KR101818298B1 - 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기 - Google Patents

전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 전기자동차(Electric Vehicle, EV)의 배터리 충전을 위한 전력변환기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 기존의 위상변이 풀 브리지 컨버터(Phase shift Full bridge Converter)에 LLC 직렬 공진 컨버터(LLC Series Resonant Converter)를 통합한 전기자동차 배터리 충전을 위한 전력변환기에 관한 것이다.
본 발명에 의하면 영전압 스위칭 동작 범위가 넓어지고, 필터 인덕터(filter inductor)의 사이즈가 감소하며, 정류 다이오드의 전압 스트레스를 감소시킬 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 의하면 전력변환 효율이 높아지게 되어 배터리 충전 효율성도 높아지게 되는 효과가 있다.

Description

전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기{Power Converter for Charging Battery of Electric Vehicle}
본 발명은 전기자동차(Electric Vehicle, EV)의 배터리 충전을 위한 전력변환기에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 기존의 위상변이 풀 브리지 컨버터(Phase shift Full bridge Converter)에 LLC 직렬 공진 컨버터(LLC Series Resonant Converter)를 통합한 EV 배터리 충전을 위한 전력변환기에 관한 것이다.
전기자동차의 세계시장 규모는 2010년 1만 6천 대 규모였지만, 2015년에는 100만 대 규모를 넘길 것으로 예측되었다. 고갈되고 있는 화석연료의 대체재로서 친환경 자동차 개발이 큰 이슈가 되고 있다.
전기를 추진 동력으로 이용하는 자동차들은 필수적으로 배터리를 사용하고 있으며, 상기 배터리를 충전하기 위한 배터리 충전기는 이러한 전기자동차 어플리케이션에 있어서 필수적인 장치임에 틀림다.
전기자동차(EV) 어플리케이션의 온 보드 배터리 충전기(on-board battery charger)는 고조파 규제(harmonic regulation)를 위한 역률보상회로(power factor corrector)와 배터리 충전을 위한 절연 DC-DC 컨버터로 구성되는데, 상기 배터리 충전기는 역률보상회로의 출력으로부터 전기자동차의 배터리를 직접 충전한다.
전기자동차의 배터리 충전을 위한 다양한 알고리즘 중에서는 CC-CV 알고리즘(constant current - constant voltage algorithm)이 가장 효과적이고 강력하여 충전기 어플리케이션에 폭넓게 적용된다. 상기 CC-CV 알고리즘에서 온 보드 배터리 충전기의 DC-DC 컨버터 출력 전압은 CC 충전 구간에서 크고 넓게 변화하고, CV 충전 구간에서 출력 부하는 전부하(full load)에서 거의 무부하에 가깝게 감소한다. 상기한 동작 특성은 전력변환 효율에 있어서 최적의 DC-DC 컨버터 설계를 어렵게 만드는 문제점이 있다.
예를 들어 종래 위상변이 풀 브리지 컨버터는 고유한 결함인 래깅-레그 스위치(lagging-leg switch)들의 좁은 영전압 스위칭(zero voltage switching) 범위, 변압기(transformer) 1차 측의 큰 순환 전류(circulating current) 및 정류 다이오드(rectifying diode)에서의 매우 높은 전압 스트레스 때문에 CC-CV 충전 알고리즘에서 높은 전력 변환 효율을 달성할 수 없었다. 직렬 공진 컨버터와 같은 공진형 컨버터도, 전기자동차 배터리의 충전에 있어서 스위칭 주파수의 매우 광범위한 변화로 인하여 유사한 문제점을 가지고 있었다.
한국공개특허 제10-2009-0098473호 (2009. 9. 17. 공개)
본 발명은 상기한 종래 기술의 문제점을 극복하기 위한 것으로, 전기자동차 배터리 충전의 효율성을 높이기 위하여 기존의 위상변이 풀 브리지 컨버터에 LLC 직렬 공진 컨버터를 통합한 전기자동차 배터리 충전을 위한 전력변환기를 제공하는데 목적이 있다.
상기한 목적을 달성하기 위하여 본 발명에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기는, 입력 전압을 스위칭하는 4개의 스위치 및 상기 4개의 스위치 사이에 연결된 제 1변압기를 가진 컨버터 스위칭 부; 상기 컨버터 스위칭 부에 연결되어 상기 입력전압을 변환시키는 LLC 직렬 공진 컨버터 부; 및 상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부에서 변환된 전압을 정류하여 출력하는 에너지 회복 부;를 포함하고, 상기 컨버터 스위칭 부는, 상기 4개의 스위치가 풀 브리지(full bridge) 구조이며, 상기 제 1변압기는 상기 풀 브리지 구조 사이에 배치되고, 상기 제 1 변압기의 2차측에 한 개의 권선을 가진 구조인 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 컨버터 스위칭 부는 위상변이 방식을 이용하여 스위칭 동작을 수행하고, 상기 스위치는 MOSFET인 것을 특징으로 한다.
상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부는, 상기 제 2변압기, 제 1인덕터 및 하나의 커패시터를 포함하고, 일단은 동일한 방향으로 설치된 두 개의 스위치 사이의 접점에 연결되고, 타단은 접지(ground)에 연결되는 것을 특징으로 한다.
상기 에너지 회복 부는, 동일한 방향으로 직렬 연결된 2개의 다이오드; 직렬 연결된 2개의 커패시터; 및 일단은 상기 2개의 다이오드 사이의 접점에, 타단은 상기 2개의 커패시터 사이의 접점에 연결된 상기 제 2 변압기;를 포함하고, 상기 2개의 다이오드와 상기 2개의 커패시터는 병렬로 연결된 것을 특징으로 한다.
본 발명에 의하면 영전압 스위칭 동작 범위가 넓어지고, 필터 인덕터(filter inductor)의 사이즈가 감소하며, 순환 전류가 줄어들고, 정류 다이오드의 전압 스트레스를 감소시킬 수 있는 효과가 있다.
또한, 본 발명에 의하면 전력변환 효율이 높아지게 되어 배터리 충전 효율성도 높아지게 되는 효과가 있다.
도 1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구성을 나타내는 구성도.
도 2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 이론상의 동작 파형을 나타내는 도면.
도 3a 내지 도 3e는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구동 모드를 나타내는 도면.
도 4a 내지 도 4d는 본 발명의 일 실시 예에 따라 실제 제작된 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 동작 결과를 나타내는 도면.
이하, 이하, 본 발명의 바람직한 실시 예에 관하여 첨부된 도면을 참조하여 상세히 설명하기로 한다.
도1은 본 발명의 일 실시 예에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구성을 나타내는 구성도이다.
도 1에서 도시한 바와 같이, 본 발명의 일 실시 예에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기는 컨버터 스위칭 부, LLC 직렬 공진 컨버터 부, 에너지 회복 부를 포함한다.
상기 컨버터 스위칭 부는, 입력 전압을 스위칭 하는 4개의 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4) 및 상기 4개의 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4) 사이에 연결된 제 1변압기(T1)을 포함한다. 상기 4개의 스위치(Q1, Q2, Q3, Q4)는 풀 브리지(full bridge) 구조를 이루고 있으며, 상기 제 1변압기는 상기 풀 브리지 구조 사이에 배치되며 상기 제 1변압기의 2차 측은 한 개의 권선 구조를 이루고 있다. 상기 컨버터 스위칭 부는 위상변이 방식을 이용하여 스위칭 동작을 수행한다. 상기 스위치로 MOSFET을 이용할 수 있다. 왜냐하면 MOSFET을 사용하는 경우에는, 영전압 및 영전류 스위칭이 모두 가능하기 때문이다. 다만, 이는 예시에 불과하며 스위치의 사용이 이에 제한되지는 않는다고 할 것이다.
상기 LLC 직렬 공진 컨버터(LLC series resonant converter) 부는, 상기 컨버터 스위칭 부에 연결되어 상기 입력 전압을 변환시킨다. 상기 LLC 직렬 공진 컨버터는 제 2변압기(T2), 제 1인덕터(Lr) 및 하나의 커패시터(Cr)를 포함한다. 도 1에서 도시한 바와 같이, 일단은 동일한 방향으로 설치된 두 개의 스위치(Q3, Q4) 사이의 접점에 연결되고, 타단은 접지(ground)에 연결된다.
상기 에너지 회복 부는 상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부에서 변환된 전압을 정류하여 출력한다. 상기 에너지 회복 부는 2개의 다이오드(D5, D6), 2개의 커패시터(Cf1, Cf2) 및 제 2변압기(T2)를 포함할 수 있다.
2개의 다이오드(D5, D6)는 동일한 방향으로 직렬 연결 되어 있으며, 2개의 커패시터(Cf1, Cf2)는 직렬 연결되어 있고, 상기 2개의 다이오드(D5, D6)와 상기 2개의 커패시터(Cf1, Cf2)는 병렬로 연결되어 있다. 이 때 제 2변압기(T2)는, 일단은 상기 2개의 다이오드(D5, D6) 사이의 접점에, 타단은 상기 2개의 커패시터(Cf1, Cf2) 사이의 접점에 연결된다.
상기 컨버터 스위칭 부와 상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 통합 때문에 래깅-레그 스위치(lagging-leg switch)는 영전압 스위칭에 매우 쉽게 도달하게 되고, 상기 영전압 스위칭은 출력 부하 조건으로부터 독립적이게 된다. 에너지 회복 부 때문에 컨버터 스위칭 부의 모든 정류 다이오드들은 영전류 스위칭(zero current switching)과 함께 턴 오프(turn off) 된다. 그리고 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 정류 다이오드들은 영전류 스위칭 동작 아래에 있게 된다. 더 나아가, 상기 컨버터 스위칭 부의 주 전류는 프리휠링(freewheeling) 위상구간 동안 0[A]으로 리셋되기 때문에 종래 위상변이 풀 브리지 컨버터에서 존재하던 순환전류는 최소화 된다.
에너지 회복 부를 가진 풀 브리지 컨버터의 2차 측 정류 회로는 LLC 직렬 공진 컨버터의 2차 측 정류 회로와 직렬로 놓여진다. 상기한 구성에 의하여 모든 정류 다이오드의 전압 스트레스는 전기자동차 3.3kW 온-보드 배터리 충전기 어플리케이션에서 300V 아래로 제한될 수 있고, 2개의 변압기의 이용률은 종래의 하이브리드 컨버터에 비해 향상된다.
이하 도 2 및 도 3을 참조하여 본 발명의 일 실시 예에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 동작 원리를 설명하고자 한다.
도2는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 이론상의 동작 파형을 나타내는 도면이다.
도 2에서 도시한 바와 같이, 본 발명의 일 실시 예에 따른 전력변환기는 종래의 위상변이 풀 브리지 전력변환기와 마찬가지로 스위치 활성을 위한 구동 신호(driving signal)가 동일하다. 그리고 상기 종래의 위상변이 풀 브리지 전력변환기와 같이 위상변이 방식으로 출력이 제어된다.
도 3a 내지 도 3e는 본 발명의 일 실시 예에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 구동 모드를 나타내는 도면이다.
본 발명에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기는 스위칭 구간에서 20개의 구동 모드(operating mode)가 있는데, 모드 1에서 모드 10 (t0 ~ t10), 모드 11에서 모드 20(t10~t20)과 같이 두 개의 하프 사이클(half cycle)로 나눌 수 있다. 두 개의 하프 사이클은 대칭되므로, 도 3a 내지 도 3e에서 도시한 바와 같이, 이하에서는 모드 1에서 모드 10 구간의 1개 하프 사이클만을 설명하고자 한다.
모드 1: 모드 1은 스위치 Q1과 스위치 Q3이 턴 온(turn on) 상태일 때 시작한다. 모드 1에서, Vp1(t)이 (+) 입력 전압을 가지기 때문에, 배터리 충전 전류는 다이오드 D1, D3, 커패시터 Cf1, Cf2, 클램프 커패시터 Cc, 보조 다이오드 Da2, 출력 인덕터 Lo 및 제 1변압기 T1을 통해 흐르게 된다. 상기 전력 경로(power path)로부터 컨버터 스위칭 부와 LLC 직렬 공진 컨버터 부가 출력 단자에서 요구되는 전력을 함께 전달함을 알 수 있다.
동 시간대에 상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 공진 전류는 다이오드 D5를 통하여 상기 커패시터 Cf1를 충전한다. 정류기 출력 전압 Vrec(t)은 Cc에 인가된 전압과 출력 전압 Vo 의 합이 된다.
만약 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 출력 전압이
Figure 112015057647582-pat00001
이라면, 제 1변압기 T1의 주 전압은 하기의 수학식 1을 통해 얻을 수 있다.
Figure 112015057647582-pat00002
그리고 컨버터 스위칭 부에서 주 전류 ip1(t)는 하기의 수학식 2로 나타낼 수 있다.
Figure 112015057647582-pat00003
상기 모드 1은 상기 스위치 Q1이 턴 오프(turn off)될 때 종료한다.
모드 2: 모드 2는 상기 스위치 Q1이 t1에서 턴 오프 될 때 시작한다. 배터리 충전 전류가 여전히 D1와 D3를 통해 흐르고, 주 전류는 최대값을 가지기 때문에, 하기의 수학식 3에 따라서 Q1 또는 Q2은 매우 쉽게 충전되거나 혹은 방전된다.
Figure 112015057647582-pat00004
Vp1(t)는 선형적으로 빨리 VQ2(t)처럼 0[V]으로 감소한다. 그리고 Vrec(t)는 모드 1에서의 값과 동일한 값을 유지한다. 상기 LLC 직렬공진 컨버터 부의 공진 전류는 Cf1을 계속적으로 충전한다. 상기 모드 2 구간은 매우 좁아서 상기 모드 2의 시간 간격(time interval)은 본 발명에 따른 전력변환기의 원리를 설명함에 있어서 생략하여도 무관하다.
모드 3: 모드 3은 Vp1(t)가 0[V]에 도달할 때 시작한다. 상기 모드 3 동안에는 Q2 사이에 인가된 전압은 0(zero)이다. 따라서 상기 스위치 Q2는 영전압 스위칭과 함께 턴 온 된다.
Figure 112015057647582-pat00005
는 모드 1 또는 모드 2에서와 같이 동일한 값을 가진다. 그리고
Figure 112015057647582-pat00006
는 역으로 T1의 주 누설 인덕터(leakage inductor)
Figure 112015057647582-pat00007
에 인가된다. 그러면 주 전류 ip1(t)는 하기의 수학식 4의 기울기를 가지고 선형적으로 줄어들기 시작한다.
Figure 112015057647582-pat00008
다이오드 Da2 와 다이오드 D1의 전류 또한 하기의 수학식 5의 기울기를 가지고 선형적으로 줄어든다.
Figure 112015057647582-pat00009
상기 모드 3은 영전류 스위칭과 함께 다이오드 Da2가 턴 오프 될 때 종료한다.
모드 4: 모드 4는 다이오드 Da2가 턴 오프 되고, 다이오드 Da1가 도통(conduct)될 때 시작한다. Cc의 전압이
Figure 112015057647582-pat00010
에 인가된다. 그리고 ip1(t)가 하기의 수학식 6의 기울기에 따라서 선형적으로 감소하기 시작한다. 그 결과, 다이오드 D1, D3 와 다이오드 Da1 사이에서 커뮤테이션(commutation)이 일어난다. 그리고 Vrec(t)는 Cc 사이의 전압과 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 출력전압의 합이 된다. 이는 하기의 수학식 6에서와 같다.
Figure 112015057647582-pat00011
상기 모드 4의 끝에서, 상기 다이오드 D1과 D3는 영전류 스위칭 아래 턴 오프 된다.
모드 5: 모드 5는 다이오드 D1과 D3가 턴 오프 되고 배터리 충전 전류가 오직 다이오드 Da1을 통해 흐를 때 시작한다. 그러면 ip1(t)는 0[A]이 되고, 컨버터 스위칭 부는 배터리 충전을 위한 파워링(powering) 동작을 멈춘다. 이는 배터리 충전 전력이 오직 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 출력으로부터 공급되는 것을 의미한다. 상기 모드 5는 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 공진 전류가 D5를 통한 Cf1의 충전을 멈춘 때 종료한다. 동 시간에 다이오드 D5는 영전류 스위칭으로 턴 오프 된다.
위상변이 방식으로 조절된 컨버터 스위칭 부에서 프리휠링 위상은 Vp1(t)이 0[V]일 때 나타난다. 상기 프리휠링 위상구간 동안에 흔히 순환전류라고 불리는, 논-파워링(non-powering) 전류가 컨버터 스위칭 부의 제 1변압기 T1의 1차 측에서 항상 흐른다. 상기 순환전류는 배터리 충전기 어플리케이션을 위한 종래의 위상변이 풀 브리지 컨버터의 명백한 결함의 이유로 지적되었다. 왜냐하면 상기 순환전류는 배터리 충전기와 같은 광범위 출력 전압 어플리케이션(wide-output-voltage applications)에는 항상 존재하였고, 상기 순환전류 때문에 도통 전력 손실(conduction power loss)이 증가하였기 때문이다. 특히, 상기 순환전류에 의해 야기된 상기 도통 전력 손실은 배터리 전압이 최소값이 되었을 때 최대가 된다. 왜냐하면 그 상황에서 상기 프리휠링 위상 구간은 매우 길기 때문이다.
반면에, 본 발명에서는 Vp1(t)가 0[V]이 되었을 때, 주 전류 ip1(t)는, 모드 3과 4에서 설명했듯이 0[A]으로 리셋(reset)된다. 그리고 그 어떤 전류도 1차 측으로 흐르지 않는다. 이는 종래 위상변이 풀 브리지에서 존재하던 순환전류가 제거된다는 것을 의미한다. 그 결과, 변압기의 1차 측에서 상기 도통 전력 손실은 전체 배터리 충전 과정 동안 크게 줄어들 수 있다.
모드 6: 모드 6은 다이오드 D5가 턴 오프 될 때 시작한다. 배터리 충전 전력은 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 출력으로부터 공급 받는다. 주 전류 ip2(t)는 제 2변압기 T2의 자화전류(magnetizing current)가 된다. 상기 모드 6의 끝에는, 스위치 Q3이 턴 오프 된다.
모드 7: 모드 7은 스위치 Q3이 턴 오프 될 때 시작한다. 동 시간에, Q3 또는 Q4은 T2의 자화 인덕터
Figure 112015057647582-pat00012
에 저장된 에너지에 의하여 하기 수학식 7에 따라서 충전되거나 방전된다.
Figure 112015057647582-pat00013
상기 Vp1(t)는 (-) 입력 전압으로 감소하기 시작한다. 상기 모드 7은 Vp1(t)가 T1의 권선비(turn-ratio)를 가진 Cc의 전압에 도달할 때 종료한다.
모드 8: 모드 8은 Vp1(t)가
Figure 112015057647582-pat00014
에 도달할 때 시작한다. 다이오드 D2와 D4는 도통하기 시작하고, 다이오드 D2와 D4 그리고 Da1 사이에서 커뮤테이션이 발생한다. Vrec(t)는 그 전의 값으로 유지되기 때문에, D2와 D4의 전류는 하기 수학식 8의 기울기로 증가하기 시작하고, Da1의 전류는
Figure 112015057647582-pat00015
에서부터 감소하기 시작한다.
Figure 112015057647582-pat00016
상기 수학식 8에 따라 상기 Vp1(t)는 계속해서 (-) 입력 전압을 향해 감소한다.
모드 9: 모드 9는 Vp1(t)가 (-) 입력 전압에 도달할 때 시작한다. 그러면 스위치 Q4 사이의 전압은 0[V]이 되고, Q4가 영전압 스위칭과 함께 턴 온이 된다. LLC 직렬 공진 컨버터 부의 1차 측에서 Lr 과 Cr 사이의 공진이 다시 일어나고 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 공진 전류는 다이오드 D6을 통하여 커패시터 Cf2를 충전하기 시작한다. 상기 모드 9에서, 다이오드 D2와 D4는 계속해서 Da1과 커뮤니테이션을 하기 때문에 Vrec(t)는 모드 8에서의 값과 동일한 값을 가진다. 상기 모드 9가 끝날 때, 다이오드 D2와 D4의 전류는
Figure 112015057647582-pat00017
에 도달하고, 다이오드 Da1은 영전류 스위칭 아래 턴 오프 된다.
모드 10: 모드 10은 다이오드 D2와 D4 및 Da1 사이에서 커뮤테이션이 완전히 이루어 졌을 때 시작한다. 동 시간에 다이오드 Da2는 도통하기 시작한다. 그 결과 컨버터 스위칭 부와 LLC 직렬 공진 컨버터 부 모두 배터리를 충전하기 시작하고, 이는 상기 모드 1에서 설명한 바와 같다. 상기 모드 10에서 Vrec(t)는
Figure 112015057647582-pat00018
와 Vo의 합이고, ip1(t)는 상기 수학식 2의 기울기를 가지고 감소한다. 상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부의 공진 전류는 Cf2를 계속해서 충전한다.
이후의 모드 11부터 모드 20 구간까지의 동작은 모드 1부터 모드 10까지의 하프 사이클과 대칭되므로, 모드 1에서 모드 10구간까지의 1개 하프 사이클에 대한 동작이 모드 11부터 모드 20 구간까지 그대로 유지된다고 할 것이다.
이하에서는 도 4a 내지 도 4d를 참조하여 본 발명의 다른 실시 예에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 실제 구성 및 구동 결과를 살펴보고자 한다.
본 발명에 따른 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기의 효과를 입증하기 위하여, 3.3kW 프로토타입(prototype) 회로가 하기의 표1에서 제시된 소자들을 통해 제작되고, CC-CV 알고리즘을 가지고 실제 구동 테스트를 거쳤다.
상기 프로토타입 회로는 입력전압 VIN = 400V, 출력전압 Vo = 250-420V, CC 모드에서 충전 전류 IBattery = 7.85A, 스위칭 주파수 fs = 100kHz으로 설정될 수 있다. 다만 이는 예시에 불과할 뿐 본 발명은 상기와 같은 조건으로 한정되지는 않을 것이다.

소자(components)

특성

주 스위치(Q1-Q4)
IPP60R074C6 (650V)

정류 다이오드(D1, D2, D3, D4)
LQA10T30 (300V)

정류 다이오드(D5, D6)
B40250TG (250V, Schottky diode)

다이오드 (Da1, Da2)
B40250TG (250V, Schottky diode)

변압기 (T1)
 Core-PQ5050, Turns-ratio(n1)-0.585
Lm-1.13mH, Llk - 5.4uH

변압기 (T2)
 Core-PQ3535, Turns-ratio(n2)-0.5
Lm-120uH, Llk -3.95uH

공진 인덕터(Lr)
17.75uH

공진 커패시터(Cr)
100nF/630V

클램프 커패시터(Cc)
1uF/250V

출력 인덕터(Lo)
250uH(MPP core)

출력 커패시터(Cf1, Cf2)
4.7uF/250V(Low ESR firm capacitor)

출력 커패시터(Co2)
450uF/500V

제어기
TMS320F28027
도 4a는 배터리는 250V부터 420V까지 7.85A의 일정한 전류로 충전되는 동안 본 발명에 따른 전력변환기의 핵심 구동 파형을 나타낸다. 도 4a에서 도시한 바와 같이, 측정된 모든 동작 파형은 도 3에서의 이론상의 동작 파형과 동일하다. 더 나아가, 배터리를 충전하는 과정에서 주 전압 Vp1(t)가 영이 될 때, 본 발명에 따른 상기 전력변환기는 변압기의 1차 측에서 감소된 순환전류를 갖는다. 또한, 정류기의 출력 전압 Vrec의 계단식 전압 파형을 통해 컨버터 스위칭 부로부터 에너지 회복 부로 출력 전압이 계속적으로 전달되고 있음을 확인할 수 있다. 그리고 출력 필터 인덕터의 사이즈는 종래 위상변이 풀 브리지 컨버터에 비해 작아졌음을 확인할 수 있다.
도 4b 및 도 4c에서는 배터리를 충전하는 동안의 래깅 레그 스위치의 영전압 스위칭 파형을 나타낸다. 도 4b 및 도 4c에서 도시한 바와 같이, LLC 공진 컨버터 부와의 조합 때문에 무부하 조건에서 전 부하조건까지 상기 래깅 레그 스위치는 영전압 스위칭과 함께 성공적으로 턴 온 된다.
도4d에서는 CC 모드 (7.85A) 및 CV 모드 (420V)에서 배터리 충전 과정 동안에 측정된 충전 효율을 나타낸다. 도4d에서 도시한 바와 같이, 본 발명에 따른 전력변환기는 줄어든 순환전류, 넓어진 영전압 스위칭 범위, 모든 정류 다이오드의 영전류 스위칭 동작, 낮아진 권선비 때문에 종래의 위상변이 풀 브리지 컨버터 보다 더 좋은 성능을 나타낸다.
본 발명에 따른 상기 전력변환기는 전부하(full load) 조건에서 최고 98.09%의 효율성을 보인다.
본 명세서에 기재된 본 발명의 실시 예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 실시 예에 관한 것이고, 발명의 기술적 사상을 모두 포괄하는 것은 아니므로, 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다. 따라서 본 발명은 상술한 실시 예에 한정되지 아니하며, 청구범위에서 청구하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형실시가 가능한 것은 물론이고, 그와 같은 변경은 청구범위 기재의 권리범위 내에 있게 된다.

Claims (5)

  1. 풀 브리지(full bridge) 구조로 연결되어 입력 전압을 스위칭하는 4개의 스위치 및 상기 풀 브리지 구조 사이에 배치된 제 1변압기를 포함하는 컨버터 스위칭 부;
    상기 컨버터 스위칭 부에 연결되어 상기 컨버터 스위칭 부로 입력되는 전압을 변환시키는 LLC 직렬 공진 컨버터 부; 및
    상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부에서 변환된 전압을 정류하여 출력하는 에너지 회복 부;를 포함하고,
    상기 제 1 변압기의 2차측은 하나의 권선을 가진 구조이며,
    상기 에너지 회복 부는,
    동일한 방향으로 직렬 연결된 2개의 다이오드;
    직렬 연결된 2개의 커패시터; 및
    일단은 상기 2개의 다이오드 사이의 접점에, 타단은 상기 2개의 커패시터 사이의 접점에 연결된 제 2 변압기;를 포함하고,
    상기 2개의 다이오드와 상기 2개의 커패시터는 병렬로 연결된 것을 특징으로 하는 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 컨버터 스위칭 부는 위상변이 방식을 이용하여 스위칭 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 스위치는 MOSFET인 것을 특징으로 하는 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 LLC 직렬 공진 컨버터 부는,
    상기 제 2변압기, 제 1인덕터 및 하나의 커패시터를 포함하고,
    일단은 동일한 방향으로 설치된 두 개의 스위치 사이의 접점에 연결되고, 타단은 접지(ground)에 연결되는 것을 특징으로 하는 전기자동차의 배터리 충전을 위한 전력변환기.
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