KR101705450B1 - 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기 - Google Patents

근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 근거리 저속 전기자동차(Neighborhood Electric Vehicle, NEV)의 배터리 충전을 위한 전력변환기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 기존의 위상변이 풀 브리지 컨버터(Phase shift Full bridge Converter)에 LLC 직렬 공진 컨버터(LLC Series Resonant Converter)를 통합한 근거리 저속 전기자동차 배터리 충전을 위한 전력변환기에 관한 것이다.
본 발명에 의하면 영전압 스위칭 동작 범위가 넓어지고, 필터 인덕터(filter inductor)의 사이즈가 감소하며, 정류 다이오드의 전압 스트레스를 감소시킬 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 의하면 전력변환 효율이 높아지게 되어 배터리 충전 효율성도 높아지게 되는 효과가 있다.

Description

근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기{Power Converter for Charging Battery of Neighborhood Electric Vehicle}
본 발명은 근거리 저속 전기자동차(Neighborhood Electric Vehicle, NEV)의 배터리 충전을 위한 전력변환기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 기존의 위상변이 풀 브리지 컨버터(Phase shift Full bridge Converter)에 LLC 직렬 공진 컨버터(LLC Series Resonant Converter)를 통합한 NEV 배터리 충전을 위한 전력변환기에 관한 것이다.
전기자동차의 세계시장 규모는 2010년 1만 6천 대 규모였지만, 2015년에는 100만 대 규모를 넘길 것으로 예측되었다. 고갈되고 있는 화석연료의 대체재로서 친환경 자동차 개발이 큰 이슈가 되었고, 현재 골프카 등의 자동차는 벌써 전기추진장치를 장착한 전기자동차로 대체되고 있다.
전기를 추진 동력으로 이용하는 자동차들은 필수적으로 배터리를 사용하고 있으며, 상기 배터리를 충전하기 위한 배터리 충전기는 이러한 전기자동차 어플리케이션에 있어서 필수적인 장치임에 틀림없다.
전기자동차(EV) 어플리케이션의 배터리 충전기는 고조파 규제(harmonic regulation)를 위한 역률보상회로(power factor corrector)와 배터리 충전을 위한 절연 DC-DC 컨버터로 구성되는데, 상기 배터리 충전기는 역률보상회로의 출력으로부터 전기자동차의 배터리를 직접 충전한다. 상기 배터리를 충전하기 위하여 상기 DC-DC 컨버터의 출력 전압은 특정 범위 내에서 크고 넓게 변화한다. 그러면 DC-DC 컨버터의 듀티 사이클 또는 주파수와 같은 상기 제어변수의 변동 범위는 보다 넓어지게 된다. 상기한 요인 때문에 상기 DC-DC 컨버터에 있어서 전력변환 효율이 좋지 못하다는 문제점이 있었다.
상기 위상변이 풀 브리지 컨버터는, 영전압 스위칭 동작(zero-voltage-switching operation) 및 배터리 충전 전류에서의 작은 리플 전류(ripple current) 때문에 전기자동차 어플리케이션에서 가장 많이 선호되는 회로였다.
그러나 전기자동차 배터리 충전기 어플리케이션과 같이 크고 넓게 변하는 어플리케이션의 경우에는 상기 종래 컨버터의 고유한 결함인 래깅-레그 스위치(lagging-leg switch)들의 좁은 영전압 스위칭 범위, 변압기(transformer) 1차 측의 큰 순환 전류(circulating current) 및 정류 다이오드(rectifying diode)에서의 매우 높은 전압 스트레스 때문에 매우 낮은 전력 변환 효율을 가진다는 문제점이 있었다.
또한, 종래의 컨버터는 변압기의 2차 측에 풀 브리지 형의 정류기를 개시하고 있었기 때문에, 근거리 저속 전기자동차를 위한 로 투 미디엄(low to medium) 배터리 충전기 어플리케이션에 적합하지 않다는 문제점도 있었다.
한국공개특허 제10-2009-0098473호 (2009. 9. 17. 공개)
본 발명은 상기한 종래 기술의 문제점을 극복하기 위한 것으로, 근거리 저속 전기자동차 배터리 충전의 효율성을 높이기 위하여 기존의 위상변이 풀 브리지 컨버터에 LLC 직렬 공진 컨버터를 통합한 근거리 저속 전기자동차 배터리 충전을 위한 전력변환기를 제공하는데 목적이 있다.
상기한 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기는, 입력 전압을 스위칭하는 4개의 스위치 및 상기 4개의 스위치 사이에 연결된 제 1변압기를 가진 컨버터 스위칭 부; 상기 컨버터 스위칭 부에 연결되어 전압을 변환시키는 LLC 직렬 공진 컨버터 부; 상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부에서 변환된 전압이 정류되어 출력되는 에너지 회복 부;를 포함하며, 상기 에너지 회복 부는, 정방향이 서로 마주보도록 하여 직렬로 연결되어 있으며, 일단과 타단이 상기 제 1 변압기 및 제 2변압기 사이의 접점에 각각 연결되어 있는 서로 대칭되는 2개의 다이오드; 및 일단은 상기 2개의 다이오드 사이의 접점에 연결되어 있고, 타단은 상기 접지에 연결되어 있는 제 3 커패시터를 더 포함한다.
상기 컨버터 스위칭 부는 상기 4개의 스위치가 풀 브리지(full bridge) 구조이고, 상기 제 1변압기는 풀 브리지 사이에 배치되고, 2차측에 두 개의 권선을 가진 구조이다. 상기 스위치는 MOSFET이고, 위상변이 방식을 이용하여 스위칭 동작을 수행하는 것을 특징으로 한다.
상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부는, 제 1인덕터, 제 2변압기 및 하나의 커패시터를 포함하고, 일단은 동일한 방향으로 설치된 두 개의 스위치 사이의 접점에 연결되고, 타단은 접지(ground)에 연결된다.
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본 발명에 의하면 영전압 스위칭 동작 범위가 넓어지고, 필터 인덕터(filter inductor)의 사이즈가 감소하며, 정류 다이오드의 전압 스트레스를 감소시킬 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 의하면 전력변환 효율이 높아지게 되어 배터리 충전 효율성도 높아지게 되는 효과가 있다.
도1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구성을 나타내는 구성도.
도2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 이론상의 동작 파형을 나타내는 도면.
도 3a 내지 도 3d는 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구동 모드를 나타내는 도면.
도 4은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구성을 나타내는 구성도.
도 5은 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기를 실제로 제작한 사진.
도 6a 내지 도 6d는 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 동작 결과를 나타내는 그래프.
이하, 본 발명의 바람직한 실시 예에 관하여 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다.
도1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구성을 나타내는 구성도이다.
도 1에서 도시한 바와 같이, 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기는 컨버터 스위칭 부, LLC 직렬 공진 컨버터 부, 에너지 회복 부를 포함한다.
상기 컨버터 스위칭 부는, 입력 전압을 스위칭 하는 4개의 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4) 및 상기 4개의 스위치 사이에 연결된 제 1변압기(T1)을 포함한다. 상기 4개의 스위치는 풀 브리지(full bridge) 구조를 이루고 있으며, 상기 제 1변압기는 풀 브리지 사이에 배치되며, 상기 변압기의 2차 측은 두 개의 권선 구조를 이루고 있다. 상기 컨버터 스위칭 부는 위상변이 방식을 이용하여 스위칭 동작을 수행한다. 상기 스위치로 MOSFET을 이용할 수 있다. 왜냐하면 MOSFET을 사용하는 경우에는, 영전압 및 영전류 스위칭이 모두 가능하기 때문이다. 다만, 이는 예시에 불과하며 이에 한정되지 않는다고 할 것이다.
상기 LLC 직렬 공진 컨버터(LLC series resonant converter) 부는, 상기 컨버터 스위칭 부에 연결되어 상기 입력 전압을 변환시킨다. 상기 LLC 직렬 공진 컨버터는 제 2변압기(T2), 제 1인덕터(LR) 및 하나의 커패시터(CR2)를 포함한다. 도 1에서 도시한 바와 같이, 일단은 동일한 방향으로 설치된 두 개의 스위치(Q3, Q4) 사이의 접점에 연결되고, 타단은 접지(ground)에 연결된다.
상기 에너지 회복 부는 상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부에서 변환된 전압을 정류하여 출력한다. 상기 에너지 회복 부는 2개의 다이오드(Da1, Da2) 및 1개의 커패시터(Co2)를 포함할 수 있다.
2개의 다이오드(Da1, Da2)는, 다이오드의 ‘정방향’이 서로 마주보도록 하여 직렬로 연결되어 있으며, 일단과 타단이 상기 제 1 변압기(T1) 및 제 2변압기(T2) 사이의 접점에 각각 연결되고, 서로 대칭되도록 설치된다.
1개의 커패시터(Co2)는, 일단은 상기 2개의 다이오드(Da1, Da2) 사이의 접점에 연결되어 있고, 타단은 상기 접지에 연결되어 있다.
종래 위상변이 풀브리지 컨버터의 래깅 레그 스위치들은 출력 부하가 감소하게 되면 매우 쉽게 영전압 스위칭 동작에 실패하는 반면에, 본 발명에 따른 전력변환기의 스위치는 출력 부하의 조건에 상관없이 영전압 스위칭 동작이 가능하다. 컨버터 스위칭 부의 주 전류는 공진 커패시터 CR1의 전압 리플에 의해 0[A]으로 리셋되기 때문에 프리휠링(freewheeling) 위상구간 동안에 존재했던 종래의 위상변이 풀브리지 컨버터의 순환전류는 최소화 된다.
본 발명에 따른 전력변환기의 풀 브리지 컨버터 부분의 권선비 n1은 종래의 위상변이 풀 브리지 컨버터에 비해 더 낮은 값으로 설계될 수 있다. 왜냐하면 상기 본 발명에 따른 전력변환기의 위상변이 풀 브리지 컨버터 부분 즉, 컨버터 스위칭 부가 전력 전달을 진행하는 과정에서 LLC 직렬 공진 컨버터의 도움을 받기 때문이다. 상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부는 컨버터 스위칭 부의 리딩 레그 스위치에서의 도통 손실을 감소하는데 공헌하고, 에너지 회복 부에서 낮은 포워드 전압 하강 특성과 뛰어난 역회복 특성을 갖는 쇼트키 다이오드의 적용을 가능하게 한다. 정류 다이오드 D1, D2는 상기 처리과정에서 영전류 스위칭 동작과 함께 턴 오프(turn off) 된다. LLC 직렬 공진 컨버터 부의 공진 때문에 다른 출력 다이오드 Da1, Da2도 영전류 스위칭 동작과 함께 턴 오프 된다.
이하에서는 도 2 및 도 3을 참조하여 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 동작 원리를 설명하고자 한다.
도2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 이론상의 동작 파형을 나타내는 도면이다.
도 2에서 도시한 바와 같이, 본 발명의 일 실시 예에 따른 전력변환기는 종래의 위상변이 풀 브리지 전력변환기와 마찬가지로 스위치 활성을 위한 구동 신호(driving signal)가 동일하다. 리딩 구동신호(leading driving signal)와 레깅 구동신호(lagging driving signal) 사이의 위상변이 방식으로 출력이 제어된다.
도 3a 내지 도 3d는 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구동 모드를 나타내는 도면이다.
본 발명에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기는 스위칭 구간에서 14개의 구동 모드(operating mode)가 있는데, 모드 1에서 모드 7 (t0 ~ t7), 모드 7에서 모드 14(t7 ~ t14)과 같이 두 개의 하프 사이클(half cycle)로 나눌 수 있다. 두 개의 하프 사이클은 대칭되므로, 도 3a 내지 도 3d에서 도시한 바와 같이, 이하에서는 모드 1에서 모드 7 구간의 1개 하프 사이클만을 설명하고자 한다.
모드 1: 모드 1은 스위치 Q1과 스위치 Q3이 턴 온(turn on) 상태일 때 시작한다. 배터리 충전 전류
Figure 112015057678913-pat00001
가 다이오드 D1과 두 개의 변압기 T1 및 T2를 통해 흐른다. 커패시터 Co2는, 다이오드 Da1을 통해 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 LR과 CR의 공진에 의해 발생한 공진 전류로 충전된다. 상기 모드 1 동안, 공진 커패시터 CR1은 1차 측에 반영된 부하전류 또는
Figure 112015057678913-pat00002
에 의해 선형적으로(linearly) 충전되고, 아래의 수학식 1로 나타낼 수 있다.
Figure 112015057678913-pat00003
정류기 출력 전압 Vret(t)는 제 1변압기 T1과 제 2변압기 T2의 2차측 권선에 나타난 전압들의 합이고, 아래와 같이 표현된다.
Figure 112015057678913-pat00004
컨버터 스위칭 부와 LLC 직렬공진 컨버터 부가 출력 단자에서 요구되는 전력을 함게 전달한다는 것을 상기 수학식 2로부터 알 수 있다. 상기 모드 1은 스위치 Q1이 턴 오프 되면 종료한다.
모드 2: 모드 2는 스위치 Q1이 턴 오프 되면 시작한다. 상기 배터리 충전 전류 IBattery가 여전히 D1을 통해 흐르고 있기 때문에, 상기 출력 인덕터 Lo에 저장된 에너지에 의하여 상기 Q1 및 Q2는 선형적으로 충전되거나 방전된다. 하기의 수학식 3에 따라서 위와 같은 동작이 실시된다.
Figure 112015057678913-pat00005
Figure 112015057678913-pat00006
및 Vrec(t)은 선형적으로 감소하고, 상기 Vp1(t) 또한 선형적으로 0[V]으로 감소한다. 상기 Vrec(t)에 대한 표현은 상기 수학식 2와 같다. 상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 공진 전류는 계속해서 Co1를 충전시킨다. 상기 모드 2 구간 끝에는, 주 전압 Vp1(t)은 0[V]에 도달하고, 상기 스위치 Q2는 영전압 스위칭과 함께 턴 온이 된다.
모드 3: 모드 3은 스위치 Q2가 영전압 스위칭과 함께 턴 온이 되면 시작한다. 그러면 Vp1(t)는 0[V]이고, ip1(t)은 하기의 수학식 4에서처럼 CR1의 전압 리플과 함께 0[A]으로 리셋되며, 출력 다이오드 D1과 Da3 사이에서 커뮤테이션(commutation)이 일어난다.
Figure 112015057678913-pat00007
상기 Vrec(t)은 LLC 직렬 공진 컨버터 부 출력 Vo1이 된다. 이는 컨버터 스위칭 부에 의한 파워링(powering)은 멈추고, 오직 상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부만이 상기 출력 단자에서 요구되는 전력을 전달한다는 것을 의미한다.
상기 모드 3에서, 컨버터 스위칭 부에 존재하던 순환 전류는 최소화 된다. 그리고 상기 출력 다이오드 D1은 영전류 스위칭과 함께 턴 오프 된다. 결과적으로, 변압기의 1차 측에서 생산된 상기 도통 전력 손실(conduction power loss)은 줄어들고, 배터리가 충전되는 동안 정류 다이오드에서의 상기 스위칭 전력 손실은 제거될 수 있다. 상기 모드 3은 주 전류 ip1(t)가 0[A]에 이를 때 종료한다.
모드 4: 모드 4는 D1과 Da3 사이의 커뮤테이션이 완전하게 이루어졌을 때 시작한다. 그리고 상기 모드 4는 LLC 직렬 공진 컨버터 부에 의한 상기 전력 전달이 완전하게 이루어졌을 때 종료한다. 상기 모드 4에서 상기 출력 전력은, 모드 3에서처럼 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 출력으로부터 공급된다. 상기 모드 4가 끝날 때에는, 영전류 스위칭과 함께 다이오드 Da1은 턴 오프 된다.
모드 5: 모드 5는 LLC 직렬 공진 컨버터 부에 의한 전력 전달이 완전히 이루어졌을 때 시작한다. 그리고 스위치 Q3이 턴 오프 될 때 종료한다. 상기 출력 전력은 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 출력으로부터 공급된다. 상기 모드 5에서 주 전류 ip2(t)는 제 2변압기 T2의 자화전류(magnetizing current)가 된다.
모드 6: 모드 6은 스위치 Q3이 턴 오프 된 때 시작한다. 그리고 Vp1(t)가
Figure 112015057678913-pat00008
에 도달할 때 종료한다. 하기의 수학식 5에서처럼, 상기 모드 6 동안에 T2의 자화 인덕터 Lm2에 저장된 에너지에 의해 Q3 및 Q4는 충전되거나 방전된다.
Figure 112015057678913-pat00009
상기 모드 6이 끝날 때에는, 스위치 Q4는 영전압 스위칭과 함께 턴 온 된다.
모드 7: 모드 7은 상기 스위치 Q4가 영전압 스위칭과 함께 턴 온 될 때 시작한다. Vp1(t)는 (-) 입력 전압이기 때문에 ip1(t)는 하기 수학식 6에서처럼 감소한다. 그리고 출력 다이오드 D2와 Da3 사이에서 커뮤테이션이 발생한다. LR과 CR2 사이의 공진은 LLC 직렬 공진 컨버터 부에서 진행되고, 공진에 의한 상기 공진 전류는 Da2를 통해 Co1를 충전하게 된다.
Figure 112015057678913-pat00010
상기 정류기 출력 전압 Vrec(t)는 상기 수학식 2와 동일하다. 그리고 컨버터 스위칭 부와 LLC 직렬 공진 컨버터 부는 출력단자에서 요구되는 전력을 전달하기 시작한다. 상기 모드 7은 D2 및 Da3 사이의 커뮤테이션이 완전히 이루어졌을 때 종료한다.
이상과 같이 모드 1부터 모드 7, 모드 8부터 모드 14까지 두 개의 하프 사이클은 서로 대칭되므로, 모드 1에서 모드 7구간까지의 1개 하프 사이클에 대한 동작이 모드 8부터 모드 14 구간에서도 그대로 유지된다고 할 것이다.
이하에서는 도 4을 참조하여 본 발명의 다른 실시 예에 따른 근거리저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구성을 살펴보고자 한다.
도 4은 본 발명의 다른 실시 예에 따른 근거리저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구성을 나타내는 구성도이다.
고전력 배터리 충전기 어플리케이션을 위하여 본 발명에 따른 전력변환기의 다른 토폴로지(topology)가 존재할 수 있다. 상기한 것처럼, 고전력 배터리 충전을 위한 DC-DC 컨버터의 출력은 250V 내지 450V dc와 같이 높은 전압이 된다. 따라서, 기본적으로 풀 브리지 형 정류기들이 변압기의 2차 측에 개시된다.
도 4에서의 다른 실시 예에 따른 근거리저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구동 원리는 도 1에서의 일 실시 예에 따른 근거리저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구동원리와 유사하다. 그리하여 도 1에서의 전력변환기가 가지는 장점은 도 3에 도시된 상기 전력변환기에서도 유지된다고 할 것이다. 도 4의 전력변환기는 도 1의 전력변환기에서와 같이 CR1이 존재하지는 않지만, LLC 직렬 공진 컨버터 부의 출력 Vo1 때문에 프리휠링 위상(freewheeling phase) 구간 동안에 주 전류 ip1(t)는 0[A]으로 리셋된다. 그에 따라 순환 전류가 제거된다. 그리고 도 1의 전력변환기와 마찬가지로, 도 4에서의 전력변환기에서도 Vrec(t)로부터 전력이 전달된다.
이하에서는 도 5 내지 도6를 참조하여 본 발명의 다른 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 실제 구성 및 구동 결과를 살펴보고자 한다.
도 5은 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기를 실제로 제작한 사진을 나타낸다.
도 5에서 도시한 바와 같이, 본 발명의 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 효과를 입증하기 위하여 1kW 프로토타입(prototype) 회로가 하기의 표1에서 제시된 소자들을 통해 제작되고, 실제 구동 테스트를 거쳤다.

소자(components)

특성

주 스위치(Q1-Q4)
SSP24N60C3 (650V)

정류 다이오드(D1, D2)
B40250TG (Schottky diode)

정류 다이오드(Da1, Da2, Da3)
B20H150G (Schottky diode)

변압기 (T1)
 Core-EER4950, Turns-ratio(n1)-0.135
Lm-1.0mH, Llk -9.6uH

변압기 (T2)
 Core-PQ3535, Turns-ratio(n2)-0.1
Lm-217uH, Llk -7.3uH

공진 인덕터(LR)
12.65uH

공진 커패시터(CR1)
0.1uF/50V

공진 커패시터(CR2)
0.1uF/630V

출력 인덕터(Lo)
50uH(MPP core)

출력 커패시터(Co)
100uF/100V

출력 커패시터(Co2)
47uF/50V

제어기
TMS320F28069
이때, 입력 전압
Figure 112015057678913-pat00011
= 400V, 출력 전압 Vo = 36V 내지 72V, CC모드시 충전 전류
Figure 112015057678913-pat00012
=14A, 스위칭 주파수 fs = 100kHz로 설정될 수 있다. 다만, 이는 예시에 불과할 뿐 본 발명은 상기와 같은 조건으로 한정되지는 않을 것이다.
본 발명의 테스트에 있어서, LLC 직렬 공진 컨버터 부는 최적의 공진 주파수로 설계된다. 영(zero)부터 전 부하(full load)까지, 래깅 레그에서 영전압 스위칭 턴온(zero voltage switching turn-on)을 보장하고, 다이오드 Da1 및 Da2의 영전류 스위칭 턴오프(zero current switching turn-off)를 보장하기 위하여, 그리고 공진탱크(resonant tank)에서 생산된 순환 전류를 최소화하기 위하여 상기 공진 주파수는 스위칭 주파수와 동일한 값을 가지도록 설계한다.
하프 브리지 LLC 직렬공진 컨버터의 전력 전달 용량은 일반적으로 풀 브리지 컨버터의 전력 전달 용량 보다 작다는 것을 고려할 때, 상기 하프 브리지 컨버터는 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 출력을 가령 20V과 같이 설정하여 전체 전력의 약 28% 정도만을 처리(process)할 수 있도록 설계되었다.
CC-CV 충전 알고리즘(Constant Current - Constant Voltage Charging algorithm) 에 기반한 배터리 충전 제어기의 실시에 있어서, 두 제어 루프(control loops)가 이용되었다: ① 내부 전류 제어 루프(inner current control loop) 및 ② 외부 전압 제어 루프(outer voltage control loop).
그리고 두 개의 PI-형 제어기가 배터리 전압과 충전 전류를 제어하는데 이용되었다. 모든 제어 방식은 TMS320F28069를 이용하여 디지털식으로 실시되었다.
배터리 충전 전류를 감지하기 위하여 LEM의 전류 변환기(current transducer) LA 100-P가 이용되었다.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 근거리저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 동작 결과를 나타내는 그래프이다. 도 6a에서는 본 발명의 전력변환기의 ip1(t), ip2(t), Vp1(t) 및 Vrec(t)의 구동 파형을 도시하고 있다.
배터리는 36V부터 72V까지 14A의 일정한 전류로 충전된다. 도 6a의 측정된 구동 파형은 도 2에서의 이론상의 구동 파형과 동일하다. 더 나아가, 본 발명에 따른 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기에서는 배터리를 충전하는 동안에 변압기 1차 측의 순환전류가 크게 줄어든다. 도 6a에서는 또한, 정류기의 출력 전압 Vrec의 계단식 전압 파형이 나타나 있다. 이를 통해 컨버터 스위칭 부로부터 에너지 회복 부로 출력 전압이 계속적으로 전달되고 있음을 확인할 수 있다. 그리고 출력 필터 인덕터의 사이즈는 종래 위상변이 풀 브리지 컨버터에 비해 작아졌음을 확인할 수 있다.
도 6b 및 도 6c에서는 배터리를 충전하는 동안의 래깅 레그 스위치의 영전압 스위칭 파형을 나타낸다. 도 6b 및 도 6c에서 도시한 바와 같이, LLC 공진 컨버터와의 조합 때문에 무부하 조건에서 전 부하조건까지 상기 래깅 레그 스위치는 영전압 스위칭과 함께 성공적으로 턴 온 된다.
도 6d에서는 전력 분석기(PPA2520, N4L)에 의해 측정된 배터리 재충전 효율을 나타낸다. 도 6d에서 도시한 바와 같이, 본 발명에 따른 전력변환기는 줄어든 순환전류, 넓어진 영전압 스위칭 범위, 모든 정류 다이오드의 영전류 스위칭 동작, 낮아진 권선비, 쇼트키 다이오드의 사용 및 완충 회로(snubber circuit)에서의 줄어든 전력 손실 덕분에 종래의 위상변이 풀 브리지 컨버터 보다 더 좋은 성능을 나타낸다.
본 발명에 따른 상기 전력변환기는 전부하(full load) 조건에서 최고 95.64%의 효율성을 보인다.
본 명세서에 기재된 본 발명의 실시 예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 실시 예에 관한 것이고, 발명의 기술적 사상을 모두 포괄하는 것은 아니므로, 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다. 따라서 본 발명은 상술한 실시 예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 그와 같은 변경은 청구범위 기재의 권리범위 내에 있게 된다.

Claims (6)

  1. 풀 브리지 구조로 되어 입력 전압을 스위칭하는 4개의 스위치 및 상기 풀 브리지 구조 사이에 배치된 제 1변압기를 가진 컨버터 스위칭 부;
    상기 컨버터 스위칭 부에 연결되어 상기 컨버터 스위칭 부로 입력되는 전압을 변환시키는 LLC 직렬 공진 컨버터 부;
    상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부에서 변환된 전압을 정류하여 출력하는 에너지 회복 부;를 포함하며,
    상기 에너지 회복 부는,
    정방향이 서로 마주보도록 하여 직렬로 연결되어 있으며, 일단과 타단이 상기 제 1 변압기 및 제 2변압기 사이의 접점에 각각 연결되어 있는 서로 대칭되는 2개의 다이오드; 및
    일단은 상기 2개의 다이오드 사이의 접점에 연결되어 있고, 타단은 접지에 연결되어 있는 제 3 커패시터를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 제 1변압기의 2차측은 두 개의 권선을 포함하는 구조인 것을 특징으로 하는 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기.
  3. 제 2항에 있어서,
    상기 컨버터 스위칭 부는 위상변이 방식을 이용하여 스위칭 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기.
  4. 제 3항에 있어서,
    상기 스위치는 MOSFET인 것을 특징으로 하는 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부는,
    제 2변압기, 제 1인덕터 및 제 2 커패시터를 포함하고,
    일단은 동일한 방향으로 설치된 두 개의 스위치 사이의 접점에 연결되고, 타단은 접지(ground)에 연결되는 것을 특징으로 하는 근거리 저속 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기.
  6. 삭제
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