KR101788441B1 - 비대칭 페이즈를 갖는 다상 스위칭 전압 레귤레이터 - Google Patents

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Abstract

다상 스위칭 전압 레귤레이터는 제어기와 인덕터를 통해 출력 전류를 부하로 전달하도록 각각 구성된 복수의 전력 스테이지를 포함한다. 적어도 하나의 인덕터는 다른 인덕터보다 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 가짐으로써 적어도 하나의 전력 스테이지는 다른 전력 스테이지와 비교하여 상이한 출력 인덕턴스를 갖는다. 제어기는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 출력 전압을 조절하기 위해서 전력 스테이지의 스위칭을 제어하도록 구성되고, 전력 스테이지의 스위칭의 제어는 부하의 전출력 이벤트 동안에 모든 전력 스테이지가 각 인덕터를 통해 전류를 부하에 제공하는 것을 허용하는 것과, 부하의 저전력 이벤트 동안에 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 갖는 적어도 하나의 전력 스테이지를 제외한 모든 전력 스테이지가 부하에 전류를 제공하는 것을 방지하는 것을 포함한다.

Description

비대칭 페이즈를 갖는 다상 스위칭 전압 레귤레이터{MULTI-PHASE SWITCHING VOLTAGE REGULATOR HAVING ASYMMETRIC PHASE}
본 출원은 다상 스위칭 전압 레귤레이터(multi-phase switching voltage regulator)에 관한 것으로서, 특히 비대칭 페이즈 인덕턴스(asymmetric phase inductance)를 갖는 다상 스위칭 전압 레귤레이터에 관한 것이다.
스위칭 전압 레귤레이터는 원격통신(telecommunications)을 위한 (서버 및 모바일) 컴퓨팅 및 POLs(Point-of-Load Systems)와 같은 다양한 애플리케이션을 위한 최신 전자 시스템에서 그 높은 효율성과 그러한 컨버터에 의해 소비되는 작은 량의 면적/부피로 인해 널리 사용된다. 널리 사용되는 스위칭 전압 레귤레이터 토폴로지로는 벅(buck), 부스트(boost), 벅-부스트, 포워드(forward), 플라이백(flyback), 하프-브릿지, 풀-브릿지 및 SEPIC 토폴로지가 포함된다. 다상 벅 컨버터는 마이크로프로세서, 그래픽 프로세서 및 네트워크 프로세서와 같은 고성능 집적 회로에 의해 필요한 고전류 및 저전압 상황에 특히 적합하다. 벅 컨버터는 펄스 폭 변조(pulse width modulation: PWM) 제어기 IC(집적 회로), 구동 회로, 파워 MOSFET(metal-oxide-semiconductor field-effect transistors)을 포함하는 하나 이상의 페이즈와 같은 능동 소자와 인덕터, 변압기 또는 결합된 인덕터, 캐패시터 및 저항기와 같은 수동 소자로 구현된다. 다수의 페이즈들(전력 스테이지들)이 고 출력 전압 요건을 충족하기 위해서 각각 인덕터를 통해 부하에 병렬로 접속될 수 있다.
CPU 코어 전압(Vcore) 애플리케이션을 위해 설계된 전형적인 다상 벅 컨버터는 두 개 내지 여섯 개 또는 그 이상의 페이즈를 이용하며, Vcore는 중앙 처리 유닛(CPU), 그래픽 처리 유닛(GPU) 또는 프로세싱 코어를 포함하는 다른 디바이스에 공급되는 전력 공급 전압이다. Vcore 애플리케이션을 위해 설계된 종래의 다상 벅 컨버터는 각 페이즈에 대해 동일한 인덕턴스 값을 사용한다. Vcore 애플리케이션을 위한 레귤레이터는 프로세서 동작 활동 수준(processor operation activity level)과 그 전류 소비가 높은 고부하 동작과 프로세서 동작 활동 수준과 그 전류 소비가 낮은 저부하 동작을 모두 지원해야만 한다. 아울러, 레귤레이터는 양호한 레귤레이션(regulation)을 유지하면서도 저부하와 고부하 동작 간의 스위칭 시에 빠른 안정화를 위해서 대개 거친 과도 특성(tough transient specifications)을 갖고, 그에 따라 페이즈 당 150nH와 같이 상대적으로 낮은 인덕턴스 값을 요한다. 최종 소비자를 위해서, 설계가 양호한 저부하 및 피크 부하 효율성을 갖고 동작하면서도 엄격한 과도 특성을 통과하는 것이 바람직하다. 저부하 효율을 개선하기 위해서, 페이즈는 높은 인덕턴스 값을 가져 인덕터 내의 리플 전류(ripple current)를 감소시켜야한다. 그러나, 인덕턴스 값은 고 페이즈 전류를 지원하기 위해 제한된다. 일반적으로, 인덕터의 포화 전류(saturation current)는 동일한 물리적 크기에 대해서 인덕턴스가 증가함에 따라 감소하고, 그에 따라 더 낮은 인덕턴스가 더 높은 출력 전류를 지원할 수 있다. 아울러, 높은 인덕턴스 값을 갖는 페이즈는 빠른 과도 부하 응답 특성으로 Vcore를 거의 통과시키지 않을 것이기 때문에, 이러한 설계를 위해 최적의 인덕턴스를 선택하는데 요구되는 트레이드-오프가 존재한다. Vcore 애플리케이션 이외에, 다상 전압 레귤레이터가 메모리 애플리케이션에서 사용될 수 있어, 비대칭적 페이즈 인덕턴스 방법이 유사한 긍정적인 결과를 갖도록 구현될 수 있다.
다상 스위칭 전압 레귤레이터의 일 실시예에 따르면, 다상 스위칭 전압 레귤레이터는 제어기와 인덕터를 통해 출력 전류를 부하로 전달하도록 각각 구성된 복수의 전력 스테이지를 포함한다. 적어도 하나의 인덕터는 다른 인덕터보다 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 가짐으로써 적어도 하나의 전력 스테이지는 다른 전력 스테이지와 비교하여 상이한 출력 인덕턴스를 갖는다. 제어기는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 출력 전압을 조절하기 위해서 전력 스테이지의 스위칭을 제어하도록 구성되고, 전력 스테이지의 스위칭의 제어는 부하의 전출력 이벤트 동안에 모든 전각 인덕터를 통해 전류를 부하에 제공하는 것을 허용하는 것과, 부하의 저전력 이벤트 동안에 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 갖는 적어도 하나의 전력 스테이지를 제외한 모든 전력 스테이지가 부하에 전류를 제공하는 것을 방지하는 것을 포함한다.
인덕터를 통해 출력 전류를 부하로 전달하도록 각각 구성된 복수의 전력 스테이지를 포함하는 다상 스위칭 전압 레귤레이터를 위한 디지털 제어기의 일 실시예에 따르면, 적어도 하나의 인덕터는 다른 인덕터보다 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 가짐으로써 적어도 하나의 전력 스테이지는 다른 전력 스테이지와 비교하여 상이한 출력 인덕턴스를 갖고, 디지털 제어기는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 출력 전압을 조절하기 위해서 전력 스테이지의 스위칭을 제어하도록 구성된 제어 회로를 포함한다. 전력 스테이지의 스위칭의 제어는 부하의 전출력 이벤트 동안에 각 인덕터를 통해 전류를 부하에 제공하는 것을 허용하는 것과, 부하의 저전력 이벤트 동안에 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 갖는 적어도 하나의 전력 스테이지를 제외한 모든 전력 스테이지가 부하에 전류를 제공하는 것을 방지하는 것을 포함한다.
다상 스위칭 전압 레귤레이터의 일 실시예에 따르면, 다상 스위칭 전압 레귤레이터는 제어기와 전류를 부하로 전달하도록 각각 구성된 복수의 전력 스테이지를 포함한다. 각 전력 스테이지는 인덕터를 통해 부하로 연결되는 공통 노드에서 결합된 고전압측 트랜지스터와 저전압측 트랜지스터를 포함한다. 적어도 하나의 전력 스테이지 인덕터는 다른 전력 스테이지 인덕터보다 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 가짐으로써 적어도 하나의 전력 스테이지는 다른 전력 스테이지와 비교하여 상이한 출력 인덕턴스를 갖는다. 제어기는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 출력 전압을 조절하기 위해서 전력 스테이지의 스위칭을 제어하도록 구성된다.
본 기술분야의 당업자는 하기의 상세한 설명을 읽고 첨부된 도면을 살펴봄에 따라 추가적인 특징부와 장점을 인지할 것이다.
도면의 요소는 서로에 대해 상대적으로 스케일링될 필요는 없다. 유사한 참조 번호는 대응하는 유사한 부분을 지정한다. 다양한 도시된 실시예의 특징부들은 서로를 배제하지 않는 한 결합될 수 있다. 실시예가 도면에 도시되며 상세한 설명에서 자세히 기술된다.
도 1은 비대칭 페이즈 인덕턴스를 갖는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 실시예의 블럭도를 도시한다.
도 2는 페이즈 인덕턴스를 갖는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 다른 실시예의 블럭도를 도시한다.
도 3은 비대칭 페이즈 인덕턴스를 갖는 다상 스위칭 전압 레귤레이터를 위한 디지털 제어기의 실시예의 블럭도를 도시한다.
도 4는 보드 상에 배치된 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 비대칭 페이즈 인덕터의 실시예의 평변도를 도시한다.
본 명세서에서 설명되는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 실시예는 다른 페이즈와 상이한 인덕턴스 값을 갖는 적어도 하나의 페이즈(전력 스테이지)를 제공한다. '페이즈(phase)' 및 '전력 스테이지(power stage)'라는 용어는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 출력 소자(예컨대, 구동 회로, 고전압측 트랜지스터, 저전압측 트랜지스터 및 인덕터 등)를 설명하기 위해서 본 명세서에서 서로 교환가능하도록 사용되고, 출력 소자의 각각은 레귤레이션(regulation) 동안에 부하로 전달되는 총 전류의 일부로서 기여한다. 몇몇 경우에, 하나의 페이즈는 다른 페이즈와 상이한 인덕턴스 값을 갖는다. 다른 경우에, 둘 이상의 페이즈는 다른 페이즈와 상이한 인덕턴스 값을 갖는다. 또 다른 경우에, 모든 페이즈는 상이한 인덕턴스 값을 갖는다. 각각의 경우에, 예컨대, 2x 까지의 높은 인덕턴스 값 또는 다른 페이즈에 사용된 명목상의 인덕턴스(nominal inductance)보다 더 높은 인덕턴스 값이 단일 페이즈 또는 절전 모드에서 다른 페이즈와 결합되어 동작하는 페이즈에 인가될 수 있다. 절전 모드에서 동작하는 적어도 하나의 페이즈에 대해 높은 인덕턴스 값을 사용함으로써, 저부하 효율성의 부스트(개선)가 제공된다. 출력 리플, 고부하 효율성 및 전류 감지 오류가 다른 페이즈와 상이한 인덕턴스 값을 갖는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 적어도 하나의 페이즈를 제공함으로써 감소된다.
도 1은 복수의 전력 스테이지(페이즈)(100)와 각 전력 스테이지(100)의 동작을 제어하는 마이크로컨트롤러, 마이크로프로세서, ASIC(application-specific integrated-circuit) 등과 같은 디지털 제어기(102)를 포함하는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 실시예를 도시한다. 각각의 전력 스테이지(100)는 스위칭 전압 레귤레이터의 하나의 페이즈를 나타내고, 개별적인 인덕터(LN)를 통해 부하(104)로 페이즈 전류(ILn)를 전달하도록 구성된다. 부하(104)는 인덕터와 출력 캐패시터(CO)를 통해 다상 스위칭 전압 레귤레이터에 접속된다. 부하(104)는 마이크로프로세서, 그래픽 프로세서, 네트워크 프로세서와 같은 고성능 집적 회로이거나 POL(point-of-load)과 같은 전압 레귤레이션을 요구하는 다른 유형의 집적 회로일 수 있다.
각각의 전력 스테이지(100)는 대응하는 인덕터를 통해 부하(104)에 연결되는 고전압측 트랜지스터(Q1) 및 저전압측 트랜지스터(Q2)와, 제어기(102)로부터 PWM 신호를 수신하고 트랜지스터(Q1 및 Q2)를 온/오프 하도록 구동하기 위한 게이트 구동 신호(GH 및 GL)을 생성하는 구동 회로(110)를 포함한다. 각 전력 스테이지(100)의 고전압측 트랜지스터는 부하(104)를 다상 스위칭 전압 레귤레이터(100)의 입력 전압(Vin)에 스위칭 방식으로(switchably) 접속시키고, 대응하는 저전압측 트랜지스터는 부하(104)를 상이한 구간(period)에 접지 전압에 스위칭 방식으로 접속시킨다. 도시를 용이하게 할 목적으로 도 1에는 세 개의 전력 스테이지(100)가 도시되었다. 일반적으로, 다상 스위칭 전압 레귤레이터(100)는 적어도 두 개의 전력 스테이지(100), 예컨대, 전형적으로 여섯 개 또는 그 이상의 전력 스테이지를 포함하며, 그 중 적어도 하나는 다른 전력 스테이지(100)와 비교하여 상이한 개방 회로 인덕턴스(open circuit inductance)(LN)를 갖는다. 본 명세서에서 사용되는 바와 같이, '개방 회로 인덕턴스'는 명목상의/평균적인 값과 반대로 실제의/정확한 값을 지칭한다.
디지털 제어기(102)는 부하(104)에 의해 전달된 페이즈 전류(IL1, IL2,…ILN)를 조정함으로써, 전력 스테이지(100)에 의해 부하(104)로 전달되는 전압(Vout)을 조절하는 제어 회로(106)를 포함한다. 제어 회로(106)는 대응하는 PWM 제어 신호(PWM1, PWM2,…, PWMn)를 통해 각 전력 스테이지의 고전압측 및 저전압측 트랜지스터를 스위칭하는 다상 펄스폭 변조기(mPWM)(108)을 포함할 수 있고, 이에 따라 각각의 전력 스테이지(100)는 그 전력 스테이지(100)에 인가된 PWM 신호에 응답하여 대응하는 인덕터 및 고전압측 또는 저전압측 트랜지스터를 통해 부하(104)에 전류를 소스(source) 또는 싱크(sink)할 수 있다. PWM 제어 신호가 로직 하이 레벨인 경우에, 대응하는 고전압측 트랜지스터는 전도 상태가 되고, 인덕터 전류는 고전압측 트랜지스터를 통해 소스되거나 싱크되고, 인덕터를 통해 흐르는 전류는 소정 기간동안 증가된다. 이는 일반적으로 '온-타임'으로서 지칭되며, 전력 스테이지(100)가 '턴 온'된 것으로 간주된다. PWM 제어 신호가 로직 로우 레벨인 경우에, 대응하는 저전압측 트랜지스터가 전도 상태가 되며, 전류가 저전압측 트랜지스터로부터 소스 또는 싱크되고, 인덕터를 통해 흐르는 전류는 소정 기간 동안 감소된다. 이는 일반적으로 '오프-타임'으로 지칭되고, 전력 스테이지(100)는 '턴 오프'된 것으로 간주된다. PWM 제어 신호가 3가(trivalent) 또는 고 임피던스 로직 레벨인 경우 (PWM 제어 신호가 하이 또는 로우 레벨이 아님), 대응하는 고전압측 및 저전압측 트랜지스터 모두는 비전도 상태에 있고, 전류는 저전압측 또는 고전압측 트랜지스터 바디 다이오드 중 하나를 통해 소스 또는 싱크되고, 인덕터를 통해 흐르는 전류의 크기(magnitude)는 0으로 감소된다. 이는 일반적으로 'HiZ-타임' 또는 '비활성화 타임'으로 지칭되고, 전력 스테이지(100)는 'High Z' 또는 비활성화된 것으로 간주된다.
다상 벅(buck) 레귤레이터는 일반적으로 고정된 주파수 CCM(continuous current mode)에서 동작한다. 고정된 주파수 CCM에서, 각 페이즈를 위한 PWM 제어 신호는 스위치 사이클의 일부동안 하이이고, 스위치 사이클의 일부동안은 로우이며, 스위치 사이클은 사이클마다 상대적으로 일정하다. 고정된 기간 동안, 고정된 숫자의 펄스와 각 펄스에 대해 상대적으로 일정한 온/오프 타임이 기대된다. 레귤레이터는 출력 전압을 일정하게 유지하기 위해서 PWM 사이클을 조정하고, 인덕터 전류를 부하 요건(load requirements)에 매칭하기 위해 조정한다. 인덕터 전류는 각 사이클마다 상승하고 하강하므로 일정하지 않지만, 각각의 사이클에 대응하는 리플 전류를 사용하여 정상 상태 동작(steady state operation) 동안 일정한 평균 전류를 생성하고, 리플 전류는 스위칭 주파수, 인덕턴스, PWM 제어 신호의 듀티 사이클 및 입력 및 출력 전압(Vin, Vout)에 따라 결정된다. 동일한 주파수와 균일하게 간격된 페이즈 오프셋에서 각 페이즈를 동작시키고, 각 페이즈를 조정하여 각 페이즈의 평균 전압이 상대적으로 매칭되게 하는 것은 각 페이즈 내의 리플 전류가 삭제되게 하고, 모든 페이즈에서 부하에 공급되는 총 전류는 더 낮은 총 리플을 가지게 될 것이다. 다상 벅 레귤레이터는 복수의 페이즈 간에 동등하게 부하 전류 요건을 분배하는 것이 가능하기 때문에 부하에 고 전류를 전달하는데 이상적으로 적합하며, 고정된 주파수 다상 동작(fixed frequency multi-phase operation)에 의해 부하에서 높은 리플 전류를 삭제하여 낮은 인덕턴스 값을 지원함으로써 물리적으로 작게 구현되는 것을 가능하게 한다. 그러나, 이러한 방법은 리플 전류가 부하 전류보다 상대적으로 높고 각 페이즈에 대한 스위칭 손실(switching losses)이 또한 높기 때문에 저부하 동작에는 적합하지 않다. 저부하 동작은 일반적으로 하이 Z 상태의 PWM 제어 신호를 입력받고 고전압측 또는 저전압측 트랜지스터 중 어느것도 턴온되지 않아 일부 페이즈가 비활성화되고, 활성화된 페이즈 또는 페이즈들이 DCM(discontinuous conduction mode)과 같은 최고로 가능한 효율에서 동작할 정도로 동작 모드를 수정하도록 다상 벅 레귤레이터를 이용한다.
PFM((pulse frequency modulation)과 같은 DCM 스위칭 모드에서, 일단 그 인덕터 전압이 0에 도달하면 DCM 모드에서 활성화된 각 전력 스테이지(100)의 저전압측 트랜지스터는 전도 상태가 되는 것이 허용되지 않는다. 그러면, 사이클은 온-타임과, 그에 후속하는 오프-타임과, 그에 후속하는 HiZ 타임으로 구성된다. 인덕터 전류는 온-타임 동안에 상승하고 오프-타임 동안에 하강한다. HiZ 타임 동안에, 인덕터 전류는 0에 접근하고, 0이 되면 사이클의 지속기간 동안에 변화하지 않는다. 인덕터 전류가 0에 가까워짐에 따라 오프-타임에서 Hiz 타임으로의 천이가 발생하면, DCM에서의 전력 손실이 최소화된다. 그 결과, 인덕터 전류는 DCM의 스위칭 사이클의 일부 동안에 0에 도달한다. 다상 스위칭 전압 레귤레이터는 일반적으로 저부하 조건 동안에 DCM 내에 구성된다. CCM에서, 부하 전류가 리플 전류로서 동작하는 값을 초과하면, 인덕터 전류는 전체 사이클동안에 양의(positive) 값을 갖는다. 부하 전류가 이러한 값 미만인 경우에, 인덕터 전류는 스위치 사이클의 일부 동안에 음의(negative) 값을 갖는다. 즉, DCM에서 인덕터 전류는 항상 양이거나 0이고, CCM에서 인덕터 전류는 양이거나 음일 수 있지만 0일 수는 없다. 인덕터 전류는 부하가 없는 경우에 0이 되거나 음일 수 있고, 다상 스위칭 전압 레귤레이터는 3가 인덕터의 전류가 0인 경우에 CCM에서 동작할 수 있다. 다상 스위칭 전압 레귤레이터는 일반적으로 부하(104)에서 전출력 조건(full power conditions)인 동안에 CCM으로 구성된다.
CCM 또는 DCM에서, 각 전력 스테이지(100)의 구동 회로(110)는 디지털 제어기(102)에 의해 제공된 PWM 신호에 응답하여 게이트 구동 신호(GHn / GLn)를 대응하는 전력 스테이지(100)의 각각의 고전압측 및 저전압측 트랜지스터의 게이트에 제공한다. 전력 스테이지(100)의 활성화 상태(activation state)와 고전압측 및 저전압측 트랜지스터의 듀티 사이클은 부하(104)에 인가되는 출력 전압(Vout)에 적어도 부분적으로 기초하여 결정되어, 다상 스위칭 전압 레귤레이터는 부하 상태(load conditions)를 가능한한 빠르고 신뢰성있게 변경하도록 반응할 수 있다.
저부하 조건에서, 부하는 더 적은 전류를 이끈다(draw). 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 저부하 효율성은 최고 인덕턴스 값(들)을 갖는 전력 스테이지(들)(100)를 사용하여 개선될 수 있다. 이를 위하여, 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 적어도 하나의 인덕터는 다른 인덕터보다 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 가져, 적어도 하나의 전력 스테이지(100)가 다른 전력 스테이지들과 비교하여 상이한 출력 인덕턴스를 갖는다. 예를 들어 도 1에서, 제 1 전력 스테이지는 더 높은 출력 인덕턴스(L1)를 갖고, 다른 전력 스테이지들(100)은 더 낮은 인덕턴스((L2, L3)를 갖는다. 다른 경우에, 둘 이상의 전력 스테이지(100)가 다른 전력 스테이지들보다 더 높은 출력 인덕턴스 값을 갖는다. 또 다른 경우에, 모든 전력 스테이지(100)가 상이한 인덕턴스 값을 갖는다.
각각의 경우에, 더 높은 값의 출력 인덕턴스(들)를 갖는 전력 스테이지(들)(100)는 더 낮은 값의 출력 인덕턴스(들)를 갖는 전력 스테이지(100)보다 더 낮은 전류를 처리할 수 있는 능력을 갖는다. 이처럼, 디지털 제어기(102)는 저부하 조건 동안에, 예컨대, DCM에서 이러한 전력 스테이지(100)를 동작시킴으로써 이들 전력 스테이지(100)를 이용한다. 더 낮은 인덕턴스를 갖는 나머지 전력 스테이지들(100)은 부하(104)의 높은 전력 상태 동안에 활성화된다. 이러한 방식으로, 다상 스위칭 전압 레귤레이터는 DCM에서 높은 저부하 효율성을 갖고 동작하고, CCM에서 충분히 높은 전류의 처리 능력을 제공한다.
디지털 제어기(102)는 전력 스테이지의 출력 인덕턴스의 비대칭 특성(asymmetric nature)을 인지할 수 있거나 인지하지 못할 수 있다. 어떤 경우에도, 제어기(102)는, 부하(104)의 전출력 조건 동안에 전력 스테이지(100)가 각각의 인덕터를 통해 부하(104)에 전류를 제공하는 것을 허용하고, 예컨대, 다상 스위칭 전압 레귤레이터가 PFM과 같은 DCM에서 구성되는 경우에 부하의 저출력 상태 동안에 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 갖는 적어도 하나의 전력 스테이지(100) 이외의 모든 전력 스테이지로부터 부하(104)에 전류를 제공하는 것을 방지함으로써, 저부하 및 전출력 조건하에서 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 출력 전압(Vout)을 조정하기 위해서 전력 스테이지(100)의 스위칭을 제어하도록 구성된다.
디지털 제어기(102)가 전력 스테이지의 출력 인덕턴스의 비대칭 특성을 모르는 경우에, 전력 스테이지(100)의 출력 인덕턴스는 인덕턴스 비대칭(inductance asymmetry)이 레귤레이터 성능에 아주 작은 역효과(adverse effect)를 미치거나 또는 어떤 역효과도 미치지 않도록 선택될 수 있다. 즉, 최고 전력 스테이지 출력 인덕턴스와 최소 전력 스테이지 출력 인덕턴스 간의 차이는 제어기(102)가 그 차이를 고려할 필요가 없는 범위 내에서 선택될 수 있다. 예를 들어, 하나 이상의 전력 스테이지(100)가 220 nH 및/또는 180 nH의 출력 인덕턴스를 갖고, 나머지 전력 스테이지(100)가 150 nH의 출력 인덕턴스를 가질 수 있다. 220 nH 및/또는 180 nH의 출력 인덕턴스를 갖는 전력 스테이지(100)는 저부하 조건 동안에 활성화되고, 150 nH의 출력 인덕턴스를 갖는 전력 스테이지(100)를 포함한 나머지 전력 스테이지(100)는 부하(104)의 전출력 조건 동안에 활성화된다. 이러한 경우에, 제어기(102)는 전력 스테이지(100)의 각 스위칭 제어를 결정하는데 있어, 디지털 제어기(102)에 의해 이용되는 레귤레이터 구성 파라미터(112)의 일부로서 단일 출력 인덕턴스 값(도 1의 Lx)을 제공받는다.
상기에서 주어진 예시적인 150 nH 내지 220 nH의 출력 인덕턴스 범위를 다시 고려하면, 디지털 제어기(102)에 제공된 단일 출력 인덕턴스 값(Lx)은 최대 출력 인덕턴스 값과 최소 출력 인덕턴스 값 사이의 어떤 값(예컨대, 140 nH) 또는 150 nH와 220 nH 사이의 어떤 다른 값으로 설정될 수 있다. 제어기(102)는 단일 출력 인덕턴스의 함수(f(Lx))로서 전류 평형, 페이즈 강하, 전류 감지, 페이즈 전류 보호, 동적 반응 등과 같은 다양한 (표준적인) 다상 레귤레이터 기능을 수행한다. 비록 제어기(102)가 전력 스테이지의 출력 인덕턴스 간의 차이를 고려할 수 없는 경우에 전류 추정, 피크 전류, 입력 전류 추정, 전류 감지 이득(APC 또는 Amps/Code) 등과 같은 제어기(102)에 의해 수행되는 계산이 영향을 받아 최적의 상태로 수행되지는 못하지만, 비대칭 전력 스테이지 인덕턴스의 사용은 저부하 효율성을 개선하여 여전히 상이한 부하 스텝(load step)의 과도 상태를 갖는 다상 애플리케이션 설계에서 수용가능한 과도 응답을 제공한다. 제어기(102)는 또한 상이한 부하 상태 하에서 어떤 전력 스테이지가 활성화되고 어떤 전력 스테이지가 비활성화되는지(즉, 강하되는지) 관리하는 페이즈 강하 로직(114)을 포함한다. 제어기(102)는 DCM 및 CCM 스위칭 모드에서 레귤레이터 동작을 제어하는 DCM/CCM 제어 로직(116)을 더 포함한다. 제어기(102)는 또한 출력 전압(Vout)과 개별적인 페이즈 전류(IL1, IL2,…, ILN)를 각각 감지하거나, 측정하거나 추정하는 전압 및 페이즈 전류 감지 회로(118)을 포함한다.
도 2는 디지털 제어기(102)가 전력 스테이지(100)의 스위칭을 제어하는데 있어 전력 스테이지(100)의 상이한(비대칭적인) 개방 회로 인덕턴스를 고려하는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 다른 실시예를 도시한다. 이러한 실시예에 따르면, 상이한 개방 회로 인덕턴스 값 또는 동등한 파라미터(도 2의 L1, L2, L3)가 상이한 개방 회로 인덕턴스의 각각에 관련된 전력 스테이지(100)의 표시를 따라 메모리에 저장된다. 하나 이상의 전력 스테이지(100)는 나머지 전력 스테이지(100)와 비교하여 더 높은 (비대칭적인) 페이즈 인덕턴스로 동작하고, 제어기(102)는 전력 스테이지의 출력 인덕턴스의 비대칭 함수(도 2의 f(L1,L2,L3))로서 비대칭적 전류 평형, 페이즈 강하, 전류 감지, 페이즈 전류 보호, 동적 반응 등을 지원하도록 구성되고, 또한 강하된 페이즈로 동작하는 경우나 저전력 동작 모드의 PFM에서 동작하는 경우에 최적의 효율성을 갖는 다상 동작을 또한 지원하도록 구성된다.
제어기(102)가 전력 스테이지(100)의 상이한 (비대칭적인) 개방 회로 인덕턴스를 고려(account for)하는지 여부와 상관없이, 제어기(102)는 균일한 간격(spacing)은 아니지만 동일한 주파수에서 전력 스테이지(100)를 스위칭할 수 있다. 대안적으로, 제어기(102)는 상이한 주파수에서 전력 스테이지(100)를 스위칭할 수 있다. 또 다른 실시예에서, 제어기(102)는 동일하지 않은 시퀀싱(sequencing)으로 전력 스테이지를 스위칭할 수 있다. 따라서, 제어기(102)는 고정된 주파수, 균일하게 이격된 다상 동작에 제한되지 않을 뿐만 아니라, 모든 페이즈가 활성화되어 최대 부하 전류를 전달하는 경우뿐만 아니라 부하 전류가 낮아서 각각의 페이즈가 전체 시스템의 효율성, 과도(transient) 및 리플 성능을 최대화하는데 최적화될 수 있는 경우에도 동작을 최적화하기 위해서 각 페이즈의 상이한 인덕턴스와 전류 처리 능력을 고려하는 것 또한 가능하다.
도 3은 디지털 제어기(102)와 전력 스테이지(100)의 스위칭을 제어하는데 있어 (비대칭적인) 전력 스테이지 출력 인덕턴스의 정보를 이용할 수 있는 제어기 로직부의 보다 상세한 도면을 도시한다. 전력 스테이지(100)와 부하(104)는 도시의 편의를 위해서 도 3에 단일 블럭으로 도시된다.
디지털 제어기(102)는 아날로그 전압 피드백 신호(vsen)를 출력 전압(Vout)의 디지털 제어기 표현으로 변환하는 전압 감지부(200)를 포함한다. 전류 감지부(202)는 아날로그 페이즈 전류 피드백 신호(isenx)를 모든 페이즈 전류의 총 추정치(itot)를 포함한 페이즈 전류(IL1, IL2,…, ILN ))로 변환한다. 제어기(102)는 또한 페이즈 전류간의 목표 평형(target balance)을 유지하기 위해서 페이즈 듀티 사이클(duty)에 대한 보상차(ibal)를 생성하는 전류 평형부(204)를 포함한다. PCL(positive current limit)/NCL(negative current limit)부(206)는 각 페이즈의 과도한 양의 전류 및 음의 전류를 방지하기 위해서 페이즈 듀티 사이클(duty)을 제한한다. AVP(adaptive voltage position)부(208)는 목표 로드 라인 드룹(load line droop)과 출력 전류에 기초하여 레귤레이터 셋-포인트 내의 변화(dvavp)를 고려한다. DVID(dynamic voltage transition) 램프부(210)는 이전 VID(전압 ID)로부터 목표 VID(vtarg)로의 램프율(ramp rate)이 제어된 천이를 생성한다.
디지털 제어기(102)는 제어기 목표 전압(vtarg)을 생성하고 DVID 및 AVP의 계산된 출력을 형성하는 파형에 의한 VID의 변화에 대한 원하는 출력 전압 응답을 제공하는 DVID 필터(212)를 더 포함한다. PID(proportional-integral-derivative) 제어 루프 보상 필터(214)는 대응하는 PID 이득 조건(gain terms)을 사용하여 제어기(102)에 의해 구현된다. FF(feedforward) 제어 루프(216)는 목표 출력 전압(vtarg) 및 입력 전압(Vin)에 기초하여 개방 루프 듀티 사이클(ff)을 계산한다. 제어기(102)의 ATR(active transient response)부(218)는 큰 과도현상(transient)에 대한 시스템의 과도 응답(transient response)을 개선하는 비동기식 비선형 제어 루프를 제공한다. 제어기(102)의 PFM(phase frequency modulation)부(220)는 전력 효율성을 최적화하기 위해서 저부하 조건하에서 전력 스테이지 스위칭을 제어한다. 제어기(102)의 FATR(frequency active transient response)부(222)는 동적 부하 반복 주파수(dynamic load repetition frequency)에 걸쳐 출력 임피던스와 전압 편차의 최고점을 최소화하는 적응적 제어 루프 최적화기(adaptive control loop optimizer)이다. 제어기(102)의 mPWM부(214)는 PID, 전류 평형, PFM, ATR 및 FATR 제어에 기초하여 개별적인 페이즈 응답(pwmx)을 생성한다. 제어기(102)의 페이즈 강하(PD)부(224)는 부하 전류의 범위에 걸쳐 효율성을 최대화하기 위한 동작에서 전력 스테이지(페이즈)의 숫자를 제어하도록 구성된다. PD부(224)는 저부하 조건 동안에 낮은 출력 인덕턴스를 갖는 하나 이상의 전력 스테이지(100)를 제거하여, 높은 출력 인덕턴스를 갖는 전력 스테이지(들)(100)이 이러한 조건 하에서 부하(104)에 전류를 제공하는 전력 스테이지(들)(100)가 되게 한다. 부하 전류 요구량이 증가함에 따라, PD부(224)는 부하에 전류를 공급하기 위해서 앞서 제거되었던 낮은 출력 인덕턴스를 갖는 하나 이상의 전력 스테이지(100)를 추가한다.
도 3에서, vsen은 출력 전압을 나타내는 아날로그 피드백 신호이고, isenx는 각 인덕터를 통해 흐르는 각 페이즈 전류를 나타내는 아날로그 피드백 신호이고, itot는 페이즈 전류의 총합(또는 전체 출력 전류)의 제어기 표현(controller representation)이고, iph는 각 인덕터를 통해 흐르는 각 페이즈 전류의 제어기 표현이고, vid_ramp는 이전 VID로부터 목표 VID로 램프율이 제어된 천이를 갖는 출력 셋-포인트 전압 ID(VID)의 제어기 표현이며, dvavp는 출력 전류의 함수로서의 AVP 출력 전압 드룹의 제어기 표현이며, vavp는 셋-포인트 전압 ID(VID)와 출력 전류 드룹의 함수로서의 VP 출력 전압의 제어기 표현이고, vtarg는 VID의 변화에 대한 원하는 출력 전압 응답을 제공하기 위해서 DVID 필터로부터 형성된 파형을 고려한 목표 전압의 제어기 표현이고, verr는 오류 전압의 제어기 표현이고, pid는 구성가능한 PID 보상기(compensator)에 기초한 제어 루프 응답의 제어기 표현이고, ff는 듀티 사이클의 피드포워드 계산의 제어기 표현이고, duty는 pid 및 ff 요소의 총합에 기초하여 생성되는 듀티 사이클의 제어기 표현이고, pwmx는 제어 루프에 의해 설정된 듀티 사이클에서 생성되는 원하는 전력 스테이지 상태(고전압측 온, 저전압측 온, 고 임피던스)를 나타내는 제어기 디지털 출력이고, L1, L2, L3는 전력 스테이지(100) 또는 각 페이즈 인덕턴스의 출력 인덕턴스를 나타내는 제어기 파라미터이다.
전력 스테이지(100)의 스위칭 제어를 더 최적화하기 위해서 비대칭적인 전력 스테이지 출력 인덕턴스의 정보를 이용할 수 있는 제어기 유닛의 동작이 하기에서 더욱 상세히 설명된다. 예를 들어, 전류 감지부(202)는 또한 전류 감지의 정확도를 향상시키는 다양한 페이즈 인덕턴스와 페이즈 리플 전류 상의 효과를 고려하는데 더욱 최적화될 수 있다. 전류 평형부(204)는 다양한 페이즈 전류 처리 능력을 고려하고, 사용되는 다양한 페이즈 인덕터스에 기인한 듀티 사이클의 변화에 응답하도록 최적화될 수 있다. PCL/NCL부(206)는 사용되는 다양한 페이즈 인덕터에 기인한 각 전력 스테이지(100) 내의 다양한 듀티 사이클 제약을 고려하는데 최적화될 수 있다. PD부(224)는 사용되는 다양한 페이즈 인덕턴스에 기초하여 차단(shedding)된 동적 페이즈에 대해 로딩된 다양한 최적 전류를 고려하는데 최적화될 수 있다. AVP부(208)는 사용되는 다양한 페이즈 인덕턴스에 기초하여 다양한 최적 대역폭을 고려하는데 최적화될 수 있다. PID 보상기(214)는 사용되는 다양한 페이즈 인덕턴스에 기초하여 다양한 최적의 이득(gain) 및 대역폭을 고려하는데 최적화될 수 있다. FF부(216)는 사용되는 다양한 페이즈 인덕턴스에 기초하여 다양한 최적 개방 루프 듀티 사이클을 고려하는데 최적화될 수 있다. PFM부(220)는 사용되는 다양한 페이즈 인덕턴스에 기초하여 다양한 최적 펄스폭을 고려하는데 최적화될 수 있다. 디지털 제어기(102)는 그 일부가 하기에서 더욱 상세히 설명되는 바와 같은 제어 기능에 기초하여 이러한 다양한 비대칭적 인덕턴스 중 하나 또는 여러 개를 구현하거나 하나도 구현하지 않을 수 있다.
PFM은 벅 컨버터가 '온타임(또는 Ton),' '오프타임(또는 Toff)' 및 'HiZ 타임(또는 HiZ)'으로 동작되는 DCM의 한 버전이며, Ton 동안에 인덕터의 전류는 0부터 최대 전류(Imax)까지 램핑하고(ramp), Toff 동안에 인덕터의 전류가 Imax로부터 0까지 램핑하고, HiZ 동안에 인덕터의 전류가 0에 머물러 있는다. PFM은 Ton 및 Toff가 Vin, Vout 및 L의 함수로서 계산되고, 출력 전압이 조절되는 것과 같은 HiZ로 얼마동안 유지될지 결정하는데 비교기가 사용되는 디지털 제어기에서 구현될 수 있다. Ton 및 Toff의 계산은 PFM 모드에서 레귤레이터의 최대 전류(Imax) 처리 능력을 최적화하거나 출력 리플 전압을 최소화하는 방식으로 이루어질 수 있다. PFM에서 동작하는 비대칭적 페이즈 인덕턴스를 갖는 레귤레이터의 제어기(102)는 다상 PFM 동작을 지원하거나 예상되는 부하 전류에 따른 최소의 리플을 제공하기 위한 가장 적절한 인덕턴스를 선택함으로써 인덕턴스 비대칭(inductance asymmetry)의 이점을 취할 수 있다. 일 실시예에서, 제어기(102)의 PFM부(220)는 Imax, Ton 및 Toff를 하기와 같이 계산한다.
Figure 112016012217554-pat00001
여기서, Lph는 PFM 스위칭 동작 모드에서 사용되는 모든 전력 스테이지(100)의 전체 (유효(effective)) 개방 회로 인덕턴스를 나타내고, 따라서 전력 스테이지의 출력 인덕턴스의 비대칭에 대하여 설명한다. 제 1 전력 스테이지(100)가 가장 높은 출력 인덕턴스 L1을 갖는 도 1 및 2의 3-상 예시로 돌아가면, 제 1 전력 스테이지(100)가 PFM 스위칭 동작 모드에서 사용되는 유일한 스테이지인 경우에 Lph = L1이다. 하나 이상의 전력 스테이지(100)가 나머지 전력 스테이지(100)보다 더 높은 출력 인덕턴스를 갖고 PFM 스위칭 동작 모드에서 사용되는 경우에, Lph는 이러한 출력 인덕터의 전체 (유효) 병렬 인덕턴스가 되고, 즉, Lph = Lph1∥Lph2∥…Lphn이고, 여기서 'L'은 개방 회로 인덕턴스를 나타내고 'phn'은 PFM 동안에 사용되는 n개의 전력 스테이지(100)의 페이즈 인덱스에 대응한다.
이러한 실시예에 따르면, 제어기(102)의 PFM부(220)는 등식 (1)의 Lph에 의해 나타난 바와 같은 전력 스테이지(100)의 다양한 개방 회로 인덕턴스의 함수로서 온 PFM 타임(Ton)과 오프 PFM 타임(Toff)을 계산한다. PFM부(220)는 PFM 스위칭 모드에서 동작하는 경우에 부하(104)에 제공되는 전류의 리플을 최소화하는데 가장 적합한 개방 회로 인덕턴스를 갖는 전력 스테이지(들)(100)를 선택할 수 있다.
디지털 제어기(102)의 PCL/NCL부(206)는 각 전력 스테이지의 과도한 양의 한계 전류 및 음의 한계 전류를 방지하기 위해서, 페이즈 듀티 사이클을 제한하는 경우에 전력 스테이지의 출력 인덕턴스를 고려할 수 있다. 예를 들어, PWM-제어된 벅 컨버터의 CCM 스위칭 동작 모드에서의 한계 전류는 피크 전류(Ipeak)를 제한하기 위해서 온타임(Ton) 또는 듀티 사이클(D)을 제한함으로써 달성될 수 있다. 명목 듀티 사이클은 Vin/Vout에 의해 주어지며, 여기서 Vin은 벅 입력 전압이고 Vout은 벅 출력 전압이다. 리플 전류는 ((Vin-Vout)*Vout)/(Vin*L*Fsw)에 의해 주어지며, 여기서 L은 벅 인덕턴스이고, Fsw는 Ton+Toff = 1/Fsw인 CCM에서 고정된 주파수 동작을 위한 스위칭 주파수이다. 평균 또는 중간 사이클 전류(Io)가 주어진 경우에, 다음 사이클의 피크 전류는 다음 사이클의 Ton 또는 D=Ton/Toff인 듀티 사이클의 함수이다. Io에 기초하여 듀티 사이클 또는 Ton이 제한되는 경우에, Vout, Vin, Fsw, 및 L은 피크 전류를 제한하는 유효한 수단(effective method)이 된다.
일 실시예에 따르면, 디지털 제어기(102)의 PCL/NCL부(206)는 각 페이즈의 Io(Io_phn)를 모니터링하고 하기의 등식에 의해 주어지는 각 전력 스테이지(100)의 개방 회로 인덕턴스(Lphn)에 기초하여 각 페이즈의 한계 듀티 사이클(Dlimit_phn) 및/또는 한계 시간(Tlimit_phn)을 계산함으로써 전력 스테이지의 비대칭 출력 인덕턴스를 지원한다.
Figure 112016012217554-pat00002
다시, 다른 전력 스테이지(100)의 출력 인덕턴스(L2, L3)보다 제 1 전력 스테이지(100)가 더 높은 출력 인덕턴스(L1)를 갖는 도 1 및 2의 3-상 예시로 돌아가면, 등식 (2)에서 Lph1 = L1, Lph2 = L2 및 Lph3 = L3이 된다. 일반적으로, Lphn은 n 번째 전력 스테이지(100)를 부하(104)에 연결하는 인덕터의 특정 개방 회로 인덕턴스에 대응한다.
디지털 제어기(102)의 전류 감지부(202)는 직렬 저항, 전류 미러 또는 병렬 센서와 같은 대응하는 감지 소자의 전압으로서 개별적인 인덕터 전류(IL1, IL2,…, ILN)의 표현을 획득하는 경우에 전력 스테이지의 출력 인덕턴스의 비대칭을 고려할 수 있다. 예를 들어, DCR 전류 감지는 인덕터의 전압과 RC 네트워크에 매칭되는 시간 상수에 의해 필터링된 그 기생 DC 저항(r)을 사용하는 병렬 스킴이며, 캐패시터의 전압은 인덕터에 흐르는 전류에 비례한다. 비대칭 페이스 인덕턴스를 갖는 시스템에서, 인덕턴스(Lphn)와 저항(r_phn)은 전력 스테이지(100)의 적어도 일부에 따라 다르며, 각각의 페이즈 전류 측정치(Isen_phn)에 대해 일정한 비율의 차이와 시간 상수를 초래한다. 시간 상수의 미스매치는 제어기(102) 내의 디지털 필터에 의해 하기에 의해 주어지는 다양한 전력 스테이지의 출력 인덕턴스를 고려함으로써 보상될 수 있다.
Figure 112016012217554-pat00003
이러한 방식으로, 디지털 제어기(102)의 전류 감지부(202)는 각 전력 스테이지(100)의 전류 추정치(current estimates)를 스케일링(scale)할 수 있고, 각 전력 스테이지(100)의 개방 회로 인덕턴스(Lphn)에 기초하여 전류 추정치를 독립적으로 계산하는데 사용되는 시간 상수(
Figure 112016012217554-pat00004
)를 조정할 수 있다. 아울러, 전류 감지부(202)의 정확도를 개선하기 위해서, 예컨대, 대응하는 PWM 제어 신호의 상태예와 페이즈 인덕턴스(Lphn)의 상태가 주어진 경우의 예상되는 dI/dt의 정보를 사용하는 것과 같은 추정 방법이 사용될 수 있다. 디지털 제어기(102)는 독립적인 스케일링과 시간 상수 보상과 더불어 전류 감지 정확도를 최대화하기 위한 독립적인 전류 추정치를 제공함으로써 비대칭 페이즈 인덕턴스를 갖는 개선된 전류 감지를 지원할 수 있다.
디지털 제어기(102)의 전류 평형부(204)는 전류 평형부(204)에 의해 구현되는 페이즈 전류 평형 기능의 일부로서 전력 스테이지의 출력 인덕턴스의 비대칭을 고려할 수 있다. 예를 들어, 다상 벅 컨버터에서, 개별적인 페이즈 전류가 측정되고, 각 페이즈의 전류는 각 전력 스테이지(100)의 전체 전류의 분산(distribution)이 평형되는 방식으로(즉, 페이즈 전류가 모든 페이즈마다 동일하도록) 조정될 수 있다. 페이즈 전류의 평형은 각 전력 스테이지(100)에 적용된 PWM 폭(듀티)의 증가하는 차이(incremental differences)를 구현함으로써 달성될 수 있다. 조금 더 넓은 PWM 폭은 증가된 페이즈 전류를 초래하고, 조금 더 좁은 PWM 폭은 감소된 페이즈 전류를 초래한다. 전류 평형부(204)는 개별적인 페이즈 전류와 목표 전류(예컨대, 페이즈 전류의 평균치) 간의 차이를 검출하고, 대응하는 변화를 이러한 차이에 비례하는 펄스 폭(듀티)에 적용한다. 페이즈 전류의 대응하는 변화는 펄스 폭 조정에 비례하고, 대응하는 페이즈 인덕턴스에 반비례한다.
일 실시예에서, 전류 평형부(204)는 차의 적분(integral of the difference)에 비례하는 펄스 폭의 변화를 적용하거나, 일반적으로 전류 평형(IBAL) 필터로서 정의되는 비례항(P) 및 적분항(I)의 합이 또한 사용될 수 있다. 전류 평형부(204)의 각각의 IBAL 필터가 상이한 페이즈 전류 상에서 동작하기 때문에, 일반적으로 복수의 필터가 다상 동작을 지원하기 위하여 제공된다. 전류 평형부(204)는, 예를 들어, 등식 (3)에 의해 주어진 개별적인 페이즈 전류(Isen_phn)를 측정하고, 페이즈 전류의 원하는 분산에 기초하여 각 전력 스테이지(100)에 대한 목표 페이즈 전류를 계산하고, 각 페이즈에 대한 독립적인 필터를 제공하고, 개별적인 페이즈 인덕턴스(Lphn)에 따라 이득과 필터 설정을 조정함으로써 비대칭 페이즈 인덕턴스를 갖는 시스템에 개선된 전류 평형 기능을 지원할 수 있다. 일반적으로, 디지털 제어기(102)는 각 전력 스테이지(100)에 대한 목표 전류를 계산하고 전력 스테이지(100)에 대한 목표 전류에 따라 각 전력 스테이지(100)의 스위칭을 제어할 수 있다. 전류 평형부(204)는 각 전력 스테이지(100)의 개방 회로 인덕턴스(Iphn)에 기초하여 목표 전류를 독립적으로 조정할 수 있다.
도 4는 PCB(printed circuit board)와 같은 보드(300)에 부착되고 비대칭 출력 인덕턴스를 갖는 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 전력 스테이지 인덕터(Ln)의 일 실시예를 도시한다. 도 4에 여섯 개의 전력 스테이지 인덕터가 도시된다. 일반적으로, 상이한 개방 회로 인덕턴스를 갖는 적어도 두 개의 인덕터가 제공된다. 인덕터 중 적어도 하나는 다른 인덕터보다 높은 개방 회로 인덕턴스를 갖는다. 일 실시예에서, 적어도 하나의 인덕터가 180 nH 이상의 개방 회로 인덕턴스를 갖고, 다른 인덕터들은 150 nH 이하의 개방 회로 인덕턴스를 갖는다. 다른 실시예에서, 적어도 하나의 인덕터는 220 nH 이상의 개방 회로 인덕턴스를 갖고, 다른 인덕터들은 150 nH 이하의 개방 회로 인덕턴스를 갖는다.
특정 적용례와 제어기(102)의 복잡도에 따라 상이한 전력 스테이지의 출력 인덕턴스의 다양한 조합이 구현될 수 있다. 일반적으로, 저부하 조건 동안에 더 높은 출력 인덕턴스(들)가 사용되며, 모든 인덕터는 전출력 조건 동안에 사용된다. 하나의 경우에, 하나의 인덕터가 다른 인덕터들보다 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 갖고, 다른 인덕터들은 동일한 개방 회로 인덕턴스를 갖는다. 도 4에 도시된 예시에서, 두 개의 가장 바깥쪽의 인덕터는 가장 높은 개방 회로 인덕턴스(LO)를 갖고, 저부하 조건 하에서 DCM 스위칭 동작 모드에서 사용된다. 다음으로 안쪽에 위치하는 두 개의 인덕터는 다음으로 낮은 개방 회로 인덕턴스(L1)을 갖고, 가장 안쪽에 위치한 두 개의 인덕터는 가장 낮은 개방 회로 인덕턴스(L2)를 갖는다. 예를 들어, L0 = 220 nH, L1 = 180 nH 및 L2 = 150 nH 이다.
일반적으로, 적어도 하나의 전력 스테이지의 출력 인덕터는 다른 전력 스테이지의 인덕터와 비교하여 상이한 개방 회로 인덕턴스를 갖는다. 또한, 각각의 출력 인덕터(Lx)는 특정 길이(L)와 폭(W)을 갖는다. 일 실시예에서, 페이즈 인덕턴스 비대칭에도 불구하고 모든 인덕터는 동일한 길이(L)와 폭(W)을 갖는다. 예를 들어, 상이한 인덕터는 페이즈 인덕턴스 비대칭에 따라 다른 길이(L) 및/또는 폭(W)을 가질 수 있다. 다른 구성에서, 결합된 인덕터들은 페이즈 인덕터의 일부 또는 모두에 대해 사용될 수 있다. 결합된 인덕터는 동일한 코어에 감겨진 둘 이상의 분리된 인덕터를 포함한다. 결합된 인덕터의 권선(winding)은 직렬, 병렬 또는 변압기(transformer)로서 접속될 수 있다.
결합된 인덕터들은 페이즈 쉬프트(phase shift)가 복수의 결합된 페이즈로부터 삭제될 자기장을 허용하고, 리플 전류를 최소화하는는 점에서 고전류 다상 벅 컨버터에 유용하다. 이러한 리플의 감소는 사용되는 인덕턴스를 더 낮추는 것을 허용하여, 과도 성능(transient performance)이 개선되며 최대 페이즈 전류가 증가하거나 인덕터의 물리적 크기가 감소될 수 있다. 그러나, 결합된 인덕터는 인덕턴스가 낮고 자기장 삭제가 없이 모든 페이즈가 활성화되지 않은 경우에 리플 전류가 높기 때문에 저부하 동작에는 그다지 적합하지 않다. 따라서, 표준적인 (단일의) 인덕터를 갖는 비대칭 페이즈와 높은 인덕턴스를 갖는 것은 결합된 인덕터를 갖는 다상 벅 컨버터로 하여금 결합된 인덕터 페이즈를 비활성화하고 표준적인 (단일의) 인덕터를 갖는 페이즈만을 동작시킴으로써 높은 저부하 효율성을 달성하는 것을 허용한다. 도 4의 예시에서, 인덕터 소자(Lx) 중 하나는 더 높은 인덕턴스를 갖는 표준적인 (단일의) 인덕터일 수 있고, 나머지 페이즈는, 예컨대, 한 쌍의 결합된 인덕터로서 배치된 결합된 인덕터로서 구현될 수 있으며, 둘 이상의 결합된 페이즈를 갖는 것 역시 가능하다.
다양한 페이즈 인덕터 유형(표준적이고 결합된)이 페이즈 인덕턴스 비대칭에 따라 다양한 길이(L) 및/또는 폭(W)을 가질 수 있다. 어떤 경우에도, 인덕터는 보드(300) 상에 병렬로 배치될 수 있고, 보드(300) 상에 동일한 풋프린트(footprints)를 차지할 수 있으며, 여기서 '풋프린트'라는 용어는 인덕터 중 하나를 탑재하기 위해서 보드(300) 상의 각 인덕터에 필요한 물리적인 레이아웃을 지칭한다.
"제 1," "제 2" 등의 용어는 다양한 소자, 영역, 섹션 등을 설명하기 위해 사용되며, 제한적인 의도로 사용되지 않는다. 유사한 용어는 전 명세서에 걸쳐 유사한 소자를 지칭한다.
본 명세서에서 사용되는 바와 같이, "갖는(having)," "포함하는(containing)," "포함하는(including)," "포함하는(comprising)" 등의 용어는 언급된 요소 또는 특징부의 존재를 나타내는 비제한적 용어(open ended terms)이며, 추가적인 요소 및 특징부를 배제하지 않는다. 관사 "a," "an" 및 "the"는 문맥상 별도로 언급되지 않는 한 단수형뿐만 아니라 복수형도 포함하도록 의도된다.
본 명세서에서 설명된 다양한 실시예의 특징부들은 별도로 언급되지 않는 한서로 결합될 수 있음이 이해될 것이다.
비록 특정 실시예가 본 명세서에 도시되고 설명되었으나, 본 기술분야에 종사하는 당업자는 다양한 대체적 및/또는 등가적인 구현이 본 발명의 범위를 벗어나지 않는한 도시되고 설명된 특정 실시예와 대체될 수 있음을 이해할 것이다. 본 출원은 본 명세서에서 논의된 특정 실시예의 임의의 적용 및 변경을 포괄하도록 의도된다. 따라서, 본 발명은 청구항과 그 등가물에 의해서만 제한되도록 의도된다.

Claims (27)

  1. 다상 스위칭 전압 레귤레이터(multi-phase switching voltage regulator)로서,
    인덕터를 통해 출력 전류를 부하(load)로 전달하도록 각각 구성된 복수의 전력 스테이지(power stages) - 상기 인덕터 중 적어도 하나의 인덕터는 다른 인덕터보다 더 높은 개방 회로 인덕턴스(open circuit inductance)를 가짐으로써 상기 전력 스테이지 중 적어도 하나의 전력 스테이지는 다른 전력 스테이지와 비교하여 상이한 출력 인덕턴스를 가짐 - 와,
    상기 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 출력 전압을 조절(regulate)하기 위해서 상기 전력 스테이지의 스위칭을 제어하도록 구성된 제어기 - 상기 전력 스테이지의 스위칭의 제어는 상기 부하의 전출력 이벤트(full power event) 동안에 모든 상기 전력 스테이지가 상기 인덕터 각각을 통해 전류를 상기 부하에 제공하는 것을 허용하는 것과, 상기 부하의 저전력 이벤트 동안에 상기 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 갖는 상기 적어도 하나의 전력 스테이지를 제외한 모든 전력 스테이지가 상기 부하에 전류를 제공하는 것을 방지하는 것을 포함함 - 를 포함하되,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지의 스위칭을 제어함에 있어 상기 전력 스테이지의 상이한 개방 회로 인덕턴스를 고려(account for)하도록 구성되고,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지의 각각에 대해 전류 추정치(current estimate)를 계산하도록 구성되며,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지 각각의 개방 회로 인덕턴스에 독립적으로 기초하여 상기 전류 추정치를 스케일링하고 상기 전류 추정치를 계산하는데 사용되는 시간 상수를 조정하도록 구성되는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상이한 개방 회로 인덕턴스의 각각과 연관된 상기 전력 스테이지의 표시(indication) 및 상기 상이한 개방 회로 인덕턴스를 저장하도록 구성된 메모리를 더 포함하는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  3. 삭제
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지의 상이한 개방 회로 인덕턴스의 함수로서 상기 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 불연속적 전도 스위칭 모드(discontinuous conduction switching mode)를 위한 온 타임(on time)과 오프 타임(off time)을 계산하도록 구성되는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 불연속적 전도 스위칭 모드에서 동작하는 경우에 상기 부하에 제공되는 상기 전류의 리플(ripple)을 감소시키는 상기 개방 회로 인덕턴스를 갖는 전력 스테이지를 선택하도록 구성되는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지 각각의 개방 회로 인덕턴스에 독립적으로 기초하여 상기 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 연속적 전도 스위칭 모드에서 상기 인덕터 각각의 피크 한계 전류(peak current limit)를 결정하도록 구성되는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지 각각의 개방 회로 인덕턴스에 독립적으로 기초하여 상기 인덕터 각각의 상기 전류를 추정하도록 구성되는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  8. 삭제
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지의 각각에 대한 목표 전류를 계산하고, 상기 전력 스테이지에 대한 목표 전류에 따라 상기 전력 스테이지 각각의 스위칭을 제어하고, 상기 전력 스테이지 각각의 개방 회로 인덕턴스에 기초하여 상기 목표 전류를 독립적으로 조정하도록 구성되는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  10. 인덕터를 통해 출력 전류를 부하로 전달하도록 각각 구성된 복수의 전력 스테이지를 포함하는 다상 스위칭 전압 레귤레이터를 위한 디지털 제어기로서,
    상기 인덕터 중 적어도 하나의 인덕터는 다른 인덕터보다 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 가짐으로써 상기 전력 스테이지 중 적어도 하나의 전력 스테이지는 다른 전력 스테이지와 비교하여 상이한 출력 인덕턴스를 갖고,
    상기 디지털 제어기는 상기 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 출력 전압을 조절하기 위해서 상기 전력 스테이지의 스위칭을 제어하도록 구성된 제어 회로를 포함하며,
    상기 전력 스테이지의 스위칭의 제어는
    상기 부하의 전출력 이벤트 동안에 모든 상기 전력 스테이지가 상기 인덕터 각각을 통해 전류를 상기 부하에 제공하는 것을 허용하는 것과,
    상기 부하의 저전력 이벤트 동안에 상기 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 갖는 상기 적어도 하나의 전력 스테이지를 제외한 모든 전력 스테이지가 상기 부하에 전류를 제공하는 것을 방지하는 것을 포함하되,
    상기 제어 회로는 상기 전력 스테이지의 스위칭을 제어함에 있어 상기 전력 스테이지의 상이한 개방 회로 인덕턴스를 고려하도록 구성되고,
    상기 제어 회로는 상기 전력 스테이지의 각각에 대해 전류 추정치를 계산하도록 구성되며,
    상기 제어 회로는 상기 전력 스테이지 각각의 개방 회로 인덕턴스에 독립적으로 기초하여 상기 전류 추정치를 스케일링하고 상기 전류 추정치를 계산하는데 사용되는 시간 상수를 조정하도록 구성되는
    디지털 제어기.
  11. 삭제
  12. 제 10 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 전력 스테이지의 상이한 개방 회로 인덕턴스의 함수로서 상기 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 불연속적 전도 스위칭 모드를 위한 온 타임과 오프 타임을 계산하도록 구성되는
    디지털 제어기.
  13. 제 12 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 불연속적 전도 스위칭 모드에서 동작하는 경우에 상기 부하에 제공되는 상기 전류의 리플을 감소시키는 상기 개방 회로 인덕턴스를 갖는 전력 스테이지를 선택하도록 구성되는
    디지털 제어기.
  14. 제 10 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 전력 스테이지 각각의 개방 회로 인덕턴스에 독립적으로 기초하여 상기 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 연속적 전도 스위칭 모드에서 상기 인덕터 각각의 피크 한계 전류를 결정하도록 구성되는
    디지털 제어기.
  15. 제 10 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 전력 스테이지 각각의 개방 회로 인덕턴스에 독립적으로 기초하여 상기 인덕터 각각의 상기 전류를 추정하도록 구성되는
    디지털 제어기.
  16. 삭제
  17. 제 10 항에 있어서,
    상기 제어 회로는 상기 전력 스테이지의 각각에 대한 목표 전류를 계산하고, 상기 전력 스테이지에 대한 목표 전류에 따라 상기 전력 스테이지 각각의 스위칭을 제어하고, 상기 전력 스테이지 각각의 개방 회로 인덕턴스에 기초하여 상기 목표 전류를 독립적으로 조정하도록 구성되는
    디지털 제어기.
  18. 다상 스위칭 전압 레귤레이터로서,
    전류를 부하로 전달하도록 각각 구성된 복수의 전력 스테이지 - 상기 전력 스테이지의 각각은 인덕터를 통해 상기 부하로 연결되는 공통 노드에서 결합된 고전압측 트랜지스터와 저전압측 트랜지스터를 포함하고, 전력 스테이지 인덕터 중 적어도 하나의 전력 스테이지 인덕터는 다른 전력 스테이지 인덕터들보다 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 가짐으로써 적어도 하나의 전력 스테이지는 다른 전력 스테이지와 비교하여 상이한 출력 인덕턴스를 가짐 - 와,
    상기 다상 스위칭 전압 레귤레이터의 출력 전압을 조절하기 위해서 상기 전력 스테이지의 스위칭을 제어하도록 구성된 제어기를 포함하되,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지의 스위칭을 제어함에 있어 상기 전력 스테이지의 상이한 개방 회로 인덕턴스를 고려(account for)하도록 구성되고,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지의 각각에 대해 전류 추정치(current estimate)를 계산하도록 구성되며,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지 각각의 개방 회로 인덕턴스에 독립적으로 기초하여 상기 전류 추정치를 스케일링하고 상기 전류 추정치를 계산하는데 사용되는 시간 상수를 조정하도록 구성되는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 전력 스테이지 인덕터 중 하나의 전력 스테이지 인덕터는 다른 전력 스테이지 인덕터보다 더 높은 개방 회로 인덕턴스를 갖고, 상기 다른 전력 스테이지 인덕터들은 동일한 개방 회로 인덕턴스를 갖는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  20. 제 18 항에 있어서,
    모든 상기 전력 스테이지 인덕터는 동일한 길이와 폭을 갖는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  21. 제 18 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 전력 스테이지 인덕터는 180 nH 이상의 개방 회로 인덕턴스를 갖고, 상기 다른 전력 스테이지 인덕터는 150 nH 이하의 개방 회로 인덕턴스를 갖는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  22. 제 18 항에 있어서,
    상기 적어도 하나의 전력 스테이지 인덕터는 220 nH 이상의 개방 회로 인덕턴스를 갖고, 상기 다른 전력 스테이지 인덕터는 150 nH 이하의 개방 회로 인덕턴스를 갖는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  23. 제 18 항에 있어서,
    상기 전력 스테이지 인덕터는 PCB(printed circuit board) 상에 병렬로 배치되고, 상기 PCB 상에 동일한 풋프린트(footprint)를 차지하는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  24. 제 18 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지를 균일한 간격(spacing)이 아니라 동일한 주파수에서 스위칭하도록 구성되는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  25. 제 18 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지를 상이한 주파수에서 스위칭하도록 구성되는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  26. 제 18 항에 있어서,
    상기 제어기는 상기 전력 스테이지를 균일하지 않은 시퀀싱(sequencing)에서 스위칭하도록 구성되는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
  27. 제 18 항에 있어서,
    상기 전력 스테이지 인덕터 중 둘 이상의 전력 스테이지 인덕터는 결합된 인덕터(coupled inductor)로 구현되는
    다상 스위칭 전압 레귤레이터.
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