KR101652083B1 - 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법 및 장치 - Google Patents

지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 지그비 표준에 따른 샘플링 간격에 기인한 신호 도달 시간(ToA:Time of Arrival)의 오차를 크게 줄여 현실적인 위치 측위가 가능한 정밀도로 신호 도달 시간 추정치를 제공할 수 있도록 한 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법 및 장치에 관한 것으로, IEEE 802.15.4 지그비 시스템의 표준에 대한 호환성을 유지하면서도 샘플링 간격으로 추정된 ToA 지연 시간에 대해서 해당 샘플링 간격 내의 세부적 지연시간을 추정하여 전체 ToA에 대한 오차를 보정하도록 함으로써 하드웨어 복잡도 증가나 전력소모 증가가 요구되는 샘플링 주파수 증가 없이 실제 측위 정밀도를 크게 높일 수 있는 효과가 있다.

Description

지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법 및 장치{Time of arrival estimation method based on Zigbee and apparatus thereof}
본 발명은 지그비(Zigbee) 기반 신호 도달 시간 추정에 관한 것으로, 특히 지그비 표준에 따른 샘플링 간격에 기인한 신호 도달 시간(ToA:Time of Arrival)의 오차를 크게 줄여 현실적인 위치 측위가 가능한 정밀도로 신호 도달 시간 추정치를 제공할 수 있도록 한 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법 및 장치에 관한 것이다.
최근 무선 네트워크 기술의 급속한 발전에 의해 유비쿼터스 센서 네트워크(USN), 사물통신(M2M), 사물 인터넷(Internet of Things), 스마트 그리드와 같이 낮은 비용으로 고품질 응용서비스를 제공할 수 있는 시스템이 증가하고 있다. 특히, 언제 어디서나 인터넷을 통해 정보를 검색하고 이를 활용하여 새로운 정보를 제공하거나 응용하는 사물 인터넷(IoT; Internet of Things)에 대한 관심이 급증하고 있다. 이러한 사물 인터넷 서비스는 실제 존재하는 사물 및 사이버 환경에 존재하는 가상의 사물들이 인터넷을 통하여 연결되는 방법으로써, 물리 공간과 가상 공간의 사물들의 연동을 통해서 다양한 서비스를 제공할 수 있는 인프라 기술에 해당한다. 이러한 IoT 기술의 핵심 응용 중 하나는 위치 기반 시스템(LBS:Location Based System)을 이용한 위치 기반 서비스로서, 이러한 위치 기반 기술을 활용할 수 있는 다양한 인프라가 구축되면서 정밀한 위치 측정에 대한 요구가 급증하고 있는 실정이다.
실외에서는 성능이 뛰어난 GPS(Global Positioning System) 기반 위치 측위 기술이 주로 활용되며, 오차 감소를 위해 D-GPS 나 A-GPS 등의 정밀 측위가 가능한 방식이 이용되기도 한다. 반면, 실내 측위를 위해서는 다양한 측위 기술들이 병렬적으로 사용되고 있는 실정이다.
예를 들어, RF(Redio Frequency) 기반 측위, 관성 측정 기반 측위, 의사 위성 기반 측위, 센서 기반 측위, 자기 시스템 기반 측위, 광학 시스템 기반 측위 등의 다양한 방식들이 사용되고 있다.
하지만, 이러한 다양한 기술들 중에서 저복잡도 및 저전력 특성을 반영한 RF 기반 측위 기술이 널리 사용되며, 대표적으로 송신기로부터 송신된 전파가 수신기까지 도달하는 데 걸리는 시간을 이용하여 거리를 측정하는 ToA(Time of Arrival) 기반 측위 기술이나 전파의 수신 신호 세기(RSSI:Received signal strength indication)를 측정하는 측위 기술이 이용되고 있다.
이러한 ToA나 RSSI를 기반으로 위치를 측위하기 위한 기반 통신 방식으로, 지그비(Zigbee), 와이파이(Wi-Fi), 초광대역(UWB) 통신 방식 등이 이용되고 있다.
기본적으로 무선 센서 네트워크를 이용한 거리 측정의 정밀도는 주파수의 대역 폭에 대한 함수에 따르기 때문에 넓은 대역폭을 이용하는 것이 정밀도를 높이는 가장 기본적인 접근 방식이다. 따라서, 초광대역(UWB) 통신방식을 이용한 위치 측위 기술을 이용할 경우 cm단위의 정밀한 위치 측위가 가능하지만 초광대역 통신 방식의 경우 넓은 대역폭을 이용하기 때문에 시스템이 복잡하고 전력소모가 크며 다른 무선 네트워크 시스템과의 충돌 문제가 발생하므로 그 가용 범위를 제한하고 있어 현실적으로 적용이 용이하지 않다.
따라서, 협대역 주파수를 이용하면서도 위치 측위가 가능한 방식에 대한 관심이 커지면서 지그비 통신을 이용한 위치 측위에 대한 연구도 증가하고 있다. 이러한 지그비 통신은 유비쿼터스 센서 네트워크에서 널리 이용되어 온 저전력 저비용 통신 시스템이므로 이를 통해 위치 측정이 가능하게 될 경우 이미 구축된 인프라를 이용할 수 있다는 점에서 큰 장점이 될 수 있기 때문이다.
현재 이러한 지그비 통신을 이용한 위치 측위 방식으로 TOA 방식과 RSSI 세기 측정 방식이 모두 연구되고 있는데, RSSI 방식의 경우 RF 수신 신호 도달 시점에서 수신 신호의 전력 변화로 거리를 추정하므로 낮은 SNR환경에서는 추정 결과가 정확하지 못한 단점이 있어 현재 지그비 표준에 따른 방식에서 RSSI를 이용한 방식의 경우 실내 측위에서 요구하는 측위 범위에서의 측정 신뢰성을 만족시키기 어렵다.
따라서, 프리앰블과 같이 미리 정의된 패턴을 이용하여 신호의 도달 시간으로부터 TOA를 추정하는 방법을 이용해야 SNR에 둔감하여 넓은 위치 측위가 가능하게 되므로 지그비를 이용한 위치 측위 방식은 상관 방식을 통해 TOA 를 추정하는 방식이 바람직한 접근 방식이라 할 수 있다.
그럼에도 불구하고, 현재 Zigbee의 표준인 IEEE 802.15.4 규격에 따르면 채널의 대역폭은 2MHz이고, 주파수 대역은 2.45GHz이며 확산은 32칩(4배 오버샘플링)으로 되어 있으므로 수신 신호와 레퍼런스 신호의 상관도를 샘플링 주기(샘플링 주파수 8MHz)마다 확인하여 수신 시점을 검출하더라도 이러한 샘플링 주기에 따른 오차를 계산해 보면 최대 ±18.25m의 오차가 발생하게 된다.
따라서, 36m 이상의 오차는 실내 측위에 있어 치명적인 수준이기 때문에 현재 방식을 그대로 이용할 수 없다.
결국, 호환성을 위해서 현재 지그비 표준 규격은 그대로 유지하면서도 TOA 추정 정밀도를 높일 수 있는 새로운 방식의 추정 방법이나 시스템이 절실한 실정이다.
한국 공개 특허 제10-2010-0129609호 [지그비 네트워크에서의 특정 노드 측위 시스템 및 그 방법]
S. D. Lanzisera, D. Lin and K. Pister, "RF Time of Flight Ranging for Wireless Sensor Network Localization," Intelligent Solutions in Embedded Systems, IEEE Workshop on, Jun. 2006.
전술한 문제점을 개선하기 위한 본 발명 실시예들의 목적은 IEEE 802.15.4 지그비 시스템의 표준에 대한 호환성을 유지하면서도 샘플링 간격으로 추정된 ToA 지연 시간에 대해서 해당 샘플링 간격 내의 세부적 지연시간을 추정하여 전체 ToA에 대한 오차를 보정하도록 함으로써 실제 측위 정밀도를 크게 높일 수 있도록 한 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명 실시예들의 다른 목적은 송신 신호의 수신 시점을 정확하게 판단하기 위해서 수신 신호와 레퍼런스 신호의 상관도를 샘플링 주기마다 계산하여 상관도가 최대가 되는 시점을 정수부 지연시간으로 간주하고, 추정된 정수부 지연시간과 샘플링 간격 이내의 소수부 지연시간을 제 2프리앰블 구간의 상관 연산 결과 및 피크 오차 추정을 통해 추가로 추정하여 그 합을 통해서 총 지연시간을 산출하도록 함으로써 소수부 지연시간 추정에 따른 정밀도 향상이 가능하도록 한 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
본 발명 실시예들의 또 다른 목적은 상관값 피크치와 실제 피크 지점의 오차를 상관값 피크치의 좌변와 우변의 직선 방정식 교점으로 추정하며, 이러한 추정치를 누적 평균하여 추정 정밀도를 높일 수 있도록 한 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법 및 장치를 제공하는 것이다.
상기와 같은 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 일 실시예에 따른 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법은 수신기가 송신기로부터 전송된 패킷 수신 시 상관 연산을 통해 동기를 추정하고, 해당 동기 추정에 따른 복호화를 수행하여 패킷에 포함된 SFD(Start of Frame Delimeter)를 검출하는 단계와; 수신기가 패킷이 수신된 이후부터 SFD가 복조되어 검출되는 순간까지를 카운트한 값을 기준으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 얻고, 해당 카운트값(Nc)과 샘플링 주기의 곱으로 ToA 정수부 지연시간(Tpi)을 추정하는 단계와; 수신기가 수신 패킷에 대한 상관 연산을 수행하고, 해당 상관값의 피크 지점을 기준으로 그 좌측의 상관값들을 이은 직선과 그 우측의 상관값들을 이은 직선의 교점을 실제 수신 추정 시점으로 간주하여 샘플링 간격 이내의 ToA 소수부 지연시간(Tpf)을 추정하는 단계와; 수신기가 ToA 정수부 지연시간(Tpi)과 소수부 지연시간(Tpf)을 더하여 ToA를 추정을 위한 총 지연시간(TPT)을 산출하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 정수부 지연시간을 추정하는 단계는 패킷의 전송 시점에서 SFD가 복조되는 순간까지의 카운트한 값에서 패킷의 프리앰플과 SFD에 대응되는 10개 심볼 길이에 해당하는 카운트 값을 빼는 것으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 산출할 수 있다.
본 발명의 일례로서, 상기 상관 연산은 다음 수식으로 상관도를 구하되,
Figure 112015034787335-pat00001
r(n)은 n번째 샘플의 수신 신호, s(n)은 n번째 샘플의 송신 신호, m은 상관기의 샘플 인덱스, NS는 한 심볼의 총 샘플 수, ND는 주파수 오차 영향을 상쇄시키기 위한 지연 샘플 수, ω0는 송신기와 수신기의 주파수 오차, θ는 초기 위상오차이며, S0은 프리앰블을 구성하는 32칩으로 확산된 0번 심볼을 의미한다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 추정을 위해 수신되는 패킷은 지그비 표준 물리계층 프로토콜 데이터 유닛(PPDU) 구성을 가지며, 전송 데이터 영역인 PSDU(PLCP Service Date Unit)구간에 소수부 지연시간 추정을 위한 제 2 프리앰블을 전송할 수 있다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 단계는 수신 패킷의 제 2 프리앰블에 대한 상관 연산 결과를 이용할 수 있다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 단계는 심볼 간격으로 복수의 심볼을 누적한 누적 상관연산결과를 이용할 수 있다.
본 발명의 일례로서, 누적 상관연산은 다음의 수학식을 이용하되,
Figure 112015034787335-pat00002
u는 누적된 샘플 인덱스, Np는 누적한 심볼수 l은 누적 심볼 인덱스를 나타내며 심볼 간격 NS로 반복 누적할 수 있다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 단계는 ToA 샘플 간격 내 오차(Δpk)를 다음의 수학식을 통해 추정할 수 있다.
Figure 112015034787335-pat00003
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 단계는 ToA 샘플 간격 내 오차의 평균을 다음의 수학식을 통해 산출하여 적용하되,
Figure 112015034787335-pat00004
L은 평균을 취할 수 있는 샘플 간격 내 오차(Δpk)의 수를 나타내고, k는 직선의 방정식 인덱스를 나타낼 수 있다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 단계는 ToA 소수부 지연시간(TPf)을 상기 샘플 간격 내 오차의 평균(Δp)과 샘플링 주기(TS)의 곱으로 구할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따른 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법은 수신기가 샘플링 주기마다 상관도를 검사하여 상관도가 최대가 되는 시점을 송신된 신호 패킷의 수신 시점으로 판단하여 ToA 정수부 지연 시간을 추정하는 단계와; 상기 송신된 신호 패킷의 물리계층 서비스 데이터 유닛(PSDU) 구간에 포함된 소수부 지연 추정용 프리앰블을 누적 이중 상관 연산을 통해 검사하여 피크 지점을 검출하고 해당 피크 지점을 기준으로 그 좌측과 우측의 연속된 두 상관 값들로부터 얻어지는 직선의 교점을 통해 샘플 간격 내 오차를 추정하는 것으로 ToA 소수부 지연 시간을 추정하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 소수부 지연 시간을 추정하는 단계는 샘플 간격 내 추정되는 오차들의 평균을 이용하여 해당 오차 평균과 샘플링 주기의 곱으로 ToA 소수부 지연 시간을 추정할 수 있다.
본 발명의 일례로서, 상기 소수부 지연 추정용 프리앰블은 32칩으로 확산된 0번 심볼이 8번에서 64번 사이로 반복될 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법은 수신기가 샘플 간격 단위로 송신 신호 패킷의 수신 시점을 검출하여 ToA 시간을 추정하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법으로서, 수신기가 송신 신호 패킷의 물리계층 서비스 데이터 유닛(PSDU) 구간에 포함된 소수부 지연 추정용 프리앰블을 누적 이중 상관 연산을 통해 검사하여 피크 지점을 검출하고 해당 피크 지점을 기준으로 그 좌측과 우측의 연속된 두 상관 값들로부터 얻어지는 직선의 교점을 통해 샘플 간격 내 오차를 추정하여 샘플 간격 단위로 추정된 지연시간을 보상하는 단계를 포함한다.
본 발명의 일례로서, 상기 샘플 간격 내 오차를 추정하는 과정을 서로 다른 상관 값들을 이용하여 구한 후 그 오차 평균값을 산출하여 이를 샘플링 주기와 곱하여 샘플 간격 내 지연시간을 추정하고, 이를 샘플 간격 단위로 추정된 지연시간에 반영하여 전체 지연시간 추정치를 생성하는 단계를 포함할 수 있다.
본 발명의 또 다른 실시예에 따른 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치는 송신기가 전송한 패킷 수신 시 상관 연산을 수행하여 동기를 추정하고, 해당 동기 추정에 따른 복호화를 수행하여 패킷에 포함된 SFD를 검출하는 동기 및 복조부와; 상기 동기 및 복조부를 통해 SFD 검출 신호와 수신 신호 상관 연산 결과를 제공받아, SFD 검출 신호를 기준으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 ToA 정수부 지연 시간을 추정하고, 수신 신호 상관 연산 결과 중 피크 지점을 기준으로 그 좌우 상관 연산 결과들의 기울기 교점을 통해 샘플링 간격 내 실제 피크 지점을 추정하여 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 ToA 추정부를 포함한다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 추정부는 상기 동기 및 복조부와 연동하여 패킷이 수신된 이후부터 SFD가 복조되어 검출되는 순간까지를 카운트하고, 이러한 카운트 값을 기준으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 연산한 후 해당 카운트값(Nc)과 샘플링 주기의 곱으로 ToA 정수부 지연시간(Tpi)을 추정하여 이를 출력하는 ToA 정수부 추정 모듈과; 상기 동기 및 복조부와 연동하여 수신 패킷에 대한 상관 연산 결과를 상관값으로 제공 받아 상관값의 피크 지점을 기준으로 그 좌측의 상관값들을 이은 직선과 그 우측의 상관값들을 이은 직선의 교점을 실제 수신 추정 시점으로 간주하여 ToA 소수부 지연시간(Tpf)을 추정한 후 이를 출력하는 ToA 소수부 추정 모듈을 포함한다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 정수부 추정 모듈은 패킷의 전송 시점에서 SFD가 복조되는 순간까지의 카운트한 값에서 패킷의 프리앰플과 SFD에 대응되는 10개 심볼 길이에 해당하는 카운트 값을 빼는 것으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 산출할 수 있다.
본 발명의 일례로서, 상기 동기 및 복조부는 다음 수식으로 상관도를 구하는 상관기를 포함하되,
Figure 112015034787335-pat00005
r(n)은 n번째 샘플의 수신 신호, s(n)은 n번째 샘플의 송신 신호, m은 상관기의 샘플 인덱스, NS는 한 심볼의 총 샘플 수, ND는 주파수 오차 영향을 상쇄시키기 위한 지연 샘플 수, ω0는 송신기와 수신기의 주파수 오차, θ는 초기 위상오차이며, S0은 프리앰블을 구성하는 32칩으로 확산된 0번 심볼을 의미한다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 추정을 위해 송신기가 전송하는 패킷은 지그비 표준 물리계층 프로토콜 데이터 유닛(PPDU) 구성을 가지며, 전송 데이터 영역인 PSDU(PLCP Service Date Unit)구간에 소수부 지연시간 추정을 위한 제 2 프리앰블을 전송할 수 있다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 소수부 추정 모듈은 수신 패킷의 제 2 프리앰블에 대한 상관기 연산 결과를 이용할 수 있다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 소수부 추정 모듈은 심볼 간격으로 복수의 심볼을 누적한 누적 상관연산결과를 이용할 수 있다.
본 발명의 일례로서, 누적 상관연산은 다음의 수학식을 이용하되,
Figure 112015034787335-pat00006
u는 누적된 샘플 인덱스, Np는 누적한 심볼수 l은 누적 심볼 인덱스를 나타내며 심볼 간격 NS로 반복 누적할 수 있다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 소수부 추정 모듈은 ToA 샘플 간격 내 오차(Δpk)를 다음의 수학식을 통해 추정할 수 있다.
Figure 112015034787335-pat00007
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 소수부 추정 모듈은 ToA 샘플 간격 내 오차의 평균을 다음의 수학식을 통해 산출하여 적용하되,
Figure 112015034787335-pat00008
L은 평균을 취할 수 있는 샘플 간격 내 오차(Δpk)의 수를 나타내고, k는 직선의 방정식 인덱스를 나타낼 수 있다.
본 발명의 일례로서, 상기 ToA 소수부 추정 모듈은 ToA 소수부 지연시간(TPf)을 상기 샘플 간격 내 오차의 평균(Δp)과 샘플링 주기(TS)의 곱으로 구할 수 있다.
본 발명 실시예에 따른 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법 및 장치는 IEEE 802.15.4 지그비 시스템의 표준에 대한 호환성을 유지하면서도 샘플링 간격으로 추정된 ToA 지연 시간에 대해서 해당 샘플링 간격 내의 세부적 지연시간을 추정하여 전체 ToA에 대한 오차를 보정하도록 함으로써 하드웨어 복잡도 증가나 전력소모 증가가 요구되는 샘플링 주파수 증가 없이 실제 측위 정밀도를 크게 높일 수 있는 효과가 있다.
특히, 본 발명 실시예에 따른 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법 및 장치는 2MHz 대역에서 4배 오버샘플링한 8MHz 샘플링 주파수로 운영되는 기존 지그비 시스템이 샘플 당 36.5m의 오차가 발생하던 것을 동일한 샘플링 주파수를 유지하면서도 SNR 8dB환경에서 평균오차 0.5m 이내로 추정할 수 있도록 함으로써 측위 정밀도를 크게 높여 현재 사용되고 있는 기존 지그비 인프라를 활용하여 현실적 실내 측위가 가능하도록 하는 뛰어난 효과가 있다.
도 1은 ToA의 개념 및 본 발명의 ToA 추정 방식의 개요를 설명하기 위한 개념도.
도 2는 ToA 추정을 위한 패킷 구성도.
도 3은 TOA 지연 추정 방식의 개념도.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 TOA 추정 장치의 블록도.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 상관 특성을 보인 개념도.
도 6 및 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 ToA 소수부 추정 방식에 따른 샘플 간격 내 지연 추정 개념도.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 ToA 추정 과정의 동작 과정을 보인 순서도.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 ToA 추정 알고리즘의 성능 평가 그래프.
상기한 바와 같은 본 발명을 첨부된 도면들과 실시예들을 통해 상세히 설명하도록 한다.
본 발명에서 사용되는 기술적 용어는 단지 특정한 실시 예를 설명하기 위해 사용된 것으로, 본 발명을 한정하려는 의도가 아님을 유의해야 한다. 또한, 본 발명에서 사용되는 기술적 용어는 본 발명에서 특별히 다른 의미로 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 의미로 해석되어야 하며, 과도하게 포괄적인 의미로 해석되거나, 과도하게 축소된 의미로 해석되지 않아야 한다. 또한, 본 발명에서 사용되는 기술적인 용어가 본 발명의 사상을 정확하게 표현하지 못하는 잘못된 기술적 용어일 때에는, 당업자가 올바르게 이해할 수 있는 기술적 용어로 대체되어 이해되어야 할 것이다. 또한, 본 발명에서 사용되는 일반적인 용어는 사전에 정의되어 있는 바에 따라, 또는 전후 문맥상에 따라 해석되어야 하며, 과도하게 축소된 의미로 해석되지 않아야 한다.
또한, 본 발명에서 사용되는 단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한 복수의 표현을 포함한다. 본 발명에서, "구성된다" 또는 "포함한다" 등의 용어는 발명에 기재된 여러 구성 요소들, 또는 여러 단계를 반드시 모두 포함하는 것으로 해석되지 않아야 하며, 그 중 일부 구성 요소들 또는 일부 단계들은 포함되지 않을 수도 있고, 또는 추가적인 구성 요소 또는 단계들을 더 포함할 수 있는 것으로 해석되어야 한다.
또한, 본 발명에서 사용되는 제 1, 제 2 등과 같이 서수를 포함하는 용어는 구성 요소들을 설명하는데 사용될 수 있지만, 구성 요소들은 용어들에 의해 한정되어서는 안 된다. 용어들은 하나의 구성 요소를 다른 구성 요소로부터 구별하는 목적으로만 사용된다. 예를 들어, 본 발명의 권리 범위를 벗어나지 않으면서 제 1 구성 요소는 제 2 구성 요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제 2 구성 요소도 제 1 구성 요소로 명명될 수 있다.
이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 상세히 설명하되, 도면 부호에 관계없이 동일하거나 유사한 구성 요소는 동일한 참조 번호를 부여하고 이에 대한 중복되는 설명은 생략하기로 한다.
또한, 본 발명을 설명함에 있어서 관련된 공지 기술에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다. 또한, 첨부된 도면은 본 발명의 사상을 쉽게 이해할 수 있도록 하기 위한 것일 뿐, 첨부된 도면에 의해 본 발명의 사상이 제한되는 것으로 해석되어서는 아니 됨을 유의해야 한다.
도 1은 ToA의 개념 및 본 발명의 ToA 추정 방식의 개요를 설명하기 위한 개념도로서, 도시된 바와 같이 송신기(1)에서 전송한 패킷이 수신기에 도착하는 시점까지의 수신 지연시간(Total Propagation Time, TPT)을 측정하는 것으로 ToA(Time of Arrival: 신도 도달 시간)를 추정하고, 그에 따라 거리를 산출한다.
결국, 이러한 수신 지연시간을 정확하게 산출할 수 있다면 정확한 거리 추정이 가능하게 되는데, 본 발명의 실시예에서는 기본적으로 상관값을 이용하여 ToA를 추정한다.
이러한 상관값을 이용한 ToA 추정은 송신된 패킷의 수신 시점을 정확하게 파악하기 위해서 수신 신호와 레퍼런스 신호의 상관도를 샘플링 주기(TS)마다 계산하며, 상관값이 최대가 되는 시점을 수신 시점으로 판단한다.
예컨데, 대역폭 2MHz, 오버 샘플링이 4(OSF:Over Sampling Factor - 4)인 전형적인 지그비 시스템의 경우, 이러한 샘플링 주기를 기준으로 하는 수신 지연시간 확인 시 최대 오차 범위를 고려해 보면 이를 통해서 얻어지는 거리 측정 결과는 ±18.25m의 오차가 존재하게 된다. 실내 측위에서 36.5m의 오차는 대단히 큰 수치이므로 현실적으로 실내측위가 불가능한 수치에 해당한다. 물론, 분해능을 높이기 위해서 샘플링 주파수를 높일 수 있으나, 샘플링 주파수를 높일 경우 하드웨어 복잡도가 증가되며 전력소모 역시 증가하게 되므로 샘플링 주파수를 높이는 방식은 현실적인 해결 방법이 될 수 없다.
따라서, 본 발명의 실시예에서는 샘플링 간 상관도 측정 후, 샘플링 간격 이내의 ToA 정보를 추정하여 오차를 보정하도록 한다. 이에 따라, 본 발명의 실시예에서는 샘플링 간 추정되는 지연 시간을 정수부 지연시간(Integer-part Time, TPi)이라 정의하고, 샘플링 간격 이내에서 추정되는 지연시간을 소수부 지연시간(Fraction-part Time, TPf)이라 정의한다.
따라서, 총 지연시간(TPT)은 다음의 수학식 1과 같이 샘플링 간격으로 추정된 정수부 지연시간(TPi)과 샘플링 간격 이내의 소수부 지연시간(TPf)으로 구성된다.
Figure 112015034787335-pat00009
본 발명의 실시예에서 ToA 추정을 위해 사용되는 패킷은 IEEE 802.15.4 지그비 표준에 따른 PPDU(Physical-layer Protocol Data Unit) 구성을 이용하되, 그 전송 데이터 영역인 PSDU(PLCP Service Date Unit)구간에 소수부 지연시간 추정을 위한 제 2 프리앰블을 전송하도록 구성한다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따라 ToA 추정을 위한 패킷의 구성도를 보인 것이다. 도시된 바와 같이 IEEE 802.15.4 규격에 따라 32 칩(chip)으로 확산된 0번 심볼(S0)이 8번 반복되는 프리앰블, 패킷의 정확한 시작을 나타내는 SFD(State of Frame Delimiter), 물리 페이로드의 길이 정보를 가지는 PHR(PHY header), 그리고 전송하려는 데이터인 PSDU(PLCP Service Date Unit)로 이루어진다.
일반적인 IEEE 802.15.4 지그비 시스템은 입력 데이터의 4비트를 모아 심볼을 구성(심볼 변환)하며, 하나의 심볼은 32칩(chip)으로 DSSS(Direct Sequence Spread Spectrum) 확산(확산부)한다. 이렇게 확산된 신호는 홀수 칩과 짝수 칩을 I-위상, Q-위상으로 나누어 변조하는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 중 Q-위상을 한 칩 주기만큼 지연시켜 대역폭을 줄이는 OQPSK(Offset QPSK)변조를 실시(OQPSK 변조부)한 후 사인파의 반주기에 해당하는 파형으로 변형(HSF(Half-Sine Filter)부)하여 출력한다. 이렇게 OQPSK 변조와 HSF를 이용하는 방식을 MSK (Minimum Shift Keying) 변조라고 한다. IEEE 802.15.4 지그비 시스템에서는 하나의 심볼을 32칩 길이를 가지는 PN(Pseudo Noise) 부호를 이용하여 8배 확산(하나의 심볼은 4비트이므로 하나의 심볼을 32칩 길이로 확산)한다.
한편, 본 발명의 실시예에 따른 ToA 추정을 위한 패킷은 도 2에 도시된 비와 같이 소수부 지연시간(TPf) 추정을 위한 프리앰블 2를 정의한 후 PSDU 구간(4~32byte) 내에 32 칩(chip)으로 확산된 0번 심볼(S0)을 NP 번 반복하여 전송한다. 즉, 데이터 전송 구간에 프리앰플 2를 전송하는 것으로 좀 더 정확인 샘플내 상관 특성 결과를 기대할 수 있도록 한다. 물론, 이러한 단순 상관 연산 만으로 정확한 지연을 측정할 수 없기 때문에 통계적 방식을 더 이용하여 좀 더 정확한 샘플 내 지연을 추정하도록 하며 이는 이후 좀 더 상세히 설명하도록 한다.
결국, 본 발명의 실시예에 따른 ToA 추정용 패킷은 4바이트의 프리앰플 1(8개 심볼), 1바이트의 SFD(2개 심볼), 1바이트의 PHR(2개 심볼), 4~32바이트의 프리앰블 2(NP개 심볼)로 구성된다.
도 3은 TOA 지연 추정 방식의 개념도로서, 도시된 바와 같이 도 2의 패킷이 전송된 시점에서 수신된 이후 SFD가 복조되는 순간까지의 지연 시간을 추정하는 방식을 설명하기 위한 것이다.
기본적으로 ToA 정수부 지연시간(TPi)은 송신기가 패킷을 전송하는 시점부터 수신기가 패킷을 수신하는 시점까지의 카운트값(NC)과 샘플링 주기(TS)의 곱으로 추정할 수 있다. 즉, 다음의 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112015034787335-pat00010
도시된 도 3과 같이 수신기가 패킷의 전송 시점에서 SFD(Start of Frame Delimeter)가 복조되는 순간까지의 카운트한 값(NSFD)에서 패킷의 프리앰플과 SFD에 대응되는 10개 심볼 길이에 해당하는 카운트 값을 빼는 것으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 산출할 수 있다.
이렇게 산출된 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)과 샘플링 주기(TS)를 곱하면 샘플링 간격의 ToA 정수부 지연시간(TPi)을 추정할 수 있다.
한편, 이렇게 추정된 ToA 정수부 지연시간(TPi)은 실제 수신 패킷의 수신 지연시간을 정확하게 추정하지 못하기 때문에 샘플링 간격 이내의 ToA 소수부 지연시간(TPf)을 추정하는데, 이 경우 도시된 바와 같이 프리앰플 2 구간 수신 시점을 이용한다. 이는 이하에서 상세히 설명한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 TOA 추정 장치(10)의 블록도로서, 도시된 바와 같이 송신기가 전송한 ToA 측정용 패킷 수신 시 상관 연산을 수행하여 동기를 추정하고, 해당 동기 추정에 따른 복호화를 수행하여 패킷에 포함된 SFD(Start of Frame Delimeter)를 검출하는 동기 및 복조부(20)와, 이러한 동기 및 복조부(20)를 통해 SFD 검출 신호와 수신 신호 상관 연산 결과를 제공받아, SFD 검출 신호를 기준으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 ToA 정수부 지연 시간을 추정하고, 수신 신호 상관 연산 결과 중 피크 지점을 기준으로 그 좌우 상관 연산 결과들의 기울기 교점을 통해 샘플링 간격 내 실제 피크 지점을 추정하여 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 ToA 추정부(30)를 포함한다.
동기 및 복조부(20)는 샘플단위의 지연된 신호를 저장하여 수신 신호와 지연 신호의 켤레 복소수 곱을 통해 샘플단위 위상 차이 정보를 얻고, 이를 이용하여 참조 신호와 상관특성 연산을 수행하여 상관값에 따라 동기를 추정하는 상관기(12)와, 이렇게 동기 추정 후 IEEE 802.15.4 지그비 표준에 따라 32칩으로 DSSS 확산되어 홀수 칩과 짝수 칩이 I-위상, Q-위상으로 나누어 변조되는 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식 중 OQPSK 변조와 HSF를 이용하는 MSK (Minimum Shift Keying) 변조되어 수신된 ToA 측정용 패킷을 복조하여 SFD를 검출하는 복조기(11)를 포함한다.
ToA 추정부(30)는 상기 동기 및 복조(20)부와 연동하여 패킷이 수신된 이후부터 SFD가 복조되어 검출되는 순간까지를 카운트하고, 이러한 카운트 값(NSFD)에서 패킷의 프리앰플과 SFD에 대응되는 10개 심볼 길이에 해당하는 카운트 값을 빼는 것으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 연산한 후 해당 카운트값(Nc)과 샘플링 주기(TS)의 곱으로 ToA 정수부 지연시간(Tpi)을 추정하여 이를 출력하는 ToA 정수부 추정 모듈(21)을 포함한다.
실질적으로 ToA 추정을 위한 시스템의 송신기와 수신기는 각각 국부 발진기를 사용하는데, 이러한 각 국부발진기 간 주파수 오차가 존재한다. IEEE 802.15.4 지그비 규격에서는 이를 최대 ±40ppm(part per million)으로 규정하고 있으며, 이에 따라 SFD 복조 시점(NSFD)을 알기 위해서는 주파수 오차에 강인한 패킷 검출 기법을 이용해야 한다. 이러한 문제를 해결하기 위해서 본 발명의 실시예에서 TOA 추정 장치(10)는 비동기 복조기법 중 하나인 심볼 단위 이중 상관방식(SBDC)으로서, 수신신호와 심볼 주기만큼 지연된 수신신호의 위상 차이를 이용하여 동기화하는데, 수신 신호의 켤레복소수 신호를 심볼 주기만큼 지연된 수신 신호와 곱하고 이를 미리 복조된 지연된 심볼(복조된 이전주기 심볼)의 켤레복소수 신호에 곱한 후 얻어진 신호와 앞서 정의된 프리엠블 구조에 따른 프리엠블 심볼과의 상관 특성을 확인하여 동기화하는 방식이다.
시간 동기 획득 성능을 확인하기 위하여 입력되는 신호에 대한 상관 특성을 구하는 이중 상관 방식을 수학적으로 모델링하고, 본 발명의 실시예에서 적용되는 상관기(12)의 상관 연산방식을 설명하도록 한다.
앞서 도 2를 통해 살펴본 IEEE 802.15.4 규격에 따른 ToA 측정용 패킷을 수신할 경우 송신기와 수신기 사이의 주파수 오차가 반영된 수신부의 수신 신호는 다음의 수학식 3과 같이 모델링할 수 있다. 수신부에서는 AWGN(Addicitive White Gaussian Noise)이 신호에 더해지므로 이를 감안한 것이다.
Figure 112015034787335-pat00011
r(n)은 n번째 샘플의 수신 신호, S(n)은 변조된 수신 데이터의 심볼을 나타내고, ω0는 송신기와 수신기의 주파수 오차이고, θ는 초기 위상오차를 의미한다. W(n)은 n번째 샘플에 대한 AWGN이다. 여기서, 주파수 오차 요인인 ω0항에 의해 패킷 검출 성능이 저하된다.
이러한 수신 신호에 대한 이중 상관 방식의 상관도 연산 모델을 정리하면 다음의 수학식 4와 같다. 수식 전개의 편의를 위해서 AWGN 성분인 W(n)은 고려하지 않았다.
Figure 112015034787335-pat00012
m은 샘플 인덱스, NS는 한 심볼의 총 샘플 수, ND는 주파수 오차 영향을 상쇄시키기 위한 지연 샘플 수, S0은 프리앰블을 구성하는 32칩으로 확산된 0번 심볼을 의미한다.
한편, ToA 추정 장치(10)는 복조기(11)의 성능을 고려하여 송신 신호 확산에 사용되는 칩주기보다 수배 빠른 클럭을 사용하는데, 이를 통해서 송신 신호 확산 칩주기에 따른 신호를 오버샘플링하도록 한다. 본 발명의 실시예에서는 칩주기보다 4배 정도 빠른 클럭을 사용하여 실제 송신 신호 확산에 사용되는 칩 주기를 4배 오버샘플링(OSF:4) 하도록 한다.
수학식 4에서, 주파수 오차의 영향을 최소화 하기 위해서 수신신호 r(n+m)을 ND개 샘플만큼 지연시킨 r(n+m-ND)와 켤레곱 연산을 한다. 여기에 지연 샘플 수(ND)를 심볼과 무관한 칩 주기당 샘플 수(오버 샘플링 배수, 예를 들어 4배 오버샘플링한 경우 4)로 할 수 있다. 이렇게 수신신호의 켤레복소수와 심볼의 길이에 독립적인 칩 주기만큼 지연된 수신신호의 곱을 이용하여 주파수 오프셋의 영향을 상쇄시킴으로써 실질적으로 남게 되는 주파수 오프셋의 영향은 상수항인
Figure 112015034787335-pat00013
이 된다.
이렇게 켤레곱 연산을 한 후 여기에 미리 알고 있는 프리앰블 심볼 S0(n+m)과 이를 ND개 샘플만큼 지연시킨 S0(n+m-ND)의 켤레곱한 신호를 곱하여 상관특성을 얻을 수 있다.
결국, 앞서 설명했던 바와 같이 수신 신호의 켤레 곱 연산을 통해, 초기 위상 오차 θ는 소거되고, 그 영향은 상수항인
Figure 112015034787335-pat00014
이 되므로 위상변화가 최소화 됨을 확인할 수 있다. 또한, 수신 신호가 참조신호와 같을 때 상관연산 결과 최대값을 얻을 수 있으므로 정확한 패킷을 검출할 수 있다. 이를 통해서 SFD를 검출하고 NSFD를 구할 수 있다.
결국, 동기 및 복조부(20)의 상관기(12)는 이중상관 연산을 통해 수신 패킷의 상관연산 결과 값을 제공하는데, 이러한 상관연산은 ToA 추정용 패킷의 프리앰블 1에 대해서 뿐만 아니라 패킷의 전송 데이터 영역인 PSDU(PLCP Service Date Unit)구간에 전송되는 프리앰플 2에 대해서도 수행되어 그 결과를 ToA 추정부(30)에 제공한다.
도 5는 동기 및 복조부(20)에서 시간 동기 획득을 위한 상관기(12)의 동작 방식을 설명하기 위한 것으로, 동기획득을 위해 상관기(12)에서 수행되는 프리앰블 심볼과 상관 윈도우 사이의 상관연산 결과를 이용하게 되는데, 상관 윈도우는 심볼 '0'의 단위 프리앰블을 검출하기 위한 심볼 '0'이며, 이러한 상관 윈도우가 이동하면서 도시된 경우와 같이 단위 프리앰블과 일치하는 위치하게 되었을 때 상관연산의 최대값(correlation peak)(a)이 검출된다.
결국, 왜곡 없는 수신 신호의 경우 프리앰블 1에 대한 상관 연산 결과로서 총 8번의 상관연산 최대값이 검출되게 된다. 또한, 프리앰블 2에 대한 상관 연산 결과로서 총 NP번 상관연산 최대값이 검출되게 된다.
앞서 설명과 같이 동기 및 복조부(20)의 이중상관 연산을 통한 SFD 수신 신호를 수신한 ToA 추정부(30)의 ToA 정수부 추정모듈(21)은 패킷이 수신된 이후부터 SFD가 복조되어 검출되는 순간까지를 카운트(NSFD)한 후 10개 심볼 길이에 해당하는 카운트 값을 빼 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 구한 다음, 샘플링 주기의 곱(수학식 2)으로 ToA 정수부 지연시간(Tpi)을 추정한다.
이중상관 연산을 통해 주파수 오차에 강인하게 SFD 복조 시점을 알 수 있어 샘플링 간격 수신 지연시간을 추정할 수 있으나 앞서 살펴본 바와 같이 샘플링 간격 단위 지연시간 추정 시 이를 통해 얻을 수 있는 거리 추정 결과는 최대 36.5m의 오차가 발생할 수 있으므로 샘플링 간격 내 오차인 ToA 소수부 추정을 통해 이를 보정한다.
도 4에 도시된 바와 같이 ToA 추정부(30)는 동기 및 복조부(20)와 연동하여 수신 패킷의 프리앰플 2에 대한 상관 연산 결과를 상관값으로 제공 받아 상관값의 피크 지점을 기준으로 그 좌측의 상관값들을 이은 직선과 그 우측의 상관값들을 이은 직선의 교점을 실제 수신 추정 시점으로 간주하여 ToA 소수부 지연시간(Tpf)을 추정한 후 이를 출력하는 ToA 소수부 추정 모듈(22)을 포함한다.
앞서 도 2 및 도 3을 통해 설명했던 바와 같이 ToA 추정용 패킷의 경우 소수부 지연 추정을 위해 전송 데이터 영역인 PSDU구간에 소수부 지연시간 추정을 위한 제 2 프리앰블을 전송하며, 이러한 소수부 지연 추정용 프리앰블은 32칩으로 확산된 0번 심볼이 8번에서 64번 사이로 NP만큼 반복된다.
ToA 소수부 추정 모듈은 수신 패킷의 프리앰블 2에 대한 상관기 연산 결과를 이용하여 ToA 소수부 지연시간을 추정하는데, AWGN의 영향을 감소시켜 정확한 추정을 위하여 다음의 수학식 5와 같은 누적된 상관연산 결과를 이용한다.
Figure 112015034787335-pat00015
u는 누적된 샘플 인덱스, Np는 누적한 심볼수 l은 누적 심볼 인덱스를 나타내며 심볼 간격 NS로 반복 누적한다.
이렇게 누적된 샘플 인덱스 u가 상관값의 피크 지점인 p인 경우, 다음의 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112015034787335-pat00016
실질적으로, 샘플링 간격으로 계산된 상관값의 피크지점(p)과 상관값의 실제 피크지점(pr)에는 오차가 존재하며, 이러한 오차가 샘플 내 오차가 되는데 본 발명의 실시예에 따른 ToA 소수부 추정 모듈(22)은 상관값의 피크 지점을 기준으로 그 좌측의 상관값들을 이은 직선과 그 우측의 상관값들을 이은 직선의 교점을 실제 수신 추정 시점으로 간주하여 샘플 내 지연시간인 ToA 소수부 지연시간(Tpf)을 추정한다.
도 6 및 도 7은 본 발명의 실시예에 따른 ToA 소수부 추정 방식에 따른 샘플 간격 내 지연 추정 개념도이다.
도 6에서, 상관값 연산 결과 중 피크인 C(p)에 해당하는 샘플링 간격의 피크 지점(p)과 실제 피크지점(pr)에 차이가 있으며, 이러한 샘플 간격내 오차인 ΔP1을 구하기 위해서, 본 발명의 실시예에 따른 ToA 소수부 추정 모듈(22)은 우선 상관값의 피크인 C(p)를 기준으로 그 좌측의 연속된 상관값들(C(p-2), C(p-1))을 이은 직선과 그 우측의 상관값들(C(p+1), C(p+2))을 이은 직선의 방정식 yL1, yR1을 구하고, 이들의 교점을 이용하여 첫번째 샘플 간격 내 오차인 ΔP1를 다음의 수학식 7과 같이 추정한다.
Figure 112015034787335-pat00017
이와 같은 방법으로 다른 상관값들(기준이 되는 피크값(C(p))과 같은 인덱스 간격을 가지는 연속되는 좌우측 상관값들)을 이용한 직선의 방정식을 구하여 그 교점을 추정하는 과정을 여러 번 반복할 수 있다.
도 7은 상관값의 피크인 C(p)를 기준으로 그 좌측의 연속된 상관값들(C(p-3), C(p-2))을 이은 직선과 그 우측의 상관값들(C(p+2), C(p+3))을 이은 직선의 방정식 yL2, yR2을 구하여 그 교점을 이용하여 두번째 샘플 간격 내 오차인 ΔP2를 추정하는 것을 보인 것이다.
도시된 도 7의 경우 두번째 샘플 간격 내 오차인 ΔP2를 다음의 수학식 8과 같이 추정할 수 있다.
Figure 112015034787335-pat00018
이러한 내용을 정리하면 C(p)를 기준으로 그 좌측과 우측의 연속된 두 점(상관값)에 대한 직선의 방정식 간 교점을 이용하여 추정한 ToA 샘플 간격 내 오차인 ΔPk는 다음의 수학식 9와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112015034787335-pat00019
이렇게 수학식 9와 같이 추정된 ΔPk를 이용하여 추정된 최적의 값을 찾기 위하여 평균 오차 ΔP를 수학식 10과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112015034787335-pat00020
여기서, L은 평균을 취할 수 있는 샘플 간격 내 오차(Δpk)의 수(예컨데, L=OSF-2)를 나타내고, k는 직선의 방정식 인덱스를 의미한다.
결국, 최종적으로 구하고자 하는 ToA 소수부 지연시간(TPf)은 샘플 간격 내 오차의 평균(Δp)과 샘플링 주기(TS)의 곱, 즉 수학식 11과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112015034787335-pat00021
이상과 같이 ToA 추정부(30)의 ToA 정수부 추정 모듈(21)에서 샘플링 간격 단위의 지연시간 추정값을 얻고, ToA 소수부 추정 모듈(22)에서 샘플링 간격 내 지연시간 추정값을 얻어 이들을 더하면 수학식 1과 같은 총 지연시간(TPT)을 추정할 수 있으며, 앞서 설명했던 바와 같이 이중상관 방식을 이용할 경우 80ppm의 주파수 오차가 존재하는 IEEE 802.15.4 지그비 규격에서도 정확한 상관연산 결과를 제공할 수 있다. 또한, 적절한 수의 샘플을 누적한 누적 상관연산 결과를 이용하여 소수부 지연시간을 추정할 경우 AWGN의 영향력을 감소시켜 추정 정확도가 높아진다. 더불어, 실제 상관 피크 위치를 직선의 기술기 교점을 통해서 추정하도록 함으로써 샘플링 간격 단위 피크 위치를 기준으로 실제 피크 위치를 비교적 정확하게 추정할 수 있어 거리 추정 정확도를 크게 높일 수 있게 된다.
도 8은 앞서 설명했던 본 발명의 실시예에 따른 ToA 추정 과정의 동작 과정을 보인 순서도로서, 도시된 바와 같이 ToA 추정용 패킷이 수신되는 경우 수신기가 이중상관 기법으로 SFD 복조 시점을 검출하는 단계(S10)와, 수신기가 패킷이 수신된 이후부터 SFD가 복조되어 검출되는 순간까지를 카운트한 값(NSFD)에서 10개 심볼에 따른 카운트값을 감산하여 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 얻고, 해당 카운트값(Nc)과 샘플링 주기의 곱으로 ToA 정수부 지연시간(Tpi)을 추정하는 단계(S20)와, 수신기가 수신 패킷에 대한 누적 상관 연산을 수행하고, 해당 상관값의 피크 지점을 검출하는 단계(S30)와, 검출 피크 지점을 기준으로 그 좌측의 상관값들을 이은 직선과 그 우측의 상관값들을 이은 직선의 교점을 실제 수신 추정 시점으로 간주하여 샘플링 간격 내 오차를 추정하는 단계(S40)와, 이러한 샘플링 간격 내 오차를 추정하는 단계에서 수학식 9에서 k값을 변화시키면서(혹은 복수 심볼에 의해 여러번 측정되는 피크값을 기준으로 반복) L번 반복하는 단계(S50)와, 샘플 간격 내 L번 반복하여 구한 오차 추정값의 평균을 수학식 10과 같이 구하여 수학식 11과 같이 ToA 소수부 지연시간(Tpf)을 추정하는 단계(S60)와, 구해진 정수부 지연과 소수부 지연 추정값을 더하여 ToA 추정을 위한 총 지연시간(TPT)을 산출하는 단계(S70)를 포함한다.
결국, 이를 위해서 복잡도 증가나 소비전력 증가를 억제하고, 기존 지그비 규격과의 호환성을 유지하면서도 거리 추정 성능을 크게 높일 수 있게 된다.
도 9는 본 발명의 실시예에 따른 ToA 추정 알고리즘의 성능 평가 그래프로서, 도시된 바와 같이 IEEE 802.15.4 지그비 규격에서 정의한 ±40ppm의 주파수 오차가 존재하는 환경에서 ToA 추정결과의 RMSE(Root Mean Square Error)를 산출함으로써 본 발명의 실시예에 따른 알고리즘의 성능 평가를 수행한 것이다.
누적한 심볼수 NP를 32/64로 설정하여 성능 평가를 수행하였으며, 본 발명의 실시예에 따른 ToA 추정 알고리즘의 성능 지표를 나타내기 위해 CRLB(Cramer-Rao Low Bound)를 함께 나타낸 것이다.
도시된 표를 통해서 알 수 있는 바와 같이 심볼을 누적함에 따라 AWGN 노이즈의 영향이 감소되어 측위 성능이 향상되는 것을 알 수 있고, SNR이 증가함에 따라 CRLB에 근접한 결과를 얻을 수 있음을 알 수 있다.
단적으로, 대역폭 2MHz, 오버 샘플링이 4(OSF:Over Sampling Factor - 4)인 전형적인 지그비 시스템에서 64개의 심볼을 누적한 결과 SNR 8dB 환경에서 평균오파 0.5m 이내의 정밀한 위치 측위가 가능함을 확인할 수 있다.
이상에서는 본 발명에 따른 바람직한 실시예들에 대하여 도시하고 또한 설명하였다. 그러나 본 발명은 상술한 실시예에 한정되지 아니하며, 특허 청구의 범위에서 첨부하는 본 발명의 요지를 벗어남이 없이 당해 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 누구든지 다양한 변형 실시가 가능할 것이다.
10: TOA 추정 장치 11: 복조기
12: 상관기 20: 동기 및 복조부
21: ToA 정수부 추정 모듈 22: ToA 소수부 추정 모듈
30: ToA 추정부

Claims (26)

  1. 수신기가 송신기로부터 전송된 패킷 수신 시 상관 연산을 통해 동기를 추정하고, 해당 동기 추정에 따른 복호화를 수행하여 패킷에 포함된 SFD(Start of Frame Delimeter)를 검출하는 단계와;
    수신기가 패킷이 수신된 이후부터 SFD가 복조되어 검출되는 순간까지를 카운트한 값을 기준으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 얻고, 해당 카운트값(Nc)과 샘플링 주기의 곱으로 ToA 정수부 지연시간(Tpi)을 추정하는 단계와;
    수신기가 수신 패킷에 대한 상관 연산을 수행하고, 해당 상관값의 피크 지점을 기준으로 그 좌측의 상관값들을 이은 직선과 그 우측의 상관값들을 이은 직선의 교점을 실제 수신 추정 시점으로 간주하여 샘플링 간격 이내의 ToA 소수부 지연시간(Tpf)을 추정하는 단계와;
    수신기가 ToA 정수부 지연시간(Tpi)과 소수부 지연시간(Tpf)을 더하여 ToA를 추정을 위한 총 지연시간(TPT)을 산출하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 ToA 정수부 지연시간을 추정하는 단계는 패킷의 전송 시점에서 SFD가 복조되는 순간까지의 카운트한 값에서 패킷의 프리앰플과 SFD에 대응되는 10개 심볼 길이에 해당하는 카운트 값을 빼는 것으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 산출하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  3. 청구항 1에 있어서, 상기 상관 연산은 다음 수식으로 상관도를 구하되,
    Figure 112015034787335-pat00022

    r(n)은 n번째 샘플의 수신 신호, s(n)은 n번째 샘플의 송신 신호, m은 상관기의 샘플 인덱스, NS는 한 심볼의 총 샘플 수, ND는 주파수 오차 영향을 상쇄시키기 위한 지연 샘플 수, ω0는 송신기와 수신기의 주파수 오차, θ는 초기 위상오차이며, S0은 프리앰블을 구성하는 32칩으로 확산된 0번 심볼인 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  4. 청구항 1에 있어서, 상기 ToA 추정을 위해 수신되는 패킷은 지그비 표준 물리계층 프로토콜 데이터 유닛(PPDU) 구성을 가지며, 전송 데이터 영역인 PSDU(PLCP Service Date Unit)구간에 소수부 지연시간 추정을 위한 제 2 프리앰블을 전송하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  5. 청구항 4에 있어서, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 단계는, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하기 위하여 수신 패킷의 제 2 프리앰블에 대한 상관 연산 결과를 이용하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  6. 청구항 5에 있어서, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 단계는, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하기 위하여 심볼 간격으로 복수의 심볼을 누적한 누적 상관연산결과를 이용하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  7. 청구항 6에 있어서, 누적 상관연산은 다음의 수학식을 이용하되,
    Figure 112015034787335-pat00023

    u는 누적된 샘플 인덱스, Np는 누적한 심볼수 l은 누적 심볼 인덱스를 나타내며 심볼 간격 NS로 반복 누적하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  8. 청구항 3에 있어서, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 단계에서 상기 샘플링 간격 이내의 오차(Δpk)를 다음의 수학식을 통해 추정하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
    Figure 112016034624358-pat00024

  9. 청구항 8에 있어서, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 단계는 ToA 샘플 간격 내 오차의 평균을 다음의 수학식을 통해 산출하여 적용하되,
    Figure 112015034787335-pat00025

    L은 평균을 취할 수 있는 샘플 간격 내 오차(Δpk)의 수를 나타내고, k는 직선의 방정식 인덱스를 나타내는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  10. 청구항 9에 있어서, 상기 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 단계는 ToA 소수부 지연시간(TPf)을 상기 샘플 간격 내 오차의 평균(Δp)과 샘플링 주기(TS)의 곱으로 구하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  11. 수신기가 샘플링 주기마다 상관도를 검사하여 상관도가 최대가 되는 시점을 송신된 신호 패킷의 수신 시점으로 판단하여 ToA 정수부 지연 시간을 추정하는 단계와;
    상기 송신된 신호 패킷의 물리계층 서비스 데이터 유닛(PSDU) 구간에 포함된 소수부 지연 추정용 프리앰블을 누적 이중 상관 연산을 통해 검사하여 피크 지점을 검출하고 해당 피크 지점을 기준으로 그 좌측과 우측의 연속된 두 상관 값들로부터 얻어지는 직선의 교점을 통해 샘플 간격 내 오차를 추정하는 것으로 ToA 소수부 지연 시간을 추정하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  12. 청구항 11에 있어서, 상기 ToA 소수부 지연 시간을 추정하는 단계는 샘플 간격 내 추정되는 오차들의 평균을 이용하여 해당 오차 평균과 샘플링 주기의 곱으로 ToA 소수부 지연 시간을 추정하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  13. 청구항 11에 있어서, 상기 소수부 지연 추정용 프리앰블은 32칩으로 확산된 0번 심볼이 8번에서 64번 사이로 반복되는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 방법.
  14. 삭제
  15. 삭제
  16. 송신기가 전송한 패킷 수신 시 상관 연산을 수행하여 동기를 추정하고, 해당 동기 추정에 따른 복호화를 수행하여 패킷에 포함된 SFD(Start of Frame Delimeter)를 검출하는 동기 및 복조부와;
    상기 동기 및 복조부를 통해 SFD 검출 신호와 수신 신호 상관 연산 결과를 제공받아, SFD 검출 신호를 기준으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 ToA 정수부 지연 시간을 추정하고, 수신 신호 상관 연산 결과 중 피크 지점을 기준으로 그 좌우 상관 연산 결과들의 기울기 교점을 통해 샘플링 간격 내 실제 피크 지점을 추정하여 ToA 소수부 지연시간을 추정하는 ToA 추정부를 포함하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치.
  17. 청구항 16에 있어서, 상기 ToA 추정부는
    상기 동기 및 복조부와 연동하여 패킷이 수신된 이후부터 SFD가 복조되어 검출되는 순간까지를 카운트하고, 이러한 카운트 값을 기준으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 연산한 후 해당 카운트값(Nc)과 샘플링 주기의 곱으로 ToA 정수부 지연시간(Tpi)을 추정하여 이를 출력하는 ToA 정수부 추정 모듈과;
    상기 동기 및 복조부와 연동하여 수신 패킷에 대한 상관 연산 결과를 상관값으로 제공 받아 상관값의 피크 지점을 기준으로 그 좌측의 상관값들을 이은 직선과 그 우측의 상관값들을 이은 직선의 교점을 실제 수신 추정 시점으로 간주하여 ToA 소수부 지연시간(Tpf)을 추정한 후 이를 출력하는 ToA 소수부 추정 모듈을 포함하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치.
  18. 청구항 17에 있어서, 상기 ToA 정수부 추정 모듈은 패킷의 전송 시점에서 SFD가 복조되는 순간까지의 카운트한 값에서 패킷의 프리앰플과 SFD에 대응되는 10개 심볼 길이에 해당하는 카운트 값을 빼는 것으로 패킷 전송 시점에서 수신 시점까지의 카운트값(Nc)을 산출하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치.
  19. 청구항 17에 있어서, 상기 동기 및 복조부는 다음 수식으로 상관도를 구하는 상관기를 포함하되,
    Figure 112015034787335-pat00026

    r(n)은 n번째 샘플의 수신 신호, s(n)은 n번째 샘플의 송신 신호, m은 상관기의 샘플 인덱스, NS는 한 심볼의 총 샘플 수, ND는 주파수 오차 영향을 상쇄시키기 위한 지연 샘플 수, ω0는 송신기와 수신기의 주파수 오차, θ는 초기 위상오차이며, S0은 프리앰블을 구성하는 32칩으로 확산된 0번 심볼을 의미하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치.
  20. 청구항 17에 있어서, 상기 ToA 추정을 위해 송신기가 전송하는 패킷은 지그비 표준 물리계층 프로토콜 데이터 유닛(PPDU) 구성을 가지며, 전송 데이터 영역인 PSDU 구간에 소수부 지연시간 추정을 위한 제 2 프리앰블을 전송하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치.
  21. 청구항 20에 있어서, 상기 ToA 소수부 추정 모듈은 수신 패킷의 제 2 프리앰블에 대한 상관기 연산 결과를 이용하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치.
  22. 청구항 21에 있어서, 상기 ToA 소수부 추정 모듈은 심볼 간격으로 복수의 심볼을 누적한 누적 상관연산결과를 이용하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치.
  23. 청구항 22에 있어서, 누적 상관연산은 다음의 수학식을 이용하되,
    Figure 112015034787335-pat00027

    u는 누적된 샘플 인덱스, Np는 누적한 심볼수 l은 누적 심볼 인덱스를 나타내며 심볼 간격 NS로 반복 누적하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치.
  24. 청구항 19에 있어서, 상기 ToA 소수부 추정 모듈은 상기 샘플링 간격 내 실제 피크 지점 추정 시 샘플링 간격 내의 오차(Δpk)를 다음의 수학식을 통해 추정하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치.
    Figure 112016034624358-pat00028

  25. 청구항 24에 있어서, 상기 ToA 소수부 추정 모듈은 ToA 샘플 간격 내 오차의 평균을 다음의 수학식을 통해 산출하여 적용하되,
    Figure 112015034787335-pat00029

    L은 평균을 취할 수 있는 샘플 간격 내 오차(Δpk)의 수를 나타내고, k는 직선의 방정식 인덱스를 나타내는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치.
  26. 청구항 25에 있어서, 상기 ToA 소수부 추정 모듈은 ToA 소수부 지연시간(TPf)을 상기 샘플 간격 내 오차의 평균(Δp)과 샘플링 주기(TS)의 곱으로 구하는 것을 특징으로 하는 지그비 기반 신호 도달 시간 추정 장치.
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