KR101774622B1

KR101774622B1 - 에러 제어 코딩 코드북의 하위 코드북의 생성 및 적용

Info

Publication number: KR101774622B1
Application number: KR1020137008362A
Authority: KR
Inventors: 동-쉥 유; 호세인 니코포어데일라미; 모-한 퐁
Original assignee: 마이크로소프트 테크놀로지 라이센싱, 엘엘씨
Priority date: 2010-09-02
Filing date: 2010-09-02
Publication date: 2017-09-04
Also published as: RU2014140733A3; CA2809886A1; BR112013005240A2; BR112013005240A8; RU2013114326A; RU2014140733A; JP5706527B2; EP2612444A4; JP2013537010A; EP2612444A1; CN103404036A; CN103404036B; US9363043B2; US20140157091A1; RU2668988C2; WO2012027819A1; SG188327A1; RU2541168C2; KR20130138230A; CA2809886C

Abstract

코드북 G를 갖는 에러 제어 코드를 이용하여 데이터를 인코딩 및 디코딩하는 방법이 제공된다. 코드북 G는 코드북 P의 하위 코드북이다. 하위 코드북 G 내의 각각의 코드워드g는 g와 하위 코드북 G 내의 다른 코드워드 각각 사이의 각 상관 크기와 다르고 그보다 큰 자기상관 크기를 갖는다. 코드북 P가 리드-뮬러 코드의 코드북인 하나의 구체적인 실시형태에서, P 대신에 G를 이용하는 것은 디코딩 동안 비코히어런트 결정 메트릭을 계산하는 때 하나를 초과하는 최대 상관 크기가 존재할 확률을 감소시킨다.

Description

에러 제어 코딩 코드북의 하위 코드북의 생성 및 적용{GENERATION AND APPLICATION OF A SUB-CODEBOOK OF AN ERROR CONTROL CODING CODEBOOK}

본 출원은 넓게는 무선 통신 기술에 관한 것이고, 구체적으로는 본 개시의 기술에 관한 것이다.

데이터 통신 시스템에서 수신기 내 검출기는 코히어런트(coherent) 검출이나 비-코히어런트(non-coherent) 검출을 구현할 수 있다. 코히어런트 검출에서, 검출기는 반송파 신호의 위상에 대한 정보를 갖고, 검출을 개선하기 위해 이 정보를 이용한다. 비-코히어런트 검출에서, 검출기는 이러한 정보를 갖지 않고 따라서 (예를 들어, 차동 검출 방식을 이용하여) 여하한 위상 불일치(discrepancy)를 상쇄시키거나 알려진 다른 비 코히어런트 검출 방법을 적용하여야 한다.

코히어런트 검출을 수행하는 수신기는 많은 장점을 제공한다. 그러나, (수신기의 기능 때문에) 비-코히어런트 검출이 필요하거나 심지어 코히어런트 검출에 비해 바람직한 상황이 있을 수 있다. 그러므로 비-코히어런트 검출을 이용한 사용에 적당한 통신 방식을 개발하는 것이 바람직하다.

2008년 4월 15일자 Draft IEEE 802.16m System Description Document, IEEE 802.16m-08/003r1에는, 다음과 같이 기재되어 있다:

본 표준 [802.16m]은 라이센스 대역에서의 동작을 위해 고급 무선 인터페이스를 제공하기 위해 IEEE 802.16 WirelessMAN-OFDMA 명세(specification)를 수정한다. 이는 IMT-고급 차세대 이동 네트워크의 셀룰러 계층 요구사항을 만족한다. 이 수정은 종래(legacy) WirelessMAN-OFDMA 장치에 대한 계속적인 지원을 제공한다.

그리고 이 표준은 다음의 목적을 다룰 것이다:

i. 본 표준의 목적은, 보고서 ITU-R M.2072에서 ITU에 의해 설명되는 것과 같은, 미래의 고급 서비스 및 애플리케이션을 지원하기 위해 필요한 성능 개선을 제공하는 것이다.

일반적으로, 에러 제어 코드를 이용하여 데이터를 인코딩하는 방법이 제공된다. 방법은 상기 에러 제어 코드의 코드북 G로부터의 코드워드에 상기 데이터의 시퀀스를 매핑하는 단계와, 채널을 통한 송신을 위해 상기 코드워드를 전달하는 단계를 포함한다. 상기 코드북 G는 다른 코드북 P의 하위 코드북이다. 상기 하위 코드북 G 내의 각각의 코드워드 g는, g와 상기 하위 코드북 G 내의 다른 코드워드 각각 사이의 각 상관 크기와 다르고 그보다 큰 자기상관 크기를 갖는다.

일 실시형태에서, G를 생성하는 방법은, (a) 공백 하위 코드북 G를 수립하는 단계와, (b) 코드북 P로부터 코드워드를 선택하고 코드북 P로부터의 상기 코드워드를 하위 코드북 G 내에 포함시키는 단계와, (c) 코드북 P로부터의 상기 코드워드의 자기상관 크기를 계산하는 단계와, (d) 코드북 P로부터의 상기 코드워드와 코드북 P 내의 각각의 코드워드 사이의 상관 크기를 계산하고, 상기 상관 크기가 상기 자기상관 크기와 동일한 코드북 P 내의 각각의 코드워드를 코드북 P로부터 삭제하는 단계와, (e) 코드북 P로부터 복수의 코드워드 전부가 삭제될 때까지 동작 (b) 내지 (d)를 반복하는 단계를 포함한다.

위의 기술을 이용하는 한 가지 구체적인 실시형태에서, 리드-뮬러 코드북 P의 하위 코드북인 새로운 코드북 G가 구성될 수 있다. 그러면 데이터는 P가 아니라 G를 이용하여 인코딩된다.

통신 채널을 통해 수신된 데이터의 시퀀스를 디코딩하는 방법도 제공되는데, 상기 시퀀스는 상기 채널을 통한 송신 전에 에러 제어 코드를 이용하여 인코딩된 것이다. 상기 방법은 수신기에서 수행되고, 상기 통신 채널을 통해 수신된 데이터의 상기 시퀀스를 획득하는 단계와, 상기 에러 제어 코드의 코드북 G 내의 각각의 코드워드에 대해, 상기 시퀀스와 상기 코드워드 사이의 상관 값을 계산하는 단계와, 최고 상관 값을 도출하는 상기 코드북 G 내의 상기 코드워드를 선택하는 단계를 포함한다. 상기 코드북 G는 다른 코드북 P의 하위 코드북이다. 상기 하위 코드북 G 내의 각각의 코드워드 g는 g와 상기 하위 코드북 G 내의 다른 코드워드 각각 사이의 각 상관 크기와 다르고 그보다 큰 자기상관 크기를 갖는다.

에러 제어 코드를 이용하여 데이터를 인코딩하도록 구성되는 데이터 통신 시스템 내의 장치가 더 제공된다. 상기 장치는 상기 에러 제어 코드의 코드북 G를 저장하기 위한 메모리와, 상기 코드북 G로부터의 코드워드에 상기 데이터의 시퀀스를 매핑하도록 구성된 인코더와, 채널을 통해 상기 코드워드를 송신하기 위한 송신 회로를 포함한다. 상기 코드북 G는 다른 코드북 P의 하위 코드북이다. 상기 하위 코드북 G 내의 각각의 코드워드 g는 g와 상기 하위 코드북 G 내의 다른 코드워드 각각 사이의 각 상관 크기와 다르고 그보다 큰 자기상관 크기를 갖는다.

통신 채널을 통해 수신된 데이터의 시퀀스를 디코딩하도록 구성되는 데이터 통신 시스템 내의 장치도 제공되는데, 상기 시퀀스는 상기 채널을 통해 송신되기 전에 에러 제어 코드를 이용하여 인코딩된 것이다. 상기 장치는 상기 채널로부터 데이터의 상기 시퀀스를 수신하기 위한 수신 회로와, 상기 에러 제어 코드의 코드북 G를 저장하기 위한 메모리와, 상기 코드북 G 내의 각각의 코드워드에 대해 상기 시퀀스와 상기 코드워드 사이의 상관 값을 계산하고, 최고 상관 값을 도출하는 상기 코드북 G 내의 코드워드를 선택하도록 구성된 디코더를 포함한다. 상기 코드북 G는 다른 코드북 P의 하위 코드북이다. 상기 하위 코드북 G 내의 각각의 코드워드 g는 g와 상기 하위 코드북 G 내의 다른 코드워드 각각 사이의 각 상관 크기와 다르고 그보다 큰 자기상관 크기를 갖는다.

위의 기술을 수행하기 위한 컴퓨터 판독가능 명령을 저장한 컴퓨터 판독가능 매체도 제공된다.

본 출원의 태양 및 특성은, 첨부된 도면과 결합하여 본 개시의 구체적인 실시형태의 다음 설명을 검토하면 당업자에게 명백하게 될 것이다.

이제 본 출원의 실시형태가, 다음과 같은 첨부 도면을 참조하여 단순히 예시의 방법으로 설명될 것이다.
도 1은 셀룰러 통신 시스템의 블록도이다.
도 2는 본 출원의 일부 실시형태를 구현하는데 사용될 수 있는 예시적인 기지국의 블록도이다.
도 3은 본 출원의 일부 실시형태를 구현하는데 사용될 수 있는 예시적인 무선 단말의 블록도이다.
도 4는 본 출원의 일부 실시형태를 구현하는데 사용될 수 있는 예시적인 중계기의 블록도이다.
도 5는 본 출원의 일부 실시형태를 구현하는데 사용될 수 있는 예시적인 OFDM 송신기 아키텍처의 논리적 분해의 블록도이다.
도 6은 본 출원의 일부 실시형태를 구현하는데 사용될 수 있는 예시적인 OFDM 수신기 아키텍처의 논리적 분해의 블록도이다.
도 7은 IEEE 802. 16m-08/003r1의 도 1, 전체 네트워크 아키텍처의 예이다.
도 8은 IEEE 802. 16m-08/003r1의 도 2, 전체 네트워크 아키텍처 내 중계기이다.
도 9는 IEEE 802. 16m-08/003r1의 도 3, 시스템 기준 모델이다.
도 10은 IEEE 802. 16m-08/003r1의 도 4, IEEE 802.16m 프로토콜 구조이다.
도 11은 IEEE 802. 16m-08/003r1의 도 5, IEEE 802. 16m MS/BS 데이터 평면 프로세싱 플로우이다.
도 12는 IEEE 802. 16m-08/003r1의의 도 6, IEEE 802. 16m MS/BS 제어 평면 프로세싱 플로우이다.
도 13은 IEEE 802. 16m-08/003r1의 도 7, 멀티캐리어 시스템을 지원하기 위한 제네릭 프로토콜 아키텍처이다.
도 14는 코드북 P로부터 서브코드북 G를 구성하는 방법을 개설하는 흐름도이다.
도 15는 데이터를 인코딩하고 송신하도록 구성된 장치의 실시형태이다.
도 16은 데이터를 수신하고 디코딩하도록 구성된 장치의 실시형태이다.
도 17은 도 16과 17에 도시된 장치의 동작을 개설하는 흐름도이다.
유사한 구성요소를 나타내기 위해 다른 도면에서 유사한 참조 부호가 사용된다.

설명의 목적으로, 아래에서 구체적인 무선 시스템의 맥락에서 실시형태가 더 자세히 설명될 것이다.

아래에 제시된 실시형태는 당업자가 본 발명을 실시하는 것을 가능하게 하고 본 발명을 실시하는 최적의 모드를 설명하기 위해 필요한 정보를 제시한다. 첨부된 도면에 비추어 다음의 설명을 읽으면, 당업자는 본 발명의 개념을 이해할 것이고 여기에 현실적으로 다루어지지 않는 이들 개념의 적용을 인식할 것이다. 이들 개념 및 애플리케이션은 본 개시 및 첨부된 청구범위의 범위 내에 있음을 이해하여야 한다.

또한, 명령을 실행하는 여기에 예시된 여하한 모듈, 컴포넌트 또는 장치는, 예를 들어, 자기 디스크, 광 디스크 또는 테이프와 같은 (제거가능(removable) 및/또는 비제거가능) 데이터 저장 장치, 컴퓨터 저장 매체 또는 저장 매체와 같은 컴퓨터 판독가능 매체를 포함하거나 아니면 그에 대한 액세스를 가짐을 이해할 것이다. 컴퓨터 저장 매체는, 컴퓨터 판독가능 명령, 데이터 구조, 프로그램 모듈 또는 기타 데이터와 같은, 정보의 저장을 위한 여하한 방법이나 기술로 구현된 휘발성 및 비휘발성, 제거가능 및 비제거가능 매체를 포함할 수 있다. 컴퓨터 저장 매체의 예는 RAM, EEPROM, 플래시 메모리 또는 기타 메모리 기술, CD-ROM, DVD(digital versatile disk), 또는 기타 광 저장소, 자기 카세트, 자기 테이프, 자기 디스크 저장소 또는 기타 자기 저장 장치, 또는 희망 정보를 저장하는데 사용될 수 있고 애플리케이션, 모듈 또는 양자 모두에 의해 액세스될 수 있는 여하한 기타 매체를 포함한다. 여하한 이러한 저장 매체는 장치의 일부이거나 그에 액세스가능하거나 접속가능할 수 있다. 여기에 설명된 여하한 애플리케이션 또는 모듈은 이러한 컴퓨터 판독가능 매체에 의해 저장되거나 달리 유지될 수 있는 컴퓨터 판독가능/실행가능 명령을 이용하여 구현될 수 있다.

무선 시스템 개요

도면을 참조하면, 도 1은 다수의 셀(12) 내에서 무선 통신을 제어하는 기지국 제어기(BSC)(base station controller)(10)를 도시하는데, 셀은 대응 기지국(BS)(14)에 의해 서비스된다. 일부 구성에서, 각각의 셀은 다수의 섹터(13) 또는 존(zone)(미도시)으로 더 나누어진다. 일반적으로, 각각의 기지국(14)은, 대응 기지국(14)과 연관된 셀(12) 내에 있는 이동 및/또는 무선 단말기(16)로써 직교 주파수 분할 다중화(OFDM)를 이용한 통신을 용이하게 한다. 기지국(14)에 대한 이동 단말기(16)의 이동은 채널 조건의 현저한 동요(fluctuation)를 초래한다. 도시된 바와 같이, 기지국(14)과 이동 단말기(16)는 통신에 대한 공간 다이버시티(spatial diversity)를 제공하기 위한 다수의 안테나를 포함할 수 있다. 일부 구성에서, 중계기(15)는 기지국(14)과 무선 단말기(16) 사이의 통신을 도울 수 있다. 무선 단말기(16)는 여하한 셀(12), 섹터(13), 존(미도시), 기지국(14) 또는 중계기(15)로부터 다른 셀(12), 섹터(13), 존(미도시), 기지국(14) 또는 중계기(15)로 핸드오프될 수 있다. 일부 구성에서, 기지국(14)은 백홀(backhaul) 네트워크(11)을 통해 서로 그리고 다른 네트워크(코어 네트워크나 인터넷, 모두 미도시)와 통신한다. 일부 구성에서, 기지국 제어기(10)는 필요하지 않다.

도 2를 참조하면, 기지국(14)의 예가 도시된다. 기지국(14)은 일반적으로 제어기 시스템(20), 기지국 프로세서(22), 송신 회로(24), 수신 회로(26), 다수 안테나(28) 및 네트워크 인터페이스(30)를 포함한다. 수신 회로(26)는 이동 단말기(16)(도 3에 도시) 및 중계기(15)(도 4에 도시)에 의해 제공되는 하나 이상의 원격 송신기로부터의 정보를 갖는 RF(radio frequency) 신호를 수신한다. 저잡음 증폭기(low noise amplifier)와 필터(미도시)는 처리를 위해 증폭을 하고 신호로부터의 광대역 간섭(inteference)을 제거하도록 함께 동작할 수 있다. 그러면 다운 변환(down conversion)과 디지털화(digitization) 회로(미도시)가 필터링된 수신 신호를 중간 또는 베이스밴드 주파수 신호로 다운 변환할 것이고, 이는 그 후 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.

베이스밴드 프로세서(22)는 수신된 신호에서 반송되는 정보 또는 데이터 비트를 추출하기 위해 디지털화된 수신 신호를 처리한다. 이 처리는 통상 복조(demodulation), 디코딩 및 에러 정정 동작을 포함한다. 이와 같이, 기지국 프로세서(22)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 ASIC(application-specific integrated circuit)에서 구현될 수 있다. 그러면 수신된 정보는, 직접 또는 중계기(15)의 조력을 받아, 네트워크 인터페이스(30)를 통해 무선 네트워크를 거쳐 전송되거나 기지국(14)에 의해 서비스되는 다른 이동 단말기(16)로 송신된다.

송신 측에서, 베이스밴드 프로세서(22)는 디지털화된 데이터를 수신하는데, 이는, 제어 시스템(20)의 제어 하에서 네트워크 인터페이스(30)로부터의 음성, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있고, 송신을 위해 데이터를 인코딩할 수 있다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(24)로 출력되고, 여기서 이는 희망 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 하나 이상의 반송파 신호에 의해 변조된다. 전력 증폭기(미도시)는 변조된 반송파 신호를 송신을 위한 적절한 수준으로 증폭하고, 매칭 네트워크(미도시)를 통해 변조된 반송파 신호를 안테나(28)로 전달할 것이다. 변조 및 처리의 세부사항은 아래에서 더 상세히 설명된다.

도 3을 참조하면, 이동 단말기(16)의 예가 도시된다. 기지국(14)과 유사하게, 이동 단말기(16)는 제어 시스템(32), 베이스밴드 프로세서(34), 송신 회로(36), 수신 회로(38), 다수 안테나(40) 및 사용자 인터페이스 회로(42)를 포함할 것이다. 수신 회로(38)는 하나 이상의 기지국(14)과 중계기(15)로부터의 정보를 포함하는 RF 신호를 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(미도시)는 처리를 위해 증폭을 하고 신호로부터 광대역 간섭을 제거하도록 함께 동작할 수 있다. 그러면 다운 변환 및 디지털화 회로(미도시)는 필터링된 수신 신호를 중간 또는 베이스밴드 주파수 신호로 다운 변환할 것이고, 이는 그 후 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.

베이스밴드 프로세서(34)는 수신 신호에서 반송되는 정보 또는 데이터를 추출하기 위해 디지털화된 수신 신호를 처리한다. 이 처리는 통상, 이 처리는 통상 복조, 디코딩 및 에러 정정 동작을 포함한다. 기지국 프로세서(34)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP) 및 ASIC(application-specific integrated curcuit)에서 구현될 수 있다.

송신을 위해, 기지국 프로세서(34)는 디지털화된 데이터를 수신하고, 이는 기지국 프로세서(34)가 송신을 위해 인코딩하는 제어 시스템(32)으로부터의 음성, 비디오, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(36)로 출력되고, 여기서 이는 희망 송신 주파수 또는 주파수들에 있는 하나 이상의 반송파 신호를 변조하기 위해 변조기에 의해 사용된다. 전력 증폭기(미도시)는 변조된 반송파 신호를 송신을 위한 적절한 수준으로 증폭하고, 매칭 네트워크(미도시)를 통해 변조된 반송파 신호를 안테나(40)로 전달할 것이다. 당업자가 사용가능한 다양한 변조 및 처리 기술이 이동 단말기와 기지국 사이의 직접 또는 중계기를 통한 신호 송신을 위해 사용된다.

일 실시형태에서, 베이스밴드 프로세서(34)는 기지국(14)이나 중계기(15)로 전송될 데이터를 인코딩하기 위해 에러 제어 코드의 코드북으로부터 생성된 새로운 하위 코드북을 사용한다. 이는 도 14를 참조하여 아래에서 더 자세히 설명된다. 아래에서 더 자세히 설명되는 바와 같이, 새로운 하위 코드북을 사용하여 인코딩된 데이터는, 예를 들어, 이동 단말기(16)로부터 업링크 채널 상에서 전송되는 제어 패킷(들)일 수 있다.

OFDM 변조에서, 송신 대역은 다수의 직교 반송파로 나누어진다. 각각의 반송파는 송신될 디지털 데이터에 따라 변조된다. OFDM은 송신 대역을 다수의 캐리어로 나누기 때문에, 캐리어 당 대역폭은 감소하고 캐리어 당 변조 시간은 증가한다. 다수의 캐리어가 병렬로 송신되므로, 여하한 주어진 캐리어에 있어 디지털 데이터 또는 심볼에 대한 송신 레이트는 단일 캐리어가 사용되는 때에 비해 낮다.

OFDM 변조는 송신될 정보에 대한 역 고속 푸리에 변환(IFFT)의 동작을 이용한다. 변조를 위해, 수신된 신호에 대한 고속 푸리에 변환(FFT)의 동작은 송신된 정보를 복구한다. 실제에서, IFFT와 FFT는 각각 역 이산 푸리에 변환(IFFT)와 이산 푸리에 변환(DFT)을 수행하는 디지털 신호 처리에 의해 제공된다. 따라서, OFDM 변조의 특징적인 성질은 송신 채널 내에서 다수의 대역에 대해 직교 반송파가 생성된다는 것이다. 변조된 신호는 상대적으로 낮은 송신 레이트를 갖고 그들 각각의 대역 내에서 머무를 수 있는 디지털 신호이다. 개별 반송파는 디지털 신호에 의해 직접 변조되지 않는다. 대신, 모든 반송파가 IFFT 처리에 의해 즉시 변조된다.

동작에 있어, OFDM은 바람직하게는 적어도 기지국(14)으로부터 이동국(16)으로의 다운링크 송신을 위해 사용된다. 각각의 기지국(14)은 "n"개 송신 안테나(28)(n>=1)를 구비하고, 각각의 이동 단말기(16)는 "in"개 수신 안테나(40)(m>=1)을 구비한다. 유의할 것은, 각각의 안테나는 적당한 듀플렉서나 스위치를 이용하는 수신과 송신을 위해 사용될 수 있고 오직 명확성을 위해 이렇게 라벨링된다는 것이다.

중계국(15)이 사용되는 때에, OFDM은 바람직하게는 기지국(14)으로부터 중계국(15)으로, 그리고 중계국(15)으로부터 이동 단말기(16)로의 다운링크 전송을 위해 사용된다.

도 4를 참조하면, 중계국(15)의 예가 도시된다. 기지국(14) 및 이동 단말기(16)에 유사하게, 중계국(15)은 제어 시스템(32), 베이스밴드 프로세서(134), 송신 회로(136), 수신 회로(38), 다수 안테나(130) 및 중계 회로(142)를 포함할 것이다. 중계 회로(142)는 중계기(15)가 기지국(14)과 이동 단말기(16) 사이의 통신을 도울 수 있도록 한다. 수신 회로(138)는 하나 이상의 기지국(14)과 이동 단말기(16)로의 정보를 포함하는 RF 신호를 수신한다. 저잡음 증폭기 및 필터(미도시)는 처리를 위해 증폭을 하고 신호로부터 광대역 간섭을 제거하도록 함께 동작할 수 있다. 그러면 다운 변환 및 디지털화 회로(미도시)는 필터링된 수신 신호를 중간 또는 베이스밴드 주파수 신호로 다운 변환할 것이고, 이는 그 후 하나 이상의 디지털 스트림으로 디지털화된다.

베이스밴드 프로세서(134)는 수신된 신호에서 반송되는 정보 또는 데이터 비트를 추출하기 위해 디지털화된 수신 신호를 처리한다. 이 처리는 통상 복조, 디코딩 및 에러 정정 동작을 포함한다. 기지국 프로세서(134)는 일반적으로 하나 이상의 디지털 신호 프로세서(DSP)와 ASIC(application-specific integrated circuit)에서 구현될 수 있다.

송신을 위해, 기지국 프로세서(134)는 디지털화된 데이터를 수신하고, 이는 기지국 프로세서(134)가 송신을 위해 인코딩하는 제어 시스템(132)으로부터의 음성, 비디오, 데이터 또는 제어 정보를 나타낼 수 있다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(136)로 출력되고, 여기서 이는 희망 송신 주파수 또는 주파수들에 있는 하나 이상의 반송파 신호를 변조하기 위해 변조기에 의해 사용된다. 전력 증폭기(미도시)는 변조된 반송파 신호를 송신을 위한 적절한 수준으로 증폭하고, 매칭 네트워크(미도시)를 통해 변조된 반송파 신호를 안테나(130)로 전달할 것이다. 상술한 바와 같이, 당업자가 사용가능한 다양한 변조 및 처리 기술이 이동 단말기와 기지국 사이의 직접 또는 중계기를 통한 간접 신호 송신을 위해 사용된다.

도 5를 참조하면, 논리적 OFDM 송신 아키텍처가 설명될 것이다. 처음에, 기지국 제어기(10)는 다양한 이동 단말기(16)로 송신될 데이터를 기지국(14)으로, 직접 또는 중계기국(15)의 조력을 받아 전송할 것이다. 기지국(14)은 송신을 위해 데이터를 스케줄하고 스케줄된 데이터를 송신하기 위해 적당한 코딩과 변조를 선택하기 위해 이동 단말기와 연관된 채널 품질 표시자(CQI)를 사용할 수 있다. CQI는 이동 단말기(16)로부터 직접 오거나 이동 단말기(16)에 의해 제공되는 정보에 기초하여 기지국(14)에서 결정될 수 있다. 어떠한 경우에도, 각각의 이동 단말기(16)에 대한 CQI는 채널 크기 (또는 응답)이 OFDM 주파수 대역에 걸쳐 변화하는 정도의 함수이다.

비트의 스트림인 스케줄된 데이터(44)는 데이터 혼화(scrabling) 로직(46)을 이용하여 데이터와 연관된 피크-평균 전력비(peak-to-average power ratio)를 감소시키는 방식으로 혼화된다. 혼화된 데이터에 대한 CRC(cyclic redundancy check)가 결정되고 CRC 추가 로직(48)을 이용하여 혼화된 데이터에 첨부된다. 다음, 이동 단말기(16)에서 복구 및 에러 정정을 용이하게 하기 위해 데이터에 효율적으로 리던던시를 부가하도록 채널 인코더 로직(50)을 이용하여 채널 코딩이 수행된다. 그 후 인코딩과 연관된 데이터 확장을 보상하기 위해 인코딩된 데이터가 레이트 매칭 로직(52)에 의해 처리된다.

비트 인터리버 로직(54)은 연속적인 데이터 비트의 손실을 최소화하기 위해 인코딩된 데이터 내의 비트를 체계적으로 재정렬한다. 결과 데이터 비트는 매핑 로직(56)에 의해 선택된 베이스밴드 변조에 따라 대응 심볼로 체계적으로 매핑된다. 바람직하게는, QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 또는 QPSK(Quadrature Phase Shift Key) 변조가 이용된다. 바람직하게는, 변조의 정도는 특정 이동 단말기에 대한 CQI에 기초하여 선택된다. 심볼은 심볼 인터리버 로직(58)을 이용하는 주파수 선택 페이딩(frequency selective fading)에 의해 유발되는 주기적인 데이터 손실에 대한 송신 신호의 면역(immunity)을 더 강화하기 위해 체계적으로 재정렬될 수 있다.

이 지점에서, 비트의 그룹은 크기 및 위상 군(amplitude and phase constellation) 내의 위치를 나타내는 심볼로 매핑되었다. 그러면, 공간 다이버시티가 희망되는 때에, 심볼의 블록이 공간-시간 블록 코드(STC) 인코더 로직(60)에 의해 처리되고, 이는, 송신 신호를 간섭에 더 강인하게 하고 이동 단말기(16)에서 더 쉽게 디코딩되는 방식으로 심볼을 수정한다. STC 인코더 로직(60)은 인입 심볼을 처리하고 기지국(14)에 대한 송신 안테나(28)의 수에 대응하는 "n"개 출력을 제공할 것이다. 도 5를 참조하여 상술한 바와 같은 제어 시스템(20) 및/또는 베이스밴드 프로세서(22)는 STC 인코딩을 제어하기 위해 매핑 제어 신호를 제공할 것이다. 이 지점에서, "n" 개 출력에 대한 심볼은 송신될 데이터를 나타내고 이동 단말기(16)에 의해 복원될 수 있다고 가정한다.

본 예에 대해, 기지국(14)은 2개의 안테나(28)(n=2)를 갖고 STC 인코더 로직(60)은 2개의 출력 심볼 스트림을 제공한다고 가정한다. 따라서, STC 인코더 로직(60)에 의한 각각의 심볼 스트림 출력이 이해의 편의를 위해 별도로 도시되는 대응 IFFT 프로세서(62)로 전송된다. 당업자는, 하나 이상의 프로세서가 단독으로 또는 여기에 설명된 다른 처리와 결합하여, 이러한 디지털 신호 처리를 제공하는데 사용될 수 있음을 인식할 것이다. 바람직하게는 IFFT 프로세서(62)는 역 푸리에 변환을 제공하기 위해 각각의 심볼에 대해 동작할 것이다. IFFT 프로세서(62)의 출력은 시간 도메인에서 심볼을 제공한다. 시간 도메인 심불은 프레임으로 그룹지어지는데, 프레임은 프리픽스(prefix) 삽입 로직(64)에 의해 프리픽스와 연관된다. 결과 신호의 각각은 디지털 도메인에서 중간 주파수로 업 변환되고 대응 디지털 업 변환(DUC; digital up-conversion) 및 디지털-아날로그(D/A) 변환 회로(66)를 통해 아날로그 신호로 변환된다. 그 후 결과 (아날로그) 신호는 희망 RF 주파수에서 동시에 변조되고, 증폭되고 RF 회로(68) 및 안테나(28)를 통해 송신된다. 유의할 것은, 의도된 이동 단말기(16)에 의해 알려진 파일럿 신호는 하위캐리어들 사이에서 산란된다(scattered)는 것이다. 아래에 더 상세히 논의하는 이동 단말기(16)는 채널 추정을 위해 파일럿 신호를 사용할 것이다.

기지국(14)으로부터 직접 또는 중계기(15)의 조력으로 이동 단말기(16)에 의해 송신되는 신호의 수신을 도시하기 위해 이제 도 6을 참조한다. 이동 단말기(16)의 각각의 안테나(40)에서의 수신된 신호의 도달 시에, 각각의 신호는 대응하는 RF 회로(70)에 의해 복조되고 증폭된다. 간명을 위해 2개의 수신 경로 중 하나만이 상세히 설명되고 도시된다. 아날로그-디지털(ADC) 변환기 및 다운 변환 회로(72)가 디지털 처리를 위해 아날로그 신호를 디지털화하고 다운 변환한다. 결과적인 디지털화된 신호는 수신 신호 수준에 기초하여 RF 회로 내 증폭기(70)의 이득을 제어하기 위해 자동 이득 제어 회로(AGC)(74)에 의해 사용될 수 있다.

처음에, 디지털화된 신호는 동기화 로직(76)으로 제공되고, 이는 거친(coarse) 동기화 로직(78)을 포함하는데, 거친 동기화 로직은 수 개의 OFDM 심볼을 버퍼링하고 2개의 연속적인 OFDM 심볼 사이의 자기 상관(auto-correlation)을 계산한다. 상관 결과의 최대값에 대응하는 결과적인 시간 인덱스는 미세한 동기화 검색 윈도우를 결정하는데, 이 윈도우는 미세 동기화 로직(80)에 의해 헤더에 기초하여 정확한 프레임 시작점을 결정하는데 사용된다. 미세 동기화 로직(80)의 출력은 프레임 정렬 로직(84)에 의한 프레임 획득을 용이하게 한다. 후속 FFT 처리가 시간 도메인에서 주파수 도메인으로의 정확한 변환을 제공하기 위해 적당한 프레이밍 정렬이 중요하다. 미세 동기화 알고리즘은 헤더에 의해 반송되는 수신 파일럿 신호와 알려진 파일럿 데이터의 로컬 사본 사이의 상관에 기초한다. 하나의 프레임 정렬 획득이 일어나면, OFDM 심볼의 프리픽스가 프리픽스 제거 로직(86)을 이용하여 제거되고, 결과적인 샘플은 주파수 오프셋 정정 로직(88)으로 전송되는데, 이는 송신기와 수신기에서의 정합되지 않은 로컬 오실레이터에 의해 유발되는 시스템 주파수 오프셋을 보상한다. 바람직하게는, 동기화 로직(76)은 주파수 오프셋 및 클록 추정 로직(82)을 포함하는데, 이는 송신 신호 상의 이러한 영향을 추정하고 OFDM 심볼을 적당하게 처리하기 위해 이들 추정을 정정 로직(88)으로 제공하는 것을 돕기 위해 헤더에 기초한다.

이 지점에서, 시간 도메인의 OFDM 심볼은 FFT 처리 로직(90)을 이용하여 주파수 도메인으로 변환될 준비가 된다. 결과는 주파수 도메인 심볼인데, 이는 처리 로직(92)으로 전송된다. 처리 로직(92)은 산란된 파일럿 추출 로직(94)을 이용하여 산란된 파일럿 신호를 추출하고, 추출된 파일럿 신호에 기초하여 채널 추정 로직(96)을 이용하여 채널 추정을 결정하고, 채널 재구성 로직(98)을 이용하여 모든 하위 캐리어에 대한 채널 응답을 제공한다. 각각의 하위 캐리어에 대한 채널 응답을 결정하기 위해, 파일럿 신호는 본질적으로, 시간과 주파수 모두에서 알려진 패턴으로 OFDM 하위 캐리어에 걸쳐 데이터 신호 사이에서 산란된 다수 파일럿 심볼이다. 도 6으로 계속하면, 처리 로직은 수신된 파일럿 심볼을 특정 하위 캐리어에서 특정 시간에 기대되는 파일럿 심볼과 비교하여 파일럿 심볼이 전송된 하위 캐리어에 대한 채널 응답을 결정한다. 결과는, 파일럿 심볼이 제공되지 않은 나머지 하위 캐리어의 전부 혹은 대부분에 대한 채널 응답을 추정하기 위해 보간(interpolate)된다. 실제 채널 응답 및 보간된 채널 응답은 전체 채널 응답을 추정하는데 사용되는데, 전체 채널 응답은 OFDM 채널의 하위 캐리어의 전부 또는 대부분에 대한 채널 응답을 포함한다.

각 수신 경로에 대한 채널 응답으로부터 도출되는 주파수 도메인 심볼 및 채널 재구성 정보는 STC 디코더(100)에 제공되는데, 이는 송신 심볼을 복구하기 위해 양자 모두의 수신 경로에 대한 STC 디코딩을 제공한다. 채널 재구성 정보는, 각각의 주파수 도메인 심불을 처리하는 때에 송신 채널의 효과를 제거하는데 충분한 균등화(equalization) 정보를 STC 디코더(100)에 제공한다.

복구된 심볼은 심볼 역인터리버(de-interleaver) 로직(102)을 이용하여 순서대로 다시 배치되는데, 심볼 역인터리버 로직(102)은 송신기의 심볼 인터리버 로직(58)에 대응한다. 그러면 역인터리브된 심볼은 역매핑(de-mapping) 로직(104)을 이용하여 대응 비트스트림으로 복조 또는 역매핑된다. 그 후 비트는 역인터리버 로직(106)을 이용하여 역인터리브되는데, 이는 송신기 아키텍처의 비트 인터리버 로직(54)에 대응한다. 그 후 역인터리브 비트는 레이트 역매핑 로직(108)에 의해 처리되고 채널 디코더 로직(110)에 제시되어 초기 혼화된 데이터와 CRC 체크섬(checksum)을 복구한다. 따라서, CRC 로직(112)은 CRC 체크섬을 제거하고, 전통적 방식으로 혼화된 데이터를 체크하고, 이를, 원래 송신된 데이터(116)를 복구하기 위해 알려진 기지국 역혼화 코드를 이용하여 역혼화하기 위해 역혼화 로직(114)으로 제공된다.

데이터(116)를 복구하는 것과 병렬로, CQI 또는 기지국(14)에서 CQI를 생성하는데 충분한 최소한의 정보가 결정되고 기지국(14)로 전송된다. 상기한 바와 같이, CQI는 캐리어-간섭 비율(carrier-to-interference ratio)(CR)뿐만 아니라 채널 응답이 OFDM 주파수 대역 내 다양한 하위캐리어에 걸쳐 변하는 정도의 함수일 수 있다. 이 실시형태를 위해, 정보를 송신하는데 사용되고 있는 OFDM 주파수 대역 내 각각의 하위 캐리어에 대한 채널 이득이 서로 비교되어 OFDM 주파수 대역에 걸쳐 채널 이득이 변하는 정도를 결정한다. 변화의 정도를 측정하기 위해 많은 기술이 사용가능하지만, 하나의 기술은 데이터를 송신하는데 사용되고 있는 OFDM 주파수 대역을 통해 각각의 하위 캐리어에 대한 채널 이득의 표준편차를 계산하는 것이다.

일부 실시형태에서, 중계국은 단 하나의 라디오를 이용하여 시간분할 방식으로 동작할 수 있거나, 다르게는 다수의 라디오를 포함할 수 있다.

도 1 내지 6은 통신 시스템의 한 가지 구체적 예를 제공한다. 본 출원의 특정 실시형태는 구체적인 예와 다른 아키텍처를 갖는 통신 시스템으로 구현될 수 있으나, 여기 설명된 실시형태의 구현과 일관되는 방식으로 동작할 수 있음을 이해하여야 한다.

본 출원의 도 7-13은 IEEE 802.16m-08/003r1의 도 1-7에 대응한다. 이들 도면의 설명은 IEEE 802.16m-08/003r1에서 찾을 수 있는 이들 도면의 설명은 본 출원에 참조로 포함된다. 아래에서 더 설명되는 구체적인 실시형태는 도 7-13에 도시된 것과 같은 아키텍처에서 구현될 수 있다.

다양한 구체적인 실시형태가 이제 상술한 무선 시스템의 맥락에서 설명될 것이다.

(예를 들어, 채널 인코더(50)에서) 상술한 것들과 같은 시스템에서 채널 코딩을 적용하는 때에, 채널 잡음에 대한 강이한 보호를 요구하는 데이터의 작은 시퀀스 또는 작은 패킷을 인코딩하기 위해 리드-뮬러(Reed-Muller)(RM) 에러 제어 코드를 이용하는 것이 유리할 수 있다. 유의할 것은, 데이터의 작은 시퀀스에 대해, RM 코드는 상대적으로 큰 최소 해밍(Hamming) 거리와 상대적으로 빠른 디코딩 알고리즘을 갖는다는 것이다. 리드-뮬러 코드를 이용한 인코딩으로부터 이익을 얻을 수 있는 작은 패킷의 예는 이동 단말기(16)에서 기지국(14)으로의 업링크에서 송신되는 제어 패킷이다.

차수 r과 코드워드 길이 n=2^m을 갖는 리드-뮬러(RM) 블록 코드 RM(m,r)를 고려하자. RM 코드는 기술분야에서 잘 알려져 있으며, RM 코드는 n=2^m이 코드워드 길이이고

인 (n, k) 블록 코드라고 생각될 수 있음을 이해할 것이다. 이러한 블록 코드는 총 2^k 코드워드로 정보의 k 비트까지 인코딩할 수 있다. RM 코드북은 RM 코드에 의해 산출되는 코드워드 전부로 구성되고 P라고 지칭될 것이다. P 내의 여하한 2개의 코드워드 사이의 최소 해밍 거리는 2^m-r이다.

데이터의 시퀀스가 발신자로부터 수신자에게 전송되고 있는 채널에서 비코히어런트 검출이 사용될 수 있다. 그러나, 비코히어런트 검출 메트릭에서 하나를 초과하는 최대 상관 크기 존재의 가능성이 증가하므로 비코히어런트 검출을 구현하는 시스템에서 RM 코드가 직접 사용되는 경우 디코딩 모호성(decoding ambiguity)이 발생할 수 있다.

그러므로, RM 코드를 이용하여 데이터 시퀀스를 전송하는 대신에, 새로운 하위 코드북 G가 RM 코드의 코드북 P를 이용하여 구성되고, 송신될 데이터 시퀀스는 대신 새로운 하위 코드북 G를 이용하여 인코딩된다. G 내의 각각의 코드워드 g가 g와 G 내의 다른 코드워드 각각 사이의 각 상관 크기와 다른, 실제로는 더 큰 자기상관 크기를 갖도록 하위 코드북 G가 P로부터 구성된다. 코드북 P가 RM 코드의 코드북인 상기한 구체적인 예에서, 이는 디코딩 동안 비코히어런트 결정 메트릭을 연산하는 때에 하나를 초과하는 최대 상관 크기의 존재 확률을 감소시킨다.

에러 제어 코드의 코드북 P으로부터 하위 코드북 G을 구성하는 방법이 도 14에 도시된다. 예를 들어, 이 방법은 처리 유닛에 대해 수행될 수 있다. 일 실시형태에서, 처리 유닛은 이동 단말기(16) 상의 베이스밴드 프로세서(34)이다.

따라서 도 14로 가면, 단계 200에서 먼저, 공백(empty) 코드북 G가 구축된다. 예를 들어, 베이스밴드 프로세서(34)에서 방법이 수행되면, 이동 단말기(16) 내의 메모리의 지정 영역이 코드북 G를 위해 유보될 수 있다. G는 초기에 코드워드를 갖지 않는다.

다음, 단계 202에서, 코드워드 p가 코드북 P로부터 선택되고 코드북 G에 부가된다. 선택된 코드워드는 코드북 P로부터 삭제되거나 삭제되지 않을 수 있다. 아래에서 명백하게 되는 바와 같이, 선택된 코드워드 p가 코드북 P로부터 삭제되지 않으면, 단계 208에서 삭제될 것이다.

그 후 단계 204에서, 코드워드 p의 자기상관 크기가 계산된다.

그러면 단계 206에서, 코드워드 p와 P 내의 각각의 코드워드

사이의 상관 크기가 계산된다.

단계 208에서, P 내의 여하한 코드워드

는, p와

사이에서 계산된 상관 크기가 p의 자기상관 크기와 동일하면, P로부터 삭제된다.

단계 202에서 208은 모든 코드워드가 코드북 P로부터 삭제될 때까지 반복된다.

이러한 방식으로, 도 14의 방법을 이용하여, P 내의 모든 코드워드 전부가 삭제될 때까지 각 반복(iteration)에서 P로부터의 코드워드가 하위 코드북 G에 부가된다. 이 구성은, G에 부가된 각각의 코드워드 p는 p와 G 내의 다른 코드워드 각각 사이의 각 상관 크기와 다른 (그리고 더 큰) 자기상관 크기를 가질 것을 보장한다.

일 실시형태에서, 도 14의 방법은 이동 단말기(16)의 동작 전에 수행되고, 이 경우 새로운 하위 코드북 G가 이동 단말기(16) 상의 메모리에 저장되고 베이스밴드 프로세서(34)에 의해 액세스가능하다.

도 15는 하위 코드북 G가 메모리(304)에 저장되는 장치(302)의 실시형태를 도시한다. 하위 코드북 G는 도 14에서 설명되는 바와 같이 구성되었다. 장치(302)는 인코딩될 데이터의 시퀀스(305)를 코드북 G 내 코드워드로 매핑하도록 구성된 인코더를 포함한다. 장치(302)는 채널(310)을 통해 코드워드를 전송하기 위한 송신 회로(308)를 더 포함한다. 메모리(304)가 대신에 인코더(306) 자체에 위치될 수 있고 메모리(304) 내에 저장되는 하위 코드북 G가 G 내의 코드워드를 생성하기 위한 생성 매트릭스(generating matrix)만을 포함할 수 있음을 인식할 것이다. 구체적인 실시형태에서, 도 1-6을 참조하여 설명된 시스템의 맥락에서, 장치(302)는 이동 단말기(16)이고, 인코더(306)는 베이스밴드 프로세서(34)의 일부이며, 송신 회로(308)는 송신 회로(36)이다.

도 16은 채널(302)을 통해 송신되는 데이터의 인코딩된 시퀀스(즉, 코드워드)를 수신 및 디코딩하기 위한 장치(322)의 예시적인 실시형태를 도시한다. 장치(322)는 채널(302)로부터의 데이터의 시퀀스(325)를 수신하기 위한 수신 회로(324)뿐만 아니라 에러 제어 코드의 코드북 G을 저장하기 위한 메모리(326)를 포함한다. 장치(322)는, 코드북 G 내의 각각의 코드워드에 대해 시퀀스(325)와 코드워드 사이의 상관 값을 계산하도록 구성된 디코더(328)를 더 포함한다. 장치(302)의 경우와 같이, 메모리(326)는 대신에 디코더(328) 자체에 위치될 수 있고 메모리(326)에 저장된 하위 코드북 G는 G 내의 코드워드를 생성하기 위한 생성 매트릭스만을 포함할 수 있음을 인식할 것이다. 디코더(328)는 최고 상관 값을 산출하는 코드북 G 내의 코드워드를 선택한다. 하나의 구체적인 실시형태에서, 도 1-6을 참조하여 설명된 시스템의 맥락에서, 장치(322)는 기지국(14)이고, 디코더(328)는 베이스밴드 프로세서(22)의 일부이고, 수신 회로(324)는 수신 회로(26)이다.

도 17은 도 5의 장치(송신기) 및 도 16의 장치(수신기)의 동작을 개설한다. 도 17의 단계 402와 404는 송신기에 의해 수행된다.

먼저, 단계 402에서, 데이터의 시퀀스(305)가 코드북 G 내의 코드워드 g로 (예를 들어, 인코더(306)에 의해) 매핑된다. 그 후, 단계 404에서, 코드워드 g는 (예를 들어, 송신 회로(308)를 이용하여) 채널을 통해 송신된다.

데이터의 인코딩된 시퀀스를 나타내는 코드워드 g는 채널 내 잡음에 의해 오류를 갖게 되고 (예를 들어, 수신 회로(324)를 통해) 수신기에서 수신된다. 이는 단계 406에서 도시된다. 단계 408과 410에 도시된 바와 같이, 예를 들어, 디코더(328)에 의해 획득된 수신 데이터 시퀀스(325)에 대해 동작된다.

G 내의 각각의 코드워드에 대해, 먼저 단계 408에 대해, 수신된 시퀀스(325)와 코드워드 사이에서 상관 값이 계산된다. 그 후, 단계 410에서, 최고 상관 값을 도출하는 코드워드가 선택된다. 이 선택된 코드워드는 수신기의 "최적 추측"을 나타낸다.

이제 아래에서 구체적 예가 도 1-6에 도시된 것과 같은 OFDM 시스템의 맥락에서 설명될 것이다. 이 예의 목적으로, OFDM 자원의 하위캐리어의 세트는 하위 자원 공간으로 나누어지는데, 각각은 여기서 "타일(tile)"이라고 지칭되고, 각각의 타일은 J 하위캐리어를 갖는다고 가정한다.

업링크 제어 패킷을 송신하기 위해, 총 I x J QPSK 심볼에 대해, 후술하는 바와 같이 타일 중 I개를 이용하고, 타일 당 J QPSK 심볼(하위캐리어 당 하나)을 이용하여, 선택된 코드워드가 이동국(16)에 의해 기지국(14)로 송신된다. 아래의 예에서, J는 16이고 I는 2, 4, 5 또는 8이지만, 이들은 단지 구현 예일 뿐임을 명백이 이해하여야 한다.

구체적으로, 이 예에서 이동 단말기(16)는 타일 i의 데이터 톤 j에서 QPSK 심볼 p_ij을 송신하는데, 여기서 i=1, ... ,I, I∈{2,4,6,8} 이고 j=1,...,J, J=16이다.

베이스밴드 프로세서 34는 코드워드 p=[p_ij]∈G를 선택하는데, 여기서 G는 도 14의 방법을 이용하여 결정되는 가능한 코드워드의 세트이다. [p_ij]라는 표기는 I x J QPSK 심볼의 이러한 세트를 지칭한다.

y_ijk는 기지국(14)에서 수신 안테나 번호 k에서 수신되는 심볼이라고 하자. y_ijk는 타일 i의 데이터 톤 j에서 송신되는 QPSK 심볼 p_ij에 대응한다. 기지국(14)은 비코히어런트 수신기를 구현하고 따라서 각각의 수신 안테나로부터의 y_ijk를 이용하여, 다음의 결정 메트릭을 만족시키는 코드워드를 선택함으로써 어떤 코드워드 p가 전송되었는지에 대한 '최적 추측'을 한다:

.

상술한 바와 같이, 도 14의 방법은 RM 코드와 같은 코드 P의 하위 코드북인 코드북 G를 구성하는데 사용된다. 본 구체적인 예에서, 도 14의 방법을 통해 P로부터 코드북 G를 구성하는 때에, 단계 204 동안, 코드워드 p의 자기상관 크기가

로 계산되는데, 여기서

(t=1,2,...T)는 코드워드 p∈P에 대응하는 QPSK 심볼의 세트 내의 QPSK 데이터 심볼이다. 도 14의 단계 206 동안, 코드워드 p∈P와 코드워드

∈P 사이의 상관 크기는 다음의 공식에 따라 계산된다:

여기서,

는 코드워드

∈P에 대응하는 T QPSK 심볼의 세트 내 QPSK 데이터 심볼이고,

는

의 복소 공액(complex conjugate)이다.

전술한 바와 같이, 도 14의 방법은 RM 코드북 P를 이용하여 수행될 수 있다. 1차 RM 코드에 대해, RM 코드북 P는 QPSK에 대해 4개의 독립적인 하위 코드북 G1, G2, G3 및 G4로 나누어질 수 있음을 보일 수 있다. G1은 RM 코드북 P를 이용하여 도 14의 방법을 수행함으로써 생성될 수 있다. G2는 코드북 P＼{G1}, 즉 코드북 P 내의 코드워드의 세트에서 G1 내의 코드워드를 뺀 것을 이용하여 도 14의 방법을 수행함으로서 생성될 수 있다. 그리고 G3은 코드북 P＼{G1, G2}를 이용하여 도 14의 방법을 수행함으로서 생성될 수 있는 등이다.

전술한 구체적인 예 중 일부가 RM 코드의 맥락에서 설명되지만, 도 14의 기술은, 선형 및 비선형, 그리고 비-바이너리(non-binary) 코드를 모두 포함하는 다른 에러 정정 코드의 코드북 P에 적용될 수 있음을 인식할 것이다. 예로서는, 쿼드라틱 레지듀얼 코드(quadratic residual code), 골레이(Golay) 코드 및 BCH 코드의 패밀리를 포함한다.

또한, 위에서 OFDM 시스템의 맥락에서 설명된 구체적 예시적인 실시형태는 QPSK 변조 방식의 맥락에서 설명되었다. 그러나, 도 14에서 설명된 기술은 사용된 변조 방식에 독립적임을 인식할 것이다.

또한, 도 15-17을 참조하여 설명된 "채널"은 데이터 통신 채널에만 제한되지 않고, 인코딩된 데이터 시퀀스가 송신 또는 저장되고 이후에 수신되고 판독되는 여하한 매체로 생각될 수도 있음을 인식할 것이다.

마지막으로, 전술한 사항이 특정한 구체적 실시형태를 참조하여 설명되었지만, 그의 다양한 변형이 여기 첨부된 청구범위의 범위를 벗어남이 없이 당업자에게 명백할 것이다.

Claims

에러 제어 코드를 이용하여 데이터를 인코딩하는 방법으로서,
상기 방법은 송신기에서 수행되고,
상기 방법은
상기 에러 제어 코드의 코드북 G로부터의 코드워드에 데이터 시퀀스를 매핑하는 단계와,
채널을 통한 송신을 위해 상기 코드워드를 전달하는 단계를 포함하며,
상기 코드북 G는 또 다른 코드북 P의 하위 코드북(sub-codebook)이고, 상기 하위 코드북 G 내의 각각의 코드워드 g는, 상기 하위 코드북 G 내의 다른 코드워드 각각과 g 사이의 각 상관 크기(each correlation amplitude)와 다르고 그보다 큰 자기상관 크기(autocorrelation amplitude)를 가지고,
상기 하위 코드북 G는
(a) 공백(empty) 하위 코드북 G를 수립하고,
(b) 코드북 P로부터 코드워드를 선택하고 코드북 P로부터의 상기 코드워드를 하위 코드북 G 내에 포함시키고,
(c) 코드북 P로부터의 상기 코드워드의 자기상관 크기를 계산하고,
(d) 코드북 P로부터의 상기 코드워드와 코드북 P 내의 각각의 코드워드 사이의 상관 크기를 계산하고, 상기 상관 크기가 상기 자기상관 크기와 동일한 코드북 P 내의 각각의 코드워드를 코드북 P로부터 삭제하고,
(e) 코드북 P로부터 복수의 코드워드 전부가 삭제될 때까지 동작 (b) 내지 (d)를 반복함으로써
상기 코드북 P로부터 생성되는
데이터 인코딩 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 코드북 P는 리드-뮬러(Reed-Muller) 코드의 코드북인
데이터 인코딩 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 자기상관 크기는
로 계산되고, 상기 상관 크기는
로 계산되며,
(t=1,2,...T)는 하위 코드북 G에 포함된 코드북 P로부터의 상기 코드워드와 연관된 T개의 데이터 심볼로 이루어진 세트 중의 데이터 심볼이고,
는
의 복소 공액(complex conjugate)이고,
는 코드북 P 내의 코드워드와 연관된 T개의 데이터 심볼로 이루어진 세트 중의 데이터 심볼인
데이터 인코딩 방법.
제 3 항에 있어서,
상기 코드워드는 OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing)을 이용하여 전송되는
데이터 인코딩 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 데이터 시퀀스는 제어 패킷을 포함하는
데이터 인코딩 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 채널을 통한 송신을 위해 상기 코드워드를 전달하는 단계는
QPSK(Quadrature Phase Shift Key) 변조를 사용하여 상기 코드워드를 변조하는 단계와,
상기 변조된 코드워드를 송신하는 단계
를 포함하는
데이터 인코딩 방법.
제 1 항에 있어서,
상기 채널은 셀룰러 통신 네트워크와 연관된
데이터 인코딩 방법.
통신 채널을 통해 수신된 데이터 시퀀스를 디코딩하는 방법으로서,
상기 시퀀스는 상기 채널을 통한 송신 전에 에러 제어 코드를 이용하여 인코딩되었고, 상기 방법은 수신기에서 수행되고,
상기 방법은
상기 통신 채널을 통해 수신된 상기 데이터 시퀀스를 획득하는 단계와,
상기 에러 제어 코드의 코드북 G 내의 각각의 코드워드에 대해, 상기 데이터 시퀀스와 상기 코드워드 사이의 상관 값을 계산하는 단계와,
상기 계산된 상관 값들 중 최고 상관 값과 연관된 상기 코드북 G 내의 코드워드를 선택하는 단계를 포함하고,
상기 코드북 G는 또 다른 코드북 P의 하위 코드북이고, 상기 하위 코드북 G 내의 각각의 코드워드 g는, 상기 하위 코드북 G 내의 다른 코드워드 각각과 g 사이의 각 상관 크기와 다르고 그보다 큰 자기상관 크기를 가지고,
상기 하위 코드북 G는
(a) 공백 하위 코드북 G를 수립하고,
(b) 코드북 P로부터 코드워드를 선택하고 코드북 P로부터의 상기 코드워드를 하위 코드북 G 내에 포함시키고,
(c) 코드북 P로부터의 상기 코드워드의 자기상관 크기를 계산하고,
(d) 코드북 P로부터의 상기 코드워드와 코드북 P 내의 각각의 코드워드 사이의 상관 크기를 계산하고, 상기 상관 크기가 상기 자기상관 크기와 동일한 코드북 P 내의 각각의 코드워드를 코드북 P로부터 삭제하고,
(e) 코드북 P로부터 복수의 코드워드 전부가 삭제될 때까지 동작 (b) 내지 (d)를 반복함으로써
상기 코드북 P로부터 생성되는
데이터 디코딩 방법.
제 8 항에 있어서,
상기 방법은 비코히어런트(non-coherent) 검출을 구현하는 수신기에서 수행되고, 상기 코드북 P는 리드-뮬러 코드의 코드북인
데이터 디코딩 방법.
제 9 항에 있어서,
상기 데이터 시퀀스는 OFDM을 이용하여 수신되고, 상기 상관 값은
로 계산되고, p_ij는 타일 i 및 데이터 톤 j의 데이터 심볼이고, y_ijk는 상기 수신기의 안테나 k에서 수신되는 p_ij의 값인
데이터 디코딩 방법.
제 8 항에 있어서,
상기 자기상관 크기는
로 계산되고, 상기 상관 크기는
로 계산되며,
(t=1,2,...T)는 하위 코드북 G에 포함된 코드북 P로부터의 상기 코드워드와 연관된 T개의 데이터 심볼로 이루어진 세트 중의 데이터 심볼이고,
는
의 복소 공액이고,
는 코드북 P 내의 코드워드와 연관된 T개의 데이터 심볼로 이루어진 세트 중의 데이터 심볼인
데이터 디코딩 방법.
제 8 항에 있어서,
최고 상관 값을 도출하는 상기 코드북 G 내의 상기 선택된 코드워드를 이용하여 상기 데이터 시퀀스를 디코딩하는 단계를 더 포함하는
데이터 디코딩 방법.
제 12 항에 있어서,
상기 디코딩된 데이터 시퀀스를 역혼화(descramble)하고 상기 데이터 시퀀스와 연관된 대체 데이터를 복구하는 역혼화 로직 모듈에 상기 디코딩된 데이터 시퀀스를 전달하는 단계를 더 포함하는
데이터 디코딩 방법.
제 13 항에 있어서,
상기 디코딩된 데이터 시퀀스는 CRC(cyclic redundancy check) 체크섬을 포함하는
데이터 디코딩 방법.
에러 제어 코드를 이용하여 데이터를 인코딩하도록 구성되는 데이터 통신 시스템 내의 장치로서,
상기 에러 제어 코드의 코드북 G를 저장하기 위한 메모리와,
상기 코드북 G로부터의 코드워드에 데이터 시퀀스를 매핑하도록 구성된 인코더와,
채널을 통해 상기 코드워드를 송신하기 위한 송신 회로를 포함하고,
상기 코드북 G는 다른 코드북 P의 하위 코드북이고, 상기 하위 코드북 G 내의 각각의 코드워드 g는, 상기 하위 코드북 G 내의 다른 코드워드 각각과 g 사이의 각 상관 크기와 다르고 그보다 큰 자기상관 크기를 가지고,
상기 메모리에 저장된 상기 하위 코드북 G는
(a) 공백 하위 코드북 G를 수립하고,
(b) 코드북 P로부터 코드워드를 선택하고 코드북 P로부터의 상기 코드워드를 하위 코드북 G 내에 포함시키고,
(c) 코드북 P로부터의 상기 코드워드의 자기상관 크기를 계산하고,
(d) 코드북 P로부터의 상기 코드워드와 코드북 P 내의 각각의 코드워드 사이의 상관 크기를 계산하고, 상기 상관 크기가 상기 자기상관 크기와 동일한 코드북 P 내의 각각의 코드워드를 코드북 P로부터 삭제하고,
(e) 코드북 P로부터 복수의 코드워드 전부가 삭제될 때까지 동작 (b) 내지 (d)를 반복함으로써
상기 코드북 P로부터 이전에 생성된
장치.
제 15 항에 있어서,
상기 코드북 P는 리드-뮬러 코드의 코드북인
장치.
제 16 항에 있어서,
복수의 송신 안테나를 더 포함하고,
상기 송신 회로는 OFDM을 이용하여 상기 채널을 통해 상기 코드워드를 송신하도록 구성되는
장치.
제 15 항에 있어서,
상기 데이터 시퀀스는 제어 패킷을 포함하는
장치.
제 15 항에 있어서,
상기 장치는
QA(Quadrature Amplitude) 변조를 사용하여 상기 코드워드를 변조하고,
상기 변조된 코드워드를 상기 송신 회로를 이용하여 송신하도록 구성된
장치.
제 15 항에 있어서,
상기 장치는 적어도 하나의 무선 통신 시스템과 연관된 이동 단말을 포함하는
장치.
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