, 다이오드에 리커버리 전류가 흐르지 않도록 하여, 송전 장치의 이상 발열이나 고장을 억제하는 송전 장치를 제공한다.The present invention provides a power transmission device that prevents abnormal current generation or failure of a power transmission device by preventing a recovery current from flowing through the diode.

본 발명에 관련된 송전 장치는, 수전부를 포함하는 수전 장치에, 비접촉으로 전력을 송전하는 송전 장치이다. 상기 송전 장치는 인버터, 송전부, 전자 제어 장치를 포함한다. 상기 인버터는 복수의 스위칭 소자와 복수의 다이오드를 갖고, 상기 인버터는 외부 전원 기인(起因)의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하도록 구성된다. 상기 송전부는 상기 인버터로부터의 교류 전력을 상기 수전 장치의 상기 수전부에 송전하도록 구성된다. 상기 전자 제어 장치는 상기 인버터의 복수의 스위칭 소자를 스위칭 제어함으로써 상기 교류 전력을 조정하도록 구성되고, 상기 전자 제어 장치는, 상기 인버터로부터 상기 송전부에의 출력 전류의 전류 위상이 출력 전압에 대하여 진각하고 있음을 검지하였을 때에는 상기 전류 위상의 진각이 작아지는 방향으로 상기 교류 전력의 주파수를 조정하도록 구성된다.A power transmission apparatus according to the present invention is a power transmission apparatus that transmits power to a power receiving apparatus including a power receiver in a noncontact manner. The power transmission apparatus includes an inverter, a power transmission unit, and an electronic control unit. The inverter has a plurality of switching elements and a plurality of diodes, and the inverter is configured to convert DC power caused by an external power source to AC power. And the power transmission unit is configured to transmit AC power from the inverter to the power receiver of the power reception device. Wherein the electronic control apparatus is configured to adjust the alternating-current power by switching-controlling a plurality of switching elements of the inverter, and the electronic control apparatus further includes a control unit for controlling the alternating-current power from the inverter so that the current phase of the output current from the inverter to the power- And adjusts the frequency of the AC power in a direction in which the advance angle of the current phase is reduced.

이 송전 장치에서는, 인버터로부터 송전부에의 전류 위상이 출력 전압에 대하여 진각하고 있음을 검지하였을 때에는, 전류 위상의 진각이 작아지는 방향으로 인버터로부터의 교류 전력의 주파수를 조정한다. 이러한 조정을 1회 또는 복수 회 행함으로써, 전류 위상의 출력 전압에 대한 진각이 해소된다. 전류 위상이 출력 전압에 대하여 진각하고 있으면, 스위칭 소자를 온 하는 타이밍에 있어서 다이오드에 리커버리 전류(단락 전류)가 흘러, 송전 장치의 이상 발열이나 고장의 요인이 되는 경우가 생길 우려가 있다. 전류 위상의 출력 전압에 대한 진각을 해소하면, 스위칭 소자를 온 하는 타이밍에 있어서 다이오드에 리커버리 전류(단락 전류)가 흐르지 않도록 할 수 있다. 이 결과, 리커버리 전류(단락 전류)에 기인하는 송전 장치의 이상 발열이나 고장을 억제할 수 있다.In this transmission apparatus, when it is detected that the phase of the current from the inverter to the power transmission unit is advanced with respect to the output voltage, the frequency of the AC power from the inverter is adjusted in such a direction that the advance angle of the current phase is reduced. By performing this adjustment once or plural times, the lead angle to the output voltage of the current phase is eliminated. If the current phase is advanced with respect to the output voltage, there is a possibility that a recovery current (short-circuit current) flows to the diode at the timing of turning on the switching element to cause an abnormal heat generation or failure of the power transmission apparatus. By eliminating the advance angle with respect to the output voltage of the current phase, it is possible to prevent the recovery current (short-circuit current) from flowing in the diode at the timing of turning on the switching element. As a result, abnormal heat generation and failure of the power transmission apparatus due to the recovery current (short-circuit current) can be suppressed.

상기 전자 제어 장치는, 상기 전류 위상의 진각이 해소되도록 상기 교류 전력의 주파수를 조정하도록 구성되어도 된다.The electronic control apparatus may be configured to adjust the frequency of the AC power so that the advance of the current phase is canceled.

상기 전자 제어 장치는, 상기 수전부와 상기 송전부의 결합 계수와 상기 교류 전력의 주파수와 상기 출력 전압의 전압 위상에 대한 상기 전류 위상과의 관계를 정한 맵을 갖고 있어도 된다. 상기 전자 제어 장치는, 상기 수전부와 상기 송전부의 결합 계수를 연산하고, 연산된 결합 계수와 상기 맵을 이용하여 상기 전류 위상의 진각이 작아지는 방향으로 상기 교류 전력의 주파수를 조정하도록 구성되어도 된다.The electronic control apparatus may have a map defining a relationship between the coupling coefficient of the power receiver and the power transmitting unit and the current phase with respect to the frequency of the AC power and the voltage phase of the output voltage. The electronic control apparatus may be configured to calculate a coupling coefficient between the power receiver and the power transmitting unit and adjust the frequency of the AC power in a direction in which the advance angle of the current phase is reduced using the calculated coupling coefficient and the map do.

교류 전력에 있어서의 전류의 주파수·위상 특성은, 결합 계수에 따라서 다른 것이 되는 것에 기초한다. 또한, 맵은, 실험 등에 의해 결합 계수를 순차적으로 변경하면서 그 주파수와 전류 위상과의 관계를 구하여 삼차원 맵으로서 작성할 수 있다. 이와 같이, 결합 계수와 맵을 이용하여 주파수를 조정하기 때문에, 보다 적정하게 전류 위상의 진각을 해소할 수 있다.The frequency and phase characteristics of the current in the AC power are based on different coupling coefficients. The map can be prepared as a three-dimensional map by determining the relationship between the frequency and the current phase while sequentially changing the coupling coefficient by an experiment or the like. As described above, since the frequency is adjusted using the coupling coefficient and the map, the advance angle of the current phase can be solved more properly.

상기 전자 제어 장치는, 상기 연산된 결합 계수와 상기 맵으로부터 주파수의 조정량을 구하여 상기 교류 전력의 주파수를 조정하도록 구성되어도 된다.The electronic control device may be configured to adjust the frequency of the AC power by calculating an adjustment amount of the frequency from the calculated coupling coefficient and the map.

상기 전자 제어 장치는, 상기 인버터의 출력 임피던스에 기초하여 상기 결합 계수를 연산하도록 구성되어도 된다.The electronic control apparatus may be configured to calculate the coupling coefficient based on the output impedance of the inverter.

인버터의 출력 임피던스는 결합 계수의 함수라고 간주할 수 있다. 그 때문에, 상기 전자 제어 장치는, 상기 인버터의 출력 임피던스에 기초하여 상기 결합 계수를 연산할 수 있다.The output impedance of the inverter can be regarded as a function of the coupling coefficient. Therefore, the electronic control unit can calculate the coupling coefficient based on the output impedance of the inverter.

상기 전자 제어 장치는, 상기 출력 임피던스가 제 1 자기 인덕턴스, 제 2 자기 인덕턴스, 제 1 임피던스 및 상기 결합 계수와의 함수라고 하여 상기 결합 계수를 연산하도록 구성되어도 된다. 여기서, 상기 제 1 자기 인덕턴스는, 상기 송전부의 자기 인덕턴스이고, 상기 제 2 자기 인덕턴스는, 상기 수전부의 자기 인덕턴스이며, 상기 제 1 임피던스는, 상기 수전부를 제외한 상기 수전 장치의 임피던스이다. 여기서, 일반적으로, 결합 계수를 산출하는 수법으로서는, 수전 전력과 송전 전력으로부터 산출하는 것을 들 수 있지만, 이 수법에서는, 수전 전력에 관한 정보를 송전 장치측에 송신할 필요가 생긴다. 그 한편으로, 인버터의 출력 임피던스는, 송전 장치 내의 정보만으로 산출할 수 있다. 그 결과, 수전 장치와의 사이의 통신이 불필요하게 된다.The electronic control apparatus may be configured to calculate the coupling coefficient by using the output impedance as a function of the first magnetic inductance, the second magnetic inductance, the first impedance, and the coupling coefficient. Here, the first magnetic inductance is a magnetic inductance of the power transmitting portion, the second magnetic inductance is a magnetic inductance of the power receiving portion, and the first impedance is an impedance of the power receiving device excluding the power receiving portion. Generally, as a method of calculating the coupling coefficient, it is possible to calculate from the received power and the transmitted power. In this method, however, it is necessary to transmit the information on the received power to the power transmission apparatus side. On the other hand, the output impedance of the inverter can be calculated solely by the information in the power transmission apparatus. As a result, communication with the water receiving apparatus becomes unnecessary.

상기 전자 제어 장치는, 상기 제 2자기 인덕턴스 및 제 1 임피던스를 정수로서 취급하여 상기 결합 계수를 연산하도록 구성되어도 된다.The electronic control apparatus may be configured to calculate the coupling coefficient by treating the second magnetic inductance and the first impedance as constants.

수전 장치가 규격화되어 있고, 수전부의 자기 인덕턴스나 수전부를 제외한 수전 장치의 임피던스가 변화하지 않는 것과 마찬가지인 경우에는, 이들을 정수로서 취급할 수 있기 때문이다. 여기서, 수전부를 제외한 수전 장치의 임피던스는, 수전부로부터 후방의 임피던스를 의미하고 있다.This is because when the water receiving apparatus is standardized and the impedance of the water receiving apparatus except for the magnetic inductance and the water receiving section of the water receiving section does not change, they can be treated as constants. Here, the impedance of the water receiving apparatus excluding the water receiving section means the impedance behind the water receiving section.

상기 전자 제어 장치는, 상기 제 2 자기 인덕턴스와 상기 제 1 임피던스를 상기 수전 장치로부터 취득하여 상기 결합 계수를 연산하거나, 또는, 상기 제 2 자기 인덕턴스와 제 1 임피던스의 비를 상기 수전 장치로부터 취득하여 상기 결합 계수를 연산하도록 구성되어도 된다.Wherein the electronic control device obtains the second magnetic inductance and the first impedance from the power reception device and calculates the coupling coefficient or acquires the ratio of the second magnetic inductance and the first impedance from the power reception device And calculate the coupling coefficient.

이렇게 하면, 수전 장치가 규격화되어 있지 않은 경우에도, 출력 임피던스를 보다 정확하게 연산할 수 있고, 결합 계수를 보다 정확하게 연산할 수 있다. 또한, 수전부의 자기 인덕턴스와 수전부를 제외한 수전 장치의 임피던스와의 비를 취득하는 경우여도 되는 것은, 출력 임피던스는 수전부의 자기 인덕턴스에 비례함과 함께 수전부를 제외한 수전 장치의 임피던스에 반비례하는 관계를 갖기 때문이다.In this way, even when the water receiving apparatus is not standardized, the output impedance can be calculated more accurately, and the coupling coefficient can be calculated more accurately. Also, in the case of obtaining the ratio of the magnetic inductance of the receiver to the impedance of the receiver except for the receiver, the output impedance is proportional to the magnetic inductance of the receiver and is inversely proportional to the impedance of the receiver This is because they have a relationship.

상기 전자 제어 장치는, 상기 복수의 스위칭 소자 중 어느 하나의 스위칭 소자의 온 또는 오프의 타이밍에 있어서의 전류값에 기초하여 상기 전류 위상의 진각을 검지하도록 구성되어도 된다. 또, 상기 전자 제어 장치는, 상기 인버터로부터 상기 송전부에의 전류의 부호가 변화한 타이밍에 있어서의 상기 교류 전력의 전압에 기초하여 상기 전류 위상의 진각을 검지하도록 구성되어도 된다.The electronic control apparatus may be configured to detect the advance angle of the current phase based on a current value at a timing of ON or OFF of any one of the plurality of switching elements. The electronic control apparatus may be configured to detect the advance angle of the current phase based on the voltage of the alternating-current power at the timing at which the sign of the current from the inverter to the power transmission unit changes.

본 발명의 예시적인 실시 형태의 특징, 이점, 및 기술적 그리고 산업적 중요성이 첨부 도면을 참조하여 하기에 기술될 것이며, 첨부 도면에서 동일한 도면 부호는 동일한 요소를 지시한다.
도 1은 실시예의 송전 장치(130)를 구비하는 비접촉 송수전 시스템(10)의 구성의 개략을 나타낸 구성도이다.
도 2는 실시예의 송전 장치(130)를 구비하는 비접촉 송수전 시스템(10)의 구성의 개략을 나타낸 구성도이다.
도 3은 인버터(142)의 구성의 일례를 나타낸 구성도이다.
도 4는 송전 ECU(170)에 의해 실행되는 주파수 조정 처리의 일례를 나타낸 플로우차트이다.
도 5는 인버터(142)의 스위칭 소자(Q1∼Q4)의 온 오프 상태와 인버터(142)의 출력 전압이나 출력 전류의 시간 변화의 일례를 나타낸 설명도이다.
도 6은 주파수 조정용 맵의 일례를 나타낸 설명도이다.
도 7a는 도 5의 시간 T1인 때에 인버터에 흐르는 전류를 나타낸 설명도이다.
도 7b는 도 5의 시간 T2인 때에 인버터에 흐르는 전류를 나타낸 설명도이다.
도 8은 종래 예의 인버터의 구성의 일례를 나타낸 구성도이다.
도 9는 종래 예의 인버터의 스위칭 소자(Q91∼Q94)의 온 오프 상태와 인버터 출력 전압·전류의 시간 변화의 일례를 나타낸 설명도이다.
도 10a는 도 9의 시간 T1인 때에 인버터에 흐르는 전류를 나타낸 설명도이다.
도 10b는 도 9의 시간 T2인 때에 인버터에 흐르는 전류를 나타낸 설명도이다.BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS Features, advantages, and technical and industrial significance of an exemplary embodiment of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings, wherein like reference numerals designate like elements.
1 is a block diagram schematically showing the configuration of a non-contact water supply and reception system 10 including a power transmission apparatus 130 according to the embodiment.
Fig. 2 is a configuration diagram schematically showing the configuration of the non-contact water supply and reception system 10 including the power transmission apparatus 130 of the embodiment.
3 is a block diagram showing an example of the configuration of the inverter 142. As shown in Fig.
4 is a flowchart showing an example of the frequency adjustment processing executed by the transmission ECU 170. Fig.
5 is an explanatory diagram showing an example of the on / off state of the switching elements Q1 to Q4 of the inverter 142 and the time variation of the output voltage and the output current of the inverter 142. [
6 is an explanatory diagram showing an example of a frequency adjustment map.
FIG. 7A is an explanatory diagram showing a current flowing to the inverter at time T1 in FIG. 5; FIG.
FIG. 7B is an explanatory diagram showing a current flowing through the inverter at time T2 in FIG. 5; FIG.
8 is a configuration diagram showing an example of the configuration of an inverter of the conventional example.
Fig. 9 is an explanatory diagram showing an example of the on / off state of the switching elements (Q91 to Q94) of the inverter of the conventional example and the time variation of the inverter output voltage and current.
FIG. 10A is an explanatory diagram showing the current flowing through the inverter at time T1 in FIG. 9; FIG.
FIG. 10B is an explanatory diagram showing the current flowing through the inverter at time T2 in FIG. 9; FIG.

다음으로, 본 발명을 실시하기 위한 형태를 실시예를 이용하여 설명한다.Next, embodiments for carrying out the present invention will be described using embodiments.

도 1 및 도 2는 본 발명의 일 실시예로서의 송전 장치(130)를 구비하는 비접촉 송수전 시스템(10)의 구성의 개략을 나타낸 구성도이다. 실시예의 비접촉 송수전 시스템(10)은, 도 1, 도 2에 나타낸 바와 같이, 주차장 등에 설치된 송전 장치(130)와, 송전 장치(130)로부터 비접촉으로 수전 가능한 수전 장치(30)를 탑재하는 자동차(20)를 구비한다.1 and 2 are block diagrams schematically showing the configuration of a non-contact water supply and reception system 10 including a transmission device 130 as an embodiment of the present invention. 1 and 2, the noncontact water-feeding system 10 of the embodiment includes a power transmission device 130 installed in a parking lot or the like, and an automobile (not shown) mounted with a power reception device 30 capable of receiving power from the power transmission device 130 in a non- (20).

송전 장치(130)는, 가정용 전원(예를 들면, 200 V, 50 ㎐ 등) 등의 교류 전원(190)에 접속되는 송전 유닛(131)과, 송전 유닛(131)을 제어하는 송전용 전자 제어 유닛(이하, 「송전 ECU」라고 함)(170)을 구비한다. 또, 송전 장치(130)는, 송전 ECU(170)와 통신함과 함께 자동차(20)의 통신 유닛(80)(후술)과 무선 통신을 행하는 통신 유닛(180)을 구비한다.The power transmission apparatus 130 includes a power transmission unit 131 connected to an AC power source 190 such as a household power source (for example, 200 V or 50 Hz), and a transmission electronic control Unit (hereinafter referred to as " transmission ECU ") 170. The transmission device 130 includes a communication unit 180 that communicates with the transmission ECU 170 and performs radio communication with the communication unit 80 (described later) of the automobile 20.

송전 유닛(131)은 AC/DC 컨버터(140)와 인버터(142)와 필터(144)와 송전용 공진 회로(132)를 구비한다. AC/DC 컨버터(140)는, 교류 전원(190)으로부터의 교류 전력을 임의의 전압의 직류 전력으로 변환하는 주지(周知)의 AC/DC 컨버터로서 구성되어 있다. 인버터(142)는, 도 3에 예시한 바와 같이, 4개의 스위칭 소자(Q1∼Q4)와, 이 스위칭 소자(Q1∼Q4)에 역방향으로 병렬 접속된 4개의 다이오드(D1∼D4)와, 평활 콘덴서(C)에 의해 구성되어 있다. 4개의 스위칭 소자(Q1∼Q4)로서는, 예를 들면 MOSFET(전계 효과 트랜지스터의 일종: metal-oxide-semiconductor field-effect transistor)를 이용할 수 있다. 또한, 스위칭 소자(Q1∼Q4)는, 각각 정극 모선과 부극 모선에 대하여 소스측과 싱크측이 되도록 2개씩 페어로 배치되어 있고, 쌍이 되는 스위칭 소자끼리의 접속점의 각각에 송전용 코일의 양 단자가 접속되어 있다. 인버터(142)는, 스위칭 소자(Q1∼Q4)를 스위칭 제어하는 펄스폭 변조(PWM: pulse width modulation) 제어에 의해, AC/DC 컨버터(140)로부터의 직류 전력을 원하는 주파수의 교류 전력으로 변환한다. 필터(144)는, 콘덴서와 인덕터에 의한 고주파 노이즈를 제거하는 주지의 필터로서 구성되어 있고, 인버터(142)로부터의 교류 전력의 고주파 노이즈를 제거한다.The power transmission unit 131 includes an AC / DC converter 140, an inverter 142, a filter 144, and a transmission-only resonance circuit 132. The AC / DC converter 140 is configured as a well-known AC / DC converter that converts AC power from the AC power supply 190 into DC power of a certain voltage. 3, the inverter 142 includes four switching elements Q1 to Q4, four diodes D1 to D4 connected in parallel in the reverse direction to the switching elements Q1 to Q4, And is constituted by a condenser (C). As the four switching elements Q1 to Q4, for example, a MOSFET (metal-oxide-semiconductor field-effect transistor) can be used. The switching elements Q1 to Q4 are arranged in pairs in such a manner that the switching elements Q1 to Q4 are on the source side and the sink side with respect to the positive bus line and the negative bus line, respectively. In each of the pair of switching elements, Respectively. The inverter 142 converts the DC power from the AC / DC converter 140 into AC power of a desired frequency by pulse width modulation (PWM) control for switching control of the switching elements Q1 to Q4 do. The filter 144 is configured as a well-known filter for removing high-frequency noise caused by the capacitor and the inductor, and removes high-frequency noise of AC power from the inverter 142.

송전용 공진 회로(132)는, 예를 들면 주차장의 바닥면 등에 설치된 송전용 코일(134)과, 송전용 코일(134)에 직렬로 접속된 콘덴서(136)를 갖는다. 이 송전용 공진 회로(132)는, 공진 주파수가 소정 주파수 Fset(수십∼수백 ㎑ 정도)이 되도록 설계되어 있다. 따라서, 인버터(142)에서는, 기본적으로는, AC/DC 컨버터(140)로부터의 직류 전력을 소정 주파수 Fset의 교류 전력으로 변환한다.The transmission-only resonance circuit 132 has, for example, a transmission coil 134 provided on the bottom surface of a parking lot, and a capacitor 136 connected in series to the transmission coil 134. [ The transmission-only resonance circuit 132 is designed such that the resonance frequency is a predetermined frequency Fset (about several tens to several hundreds kHz). Therefore, the inverter 142 basically converts the DC power from the AC / DC converter 140 into the AC power of the predetermined frequency Fset.

송전 ECU(170)는, 도시하지 않지만, CPU를 중심으로 하는 마이크로 프로세서로서 구성되어 있고, CPU 외에, 처리 프로그램을 기억하는 ROM이나 데이터를 일시적으로 기억하는 RAM, 입출력 포트, 통신 포트를 구비한다. 송전 ECU(170)에는, 이하의 전류 및 전압이 입력 포트를 개재하여 입력되고 있다. 인버터(142)에 의해서 변환된 교류 전력의 전류(출력 전류) Is를 검출하는 전류 센서(150)로부터의 출력 전류 Is. 인버터(142)로부터의 교류 전압을 직류 전압으로 변환하여 검출하는 전압 검출 유닛(152)으로부터의 전압 Vs. 송전용 공진 회로(132)에 흐르는 교류 전류를 검출하는 전류 센서(154)로부터의 송전용 공진 회로(132)의 전류 Itr. 송전용 공진 회로(132)의 단자 간의 교류 전압을 직류 전압으로 변환하여 검출하는 전압 검출 유닛(156)으로부터의 송전용 공진 회로(132)의 단자 간 전압(송전 전압) Vtr. 또한, 전압 검출 유닛(152, 156)은 정류 회로와 전압 센서를 갖는다. 또, 송전 ECU(170)로부터는, AC/DC 컨버터(140)에의 제어 신호나 인버터(142)에의 제어 신호 등이 출력 포트를 개재하여 출력되고 있다.The transmission ECU 170, which is not shown, is configured as a microprocessor centering on a CPU, and includes a ROM for storing a processing program, a RAM for temporarily storing data, an input / output port, and a communication port in addition to the CPU. In the transmission ECU 170, the following current and voltage are input via the input port. The output current Is from the current sensor 150 that detects the current (output current) Is of the AC power converted by the inverter 142. [ From the voltage detection unit 152 that converts and detects the AC voltage from the inverter 142 to the DC voltage. The current Itr of the transmission-only resonance circuit 132 from the current sensor 154 that detects the alternating current flowing in the transmission-only resonance circuit 132. [ Terminal voltage (transmission voltage) Vtr of the transmission-only resonance circuit 132 from the voltage detection unit 156 that converts and detects the AC voltage between terminals of the transmission-only resonance circuit 132 to the DC voltage. Further, the voltage detection units 152 and 156 have a rectifying circuit and a voltage sensor. The transmission ECU 170 outputs a control signal to the AC / DC converter 140, a control signal to the inverter 142, and the like via the output port.

자동차(20)는, 전기 자동차로서 구성되어 있고, 주행용의 모터(22)와, 모터(22)를 구동하기 위한 인버터(24)와, 인버터(24)를 개재하여 모터(22)와 전력을 주고받는 배터리(26)를 구비한다. 인버터(24)와 배터리(26) 사이에는 시스템 메인 릴레이(28)가 설치되어 있다. 또, 자동차(20)는, 배터리(26)에 접속되는 수전 유닛(31)과, 차량 전체를 제어하는 차량용 전자 제어 유닛(이하, 「차량 ECU」라고 함)(70)과, 차량 ECU(70)와 통신함과 함께 송전 장치(130)의 통신 유닛(180)과 무선 통신을 행하는 통신 유닛(80)을 구비한다.The motor vehicle 20 is constructed as an electric vehicle and includes a motor 22 for running, an inverter 24 for driving the motor 22, and a motor 22 via the inverter 24 And a battery 26 to be exchanged. Between the inverter 24 and the battery 26, a system main relay 28 is provided. The vehicle 20 includes a power receiving unit 31 connected to the battery 26, a vehicle electronic control unit (hereinafter referred to as " vehicle ECU ") 70 for controlling the entire vehicle, a vehicle ECU 70 And a communication unit 80 for performing wireless communication with the communication unit 180 of the power transmission device 130. [

수전 유닛(31)은 수전용 공진 회로(32)와 필터(42)와 정류기(44)를 구비한다. 수전용 공진 회로(32)는, 예를 들면 차체 저면(플로어 패널) 등에 설치된 수전용 코일(34)과, 수전용 코일(34)에 직렬로 접속된 콘덴서(36)를 갖는다. 이 수전용 공진 회로(32)는, 공진 주파수가 상술의 소정 주파수 Fset(송전용 공진 회로(132)의 공진 주파수) 부근의 주파수(이상적으로는 소정 주파수 Fset)가 되도록 설계되어 있다. 필터(42)는, 콘덴서와 인덕터에 의한 1단 또는 2단의 고주파 노이즈를 제거하는 주지의 필터로서 구성되어 있고, 수전용 공진 회로(32)에 의해 수전한 교류 전력의 고주파 노이즈를 제거한다. 정류기(44)는, 예를 들면, 4개의 다이오드를 이용한 주지의 정류회로로서 구성되어 있고, 수전용 공진 회로(32)에 의해 수전하여 필터(42)에 의해 고주파 노이즈가 제거된 교류 전력을 직류 전력으로 변환한다. 또한, 수전 유닛(31)은 릴레이(48)에 의해 배터리(26)로부터 분리할 수 있게 되어 있다.The water receiving unit 31 includes a water-only resonant circuit 32, a filter 42, and a rectifier 44. The water-receiving resonance circuit 32 has a water-receiving coil 34 provided on a vehicle body bottom surface (floor panel), for example, and a condenser 36 connected in series to the water-receiving coil 34. The water-specific resonance circuit 32 is designed so that the resonance frequency is a frequency (ideally, a predetermined frequency Fset) in the vicinity of the predetermined frequency Fset (resonance frequency of the transmission-specific resonance circuit 132). The filter 42 is a well-known filter for eliminating high-frequency noises of one stage or two stages by a capacitor and an inductor, and removes high-frequency noise of AC power received by the water-receiving resonance circuit 32. The rectifier 44 is configured as a well-known rectifier circuit using, for example, four diodes. The rectifier 44 receives alternating-current power, which is received by the water-receiving resonant circuit 32 and removed by the filter 42, Power. Further, the power reception unit 31 can be separated from the battery 26 by the relay 48. [

차량 ECU(70)는, 도시하지 않지만, CPU를 중심으로 하는 마이크로 프로세서로서 구성되어 있고, CPU 외에, 처리 프로그램을 기억하는 ROM이나 데이터를 일시적으로 기억하는 RAM, 입출력 포트, 통신 포트를 구비한다. 차량 ECU(70)에는, 모터(22)의 구동 제어에 필요한 데이터가 입력 포트를 개재하여 입력되어 있다. 또, 차량 ECU(70)에는, 정류기(44)로부터 출력된 직류 전력의 전류(수전 전류) Ire를 검출하는 전류 센서(50)로부터의 수전 전류 Ire나, 이 직류 전력의 전압(수전 전압) Vre를 검출하는 전압 센서(52)로부터의 수전 전압 Vre 등이 입력 포트를 개재하여 입력되어 있다. 차량 ECU(70)로부터는, 모터(22)를 구동하기 위하여 인버터(24)의 도시하지 않은 스위칭 소자를 스위칭 제어하기 위한 제어 신호나, 시스템 메인 릴레이(28)에의 온 오프 신호 등이 출력 포트를 개재하여 출력되어 있다. 또한, 차량 ECU(70)는, 배터리(26)에 장착된 도시하지 않은 전류 센서에 의해 검출된 전지 전류 Ib나 배터리(26)에 장착된 도시하지 않은 전압 센서에 의해 검출된 전지 전압 Vb에 기초하여 배터리(26)의 축전 비율 SOC를 연산하고 있다.Although not shown, the vehicle ECU 70 is configured as a microprocessor having a CPU as its center, and includes a ROM for storing a processing program, a RAM for temporarily storing data, an input / output port, and a communication port in addition to the CPU. In the vehicle ECU 70, data necessary for driving control of the motor 22 is input via an input port. The vehicle ECU 70 is also supplied with an incoming current Ire from the current sensor 50 that detects the current (incoming current) Ire of the DC power output from the rectifier 44 and a voltage Vre And an incoming voltage Vre from a voltage sensor 52 for detecting the input voltage Vre are inputted through the input port. A control signal for switching control of a switching element (not shown) of the inverter 24, an on-off signal to the system main relay 28, and the like are output from the vehicle ECU 70 to the output port Respectively. The vehicle ECU 70 is also connected to the battery 26 based on the battery current Ib detected by a current sensor (not shown) mounted on the battery 26 or the battery voltage Vb detected by a voltage sensor And calculates the power storage ratio SOC of the battery 26. [

다음으로, 이렇게 하여 구성된 비접촉 송수전 시스템(10)에 있어서의 송전 장치(130)의 동작, 특히 인버터(142)의 주파수 조정시의 동작에 대하여 설명한다. 도 4는 송전 ECU(170)에 의해 실행되는 주파수 조정 처리의 일례를 나타낸 플로우차트이다. 이 처리는 소정 시간마다(예를 들면, 수백 msec 마다) 반복해서 실행된다. 또한, 인버터(142)로부터의 교류 전력의 주파수는, 초기값으로서 공진 주파수가 되는 소정 주파수 Fset이 설정되어 있고, 인버터(142)로부터 소정 주파수 Fset의 교류 전력이 출력되도록 스위칭 소자(Q1∼Q4)가 스위칭 제어된다.Next, the operation of the power transmission device 130 in the non-contact water supply and reception system 10 constructed in this way, particularly, the operation of adjusting the frequency of the inverter 142 will be described. 4 is a flowchart showing an example of the frequency adjustment processing executed by the transmission ECU 170. Fig. This process is repeatedly executed every predetermined time (for example, every several hundred msec). The frequency of the AC power from the inverter 142 is set to a predetermined frequency Fset which is a resonant frequency as an initial value and the switching elements Q1 to Q4 are set so that AC power of a predetermined frequency Fset is output from the inverter 142. [ .

주파수 조정 처리가 실행되면, 송전 ECU(170)는, 먼저, 인버터(142)로부터의 출력 전류 Is의 위상(전류 위상) θ가 출력 전압에 대하여 진각하고 있는지 여부를 검지한다(단계 S100). 전류 위상 θ가 진각하고 있는지 여부의 검지는, 예를 들면 스위칭 소자(Q1)를 온 하는 타이밍에 있어서의 인버터(142)의 출력 전류 Is에 기초하여 검지함으로써 행할 수 있다. 도 5에, 인버터(142)의 스위칭 소자(Q1∼Q4)의 온 오프 상태와 인버터(142)의 출력 전압이나 출력 전류의 시간 변화의 일례를 나타낸다. 도면 내의 「인버터 출력 전압, 전류」에 있어서, 실선의 꺾인 선은 출력 전압을 나타내고, 실선의 사인 커브는 출력 전압에 대하여 전류 위상 θ가 진각하고 있을 때의 전류를 나타내고, 파선의 사인 커브는 출력 전압에 대하여 전류 위상 θ가 지각(遲角)하고 있을 때의 전류를 나타내고 있다. 도시한 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)를 온 하는 타이밍의 시간 T2에서는, 출력 전압에 대하여 전류 위상 θ가 진각하고 있을 때에는 출력 전류 Is는 양의 값이 되고, 출력 전압에 대하여 전류 위상 θ가 지각하고 있을 때에는 출력 전류 Is는 음의 값이 된다. 따라서, 스위칭 소자(Q1)를 온 하는 타이밍에 있어서의 인버터(142)의 출력 전류 Is가 양의 값일 때에 전류 위상 θ가 진각하고 있음을 검지할 수 있다. 또한, 도 5로부터 알 수 있는 바와 같이, 전류 위상 θ가 진각하고 있는 것의 검지는, 스위칭 소자(Q1)를 오프 하는 타이밍에 있어서의 인버터(142)의 출력 전류 Is가 음의 값인 것에 의해서도 행할 수 있다. 또, 스위칭 소자(Q3)의 온 오프는 스위칭 소자(Q1)의 온 오프에 대하여 반전하기 때문에, 전류 위상 θ가 진각하고 있는 것의 검지는, 스위칭 소자(Q3)를 오프하는 타이밍이나 스위칭 소자(Q3)를 온 하는 타이밍에 행할 수도 있다. 또한, 전류 위상 θ가 진각하고 있는 것의 검지는, 출력 전류 Is의 부호가 변화할 때(양으로부터 음으로 또는 음으로부터 양으로 변화할 때)의 출력 전압이 값 0인지 여부에 따라서도 행할 수 있다. 또는, 전류 위상 θ가 진각하고 있는 것의 검지는, 역률의 값과 다이오드(D3)의 발열 상황에 기초하여 행할 수도 있다.When the frequency adjustment processing is executed, the transmission ECU 170 first detects whether the phase (current phase)? Of the output current Is from the inverter 142 is advanced with respect to the output voltage (step S100). The detection of whether or not the current phase? Advances can be performed, for example, by detecting based on the output current Is of the inverter 142 at the timing of turning on the switching element Q1. 5 shows an example of the on / off state of the switching elements Q1 to Q4 of the inverter 142 and the change over time of the output voltage and the output current of the inverter 142. As shown in Fig. The sine curve of the solid line indicates the current when the current phase? Advances with respect to the output voltage, and the sine curve of the dashed line indicates the output of the output Represents the current when the current phase &thetas; is relative to the voltage. As shown in the figure, at the time T2 of the timing of turning on the switching element Q1, when the current phase? Advances with respect to the output voltage, the output current Is becomes a positive value and the current phase? The output current Is becomes a negative value. Therefore, it can be detected that the current phase? Advances when the output current Is of the inverter 142 at the timing of turning on the switching element Q1 is a positive value. 5, the detection of the advance of the current phase? Can be performed even if the output current Is of the inverter 142 at the timing of switching off the switching element Q1 is a negative value have. Since the on / off state of the switching element Q3 is inverted with respect to the on / off state of the switching element Q1, the detection of the advancement of the current phase? Is performed at the timing of switching off the switching element Q3, ) Is turned on. The detection of the advance of the current phase? Can also be performed depending on whether the output voltage when the sign of the output current Is changes (when it changes from positive to negative or from negative to positive) is zero . Alternatively, the detection of the advance of the current phase? May be performed based on the value of the power factor and the heat generation state of the diode D3.

여기서, 인버터(142)로부터의 출력 전류의 위상 θ가 출력 전압에 대하여 진각하거나 지각하거나 하는 이유에 대하여 설명한다. 송전 장치(130)의 송전용 공진 회로(132)는 공진 주파수가 소정 주파수 Fset이 되도록 설계되어 있고, 자동차(20)에 탑재된 수전 장치(30)의 수전용 공진 회로(32)도 공진 주파수가 소정 주파수 Fset이 되도록 설계되어 있다. 이 때문에, 부품의 제조 오차가 없고, 또한, 송수전시의 송전용 공진 회로(132)와 수전용 공진 회로(32)가 설계상의 위치에 정확하게 있으면, 전류 위상 θ는, 출력 전압에 대하여 진각하는 일도 지각하는 일도 없다. 그러나, 송전용 공진 회로(132)나 수전용 공진 회로(32)의 부품에는 제조 오차가 있고, 주파수·위상 특성이 개체에 따라서 변화한다. 이 때문에, 출력 전압에 대하여 출력 전류 Is의 위상 θ가 진각하거나 지각하거나 한다. 또, 송수전시의 송전용 공진 회로(132)와 수전용 공진 회로(32)의 위치는, 자동차(20)의 주차 위치에 따라서 정해지기 때문에, 설계상의 위치로는 되지 않는 경우가 많다. 송수전시의 송전용 공진 회로(132)와 수전용 공진 회로(32)의 위치가 어긋나면, 결합 계수 k나 인덕턴스가 변화하여, 주파수·위상 특성이 변화한다. 이 때문에, 출력 전압에 대하여 출력 전류 Is의 위상 θ가 진각하거나 지각하거나 한다. 또한, 인버터(142)에 입력된 직류 전력을 펄스폭 변조 제어에 의해 교류 전력으로 변환하고 있는 경우에는, 듀티비의 변경에 따라서 출력 전압의 상승 타이밍이 변화하기 때문에, 이에 의해 전류 파형은 조금도 변화하지 않고 있는데도 출력 전압에 대하여 전류 위상 θ가 진각한 상태가 되어 버리는 경우도 생긴다.Here, the reason why the phase &thetas; of the output current from the inverter 142 advances or is retarded with respect to the output voltage will be described. The transmission-specific resonance circuit 132 of the power transmission device 130 is designed so that the resonance frequency thereof is a predetermined frequency Fset, and the water-only resonance circuit 32 of the power reception device 30 mounted on the automobile 20 has a resonance frequency of And is designed to have a predetermined frequency Fset. Therefore, if there is no component manufacturing error and the transmission and reception resonance circuit 132 and the water-receiving resonance circuit 32 of the transmission and reception circuits are accurately located in the design position, the current phase? There is nothing to be perceived. However, components of the transmission-only resonance circuit 132 and the water-supply resonance circuit 32 have manufacturing errors, and the frequency and phase characteristics vary depending on the individual. Therefore, the phase &thetas; of the output current Is is advanced or perceived with respect to the output voltage. In addition, since the positions of the transmission-only resonance circuit 132 and the water-supply resonance circuit 32 in the transmission and reception display are determined in accordance with the parking position of the automobile 20, there are many cases where the positions are not designed. When the positions of the transmission and reception resonance circuit 132 and the water-reception resonance circuit 32 in the transmission and reception are shifted, the coupling coefficient k and the inductance change, and the frequency and phase characteristics change. Therefore, the phase &thetas; of the output current Is is advanced or perceived with respect to the output voltage. When the DC power inputted to the inverter 142 is converted into the AC power by the pulse width modulation control, the rise timing of the output voltage changes in accordance with the change of the duty ratio. Accordingly, The current phase &thetas; is advanced with respect to the output voltage.

인버터(142)로부터의 출력 전류의 위상 θ가 출력 전압에 대하여 진각하고 있는 경우의 문제점이란, 인버터(142)를 구성하는 다이오드(D3)에 리커버리 전류가 흐르고, 이것이 단락 전류가 되기 때문에 송전 장치(130)의 이상 발열이나 고장의 요인이 되는 경우가 생기는 것이다.The problem in the case where the phase? Of the output current from the inverter 142 is advanced with respect to the output voltage is that the recovery current flows through the diode D3 constituting the inverter 142 and becomes a short- 130 may cause abnormal heat generation or failure.

단계 S100의 전류 위상 θ가 출력 전압에 대하여 진각하고 있는지 여부의 검지에 의해 전류 위상 θ가 출력 전압에 대하여 진각하고 있는 것을 검지할 수 없었을 경우에는, 주파수를 조정할 필요가 없다고 판단하고(단계 S110), 본 처리를 종료한다. 한편, 전류 위상 θ가 출력 전압에 대하여 진각하고 있는 것을 검지한 경우에는, 이하의 처리에 의해 주파수 조정을 행한다.If it is not detected that the current phase? Advances with respect to the output voltage by detecting whether the current phase? In step S100 is advanced with respect to the output voltage, it is determined that it is not necessary to adjust the frequency (step S110) , And this process is terminated. On the other hand, when it is detected that the current phase? Advances with respect to the output voltage, the frequency adjustment is performed by the following process.

먼저, 송전 ECU(170)는, 전류 센서(150)로부터의 인버터(142)의 출력 전류 Is와 전압 검출 유닛(152)으로부터의 전압 Vs를 입력하고(단계 S120), 출력 전류 Is와 출력 전압 Vs에 기초하여 인버터(142)로부터의 출력 임피던스 Zs를 계산한다(단계 S130). 여기서, 임피던스 Zs를 계산할 때의 출력 전류 Is로서는 실효값을 이용한다. 그리고, 출력 임피던스 Zs에 기초하여 결합 계수 k를 구한다(단계 S140). 출력 임피던스 Zs는 다음 식 (1)에 나타낸 바와 같이, 결합 계수 k의 함수로서 나타낼 수 있다. 식 (1) 중, 「ω」는 각(角) 주파수, 「L1」은 송전용 코일(134)의 자기 인덕턴스, 「L2」는 수전용 코일(34)의 자기 인덕턴스, 「RL」은 수전용 공진 회로(32)로부터 후방(필터(42)측)의 임피던스, 즉 수전용 공진 회로(32)를 제외한 수전 장치(30)의 임피던스이다. 여기서, 수전용 코일(34)의 자기 인덕턴스 L2와 수전용 공진 회로(32)로부터 후방(필터(42)측)의 임피던스 RL에 대해서는 정수로서 취급할 수 있다. 수전 장치(30)는 자동차(20)에 탑재되기 위하여, 그 사양을 다른 것으로 할 수도 있지만, 송수전의 효율을 양호하게 유지하기 위해서는 일정한 규격의 수전 장치(30)로 할 필요가 있다. 이 때문에, 규격화된 수전 장치(30)를 생각하면, 자기 인덕턴스 L2와 임피던스 RL은 정수로서 취급할 수 있는 것이다. 또한, 실시예의 비접촉 송수전 시스템(10)에서는, 수전 장치(30)와 송전 장치(130)는 통신 유닛(80)와 통신 유닛(180)에 의해 통신하고 있기 때문에, 송전 장치(130)는, 자기 인덕턴스 L2 및 임피던스 RL(또는 자기 인덕턴스 L2와 임피던스 RL의 비(L2/RL))을, 통신에 의해 자동차(20)로부터 취득하는 것으로 해도 된다.First, the transmission ECU 170 receives the output current Is of the inverter 142 from the current sensor 150 and the voltage Vs from the voltage detection unit 152 (step S120) and outputs the output current Is and the output voltage Vs The output impedance Zs from the inverter 142 is calculated (step S130). Here, an effective value is used as the output current Is when calculating the impedance Zs. Then, the coupling coefficient k is obtained based on the output impedance Zs (step S140). The output impedance Zs can be expressed as a function of the coupling coefficient k, as shown in the following equation (1). "L1" is the magnetic inductance of the transmission coil 134, "L2" is the magnetic inductance of the water-receiving coil 34, "RL" is the magnetic inductance of the water- The impedance of the power reception device 30 excluding the water-only resonance circuit 32 from the resonance circuit 32 (the side of the filter 42). Here, the magnetic inductance L2 of the water-receiving coil 34 and the impedance RL of the water-only resonant circuit 32 (on the side of the filter 42) from the water-receiving coil 32 can be regarded as constants. The water receiving apparatus 30 may be different from the water receiving apparatus 30 so as to be mounted on the automobile 20, but it is necessary to use the water receiving apparatus 30 of a certain standard in order to maintain the efficiency before water sending. Therefore, in consideration of the standardized water receiving apparatus 30, the magnetic inductance L2 and the impedance RL can be treated as constants. In the non-contact water supply / reception system 10 of the embodiment, since the power reception device 30 and the power transmission device 130 communicate with each other by the communication unit 80 and the communication unit 180, The magnetic inductance L2 and the impedance RL (or the ratio (L2 / RL) of the magnetic inductance L2 to the impedance RL) may be acquired from the automobile 20 by communication.

Figure 112015115741515-pat00001
Figure 112015115741515-pat00001

결합 계수 k를 구하면, 결합 계수 k에 기초하여 주파수의 조정 방향과 조정량을 결정한다(단계 S150). 주파수의 조정 방향은, 전류 위상 θ의 출력 전압에 대한 진각이 작아지는 방향, 즉, 전류 위상 θ를 지각시키는 방향이다. 주파수의 조정 방향과 조정량의 결정은, 실시예에서는, 결합 계수 k와 주파수와 전류 위상 θ의 관계를 실험 등에 의해 미리 조사하여 주파수 조정용 맵으로서 기억해 두고, 결합 계수 k가 주어지면, 주파수의 조정 방향과 조정량이 도출됨으로써 행하는 것으로 하였다. 주파수 조정용 맵의 일례를 도 6에 나타낸다. 도면 중, 전류 위상 θ는, 양의 값일 때가 출력 전압에 대하여 지각하고 있는 경우이고, 음의 값일 때가 진각하고 있는 경우이다. 도 6에 나타낸 바와 같이, 결합 계수 k가 클 때에는, 인버터(142)의 출력 전압의 주파수를 작게 하면 전류 위상 θ가 지각하고, 주파수를 크게 하면 전류 위상 θ가 진각한다. 그리고, 결합 계수 k가 클 때에는, 주파수의 조정량을 비교적 크게 하더라도 전류 위상 θ의 진각량이나 지각량은 작다. 한편, 결합 계수 k가 작을 때에는, 인버터(142)의 출력 전압의 주파수를 작게 하면 전류 위상 θ가 진각하고, 주파수를 크게 하면 전류 위상 θ가 지각한다. 그리고, 결합 계수 k가 작을 때에는, 주파수의 조정량이 작더라도 전류 위상 θ의 진각량이나 지각량은 크다. 단계 S150에서는, 결합 계수 k에 따라 주파수와 전류 위상 θ의 관계가 정해지기 때문에, 주파수의 조정 방향으로서는 전류 위상 θ의 출력 전압에 대한 진각이 작아지는 방향, 즉 전류 위상 θ를 지각시키는 방향으로 결정할 수 있다. 또, 조정량으로서는 소정 지각량(예를 들면, 지각량이 5도나 7도 등)이 되도록 결정할 수 있다. 예를 들면, 도 6의 맵의 「k = 작음」일 때에는, 주파수의 조정 방향은 주파수를 크게 하는 방향이 되고, 조정량은 근소한 양(예를 들면, 0.2 ㎑나 0.5 ㎑ 등)이 된다. 또, 도 6의 맵의 「k = 큼」일 때에는, 주파수의 조정 방향은 주파수를 작게 하는 방향이 되고, 조정량은 비교적 큰 양(예를 들면, 2 ㎑나 5 ㎑ 등)이 된다. 도 6의 맵의 「k = 중간」일 때에는, 주파수의 조정 방향은 주파수를 크게 하는 방향이 되고, 조정량은 중간적인 양(예를 들면, 1 ㎑나 1.5 ㎑ 등)이 된다.When the coupling coefficient k is obtained, the adjustment direction and the adjustment amount of the frequency are determined based on the coupling coefficient k (step S150). The frequency adjustment direction is a direction in which the advance angle with respect to the output voltage of the current phase? Decreases, that is, a direction in which the current phase? Is perceived. In the embodiment, the relationship between the coupling coefficient k and the frequency and the current phase? Is determined in advance by experiment or the like and stored as a frequency adjustment map, and when the coupling coefficient k is given, Direction and an adjustment amount are derived. FIG. 6 shows an example of the map for frequency adjustment. In the figure, the current phase &thetas; is when the positive value is perceived with respect to the output voltage, and when the negative value is positive. As shown in Fig. 6, when the coupling coefficient k is large, the current phase? Is delayed when the frequency of the output voltage of the inverter 142 is reduced, and the current phase? Advances when the frequency is increased. When the coupling coefficient k is large, even if the adjustment amount of the frequency is relatively large, the advance amount and the retard amount of the current phase? Are small. On the other hand, when the coupling coefficient k is small, the current phase? Advances when the frequency of the output voltage of the inverter 142 is decreased, and the current phase? Is perceived when the frequency is increased. When the coupling coefficient k is small, the advance amount and the retard amount of the current phase? Are large even if the adjustment amount of the frequency is small. In step S150, since the relationship between the frequency and the current phase? Is determined according to the coupling coefficient k, the frequency adjustment direction is determined in a direction in which the advance angle with respect to the output voltage of the current phase? . The adjustment amount can be determined so as to be a predetermined retard amount (for example, the retard amount is 5 degrees or 7 degrees). For example, when "k = small" in the map of Fig. 6, the frequency adjustment direction becomes a direction for increasing the frequency, and the adjustment amount becomes a small amount (for example, 0.2 kHz or 0.5 kHz). In the case of "k = large" in the map of Fig. 6, the direction of frequency adjustment becomes a direction of decreasing the frequency, and the amount of adjustment becomes a relatively large amount (for example, 2 kHz or 5 kHz). In the case of " k = middle " in the map of Fig. 6, the frequency adjustment direction becomes a direction of increasing the frequency, and the adjustment amount becomes an intermediate amount (for example, 1 kHz or 1.5 kHz).

이렇게 하여 주파수의 조정 방향과 조정량을 결정하면, 결정한 주파수의 조정 방향과 조정량을 이용하여 인버터(142)의 출력 전압의 주파수를 조정하고(단계 S160), 본 처리를 종료한다. 인버터(142)의 출력 전압의 주파수의 조정은, 스위칭 소자(Q1∼Q4)의 스위칭 제어의 주기를 변경함으로써 행할 수 있다.When the frequency adjustment direction and the adjustment amount are determined in this way, the frequency of the output voltage of the inverter 142 is adjusted using the determined direction and the adjustment amount of the determined frequency (step S160), and the process is terminated. Adjustment of the frequency of the output voltage of the inverter 142 can be performed by changing the switching control cycle of the switching elements Q1 to Q4.

이러한 주파수 조정 처리를 행하더라도 인버터(142)의 출력 전류 Is의 위상 θ의 출력 전압에 대한 진각이 해소되지 않는 때에는, 다시 주파수 조정 처리가 실행되기 때문에, 출력 전류 Is의 위상 θ의 출력 전압에 대한 진각이 해소된다. 즉, 전류 위상 θ는 출력 전압에 대하여 지각하게 된다. 전류 위상 θ가 출력 전압에 대하여 진각하고 있을 때(도 5의 실선의 사인 커브일 때)에는, 도 10a 및 도 10b를 이용하여 이미 설명한 바와 같이 전류가 흐른다. 즉, 도 5에 있어서 스위칭 소자(Q1)(도 10a, 도 10b에서는 Q91)가 온이 되기 직전의 시간 T1에서는 도 10a에 나타낸 바와 같이 전류가 흐르고, 스위칭 소자(Q1)(도 10a 및 도 10b에서는 Q91)가 온이 된 직후의 시간 T2에서는 도 10b에 나타낸 바와 같이 전류가 흐른다. 다이오드(D3)(도 10a 및 도 10b에서는 D93)에는, 스위칭 소자(Q1)를 온 하기 직전의 시간 T1에서는 순 바이어스가 부여되고 있고, 스위칭 소자(Q1)가 온 한 직후의 시간 T2에서는 역 바이어스가 부여되게 된다. 이 때문에, 다이오드의 리커버리 특성에 의해, 다이오드(D3)(도 10a 및 도 10b에서는 D93)에는 도 10b의 굵은 화살표에 나타낸 바와 같이 리커버리 전류가 흐른다. 전류 위상 θ가 출력 전압에 대하여 지각하고 있을 때(도 5의 파선의 사인 커브일 때)에는, 이하와 같이 전류가 흐른다. 도 5에 있어서 스위칭 소자(Q1)가 온이 되기 직전의 시간 T1에서는, 전류는, 도 7a에 나타낸 바와 같이, 송전용 코일측의 위의 전력 라인으로부터 온 상태의 스위칭 소자(Q3), 온 상태의 스위칭 소자(Q4) 및 다이오드(D4)를 개재하여 송전용 코일측의 아래의 전력 라인으로 흐른다. 도 5에 있어서 스위칭 소자(Q1)가 온이 된 직후의 시간 T2에서는, 전류는, 도 7b에 나타낸 바와 같이, 송전용 코일측의 위의 전력 라인으로부터 온 상태의 스위칭 소자(Q1)를 개재하여 전원측의 정극 모선으로 흐름과 함께 전원측의 부극 모선으로부터 온 상태의 스위칭 소자(Q4) 및 다이오드(D4)를 개재하여 송전용 코일측의 아래의 전력 라인으로 흐른다. 다이오드(D3)에는, 스위칭 소자(Q1)를 온 하기 직전의 시간 T1에서도 스위칭 소자(Q1)가 온 한 직후의 시간 T2에서도 역 바이어스가 부여되기 때문에, 리커버리 전류는 흐르지 않는다. 따라서, 전류 위상 θ가 출력 전압에 대하여 진각하고 있을 때에, 주파수 조정 처리를 행하여 전류 위상 θ의 출력 전압에 대한 진각을 해소함으로써, 다이오드(D3)에 리커버리 전류가 흐르지 않도록 할 수 있다. 상술한 바와 같이, 스위칭 소자(Q1)를 온 하는 타이밍에 다이오드(D3)에 흐르는 리커버리 전류는, 단락 전류가 되기 때문에, 주파수 조정 처리를 행함으로써, 단락 전류가 흐르지 않도록 할 수 있다.Even if such frequency adjustment processing is performed, the frequency adjustment processing is performed again when the advance angle with respect to the output voltage of the output current Is of the inverter 142 is not canceled. Therefore, Advance is resolved. That is, the current phase? Is perceived with respect to the output voltage. When the current phase? Advances with respect to the output voltage (the sinusoidal curve of the solid line in Fig. 5), a current flows as described above with reference to Figs. 10A and 10B. That is, at time T1 immediately before the switching element Q1 (Q91 in Figs. 10A and 10B) is turned on in Fig. 5, current flows as shown in Fig. 10A and the switching element Q1 (Figs. 10A and 10B The current flows as shown in Fig. 10B at time T2 immediately after Q91 is turned on. In the diode D3 (D93 in FIGS. 10A and 10B), a forward bias is applied at a time T1 immediately before the switching element Q1 is turned on. At a time T2 immediately after the switching element Q1 is turned on, . Therefore, a recovery current flows through diode D3 (D93 in Fig. 10A and Fig. 10B) as indicated by the bold arrow in Fig. 10B due to the recovery characteristic of the diode. When the current phase &thetas; is perceived with respect to the output voltage (when the sine curve is the dashed line in Fig. 5), the current flows as follows. In Fig. 5, at time T1 immediately before switching element Q1 is turned on, the current flows from the power line on the transmission coil side to the switching element Q3 in on state, To the power line below the transmission coil side via the switching element Q4 and the diode D4. In Fig. 5, at time T2 immediately after the switching element Q1 is turned on, the current flows from the power line above the transmission coil side through the switching element Q1 in the ON state Flows to the positive power bus line on the power supply side and flows to the power line below the transmission coil side through the switching element Q4 and diode D4 from the negative bus line on the power supply side. Since the reverse bias is applied to the diode D3 even at the time T2 immediately after the switching element Q1 is turned on even at the time T1 immediately before the switching element Q1 is turned on, the recovery current does not flow. Therefore, when the current phase? Advances with respect to the output voltage, the frequency adjustment processing is performed to eliminate the advance angle with respect to the output voltage of the current phase?, Thereby preventing the recovery current from flowing to the diode D3. As described above, since the recovery current flowing through the diode D3 at the timing of turning on the switching element Q1 becomes the short-circuit current, the short-circuit current can be prevented from flowing by performing the frequency adjustment processing.

이상에서 설명한 실시예의 비접촉 송수전 시스템(10)에 있어서의 송전 장치(130)에서는, 인버터(142)의 출력 전류 Is의 위상 θ가 출력 전압에 대하여 진각하고 있는 것을 검지하였을 때에는, 인버터(142)의 출력 임피던스 Zs를 계산하고, 출력 임피던스 Zs에 기초하여 결합 계수 k를 구한다. 그리고, 결합 계수 k에 기초하여 전류 위상 θ의 진각이 작아지는 방향으로 인버터(142)의 출력 전압의 주파수를 조정한다. 이에 의해, 전류 위상 θ의 진각을 해소하고, 스위칭 소자(Q1)가 온이 되는 타이밍에 있어서 다이오드(D3)에 리커버리 전류가 흐르지 않도록 할 수 있다. 스위칭 소자(Q1)가 온이 되는 타이밍에 있어서의 다이오드(D3)의 리커버리 전류는 단락 전류가 되기 때문에, 이를 해소함으로써, 단락 전류에 기인하는 송전 장치(130)의 이상 발열이나 고장 등을 억제할 수 있다.When detecting that the phase? Of the output current Is of the inverter 142 is advanced with respect to the output voltage, the transmission device 130 in the noncontact water-feeding system 10 of the above- And the coupling coefficient k is obtained based on the output impedance Zs. Then, the frequency of the output voltage of the inverter 142 is adjusted in the direction in which the advance angle of the current phase? Is reduced based on the coupling coefficient k. Thereby, the lead angle of the current phase [theta] can be canceled and the recovery current can be prevented from flowing to the diode D3 at the timing when the switching element Q1 is turned on. Since the recovery current of the diode D3 at the timing when the switching element Q1 is turned on becomes a short-circuit current, it is possible to suppress the abnormal heat generation or failure of the power transmission apparatus 130 caused by the short- .

실시예의 송전 장치(130)에서는, 주파수의 조정량으로서 소정 지각량만큼 조정하는 것으로 하였지만, 주파수의 조정량으로서 소정 주파수(예를 들면, 0.5 ㎑나 1 ㎑ 등)만큼 조정하는 것으로 해도 된다. 또, 결합 계수 k에 기초하여 조정량의 소정 주파수를 변경하여 이용해도 된다. 예를 들면, 도 6의 「k = 큼」일 때에는 조정량으로서 2 ㎑를 이용하고, 도 6의 「k = 작음」일 때에는 조정량으로서 0.1 ㎑를 이용하는 것으로 해도 된다.In the power transmission apparatus 130 of the embodiment, the frequency adjustment amount is adjusted by a predetermined retard amount. However, the frequency adjustment amount may be adjusted by a predetermined frequency (for example, 0.5 kHz or 1 kHz). The predetermined frequency of the adjustment amount may be changed based on the coupling coefficient k. For example, in the case of "k = large" in FIG. 6, 2 kHz is used as the adjustment amount, and when k is small in FIG. 6, 0.1 kHz may be used as the adjustment amount.

실시예에서는, 자동차(20)에 탑재된 수전 장치(30)와 송전 장치(130)를 갖는 비접촉 송수전 시스템(10)에 있어서의 송전 장치(130)로서 설명하였지만, 자동차 이외의 차량이나 이동체에 탑재된 수전 장치와 송전 장치를 갖는 비접촉 송수전 시스템에 있어서의 송전 장치의 형태로 하거나, 이동체 이외의 설비에 조립된 수전 장치와 송전 장치를 갖는 비접촉 송수전 시스템에 있어서의 송전 장치의 형태로 해도 된다.Although the embodiment has been described as the power transmission device 130 in the noncontact water supply and reception system 10 having the power reception device 30 mounted on the automobile 20 and the power transmission device 130, Or in the form of a transmission device in a noncontact water-supply system having a built-in water-receiving device and a power-transmission device, or in the form of a power-transmission device in a noncontact water- do.

또한, 수전 장치(30)가 「수전 장치」의 일례이고, 송전 장치(130)가 「송전 장치」의 일례이며, 스위칭 소자(Q1∼Q4)가 「복수의 스위칭 소자」의 일례이고, 다이오드(D1∼D4)가 「복수의 다이오드」의 일례이며, 인버터(142)가 「인버터」의 일례이고, 수전용 공진 회로(32)가 「수전부」의 일례이며, 송전용 공진 회로(132)가 「송전부」의 일례이고, 송전 ECU(170)가 「전자 제어 장치」의 일례이다.The power transmission apparatus 130 is an example of a "power transmission apparatus", the switching elements Q1 to Q4 are examples of "a plurality of switching elements", and the diodes D1 "and" D4 "are examples of" a plurality of diodes ", inverter 142 is an example of" inverter ", water-only resonance circuit 32 is an example of" water receiver " Transmission unit ", and the transmission ECU 170 is an example of the " electronic control unit ".

또한, 상기의 대응은, 발명을 실시하기 위한 형태를 구체적으로 설명하기 위한 일례이기 때문에, 발명의 요소를 한정하는 것은 아니다. 즉, 발명에 대한 해석은 그 난의 기재에 기초하여 행해져야 하는 것이며, 실시예는 발명의 구체적인 일례에 불과한 것이다.The above correspondence is only one example for specifically explaining the mode for carrying out the invention, and therefore does not limit the element of the invention. That is, the interpretation of the invention should be made based on the description of the column, and the embodiment is only a concrete example of the invention.

이상으로, 본 발명을 실시하기 위한 형태에 대하여 실시예를 이용하여 설명하였지만, 본 발명은 이러한 실시예에 하등 한정되는 것이 아니며, 본 발명의 요지를 일탈하지 않는 범위 내에 있어서, 여러 가지 형태로 실시할 수 있음은 물론이다.While the present invention has been described by way of examples, the present invention is not limited thereto but may be embodied in various forms without departing from the spirit of the present invention. Of course.

본 발명은, 비접촉 송수전 시스템의 송전 장치의 제조 산업 등에 이용 가능하다.INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention can be applied to a manufacturing industry of a transmission apparatus of a noncontact water supply system.

Claims (10)

수전부(32)를 포함하는 수전 장치(30)에, 비접촉으로 전력을 송전하는 송전 장치(130)로서,
복수의 스위칭 소자(Q1, Q2, Q3 및 Q4)와 복수의 다이오드(D1, D2, D3 및 D4)를 갖는 인버터(142) - 상기 인버터(142)는 외부 전원 기인의 직류 전력을 교류 전력으로 변환하도록 구성됨 - 와,
상기 인버터(142)로부터의 교류 전력을 상기 수전 장치(30)의 상기 수전부(32)에 송전하도록 구성되는 송전부(132)와,
상기 인버터(142)의 복수의 스위칭 소자(Q1, Q2, Q3 및 Q4)를 스위칭 제어함으로써 상기 교류 전력을 조정하도록 구성되는 전자 제어 장치(170) - 상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 인버터(142)로부터 상기 송전부(132)에의 출력 전류의 전류 위상이 출력 전압에 대하여 진각하고 있는 것을 검지하였을 때에는 상기 전류 위상의 진각이 작아지는 방향으로 상기 교류 전력의 주파수를 조정하도록 구성됨 -
를 구비하고,
상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 전류 위상의 진각이 해소되도록 상기 교류 전력의 주파수를 조정하도록 구성되고,
상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 수전부(32)와 상기 송전부(132)의 결합 계수와 상기 교류 전력의 주파수와 상기 출력 전압의 전압 위상에 대한 상기 전류 위상과의 관계를 정한 맵을 갖고,
상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 수전부(32)와 상기 송전부(132)의 결합 계수를 연산하고,
상기 전자 제어 장치(170)는, 연산된 결합 계수와 상기 맵을 이용하여 상기 전류 위상의 진각이 작아지는 방향으로 상기 교류 전력의 주파수를 조정하도록 구성되고,
상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 인버터(142)의 출력 임피던스에 기초하여 상기 결합 계수를 연산하도록 구성되고,
상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 출력 임피던스가 제 1 자기 인덕턴스, 제 2 자기 인덕턴스, 제 1 임피던스 및 상기 결합 계수와의 함수라고 하여 상기 결합 계수를 연산하도록 구성되고,
상기 제 1 자기 인덕턴스는, 상기 송전부(132)의 자기 인덕턴스이고, 상기 제 2 자기 인덕턴스는, 상기 수전부(32)의 자기 인덕턴스이며, 상기 제 1 임피던스는, 상기 수전부(32)를 제외한 상기 수전 장치(30)의 임피던스인 것을 특징으로 하는 상기 송전 장치(130).A power transmission device (130) for transmitting electric power in a noncontact manner to a power reception device (30) including a power reception part (32)
An inverter 142 having a plurality of switching elements Q1, Q2, Q3 and Q4 and a plurality of diodes D1, D2, D3 and D4; the inverter 142 converts the DC power of the external power source into AC power - < / RTI >
A power transmitting unit 132 configured to transmit AC power from the inverter 142 to the power receiver 32 of the power receiver 30,
An electronic control device (170) configured to control the alternating current power by switching control of a plurality of switching elements (Q1, Q2, Q3 and Q4) of the inverter (142) 142 adjusts the frequency of the AC power in a direction in which the advance angle of the current phase is reduced when it is detected that the current phase of the output current to the power transmitting unit 132 is advanced with respect to the output voltage,
And,
The electronic controller (170) is configured to adjust the frequency of the AC power so that the advance of the current phase is canceled,
The electronic control unit 170 determines a map defining a relationship between the coupling coefficient between the power receiver 32 and the power transmitting unit 132 and the current phase with respect to the frequency of the AC power and the voltage phase of the output voltage Have,
The electronic control unit 170 calculates a coupling coefficient between the power receiver 32 and the power transmitting unit 132,
The electronic controller (170) is configured to adjust the frequency of the AC power in a direction in which the advance angle of the current phase is reduced using the calculated coupling coefficient and the map,
The electronic controller (170) is configured to calculate the coupling coefficient based on an output impedance of the inverter (142)
The electronic control device 170 is configured to calculate the coupling coefficient as the output impedance being a function of the first magnetic inductance, the second magnetic inductance, the first impedance, and the coupling coefficient,
Wherein the first magnetic inductance is a magnetic inductance of the power transmitting portion 132 and the second magnetic inductance is a magnetic inductance of the power receiving portion 32 and the first impedance is a magnetic inductance of the power receiving portion 32 excluding the power receiving portion 32 And the impedance of the power reception device (30) is an impedance of the power reception device (30). 삭제delete 삭제delete 제 1 항에 있어서,
상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 연산된 결합 계수와 상기 맵으로부터 주파수의 조정량을 구하여 상기 교류 전력의 주파수를 조정하도록 구성되는 상기 송전 장치(130).The method according to claim 1,
The electronic control device (170) is configured to adjust the frequency of the AC power by obtaining an adjustment amount of frequency from the calculated coupling coefficient and the map. 삭제delete 삭제delete 제 1 항에 있어서,
상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 제 2 자기 인덕턴스 및 제 1 임피던스를 정수로서 취급하여 상기 결합 계수를 연산하도록 구성되는 상기 송전 장치(130).The method according to claim 1,
The electronic control device (170) is configured to calculate the coupling coefficient by treating the second magnetic inductance and the first impedance as constants. 제 7 항에 있어서,
상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 제 2 자기 인덕턴스와 상기 제 1 임피던스를 상기 수전 장치로부터 취득하여 상기 결합 계수를 연산하거나, 또는, 상기 제 2 자기 인덕턴스와 제 1 임피던스의 비를 상기 수전 장치로부터 취득하여 상기 결합 계수를 연산하도록 구성되는 상기 송전 장치(130).8. The method of claim 7,
The electronic control device (170) is configured to calculate the coupling coefficient by acquiring the second magnetic inductance and the first impedance from the power receiving device, or calculate the coupling coefficient by multiplying the ratio of the second magnetic inductance (130) configured to calculate the coupling coefficient. 제 1 항에 있어서,
상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 복수의 스위칭 소자(Q1, Q2, Q3 및 Q4) 중 어느 하나의 스위칭 소자의 온 또는 오프의 타이밍에 있어서의 전류값에 기초하여 상기 전류 위상의 진각을 검지하도록 구성되는 상기 송전 장치(130).The method according to claim 1,
The electronic control device 170 detects the advance angle of the current phase on the basis of the current value at the timing of ON or OFF of any one of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 (130). 제 1 항에 있어서,
상기 전자 제어 장치(170)는, 상기 인버터(142)로부터 상기 송전부(132)에의 전류의 부호가 변화한 타이밍에 있어서의 상기 교류 전력의 전압에 기초하여 상기 전류 위상의 진각을 검지하도록 구성되는 상기 송전 장치(130).The method according to claim 1,
The electronic controller 170 is configured to detect the advance of the current phase based on the voltage of the AC power at the timing when the sign of the current from the inverter 142 to the power transmitting unit 132 changes The power transmission device (130).
KR1020150166678A 2014-11-28 2015-11-26 Electric power transmission device KR101842102B1 (en)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JPJP-P-2014-242084 2014-11-28
JP2014242084 2014-11-28
JPJP-P-2015-009581 2015-01-21
JP2015009581A JP6213485B2 (en) 2014-11-28 2015-01-21 Power transmission equipment

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20160065014A KR20160065014A (en) 2016-06-08
KR101842102B1 true KR101842102B1 (en) 2018-03-26

Family

ID=56125226

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020150166678A KR101842102B1 (en) 2014-11-28 2015-11-26 Electric power transmission device

Country Status (6)

Country Link
JP (1) JP6213485B2 (en)
KR (1) KR101842102B1 (en)
CN (1) CN105656216B (en)
BR (1) BR102015029388B1 (en)
MY (1) MY174469A (en)
RU (1) RU2625167C2 (en)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6299779B2 (en) 2016-02-02 2018-03-28 トヨタ自動車株式会社 Power transmission device and power transmission system
JP7119598B2 (en) 2018-06-05 2022-08-17 トヨタ自動車株式会社 Contactless power transmission device and contactless power transmission system
CN111016690B (en) * 2018-10-09 2021-08-17 郑州宇通客车股份有限公司 Wireless charging control method and device for electric automobile
CN110001436A (en) * 2019-03-07 2019-07-12 浙江叶尼塞电气有限公司 A kind of completely new high-power charging pile intelligence anti-reverse device
RU2722215C1 (en) * 2019-05-16 2020-05-28 Общество с ограниченной ответственностью "Системы накопления энергии" Method of providing dynamic stability of power system, which includes electric generator, load and system for accumulating electrical energy
CN114726080A (en) * 2022-04-15 2022-07-08 山西艾德尔电气设备有限公司 Short-circuit ride-through control method and control system for induction heating power supply

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010166693A (en) * 2009-01-15 2010-07-29 Nissan Motor Co Ltd Non-contact power supply device
JP2014207796A (en) * 2013-04-15 2014-10-30 日産自動車株式会社 Non-contact power feeding device, and method of controlling the same

Family Cites Families (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH10225129A (en) * 1997-02-13 1998-08-21 Ishikawajima Harima Heavy Ind Co Ltd Non-contact power supply facility
EP1739819B1 (en) * 2004-04-21 2015-07-29 Mitsubishi Electric Corporation System comprising gas laser oscillator and power supply apparatus
US7989986B2 (en) * 2006-03-23 2011-08-02 Access Business Group International Llc Inductive power supply with device identification
JP5159355B2 (en) * 2008-02-12 2013-03-06 三菱電機株式会社 Laser power supply
CN103329398B (en) * 2011-01-26 2015-07-01 株式会社村田制作所 Power transmission system
JP5010061B1 (en) * 2011-09-21 2012-08-29 パイオニア株式会社 Non-contact power transmission device, non-contact power reception device, and non-contact power supply system
JP5988191B2 (en) * 2011-09-27 2016-09-07 株式会社エクォス・リサーチ Power transmission system
FR2984032B1 (en) * 2011-12-13 2014-01-10 Renault Sa METHOD FOR NON-CONTACT CHARGING OF A BATTERY OF AN ELECTRIC MOTOR VEHICLE
CN202444333U (en) * 2012-02-22 2012-09-19 上海海事大学 Frequency tracking control device of magnetic-coupling resonance wireless power transmission system
JP2014204603A (en) * 2013-04-08 2014-10-27 ソニー株式会社 Power feeding apparatus and power feeding system

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010166693A (en) * 2009-01-15 2010-07-29 Nissan Motor Co Ltd Non-contact power supply device
JP2014207796A (en) * 2013-04-15 2014-10-30 日産自動車株式会社 Non-contact power feeding device, and method of controlling the same

Also Published As

Publication number Publication date
KR20160065014A (en) 2016-06-08
MY174469A (en) 2020-04-21
JP6213485B2 (en) 2017-10-18
RU2015150755A (en) 2017-06-02
JP2016111902A (en) 2016-06-20
CN105656216A (en) 2016-06-08
CN105656216B (en) 2019-04-16
BR102015029388B1 (en) 2019-11-12
RU2625167C2 (en) 2017-07-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101842102B1 (en) Electric power transmission device
CA2913362C (en) Electric power transmission device
JP6323346B2 (en) Power transmission equipment
US10498170B2 (en) Non-contact electric power transmitting device and electric power transfer system
US9845019B2 (en) Wireless power supply system and power transmission device
WO2017047455A1 (en) Power transmission device, and contactless power supply system
US9796284B2 (en) Wireless power supply system and power transmission device
US9755536B2 (en) Contactless inductively coupled power transfer system
US9738170B2 (en) Wireless power supply system and power transmission device
EP3352330A1 (en) Power transmission device, and contactless power supply system
CN107026514A (en) Electric power dispensing device and electrical power transmission system
JP2016127647A (en) Power transmission device
JP6551100B2 (en) Power transmission device and non-contact power feeding system
JP6269570B2 (en) Contactless power transmission equipment
US11919406B2 (en) Power transfer system for electric vehicles and a control method thereof
CN109888931B (en) Wireless power transmission apparatus and power transmission system
JP6962272B2 (en) Contactless power transmission equipment and power transmission system
CN112203890A (en) Power transmission system of electric vehicle and control method thereof
JP2019213267A (en) Non-contact transmission apparatus
US11945317B2 (en) Inductive power transfer system for derating a battery charging profile of electric vehicle batteries and control method thereof
JP6777524B2 (en) Power transmission device
CN110875639A (en) Power transmission device, power reception device, and control method for power transmission device
JP6409750B2 (en) Non-contact power transmission system
JP6615575B2 (en) Power supply system
WO2017077886A1 (en) Power transmission device

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E902 Notification of reason for refusal
E90F Notification of reason for final refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant