KR101769785B1 - 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법 - Google Patents

레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101769785B1
KR101769785B1 KR1020140017493A KR20140017493A KR101769785B1 KR 101769785 B1 KR101769785 B1 KR 101769785B1 KR 1020140017493 A KR1020140017493 A KR 1020140017493A KR 20140017493 A KR20140017493 A KR 20140017493A KR 101769785 B1 KR101769785 B1 KR 101769785B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
band
channel
signals
frequency
signal
Prior art date
Application number
KR1020140017493A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20150051118A (ko
Inventor
김동규
Original Assignee
한국전자통신연구원
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 한국전자통신연구원 filed Critical 한국전자통신연구원
Priority to US14/320,401 priority Critical patent/US9476972B2/en
Priority to DE201410109501 priority patent/DE102014109501A1/de
Publication of KR20150051118A publication Critical patent/KR20150051118A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101769785B1 publication Critical patent/KR101769785B1/ko

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/0209—Systems with very large relative bandwidth, i.e. larger than 10 %, e.g. baseband, pulse, carrier-free, ultrawideband
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/106—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves using transmission of pulses having some particular characteristics
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
    • G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
    • G01S13/282—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using a frequency modulated carrier wave
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/02—Systems using reflection of radio waves, e.g. primary radar systems; Analogous systems
    • G01S13/06—Systems determining position data of a target
    • G01S13/08—Systems for measuring distance only
    • G01S13/10—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves
    • G01S13/26—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave
    • G01S13/28—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses
    • G01S13/284—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using coded pulses
    • G01S13/288—Systems for measuring distance only using transmission of interrupted, pulse modulated waves wherein the transmitted pulses use a frequency- or phase-modulated carrier wave with time compression of received pulses using coded pulses phase modulated
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/885—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for ground probing
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S13/00—Systems using the reflection or reradiation of radio waves, e.g. radar systems; Analogous systems using reflection or reradiation of waves whose nature or wavelength is irrelevant or unspecified
    • G01S13/88—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications
    • G01S13/887—Radar or analogous systems specially adapted for specific applications for detection of concealed objects, e.g. contraband or weapons
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation

Abstract

본 발명에 따른 레이더 신호 처리 장치는, 채널 주파수에 기초하여 복수의 기저대역 신호들을 복수의 분할대역 침투신호들로 대상물체에 방사하는 송신부, 대상물체로부터 반사된 복수의 반사신호들을 수신하여 통합대역 응답신호로 구성하는 수신부, 및 복수의 분할대역 침투신호들 중 인접하는 분할대역 침투신호들의 적어도 일부의 대역이 중첩되도록 채널 주파수를 설정하는 제어부를 포함한다.

Description

레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법{Apparatus for processing radar signal and method for processing radar signal}
본 발명은 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 분할대역으로 레이더 신호를 송신하고 반사된 분할대역 레이더 신호들을 전대역으로 통합하는 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법에 관한 것이다.
투과 레이더 장치는 비파괴 검사에 사용되는 장치 중 하나이다. 투과 레이더 장치는 RF 침투신호를 투과 대상체에 투사한 후 반사되는 신호를 수신하여 대상체 내면의 상태를 센싱한다.
투과 레이더 장치가 반사 신호를 획득하는 방법은 임펄스 방식과 스텝주파수 방식이 있다.
임펄스 방식은 매우 짧은 시간에 큰 에너지를 갖는 신호, 즉 임펄스 신호를 투사 신호로 사용하는 방식이다. 투사하는 임펄스 신호는 광대역 주파수 특성을 갖게 된다. 여기서, 주파수의 대역폭이 넓을수록 고해상도의 대상체 내면 센싱이 가능하다. 또한, 임펄스 방식은 한 순간에 광대역 신호를 한번에 투사하기 때문에 일반적으로 매우 고속으로 센싱을 수행할 수 있다.
스텝주파수 방식은 CW(Continuous Wave) 신호(즉, 사인파)를 특정 주파수 대역 내에서 일정한 주파수 간격으로 투사함으로써 전체적으로는 광대역 신호를 투사하는 것과 같은 효과를 내어 대상체 내면을 센싱하는 방식이다. 스텝주파수 방식은 한 순간에 광대역 신호를 한번에 투사하는 임펄스 방식과는 달리, CW신호의 주파수를 시간의 흐름에 따라 스텝으로 나눠서 상승 또는 하강시켜 광대역 신호를 생성하기 때문에 하나의 광대역 신호가 생성 되는 데에는 시간이 걸리게 되므로, 일반적으로 임펄스 방식에 비해 매우 저속으로 센싱을 수행한다.
한편, 스텝주파수 방식은 생성되는 신호의 주파수 대역 특성이 좋고 고전력으로 신호 생성이 가능하기 때문에 고해상도의 투과 신호 획득에 유리한 장점이 있으나, 상술한 바와 같이, 매우 저속 센싱만 가능하다는 특성 때문에 활용 분야에 대한 제약이 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 분할대역 레이더 방식을 수행할 때에 발생하는 채널 불연속 문제, 채널별 DC 문제, 채널간 위상 문제를 해결할 수 있는 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법을 제공하는 것이다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 OFDM 기반의 복수의 분할대역 레이더 신호를 대상 물체에 방사하고 반사된 반사 신호를 이용하여 광대역의 응답 신호를 고속으로 획득할 수 있는 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 기술적 과제들은 이상에서 언급한 기술적 과제들로 제한되지 않으며, 언급되지 않은 또 다른 기술적 과제들은 아래의 기재들로부터 당업자에게 명확하게 이해될 수 있을 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 장치는 채널 주파수에 기초하여 복수의 기저대역 신호들을 복수의 분할대역 침투신호들로 대상물체에 방사하는 송신부, 상기 대상물체로부터 반사된 복수의 반사신호들을 수신하여 통합대역 응답신호로 구성하는 수신부, 및 상기 복수의 분할대역 침투신호들 중 인접하는 분할대역 침투신호들의 적어도 일부의 대역이 중첩되도록 상기 채널 주파수를 설정하는 제어부를 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 방법은 복수의 분할대역 침투신호들 중 인접하는 분할대역 침투신호들의 적어도 일부의 대역이 중첩되도록 채널 주파수를 설정하는 단계, 상기 채널 주파수에 기초하여 복수의 기저대역 신호들을 복수의 분할대역 침투신호들로 변환하여 대상물체에 방사하는 단계, 및 대상물체로부터 반사된 복수의 반사신호들을 수신하여 통합대역 응답신호로 구성하는 단계를 포함한다.
본 발명의 실시예들에 따른 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법은 통합대역을 복수로 분할하되 일부 대역이 중첩되도록 다채널의 OFDM 방식으로 레이더 신호를 송수신함으로써 고품질의 임펄스 응답 신호를 고속으로 얻을 수 있다.
또한, 본 발명의 실시예들에 따른 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법은 복수의 분할대역 신호들을 하나의 통합대역으로 구성함에 있어서 채널 경계의 위상 불연속 및 중첩된 대역의 성분을 선택적으로 제거하여 임펄스 응답의 정확성을 향상시킬 수 있다.
아울러 본 발명의 실시예는 예시를 위한 것으로, 당업자라면 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상과 범위를 통해 다양한 수정, 변경, 대체 및 부가가 가능할 것이며, 이러한 수정 변경 등은 이하의 특허청구범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 장치와 레이더 신호가 방사되는 대상 물체를 나타내는 도면이다.
도 2a 내지 도 2c는 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 장치의 분할대역 침투신호의 송신, 반사신호의 수신 및 통합대역 응답신호의 컨스트럭션을 설명하기 위한 도면들이다.
도 3은 예시적인 통합대역 응답신호의 채널 접합 영역을 설명하기 위한 도면이다.
도 4는 도 1의 송신부의 일 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 5는 도 1의 제어부의 일 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 6a 및 도 6b는 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 주파수 설정 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 7은 도 1의 수신부의 일 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 8은 수신부에 포함된 컨스트럭터가 수신하는 신호의 채널 및 서브캐리어 구성을 설명하기 위한 개념도이다.
도 9a 내지 도 9c는 본 발명의 실시예들에 따른 컨스트럭터의 블록도들이다.
도 10은 컨스트럭터의 채널 경계 처리부를 일반화하여 나타낸 도면이다.
도 11은 채널 경계 처리 전후의 통합대역 응답신호의 비교 그래프이다.
도 12는 컨스트럭터의 불완전 위상 처리부를 일반화하여 나타낸 도면이다.
도 13a 및 도 13b는 불연속 위상처리 전과 후의 출력신호와 이에 따른 임펄스 응답을 비교한 그래프들이다.
도 15a 및 도 15b는 분할대역 DC 처리 전후의 채널 임펄스 응답을 나타내는 그래프들이다.
도 16은 컨스트럭터의 대역 통합부의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
이하, 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 실시예에 대해 상세히 설명하고자 한다. 도면상의 동일한 구성요소에 대해서는 동일한 참조부호를 사용하고 동일한 구성요소에 대해서 중복된 설명은 생략한다.
본문에 개시되어 있는 본 발명의 실시예들에 대해서, 특정한 구조적 내지 기능적 설명들은 단지 본 발명의 실시예를 설명하기 위한 목적으로 예시된 것으로, 본 발명의 실시예들은 다양한 형태로 실시될 수 있으며 본문에 설명된 실시예들에 한정되는 것으로 해석되어서는 아니 된다.
또한, 본 발명의 실시예의 구성 요소를 설명하는 데 있어서, 제 1, 제 2, A, B, (a), (b) 등의 용어를 사용할 수 있다. 이러한 용어는 그 구성 요소를 다른 구성 요소와 구별하기 위한 것일 뿐, 그 용어에 의해 해당 구성 요소의 본질이나 차례 또는 순서 등이 한정되지 않는다.
본 발명은 고해상도 광대역 투과 레이더의 신호를 고속으로 획득하기 위한 분할대역 레이더의 신호를 이용하여 고품질 채널 임펄스 응답을 얻기 위한 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법에 관한 것이다.
투과 레이더 기술의 응용 분야 중 떠오르는 새로운 분야로 도로 교통 시설물의 상태를 센싱하는 분야가 있다. 전 세계적으로 도로 교통 시설물의 노후화 비중이 높아져서 유지/보수에 관한 기술 수요가 증가하고 있고, 신규 시설물 건설 또한 증가하고 있는데 신규 시설물의 제작 품질 측정에 관한 기술 수요 또한 폭발적으로 증가하고 있다. 대표적인 센싱 분야로는 도로/교량의 내부 균열 상태 진단, 신규 포설 도로 포장체 두께 측정이 있다.
일반적으로, 도로 교통 시설물의 내면 센싱 깊이는 대략 1~2미터이며, 센싱 해상도는 3cm이내이어야 한다. 따라서, 투과 레이더 기술 방식 중 스텝주파수 방식이 이에 적합하다. 그러나, 스텝주파수 방식의 제품을 이용하여 작업을 하는 경우, 도로 상의 교통을 통제한 상태에서 진행해야 하기 때문에 많은 불편을 끼치게 될 뿐 아니라 작업의 시간 또한 매우 길어 상시적인 도로 모니터링 업무 등을 수행할 수 없는 문제를 현재 안고 있다.
스텝주파수 방식이 CW신호를 이용하기 때문에 발생하는 스캔 속도가 낮은 문제를 해결하기 위해 멀티캐리어, 즉, OFDM 기술을 이용하여 분할대역을 이용하여 레이더 신호를 획득할 수 있는 방법이 제안되고 있다. 본 발명에서는 이 방식을 '분할대역 레이더 방식'이라고 칭한다.
본 발명에서 제안하는 방법은 분할대역 레이더 방식에서 채널 분할을 위한 송수신부 채널 주파수 결정 방법, 수신부 채널 접합 방법, 채널 경계 불연속 위상 처리 방법, 및 각 분할대역 DC(Direct Current) 영역 신호 처리 방법에 관한 것이다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 장치와 레이더 신호가 방사되는 대상 물체를 나타내는 도면이다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 장치(10)는 송신부(100), 수신부(200) 및 제어부(300)를 포함할 수 있다.
송신부(100)는 제어부(300)로부터 송신 제어 신호(tcon) 및 채널 주파수(fi)를 수신한다. 송신부(100)는 송신 제어 신호(tcon) 및 채널 주파수(fi)에 기초하여 OFDM 기반의 분할대역 침투신호(dp)를 생성한다. 분할대역 침투신호(dp)는 송신 안테나(101)를 통하여 대상물체(20)로 방사된다. 예를 들어, 대상물체(20)는 도로 교통 시설물일 수 있다.
송신부(100)에서 방사되는 분할대역 침투신호(dp)는 기저대역에 복수의 침투신호들을 형성하고, 복수의 채널(예를 들어, M(M은 2 이상의 자연수) 개의 채널)로 설정된 채널 주파수(fi)를 반송파로 하면서 분할대역 채널 대역폭에 따라 결정된 패스대역으로 변환되어 송신될 수 있다.
특히, 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 장치(10)는 분할대역 침투신호(dp)의 채널 주파수(fi)를 설정함에 있어 서로 인접하는 즉, 순차적으로 전송되는 침투신호들의 대역의 적어도 일부가 중첩되도록 한다. 인접하는 분할대역 침투신호(dp)의 중첩되는 주파수 영역이 넓어지면 동일한 통합대역 응답신호를 생성하기 위하여 송수신해야 하는 분할대역 침투신호(dp)의 수가 증가하지만 향상된 임펄스 응답신호를 얻을 수 있다.
대상물체(20)는 송신부(100)로부터 분할대역 침투신호(dp)를 수신하여 반사시켜 복수의 반사신호들(dr)을 수신부(200)로 제공한다. 대상물체(200)는 다층으로 구성될 수 있으며, 분할대역 침투신호(dp)에 따른 반사신호(dr)는 다양한 각도 및 시간 편차를 가지면서 수신부(200)에 제공될 수 있다.
수신부(200)는 수신 안테나(201)를 통하여 대상물체(20)로부터 반사된 OFDM 기반의 반사신호(dr)를 수신하여 광대역의 응답신호를 생성할 수 있다.
제어부(300)는 복수의 분할대역 침투신호들(dp) 중 인접하는 채널의 분할대역 침투신호들이 일부 대역에서 중첩되도록 채널 주파수(fi)를 설정하여 송신부(100) 및 수신부(200)에 제공한다. 제어부(300)의 채널 주파수(fi) 설정 방법에 대해서는 후술하도록 한다.
또한, 제어부(300)는 송신부(100) 및 수신부(200) 각각에 송신 제어신호(tcon) 및 수신 제어신호(rcon)를 제공하여 동작을 제어할 수 있다.
도 2a 내지 도 2c는 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 장치의 분할대역 침투신호의 송신, 반사신호의 수신 및 통합대역 응답신호의 컨스트럭션을 설명하기 위한 도면들이다.
도 2a는 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 장치의 송신부의 분할대역 침투신호의 송신 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 2a를 참조하면, 기저대역 신호를 생성하여, M 개의 채널에 걸쳐 각각의 채널 주파수(f1, f2, f3, f4, ..., fM)로 상승시켜 패스대역의 채널신호들, 즉 분할대역 침투신호들(dp)로 송신한다.
예를 들어, T1 시간에서 T2 시간까지는 제1 기저대역 신호가 기저대역에서 제1 채널 주파수(f1)를 반송파로 하는 채널로 상승되어 제1 분할대역 침투신호로 송신된다. 각각의 시간 영역에서 송신되는 분할대역 침투신호들은 상이한 패스대역을 가지지만 패스대역의 일부가 중첩된다.
도 2a에서는 복수 개 채널의 분할대역 침투신호들이 중첩되는 영역을 점선으로 표시하였다. 도 2a와 같이 인접하는 채널의 신호들의 대역이 서로 중첩되도록 하는 채널 주파수의 설정에 대해서는 도 6a 및 도 6b를 참조하여 후술하도록 한다.
도 2b는 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 장치의 수신부의 반사신호 수신 과정을 설명하기 위한 도면이다.
수신부(200)는 T1 시점에서 T2 시점까지 제1 채널 주파수(f1)의 반송파를 가지는 패스대역의 채널신호를 수신하여 기저대역의 채널신호로 하강시킨다.
마찬가지로, T2 시점에서 T3 시점까지는 제2 채널 주파수(f2)의 반송파를 갖는 패스대역의 채널신호를 수신하여 기저대역의 채널신호로 하강시키는 과정들을 반복하여, 마지막 TM-1 시점에서 TM 시점까지는 제M 채널 주파수(fM)의 반송파를 갖는 패스대역의 채널신호를 수신하여 기저대역의 채널신호로 하강시킨다.
M 개의 채널에서 모든 신호들이 기저대역으로 하강되면 수신부(200)는 기저대역 채널신호들을 통합대역 응답신호로 구성한다.
도 2c는 기저대역으로 하강된 채널신호들을 통합대역 응답신호로 구성하는 과정을 설명하기 위한 도면이다.
도 2c를 참조하면, 상이한 시간 동안 기저대역으로 하강된 채널신호들이 통합대역 응답신호로 구성된다. 도 2c의 동작은 도 8 이하에서 후술하는 컨스트럭터에서 수행될 수 있다.
복수의 분할대역으로 레이더 신호를 송수신한 경우, 컨스트럭터가 복수의 채널신호들을 통합대역으로 구성하는 과정에서 채널 경계 처리, 그리고 채널 경계에서의 위상 불연속 문제, 또한 기저대역으로 하강되었을 때에 생성된 DC 영역 성분을 제거하여야 임펄스 레이더 신호를 송수신한 것과 마찬가지의 향상된 응답을 획득할 수 있다.
도 3은 예시적인 통합대역 응답신호의 채널 접합 영역을 설명하기 위한 도면이다.
도 3을 참조하면, 수신부(200)에서 구성된 통합대역 응답신호를 구성하는 경우에 각 채널들 사이의 채널 접합 영역(conj)이 발생한다. 통합대역 응답신호 대역폭이 주어져 있을 때, 분할대역 채널들 사이의 간격이 분할대역 신호 대역폭과 동일할 경우에 가장 적은 수의 분할대역 신호들로 통합대역 신호를 구성할 수 있는 장점이 있다.
그러나 분할대역 채널들 사이의 간격이 분할대역 신호 대역폭과 동일한 경우에는 채널 임펄스 응답 신호의 해상도가 매우 떨어진다. 채널 임펄스 응답신호의 해상도는 레이더의 탐지 해상도를 결정하는 요소이다. 따라서 상술한 바와 같이 본 발명에서는 분할대역 채널들 사이의 간격이 중첩되도록 채널 주파수를 설정함으로써 향상된 채널 임펄스 응답 신호를 얻을 수 있다.
이러한 경우, 채널 접합 영역(conj) 내에서는 각 채널의 반사신호들이 서로 중첩될 수 있으며, 이들 사이의 중첩을 해결하기 위한 처리가 필요하다. 따라서 채널 경계를 설정하여 선택적으로 일부 반사신호들의 성분을 제거하는 등의 과정이 필요하다.
도 4는 도 1의 송신부의 일 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 4를 참조하면, 송신부(100)는 BPSK 훈련 데이터 로더(110), 채널 IFFT기(120), 병직렬 변환기(parallel to serial convertor, 130), 삽입기(140), 프리앰블 제공기(145), 멀티플렉서(150), 인터폴레이터(160), 디지털-아날로그 변환기(170), 및 상승 주파수 변환기(180)를 포함할 수 있다.
BPSK 훈련 데이터 로더(110)는 BPSK 훈련 데이터(BPSKtD) 및 채널 당 서브캐리어 수(N)를 수신하여 채널 당 서브캐리어 수(N)만큼 병렬로 BPSK 훈련 데이터(BPSKtD)를 정렬할 수 있다.
채널 IFFT기(120)는 채널 당 서브캐리어 수(N)만큼 IFFT(inverse fast fourier transform)를 수행한다. 예를 들어, 주파수 도메인의 데이터를 시간 도메인의 데이터로 변환하는 동작을 수행하는 것으로 이해할 수 있다.
병직렬 변환기(130) 역 푸리에 변환된 N 개의 결과를 직렬로 변환한다.
삽입기(140)는 직렬로 변환된 결과에 주기적 전치 부호(Cyclic Prefix)를 삽입한다.
프리앰블 제공기(145)는 프리앰블을 생성하여 멀티플렉서(150)로 제공한다. 프리앰블은 이후 분할대역 채널신호가 방사된 이후 수신되었을 때, 반사된 신호를 용이하게 검출할 수 있도록 한다.
멀티플렉서(150)는 삽입기(140)의 출력, 실수(예를 들어, '0') 및 프리앰블 중 하나를 선택하여 출력한다.
인터폴레이터(Interpolator, 160)는 멀티플렉서(150)의 출력을 인터폴레이션하는데, 채널 대역폭(CBW)에 근거하여 인터폴레이션을 수행할 수 있다.
디지털 아날로그 변환기(160)는 인터폴레이션된 신호를 아날로그 신호로 변환한다.
상승 주파수 변환기(180)는 도 1의 제어부(300)로부터 제공된 송신 제어신호(tcon) 및 채널 주파수(fi)에 근거하여 기저대역 신호를 채널 주파수로 상승시켜 송신 안테나(101)를 통하여 분할대역 침투신호(dp)를 송신한다.
상승 주파수 변환기(180)는 제어부(300)로부터 수신된 채널 주파수(fi)에 기초하여 기저대역의 In-phase 성분과 Quadrature 성분을 믹싱하여 패스대역으로 출력할 수 있다.
도 5는 도 1의 제어부의 일 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 5를 참조하면, 제어부(300)는 송신부 제어기(310), 수신부 제어기(320) 및 채널 주파수 제어기(330)를 포함할 수 있다.
송신부 제어기(310)는 채널 개수(M)를 수신하여 송신부(100)의 동작을 제어하는 송신 제어신호(tcon)를 생성하여 송신부(100)에 제공할 수 있다.
수신부 제어기(320)는 채널 개수(M)를 수신하여 수신부(200)의 동작을 제어하는 수신 제어신호(rcon)를 생성하여 수신부(200)에 제공할 수 있다.
채널 주파수 제어기(330)는 최소 중첩 주파수(fmin_ov) 및 중첩 주파수(fovl)를 수신하여 채널 주파수(fi)를 생성한다. 상술한 바와 같이 채널 주파수 제어기(330)에서 생성되는 채널 주파수(fi)는 이후 레이더 신호가 반사되어 수신되었을 때의 임펄스 응답을 향상시키기 위하여 다수의 채널들 사이의 대역이 중첩되도록 생성된다.
도 6a 및 도 6b는 본 발명의 일 실시예에 따른 채널 주파수 설정 방법을 설명하기 위한 도면이다.
도 6a를 참조하면, 인접하는 채널 주파수들(fi-1, fi, fi+1)이 최소한으로 중첩되어 있다. 도 6a에서 ＇PRmin_ov＇는 인접하는 채널들의 분할대역 신호들이 최소로 중첩되는 ＇분할대역 신호크기와 인접 분할대역 신호크기의 비율＇을 나타내며, 기설정된 값일 수 있다. 예를 들어, PRmin_ov는 사용자가 사전에 정의할 수 있다.
PRmin_ov를 만족하는 인접 채널 주파수들 사이의 간격을 최소 중첩 주파수(fmin_ov)로 나타낼 수 있다. 즉, 인접하는 채널의 분할대역 신호들에 대한 채널 주파수(fi-1, fi)가 최소 중첩 주파수(fmin_ov) 보다 큰 차이를 가지면 두 분할대역 신호들은 중첩되지 않는다.
도 6b에서 중첩 주파수(fovl)는 기설정될 수 있다. 중첩 주파수(fovl)는 인접하는 채널의 분할대역 신호들이 어느 정도로 중첩되기를 원하는 지에 대한 주파수 값이며, 사용자가 사전에 정의할 수 있다. 최소 중첩 주파수(fmin_ov)와 중첩 주파수(fovl)가 결정됨에 따라서 채널 주파수(fi)는 수학식 1과 같이 결정될 수 있다.
Figure 112014014815817-pat00001
수학식 1에서, fi 및 fi-1은 각각 서로 인접한 i 번째, (i-1) 번째 채널 주파수를 나타낸다.
채널 주파수 제어기(330)에서 생성된 채널 주파수(fi)는 각각 송신부(100) 및 수신부(200)에 제공되며, 송신부(100)에서는 상승 주파수 변환기(180)를 통하여 기저대역 신호들이 분할대역 침투신호들(dp)로 방사되고, 수신부(200)에서는 수신된 반사신호들(dr)을 기저대역으로 하강시키는 데에 이용될 수 있다.
도 7은 도 1의 수신부의 일 실시예를 나타내는 블록도이다.
도 7을 참조하면, 수신부(200)는 하강 주파수 변환기(210), 아날로그 디지털 변환기(215), 데시메이터(220), 패킷 감지기(225), 제거기(230), 직병렬 변환기(235), 채널 FFT기(240), 채널 추정기(245) 및 컨스트럭터(250)를 포함할 수 있다.
하강 주파수 변환기(210)는 수신 안테나(201)를 통하여 수신된 반사신호(dr)를 기저대역으로 하강시킨다. 즉, 하강 주파수 변환기(210)에 의하여 도 2b에서 도시한 바와 같이 각 채널에서의 신호들이 패스대역에서 기저대역으로 옮겨진다.
아날로그 디지털 변환기(215)는 아날로그 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환한다. 아날로그 디지털 변환기(215)는 입력된 채널의 대역폭에 따라 샘플링 주파수를 결정하고 결정된 샘플링 주파수에 기초하여 디지털 변환을 수행할 수 있다.
데이메이터(Decimator, 220)는 송신부(100)의 인터폴레이터(160)에 의하여 오버샘플링된 신호를 언더샘플링할 수 있다.
패킷 감지기(225)는 데이메이터(220)의 출력 신호에서 프리앰블 신호를 감지하여 훈련 프레임을 검출할 수 있다.
제거부(230)는 송신부(100)에서 삽입한 주기적 전치 부호를 제거할 수 있다.
직병렬 변환기(235)는 제거부(230)의 출력을 N 개의 서브캐리어의 수만큼 병렬화한다.
채널 FFT기(240)는 주기적 전치 부호가 제거되어 병렬화된 시간 도메인의 신호들을 주파수 도메인으로 변환할 수 있다.
채널 추정기(245)는 채널을 추정하여 기저대역 채널신호의 주파수 도메인 응답신호를 생성할 수 있다.
이에 따라서, 컨스트럭터(250)가 수신하는 신호는 도 8과 같이 나타낼 수 있다. 도 8은 수신부에 포함된 컨스트럭터가 수신하는 신호의 채널 및 서브캐리어 구성을 설명하기 위한 개념도이다.
도 8을 참조하면, M개 채널의 분할대역 채널신호(Cdiv)가 수신되며, 각 채널의 내에는 N개의 서브캐리어가 포함될 수 있다.
복수의 분할대역 채널신호들(Cdiv1, Cdiv2, ..., CdivM-1, CdivM)은 시간의 흐름에 따라서 생성되며, 각 분할대역 채널신호가 포함하는 N개의 서브캐리어는
Figure 112014014815817-pat00002
와 같이 표시할 수 있다.
컨스트럭터(250)는 도 2c에 나타낸 바와 같이, 복수의 분할대역 채널신호(Cdiv)를 통합대역으로 변환하기 이전에 채널 경계 처리, 불연속 위상 처리 및 분할대역 DC 처리를 수행한다.
실시예에 따라, 채널 경계 처리, 불연속 위상 처리 및 분할대역 DC 처리의 순서는 상이하게 이루어질 수 있다. 그러나 불연속 위상 처리는 반드시 채널 경계 처리가 수행된 이후에 수행되어야 한다.
따라서, 컨스트럭터(250)는 도 9a 내지 도 9c에 도시된 바와 같이, N 개의 서브캐리어를 포함하는 분할대역 채널신호(Cdiv)가 수신되어 IFFT부(2509)의 L개의 서브캐리어를 포함하는 통합대역 신호를 출력하기 위하여 세 가지 상이한 구성을 가질 수 있다.
도 9a 내지 도 9c에서 채널 경계 처리부(2501a, 2501b, 2501c)는 복수의 채널들로 수신되는 분할대역 채널신호들의 채널 경계의 중첩되는 성분들을 제거하고, 불연속 위상 처리부(2503a, 2503b, 2503c)는 채널 경계의 위상 불연속을 감지하여 위상이 연속되도록 처리한다. 또한 분할대역 DC 처리부(2505a, 2505b, 2505c)는 복수의 반사신호들이 기저대역으로 변환되었을 경우의 DC 성분을 제거하여 응답신호로서 통합되었을 때의 노이즈 성분을 줄인다.
대역 통합부(2507)는 채널 경계 처리, 불연속 위상 처리, 및 분할대역 DC 처리가 완료된 신호를 채널 주파수(fi)에 기초하여 통합대역으로 접합시킨다 (도 2c 참조).
IFFT부(2509)는 대역이 통합된 신호에 대하여 역 푸리에 변환을 수행함으로써 최종 통합대역 임펄스 응답신호를 제공한다.
컨스트럭터(250)가 도 9a 내지 도 9c와 같이 조합됨에 따라, 채널 경계 처리부(2501a, 2501b, 2501c), 불연속 위상 처리부(2503a, 2503b, 2503c) 및 분할대역 DC 처리부(2505a, 2505b, 2505c)의 실제 입출력 신호들은 상이해질 수 있다. 따라서 이하에서는 채널 경계 처리, 불연속 위상 처리, 그리고 분할대역 DC 처리 각각의 동작에 대해서 독립적으로 설명하도록 하되, 신호 처리의 동작을 입력신호(I)와 출력신호(O)의 관점에서 설명하도록 한다.
도 9a 내지 도 9c에서는 구성요소들의 순서에 따라서 각각을 다른 참조부호로 나타내었지만 이하에서는 채널 경계 처리부(2501), 불연속 위상 처리부(2503), 및 분할대역 DC 처리부(2505)로 통합하여 설명하도록 한다.
도 10은 컨스트럭터의 채널 경계 처리부를 일반화하여 도시한 도면이다.
도 10을 참조하면, 채널 경계 처리부(2501)는 중첩 주파수(fovl), 서브캐리어 주파수 간격(fsc), 및 입력신호(Ii)를 수신하여 출력신호(Oi)를 생성한다.
여기서 입력신호(Ii)는 i번째 채널로서, N개의 서브캐리어를 포함한다.
따라서 N개의 서브캐리어를 포함하는 i 채널의 입력신호(Ii)는
Figure 112014014815817-pat00003
과 같이 나타낼 수 있으며, 채널 경계 처리는 아래의 수학식 2에 의하여 설명될 수 있다.
Figure 112014014815817-pat00004
첫 번째 입력신호(Ii, i=1), 즉 첫 번째 채널신호의 경우에는, 그 보다 작은 주파수를 갖는 채널, 즉 좌측으로 인접한 채널이 없기 때문에 첫 번째 서브캐리어부터 출력신호(Oi)로 처리된다. 그러나 우측으로는 인접한 두 번째 입력신호(Ii, i=2)가 존재한다. 따라서 본래 N개의 서브캐리어 중에서 두 번째 입력신호(Ii, i=2)와 중첩되는 영역에 존재하는 서브캐리어 중(
Figure 112014014815817-pat00005
)에서 절반은 첫 번째 입력신호(Ii, i=1)에서 처리한다.
이후 두 번째 입력신호(Ii, 1<i<M)부터는 그 이전 채널, 그 이후 채널에 의하여 좌측과 우측으로 모두 인접하는 채널들이 존재한다. 이에 따라서 그 이전 채널의 중첩 영역(도 3 참조)에 존재하는 서브캐리어들 중에서 절반의 주파수에 해당하는 응답은 이전 채널에 포함된 서브캐리어로 처리하고 나머지 절반의 주파수에 해당하는 응답은 그 이후 채널의 서브캐리어로 처리한다. 따라서 채널 중첩 영역(conj) 내에서 주파수가 중첩되는 응답은 발생하지 않으며, 이전 채널의 마지막 서브캐리어와 이후 채널의 첫 번째 서브캐리어 사이에 채널 경계가 형성될 수 있다.
마지막으로 M 번째 입력신호(Ii, i=M)는 우측으로 인접한 채널이 없다. 따라서 마지막 N 번째 서브캐리어까지를 출력신호(Oi, i=M)로 제공하지만 최초 서브캐리어는 그 이전 채널의 입력신호(Ii, i=M-1)가 처리한 채널 중첩 영역의 절반의 주파수를 제외한 다음 주파수부터의 서브캐리어에 상응한다.
채널 경계 처리부(2501)의 출력은
Figure 112014014815817-pat00006
와 같이 나타낼 수 있다. 여기서 각 채널의 서브캐리어의 수 end는 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014014815817-pat00007
첫 번째와 마지막 채널(i=1, M)의 경우에는 일측의 채널 중첩 영역에 대해서만 일부 서브캐리어들이 제거되었고, 이를 제외한 채널들(1<i<M)의 경우에는 양측의 채널 중첩 영역에 대하여 서브캐리어들이 제거된 것을 알 수 있다.
도 11은 채널 경계 처리 전후의 통합대역 응답신호의 비교 그래프이다.
채널 경계 처리 전(점선)의 통합대역 응답신호(1250)는 심한 왜곡이 발생하지만, 채널 경계 처리 후(실선)의 통합대역 응답신호(1200)는 왜곡이 줄어들어, 실제 응답 임펄스를 용이하게 측정할 수 있다.
도 12는 컨스트럭터의 불연속 위상 처리부를 일반화하여 나타낸 도면이다.
상술한 바와 같이 불연속 위상 처리부(2503)의 입력과 출력은 컨스트럭터(250)의 구현예에 따라 상이해질 수 있으므로, 이하에서는 입력신호(Ii)와 출력신호(Oi)로 설명하도록 한다.
또한, 불완전 위상 처리부(2503)에서도 입력신호(Ii)는
Figure 112014014815817-pat00008
로, 출력신호(Oi)는
Figure 112014014815817-pat00009
로 나타낼 수 있다. 마지막 서브캐리어, 즉 서브캐리어의 수는 채널 번호 i에 따라 수학식 3과 동일하게 나타낼 수 있다.
불연속 위상 처리부(2503)의 불연속 위상 처리 방법은 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112014014815817-pat00010
수학식 4에서는 첫 번째 입력신호는 그대로 출력신호로 내보내도록 하되, 이후의 채널들을 처리함에 있어서는 이전 채널의 위상과 일치시켜주기 위하여 채널 경계의 위상을 정합시키는 동작을 처리하도록 한다.
예를 들어, 이전 채널의 마지막 서브캐리어의 위상과 해당 채널의 첫 번째 서브캐리어의 위상차이(phΔ)를 파악하고, 해당 채널의 모든 출력신호들에 대하여 파악된 위상차이만큼을 이동시키는 방식에 따른다.
첫 번째 채널부터 M 번째 채널까지 순차적으로 위상 정렬이 이루어지며, 마지막 채널까지의 위상을 정렬시키면 불연속 위상 처리가 완료된다.
도 13a 및 도 13b는 불연속 위상처리 전과 후의 출력신호와 이에 따른 임펄스 응답을 비교한 그래프들이다.
도 13a를 참조하면, 점선으로 표시된 부분인 채널 경계에서 위상들이 일치하지 않아 톱니와 같은 모습을 보인다. 이에 따라 우측 하단에 도시된 임펄스 응답 특성이 좋지 않은 것을 확인할 수 있다.
도 13b를 참조하면, 점선 부분에서 위상이 일치되어 점선, 즉 채널 경계 영역에서 위상이 모두 일치하는 것을 확인할 수 있다. 이에 따라서 우측 하단에 도시된 임펄스 응답이 향상된 것을 확인할 수 있다.
도 14는 분할대역 DC 처리부를 일반화하여 나타낸 도면이다. 마찬가지로 분할대역 DC 처리부(2505)의 동작도 입력신호(Ii)와 출력신호(Oi)의 관점에서 설명한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 분할대역 DC 처리부(2505)는 입력신호(Ii), DC를 기준으로 음의 주파수 영역(α), 및 DC를 기준으로 양의 주파수 영역(β)을 수신하여 출력신호(Oi)를 생성한다.
분할대역 DC 처리 방법은 수학식 5에 의해 설명될 수 있다.
Figure 112014014815817-pat00011
Figure 112014014815817-pat00012
Figure 112014014815817-pat00013
수학식 5를 참조하면, 각 입력신호(Ii)와 출력신호(Oi)는 end 개의 서브캐리어로 구성된다. DC 영역은 DC를 중심으로 좌측, 즉, 음의 영역으로 α 만큼, 우측, 즉 양의 영역으로 β 만큼으로 정의한다..
수신부(200)에서 패스대역으로 수신된 채널신호들을 기저대역으로 하강시키면, DC 영역에 노이즈가 발생할 수 있으며, DC 영역의 노이즈를 제거하지 않고 통합대역으로 구성하면 노이즈가 그대로 전달되어 정확한 임펄스 응답을 기대하기 어렵다.
따라서, 분할대역 DC 처리부(2505)는 DC를 중심으로 음의 주파수 영역에 위치하는 첫 번째 서브캐리어 내지 (-α+end/2) 번째 서브캐리어의 입력신호는 그대로 출력신호로 제공한다.
이후 (-α+end/2+1)번째 서브캐리어 내지 (β+end/2+1)번째 서브캐리어는 DC 영역 내의 서브캐리어들로서, 해당 채널의 출력신호(Oi)에 대한 인터폴레이션을 수행한 값으로 제공한다.
그 이후의 서브캐리어들은 DC 영역에 포함되지 않는 주파수 영역의 서브캐리어들로서, (β+end/2+2)번째 서브캐리어 내지 마지막 서브캐리어들은 입력신호를 그대로 출력신호로 제공한다.
수학식 5에서 입력신호(Ii)와 출력신호(Oi)의 서브캐리어의 수, 즉 end 값은 도 9a 내지 도 9c에서 나타낸 컨스트럭터(250) 내부에서 분할대역 DC 처리부(2505)의 위치에 따라서 상이해질 수 있다.
도 9a 및 도 9b에 도시한 바와 같이, 분할대역 DC 처리부(2505a, 2505b)가 채널 경계 처리부(2501a, 2501b)에 의하여 채널 경계 처리가 완료된 이후에 동작하는 경우에는 end 는 수학식 3과 동일하게 나타낼 수 있다.
만일 도 9c와 같이 분할대역 DC 처리부(2505c)가 곧바로 N개의 모든 서브캐리어를 포함하는 분할대역 채널신호(Cdiv)를 수신하는 경우에는 모든 채널에 있어서 end=N이다.
도 15a 및 도 15b는 분할대역 DC 처리 전후의 채널 임펄스 응답을 나타내는 그래프들이다.
도 15a에 나타나듯이, 채널 별로 DC 영역 성분을 제거하면 펄스열 왜곡이 발생하지 않는 것을 확인할 수 있다. 도 15b는 도 15a의 일부를 확대하여 도시한 것으로, 채널 별 DC 영역 성분을 제거한 경우(실선)가 제거하지 않은 경우(점선)와 비교하였을 때 펄스열 왜곡이 확연히 줄어든 것을 확인할 수 있다.
도 16은 도 9a 내지 도 9c에서 도시한 컨스트럭터(250)의 대역 통합부(2507)의 동작을 설명하기 위한 도면이다.
상술한 바와 같이 다수의 채널을 통해 수신된 신호들의 채널 경계를 처리하고 위상을 연속적으로 맞춰준 이후, DC 성분을 제거하게 되면, 통합 대역으로 하나의 출력을 생성한다. 즉, 대역 통합부(2507)는 도 2c에 나타낸 바와 같이 M개의 채널의 기저대역 신호들을 채널 주파수로 정렬하여 마지막 응답신호를 출력한다.
도 17은 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.
도 17을 참조하면, 레이더 신호 처리 장치(10)의 제어부(300)는 복수의 분할대역 침투신호들 중 인접하는 분할대역 침투신호들의 적어도 일부의 대역이 중첩되도록 채널 주파수(fi)를 설정한다 (단계 S1710). 채널 주파수(fi)는 인접 채널의 분할대역 침투신호들이 중첩되도록 하는 최소 중첩 주파수(fmin_ov) 및 원하는 중첩 주파수(fovl)에 기초하여 수학식 1과 같이 설정될 수 있다.
송신부(100)는 채널 주파수(fi)에 기초하여 복수의 기저대역 신호들을 복수의 분할대역 침투신호들(dp)로 변환하여 대상물체에 방사한다 (단계 S1720).
복수의 기저대역 신호들은 채널 주파수(fi)로 상승되어 패스대역을 통하여 송신될 수 있다.
수신부(200)는 대상물체로부터 반사된 복수의 반사신호들(dr)을 수신하여 통합대역 응답신호로 구성한다 (단계 S1730).
수신부(200)는 채널 주파수(fi)에 기초하여 반사신호들을 기저대역으로 하강시킨다.
컨스트럭터(250)의 채널 경계 처리부(2501)는 하강된 기저대역 반사신호들에 대하여 통합대역 응답신호로 구성될 경우에 중첩될 것으로 예상되는 대역의 서브캐리어 성분을 제거하여 채널 경계 처리를 수행할 수 있다.
여기서 중첩될 대역의 서브캐리어 수는 인접 대역 중첩 주파수 값을 서브캐리어 주파수로 나눈 값(
Figure 112014014815817-pat00014
)으로 결정될 수 있다. 따라서 인접 채널들의 반사신호에 있어서,
Figure 112014014815817-pat00015
을 절반으로 나누어 이전 채널에서 절반의 주파수 영역에 대한 서브캐리어를 처리하고, 직후 채널에서 그 이후 절반의 주파수 영역에 대한 서브캐리어를 처리한다.
컨스트럭터(250)의 불연속 위상 처리부(2503)는 복수의 반사신호들의 채널 경계에서의 위상 차이를 파악하여 각 채널에 대하여 위상을 정렬시킨다.
그리고 컨스트럭터(250)의 분할대역 DC 처리부(2505)는 DC를 기준으로 α 내지 β의 주파수만큼을 DC 영역으로 설정하여 DC 영역을 제외한 주파수 영역의 서브캐리어들은 그대로 통과시킨다.
DC 영역에 위치한 서브캐리어들은 DC 영역을 제외한 주파수 영역의 서브캐리어들의 값을 모두 보간(interpolate)시켜, 해당 값을 DC 영역 서브캐리어들에 대응시킨다. 이에 따라서 DC 영역의 노이즈 성분이 모두 제거될 수 있다.
마지막으로 컨스트럭터(250)의 대역 통합부(2507)는 채널 경계 처리, 불연속 위상처리 및 DC 영역의 제거가 모두 수행된 각 채널의 반사신호들을 통합대역으로 접합함으로써 광대역의 응답신호를 생성한다.
설명한 바와 같이 본 발명의 일 실시예에 따른 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법은 광대역의 주파수 응답을 위하여 복수의 채널을 통하여 분할대역 침투신호를 대상물체로 방사하도록 하되, 임펄스 응답을 향상시키기 위하여 각 채널의 분할대역 침투신호의 일부가 중첩되도록 채널 주파수를 설정한다.
그리고, 일부 중첩되는 영역을 수신함에 있어서, 중첩 영역의 서브캐리어를 제거하고 위상을 정렬하며 DC 영역 성분을 제거함으로써 대역 분할에도 불구하고 향상된 임펄스 응답을 얻을 수 있다.
이상에서 설명한 본 발명이 전술한 실시예 및 첨부된 도면에 한정되지 않으며, 본 발명의 기술적 사상을 벗어나지 않는 범위 내에서 여러 가지 치환, 변형 및 변경이 가능하다는 것은, 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게 있어 명백할 것이다.
10 : 레이더 신호 처리 장치
100 : 송신부
200 : 수신부
300 : 제어부

Claims (20)

  1. 채널 주파수에 기초하여 복수의 분할대역 침투신호들을 대상물체에 방사하는 송신부;
    상기 대상물체로부터 반사된 복수의 반사신호들을 수신하고, 수신한 상기 복수의 반사신호들을 기저대역으로 하강시켜 통합대역 응답신호로 구성하고, 상기 통합대역 응답신호로 구성하는 과정에서 중첩될 대역의 성분을 제거하는 채널 경계 처리를 수행한 후에 상기 기저대역의 DC(Direct Current) 성분을 제거하여 상기 통합대역 응답신호를 구성하는 수신부; 및
    상기 복수의 분할대역 침투신호들 중 인접하는 분할대역 침투신호들의 적어도 일부의 대역이 중첩되도록 상기 채널 주파수를 설정하는 제어부를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 제어부는,
    인접 분할대역들이 중첩되기 위한 최소 중첩 주파수 값 및 원하는 인접 분할대역과의 중첩 영역 주파수 값에 기초하여, 상기 채널 주파수를 설정하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 장치.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 수신부는
    상기 채널 주파수에 기초하여 상기 복수의 반사신호들을 기저대역으로 하강시켜 복수의 기저대역 반사신호들로 제공하는 하강 주파수 변환기를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 장치.
  4. 청구항 3에 있어서,
    상기 수신부는,
    상기 통합대역 응답신호로 구성되는 경우에 중첩될 대역의 성분을 제거하여 채널 경계 처리를 수행하며, 채널 경계의 위상을 일치시키고, 상기 기저대역의 DC(Direct Current) 성분을 제거하며, 상기 통합대역 응답신호를 구성하는 컨스트럭터(Constructor)를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 장치.
  5. 청구항 4에 있어서,
    상기 컨스트럭터는,
    각각 상응하는 분할대역을 갖는 상기 기저대역 반사신호들에 대하여, 인접 분할대역의 중첩 주파수 값에 기초하여 상기 복수의 기저대역 반사신호들의 일부 성분을 제거하는 채널 경계 처리부;
    인접 분할대역에 위치한 기저대역 반사신호의 위상에 기초하여 해당 분할대역에 위치한 기저대역 반사신호의 위상을 일치시키는 불연속 위상 처리부; 및
    DC를 중심으로 기설정된 영역에 있는 신호들을 보간(interpolate)시켜 상기 복수의 기저대역 반사신호의 상기 DC 성분을 제거하는 분할대역 DC 처리부를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 장치.
  6. 청구항 5에 있어서,
    상기 컨스트럭터는,
    상기 채널 주파수에 기초하여 상기 기저대역 반사신호들을 상기 통합대역 응답신호로 구성하는 대역 통합부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 장치.
  7. 청구항 5에 있어서,
    상기 채널 경계 처리부는,
    상기 기저대역 반사신호에 포함된 서브캐리어 중 상기 인접 분할대역의 주파수에 포함된 서브캐리어의 적어도 일부를 제거하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 장치.
  8. 청구항 7에 있어서,
    상기 채널 경계 처리부는,
    N개의 서브캐리어로 구성된 채널 i의 입력신호
    Figure 112014014815817-pat00016
    에 대하여 end 개의 서브캐리어로 구성된 출력신호
    Figure 112014014815817-pat00017
    를 제공함에 있어서,
    Figure 112014014815817-pat00018

    Figure 112014014815817-pat00019
    ,
    여기서, N은 한 채널 당 서브캐리어의 수, M은 채널 수, fovl은 원하는 인접 분할대역과의 중첩 영역 주파수 값, fsc는 서브캐리어 주파수 간격을 나타내는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 장치.
  9. 청구항 5에 있어서,
    상기 불연속 위상 처리부는,
    end 개의 서브캐리어로 구성된 채널 i의 입력신호
    Figure 112014014815817-pat00020
    에 대하여 end 개의 서브캐리어로 구성된 출력신호
    Figure 112014014815817-pat00021
    를 제공하며,
    Figure 112014014815817-pat00022

    여기서, N은 한 채널 당 서브캐리어의 수, M은 채널 수, fovl은 원하는 인접 분할대역과의 중첩 영역 주파수 값, fsc는 서브캐리어 주파수 간격을 나타내며,
    Figure 112014014815817-pat00023

    의 알고리즘 처리에 따라서 위상을 일치시키는 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 장치.
  10. 복수의 분할대역 침투신호들 중 인접하는 분할대역 침투신호들의 적어도 일부의 대역이 중첩되도록 채널 주파수를 설정하는 단계;
    상기 채널 주파수에 기초하여 복수의 기저대역 신호들을 상기 복수의 분할대역 침투신호들로 변환하여 대상물체에 방사하는 단계; 및
    상기 대상물체로부터 반사된 복수의 반사신호들을 수신하고, 수신한 상기 복수의 반사신호들을 기저대역으로 하강시켜 통합대역 응답신호로 구성하고, 상기 통합대역 응답신호로 구성하는 과정에서 중첩될 대역의 성분을 제거하는 채널 경계 처리를 수행한 후에 상기 기저대역의 DC(Direct Current) 성분을 제거하여 상기 통합대역 응답신호를 구성하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 방법.
  11. 청구항 10에 있어서,
    상기 채널 주파수를 설정하는 단계는,
    인접 분할대역들이 중첩되기 위한 최소 중첩 주파수 값 및 원하는 인접 분할대역과의 중첩 영역 주파수 값에 기초하여 상기 채널 주파수를 설정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 방법.
  12. 청구항 10에 있어서,
    상기 수신된 복수의 반사신호들을 통합대역 응답신호로 구성하는 단계는,
    통합대역 응답신호로 구성되는 경우에 중첩될 대역의 성분을 제거하여 채널 경계 처리를 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 방법.
  13. 청구항 12에 있어서,
    상기 각 반사신호들에 포함된 복수의 서브캐리어들 중에서 상기 중첩될 대역의 서브캐리어 수는 인접 대역 중첩 주파수 값 및 서브캐리어 주파수의 비율에 기초하여 결정되는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 방법.
  14. 청구항 13에 있어서,
    상기 각 반사신호들로부터 상기 중첩될 대역의 서브캐리어 중 절반을 제거하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 방법.
  15. 청구항 10에 있어서,
    상기 수신된 복수의 반사신호들을 통합대역 응답신호로 구성하는 단계는,
    인접하는 반사신호와의 위상을 일치시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 방법.
  16. 청구항 10에 있어서,
    상기 수신된 복수의 반사신호들을 통합대역 응답신호로 구성하는 단계는,
    상기 채널 주파수에 기초하여 상기 복수의 반사신호들을 기저대역으로 하강시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 방법.
  17. 청구항 16에 있어서,
    상기 하강된 기저대역 반사신호들에 대하여, DC(Direct current) 성분을 제거하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 방법.
  18. 청구항 17에 있어서,
    상기 DC 성분을 제거하는 단계는,
    기설정된 주파수 영역을 제외한 주파수 영역의 상기 기저대역 반사신호들의 서브캐리어들을 보간시켜 상기 기설정된 주파수 영역에 위치하는 서브캐리어들의 값에 대응시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 방법.
  19. 청구항 18에 있어서,
    상기 DC 성분은 DC를 기준으로 음의 주파수 영역(α) 및 DC를 기준으로 양의 주파수 영역(β)을 포함하며,
    상기 기설정된 주파수 영역에 위치하는 서브캐리어들의 값에 대응시키는 단계는,
    Figure 112017057756013-pat00024

    로 표현되며,
    Figure 112017057756013-pat00025

    N은 한 채널 당 서브캐리어의 수, M은 채널 수, fovl은 원하는 인접 분할대역과의 중첩 영역 주파수 값, fsc는 서브캐리어 주파수 간격을 나타내는 것을 특징으로 하는 레이더 신호 처리 방법.
  20. 삭제
KR1020140017493A 2013-11-01 2014-02-14 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법 KR101769785B1 (ko)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/320,401 US9476972B2 (en) 2013-11-01 2014-06-30 Apparatus for processing radar signal and method for processing radar signal
DE201410109501 DE102014109501A1 (de) 2013-11-01 2014-07-08 Vorrichtung zum Verarbeiten eines Radarsignals und Verfahren zum Verarbeiten eines Radarsignals

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020130132496 2013-11-01
KR20130132496 2013-11-01

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20150051118A KR20150051118A (ko) 2015-05-11
KR101769785B1 true KR101769785B1 (ko) 2017-08-21

Family

ID=53388703

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020140017493A KR101769785B1 (ko) 2013-11-01 2014-02-14 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법

Country Status (2)

Country Link
US (1) US9476972B2 (ko)
KR (1) KR101769785B1 (ko)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10209353B2 (en) * 2015-05-19 2019-02-19 Src, Inc. Bandwidth enhancement beamforming
US10514452B2 (en) 2015-11-19 2019-12-24 Electronics And Telecommunications Research Institute Radar device and operation method thereof
KR102034553B1 (ko) * 2015-11-19 2019-10-21 한국전자통신연구원 레이더 장치 및 레이저 장치의 동작 방법
CN106772636B (zh) * 2016-11-10 2018-07-24 中国矿业大学(北京) 探地雷达不连续体的检测方法和装置
KR102437150B1 (ko) * 2017-12-15 2022-08-26 한국전자통신연구원 다중 주파수 신호를 사용하는 사물의 변위 측정 방법 및 장치
US10938615B2 (en) * 2018-04-02 2021-03-02 Maxlinear, Inc. Signaling in an orthogonal frequency division multiplexed radar system

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2009265031A (ja) 2008-04-28 2009-11-12 Alpine Electronics Inc レーダ装置および無線伝送特性測定方法
US20120032855A1 (en) * 2006-10-05 2012-02-09 Ivan Reede High-resolution ranging and location finding using multicarrier signals
JP2012163440A (ja) * 2011-02-07 2012-08-30 Fujitsu Ltd レーダ装置及び目標探知方法
KR101320010B1 (ko) * 2008-12-04 2013-10-18 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 제어국 장치, 송신국 장치, 통신 방법 및 통신 시스템

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
ES2351868T3 (es) 2008-05-23 2011-02-11 Thales Nederland B.V. Procedimiento para evaluar la posición y la velocidad de un objetivo con un radar que emite una forma de onda ofdm.
US8259003B2 (en) * 2010-05-14 2012-09-04 Massachusetts Institute Of Technology High duty cycle radar with near/far pulse compression interference mitigation

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20120032855A1 (en) * 2006-10-05 2012-02-09 Ivan Reede High-resolution ranging and location finding using multicarrier signals
JP2009265031A (ja) 2008-04-28 2009-11-12 Alpine Electronics Inc レーダ装置および無線伝送特性測定方法
KR101320010B1 (ko) * 2008-12-04 2013-10-18 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 제어국 장치, 송신국 장치, 통신 방법 및 통신 시스템
JP2012163440A (ja) * 2011-02-07 2012-08-30 Fujitsu Ltd レーダ装置及び目標探知方法

Also Published As

Publication number Publication date
US20150198702A1 (en) 2015-07-16
US9476972B2 (en) 2016-10-25
KR20150051118A (ko) 2015-05-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR101769785B1 (ko) 레이더 신호 처리 장치 및 레이더 신호 처리 방법
US10983203B2 (en) Radar device and operation method thereof
KR102108291B1 (ko) 프리앰블 심볼의 생성 및 수신방법과 주파수 영역 심볼의 생성방법 및 장치
JP6026531B2 (ja) レーダー用デジタル受信機を用いるレーダーパルス検出
JP5467867B2 (ja) 受信機帯域幅が限られた広帯域ｏｆｄｍ送信機の位置検出
KR20140095615A (ko) 레이더 신호 획득 장치 및 방법
EP3826254B1 (en) Differential power analysis for otfs pilot interference detection
KR101376556B1 (ko) 사이클로스테이션너리 툴박스를 이용하여 잡음에 삽입된텔레비전 신호의 존재 검출
US11156652B2 (en) System for detecting faults in a transmission line by using a complex signal
JP2009216561A (ja) 距離測定方法、距離測定用受信局装置及び位置測定システム
WO2015200785A1 (en) Downstream ofdm signal egress detection
US20110129023A1 (en) Wireless ranging system and related methods
CN101232472A (zh) 一种导频与数据混合叠加的ofdm信道检测方法
WO2011144103A2 (zh) 无源互调位置检测方法、装置
JP2008039762A (ja) 電磁妨害波測定システムと、それを用いた選別システム
JP6323156B2 (ja) 画像レーダ装置
US20210215814A1 (en) Imaging with wireless communication signals
KR102013923B1 (ko) 레이더 신호 획득 장치 및 방법
US9742499B2 (en) Adaptive signaling based MFSK modulation scheme for ultrasonic communications
JP2000115087A (ja) 遅延プロファイル測定装置
CN104345298A (zh) 匹配相关积分降采样包络检波方法及系统
CN106416167A (zh) 在基于ofdm的系统中通过sinr测量进行的定时偏移估计
KR102034553B1 (ko) 레이더 장치 및 레이저 장치의 동작 방법
JP2007150789A (ja) Ｏｆｄｍ通信の測定システム、受信装置、測定方法、ならびに、プログラム
JP2008053892A (ja) 測定システム、測定方法、送信装置、中継装置、受信装置、ならびに、プログラム

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right