KR101749951B1 - 차량 승객 객실에서의 협대역 잡음 억제 방법 및 디바이스 - Google Patents

Abstract

본 발명은 차량의 승객 객실의 잡음을 억제하기 위한 방법 및 디바이스에 관한 것으로, 적어도 하나의 트랜스듀서, 프로그램가능한 컴퓨터, 적어도 하나의 음향 센서를 포함하며, 컴퓨터는 율라 블록 Q의 형태의 율라 파라미터를 포함한 계수가 변하는 블록에 결합한 고정 계수를 갖는 중앙 컨트롤러를 포함하는 수정 시스템으로 승객 객실의 전기 음향 모델을 적용하도록 구성된다. 제1 단계는 적어도 하나의 미리결정된 잡음 주파수를 위해 전기 음향 모델과 제어 법칙을 결정하고 계산하는 단계를 포함한다. 제2 단계는 컴퓨터는 실시간으로, 억제될 잡음의 현재 주파수에 따라 전기 음향 모델에 제어 법칙을 적용한다.

Description

차량 승객 객실에서의 협대역 잡음 억제 방법 및 디바이스{METHOD AND DEVICE FOR NARROW-BAND NOISE SUPPRESSION IN A VEHICLE PASSENGER COMPARTMENT}

본 발명은 액티브 제어를 통한 차량, 특히 승용차의 승객 객실에서의 잡음을 제거하는 방법 및 디바이스에 관한 것이다.

본 발명은 자동차의 산업 분야에 응용되는데, 여기서 자동차는 특히, 경량의 차량들, 중장비 차량들, 도로용 차량들, 철도용 차량들, 보트들, 운하용 보트들, 잠수함들 및 예를 들면 전기 음향 기능이 추가될 수 있는 승용차 라디오 등의 전기 음향 디바이스들의 분야를 포함한, 가장 넓은 의미에서 이해된다.

차량의 승객 객실에서 발생하는 일부 음향 잡음들은 넓은 스펙트럼을 가질 수 있으나, 그와는 반대로 다른 음향 잡음들은 대략 단일 주파수일 수 있다. 이것은, 특히 "부밍 소음"(booming noise)으로 알려진 크랭크 축의 회전에 의해 발생되는 소음의 경우이며, 여기서 "부밍 소음"은 라인들로 이루어지며, 라인들의 주파수는 크랭크축의 진동수에 비례하는 스펙트럼으로서, 하나의 기본 주파수와 고조파 주파수들을 함유하는 스펙트럼으로 이루어진 소음으로 표시된다.

이런 주파수들은 크랭크 축의 회전 속도에 따라 변화하지만, 그럼에도 불구하고 이런 주파수들은 일반적으로 차량에 통합된 회전 속도계로부터 출력되는 정보에 의해 정확하게 알 수 있다.

액티브 음향 수단들을 통해 이 잡음들을 감소시키고, 심지어 억제하는 기술이 이미 제안되었다. "도로용 차량에서의 액티브 잡음 및 진동 제어의 검토"(ISVR technical memorandum n°981 - University of Southampton)라는 명칭으로, 2008년 12월 엘리엇에 의해 제공된, 액티브 제어 분야에서 기술의 주제가 자동차용 차량들에 적용되었음이 언급될 수 있다.

음향 액티브 제어에 대하여 두 가지 주요 구조들이 존재한다. 첫째는 이른바 "피드포워드"(feedforward) 또는 전치 보상(pre-compensation) 구조이다. 그런 구조는 확성기(loud-speaker), 잡음을 제거하는데 적합한 음향 마이크로폰(error microphone), 제거될 신호와 연관성이 있는 기준 신호를 수신하여 확성기로 송신되는 정정 신호를 생성하는 컨트롤러를 필요로 한다. 그런 구조는 종래기술을 설명하는 도 1에 도식적으로 도시되어 있다. 그런 구조는 명백하게 "최소 평균 자승"(Least Mean Square)(LMS) 방법 : Fx-LMS, FR-LMS에 근거한 일련의 알고리즘을 생기게 하였는데, 최소 평균 자승의 목적은 최소 자승들의 의미에서, 음향 마이크로폰으로부터 나오는 신호를 기준 신호로 처리하여 최소화하는데 있다.

소위, "피드포워드" 구조의 경우에 있어 여전히, 사노 등의 "실린더에 대한 NV 대책 기술 - 적응적인 노치 필터를 적용한 액티브 부밍 잡음 제어의 온-디맨드 엔진-개발"(SAE 2004) 항목을 참조할 수 있다. 저자들은 잡음 감쇠 주파수를 갖는 밴드-스톱("노치") 적응적인 필터에 기초한 알고리즘을 제시한다. 이 디바이스는 그 구조가 FR-LMS 알고리즘의 적용인 FR-SAN으로 불리는 "피드포워드" 타입인 알고리즘에 근거하며, 이 경우에 감쇠될 잡음은 단일 주파수 타입이다. 이 알고리즘이 구현되면, 승객 객실의 전송 함수(예를 들면, 승객들의 수의 함수)가 변할 때, 발생하는 문제들이 고려될 수 없다. 더욱이, 그런 알고리즘으로, 동작 중인 주파수와 다른 주파수들에서 제어 시스템의 응답을 실험이 아닌 다른 방법으로 아는 것은 불가능하다.

둘째는 소위 "피드백" 또는 역반응(counter-reaction) 구조이다. 그런 구조는 종래 기술을 설명하는 도 2에 도식적으로 도시되어 있다. 소위 "피드포워드" 구조와는 다르게, 그런 구조는 기준 신호를 필요로 하지 않는다. 그리고 그것은 종래의 피드백 구조로, 종래의 자동차용 제어 엔지니어링의 모든 도구들(특히, 강인성 측정, 안정성 분석, 성능)이 이용될 수 있다. 특히, 승객 객실 전송 함수의 변동에 대하여 폐루프 시스템 강인성의 분석이 수행될 수 있다. 또한, 시스템의 주파수 응답은 외란 제거 주파수뿐만 아니라 다른 주파수들에서 연구될 수 있다.

본 발명은 두 번째 타입인 소위, "피드백" 구조에 속한다. 특히, 본 발명은 하나의 센서의 이용은 단일 변수 경우에 대응하고 복수의 센서의 이용은 다중 변수 경우에 대응하며, 케이스에 따라 적어도 하나의 음향 센서(전형적으로 마이크로폰)에 의해 수행된 음향 측정값들의 신호 y(t) 또는 Y(t)의 함수로서 프로그램 계산기에 의해 생성된 신호 u(t) 또는 U(t)에 의해 제어된 소리를 적어도 하나의 트랜스듀서(전형적으로 확성기)를 통해 방출함으로써, 피드백을 통해 차량 승객 객실의 협대역 잡음(본질적으로 적어도 하나의 결정 주파수에서의 단일 주파수)를 감소시키는 실시간 액티브 방법에 있어서, 설계 단계로, 상기 승객 객실, 상기 트랜스듀서 및 상기 센서에 의해 형성된 유닛의 상기 전기 음향 응답은 결정되고 계산된 전기 음향 전송 함수로서 전기 음향 모델에 의해 모델링되고, 제어 법칙은 상기 설계 단계에서 상기 신호 y(t) 또는 Y(t)를 제공하기 위해 그 출력이 감소될 잡음 신호 p(t)를 수신하는 상기 전기 음향 전송 함수에 상기 제어 법칙이 적용되는 상기 시스템의 전역 모델로부터 결정되고 계산되며, 상기 제어 법칙은 상기 음향 측정값들 y(t) 또는 Y(t)의 함수로서 상기 신호 u(t) 또는 U(t)를 생성하는 것을 가능하게 하고, 이용 단계로, 상기 계산된 제어 법칙은 상기 잡음을 감쇠하기 위해 상기 센서로부터 수신된 상기 신호 y(t) 또는 Y(t)의 함수로서 그 후 상기 트랜스듀서로 송신될 상기 신호 u(t) 또는 U(t)를 생성하기 위해 상기 계산기에 이용된다.

본 발명에 의하면, 상기 제어 법칙은 중앙 컨트롤러에 율라 파라미터의 애플리케이션을 포함하고, 상기 율라 파라미터만 상기 제어 법칙에서 상기 감소될 잡음의 주파수에 따르는 계수들을 갖도록 구현되고, 상기 중앙 컨트롤러는 고정 계수들을 가지며, 상기 율라 파라미터는 무한 임펄스 응답 필터의 형태이며, 상기 제어 법칙의 결정과 계산 후에, 적어도 상기 변하는 계수들은 상기 계산기의 메모리(바람직하게는 상기 설계 단계에서 이용된 결정 잡음 주파수(들) p(t)를 함수로서 테이블)에 저장되고,

상기 사용 단계에서, 실시간으로:

- 상기 감쇠될 잡음의 상기 현재 주파수는 수집되고,

- 상기 계산기는 상기 율라 파라미터를 갖는 상기 중앙 컨트롤러를 포함하고, 상기 율라 파라미터로서 상기 감쇠될 잡음의 상기 현재 주파수에 대응하는 결정 주파수의 상기 저장 계수들을 이용하여 상기 제어 법칙을 계산한다.

다시 말하면, 제어 법칙은 중앙 컨트롤러라 불리는 고정 계수들을 갖는 파트와, 감쇠될 잡음의 주파수 함수로서 여기서 율라 파라미터인 변하는 계수들을 갖는 파트를 포함하여 구현되며, 변하는 계수들을 갖는 컨트롤러의 파트는 무한 임펄스 응답 필터이고, 제어 법칙의 결정과 계산 후에 적어도 변하는 계수들은 계산기의 메모리에 저장되는데, 바람직하게는 설계 단계에서 이용된 결정 잡음 주파수(들) p(t)를 함수로서 테이블로 저장하고, 사용 단계에서, 실시간으로, 상기 감쇠될 잡음의 상기 현재 주파수는 수집되고, 상기 계산기는 계수가 변하는 파트를 갖는 고정 계수 중앙 컨트롤러를 포함하고, 계수가 변하는 파트로서 감쇠될 잡음의 상기 현재 주파수에 대응하는 결정 주파수의 저장 계수들을 이용하여 제어 법칙을 계산한다. 그러므로 본 발명의 체계 내에서 적어도 하나의 결정 주파수에서 잡음을 감쇠하기 위해, 고정 계수 중앙 컨트롤러는 율라 블록 Q의 형태의 율라 파라미터인 계수가 변하는 블록에 결합되어 구현된다.

본 발명의 체계 내에서, 용어 “신호”는 아날로그 신호들 예를 들면 마이크로폰으로부터 출력된 전기 신호와 디지털 신호 예를 들면 율라 블록 Q(q^-1)의 출력 신호 모두에 관련된다. 더욱이, 용어들 “트랜스튜서”와 “센서”는 일반적이고 기능적인 의미로 사용되며, 사실상 인터페이스 전기 회로들은 특히 아날로그-디지탈 또는 디지털-아날로그 컨버터들, 스펙트럼 에일리어싱 제거 필터(들), (확성기(들)과 마이크론폰(들)을 위한) 증폭기(들) 등과 같은 의미로 사용된다. 또한, 용어 “신호”는 확성기(들)의 수가 어떠하든, 단일 변수(하나의 센서 그리고 이로 인한 단지 하나의 음향 측정값들)와 (다중 변수들(복수의 센서들 그리고 이로 인한 음향 측정값들의 복수의 입력들) 경우를 포함한다. 따라서 본 발명은 단일 변수 경우(단지 한의 마이크로폰, 즉 승객 객실에서 잡음을 감쇠하기 위한 단지 하나의 배치)와, 다중 변수 경우들(복수의 마이크로폰, 즉 잡음을 감쇠하기 위한 많은 배치들) 모두에 적용된다. 본 발명은 시간에 걸쳐 실질적으로 고정된 특정 주파수에 있는 잡음(예를 들면, 트럭 냉장 콤퓨레서의 잡음)과 그 주파수가 시간에 걸쳐 진화하는 잡음 모두의 감쇠에 적용됨을 이해할 수 있다. 이 경우에, 사용 단계 동안에 감쇠될 주파수에 대응하는 결정 주파수를 위해 율라 파라미터의 계산 결과를 취할 수 있도록, 설계 단계에서, 복수의 결정 주파수에 대해 율라 파라미터 Q(q^-1)를 결정하고 계산하는 것은 바람직하다.

주파수 메시를 미세하게 하면 할수록, 감쇠될 현재 잡음의 주파수에 대응하는 결정 주파수를 갖는 율라 파라미터의 계산의 결과를 미세하게 할 기회가 높아진다. 제어 법칙에서, 고정되어 있고 잡음 주파수와 독립적인 중앙 컨트롤러의 계수들과 다르게, 실제로 율라 파라미터만 잡음 주파수의 함수로서 변수(실제는 그것의 계수들)임을 알 수 있다.

율라 파라미터 매개화는 사인 곡선적 외란 거절의 목적을 위해 다른 기술 분야(액티브 서스펜션의 변동들의 제어)에서 이미 이용되었음에 주목해야한다. 대응하는 저작물은 “액티브 서스펜션에 적용된 적응적인 제한 외란 - 내부 모델 접근)(Automatica 2005)로, 그 저자들은 아이.디.랜도 등이다. 가장 최근의 이런 디바이스의 경우, 율라 파라미터는 유한 임펄스 응답 필터의 형태(분모가 없는 단지 하나의 다항식를 갖는 전송 함수)이지만, 반면에 본 발명의 경우 율라 파라미터는 무한 임펄스 응답 필터의 형태(분자와 분모를 갖는 전송 함수)이다. 더욱이 이 저작물에서, 율라 파라미터 계수의 계산은 적응적인 디바이스에 의해 행해지므로 외란 주파수에 관한 정보는 알 수 없으나, 본 발명은 측정값들(특히 회전 카운터의 측정값)에 근거하여 주파수를 알 수 있고, 또한 율라 파라미터들의 계수들은 실시간으로 이용되기 위해 테이블에 저장된다. 본 발명에 따른 디바이스와 방법은, 제어 법칙에 더 많은 강인성을 제공한다. 본 발명의 특정 케이스의 경우, 그것은 전기 음향 모델의 파라미터 변동들, 즉, 산업적인 관점으로부터 기본적인 요소인 승객 객실의 구성의 변동들에 대해 제어 법칙의 둔감에 대응한다.

또한, "로켓 유선형들에서의 내부 잡음 제거를 위한 적응적인 제어”(Mark A.Mcever 44th AIAA/ASME/ASCE/AHS Structures, structural dynamics and material conference 7-10 April 2003)의 저작물이 언급될 수 있다. 여기에서 다시 율라 파라미터는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터로서 시스템 강인성에 대한 문제들을 일으키며, 따라서 그 알고리즘은 적응적이나 특히 주파수의 제거에 전용되지 않는다.

마지막으로, 자동차용 차량에서 변동들의 제어 분야의 경우,“외란 관찰자 이득 스케쥴링을 이용하여 자동차용 차량에서 엔진 유도 변동들의 액티브 제어”(control engineering practice 12 (2004) 1029-1039, Born et el)의 저작물이 언급될 수 있다. 제공된 제어 법칙은 제어 법칙은 최적의 수보다 더 큰 수의 변하는 파라미터들을 갖는다는 사실을 초래하는 상태 관찰자(거절될 주파수의 함수로서 변하는 복수의 요소들)를 이용한다. 한편, 본 발명은 제어 법칙에서 변하는 파라미터들의 수가 최소인 것을 보증한다.

본 발명의 다양한 실시예에서, 다음 수단은 홀로 또는 어떤 기술적으로 가능한 결합으로 이용된다.

- 설계 단계는 프로그램가능한 계산기에 구현되고,

- 율라 파라미터는 2 차수의 연속적인 전달 함수의 이산화에 의해 결정되고 계산되며,

- 설계 단계의 제2 순서에서, 중앙 컨트롤러의 다항식들 Ro(q^-1)와 So(q^-1)는 외란 제거의 목적 없이 상기 중앙 컨트롤러가 홀로 이득과 위상 마진들을 보증하도록 결정되고 계산된다.

상기 설계 단계에서, 상기 단일 변수 경우,

a) 제1 순서에서, 선형 전기 음향 모델이 이용되는데, 상기 전기 음향 모델은 개별 전기 음향 전송 함수의 형태이고, 상기 전기 음향 모델은 상기 듀랜스듀서에 의한 상기 승객 객실의 음향 여기와 상기 센서에 의한 음향 측정들에 의해, 그 후 상기 측정들과 상기 모델에 대한 선형 시스템 식별 처리의 애플리케이션에 의해 결정되고 계산되며,

b) 제2 순서에서, 상기 중앙 컨트롤러는 상기 결정되고 계산된 전기 음향 모델에 적용되어 구현되며, 상기 중앙 컨트롤러는 상기 중앙 컨트롤러의 두 블록들 1/So(q^-1)와 Ro(q^-1)의 RS 컨트롤러의 형태이며, 상기 블록 1/So(q^-1)는 상기 블록 Ro(q^-1)의 인버팅 출력 신호를 입력으로 수신하여 신호 u(t)를 생성하고, 상기 블록 Ro(q^-1)은 잡음 p(t)와 전기 음향 모델의 전기 음향 전송 함수의 출력의 합에 대응하는 신호 y(t)를 입력으로 수신하고, 상기 중앙 컨트롤러는 결정되고 계산되며,

c) 제3 순서에서, 율라 파라미터(계수가 변하는 전송 블록)는 상기 제어 법칙을 형성하기 위해 상기 중앙 RS 컨트롤러에 결합되며, 상기 율라 파라미터는 블록 Q(q^-1)의 형태이며 상기 중앙 RS 컨트롤러에 결합된

로 무한 임펄스 응답 필터이며, 상기 율라 블록 Q(q^-1)는 상기 전기 음향 전송 함수의 함수로서 상기 신호들 u(t)와 y(t)로부터 계산에 의해 얻어진 잡음 추정을 수신하고, 상기 율라 블록 Q(q^-1)의 출력 신호는 상기 중앙 RS 컨트롤러의 상기 블록 1/So(q^-1)의 입력에 송신될 Ro(q^-1)의 인버팅 신호를 감산하고, 상기 율라 파라미터와 관련된 상기 중앙 컨트롤러를 포함하는 상기 제어 법칙의 상기 율라 파라미터(계수가 변하는 전송 블록)는 상기 감쇠될 잡음의 적어도 상기 결정 주파수를 포함하는 적어도 하나의 잡음 주파수 p(t)을 위해 결정되고 계산되며,

그리고 상기 사용 단계에서, 실시간으로:

- 상기 감쇠될 잡음의 상기 현재 주파수는 수집되고,

- 상기 계산기는 상기 율라 파라미터를 갖는 상기 중앙 RS 컨트롤러를 포함하고, 상기 율라 파라미터로서 상기 감쇠될 잡음의 상기 현재 주파수에 대응하는 상기 잡음 주파수를 위해 계산된 계수들을 이용하여 상기 제어 법칙을 계산하며, Ro(q^-1)와 So(q^-1)의 계수는 고정 계수이다.

상기 설계 단계에서(단일 변수 경우), 다음 동작들이 수행되는데,

a) 제1 순서에서, 상기 승객 객실은 스펙트럼 밀도가 주파수들의 유효 밴드에 걸쳐 실질적으로 균일한 여기 신호를 상기 트랜스듀서에 적용함으로써 음향적으로 여기되고,

b) 제2 순서에서, 상기 중앙 컨트롤러가 상기 전기 음향 전송 함수에 상기 중앙 컨트롤러의 애플리케이션에서의 상기 폐루프의 극점들 배치에 의해 계산된 컨트롤러와 동등하도록 상기 중앙 컨트롤러의 상기 다항식들 Ro(q^-1)와 So(q^-1)은 결정되고 계산되며, 상기 폐루프의 n 극점들은 상기 전기 음향 시스템의 전송 함수의 n 극점들 상에 배치되고,

c) 제3 순서에서, 상기 제어 법칙의 상기 율라 블록 Q(q^-1)의 분자와 분모는 감쇠 기준 함수로서 적어도 상기 감쇠될 잡음의 상기 결정 주파수를 포함하는 적어도 하나의 잡음 주파수 p(t)를 위해 결정되고 계산되며, 상기 율라 블록 Q(q^-1)는 각 주파수에 대해 상기 다항식들 a(q^-1)과 β(q^-1)의 계수 값들을 얻기 위해 비율 β(q^-1)/a(q^-1) 형태로 표현되며, β(q^-1)와 a(q^-1)의 계산은 2 차수의 연속적인 전송 함수의 이산화에 기인하는 개별 전송 함수 Hs(q^-1)/a(q^-1)를 얻음으로써 수행되며, 다항식 β(q^-1)은 베즈아웃 수식을 해결함으로써 계산되고,

그리고 상기 사용 단계에서, 실시간으로,

- 상기 계산기는 상기 음향 측정값들 y(t)의 함수로서 그리고 상기 율라 블록 Q(q^-1)을 위해 상기 현재 주파수에 대응한 상기 결정 주파수를 위해 결정되고 계산된 다항식 a(q^-1)과 β(q^-1)의 계수 값들을 이용하여 상기 트랜스듀서에 송신할 신호 u(t)를 생성하기 위해 상기 계산 법칙(계수가 변하는 율라 파라미터를 갖는 고정 계수 중앙 컨트롤러)을 계산한다.

잡음 추정의 계산은 u(t)에 전기 음향 전달 함수의 분자를 적용하고 전기 음향 전송 함수의 분모에 y(t)의 애플리케이션에의 결과를 감산함으로써 얻을 수 있다.

상기 전기 음향 모델은 다음에 표시된 전기 음향 전송 함수를 이용하며,

여기서 d는 지연 샘플링 주기들의 수이며, B와 A는 q^-1의 다항식들로,

이며,

b_i 와 a_i는 스칼라 양들이고, 또한 q^-1은 샘플링 주기의 지연 연산자이며,

상기 잡음 추정의 계산은 u(t)에 함수 q^-dB(q^-1)를 적용하고 함수 A(q^-1)에 y(t)의 애플리케이션으로부터의 결과를 감산함으로써 얻을 수 있다.

상기 제2 순서 b)를 위해, 상기 중앙 컨트롤러의 상기 다항식들 Ro(q^-1)와 So(q^-1)는 상기 폐루프의 극점 배치 방법에 의해 결정되고 계산되며, 상기 중앙 컨트롤러에 제공된 상기 폐루프의 n 주요 극점들은 상기 전기 음향 전송 함수의 n 극점들과 동일하도록 선택되고, m 보조 극점들은 고주파에 배치된 극점들이다.

상기 설계 단계에 있어서, 상기 다중 변수 경우,

a) 제1 순서에서, 선형 전기 음향 모델이 이용되는데, 상기 전기 음향 모델은 매트릭스 블록들 H, W, G 및 q^-1.I의 상태 표현의 형태이며, G는 진화 매트릭스이며, H는 입력 매트릭스, W는 출력 매트릭스, I는 단위 매트릭스이며,

상기 상태 표현은 아래의 재귀 수식에 의해 표시되며,

여기서 X(t)는 상태 벡터, U(t)는 입력 벡터, Y(t)는 출력 벡터이고,

그리고 상기 전기 음향 모델은 상기 듀랜스듀서에 의한 상기 승객 객실의 음향 여기와 상기 센서에 의한 음향 측정들, 그 후 상기 측정들과 상기 모델에 대한 선형 시스템 확인 처리의 애플리케이션에 의해 결정되고 계산되며,

b) 제2 순서에서, 상기 중앙 컨트롤러는 상기 결정되고 계산된 모델에 적용되도록 구현되며, 상기 중앙 컨트롤러는 상태 관찰자와, 이전에 결정되고 계산된 전기 음향 모델뿐만 아니라 관찰자의 이득 Kf 및 추정 상태상의 피드백 벡터 Kc의 함수로서, 아래와 같이 표현되는 상기 관찰자의 상태 벡터, 문자적으로

로 표현되는 추정 상태의 피드백의 형태이며,

여기서 제어

이고,

그리고 상기 중앙 컨트롤러는 결정하고 계산하며,

c) 제3 순서에서, 율라 파라미터는 상기 제어 법칙을 형성하기 위해 상기 중앙 컨트롤러에 결합되고, 상기 율라미터는 상기 중앙 컨트롤러에 결합되어 상태 표현의 형태로 표현된 상태 매트릭스들 AQ, BQ, CQ의 다중 변수 블록 Q의 형태이고, 그 출력이 상기 중앙 컨트롤러의 출력에 추가되는 블록 Q는 U(t)의 반대를 형성하는 신호를 생성하고, 블록 Q의 입력은 신호

가 감산된 상기 신호 Y(t)를 수신하고,

적어도 하나의 잡음 주파수 p(t)를 위해 결정되고 계산된 상기 울라 파라미터에 연관된 상기 중앙 컨트롤러를 포함하는 상기 제어 법칙의 상기 율라 파라미터는 상기 감쇠될 잡음의 적어도 상기 결정 주파수를 포함하고,

상기 매트릭스들 AQ, BQ, CQ의 상기 계수들의 계산은 점근 제거 수식을 해결할 뿐만 아니라 극점들을 배치함으로써, 2 차수의 연속적인 전송 함수들의 이산화로부터 야기되는 개별 전송 함수들 Hsi(q^-1)/αi(q^-1)를 얻음으로써 수행되고,

그리고, 상기 사용 단계에서, 실시간으로,

- 상기 감쇠될 잡음의 현재 주파수는 수집되고,

- 상기 계산기는 상기 계수가 변하는 율라 파라미터를 갖는 고정 계수 중앙 컨트롤러를 포함하고, 상기 감쇠될 잡음의 상기 현재 주파수에 대응하는 잡음 주파수를 위해 계산된 상기 계수들을 상기 율라 파라미터로서 이용하여 상기 제어 법칙을 계산한다.

상기 설계 단계에서(다중 변수 경우), 다음 동작들이 수행되는데,

a) 제1 순서에서, 상기 승객 객실은 스펙트럼 밀도가 주파수들의 유효 밴드에 걸쳐 실질적으로 균일한 상기 트랜스듀서들 여기 신호들이 적용됨으로써 음향적으로 여기되는데, 상기 여기 신호들은 서로에 비-상관적이며,

b) 제2 순서에서, 상기 컨트롤러는, 상기 전기 음향 전송 함수로 상태 관찰자와, 상기 중앙 컨트롤러의 애플리케이션의 극점들 배치에 의해 계산된 상태에 대한 피드백을 갖는 컨트롤러에 동등하도록 결정되고 계산되는데, 그것의 목적을 위해, 널(null) 관찰자 이득이 Kf=0로 선택되고, 그리고 LQ 최적화의 도움으로, 상태 피드백의 이득 Kc가 상기 율라 파라미터에 제공된 상기 제어 법칙의 강인성을 보증하도록 선택되며,

c) 제3 순서에서, 증가된 상태 관찰자의 표현을 고려하여, 상기 제어 법칙의 상기 율라 블록 Q의 상기 계수는 감쇠 기준의 함수로서, 상기/각 주파수에 대한 율라 파라미터의 계수 값들을 얻도록 적어도 상기 감쇠될 잡음의 적어도 상기 결정 주파수를 포함하는 적어도 하나의 잡음 주파수 P(t)에서 결정되고 계산되며,

상기 사용 단계에서, 실시간으로,

- 상기 계산기는 상기 전기 음향 측정값들 Y(t)의 함수로서 그리고 상기 현재 주파수에 대응하는 결정 주파수를 위해 결정되고 계산된 상기 계수 값들을 이용하여, 상기 트랜스듀서들로 송신될 상기 신호 U(t)를 생성하기 위해, 상기 제어 법칙(계수가 변하는 율라 파라미터를 갖는 고정 계수 중앙 컨트롤러)를 계산한다.

제2 순서에서, Kc의 계산은 선형 이차(LQ) 최적화에 의해 수행된다.

상기 방법이 상기 감쇠될 잡음의 결정 주파수를 설정에 적용되며, 상기 제3 순서 c)는 상기 결정 주파수들의 각각을 위해 반복되며, 상기 사용 단계에서, 상기 결정 주파수들의 어떤 것도 상기 감쇠될 잡음의 상기 현재 주파수에 대응되지 않는 경우, 상기 율라 블록 Q의 상기 계수 값들을 위해, 상기 현재 주파수에서 상기 결정 주파수들로부터 알아낸 상기 율라 블록 Q의 상기 계수 값들에 근거한 보간이 이루어진다.

상기 신호들은 주파수 Fe로 샘플링되고, 상기 제1 순서 a)에서, 상기 여기 신호를 위해 이용된 주파수들의 상기 유효 폭은 실질적으로 [0, Fe/2]에 동등하다.

여기 신호는 균일한 스펙트럼 밀도이다.

상기 사용 단계 전에, 상기 결정 주파수(들)에 대해 a)에서 얻어진 전기 음향 모델에 적용된, b)와 c)에서 얻어진 상기 제어 법칙의 시뮬레이션함으로써, 이미 a) 내지 c)에서 얻어진 상기 전기 음향 시스템과 상기 제어 법칙(율라 파라미터를 갖는 중앙 컨트롤러)의 안정성과 강인성을 확인하기 위한 제4 순서 d)가 상기 설계 단계에 추가되고, 안정성 및/또는 강인성의 미리 결정된 기준이 준수되지 않는 경우 상기 감쇠 기준을 수정하기 위해 c) 단계를 반복한다.

설계 단계의 제4 순서 d)에서, 안전성 및/또는 강인성의 미리 결정 기준이 준수되지 않는 경우, 폐루프의 보조 극점들을 수정함으로써 제2 순서 b)를 반복한다.

상기 설계 단계는 예비 단계로, 상기 사용 단계의 이용을 위해 상기 결정 및 계산 결과들의 저장과 함께 상기 사용 단계에 예비로 한번 수행된다(예를 들면, 단일 변수 경우에서, 복수의 결정 주파수들에 대한 계산 때문에 구현될 수 있는 계수 테이블의 블록 Q에 대한 계산된 전기 음향 전송 함수뿐만 아니라 계산된 제어 법칙에 대해 블록들 R, S, 및 Q의 계수들을 저장함).

감쇠의 기준은 2가지 요소(감쇠 깊이(증폭) 및 감쇠 밴드폭)의 적어도 하나의 함수로부터 선택된다.

상기 감쇠될 잡음의 상기 현재 주파수는 상기 차량의 모터 회전 카운터의 측정으로부터 수집된다.

보다 일반적으로, 본 발명은 또한, 협대역 잡음(본질적으로 적어도 하나의 결정 주파수에서의 단일 주파수)를 감소시키는 본 발명의 방법 구현을 위해 특별하게 적용된 디바이스와 관련되는데, 디바이스는, 적어도 하나의 음향 센서(전형적으로 마이크로폰)에 의해 수행된 음향 측정값들의 신호의 함수로서 프로그램 계산기에 의해 생성된 신호로 제어되는 적어도 하나의 트랜스듀서(전형적으로 확성기)를 포함하고, 제어 법칙은 설계 단계에서 결정되고 계산되며, 상기 결정된 제어 법칙은 상기 잡음의 감쇠를 위해 상기 센서로부터 수신된 신호의 함수로서 상기 트랜스듀서로 송신될 신호를 만들기 위해 사용 단계에서 계산기에 사용되며, 디바이스는 상기 계산기에, 상기 중앙 컨트롤러로 율라 파라미터의 애플리케이션을 포함하는 제어 법칙을 구현하기 위한 수단을 포함하는데, 여기서, 하나의 계수가 변하는 전송 함수만이 상기 제어 법칙(고정 계수를 갖는 상기 중앙 컨트롤러)에서 상기 감쇠될 잡음의 주파수에 따르는 계수들을 갖는 상기 율라 파라미터에 대응되고, 상기 계산기의 메모리는, 바람직하게는 상기 설계 단계에서 이용된 상기 결정 잡음 주파수(들)의 함수로 테이블로 적어도 상기 변하는 계수들을 저장한다.

본 발명은 또한 본 발명의 방법에 따라 그것이 (특히 사용 단계에서 실시간으로) 동작하도록, 직접 또는 간접적으로 계산기를 제어하는 설명의 뒷받침에 관련된다.

본 발명의 원리는, 율라 파라미터에 결합된 중앙 컨트롤러가 잡음을 감쇄하기 위해 사실상 상술한 것과 다르게 적용될 수도 있음은 이해될 것이다. 특히, 전기 음향 모델의 타입은 다를 수 있으며, 계산의 모드들 및/또는 중앙 컨트롤러와 율라 파라미터의 통합 역시 다를 수 있으며, 이 다른 모드들의 실제 구현을 위해 기재된 문헌들을 참조할 수도 있다.

본 발명은 첨부된 도면을 참조하여 더 상세하게 설명되지만, 그에 의해 발명이 한정되는 것은 아니다.
도 1은 종래의 잡음 감쇠 시스템의 소위 "피드포워드" 또는 전치-보상 구조를 도식적으로 도시한 도면이다.
도 2는 종래의 잡음 감쇠 시스템의 소위 "피드백" 또는 역-반응 구조를 도식적으로 도시한 도면이다.
도 3은 승용차 승객 객실에 대하여, 종래의 제어 법칙을 갖는 전기 음향 루프 시스템의 주요 다이어그램을 도시한 도면이다.
도 4는 이용될 전기 음향 모델을 결정하고 계산하기 위해 의도된 승용차 승객 객실의 실제 음향 시스템의 시뮬레이션의 시간을 도식적으로 도시한 도면이다.
도 5는 T=0이고 SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수 경우)에서, 중앙 컨트롤러로서 언급된 RST 타입의 컨트롤러를 가진 전기 음향 모델에 따른 폐루프 시스템을 도시한 도면이다.
도 6은 직접적인 감도 함수의 예로, 보데-프로이덴베르그-루즈(Bode-Freudenberg-Looze) 이론을 적용함으로써 0dB 축의 상하 두 영역들이 서로 동일함을 도시한 도면이다.
도 7은 전기 음향에 적용된 제어 법칙 중 SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수 경우)의 표현으로, 율라 파라미터가 결합되어 있는 RS 타입의 중앙 컨트롤러를 포함한 도면이다.
도 8은 율라 파라미터가 결합되어 있는 RS 타입의 중앙 컨트롤러를 구비하여 승객 객실에서의 잡음 감쇠를 위해 사용 단계에서 실시간으로 계산되는 제어 법칙의 완성된 다이어그램을 도시한 도면이다.
도 9는 즉 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서 두 개의 확성기들과 두 개의 마이크로폰들의 시스템에 대한 전송 다이어그램을 도시한 도면이다.
도 10은 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서 예를 들어 제어될 승객 객실의 전기 음향 모델인 시스템의 블록도를 도시한 도면이다.
도 11은 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서 중앙 컨트롤러의 블록도를 도시한 도면이다.
도 12는 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서 승객 객실의 전기 음향 모델에 적용된 중앙 컨트롤러의 블록도를 도시한 도면이다.
도 13은 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서 승객 객실의 전기 음향 모델에 적용된 제어 법칙(중앙 컨트롤러 + 율라 파라미터)의 블록도를 도시한 도면이다.
도 14는 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서 잡음 감쇠를 위해 실시간으로 이용된 제어 법칙(중앙 컨트롤러 + 율라 파라미터)의 블록도를 도시한 도면이다.

본 발명에 따른 승객 객실에서의 잡음의 액티브 제어를 위한 디바이스 동작의 주요 원리는 지금부터 더 상세하게 설명될 것인데, 여기서 프로그램 가능한 계산기의 제어하의 디바이스는, 서로 연결되고 차량에 통합된 마이크로폰과 하나 또는 복수의 확성기들로 이루어진다. 확성기는 마이크로폰으로부터 수신된 신호에 근거하여 제어 신호들을 만들어내는 제어 법칙에 의해 제어된다. 그러므로, 이 제어 법칙뿐만 아니라 이 제어 법칙을 조절하기 위한 방법론도 자세하게 설명될 것이다. 설명을 간단하게 하기 위해, 제1 부분에서는 간단한 SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수 경우)(단지 하나의 마이크로폰)가 언급될 것이며, 제2 부분에서는 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)(복수의 마이크로폰)가 언급될 것이다.

차량에서 제어 법칙과 전기 음향 루프의 설정을 갖는 주요 다이어그램이 도 3에 도시되어 있다.

먼저, 본 발명의 디바이스 (및 디바이스 안에 구현된 방법)은 단일-주파수 외란 (잡음)을 제거하기 위한 수단을 포함하며, 그 단일 주파수는 알려져 있어야만 하며, 외부 정보에 예를 들면 회전 속도계에 의해 주어진 차량 모터 회전 속도로서 저장한다.

제어 법칙을 통합하기 위해, 확성기(들)(트랜스듀서들), 마이크로폰(들)(센서), 연관된 전자 요소(들)(증폭기들, 컨버터들...)를 포함한 승객 객실의 전기 음향과 음향 요소들로 이루어진 실제 시스템 모델이 필요하다. "전기 음향 모델"로서 언급된 그런 모델은, 회전 전송 함수의 형태이어야 한다. 즉, 실제 시스템 모델은 이산적인 무한 임펄스 응답 필터로서 작용해야만 한다.

계산기가 디지털이므로, 특히 아날로그 신호들을 샘플링하기 위해 아날로그-디지털과 디지털-아날로그 컨버터들의 구현에 주목해야 한다. 따라서 계산기는 주기 Te(s)와 주파수 Fe=1/Te(Hz)로 샘플링 신호들을 처리한다.

연관된 신호들의 레벨을 고려하여, 승객 객실의 전기 음향과 음향 요소들로 이루어진 실제 시스템의 선형 근사치가 안성맞춤으로 수행될 수 있다. 대안적인 진보된 구현에 있어서, 또한 그것은 비선형 포화 현상 또는 그밖에 유사한 것(예를 들면, 그 신호들의 보상/확장, 엘리어싱-제거 주파수 필터들...)을 회피하도록 의도된 수단을 이용할 수 있다.

또한, 승객 객실의 실제 응답을 관리하는 수식들이 부분적으로 새롭지 않은 수식들임이 고려되어야만 하는데, 실제 시스템을 정확하게 나타내는 전송 함수는 (파라미터 모델을 분배한) 유한 차원임을 말하는 것이다. 따라서 본 발명을 구현하기 위해, 전기 음향 모델을 정의하기 위한 타협을 발견할 필요가 있으며, 이 모델의 전송 함수의 차수는 너무 큰 계산 용량들을 유발하지 않을 정도로 충분히 적지만 정확하게 그 모델을 근사화할 수 있을 정도로 큰 차원이 선택된다. 그런 제약은 과다샘플링이 회피되어야 함을 초래한다. 예를 들면, 외란 잡음의 최대 주파수 120Hz에 대해 샘플 주파수 500Hz가 선택될 수 있다. 적당한 샘플링 주파수를 선택하는 장점의 하나는 적당한 샘플링 주파수가 자동차용 계산기의 계산 부하를 줄인다는 것이다. 확성기 증폭기가 더 높은 샘플링 주파수 (또는 심지어 유사한 부품들과 함께 동작함)을 갖기 때문에, 계산기의 출력과 확성기의 입력 사이에 확성기 증폭기의 주파수에서 동작하는 저주파 필터를 두는 것이 바람직한데, 이 필터의 컷-오프 주파수는 다른 샘플링 주기들의 신호들 사이의 천이로 인한 고조파 왜곡을 감소시키도록 일정해야 한다.

본 발명의 체계 내에, 전기 음향 모델의 특별한 형태가 선택되었고, 지금 설명될 것이다. 하지만, 특히 이 전기 음향 모델에 적용된 감쇠 시스템의 결정 및 계산이 만족스러운 해결을 제공할 수 없는 경우에는 본 발명의 체계 내의 다른 전기 음향 모델 형태가 이용될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다(설계 단계 동안 율라 파라미터를 갖는 전기 음향 시스템과 RS 시스템의 안정성과 강인성의 입증을 위한 선택적인 시간의 구현 후에 여기를 보세요).

실제 전기 음향 시스템의 응답을 묘사하는 전기 음향 모델의 전송 함수는 일부 루프가 없는 시스템의 포인트들 u(t)와 y(t)로 표현될 수 있다. 샘플링 주기의 지연 연산자를 q^-1이라고 하며, 어떤 루프와 잡음이 없는(감쇠될 잡음이 없음) 소망의 전송 함수는 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서, d는 시스템의 지연 샘플링 주기의 수이며, B와 A는 q^-1의 다항식들로, 여기서 q^{- 1}는 샘플링 주기의 지연 연산자이다.

특히:

이며,

여기서 bi및 ai는 스칼라 양들이다.

식별(identification)은 신호 u(t)로 실제 시스템을 시뮬레이션함으로써 만들어지는데, 그 스펙트럼 밀도는 주파수 범위[0, Fe/2]에 걸쳐 사실상 균일하며, 여기서 Fe/2는 나이퀴스트 주파수이다. 또한 감소될 잡음 주파수들은 동일한 간격 내에 포함되어야 하며, 따라서 Fe는 감쇠될 잡음의 가장 높은 주파수의 함수로서 선택됨을 이해할 것이다. 그런 시뮬레이션 여기 신호는, 예를 들면 의사-랜덤 이진 시퀀스(PRBS)에 의해 만들어질 수 있다. 도 4에 도식적으로 도시된 그런 시뮬레이션은 외부 잡음의 방해 없이 수행된다. 실제 시스템(시스템의 전기 음향 부품들을 구비한 승객 객실)의 테스팅 시간 동안에 테스트 u(t)와 y(t)의 모든 데이터는, 일괄 처리의 우선적 체계에서 처리되기 위해 저장된다.

선형 시스템을 확인하기 위해 이용될 수 있는 알고리즘들은 많다. 이용될 수 있는 방법론들의 개요를 위해, 예를 들면 아이.디.랜도(I.D. LanDau) : "Commande des systemes"(2002)의 저작물이 언급될 수 있다. 합리적인 전송 함수를 얻은 후에, 식별은 얻어진 전기 음향 모델이 정확하다는 것을 보증하기 위해 입증되어야 한다. 다양한 입증 방법들은 그 모델에 영향을 미치는 외란 잡음에 대한 내놓은 가설들에 따라 존재한다(예를 들면, 예측 에러의 목격 테스팅). 얻어진 모델의 신뢰성을 증가시키기 위해, 외란 제거에 대한 관심 범위에 대응하는 주파수 범위에 걸쳐, 얻어진 모델에서의 시뮬레이션 결과들과 단일 주파수 여기들에 종속된 실제 시스템 사이의 비교들(증폭과 신호들의 위상의 비교)을 통해 얻어진 모델을 입증하는 것이 가능하다.

우선적으로, 시뮬레이션으로 식별하는 그러한 동작은 실제 모델의 승객 객실 사용의 모든 구성들을 위해 수행된다. 그런 사용은 승객들의 위치, 보조물(예를 들면 추가적인 좌석들), 음향 또는 전자 재료의 변화, 또는 승객 객실의 전기 음향 응답을 변경하기 쉬운 또 다른 조건에 대응할 수 있다. 그러므로, 얻어진 복수의 모델들이 사실상 각 주파수에 대하여 이득과 위상 차이들을 갖기 때문에, 승객 객실의 사용의 모든 구성들에 대한 식별들을 실행하는 것이 바람직하다.

전기 음향 모델의 전송 함수를 얻은 후에, 그리고 표시된 적절한 연장들에 의해 그것을 입증한 후에, 변하는 주파수 외란 제거를 위한 제어 법칙은 이제 통합될 것이다.

승객 객실에 작용하는 음향 외란 제거 레벨에 대한 특성은 Syp라고 명명된 폐루프 시스템의 직접적인 감도 함수에 의해 만들어진다.

제어 법칙이 RST 타입, 즉 3개의 블록들로 이루어진 법칙이라고 가정하면(T=0이고, R,S는 다항식들임), 다음과 같이 표현될 수 있다.

또한, 제어 법칙은 다음과 같이 쓰일 수 있다.

RST 컨트롤러는 SISO(단일 입력 단일 출력) 단일 변수 컨트롤러의 구현의 더 일반적인 형태이다. 또한, 폐루프 시스템은 도 5의 블록도에 의해 도식화될 수 있는데, 여기서 는 상술한 전기 음향 모델의 전송 함수이다. 이 블록도에서, p(t)는 일반적인 손실 없이, 시스템의 출력에서 강제 추방될 음향 외란의 등가물이다.

직접적인 감도 함수 Syp는 외란 신호 p(t)와 마이크로폰의 신호 y(t) 사이의 전송 함수로서 정의될 수 있다. 이 전송 함수는 음향 외란 제거에 관하여 폐루프의 응답을 묘사한다.

특히, 이 함수를 얻음으로써, 어느 주파수에 대한 외란 제거의 질을 아는 것이 가능하다.

이 함수는 아래와 같이 기록될 수 있다.

(1)

제어 법칙의 목적이 주파수 fpert에서 외란 제거를 가능하게 하는 것이기 때문에, Syp의 모듈은 상기 주파수에서 낮아야 하는데, 실제로 0dB보다 낮을 수 있다.

이상적으로, Syp는 모든 주파수에서 가능한 가장 낮은 것이 바람직할 수 있다. 그럼에도 불구하고, 이 목적은 보데-프로이덴베르그-루즈 이론 때문에 도달할 수 없는데, 왜냐하면, 이 이론은 그 시스템이 폐루프에서 점근적으로 안정하고, 또한 개루프에서도 안정하다면,

이라는 것을 보여주기 때문이다.

이것은 그들 각각의 부호를 취함으로써, 감도 모듈의 곡선과 축 0dB 사이의 영역들의 합이 영(null)임을 의미한다. 그것은 소정의 주파수 영역에서의 외란 감쇠가 필수적으로 다른 주파수 영역들에서의 외란 증폭을 초래할 것임을 의미한다.

직접 감도 함수의 예가 도 6에 도시되어 있으며, 축 0dB의 상하 아래의 두 영역은 서로 같다.

상술한 바와 같이, Syp의 분모는

로 기재될 수 있는데, 그것은 q^-1의 다항식이다. 이 다항식의 근들은 폐루프의 극점들을 형성한다.

다항식

와

의 계수들의 계산은 특히, 극점 배치 기술에 의해 수행될 수 있다. 다른 계산 기술들이 선형 컨트롤러를 통합하기 위해 존재하지만, 그러나 우선적으로 극점 배치 기술이 여기에 이용된다. 그것은 아래의 다항식 P의 근들인 폐루프의 극점들을 명시함에 의해 계수들 R 및 S를 계산함으로 이루어진다.

(2)

이러한 극점들이 선택된 후에, P는 표현되고, 베즈아웃(Bezout) 수식인 수식 (2)가 해결된다. 베즈아웃 수식을 해결하는 방법의 상세한 내용들은 예를 들면, 상술한 아이.디.랜도의 저작물 151 및 152 페이지에서 발견할 수 있다. 그것은 실베스테르(Sylvester) 시스템의 해결을 거친다. 더욱이, 이 수식을 해결하기 위한, Matlab? 및 Scilab? 소프트웨어 프로그램들에 따른 계산 루틴들은 이 저작물과 관련되어 있다. 그 극점들의 선택은 다양한 전략들에 의해 수행될 수 있다. 이러한 전략들의 하나가 이후에 설명될 것이다.

출력에서의 외란들 p(t)의 효과의 제거는 아래에 표현된 주파수들에서 얻어질 수 있다.

(3)

그러므로, 주파수 fpert에서 컨트롤러가 외란를 제거하도록 계산하기 위해, 수식 (2)에 S가 단일 주파수 외란에 대해, 아래에 표현된 2차 다항식 Hs에 의해 인수분해되는 것을 도입함으로써, 부분 S는 선험적으로 명시된다.

(4)

만약

라면, 주파수 fpert에서 댐핑되지 않는 한 쌍의 복소수 영들이 도입된다.

만약

라면, 영이 아닌 댐핑(non-null damping)을 갖는 한 쌍의 복소수 영들이 S에 도입될 수 있는데, 여기서 댐핑은 소정의 주파수에 소망의 감쇠 함수로서 선택된다.

그 후에 해결된 베즈아웃 수식은 아래와 같다.

(5)

사실상, 제거될 잡음의 주파수는 모든 시간에 대해 함수, 특히 차량의 크랭크축 회전 속도의 함수로서 변하며, 또한 블록 Hs는 상기 주파수의 함수로서 변한다. 그 후 그것은 다음과 같은 제거될 각 주파수에 대하여 해결되어야 하는 베즈아웃 수식을 유도한다.

(6)

이 수식의 해결은 특히, 실시간으로 해결은, 많은 용량의 계산들을 야기할 것이라는 것을 보여준다.

더욱이, 컨트롤러의 모든 계수들 S 및 R은 주파수 변화 동안에 변화를 초래한다. 그것은 많은 계산 능력을 필요로 하는 매우 무거운 알고리즘을 초래한다. 따라서 이 간단한 RS 컨트롤러 해결이 적용될 수 있을지라도, 이 문제를 회피하고 제거될 외란 주파수와 함께 변하는 제어 법칙의 계수의 개수를 최소화하는 또 다른 해결을 구현하는 것이 바람직하다.

그러므로, 이 문제를 극복하기 위해, 이후에 RS 타입의 컨트롤러에 적용된 율라-쿠체라 파라미터 매개화의 개념에 근거한 해결이 제안된다.

율라 파라미터에 결합되어 있는 RS 타입의 컨트롤러에 의해 관리되는 그런 SISO(단일 입력 단일 출력) 단일 변수 시스템은 도 7에 도식적으로 도시되어 있다.

그런 컨트롤러는 블럭들

및

으로 이루어진 소위 "중앙" RS 컨트롤러에 근거를 두는데, 여기서

및

는 q^-1의 다항식들이다.

율라 파라미터는 블록

이며, 여기서 β와 α는 q^-1의 다항식들이다.

상술한 바와 같이, 블록들

와

는 제어될 전기 음향 시스템의 전송 함수의 분자와 분모이다.

그러므로, 도 7에 도시된 제어 유닛은 RS 타입의 컨트롤러와 동등하며, 블록들 R와 S는 다음과 같다.

(7)

이제, 중앙 컨트롤러가 형성되어 있고, 그것이 시스템을 안정화시킨다고 가정한다.

율라 파라미터 매개화(parameterization)가 없다면, 상술한 바와 같이 그 시스템의 특성 다항식 Po는 다음과 같이 기재될 수 있다.

(8)

율라 파라미터를 갖는 중앙 컨트롤러를 제공함으로써, 그 시스템의 특정 다항식은 다음과 같이 기재될 수 있다.

Q의 극점들(α의 영들)은 특성 다항식이 Po인 중앙 컨트롤러를 구비한 폐루프의 극점들에 결합되어 표시될 수 있다.

(9)

더욱이, 위에 기재된 수식은 아래의 전-사양 블록 Hs를 구비한 블록 S를 명시하기 위해 이용될 수 있다.

그리고 다음과 같이 기재될 수 있다.

(10)

이것은 역시 베즈아웃 수식으로, 특히 α와 Hs가 정의된 경우 β를 발견하는 것을 가능하게 한다.

Sypo는 율라 파라미터 없이 중앙 컨트롤러를 구비한 폐루프 시스템의 직접적인 감도 함수이다.

율라 파라미터를 제공한 컨트롤러를 구비한 폐루프 시스템의 직접적인 감도 함수는 다음과 같이 기재될 수 있다.

(11)

그러므로 특히 주파수 fpert에서 사인 곡선적 외란를 제거하는 소명이 없는 중앙 컨트롤러를 포함하는 폐루프 시스템에 근거하여, 율라 파라미터는 중앙 컨트롤러에 결합될 수 있으며, 그것은 Q의 극점들에 결합될 중앙 컨트롤러에 제공된 폐루프의 극점들을 유지하면서 감도 함수 Syp를 수정할 수 있다. 그 후 노치는 주파수 fpert에서 Syp에 만들어질 것이다.

그 목적을 위해, Hs와 α는 전송 함수

가 "미리 뒤틀림"(pre-warping)를 갖는 터스틴(Tustin) 방법에 의해 제2 차수의 연속적인 블록의 이산화(discretization)로부터 기인하는 그러한 방식으로 계산된다.

Hs와 α는 2 차수의 q^-1의 다항식이며,

는 2 차수의 전송 함수의 댐핑 계수들이다.

더욱이, (s에서의) 연속적인 전송 함수의 이산화 동작은 예를 들면, 자동 제어 엔지니어링에 전용된 계산 소프트웨어 프로그램들에서 발견될 수 있는 계산 루틴들에 의해 수행될 수 있다. Matlab? 경우에, 그것은 함수 "c2d"이다.

주파수 fpert에서 감쇠 M은 다음과 같이 주어진다.

이 경우

(12)

또한, 그것은

이 필요하다.

더욱이,

의 동등 비에 대하여, 감도 함수 Syp에서의 노치는 모두

가 크면 더욱더 넓어진다. 그러나, 노치가 넓으면 넓을수록, fpert와는 다른 주파수들에서 ｜Syp｜는 더 변형된다(보데-프로이덴베르그-루즈 이론의 결과). 따라서 타협은 다른 주파수들에서 너무 의미있는 ｜Syp｜의 상승을 초래함 없이 fpert 주변에서 충분히 넓은 감쇠를 만드는 그런 방법으로

를 선택함으로써 결정된다. 댐핑 요소들의 전형적인 값들은

이다. 이러한 값들은 개선을 위한 시작 포인트가 될 수 있다.

그 후에, β는 베즈아웃 수식(10)을 해결함에 의해 계산될 수 있다.

이 Hs와 α의 선택은, 감도 함수 Syp에서의 노치를 생성하며, 반면에 이러한 선택은 fpert 이외의 다른 주파수들에서 Sypo에 대한 Syp의 모듈의 상승을 야기하는 보데-프로이덴베르그-루즈 이론이 적용될지라도, 다른 주파수들에서 Sypo에 대해 거의 무시할 수 있을 정도의 효과를 나타낸다는 것을 보여준다.

Syp의 그런 상승은, 주파수 범위 [0; Fe/2]에 걸쳐 ｜Syp｜의 최대의 역수에 동등한 모듈 마진(나이퀴스트 평면에서 수정된 개루프의 주파수 위치로부터 포인트 -1까지의 거리)에 의해 측정될 수 있는 폐루프 시스템의 강인성을 감소시킬 수 있다.

율라 파라미터 매개화를 이용한 주요 장점은 α가 2 차수라는 사실에 있다.

(13)

더욱이, β는 1차수이다.

(14)

그러므로, 율라 파라미터가 결합되어 있는 RS 타입 컨트롤러의 제안된 시스템을 이용하면, 제어 법칙에서 제거될 외란 잡음의 주파수의 함수로서 변하는 파라미터들의 개수는 단지 4개이다. 제거될 외란의 주파수 f의 함수로서 이러한 파라미터들의 계산은 제어 법칙의 설계 단계 동안에 베즈아웃 수식(10)을 해결함으로써 사전에, 미리(out of line) 수행될 수 있는데, 이 경우 파라미터들은 자동차용 프로그램가능한 계산기의 테이블들에 기억되고, 실시간으로 제거될 주파수의 함수로서 호출된다.

도 8은 제어 법칙(중앙 RS 컨트롤러 + 율라 파라미터 Q)의 완벽한 다이어그램을 나타낸다.

이 컨트롤러의 통합을 수행하기 위해, 승객 객실의 점유에 대한 다른 구성들에 대응하는 전기 음향 모델들 중에, 중앙값, 즉 승객 객실의 점유의 중간 레벨에 대응하는 모델로서 자격이 부여될 수 있는 전기 음향 모델을 이용하는 것이 바람직하다.

중앙 컨트롤러의 통합을 위해, 목적은 외란 제거의 특별한 목표 없이 최대 마진을 보증하는 것이 바람직하다. 이것은, 예를 들면 극점 배치 기술에 의해 얻을 수 있고, 필요하다면, 그것은 아이.디. 랜도의 상술한 저작물, 특히, 3장 전체에서 참조될 수 있다. 그것은 더욱 상세하게 이후에 설명될 것이다.

그것은 제어될 시스템의 n 극점들에 폐루프의 n 주요 극점들(즉,

의 근들)을 둠으로써, 폐루프 극점 배치를 수행하도록 선택되며, 여기서 n은 다항식의 차수이다. 목적은 중앙 컨트롤러에 의해 단독으로 외란를 제거할 수 없기 때문에, 블록

에 대한 사양을 미리 정할 수 없다. 이 동작을 수행함으로써, 중앙 컨트롤러는 모든 외란 p(t)에 대해 제거할 수 없지만, 강인성을 최대로 보증한다.

(오버샘플링이 없는 경우에) 그 값이 복소수 평면에서 0.05와 0.5 사이에 포함되는 보조적인 "고주파수" 극점들의 소정의 수는 배치될 수 있다. 그것의 모든 극점들이 엄격하게 복소수 평면에서의 단위 원에 포함된다면, 샘플 시스템은 안정적임을 유념해야한다. 이 보조적인 극점들은 역할을 위해 율라 파라미터가 이웃하는 동안에 제어 법칙의 강인성을 증가시켜야 한다.

폐루프의 극점들, 즉

의 근들이 선택된 후에, 표현된

는 n+m 차수의 q^-1의 다항식이다. 그러므로, 베즈아웃 수식은 상술한 루틴들을 이용하여 해결된다.

(15)

여기서

와

는 미지이다.

그러므로, 중앙 컨트롤러는 판별되고 계산될 수 있다.

제거될 외란의 주파수 함수로서 제어 법칙의 유일하게 변하는 다항식들인 율라 파라미터 Q의 계수들(즉, α와 β)은 그 다음에 계산될 수 있다.

제거될 외란의 주파수들 fpert의 각각에 대하여, 수식 (12)의 댐핑 요소들

은 상술한 모듈 마진(Syp의 최대)에 의해 측정될 수 있는 충분한 강인성을 유지하면서, Syp의 주파수 fpert에서 노치의 폭(밴드폭)뿐만 아니라 상기 주파수에서 Syp의 감쇠의 깊이를 조절하는 방식으로 선택된다. 그것은 예를 들면, 목표로서 폐루프의 강인성의 고 레벨에 부합하는 모듈 마진 0.7이 설정될 수 있으며, 강인성은 승객 객실 구성의 변동들에 대하여 액티브 제어 시스템의 안정성을 보증할 것이다.

폐루프 제어 시스템은 폐루프의 모든 극점들이 제어될 시스템에 근접하기 때문에 더 강인하다는 것이 알려져 있다. 그런 조건은 중앙 컨트롤러 통합의 때에 극점 배치의 선택에 의해 완전하게 만족한다.

다항식들

와

는 2 차수의 전송 함수의 이산화에 의해 상술한 설명과 같이 계산되고, 베즈아웃 수식(10)은

를 결정하기 위해 해결된다.

우선적으로 fpert의 함수로서

와

의 결정을 제공하는 이 계산은, 외란 제거을 수행하기 위해 원하는 모든 주파수 범위에 걸쳐 수행된다. α와 β는 예를 들면 30과 120Hz 사이에 포함된 범위에 걸쳐 2Hz 증가에 의해 변하는 주파수들에 대하여 계산될 수 있다.

얻어진 전기 음향 모델(들)과 중심 RS 컨트롤러 모델에 더하여, 다항식

과

의 모든 계수들은 fpert의 함수로서 계산기의 메모리에 기억되는데, 후자를 위해서는 테이블로 기억된다. 그 테이블들은 현재 조건, 특히 감쇠될 잡음의 현재 주파수의 함수로서 실시간으로 이용될 데이터를 발견하는 것을 가능하게 하며, 승객 객실의 점유에 대한 현재 구성을 가능하게 한다.

그러므로, 그 후 제어 법칙(RS 컨트롤러 + 율라 파라미터)은 합성된다. 다양한 구성들에서 식별된 전기 음향 모델들을 이용한 승객 객실의 모든 점유 구성들에 대하여, 모든 주파수 범위에 걸쳐 폐루프 시스템의 시뮬레이션과 외란 제거를 이용하여 설계 단계의 선택적인 시간에서 안정성과 강인성의 정확한 레벨(모듈 마진 >0.5)이 제공됨을 확인하는 것이 가능하다. 만약 그것이 그 경우가 아니라면, 제어 법칙의 설계는 계수들

(제거의 깊이와 주파수 폭)에 영향을 줌으로써 수정된다. 만약 그것이 아직 충분하지 않다면, 그것은 전기 음향 모델로서 승객 객실의 다양한 구성들에 대하여 얻어진 것들 중에서 또 다른 모델을 취하는 것 또는 폐루프의 보조적인 극점들의 배치(고주파수 극점들)에 작용하는 것이 시도될 것이다.

설계와 합성의 이러한 예비 시간은 그들이 우선적으로 일괄 수행되도록 중요한 계산들을 필요로 한다. 일단 통합이 수행되면, 얻어진 모델들은 승객 객실에서 잡음 감쇠를 얻기 위해 계산기에 실시간으로 적용될 수 있다.

도 8에 도시된 바와 같이 계산기들이 실시간으로 동작할 때, 기억된 데이터, 특히 율라 파라미터를 위한 다항식 계수들

와

은 예를 들면, 간접적으로 크랭크 축에 대한 회전 속도계 측정으로부터 출력되는 제거될 잡음의 현재 주파수에 관한 정보 함수로서 호출된다. 테이블의 입력들의 주파수들에 직접적으로 대응하지 않는 현재 주파수(테이블 값들의 계산의 2개의 주파수들 사이의 현재 주파수)의 값에 대하여, 다항식 계수들

와

의 추정은 2개 이상의 기지의 주파수 값들에 대하여 계산된 계수들 사이의 보간법을 수행함으로써 만들어질 수 있다. 후자 경우에 있어서, 주파수 메쉬(mesh)가 계수 계산들을 위해 이용된 주파수들 사이에서 너무 크지 않은 것이 바람직한데, 메쉬는 일반적으로 2Hz 증가하는 것이 적당하다.

상술한 예들을 요약하면, 본 발명은 피드백을 통해 차량 승객 객실에서 적어도 하나의 음향 센서, 전형적으로 마이크로폰에 의해 수행되는 음향 측정 신호의 함수 y(t)로서, 프로그램가능한 계산기에 의해 생성된 신호 u(t)에 의해 제어되는 적어도 하나의 트랜스듀서, 전형적으로 확성기를 통해 소리를 방출함으로써, 협대역 잡음, 본질적으로 적어도 하나의 결정 주파수에서의 단일 주파수를 감쇠하는 실시간 액티브 방법에 관한 것이다. 여기서 설계의 제1 단계에서, 승객 객실, 트랜스듀서 및 센서에 의해 형성된 유닛의 전기 음향 응답은 결정되고 계산되는 전기 음향 전송 함수로서의 전기 음향 모델에 의해 모델링되고, 제어 법칙은 그 후 그 시스템의 전역 모델로부터 결정되고 계산되는데, 제어 법칙은 상기 설계 단계에서 신호 y(t)를 제공하기 위해 그 출력이 잡음 신호 p(t)를 수신하는 전기 음향 전송 함수에 적용되고, 상기 제어 법칙은 음향 측정들의 함수 y(t)로서 신호 u(t)를 생성하는 것을 가능하게 한다. 이용의 제2 단계에서, 상기 계산된 제어 법칙은 상기 잡음을 감쇠시키기 위해 센서로부터 수신된 신호의 함수 y(t)로서 그 후 트랜스듀서로 송신될 신호 u(t)를 생성하기 위해 계산기에 이용된다.

더욱 특별하게, 설계 단계는:

a) 첫 번째로, 개별의 전기 음향 전송 함수는 전기 음향 모델로서 이용되고, 상기 전기 음향 모델은 듀랜스듀서에 의한 승객 객실의 음향 여기와 센서에 의한 음향 측정들, 그 후 측정들과 전송 함수의 모델에 대한 선형 시스템 식별 처리의 응용에 의해 결정되고 계산된다.

b) 두 번째로, 중앙 컨트롤러의 두 블록들

와

의 소위 "중앙" RS 컨트롤러를 포함하는 제어법칙이 구현되는데, 블록

는 블록

의 인버팅 출력 신호를 입력으로 수신하여 신호 u(t)를 생성하고, 상기 블록

은 잡음 p(t)와 전기 음향 모델의 전기 음향 전송 함수의 출력의 합에 대응하는 신호 y(t)를 입력으로 수신하고, 중앙 컨트롤러는 결정되고 계산된다.

c) 세 번째로, 율라 블록

의 형태로 제어 법칙에 도입된 율라 파라미터는 중앙 RS 컨트롤러에 결합되며, 상기 율라 블록

은 신호들 u(t)와 y(t)로부터 계산에 의해 얻어진 잡음 추정을 수신하고, 상기 율라 블록

의 출력 신호는 중앙 RS 컨트롤러의 블록

의 입력에 송신될

의 인버팅 신호를 감산하고, 율라 파라미터와 관련된 중앙 컨트롤러를 포함하는 제어 법칙의 율라 파라미터는 적어도 감쇠될 잡음의 결정된 주파수를 포함하는 적어도 하나의 잡음 주파수 p(t)에 대하여 결정되고 계산된다.

그리고 사용 단계에서 실시간으로,

- 감쇠될 잡음의 현재 주파수는 결정되고,

- 계산기는 율라 파라미터를 갖는 RS 컨트롤러를 포함한 제어 법칙을 계산하며, 율라 파라미터는 감쇠될 잡음의 현재 주파수에 대응하는 결정 주파수를 계산하기 위해 이용된다.

지금까지, 단지 하나의 마이크로폰과 하나의 확성기, 또는 한 그룹의 확성기가 제공되는 승객 객실에 대한 단순한 구체화를 제공하였는데, 그 모두가 동일 신호에 의해 여기된다.

그러나 사실은 액티브 제어 처리에 의해 얻을 수 있는 잡음 감소/침묵은 공간에 있어 매우 국부적이라는 것이다. 상술한 기재 "도로용 차량에서의 액티브 잡음과 진동 제어의 검토"에 있어서, 엘리엇은 오류 마이크론 주위의 침묵 영역은 제거될 잡음의 파장의 1/10, 즉, 주변 온도에서 30Hz의 잡음에 대해 약 110cm, 60Hz의 잡음에 대해 55cm, 120Hz의 잡음에 대해 28cm을 초과하지 않음을 시사한다.

그러므로 상당히 넓은 승용차 승객 객실에서 단지 하나의 마이크로폰을 이용하여 균일한 잡음 감소를 얻는 것은 불가능한 것으로 보이며, 잡음 감소가 이루어지는 공간을 증가시키기 위해 음향 마이크로폰들의 수를 증가시키고 승객 객실에 그들을 분포시키는 것이 필요하다.

다음으로, 설명을 일반화하기 위해, 승객 객실에 복수의 마이크로폰들과 복수의 확성기들 (또는 확성기들의 그룹들)이 구비된 경우를 언급할 것이다. 그런 일반화는 특정한 수의 확성기(들)와 마이크로폰(들)을 갖는 더 구체적인 애플리케이션들을 이해할 수 있게 한다.

제1 해결책은 1 대 1 확성기-마이크로폰 루핑(looping)을 수행하기 위해, 단지 하나의 마이크로폰에 대해 이미 확립된 제어 다이어그램을 이용하여 이루어질 수 있다. 하지만, 그러한 해결은 매우 좋지 않은 결과를 제공하며, 심지어 불안정할 수 있다. 모델 시스템에 제공된 확성기는 확실히 승객 객실의 모든 마이크로폰들에 영향을 미칠 수 있고, 심지어 그 자신의 모델 시스템에 포함되지 않은 것들에도 영향을 미칠 수 있다.

그러므로 자동 제어 엔지니어링 관점으로부터 고려된 또 다른 더 포괄적인 해결이 제안된다. 여기서 복수의 마이크로폰들에 대하여, 우리는 MIMO, 다중 입력 다중 출력 변수들 문제, 즉 복수의 입력들과 복수의 출력들이 서로 연결된 문제에 직면한다.

도 9는 시스템 2*2(2개의 확성기, 2개의 마이크로폰)에 대한 전기 음향 전송의 다이어그램을 도시한 예이다. 이 예에서, 제1 마이크로폰은 제1 확성기(HP1)와 제2 확성기(HP2)의 음향 효과에 민감하다. 또한 제2 마이크로폰은 제2 확성기(HP2)와 제1 확성기(HP1)의 음향 효과에 민감하다. 예에 의해 제공된 그런 시스템은 다음의 전송 함수들의 매트릭스에 의해 모델링될 수 있다.

(16)

또는, 여전히 그 경우(2*2)에서 아래와 같이 기재될 수 있다.

(17)

전송 함수에 의해 MIMO, 다중-입력-다중-출력 변수들 시스템의 표현은, 사실 매우 불편하며, 선형 시스템들의 일반적인 표현(그들이 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들)인지의 여부)인 상태 표현이 더 바람직하다

여기서,

nu는 시스템의 입력들의 수(즉, 서로 연결된 확성기들의 수 또는 확성기들의 그룹들)이며,

ny는 시스템의 출력들의 수(즉, 마이크로폰들의 수)이며,

n은 시스템의 차수이다.

다음으로, 설명을 간단하게 하기 위해, nu=ny가 고려되나, 그것은 제한하는 것이 아니며, 다음은 nu>ny의 경우에도 적용될 수 있다.

(승객 객실의) 전기 음향 시스템의 상태 표현은 "상태 수식"으로 언급된 재귀 수식으로서 기재될 수 있다.

(18)

여기서,

X : 차원(n*1)의 시스템의 상태 벡터

U : 차원(nu*1)의 시스템의 입력들 벡터

Y : 차원(ny*1)의 출력들 벡터

G : 차원(n*n)의 "진화 매트릭스"로서 언급된 매트릭스

H : 차원(n*nu)의 시스템의 입력 매트릭스

W : 차원(ny*n)의 시스템의 출력 매트릭스

이다.

매트릭스들 G, H, W의 계수들은 MIMO, 다중 입력 다중 출력 변수들 선형 시스템을 정의한다.

는 순간 t에서 벡터 X에 대응하고,

는 순간 t+Te에서(즉, 예를 들면

후에서) 벡터 X에 대응하는 것으로 한다.

제어 법칙은 이 상태 표현에 근거하며, 따라서 SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수 경우)에 대해, 제어될 전기 음향 시스템의 모델(승객 객실의 전기 음향 모델), 즉 매트릭스들 G, H, W의 계수들은 결정되어야 한다.

도 10은, MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서, 승객 객실의 전기 음향 모델의 블록도를 도시하는데, I는 단위 매트릭스에 대응하고, 또한 수식 (18)에 대응한다. SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수 경우)와 함께 유추함으로써, P(t)는 출력들의 외란 벡터들로, 다음과 같이 기재할 수 있다.

이고,

p₁ ... p_ny에 있어서, p_i는 출력 i의 외란이다.

SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수 경우)에서, 제어될 전기 음향 시스템 모델의 계수들은, 설계 단계 동안에 확인 절차에 의해, 즉, 실제 전기 음향 시스템을 실질적으로 균일한 스펙트럼 밀도를 갖는 잡음들로 시뮬레이션함으로써 획득되며, nu 확성기들이 서로로부터 상관없는(de-correlated) 신호들에 의해 시뮬레이션된다.

이후, 입력(마이크로폰 측정들)과 출력(확성기들을 위한 신호들) 데이터는 계산기 내에 기억되고, 상기 시스템의 상태 표현을 획득하기 위해, MIMO, 다중 입력 다중 출력 변수들 시스템들 전용의 이 시간 식별 알고리즘들을 이용하여 그 안에서 처리된다. 이러한 알고리즘들은, 예를 들면, Matlab?과 같은 자동 제어 엔지니어링의 분야에 특화된 소프트웨어 프로그램들의 도구 박스들 내에 제공된다. 또한, "System identification Theory for the user", Prentice Hall, Englewood Cliffs, N.S, 1987의 L.LJUG의 저작물을 적절하게 참조할 수 있는데, 이 저작물에 개시된 알고리즘들이 Matlab? 소프트웨어 프로그램 내에서 식별에 전용된 도구 박스를 생기게 하였다. 제어될 전기 음향 시스템을 위해 획득된 모델의 검증을 위한 알고리즘들을 위해서도 동일하다.

또 하나의 가능한 구현은, 교대로 확성기를 시뮬레이션함으로써, SISO(단일 입력 단일 출력) 단일 변수 식별 도구들을 이용하여 교대로 nu*ny 전송 함수의 식별을 수행하는 단계, 및 그 후에 nu*ny 모델들을 단일의 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)로 종합하는 단계를 포함한다. 그러한 종합은, 예를 들면, 혁신적인 최소 평균 자승 방식을 이용하여 수행될 수 있는데, 이 알고리즘은 Ph. de Larminat: "Automatic appliquee", Hermes 2007의 저작물에 개시되어 있다.

SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)에서, 승객 객실의 배치(configuration)들의 각각을 위한 식별을 수행하는 것이 바람직하고, 이어지는 설계 단계를 위해 "중앙값(median)"으로 자격이 부여될 수 있는 모델로 유지하는 전기 음향 시스템으로서 받아들이는 것이 바람직하다.

일단, 전기 음향 시스템의 입출력 모델이 상태 표현으로서 획득되고 그 모델이 검증되었다면, 이후 제어 법칙이 결정되고 계산될 수 있다. 이제, 제어 법칙이 통합되어야하는데, 이는 마이크로폰의 각각에서 주파수 fpert의 음향적인 외란을 제거하도록 하며, 상기 주파수 fpert는 모든 시간에 거쳐 변할 수 있다.

그런 목적을 위하여, SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)의 중앙 컨트롤러 개념 및 율라 파라미터 개념이 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에 대해 일반화된다.

전기 음향 시스템이 상태 표현(18)에 의해 기술되는 것이 고려된다. MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서의 중앙 컨트롤러는, 추정된 상태에 상태 관찰자 + 피드백 형태임을 알 수 있다:

(19)

여기서:

는 차원(n*1)의 관찰자의 상태 벡터이고,

Kf는 차원(n*ny)의 관찰자의 이득이다.

그러므로,

(20)

이고, 제어는 다음과 같이 기재된다:

(21)

여기서, Kc는, 차원(nu*n)의, 시스템의 추정된 상태에 대한 피드백 벡터이다.

"Robustesse et commande optimale"(Alazard et al., editions CEPADUES, 1999, 224 및 225 페이지)의 저작물이 적절히 참조될 수 있다.

이런 수식들에 대응하여, 도 11은 중앙 컨트롤러의 블록도를 나타내고, 도 12는 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서의 승객 객실의 전기 음향 모델에 적용된 중앙 컨트롤러의 블록도를 나타낸다. 이 후자의 경우는 자동 제어 엔지니어링에서 전형적인 구조이다. "분리 원리"(separation principle)로 알려진 원리에 따르면, 폐쇄된 루프의 극점(pole)들은 G-Kf.W의 고유값들(eigenvalue) 및 G-H.Kc의 고유값들로 형성된다. 즉:

eig(G-Kf.W) ∪ eig(G-H.Kc)이다.

eig(G-Kf.W)는 필터링 극점들을 나타내고, 및

eig(G-H.Kc)는 제어 극점들을 나타낸다.

여기서, eig()는 고유값을 나타낸다.

그러므로, 중앙 컨트롤러가 제공된 폐쇄된 루프의 극점들의 배치는, 계수들 Kf와 Kc을 선택함으로써 수행될 수 있는데, 그것은 이 제어 구조의 설정 파라미터들이다. 배치될 극점들의 개수는 2*n이다.

그러므로 이 추정된 설정 관찰자 및 상태의 피드백이 중앙 컨트롤러에 의해 선택된다. SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)에서, 만일 폐쇄된 루프의 n 극점들이 전기 음향 시스템의 n 극점들(즉, 다항식들 A(q^-1)의 근들) 상에 배치된다면, 특별하게 외란들을 제거하지도 못하고 최대 강인함(robustness)도 갖지 않는 중앙 컨트롤러가 얻어진다.

MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서, 목적은 역시, 중앙 컨트롤러가 외란 제거의 특별한 목표 없이, 최대 강인함을 갖도록 하는 것이다. 따라서, 필터링 극점들은 제어될 시스템의 극점들과 동등하게 선택된다. 그것은 Kf.W=0을 요구한다.

가장 간단한 해결은 아래와 같다.

Kf=0_n*ny (22)

따라서, 중앙 컨트롤러의 수식은 다음과 같다:

(23)

배치될 다른 n 극점들이 여전히 남아있다(제어 극점들 eig(G-H.Kc)). 무언가가 SISO(단일 입력 단일 출력) 단일 변수 제어기를 위해 행해지면, 이 극점들은 제어 법칙의 강인함을 보장하기 위한 고주파 극점들의 세트로서 선택될 것이다. 그것은 MIMO, 다중 입력 다중 출력 변수들 상태이기 때문에, Kc(nu*n)의 계수들의 개수는 배치될 남은 극점들의 개수(n)보다 크고, 따라서 이런 자유도는 ((G-H.Kc)의 고유벡터들뿐만 아니라 고유값들을 선택하는) 고유구조 배치를 수행하기 위해 유리하게 이용될 수 있다.

Kc를 계산하기 위해 수행되는 또 다른 방법은, 매우 광범위하게 활용되는 선형-이차(linear-quadratic) 최적화를 수행함으로 이루어진다. 예를 들면, "Robustesse et commande optimale", editions CEPADUES, 1999, 69-79 페이지의 저작물을 참조할 수 있다. 또한, 매트릭스(Kc)의 계수들을 계산하기 위해 Ph. de Larminat가 B-타입 LQ 최적화, 즉, 수평 Tc 에 근거한 최적화라고 부르는 것을 수행하는 것도 가능하다. 이 B-타입 LQ 최적화의 상세는, Ph. de Larminat: "Automatic appliquee", Hermes 2007의 저작물에서 찾을 수 있다. 특히, B-타입 LQ 최적화에 따라 Kc의 계수들을 계산하기 위한 Matlab? 소프트웨어 프로그램의 계산 루틴이 이 저작물과 관련되어 있다.

중앙 컨트롤러가 결정 및 계산되고, MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서의 제어 법칙을 제공하기 위한 중앙 컨트롤러와 관련된 율라 파라미터를 결정하고 계산하기 위한 방법이 설명된다. 그 목표는 여전히, 각 마이크로폰 레벨에서, fpert가 변화할 때 율라 파라미터의 계수를 변화시키도록 하는 것만으로, 기지의 주파수 fpert의 사인파 외란을 제거하고자 하는 것이다.

도 13에 도시된 바와 같이, 율라 파라미터는 제어 법칙을 형성하기 위하여 중앙 컨트롤러와 관련되어 있음을 알 수 있다. 도 13의 다이어그램에 대한 설명은, 예를 들면, "Robustesse et commande optimale", editions CEPADUES, 1999, 224-225 페이지에서 발견될 수 있다.

도 13에서 기호로 도시된 제어 법칙의 경우, 율라 파라미터 Q는 MIMO, 다중 입력 다중 출력 변수들 블록이고, 그것의 상태 표현은 다음과 같이 기술될 수 있다:

(24)

여기서, X_Q는 율라 파라미터의 상태 벡터이다.

율라 파라미터와 함께 제공된 중앙 컨트롤러의 제어 법칙은 다음과 같이 기술된다.

(25)

여기서, 이 제어 법칙은, 율라 파라미터의 상태 피드백과 연관된 관찰자의 상태 피드백에 대응된다.

기지의 주파수의 외란 제거를 보장하기 위하여 Q의 파라미터들을 결정하기 위한 방법이 설명된다.

SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)에, 전달 함수

는 2차의 연속 전달 함수의 이산화(discretization)에 의해 계산되고, α는 율라 파라미터의 분모이고, Hs는 율라 계수의 분자인 β를 찾는 것을 가능하게 하는 베즈아웃 수식에 이용된다.

MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에, 비-제어가능(non-controllable) 외란 모델이 각 출력 i에 적용된다.

각 출력(i)을 위한, 이 비-제어가능 외란 모델은 다음과 같이 기술된다:

(26)

여기서,

는 외란 i(차원 2*1) 모델의 상태 벡터이고,

Z_2i는 출력 i(차원 1*1)의 추가된 외란이다.

또한,

(27)

및

(28)

이다.

G_2i, W_2i의 형태에 대한 선택은 유일한 것이 아니라는 점에 주목해야 한다. 관찰 가능성(observability)의 기준이 되는 표현이 여기에 채용될 수 있다.

hs_1i 및 hs_2i는, 2 차수의 연속 전달 함수의 이산화로부터 유도되며, SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)에서 이용되는 것과 동일한, 전달 함수

의 분자로부터 공제된다.

이 경우,

및

(28a)

이다.

연속 전달 함수의 이산화는, 예를 들면, Matlab? 소프트웨어 프로그램의 계산 루틴 "c2d"를 이용하여 수행될 수 있다.

출력들의 외란 모델들에 의해 증가되는 관찰자의 상태 수식은 다음과 같이 기술될 수 있다:

(29)

이 경우,

(30)

이다.

여기서,

Kf₁은 차원(2*ny,ny)이고,

Kc₁은 차원(nu,2*ny)이다.

또한,

는 차원(2ny*2ny)의 매트릭스이고, (31)

는 차원(2ny*1)의 벡터이며, (32)

이 벡터는 비-제어가능 모델의 상태벡터이다.

는, 차원(ny*2ny)의 매트릭스이다. (33)

관찰자의 수식 (29)는 다음과 같이 기술될 수 있다:

(34)

Kf₂의 계수들은, 증가된 관찰자의 이 부분의 극점들을 배치하기 위하여, 지금 선택되어야 한다.

극점들을 위해 분모들(α_i(q^-1))의 2ny 근들을 선택함으로써, SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)에서 행해진 것이, MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)로 일반화된다.

더욱 상세하게는, eig(g_2i-Kf_2i.W_2i)는 상술한 다항식(α_i(q^-1))의 근들과 같게 선택되고, 그러한 다항식들은, 상술한 바와 같이, 2 차수의 연속 전달 함수의 이산화로부터 유도된다.

G_2i, W_2i 및 α_i(q^-1)의 함수로서의 Kf_2i의 계산은, 전형적인 극점 배치 연산이다. 이 연산을 실행하기 위하여, 예를 들면, 이 연산 전용의 "PLACE"로 이름지어진 Matlab? 루틴을 이용할 수 있다.

후자의 조건하에서, 매트릭스(Kf_2i)는 블록들에서 대각이다. 즉:

(35)

차원(nu*2ny)의 Kc₂에 대한 선택이 남아있다. 출력 외란들의 점근 제거(asymptotic rejection)를 획득하고자 한다면, 이 선택은 자유롭지 않다.

Kc₂는, 다음과 같은 소위 "점근 제거" 수식들을 만족해야 한다:

(36)

이 경우,

(37)

이다.

수식들 (36) 및 (37)의 설명은, Ph. de Larminat: "Automatic appliquee", Germes 2007, 202-205쪽의 저작물에서 발견할 수 있다. 수식 (37)의 해결은 Sylvester 시스템의 해결을 야기한다. 점근 제거 수식들을 해결하기 위한 Matlab? 소프트웨어 프로그램을 위한 계산 루틴이, 상술한 연구에 제공되어 있음에 주목해야 한다.

수식들 (24) 및 (25)와 수식 (34)을 대비함으로써, 관찰자의 증가된 상태를 갖는 이 구조는 중앙 컨트롤러가 정의되었던 바와 같이 율라 파라미터를 제공하였던 또 하나의 구조가 아니라 수식 (24)와 (25)의 표기를 갖는 구조라는 것을 알 수 있다.

(38)

이 수식들은, Kf=0으로 선택되었기 때문에, 유효하다는 것에 주목해야 한다.

그러므로, 각 외란 주파수를 위해, A_Q, B_Q, C_Q의 계수들은 제어 법칙의 설정 동안에 계산될 수 있으며, 사용 단계에서, 실시간 계산기에서 fpert의 함수로서 호출되기 위하여 테이블들 내에 저장될 수 있다. 도 14는, 프로그램가능한 계산기에서 실시간으로, 사용 단계에서의 제어 법칙의 애플리케이션에 대한 다이어그램을 보여준다.

율라 블록 Q은, 이 블록에서, 변화하는 계수들의 개수를 최소화하기 위하여, 전달 함수로서 구현될 수 있다. 그러한 연산은, 예를 들면, Matlab?의 루틴 "ss2tf"를 이용하여 수행될 수 있다.

상술한 바와 같이, 제어 법칙의 설정 파라미터들은 제어 법칙의 강인함에 영향을 미치는 (Kc의 파라미터들에 의한) 제어 극점들의 선택에 있다. 각 주파수를 위해, 주파수 fpert에서의 외란 제거들의 주파수 폭들 및 깊이에 영향을 미치는 2차의 연속 전달 함수들의 댐핑 요소들(ζ_1i, ζ_2i)을 선택할 수 있다.

루프 제어의 강인함은, P(t)와 Y(t) 사이의 전달 매트릭스의 무한 표준(infinite norm)의 계산(SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)의 일반화)에 의해 측정될 수 있음을 주목해야 한다. 전달 매트릭스의 무한 표준의 계산이 상기 전달 매트릭스의 단일 값(singular value)의 계산에 의해 수행될 수 있기 때문에, Matlab? 소프트웨어 프로그램 특히 "제어 도구 박스"의 "SIGMA" 함수를 여기에서 다시 이용할 수 있다.

이들 설정 가능성들은 SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)의 설정 가능성을 일반화한다.

종합하면, 차량 승객 객실의 전기 음향 모델에 적용되기 위한 제어 법칙(중앙 컨트롤러 + 율라 파라미터)은, MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서, 다음의 단계들에 의해 얻어진다.

- 식별에 의해 계산된 상태 표현의 형태에서 선형 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)의 차량 승객 객실의 전기 음향 모델을 획득하는 단계,

- Kf=0으로 선택된 Kf을 이용하여, 상태 관찰자 및 추정된 상태의 피드백으로 중앙 컨트롤러를 통합하는 단계,

- 제어 법칙의 강인함을 보증하도록, (LQ 최적화, 특히 B-형 LQ 최적화에 의해) 고주파 극점들에 대응되는 Kc의 계수들을 선택하는 단계,

- 제거될 외란 주파수들의 메쉬를 위한 댐핑 요소들(ζ_1i, ζ_2i)을 선택하는 단계로, 그런 메쉬는, 특히 감쇠될 잡음의 복수의 현재 주파수들이 시간에 걸쳐 부합하거나 또는 잡음 주파수가 시간에 걸쳐 변하는 경우에, 수행된다((SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)의 경우, 주파수의 함수로서의 변경가능 파라미터들의 보간법이 사용 단계의 동안에 수행될 수 있음),

- 사용 단계에서 실시간으로 사용되도록, 계산기의 테이블에 저장된 율라 파라미터의 계수들을 계산하는 단계이다.

주어진 외란 주파수에 대해 서로 동등한 모든 ζ_2i를 선택함으로써, 테이블에 배치되도록 계수들의 개수의 축소가 수행될 수 있음을 주목해야 한다.

그러므로, 본 발명은 적어도 하나의 입력 및 적어도 하나의 출력을 가지며, 무한 임펄스 응답 필터의 형태인 율라 파라미터를 갖는 중앙 컨트롤러를 구현하고, 그것의 개수는 선택된 구현 모드들(SISO, 단일 입력 단일 출력, 단일 변수, MIMO, 다중 입력 다중 출력 변수들, 센서들 및 트랜스듀서들의 개수 ...)의 함수이다.

상술한 모범적인 구현들의 경우, 설명을 간단하게 하기 위하여, 단일 주파수의 제거의 경우를 언급하였다. 하지만, 본 발명은, 동시에 복수의 주파수들의 제거에도 적용될 수 있으며, 따라서 그러한 경우는 이하에서 설명된다.

SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)이거나 MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)일지라도, 실제로 하나 이상의 주파수를 동시에 제거하는 것은 가능하다. 이는 감도 함수(Syp)에서 제2의 또는 제3의 노치(notch)의 도입을 유도한다. 하지만, 보데-프로이덴베르그-루즈 이론을 참고하면, 감도 함수에서 하나 또는 복수의 추가적인 노치들을 제공하는 것은 필연적으로 다른 주파수들에서 |Syp|의 상승을 유발하고, 그래서 강인함이 감소한다.

다음으로, 2개의 주파수들이 제거되는 것을 가정하지만, 이것은 예시적인 방법을 제공하기 위한 것일 뿐 어떤 제한을 위한 것이 아니다. 이 2개의 주파수들은:

- 본 명세서에서 지금까지 이용된 표현들을 이용하기 위해, 여기에서 fpert로 설계된 현재 주파수, 및

- fpert와 관련되고 η.fpert로 설계될 제2 주파수, η는 정수일 필요는 없고, η는 정수일 필요는 없지만 상수일 수 있고, 또한 그것은 fpert의 함수일 수 있으며, 유일한 조건은 함수 η.(fpert)가 연속이어야만 한다는 것이다.

SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)에서, 베즈아웃 수식 (10)은 여전히 적용된다:

여기에서, S'(q^-1) 및 β(q^-1)은 여전히 미지이지만, 이때 Hs 및 α는 터스틴 방법에 의해 연속적인 이산화로부터 기인하는 전달함수

이고, 2개의 2 차수의 연속 전달 함수들의 곱(product)으로 이루어진다.

Hs 및 α는 4 차수의 q^-1의 다항식들이고, ζ₁₁, ζ₁₂, ζ₂₁, ζ₂₂는, 단일 주파수 제거의 경우에, Syp의 모듈의 표현 곡선에서 감쇠 노치의 폭 및 깊이를 설정하도록 허락하는 댐핑 요소들이고, α(q^-1)는 4 차수의 다항식이고, β(q^-1)는 3 차수의 다항식이다. 제어 법칙에서 변경가능 계수들의 개수는 더 높고, fpert의 함수로서 변경될 4개의 추가적인 계수들이 있다.

MIMO(다중 입력 다중 출력 변수들 경우)에서, 수식 (27)의 매트릭스(G_2i)은 아래와 표시된 차원 4*4이며,

그리고, 또한

이다.

G_2i, W_2i의 형태의 선택이 유일한 것이 아님에 주목해야 한다. 식별가능성의 표준적인 표현이 여기에 적용되었다.

여기서, hs_1i, hs_2i, hs_3i, hs_4i는, SISO(단일 입력 단일 출력, 단일 변수의 경우)에서 이용되는 것과 동등한 아래의 2개의 2 차수의 연속적인 전달 함수들의 곱의 이산화로부터 기인하는 전달 함수

의 분자의 계수들이다.

이 경우,

이고,

또한

이다.

또한,

Kf₂는 차원(4*ny,ny)이고,

Kc₂는 차원(nu,4*ny)으로,

수식 (31)에 따른 G₂를 갖지만, 차원(4ny*4ny)은 아니다.

벡터

는 이때 차원(4ny*1)이고, 매트릭스(W₂)는 이때 차원(ny*4ny)이다. 점근 제거의 수식들 (36) 및 (37)은 변경되지 않고 유지된다. 그런 MIMO, 다중 입력 다중 출력 변수들 시스템의 해결은 상술한 단일 주파수 제거의 경우와 유사하다.

동시적으로 제거된 주파수들의 개수(2와 동등함)에 대한 설명은, 주파수들의 더 많은 개수로 확장될 수 있다. 하지만, 상술한 바와 같이, 제거 주파수들의 개수의 증가는, 빠르게 변환(redhibitory)되어 강인성의 손실을 초래한다.

Claims (15)

1. 적어도 하나의 음향 센서에 의해 수행되는, SISO 경우 또는 MIMO 경우 각각에 따르는 음향 측정값들의 신호 y(t) 또는 Y(t)의 함수로서 프로그램 가능한 계산기에 의해 생성되는, SISO 경우 또는 MIMO 경우 각각에 따르는 신호 u(t) 또는 U(t)에 의해 제어되는 적어도 하나의 트랜스듀서를 통해 소리를 발함으로써, 차량 승객실에서 적어도 하나의 결정 가능한 주파수를 이용하여 모노 주파수인 협대역 소음을 피드백을 통해 감쇄시키는 실시간 액티브 방법으로서,
   하나의 센서의 이용은 SIS0, 단일 입력 단일 출력, 단일 변수 경우에 대응하고 복수의 센서의 이용은 MIMO, 다입력 - 다출력 변수들 경우에 대응하며,
   제1 단계인 설계 단계에서, 상기 트랜스듀서 및 상기 센서를 구비한 상기 승객실에 의해 형성된 유닛의 전기 음향 응답은 결정 및 계산되는 전기 음향 전달 함수로서 전기 음향 모델에 의해 모델링되고, 이어서 상기 설계 단계에서, 제어 법칙이 시스템의 전역 모델로부터 결정 및 계산되며, 상기 전역 모델에 있어서, 상기 제어 법칙이 상기 신호 y(t) 또는 Y(t)를 제공하기 위해 그 출력이 감쇄되도록 정의된 소음 주파수의 소음 신호 p(t)를 추가로 수신하는 상기 전기 음향 전달 함수에 적용되고, 상기 제어 법칙은 상기 음향 측정값들 y(t) 또는 Y(t)의 함수로서 상기 신호 u(t) 또는 U(t)를 생성하는 것을 가능케 하며,
   제2 단계인 사용 단계에서, 상기 계산된 제어 법칙이 결정 가능한 소음을 감쇄시키기 위해 상기 센서로부터 수신되는 상기 신호 y(t) 또는 Y(t)의 함수로 이후 상기 트랜스듀서로 송신되는 상기 신호 u(t) 또는 U(t)를 생성하도록 상기 계산기에 이용되며,
   상기 제어 법칙이 중앙 컨트롤러에 율라 파라미터를 적용하는 것을 포함하고, 상기 율라 파라미터만이 상기 제어 법칙에서 감쇄될 상기 소음의 주파수의 함수로 변경 가능한 계수들을 갖도록 구현되고, 상기 중앙 컨트롤러는 감쇄될 상기 소음의 주파수와는 관계가 없는 고정 계수들을 가지며, 상기 율라 파라미터는 무한 임펄스 응답 필터의 형태를 하고 있고, 상기 제어 법칙의 결정 및 계산 후에, 상기 설계 단계에 이용되는 정의된 소음 주파수의 소음 신호 p(t)에 대해 상기 율라 파라미터의 적어도 한 세트의 변경 가능한 계수들은 상기 계산기의 메모리에 저장되고, 또한
   상기 사용 단계에서, 실시간으로:
   - 감쇄될 상기 소음의 현재 주파수가 수집되고,
   - 상기 계산기는 상기 율라 파라미터와 상기 중앙 컨트롤러를 포함하고, 감쇄될 상기 소음의 상기 현재 주파수에 대응하는 정의된 소음 주파수의 상기 율라 파라미터의 저장된 적어도 한 세트의 변경 가능한 계수들을 상기 율라 파라미터에 대해 이용하여 상기 제어 법칙을 계산하는 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
2. 제1항에 있어서,
   상기 SISO, 단일 입력 단일 출력의 경우, 상기 설계 단계에 있어서,
   a) 제1 순서에서, 선형 전기 음향 모델이 이용되며, 상기 전기 음향 모델은 이산적 유리 전기 음향 전달 함수의 형태이고, 상기 전기 음향 모델은 상기 트랜스듀서에 의한 상기 승객실의 음향 여기와 상기 센서에 의한 음향 측정들과, 이어서 상기 음향 측정들과 상기 전기 음향 모델에의 선형 시스템 식별 처리의 적용에 의해 결정 및 계산되며,
   b) 제2 순서에서, 상기 중앙 컨트롤러는 상기 결정 및 계산되는 전기 음향 모델에 적용되도록 구현되며, 상기 중앙 컨트롤러는 상기 중앙 컨트롤러의 두 블록들 1/So(q^-1)와 Ro(q^-1)의 RS 컨트롤러의 형태이며, 상기 블록 1/So(q^-1)는 신호 u(t)를 생성하고 상기 블록 Ro(q^-1)의 인버팅 출력 신호를 입력으로 수신하며, 상기 블록 Ro(q^-1)은 소음 신호 p(t)와 상기 전기 음향 모델의 전기 음향 전달 함수의 출력의 합에 대응하는 신호 y(t)를 입력으로 수신하고, 상기 중앙 컨트롤러는 결정 및 계산되며, - 여기서

   

   및

   

   는 q^-1의 다항식들임 -
   c) 제3 순서에서, 상기 율라 파라미터는 상기 제어 법칙을 형성하기 위해 상기 중앙 컨트롤러에 결합되며, 상기 율라 파라미터는 율라 파라미터 블록 Q(q^-1)의 형태를 하고 있고, 상기 율라 파라미터 블록 Q(q^-1)은

   

   를 가진 무한 임펄스 응답 필터이고 상기 중앙 컨트롤러에 결합되며, 상기 율라 파라미터 블록 Q(q^-1)은 상기 신호들 u(t)와 y(t)로부터 계산에 의해 얻어진 소음 추정치 신호 및 상기 전기 음향 전달 함수의 신호 함수를 수신하고, 상기 율라 파라미터 블록 Q(q^-1)의 출력 신호는 상기 중앙 컨트롤러의 상기 블록 1/So(q^-1)의 입력으로 송신된 Ro(q^-1)의 인버팅 신호에서 감산되고, 상기 율라 파라미터와 관련된 상기 중앙 컨트롤러를 포함하는 상기 제어 법칙의 상기 율라 파라미터는 감쇄될 상기 소음의 상기 결정 가능한 주파수를 적어도 포함하는 소음 신호 p(t)의 적어도 하나의 정의된 소음 주파수에 대해 결정 및 계산되며, - 여기서 Q, β 및 α는 q^-1의 다항식들임 -
   그리고 상기 사용 단계에서, 실시간으로:
   - 감쇄될 상기 소음의 상기 현재 주파수가 수집되고,
   - 상기 계산기는 상기 율라 파라미터와 상기 중앙 컨트롤러를 포함하고, 상기 율라 파라미터로서 감쇄될 상기 소음의 상기 현재 주파수에 대응하는 상기 정의된 소음 주파수에 대해 계산된 한 세트의 변경 가능한 계수들을 이용하여 상기 제어 법칙을 계산하게 되며, Ro(q^-1)와 So(q^-1)의 계수는 감쇄될 상기 소음의 주파수와는 관계가 없는 고정 계수인 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
3. 제2항에 있어서,
   상기 설계 단계에서 다음의 동작들이 수행된다:
   a) 제1 순서에서, 상기 승객실은 주파수들의 유효 밴드에 걸쳐 균일한 스펙트럼 밀도를 갖는 여기 신호를 상기 트랜스듀서에 인가함으로써 음향적으로 여기되고,
   b) 제2 순서에서, 상기 중앙 컨트롤러의 상기 다항식들 Ro(q^-1)와 So(q^-1)은 상기 중앙 컨트롤러로 구성되고 그리고 상기 전기 음향 전달 함수에 적용된 폐루프 상의 극점 배치 기술에 의해 결정 및 계산되며, 상기 폐루프의 n 개의 극점들은 전기 음향 시스템의 전기 음향 전달 함수의 n 개의 극점들 상에 배치되고,
   c) 제3 순서에서, 상기 제어 법칙의 상기 율라 파라미터 블록 Q(q^-1)의 분자와 분모는 감쇄 기준 함수로서 감쇄될 상기 소음의 상기 결정 가능한 주파수를 적어도 포함하는 소음 신호 p(t)의 정의된 적어도 하나의 소음 주파수에 대해 결정 및 계산되며, 상기 율라 파라미터 블록 Q(q^-1)은 상기 정의된 소음 주파수 또는 각각의 정의된 소음 주파수에 대해 상기 다항식들 α(q^-1)과 β(q^-1)의 계수 값들을 얻도록 비율 β(q^-1)/α(q^-1) 형태로 표현되며, β(q^-1)와 α(q^-1)의 계산은 2 차수의 연속적인 전달 함수의 이산화에 기인하는 이산적 전달 함수 Hs(q^-1)/α(q^-1)를 얻음으로써 수행되며, 다항식 β(q^-1)은 베즈아웃 수식을 풀어서 계산되고, - 여기서 Hs는 q^-1의 다항식임 -
   그리고 상기 사용 단계에서, 실시간으로 다음 동작들이 수행된다:
   - 상기 계산기는 상기 음향 측정값들 y(t)의 함수로서 상기 트랜스듀서에 송신되는 신호 u(t)를 생성하기 위해 변경 가능한 계수의 율라 파라미터와 고정 계수의 중앙 컨트롤러를 포함하고 그리고 상기 율라 파라미터 블록 Q(q^-1)에 대해 감쇄될 상기 소음의 상기 현재 주파수에 대응하는 상기 정의된 소음 주파수에 대해 결정 및 계산되는 다항식 α(q^-1)과 β(q^-1)의 한 세트의 변경 가능한 계수 값들을 이용하여, 상기 제어 법칙을 계산하게 되는 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
4. 제2항에 있어서,
   상기 전기 음향 모델은 다음에 표시된 전기 음향 전달 함수를 이용하며,
   

   

   
   여기서 d는 지연 샘플링 주기들의 수이며, B와 A는 q^-1의 다항식들로,
   

   

   이며,
   b_i 와 a_i는 스칼라 양들이고, 또한 q^-1은 샘플링 주기의 지연 연산자이며,
   상기 소음 추정치의 계산은 u(t)에 함수 q^-dB(q^-1)를 적용하고 해당 결과를, y(t)를 함수 A(q^-1)에 적용한 것으로부터 감산함으로써 얻어지는 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
5. 제2항에 있어서,
   상기 제2 순서 b)에 대해, 상기 중앙 컨트롤러의 상기 다항식들 Ro(q^-1)와 So(q^-1)는 상기 중앙 컨트롤러로 구성되고 그리고 상기 전기 음향 전달 함수에 적용된 폐루프 상의 극점 배치 기술에 의해 결정 및 계산되며, 상기 폐루프의 n 개의 주 극점들은 상기 전기 음향 전달 함수의 n 개의 극점들과 동일하게 선택되고, 고주파에 위치된 m 개의 보조 극점들이 또한 배치될 수 있는 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
6. 제1항에 있어서,
   상기 설계 단계에 있어서,
   a) 제1 순서에서, 선형 전기 음향 모델이 이용되며, 상기 전기 음향 모델은 매트릭스 블록들 H, W, G 및 q^-1I의 상태 표현의 형태이며, G는 진화 매트릭스이며, H는 입력 매트릭스, W는 출력 매트릭스, I는 단위 매트릭스이며,
   상기 상태 표현은 아래의 재귀 수식에 의해 표시되며,
   

   

   
   여기서 X(t)는 상태 벡터, X(t+Te)는 t+Te에서의 상태 벡터, U(t)는 입력 벡터, Y(t)는 출력 벡터이고,
   그리고 상기 전기 음향 모델은 상기 트랜스듀서에 의한 상기 승객실의 음향 여기와 상기 센서에 의한 음향 측정들, 이어서 상기 음향 측정들과 상기 전기 음향 모델에의 선형 시스템 식별 처리의 적용에 의해 결정 및 계산되며,
   b) 제2 순서에서, 상기 중앙 컨트롤러는 상기 결정 및 계산된 전기 음향 모델에 적용되도록 구현되며, 상기 중앙 컨트롤러는 상태 관측기와 추정 상태의 피드백의 형태이며, 이 형태는 상기 관측기의 상태 벡터

   

   를, 아래와 같이 이전에 결정 및 계산되는 전기 음향 모델뿐만 아니라 상기 관측기의 이득 Kf 및 추정 상태상의 피드백 벡터 Kc의 함수로서 표현되며,
   

   

   
   여기서 제어

   

   이며,
   여기서

   

   는 관측기의 상태 벡터, Kf는 관측기의 이득, Kc는, 추정된 상태에 대한 피드백 벡터이고,
   그리고 상기 중앙 컨트롤러는 결정 및 계산되며, 상기 중앙 컨트롤러는 감쇄될 상기 소음의 주파수와는 관계가 없는 고정 계수를 가지며,
   c) 제3 순서에서, 율라 파라미터는 상기 제어 법칙을 형성하기 위해 상기 중앙 컨트롤러에 결합되고, 상기 율라 파라미터는 상태 표현의 형태로도 표현된 상기 중앙 컨트롤러에 결합되는 상태 매트릭스들 AQ, BQ, CQ의 다입력-다출력 변수들 율라 파라미터 블록 Q의 형태이고, 상기 중앙 컨트롤러의 출력에 추가되는 출력을 갖는 율라 파라미터 블록 Q는 U(t)의 반대 부호(opposite)를 형성하는 신호를 생성하고, 율라 파라미터 블록 Q의 입력은 신호

   

   가 감산되는 상기 신호 Y(t)를 수신하고,
   상기 율라 파라미터는 감쇄될 상기 소음의 상기 결정 가능한 주파수를 포함하는 소음 신호 p(t)의 적어도 하나의 정의된 소음 주파수에 대해 결정 및 계산되며, 상기 율라 파라미터는 감쇄될 상기 소음의 상기 주파수의 함수로 변경 가능한 계수들을 가지며,
   상기 매트릭스들 AQ, BQ, CQ의 상기 계수들의 계산은 2 차수의 연속적인 전달 함수들의 이산화로부터 야기되는 이산적 전달 함수들 Hsi(q^-1)/αi(q^-1)를 얻고, 그리고 극점들을 배치하고 점근 제거 수식을 풀음으로써 수행되고, - 여기서 Hsi 및 αi는 q^-1의 다항식들임 -
   그리고, 상기 사용 단계에서, 실시간으로,
   - 감쇄될 상기 소음의 현재 주파수가 수집되고,
   - 상기 계산기는 상기 변경 가능한 계수의 율라 파라미터와 고정 계수의 중앙 컨트롤러를 포함하고, 감쇄될 상기 소음의 상기 현재 주파수에 대응하는 정의된 소음 주파수를 위해 결정 및 계산되었던 것을 상기 율라 파라미터로서 이용하여 상기 제어 법칙을 계산하는 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
7. 제6항에 있어서,
   상기 설계 단계에서,
   a) 제1 순서에서, 상기 승객실은 스펙트럼 밀도가 주파수들의 유효 밴드에 걸쳐 균일한 여기 신호들을 상기 트랜스듀서들에 인가함으로써 음향적으로 여기되는데, 상기 여기 신호들은 서로에 비-상관적이며,
   b) 제2 순서에서, 상기 중앙 컨트롤러를 상기 전기 음향 전달 함수에 적용함에 있어서, 상기 컨트롤러는 상태 관측기와 극점들 배치에 의해 계산된 상태에 대한 피드백을 갖는 컨트롤러에 동등하게 결정 및 계산되며, 그것의 목적을 위해, 관측기의 이득이 널(null)(Kf=0)로 선택되고, 그리고 LQ 최적화에 의해, 상기 추정 상태에 관한 피드백의 벡터 Kc는 상기 율라 파라미터가 제공된 상기 제어 법칙의 강인성을 보증하게 선택되며,
   c) 제3 순서에서, 강화된 상태 관측기의 표현을 고려하여, 상기 제어 법칙의 상기 율라 파라미터 블록 Q의 상기 계수는 감쇄 기준 함수로서, 상기 정의된 소음 주파수 또는 각 정의된 소음 주파수에 대한 상기 율라 파라미터를 얻도록 감쇄될 상기 소음 신호 p(t)의 적어도 하나의 정의된 결정 주파수를 포함하는 적어도 하나의 소음 주파수 P(t)에 대해 결정 및 계산되며,
   상기 사용 단계에서, 실시간으로 다음 동작이 행해진다:
   - 상기 계산기는 상기 음향 측정값들 Y(t)의 함수로서 상기 트랜스듀서들로 송신되는 상기 신호 U(t)를 생성하기 위해, 상기 고정 계수의 중앙 컨트롤러 및 상기 변경 가능한 계수의 율라 파라미터를 포함하고 그리고 상기 율라 파라미터에 대해 감쇄될 상기 소음의 상기 현재 주파수에 대응하는 정의된 소음 주파수에 대해 결정 및 계산되었던 것을 이용하여, 상기 제어 법칙을 계산하게 되는 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
8. 제2항에 있어서,
   상기 방법은 감쇄될 상기 소음의 정의된 소음 주파수의 세트에 적용되며, 상기 제3 순서 c)는 상기 정의된 소음 주파수들의 각각에 대해 반복되며,
   상기 사용 단계에서, 상기 정의된 소음 주파수들의 어떤 주파수도 감쇄될 상기 소음의 상기 현재 주파수에 대응되지 않을 때에는, 상기 현재 주파수에서, 상기 정의된 소음 주파수들에 대해 저장되어 있는 상기 율라 파라미터 블록 Q의 상기 세트의 변경 가능한 계수들에 근거하여, 상기 율라 파라미터 블록 Q의 상기 변경 가능한 계수들에 대해 보간이 이루어지는 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
9. 제3항에 있어서,
   상기 신호들은 샘플 주파수 Fe로 샘플링되고, 상기 제1 순서 a)에서, 상기 여기 신호에 이용된 주파수들의 유효 대역은 [0, Fe/2]에 동등한 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
10. 제3항에 있어서,
    상기 사용 단계 전에, 이미 a) 내지 c)에서 미리 얻어진 상기 전기 음향 모델, 및 율라 파라미터와 중앙 컨트롤러를 포함하는 상기 제어 법칙의 안정성과 강인성을, 상기 정의된 소음 주파수(들)에 대해 a)에서 얻어진 전기 음향 모델에 적용된, b)와 c)에서 얻어진 상기 제어 법칙의 계산을 통해 시뮬레이션함으로써 확인하기 위한 제4 순서 d)가 상기 설계 단계에 추가되고, 안정성 및 강인성 중 적어도 하나의 소정 기준이 준수되지 않는 경우에는 상기 감쇄 기준 함수를 수정하기 위해 적어도 c) 단계를 반복하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
11. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 설계 단계는 예비 단계로서, 상기 사용 단계 전에 상기 사용 단계에서 이용을 위해 상기 결정 및 계산 결과들이 저장된 상태에서 한번 수행되는 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
12. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    감쇄될 상기 소음의 상기 현재 주파수는 상기 차량의 모터 회전 카운터의 측정으로부터 수집되는 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
13. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 소음은 하나의 결정 가능한 주파수 fpert에 있는 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
14. 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 소음은 제1 주파수 fpert 및 제2 주파수 η·fpert를 갖는 2개의 결정 가능한 주파수에 있고, 여기서 η는 일정하거나 fpert에 따라 연속적으로 변하는 것을 특징으로 하는 차량 승객실의 협대역 소음을 감쇄시키는 실시간 액티브 방법.
15. 적어도 하나의 결정 가능한 주파수를 이용하여 모노 주파수인 협대역 소음을 감쇄시키기 위해 제1항 내지 제10항 중 어느 한 항에 따른 방법을 구현하도록 구성된 디바이스로서,
    디바이스는, 적어도 하나의 음향 센서에 의해 수행되는 음향 측정값들의 신호의 함수로서 프로그램 가능한 계산기에 의해 생성되는 신호에 의해 제어되는 적어도 하나의 트랜스듀서를 포함하고, 제어 법칙은 제1 단계인 설계 단계에서 결정 및 계산되며, 상기 결정된 제어 법칙은 상기 결정 가능한 소음의 감쇄를 위해 상기 센서로부터 수신된 신호의 함수로서 상기 트랜스듀서로 송신되는 신호를 만들기 위해 사용 단계에서 계산기에 사용되며,
    상기 디바이스는 상기 계산기에서, 상기 중앙 컨트롤러에 율라 파라미터를 적용하는 것을 포함하는 제어 법칙을 구현하기 위한 수단을 포함하고, 여기서, 하나의 변경 가능한 계수의 전달 함수만이 상기 제어 법칙에서 감쇄될 상기 소음의 주파수의 함수로서 가변할 수 있는 변경 가능한 계수들을 갖는 상기 율라 파라미터 블록에 대응되고, 상기 중앙 컨트롤러는 감쇄될 상기 소음의 상기 주파수와는 관계가 없는 고정 계수들을 가지며,
    상기 계산기의 메모리는, 적어도 상기 변경 가능한 계수들을 상기 설계 단계에서 이용되는 상기 소음 신호 p(t)의 정의된 소음 주파수의 상기 율라 파라미터의 상기 변경 가능한 계수들의 적어도 한 세트를 테이블에 저장하는 것을 특징으로 하는 디바이스.

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