KR101598324B1 - System and method for distributed input distributed output wireless communications - Google Patents

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Abstract

다중 사용자(MU)를 갖는 다중 안테나 시스템(MAS) 전송("MU-MAS")에서 주파수 및 위상 오프셋들을 보상하기 위한 시스템 및 방법이 개시된다. A system and method for compensating for frequency and phase offsets in a multi-user multi-antenna system (MAS) transmit ( "MU-MAS") having (MU) is disclosed. 상기 방법은 기지국의 각 안테나로부터 다수의 무선 클라이언트 장치들 중 하나로 훈련 신호를 전송하는 단계, 주파수 오프셋 보상 데이터를 생성하는 단계, 상기 기지국에서 상기 주파수 오프셋 보상 데이터를 수신하는 단계, 전송기에 상기 주파수 오프셋을 사전 소거하기 위해 상기 주파수 오프셋 보상 데이터에 기초한 MU-MAS 프리코더 가중치들을 계산하는 단계, 및 채널 특성 데이터에 기초한 다수의 MU-MAS 프리코더 가중치들을 계산하는 단계를 포함한다. The method includes a number of radio as one of the client device sending a training signal, generating a frequency offset compensation data, the method comprising: receiving the frequency offset compensation data from the base station, the frequency offset in transmitters from each antenna of the base station in order to erase prior to a step of calculating a plurality of MU-MAS precoder weights based on the step, and the channel characteristic data for computing MU-MAS precoder weights based on the frequency offset compensation data.

Description

분산형 입력 분산형 출력 무선 통신을 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR DISTRIBUTED INPUT DISTRIBUTED OUTPUT WIRELESS COMMUNICATIONS} A system and method for distributed input distributed output wireless communication {SYSTEM AND METHOD FOR DISTRIBUTED INPUT DISTRIBUTED OUTPUT WIRELESS COMMUNICATIONS}

본 출원서는 2004년 7월 30일 출원된 제10/902,978호의 부분 계속 출원이다. This application is a continuing application No. 10 / 902,978, filed July 30 arc portion 2004.

본 발명은 일반적으로 통신 시스템 분야에 관한 것이다. The present invention generally relates to communication systems. 보다 자세하게, 본 발명은 시공간 부호화(space-time coding) 기술을 이용한 분산형 입력-분산형 출력 무선 통신을 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다. More particularly, the present invention provides a distributed type using the space-time coding (space-time coding) technology relates to a system and method for distributed output wireless communications.

무선 기술에서 상대적으로 새로운 진전으로 공간 다중화 및 시공간 부호화가 알려져 있다. A relatively space-time coding and spatial multiplexing with the new advances in wireless technology have been known. 한 특정 타입의 시공간 부호화는 몇몇 안테나가 각 말단에 사용되기 때문에 "다중 입력 다중 출력(Multiple Input Multiple Output)"의 약자인 MIMO로 칭한다. A particular type of space-time coding has several antennas are referred to as MIMO, which stands for the "multiple-input multiple-output (Multiple Input Multiple Output)" because they are used at each end. 전송 및 수신을 위해 다중 안테나를 사용함으로써, 다중 독립형 전파가 동일한 주파수 범위 내에서 동시에 전송될 수 있다. By using multiple antennas for transmission and reception, multiple independent electric wave can be transmitted simultaneously within the same frequency range. 하기 문헌들은 MIMO의 개요를 제공한다. To literature provides an overview of MIMO.

IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIONS, VOL.21, NO. IEEE JOURNAL ON SELECTED AREAS IN COMMUNICATIONS, VOL.21, NO. 3, 2003년 4월: David Gesvert, Member, IEEE, MAnsoor Shafi, Fellow, IEEE, Da-shan Shiu, Member, IEEE, Peter J. Smith, Member, IEEE 및 Ayman Naguib, Senior Member, IEEE의 "From Theory to Practice:An Overview of MIMO Space-Time Coded Wireless Systems". 3 April 2003: David Gesvert, Member, IEEE, MAnsoor Shafi, Fellow, IEEE, Da-shan Shiu, Member, IEEE, Peter J. Smith, Member, IEEE, and Ayman Naguib, Senior Member, IEEE in the "From Theory to Practice: An Overview of MIMO Space-Time Coded Wireless Systems ".

IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL. IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS, VOL. 50, NO. 50, NO. 12, 2002년 12월: David Gesbert, Member, IEEE, Helmut Bolcskei, Member, IEEE, Dhananjay A. Gore, 및 Arogyaswami J. Paulraj, Fellow, IEEE의 "Outdoor MIMO Wireless Channels: Models and Performance Prediction" 12 December 2002: David Gesbert, Member, IEEE, Helmut Bolcskei, Member, IEEE, Dhananjay A. Gore, and Arogyaswami J. Paulraj, Fellow, of the IEEE "Outdoor MIMO Wireless Channels: Models and Performance Prediction"

기본적으로, MIMO 기술은 공통 주파수 대역 내에서 병렬 공간 데이터 스트림을 생성하기 위해 공간 분배형 안테나들의 사용에 기초한다. Basically, the MIMO technique based on the use of spatial distributed antennas to produce a parallel spatial streams within a common frequency band. 상기 전파는 개별 신호들이 동일한 주파수 대역 내에서 전송될지라도 수신기에서 분리되어 복조될 수 있는 그러한 방법으로 전송되며, 이는 통계학적 다중 독립형(이를 테면, 효과적 분리형) 통신 채널들을 초래할 수 있다. The radio wave is transmitted in such a way that is separated from the receiver can be demodulated even if the individual signals are transmitted in the same frequency band, which can result in multiple statistically independent (, effectively separate them temyeon) communication channel. 따라서, 다중 경로 신호들(이를 테면, 시간에 맞춰 지연되고 진폭과 위상이 변경된 동일한 주파수에서의 다중 신호들)을 금지하기 위해 시도된 표준 무선 통신 시스템에 반해, MIMO는 제공된 주파수 대역 내에서 더 높은 처리율과 향상된 신호대잡음비를 달성하기 위해 상관없거나 약간 상관 있는 다중 경로 신호들에 좌우될 수 있다.예를 들어, MIMO 기술은 종래 비-MIMO 시스템이 더 낮은 처리율만 달성할 수 있는 전력과 신호대잡음비(SNR) 조건들에 비해 훨씬 더 높은 처리율을 달성한다. Thus, the multi-path signal (such as, multiple signals at the same frequency and delayed in time amplitude and phase have changed), while the standard wireless communication systems attempt to prohibit, MIMO is higher in the given frequency band Any throughput and to achieve improved signal-to-noise ratio, or may depend on some correlation with the multipath signals, for example, MIMO technology is a conventional non--MIMO system is no power and signal-to-noise ratio that can be achieved only low throughput ( compared to the SNR) conditions to achieve a much higher throughput. 상기 용량이 퀄컴 인코포레이티드(퀄컴은 무선 기술의 가장 큰 공급자들 중 하나임)의 웹사이트 http://www.cdmatech.com/products/what mimo delivers.jsp에서 "What MIMO Delivers"로 명칭된 페이지에서 기술된다: "MIMO는 채널당 또는 MHz 스펙트럼당 시스템의 2배 이상의 최고 데이터율을 전달함으로써 스펙트럼 용량을 증가시키는 유일한 다중 안테나 기술이다. 더 자세하게 하기 위해, 무선 LAN 또는 WiFi® 어플리케이션들에 대해 퀄컴의 제4세대 MIMO 기술은 35MHz 스펙트럼에서 315Mbps 또는 8.8Mbps/MHz 속도를 전달한다. 이를 17MHz 스펙트럼에서 54Mbps 또는 3.18Mbps/MHz만을 전달하는 Wherein the capacity of Qualcomm Inc., in the website of delivers.jsp http://www.cdmatech.com/products/what mimo (Qualcomm is one of the largest suppliers of wireless technology) name as "What MIMO Delivers" is described on page:. "MIMO is a unique multi-antenna technique for increasing spectral capacity by transmitting the maximum data rate at least twice the system per channel or MHz spectrum to more specifically, for wireless LAN or a WiFi® application Qualcomm of the fourth generation and MIMO technology delivering 315Mbps or 8.8Mbps / MHz rate at 35MHz spectrum to pass them only 54Mbps or 3.18Mbps / MHz spectrum from 17MHz (균일한 빔-형성 또는 다이버시티 기술인) 802.11a/g의 최고 용량과 비교된다." (Uniform beam-forming or diversity technology) is compared to the maximum capacity of the 802.11a / g ".

전형적으로, MIMO 시스템은 몇 가지 이유들로 장치당 10개 미만(이에 따라 네트워크에서 10배 미만 처리율 상승)의 안테나들로 이루어진 실시 제한에 직면한다: Typically, MIMO systems facing to an exemplary limitation made less than 10 per device with several reasons with the antenna (and thus less than 10 times the throughput in the network increases):

1. 물리적 제한: 소정 장치상의 MIMO 안테나는 각각이 통계학적 독립 신호를 수신하도록 그들 사이에 충분한 분리도(separation)를 가져야 한다. 1. physical limitations: MIMO antenna on a certain apparatus should have a (separation) is sufficient separation between them so that each receives the statistically independent signals. MIMO 처리율 상승은 파장의 균일한 부분으로 이격된 안테나에 의해 나타낼 수 있으며, 효율은 더 낮은 MIMO 처리율 승수들로 인해 안테나가 가까울수록 급속히 저하된다. MIMO throughput increase can be expressed by the antenna spaced with a uniform portion of the wavelength, the efficiency is as close due to lower throughput MIMO antenna multiplier decreases rapidly.

예를 들면, 하기의 참고 문헌들을 참조한다: For example, reference is made to the references below:

[1]D.-S. [1] D.-S. Shiu, GJ Foschini, MJ Gans, 및 JM Kahn의 "Faidng correlation and its effect on the capacity of multielement antenna systems", IEEE Trans. Shiu, GJ Foschini, MJ Gans, and JM Kahn's "Faidng correlation and its effect on the capacity of multielement antenna systems", IEEE Trans. Comm., vol. Comm., Vol. 48, no. 48, no. 3, pp. 3, pp. 502-513, 2000년 3월. 502-513, March 2000.

[2]V. [2] V. Pohl, V. Jungnickel, T. Haustein, 및 C. von Helmolt의 "Antenna spacing in MIMO indoor channels", Proc. Pohl, V. Jungnickel, T. Haustein, and C. von Helmolt "Antenna spacing in indoor MIMO channels" of, Proc. IEEE Veh. IEEE Veh. Technol. Technol. Conf., vol 2, pp. Conf., Vol 2, pp. 749-753, 2002년 5월. 749-753, May 2002.

[3]M. [3] M. Stoytchev, H. Safar, AL Moustakas, 및 S. Simon의 "Compact antenna arrays for MIMO applications", Proc. Stoytchev, H. Safar, AL Moustakas, and of S. Simon "Compact antenna arrays for MIMO applications", Proc. IEEE Antennas and Prop. IEEE Antennas and Prop. Symp., vol. Symp., Vol. 3, pp. 3, pp. 708-711, 2001년 7월. 708-711, July 2001.

[4]A. [4] A. Forenza 및 RW Heath Jr.의 "Impact of antenna geometry on MIMO communication in indoor clustered channels", Proc. Of Forenza and RW Heath Jr. "Impact of antenna geometry on MIMO communication in indoor clustered channels", Proc. IEEE Antennas and Prop. IEEE Antennas and Prop. Symp., vol. Symp., Vol. 2, pp. 2, pp. 1700-1703, 2004년 6월. 1700-1703, June 2004.

또한, 소형 안테나 간격에 있어, 상호 결합 효과는 MIMO 시스템들의 성능을 저하시킬 수 있다. Further, in the small antenna distance, mutual coupling effects may degrade the performance of the MIMO system.

예를 들면, 하기의 참고문헌들을 참조한다: For example, reference is made to the references below:

[5]MJ Fakhereddin 및 KR Dandekar의 "Combined effect of polarization diversity and mutual coupling on MIMO capacity", Proc. [5] MJ Fakhereddin Dandekar and KR "Combined effect of polarization diversity and mutual coupling on MIMO capacity" of, Proc. IEEE Antennas and Prop. IEEE Antennas and Prop. Symp., vol. Symp., Vol. 2, pp. 2, pp. 495-498, 2003년 6월. 495-498, June 2003.

[7]PN Fletcher, M. Dean, 및 AR Nix의 "Mutual coupling in multielement array antennas and its influence on MIMO channel capacity", IEEE Electronics Letters, vol. [7] PN Fletcher, M. Dean, and AR Nix the "Mutual coupling in multielement array antennas and its influence on MIMO channel capacity", IEEE Electronics Letters, vol. 39, pp. 39, pp. 342-344, 2003년 2월. 342-344, February 2003.

[8]V. [8] V. Jungnickel, V. Pohl, 및 C. Von Helmolt의 "Capacity of MIMO Systems with closely spaced antennas", IEEE Comm. Jungnickel, V. Pohl, and C. Von Helmolt of "Capacity of MIMO Systems with closely spaced antennas", IEEE Comm. Lett., vol. Lett., Vol. 7, pp. 7, pp. 361-363, 2003년 8월. 361-363, August 2003.

[10]JW Wallace 및 MA Jensen의 "Termination-dependent diversity performance of coupled antennas: Network theory analysis", IEEE Trans. [10] JW Wallace and MA Jensen in "Termination-dependent diversity performance of coupled antennas: Network theory analysis", IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. Antennas Propagat., Vol. 52, pp. 52, pp. 98-105, 2004년 1월. 98-105, January 2004.

[13]C. [13] C. Waldschmidt, S. Schulteis, 및 W. Wiesbeck의 "Complete RF system model for analysis of compact MIMO arrays", IEEE Trans. Waldschmidt, S. Schulteis, and W. Wiesbeck of "Complete RF system model for analysis of compact MIMO arrays", IEEE Trans. on Veh. on Veh. Technol., vol. Technol., Vol. 53, pp. 53, pp. 579-586, 2004년 5월. 579-586, May 2004.

[14]ML Morris 및 MA Jensen의 "Network model for MIMO systems with coupled antennas and noisy amplifiers", IEEE Trans. [14] Morris ML and MA Jensen in "Network model for MIMO systems with and coupled antennas noisy amplifiers", IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. Antennas Propagat., Vol. 53, pp. 53, pp. 545-552, 2005년 1월. 545-552, January 2005.

게다가, 상기 안테나들이 서로 붐빔에 따라, 전형적으로 상기 안테나들은 더 작게 만들어져야 하며, 이는 안테나 효율에도 영향을 줄 수 있다. In addition, according to rush to each said antenna, said antenna are also typically be made smaller, which may affect the antenna efficiency.

예를 들면, 하기의 참고문헌을 참조한다: For example, see References below:

[15]HA Wheeler의 "Small antennas", IEEE Trans. [15] HA Wheeler in "Small antennas", IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. Antennas Propagat., Vol. AP-23, n. AP-23, n. 4, pp. 4, pp. 462-469, 1975년 7월. 462-469, July 1975.

[16]JS McLean의 "A re-examination of the fundamental limits on the radiation Q of electrically small antennas", IEEE Trans. [16] JS McLean of "A re-examination of the fundamental limits on the radiation Q of electrically small antennas", IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. Antennas Propagat., Vol. 44, n. 44, n. 5, pp. 5, pp. 672-676, 1996년 5월. 672-676, May 1996.

결국, 주파수가 낮고 파장이 길수록, 단일 MIMO 장치의 물리적 크기는 다루기 힘들 수 있다. As a result, a low frequency the longer the wavelength, the physical size of a single MIMO system can be difficult to handle. 가장 심한 예로는 MIMO 장치 안테나가 서로 10미터 이상 이격되어야 하는 HF 대역에서이다. The most serious example is in the HF band to be spaced more than 10 meters to each other MIMO antenna device.

2. 노이즈 제한. 2. The noise limits. 각 MIMO 수신기/전송기 서브시스템은 소정 레벨의 노이즈를 생성한다. Each MIMO receiver / transmitter sub-system produces a noise of a certain level. 더욱더 많은 이러한 서브시스템들이 서로 근접하게 배치됨에 따라, 노이즈 플로어(noise floor)는 증가 된다. According to the more and more disposed to such sub-systems are close to each other, the increase in the noise floor (noise floor). 한편, 많은 안테나 MIMO 시스템에서 서로로부터 구별될 필요가 있는 더욱 다른 신호들이 증가할수록, 더욱 증가하는 낮은 노이즈 플로어가 요구된다. On the other hand, as the number of antennas increases more other signals that need to be distinguished from each other in MIMO systems, the low noise floor is required to further increase.

3. 비용 및 전력 제한. 3. The cost and power limitations. 비용 및 전력 소모가 이슈가 아닌 MIMO 어플리케이션들이 있으나, 전형적인 무선 제품에서, 비용 및 전력 소모 모두 성공적인 제품의 발전에 있어 결정적인 제약이 된다. Cost and power consumption, but are not the issue MIMO applications, in typical wireless products, there is a critical constraint on both the development cost and power consumption of a successful product. 개별적인 RF 서브시스템은 개별적인 아날로그-대-디지털(A/D) 및 디지털-대-아날로그(D/A) 변환기들을 포함하는 각 MIMO 안테나를 필요로 한다. Individual RF subsystem individual analog-to require each MIMO antenna, including analog (D / A) converter-to-digital (A / D) and digital-to. 무어의 법칙(Intel co-founder Gordon Moore에 의해 작성된 경험적 관측으로, 최소 구성요소으로 된 집적 회로 상의 트랜지스터의 수는 약 24개월마다 2배의 비용이 든다: 출처: http://www. inte.com/technology/mooreslaw/)으로 스케일링 된 디지털 시스템들의 많은 양태들과 달리, 이러한 아날로그-집중 서브시스템들은 전형적으로 소정의 물리적 구조 크기와 전력 조건들, 및 소비와 전력에 있어 선형적인 스케일을 갖는다. Empirical observations written law (by Intel co-founder Gordon Moore in Moore, the number of transistors on an integrated circuit with minimal component costs have doubled approximately every 24 months cost: Source: http:. // www inte. Unlike many aspects of the com / technology / mooreslaw /) the scaled digital systems, such analog-to-focus subsystem typically predetermined physical structure size and power conditions, and in the consumption and power has a linear scale. 그래서, 많은 안테나 MIMO 장치는 단일 안테나 장치에 비해 매우 비싸고 전력 소모적일 것이다. Thus, the number of MIMO antenna system will be very expensive and power consuming compared to a single antenna device.

그 결과, 오늘날 완성된 대부분의 MIMO 시스템들은 2 내지 4개의 정도의 안테나들로 되어 있고, 처리율에 있어서 2 내지 4배 정도의 상승을 초래하며, 다중 안테나 시스템의 다양한 이점들로 인해 SNR에 있어 다소 상승 된다. As a result, it is in the most of the MIMO system are 2 to 4 degrees of antennas completed today, and results in a 2 to 4 times increase in throughput, in SNR due to various advantages of a multi-antenna system rather It is raised. 10개까지의 안테나 MIMO 시스템들이 고려되었으나(특히, 파장이 짧을수록 그리고 안테나 간격이 가까울수록 그로 인해 더 높은 마이크로파 주파수에서), 매우 특화되고 비용-집중형 어플리케이션들을 제외하고는 매우 비현실적이다. Been taken into account antenna MIMO system, up to 10 (particularly, the shorter the wavelength and the antenna spacing is close more higher in the microwave frequency by it) is specific, very cost-and a very unrealistic except for centralized application.

가상 안테나 어레이들 Virtual Antenna Array

MIMO-형 기술의 어느 한 특정 어플리케이션으로 가상 안테나 어레이가 있다. To any one of the specific applications of the type described MIMO- a virtual antenna array. 이러한 시스템은 2003년 1월 15-17일 스페인 바로셀로나 EURO-COST, Scientific and Technical Research 분야에서 유럽 조약에 제시된 조사서에 제시된다: Center for Telecommunications Research, King's College London, UK: Mischa Dohler 및 Hamid Aghvami의 "A step towards MIMO: Virtual Antenna Arrays". These systems work 15-17 January 2003 in Barcelona, ​​Spain EURO-COST, Scientific and Technical Research areas are presented in the questionnaire set out in the European treaties: Center for Telecommunications Research, King's College London, UK: Mischa Dohler of and Hamid Aghvami " A step towards MIMO: Virtual Antenna Arrays ".

이 조사서에서 제시된 바와 같은 가상 안테나 어레이들은 (셀 폰들과 같은)협조적인 무선 장치들로 된 시스템들로, 협조적으로 동작하기 위해 그들 기지국에 그들의 주요 통신 채널보다 개별적인 통신 채널 상에서 서로 간에(그리고 만약 그들이 서로에 충분히 가까울 경우) 통신한다(예컨대, 그들이 UHF 대역에서 GSM 셀룰러 폰들인 경우, 이는 5Ghz의 산업 과학 및 의학(ISM) 무선 대역일 것이다). Each other on the virtual antenna arrays with a with cooperative wireless devices (like cell phones) system, the individual communication than their main communication channel on their base station to operate as a cooperative channel as set forth in the questionnaire (and if they If close enough to each other) in communication (e.g., if they are, which are GSM cellular phone in the UHF band, which industrial scientific and medical (ISM of 5Ghz) would be a radio band). 이는 단일 안테나 장치들이, 예를 들어, 그들이 물리적으로 다중 안테나들로 된 하나의 장치인 것처럼 동작하기 위해(게다가 기지국의 범위 내에 있기 위해) 서로의 범위에 있는 몇몇 장치들 사이의 정보에 따라 처리율에 있어 MIMO와 같은 상승을 잠재적으로 달성하도록 한다. This is the throughput in accordance with the information between some device in the range of each other single-antenna devices, for example, to behave as if they were one device with physically to multiple antennas (addition to be within the range of the base station) it should be potentially achieved with the rise such as MIMO.

하지만, 실제로 이러한 시스템은 구현하기가 매우 어렵고 이용에 제한이 있다. However, there is in fact limited to the use of such systems is very difficult to implement. 우선, 불특정한 이용성의 제2 중계 링크에 의해, 개선된 처리율을 달성하도록 유지되어야 하는 장치당 최소한 두 개의 다른 통신 경로가 있다. First, there are at least two different communication paths per device to be held by the second relay link unspecified accessibility, so as to achieve improved throughput. 또한, 상기 장치들은 그들이 최소한 제2 통신 서브시스템에서 더 큰 계산적 요구들 가지므로 더 비싸고, 물리적으로 더 크며, 더 많은 전력을 소모한다. In addition, the devices are more expensive because they have at least 2 branches greater computational requirements in a communication subsystem, a more physically large, it consumes more power. 게다가, 상기 시스템은 다양한 통신 링크들을 통해 잠재적으로 모든 장치들의 매우 복잡한 실시간 좌표에 좌우된다. In addition, the system is potentially very complicated real-time depends on the coordinates of all the devices via various communication links. 결국, 동시 채널 이용(예컨대, 동시 폰이 MIMO 기술을 이용한 전송을 요청함)이 늘어남에 따라, 각 장치에 대한 계산적 부담은 (채널 이용이 선형적으로 증가함에 따라 잠재적으로 기하급수적으로) 늘어나며, 이는 엄격한 전력 및 크기 제한을 갖는 휴대용 장치들에 대해 매우 비현실적일 수 있다. After all, use of co-channel With the increasing this (e.g., simultaneous phone is requesting a transmission using the MIMO technology), the computational load on each device is (potentially exponentially as the channel used increases linearly) leads to greater visibility, This can be very impractical for portable devices having stringent power and size limitations.

다중 사용자(MU)를 갖는 다중 안테나 시스템(MAS) 전송("MU-MAS")에 있어 주파수와 위상 오프셋을 보상하기 위한 시스템 및 방법이 기술된다. A system and method for compensating for frequency and phase offset will be described in a multi-user multi-antenna system (MAS) transmit ( "MU-MAS") having (MU). 예를 들면, 본 발명의 일 실시 예에 따른 방법은, 기지국의 각 안테나에서 주파수 오프셋 보상 데이터를 생성하기 위해 각 훈련 신호를 분석하는 하나 또는 다수의 클라이언트 각각으로 훈련 신호(training signal)를 전송하고, 상기 기지국에서 상기 주파수 오프셋 보상 데이터를 수신하는 단계; For example, the method according to one embodiment of the present invention, and sends the training signal (training signal) to one or more clients respectively to analyzing each training signal to generate a frequency offset compensation data from each antenna of the base station , receiving the frequency offset compensation data from the base station; 전송기에서 주파수 오프셋을 사전 소거하기 위해 상기 주파수 오프셋 보상 데이터에 기초한 MU-MAS 프리코더 가중치들을 계산하는 단계; Calculating MU-MAS precoder weights based on the frequency offset compensation data in order to pre-cancel the frequency offset in a transmitter; 상기 기지국의 각 안테나에 대해 사전부호화된 훈련 신호들을 생성하기 위해 상기 MU-MAS 프리코더 가중치들을 이용하여 훈련 신호를 사전부호화하는 단계; Further comprising: pre-coding the training signals using the MU-MAS precoder weights for generating the pre-coding the training signals for each antenna of the base station; 기지국의 각 안테나에서 채널 특성 데이터를 생성하기 위해 각 훈련 신호를 분석하고, 상기 기지국에서 상기 채널 특성 데이터를 수신하는 각각의 다수의 무선 클라이언트 장치로 상기 사전부호화된 훈련 신호를 전송하는 단계; Analyzing each training signal to generate channel characterization data for each antenna of the base station, and transmitting the pre-coding the training signal from the BS to each of the plurality of wireless client devices that are receiving the channel characteristic data; 상기 채널 특성 데이터 기초한 주파수와 위상 오프셋 및/또는 상호 사용자 인터페이스를 사전 소거하기 위해 계산된 다수의 MU-MAS 프리코더 가중치들을 계산하는 단계; Calculating a plurality of MU-MAS precoder weight calculated to pre-erase the channel characteristic data based on the frequency and phase offsets and / or cross-user interface; 상기 기지국의 각 안테나에 대해 사전부호화된 데이터 신호들을 생성하기 위해 상기 MU-MAS 프리코더 가중치들을 이용하여 데이터를 사전부호화하는 단계; The step of pre-encoding the data using the MU-MAS precoder weights to produce the pre-coded data signals for each antenna of the base station; 및 각 개별 클라이언트 장치에 대한 상기 기지국의 각 안테나를 통해 상기 사전부호화된 데이터 신호들을 전송하는 단계를 포함한다. And a step of transmitting the pre-coded data signals through each antenna of the base station for each respective client device.

본 발명에 의해, 다중 사용자(MU)를 갖는 다중 안테나 시스템(MAS) 전송("MU-MAS")에 있어 주파수와 위상 오프셋을 보상함으로써 더 소형화되고 저전력 특성을 갖는 분산형 입력 분산형 출력 무선 통신을 위한 시스템 및 방법을 제공할 수 있다. According to the present invention, a multi-user (MU) Multiple Antenna Systems (MAS) transmit ( "MU-MAS") on it more compact and the distributed output distributed type having a low power by compensating for frequency and phase offset wireless communication with a It can provide for a system and method.

도면과 함께, 하기의 상세 설명으로부터 본 발명을 더 잘 이해할 수 있다: From, for details of the figures can be with a better understanding of the invention:
도 1은 종래 MIMO 시스템을 도시한다. Figure 1 illustrates a prior art MIMO system.
도 2는 다수의 단일-안테나 클라이언트 장치와 통신하는 N-안테나 기지국을 도시한다. Shows a base station antenna for communicating with the antenna N- client device 2 includes a plurality of single.
도 3은 3개의 단일-안테나 클라이언트 장치와 통신하는 3 안테나 기지국을 도시한다. 3 shows a base station antenna for communicating with the antenna client device 3 is three single.
도 4는 본 발명의 일 실시 예에 사용된 훈련 신호 기술을 도시한다. Figure 4 illustrates a training signal techniques used in one embodiment of the present invention.
도 5는 본 발명의 일 실시 예에 따른 클라이언트 장치에서 기지국으로 전송된 채널 특성 데이터를 도시한다. Figure 5 shows the channel characteristics of data transmitted to the base station from a client device in accordance with one embodiment of the present invention.
도 6은 본 발명의 일 실시 예에 따른 다중-입력 분산형-출력("MIDO") 하향 전송을 도시한다. It shows the output ( "MIDO") downlink transmission-6 is a multiple in accordance with one embodiment of the present invention, type distributed.
도 7은 본 발명의 일 실시 예에 따른 다중-입력 다중 출력("MIMO") 상향 전송을 도시한다. Shows an input multiple-output ( "MIMO") upstream transmission-7 is a multiple in accordance with one embodiment of the present invention.
도 8은 본 발명의 일 실시 예에 따른 처리율을 할당하기 위해 서로 다른 클라이언트 그룹들을 통한 기지국 사이클링을 도시한다. Figure 8 illustrates a base station cycling through different client group in order to allocate the throughput in accordance with one embodiment of the present invention.
도 9는 본 발명의 일 실시 예에 따른 근접성에 기초한 클라이언트들의 그룹화를 도시한다. Figure 9 illustrates a grouping of client based on the proximity in accordance with one embodiment of the present invention.
도 10은 NVIS 시스템 내에서 사용된 본 발명의 실시 예를 도시한다. 10 illustrates an embodiment of the invention used in the NVIS system.
도 11은 I/Q 보상 기능 유닛을 갖는 DIDO 전송기의 실시 예를 도시한다. Figure 11 illustrates an embodiment of a transmitter DIDO with I / Q compensation unit.
도 12는 I/Q 보상 기능 유닛을 갖는 DIDO 수신기이다. 12 is a DIDO receiver with I / Q compensation unit.
도 13은 I/Q 보상에 의한 DIDO-OFDM 시스템들의 일 실시 예를 도시한다. Figure 13 illustrates one embodiment of DIDO-OFDM system according to the I / Q compensation.
도 14는 I/Q 보상 유무에 따른 DIDO 2×2 성능의 일 실시 예를 도시한다. Figure 14 illustrates one embodiment of a 2 × 2 DIDO performance of the I / Q compensation or not.
도 15는 I/Q 보상 유무에 따른 DIDO 2×2 성능의 일 실시 예를 도시한다. Figure 15 illustrates one embodiment of a 2 × 2 DIDO performance of the I / Q compensation or not.
도 16은 다양한 QAM 콘스텔레이션에 대한 I/Q 보상 유무에 따른 SER(Symbol Error Rate)의 일 실시 예를 도시한다. Figure 16 illustrates one embodiment of a SER (Symbol Error Rate) according to the I / Q compensation presence or absence of the various QAM constellation.
도 17은 다양한 사용자 장치 위치들에서 보상 유무에 따른 DIDO 2×2 성능의 일 실시 예를 도시한다. Figure 17 illustrates one embodiment of a 2 × 2 DIDO performance according to whether or not compensate in a variety of user equipment location.
도 18은 이상적인(iid) 채널일 경우 I/Q 보상 유무에 따른 SER의 일 실시 예를 도시한다. Figure 18 is the ideal case of (iid) channels SER shows an embodiment according to the I / Q compensation or not.
도 19는 적응형 DIDO 시스템들의 전송기 프레임워크의 일 실시 예를 도시한다. Figure 19 illustrates one embodiment of a transmitter framework of adaptive DIDO system.
도 20은 적응형 DIDO 시스템들의 수신기 프레임워크의 일 실시 예를 도시한다. Figure 20 illustrates one embodiment of a receiver framework of adaptive DIDO system.
도 21은 적응형 DIDO-OFDM의 방법의 일 실시 예를 도시한다. Figure 21 illustrates one embodiment of an adaptive DIDO-OFDM method.
도 22는 DIDO 측정값에 대한 안테나 배치의 일 실시 예를 도시한다. Figure 22 illustrates one embodiment of an antenna arrangement for DIDO measurements.
도 23은 다차 DIDO 시스템들에 대한 어레이 구성의 실시 예들을 도시한다. Figure 23 shows the embodiment of an array configuration for the multiple order DIDO system.
도 24는 다차 DIDO 시스템들의 성능을 도시한다. Figure 24 shows the performance of multiple order DIDO system.
도 25는 DIDO 측정값에 대한 안테나 배치의 일 실시 예를 도시한다. 25 shows an embodiment of an antenna arrangement for DIDO measurements.
도 26은 사용자 장치 위치의 함수로 4-QAM 및 1/2 FEC 비율에 의한 DIDO 2×2 성능의 일 실시 예를 도시한다. 26 illustrates an embodiment of a 2 × 2 DIDO performance by the 4-QAM and the 1/2 FEC rate as a function of the user equipment location.
도 27은 DIDO 측정값들에 대한 안테나 배치의 일 실시 예를 도시한다. 27 shows one embodiment of an antenna arrangement for DIDO measurements.
도 28은 DIDO 8×8이 더 낮은 TX 전력 조건의 DIDO 2×2보다 더 큰 SE를 산출하는 방법이 도시된다. Figure 28 is a method for calculating the SE greater than DIDO 2 × 2 of DIDO 8 × 8 the lower TX power condition is shown.
도 29는 안테나 선택에 의한 DIDO 2×2 성능의 일 실시 예를 도시한다. 29 shows an embodiment of a 2 × 2 DIDO performance by the antenna selection.
도 30은 iid 채널들에서 다양한 DIDO 사전부호화 체제들의 평균 BER 성능을 도시한다. Figure 30 shows the mean BER performance of the various DIDO pre-coding system in iid channel.
도 31은 iid 채널들에서 추가 전송 안테나들 수의 함수로 ASel의 SNR 이득을 도시한다. 31 shows the SNR gain of ASel as a function of the number of additional transmit antennas in iid channel.
도 32는 도 32는 iid 채널들에서 1 및 2 추가 안테나들을 갖는 BD 및 ASel에 대한 사용자들(M) 수의 함수로 SNR 임계값들을 도시한다. Figure 32 Figure 32 illustrates the SNR threshold as a function of the user of the number (M) of the BD and ASel having first and second additional antennas in iid channel.
도 33은 다양한 각 확산(AS) 값에 의해, 동일한 각 방향에서 위치된 두 개의 사용자들에 대한 BER 대 사용자별 평균 SNR을 도시한다. 33 shows the BER for the user area, the average SNR for two users according to the value different for each spread (AS), each position in the same direction.
도 34는 도 33과 유사하나 사용자들 간 더 높은 각 분리도를 갖는 결과들을 도시한다. 34 shows the results with each of the higher degree of separation between the one similar to the user 33.
도 35는 사용자들의 다양한 값들의 도달각(AOS들)의 평균 각들에 대한 AS 함수로 SNR 임계값을 도시한다. 35 shows the SNR threshold value to the AS function of the average angles of arrival of the various values ​​each (AOS s) of the user.
도 36은 5개의 사용자들로 이루어진 바람직한 경우에 대한 SNR 임계값을 도시한다. Figure 36 illustrates the SNR threshold for the preferred case made up of five user.
도 37은 두 개의 사용자의 경우, 1 및 2개의 추가 안테나들을 갖는 BD 및 ASel의 SNR 임계값의 비교도이다. 37 is a comparison of the SNR threshold value for both cases of the two users, BD and ASel having one and two additional antenna.
도 38은 도 37과 유사하나, 5개의 사용자들로 이루어진 경우의 결과를 도시한다. 38 shows the results of a case made up of one, five user similar to Figure 37.
도 39는 다양한 AS 값들에 의한 BD 체제에 대한 SNR 임계값들을 도시한다. Figure 39 illustrates the SNR threshold for a BD system according to the various AS values.
도 40은 1 및 2개의 추가 안테나들을 갖는 BD 및 ASel에 대한 AS=0.1°인 공간적으로 상관 있는 채널에서의 SNR 임계값들을 도시한다. Figure 40 illustrates the SNR threshold of the channel in which the spatial correlation with AS = 0.1 ° for the BD and ASel having one and two additional antenna.
도 41은 AS=5°에 의한 둘 이상의 채널 시나리오에 대한 SNR 임계값들의 비교도이다. Figure 41 is a comparison of the SNR threshold value for the two or more channel scenario according to AS = 5 °.
도 42는 AS=10°에 의한 둘 이상의 채널 시나리오에 대한 SNR 임계값들의 비교도이다. Figure 42 is a comparison of the SNR threshold value for the two or more channel scenario according to AS = 10 °.
도 43-44는 1 및 2개의 추가 안테나들을 갖는 BD 및 ASel 체제들에 대한 사용자(M) 수 및 각 확산(AS)의 함수로 SNR 임계값을 도시한다. Figure 43-44 illustrates the SNR threshold as a function of the user (M) and can each spread (AS) for the BD and ASel system having first and second additional antenna.
도 45는 주파수 오프셋 추정기/보상기를 갖춘 수신기를 도시한다. Figure 45 illustrates a receiver with a frequency offset estimator / compensator.
도 46은 본 발명의 일 실시 예에 따른 DIDO 2×2 시스템 모델을 도시한다. Figure 46 illustrates the 2 × 2 DIDO system model in accordance with one embodiment of the present invention.
도 47은 본 발명의 일 실시 예에 따른 방법을 도시한다. Figure 47 illustrates a method in accordance with one embodiment of the present invention.
도 48은 주파수 오프셋 유무에 따른 DIDO 2×2의 시스템들의 SER 결과들을 도시한다. Figure 48 illustrates the SER results of the system of DIDO 2 × 2 with respect to the frequency offset or not.
도 49는 도 49는 SNR 임계값에 대해 다양한 DIDO 체제들의 성능을 비교한 도면이다. Figure 49 is Figure 49 is a diagram comparing the performance of various DIDO system for the SNR threshold.
도 50은 방법들의 다른 실시 예들에 필요한 오버헤드의 양을 비교한 도면이다. Figure 50 is a graph comparing the amount of overhead necessary for the different embodiments of the method.
도 51은 f max =2Hz이고 더 이상 정수 오프셋 정정이 없는 소형 주파수 오프셋을 갖는 시뮬레이션을 도시한다. Figure 51 is a f max = 2Hz and showing a simulation having a small frequency offset no longer have the correct integer offset.
도 52는 정수 오프셋 추정기를 턴 오프할 때의 결과들을 도시한다. Figure 52 shows the results at the time of turning off the constant offset estimator.

하기의 설명에서, 설명을 위해, 본 발명의 철저한 이해를 제공하기 위해 다양한 소정의 상세설명이 설명된다. In the following description, for purposes of illustration, various predetermined details are set forth in order to provide a thorough understanding of the present invention. 하지만, 본 발명이 소정의 이러한 특정 상세설명 없이 실시될 수 있다는 점이 본 발명에 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자들에는 명백할 것이다. However, the present invention includes those two points may be practiced without some of these specific details of ordinary skill in the art pertaining to the present invention will be apparent. 다른 예들에서, 잘 공지된 구조와 장치들이 본 발명의 근본적인 원리들을 모호하게 하는 것을 피하기 위해 블록도 형태로 도시된다. Shown in block diagram form in order to avoid In other instances, well-known structures and devices are obscuring the underlying principles of the invention.

도 1은 전송 안테나들(104)과 수신 안테나들(105)을 구비한 종래 MIMO 시스템을 나타낸다. 1 shows a conventional MIMO system with a transmitting antenna 104 and receiving antenna 105. 이러한 시스템은 이용가능한 채널에서 정상적으로 달성 가능한 처리율의 3배까지 달성할 수 있다. Such a system can be achieved up to three times the normally possible to achieve throughput in available channels. 과제에 대한 공개 문헌에 기술된 이러한 MIMO 시스템의 세부사항들을 구현하기 위한 수많은 다른 접근방법들이 있으며, 하기 설명은 하나의 이런 접근방법을 설명한다. There are a number of other approaches for implementing the details of such a MIMO system described in the open literature for the assignment method, the following description will describe one such approach.

데이터가 도 1의 상기 MIMO 시스템으로 전송되기 전, 상기 채널은 "특성화"된다. Before the data is also being transmitted to the MIMO system of Figure 1, the channel is "characterization". 이는 처음에 각각의 상기 전송 안테나들(104)의 각각의 상기 전송 안테나(104)에서 각각의 상기 수신기들(105)로 "훈련 신호"를 전송함으로써 달성된다. This is accomplished by sending a "training signal" by each of the receivers in each of the transmit antennas 104 of each of the transmission antenna 104 to the first 105. 상기 훈련 신호는 D/A 변환기(미도시)에 의해 아날로그로 변환되고, 그 후 연속적으로 각 전송기(103)에 의해 베이스 밴드에서 RF로 변환된 부호화 및 변조 서브시스템(102)에 의해 생성된다. The training signal is generated by the D / A converter is converted to analog by a (not shown), and thereafter successively for each transmitter 103, a coding and modulation subsystem 102, it converted to RF in the baseband by. 그 RF 수신기(106)에 결합된 각 수신 안테나(105)는 각 훈련 신호를 수신하고 그것을 베이스 밴드로 변환한다. Each receive antenna 105 coupled to the RF receiver 106 receives the respective training signal and converts it to baseband. 상기 베이스 밴드 신호는 D/A 변환기(미도시)에 의해 디지털로 변환되고, 상기 신호 처리 서브시스템(107)은 상기 훈련 신호를 특성화한다. The baseband signal is D / A converter, it converted into digital by a (not shown), the signal processing subsystem 107 is characterizing the training signals. 각 신호의 특성은 예를 들어, 상기 수신기에 대한 내부 기준, 절대 기준, 상대적 기준, 특성 노이즈에 비례하는 위상과 진폭을 포함하는 많은 요소들 또는 기타 요소들을 포함할 수 있다. Characteristics of the signal, for example, may comprise a number of elements or any other element comprising the internal standard, the absolute reference, a relative basis, phase and amplitude relative to the noise characteristics of the receiver. 전형적으로, 각 신호의 특성은 상기 신호가 상기 채널을 거쳐 전송될 때 상기 신호의 몇몇 앙태들의 위상 및 진폭 변화들을 특성화하는 벡터로 규정된다. Typically, the characteristics of the signal, is defined as a vector characterizing the phase and amplitude changes in the signal some of angtae when the signal to be transmitted over the channel. 예를 들어, 직교 진폭 변조(quadrature amplitude modulation; "QAM")-변조된 신호에서, 상기 특성은 상기 신호의 몇몇 다중경로 이미지들의 위상 및 진폭 오프셋의 벡터일 것이다. For example, quadrature amplitude modulation (quadrature amplitude modulation; "QAM") - in a modulated signal, the characteristic will be the vector of the phase and amplitude offsets of several multipath images of the signal. 또 다른 예로, 직교 주파수 분할 다중화(orthoganl frequency division multiplexing; "OFDM")-변조된 신호에서, 그것은 상기 OFDE 스펙트럼에서 개별적인 서브-신호들 중 몇몇 또는 모두의 위상 및 진폭 오프셋의 벡터일 것이다. As another example, an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), - in a modulated signal, which in the respective sub-spectrum OFDE - (orthoganl frequency division multiplexing "OFDM") will be the vector of the phase and amplitude offsets of all or some of the signal.

상기 신호 처리 서브시스템(107)은 각 수신 안테나(105)와 해당 수신기(106)에 의해 수신된 채널 특성을 저장한다. The signal processing sub-system 107 stores the channel characteristics received by each receiving antenna 105 and the receiver 106. 3개의 전송 안테나(104) 모두가 그들의 훈련 신호 전송을 완료된 후, 상기 신호 처리 서브시스템(107)은 상기 채널 특성 매트릭스 "H"로 지정된 3×3 매트릭스(108)를 초래하는 각각의 3개의 수신 안테나(105)에 대한 3개의 채널 특성을 저장할 것이다. After all the three transmission antennas (104) completes the transmission of their training signal, the signal processing subsystem 107 includes three reception of each of which results in a 3 × 3 matrix (108) specified by the channel characteristic matrix "H" It will store the three channel characteristics for the antenna 105. 각 개별 매트릭스 요소 H ij 는 상기 수신 안테나(105j)에 의해 수신된 바와 같은 전송 안테나(104i)의 훈련 신호 전송의 (전형적으로 상기에 기술된 바와 같은 벡터인) 채널 특성이다. Each individual matrix element H ij is the (vector is as described above, typically), the channel characteristics of the training signal transmission of the transmission antenna (104i) as received by said receive antenna (105j).

이 지점에서, 상기 신호 처리 서브시스템(107)은 H -1 을 생성하도록 상기 매트릭스 H(108)를 변환하고, 전송 안테나들(104)로부터 실제 데이터의 전송을 기다린다. At this point, the signal processing subsystem 107 converts the matrix H (108) to generate a H -1, and waits for transmission of actual data from the transmission antenna 104. The 이용가능한 문헌에 기술된 다양한 종래 MIMO 기술은 상기 H 매트릭스(108)가 변환될 수 있을 보장하기 위해 이용될 수 있음을 유의해야 한다. Using various conventional MIMO technology described in the available literature it should be noted that this is the H-matrix (108) may be used to ensure there can be converted.

동작에 있어, 전송될 데이터의 페이로드(payload)가 데이터 입력 서브시스템(100)에 제공된다. In operation, a payload (payload) of data to be transmitted is provided to the data input sub-system 100. 그 후, 부호화 및 변조 서브시스템(102)에 제공되기 전 분리기(splitter; 101)에 의해 3개의 부분들로 나뉜다. Then, the coding and modulation are provided in the sub-system 102 around the separator; divided into three portions by a (splitter 101). 예를 들어, 상기 페이로드가 "abcdef"에 대한 ASCII 비트일 경우, 분리기(101)에 의해 "ad", "be", 및 "cf"에 대한 ASCII 비트로 된 3개의 서브-페이로드로 나뉠 수 있을 것이다. For example, the payload when the ASCII bit to "abcdef", by the separator (101) "ad", "be", and "cf" ASCII bits, the three sub-for-be divided into payloads There will be. 그 후, 각각의 3개의 서브-페이로드는 상기 부호화 및 변조 서브시스템(102)에 개별적으로 제공된다. Then, each of the three sub-payloads is provided separately in the coding and modulation subsystem 102.

각각의 상기 서브-페이로드는 각 신호와 오차 정정 용량의 통계학적 독립성 모두에 적합한 부호화 시스템을 사용함으로써 개별적으로 부호화된다. Each of the sub-payload is encoded separately by using a suitable encoding systems for both statistical independence of the signals and the error correction capacity. 이는 제한하는 것은 아니나, 리드 솔로몬 부호화(Reed-Solomon coding), 비터비 부호화(Viterbi coding), 및 터보 부호(Turbo Codes)를 포함한다. This includes but are not limited to, Reed-Solomon coding (Reed-Solomon coding), Viterbi coding (Viterbi coding), and turbo code (Turbo Codes). 결국, 각각의 상기 3개의 부호화된 서브-페이로드는 상기 채널에 대한 적절한 변조 체계를 이용하여 변조된다. After all, each of the three coded sub-payload is modulated using an appropriate modulation scheme for the channel. 변조 체계의 예들로는 차동 위상 천이 변조(differential phase shift key; "DPSK") 변조, 64-QAM 변조 및 OFDM이 있다. Examples of the modulation system include a differential phase shift keying (differential phase shift key; "DPSK") modulation, a 64-QAM modulation and OFDM. 여기서, MIMO에 의해 제공된 다이버시티(diversity) 이득은 상기 동일 채널을 이용한 SISO(Single Input-Single Output) 시스템에서 실현 가능한 것과 달리, 고차 변조 콘스텔레이션(constellation)을 허용한다는 점을 염두에 두어야 한다. Here, the diversity (diversity) benefits provided by the MIMO should keep in mind that the contrary, allows the high-order modulation constellation (constellation) as feasible in (Single Input-Single Output) SISO system using the same channel . 그 후, 각 부호화 및 변조된 신호는 D/A 변환 장치(미도시)에 의한 D/A 변환과 각 전송기(103)에 의한 RF 생성이 따르는 자체 안테나(104)를 통해 전송된다. Then, each coded and modulated signal is then transmitted through its own antenna 104 according to the RF generated by the D / A converter and each transmitter 103 by the D / A converter (not shown).

적당한 공간 다이버시티가 상기 전송 및 수신 안테나들 중에 존재한다고 가정하면, 각각의 상기 수신 안테나(105)는 안타네들(104)로부터 3개의 전송된 신호들의 각기 다른 조합을 수신할 것이다. Assuming that the appropriate spatial diversity present in said transmit and receive antenna, each of the receiving antenna 105 will receive a different combination of the three transmitted signals from the four hits 104. 각 신호는 각 RF 수신기(106)에 의해 베이스 밴드로 하향 수신 및 변환되고, A/D 변환기(미도시)에 의해 디지털화된다. Each signal is received and down-converted to baseband by the RF receiver 106, and digitized by the A / D converter (not shown). y n 이 n번째 수신 안테나(105)에 의해 수신된 신호이고, x n 이 n번째 전송 안테나(104)에 의해 전송된 신호이며, N이 노이즈인 경우, 이는 하기 3개의 식에 의해 기술될 수 있다: y n is the signal received by the n th receiving antenna (105), x n is n, and the signal transmitted by the second transmit antenna 104, if the N is noise, which can be described by three expressions to have:

y 1 = x 1 H 11 + x 2 H 12 + x 3 H 13 + N y 1 = x 1 H 11 + x 2 H 12 + x 3 H 13 + N

y 2 = x 1 H 21 + x 2 H 22 + x 3 H 23 + N y 2 = x 1 H 21 + x 2 H 22 + x 3 H 23 + N

y 3 = x 1 H 31 + x 2 H 32 + x 3 H 33 + N y 3 = x 1 H 31 + x 2 H 32 + x 3 H 33 + N

이것이 3개의 미지수를 갖는 3개의 방정식으로 된 시스템으로 주어지면, 그것은 x 1 , x 2 및 x 3 를 구하기 위한 상기 신호 처리 서브시스템(107)에 대한 선형 대수학 문제이다(N이 상기 신호들의 복호화를 허용하기에 충분히 낮은 레벨임을 가정함).: This is given by the three equations having three unknowns system, it is a linear algebra problem of the signal processing sub-system 107 for determining the x 1, x 2 and x 3 (N a decryption of the signal fully assuming that the low level) to allow .:

x 1 = y 1 H -1 11 + y 2 H -1 12 + y 3 H -1 13 x 1 = y 1 H -1 11 + y 2 H -1 12 + y 3 H -1 13

x 2 = y 1 H -1 21 + y 2 H -1 22 + y 3 H -1 23 x 2 = y 1 H -1 21 + y 2 H -1 22 + y 3 H -1 23

x 3 = y 1 H -1 31 + y 2 H -1 32 + y 3 H -1 33 x 3 = y 1 H -1 31 + y 2 H -1 32 + y 3 H -1 33

일단 상기 3개의 전송된 신호들(x n )이 이에 따라 구해지면, 그 후 그들은 분리기(101)에 의해 본래 분리되는 3개의 비트 스트림을 복구하기 위해 신호 처리 서브시스템(107)에 의해 변조, 복호화 및 오차-정정된다. Once the above three transmitted signal (x n) is this determined result, and then they are modulated by the signal processing subsystem 107 to recover the 3-bit stream that is the original separated by the separator 101, decodes and error-correction is. 이러한 비트 스트림은 결합 장치(108)에서 결합되고, 상기 데이터 출력(109)으로부터 단일 데이터 스트림으로 출력한다. This bit stream is combined in a combining unit 108, and outputs in a single data stream from the data output unit 109. 상기 시스템의 견고성이 노이즈 장애를 극복할 수 있다고 가정하면, 상기 데이터 출력부(109)는 상기 데이터 입력부(100)로 도입되는 동일한 비트 스트림을 생성할 것이다. Assuming that the robustness of the system to overcome the noise disturbances, the data output unit 109 will generate the same bit stream to be introduced into the data input unit 100.

일반적으로, 기술된 종래 시스템은 4개의 안테나, 그리고 10개까지도 실시되나, 본 명세서의 배경 기술에서 기술된 이유들로, 대량의 안테나들(예컨대, 25, 100 또는 1000)을 가지고선 불가능해진다. Although exemplary general, the described prior art system even four antennas, and 10, with the reasons described in the Background Art of the present specification, it is not good with the bulk of the antenna (e.g., 25, 100 or 1000).

전형적으로, 이러한 종래 기술 시스템에는 두 가지 방법이 있으며, 귀환 경로가 동일한 방법으로 정확하게 구현되거나, 반대로, 전송 및 수신 서브시스템들 모두를 구비한 통신 채널의 각 사이드로 구현된다. Typically, such prior art system has the two ways, a return path or correctly implemented the same way, on the contrary, is implemented in each side of the communication channel having both the transmission and reception subsystems.

도 2는 기지국(BS)(200)이 광역 통신망(Wide Area Network; WAN) 인터페이스(예컨대, T1 또는 기타 고속 접속을 통한 인터넷으로)(201)로 구성되고, 다수(N)의 안테나(202)로 제공된다. 2 is a base station (BS) (200) is a wide area network; antenna 202 (Wide Area Network WAN) interface (e.g., the Internet via T1 or other high speed connection) is composed of 201, number (N) It is available in a. 당분간, 우리는 고정 위치로부터 클라이언트 세트와 무선으로 통신하는 소정의 무선국을 일컫는 것으로 용어 "기지국(Base Station)"을 사용한다. For the time being, we use the term "base station (Base Station)" refers to a certain radio station communicating with the wireless client set from the fixed position. 기지국의 예들로는 무선랜(wireless local area networks; WLANs) 또는 WAN 안테나 송신탑 또는 안테나 어레이에서의 액세스 포인트들(access points)이 있다. There is the; (WLANs wireless local area networks) or WAN antenna tower or access point in the antenna array (access points) Example of the base station include a wireless LAN. 각 단일 안테나를 구비한 다수의 클라이언트 장치(203-207)가 있으며, 이는 상기 기지국(200)에서 무선으로 제공된다. And a plurality of client devices (203-207) each having a single antenna, which is provided over the air from the base station 200. 상기 예를 위해, 그러한 기지국이 클라이언트 장치들(203-207)을 제공하고 있는 사무 환경에 위치되는 것으로 생각하기 가장 쉬우나, 이러한 구조는 기지국이 무선 클라이언트들을 제공하고 있는 인도어(indoor) 및 아웃도어(outdoor) 모두인, 다수의 어플리케이션에 적용될 것이다. For the above example, but not easy is that the base station considered to be located in the office environment, which provides the client devices (203-207), such a construction is Indian (indoor) and outdoor base station that is providing wireless client ( outdoor) all of, will be applied in a number of applications. 예를 들어, 상기 기지국은 셀룰러 폰 송신탑, 또는 텔레비전 방송 송신탑에 기반을 둘 수 있을 것이다. For example, the base station will be based on a cellular phone tower, or a television broadcast tower. 일 실시 예에서, 본 출원서의 양수인에 의해 양도되며 여기에 참조로서 병합된, 2004년 4월 20일 출원된 일련번호 제10/817,731호, SYSTEM AND METHOD FOR ENHANCING NEAR VERTICAL INCIDENCE SKYWAVE("NVIS:) COMMUNICATION USING SPACE-TIME CODING으로 명칭된 동시 계류중인 출원서에 기술된 것처럼, 상기 기지국(200)은 그라운드에 위치되고, 전리층에서 신호들이 산란되도록 하기 위해 HF 주파수(예컨대, 24MHz까지의 주파수)에서 상향으로 전송되도록 구성된다. In one embodiment, it is transferred by the assignee of the present application the incorporated by reference herein, the filed April 20, 2004, Serial No. 10/817 731 Ho, SYSTEM AND METHOD FOR ENHANCING NEAR VERTICAL INCIDENCE SKYWAVE ( "NVIS :) COMMUNICATION as described in USING SPACE-TIME the copending the request designation as CODING, the base station 200 is located in the ground, to ensure that the scattering signal from the ionosphere upwardly at HF ​​frequencies (e.g., frequencies up to 24MHz) It is arranged to be transmitted.

상기에 설명된 상기 기지국(200)과 클라이언트 장치들(203-207)과 연관된 소정의 세부사항들은 본 발명의 근본적인 원리들을 수행하는데 요구되는 것이 아닌 단지 도시를 위한 것이다. The base station 200 described above with predetermined details associated with the client device (203-207) only for locations will not be shown to be required for performing the underlying principles of the invention. 예를 들어, 상기 기지국은 디지털 비디오 분배에 사용되는 것과 같은 어플리케이션-특정 광역 통신망을 포함하는 WAN 인터페이스(201)를 통해 다양한 다른 타입의 광역 통신망으로 접속될 수 있다. For example, the base station applications, such as those used for digital video distribution may be connected to various other types of wide area network through the WAN interface 201 that contains a particular wide area network. 마찬가지로, 상기 클라이언트 장치들은 제한하는 것은 아니나 셀룰러 폰, 개인 휴대용 정보 단말기들(personal digital assistants; "PDAs"), 수신기들, 및 무선 카메라들을 포함하는 소정의 다양한 무선 데이터 처리 및/또는 통신 장치들일 수 있다. Similarly, the client device can without limitation cellular phones, personal digital assistants s (personal digital assistants; "PDAs"), receivers, and a wireless camera can accept a predetermined variety of wireless data processing and / or communication devices comprising have.

일 실시 예에서, 상기 기지국이 종래 MIMO 송신수기였던 것과 같이, 상기 기지국의 안테나들(202)은 각각이 공간적으로 관련이 없는 전송 및 수신 신호들이 되도록 공간적으로 분리된다. In one embodiment, as the base station which was the conventional MIMO transmission manipulation, the antenna 202 of the base station are spatially separated such that they transmit and receive signals that are not related to the spatial respectively. 배경기술에서 기술된 바와 같이, λ/6(이를 테면, 1/6 파장) 내에 성공적으로 이격되어 배치된 안테나가 MIMO로부터의 처리율에 있어 증가되는 경우의 실험이 수행되었으나, 일반적으로 말해, 이러한 기지국 안테나들이 더 멀리 이격되어 배치될수록 상기 시스템의 성능이 더 좋아지며, 최소한 λ/2인 것이 바람직하다. As described in the Background Art, λ / 6, but the experiment in the case in which the antenna arrangement is successfully separated from the increase in the throughput of the MIMO performed from within (such as, 1/6 wavelength), generally speaking, these base stations becomes, the performance efficiency of the system more like the more antennas are spaced apart further, it is preferred that at least a λ / 2. 물론, 본 발명의 근본적인 원리들은 안테나들 사이의 소정의 특정 분리도로 제한하지 않는다. Of course, the underlying principles of the invention are not limited in a predetermined certain separate road between the antennas.

단일 기지국(200)이 훨씬 더 좋으며, 그 안테나들이 훨씬 더 멀리 이격되어 위치된다는 점을 유의한다. It is noted that the single base station 200 is much good, the antennas are spaced farther position. 예를 들어, HF 스펙트럼에서, 상기 안테나들은 10미터 이상(예컨대, 상기에 언급된 NVIS 실시 예에서) 이격될 수 있다. For example, in the HF spectrum, the antennas may be spaced more than 10 meters (e.g., in NVIS embodiment referred to in the above examples). 이러한 안테나가 100개가 사용된다면, 상기 기지국의 안테나 어레이는 수십 평방 킬로미터를 차지할 수 있을 것이다. If these antennas are used 100, the antenna array of the base station will be able to take up several tens of square kilometers.

공간적 다이버시티 기술에 덧붙여, 본 발명의 일 실시 예는 상기 시스템의 효율적 처리율을 증가시키기 위해 상기 신호를 편파시킨다. In addition to the spatial diversity technique, in one embodiment of the invention it is thereby biased to the signal to increase the effective throughput of the system. 편파(polarization)를 통한 채널 용량의 향상은 수년 동안 위성 텔레비전 공급업자들에 의해 사용되어 온 공지기술이다. Increase of a channel capacity through a polarization (polarization) is a known technique that has been used by the satellite television suppliers for a number of years. 편광을 사용하면, 다수의(예컨대, 3개의) 기지국 또는 서로 매우 가까우나 공간적으로 여전히 관련성이 없는 사용자 안테나들을 갖는 것이 가능하다. Using polarized light, it is possible to have a plurality of (e.g., three) base station or a user antenna without a still relevant to very close to one another or spatially. 종래 RF 시스템이 대개 2차원(예컨대, x 및 y)의 다이버시티로부터 장점만을 가질지라도, 여기에 기술된 구조는 3차원(x, y 및 z) 편광의 다이버시티로부터 더 많은 장점을 가질 수 있다. Conventional RF system typically although the advantages have from the diversity of the two-dimensional (e.g., x and y), the structures described herein may have many advantages from the diversity of the three-dimensional (x, y, and z) polarization .

공간 및 편광 다이버시티에 덧붙여, 본 발명의 일 실시 예는 패턴 다이버시티를 통해 링크 성능을 개선하기 위해 근-직교 방사 패턴(near-orthogonal radiation patterns)을 갖는 안테나들을 사용한다. In addition to the space and polarization diversity, an embodiment of the present invention muscle to improve link performance through pattern diversity uses an antenna having an orthogonal radiation pattern (near-orthogonal radiation patterns). 패턴 다이버시티는 MIMO 시스템들의 용량과 오율 특성을 개선시킬 수 있으며, 다른 안테나 다이버시티 기술들에 걸친 그 장점들이 하기 문헌들에서 볼 수 있다: Pattern diversity can improve the capacity and the error rate characteristics of the MIMO system, to have the advantage over the other antenna diversity techniques can be found in the literature:

[17]L. [17] L. Dong, H. Ling, 및 RW Heath Jr.의 "Multiple-input multiple-out wireless communication systems using antenna pattern diversity", Proc. Dong, H. Ling, and RW Heath "Multiple-input multiple-out wireless communication systems using antenna pattern diversity" of Jr., Proc. IEEE Glob. IEEE Glob. Telecom. Telecom. Conf., vol. Conf., Vol. 1, pp. 1, pp. 997-1001, 2002년 11월. 997-1001 November 2002.

[18]R. [18] R. Vaughan의 "Switched parasitic elements for antenna diversity", IEEE Trans. In Vaughan "Switched parasitic elements for antenna diversity", IEEE Trans. Antennas Propagat., vol. Antennas Propagat., Vol. 47, pp.399-405, 1999년 2월. 47, pp.399-405, February 1999.

[19]P. [19] P. Mattheijssen, MHAJ Herben, G. Dolmans, 및 L. Leyten의 "Antenna-pattern diversity versus space diversity for use at handhelds", IEEE Trans. Mattheijssen, MHAJ Herben, G. Dolmans, and L. Leyten of "Antenna-pattern diversity versus space diversity for use at handhelds", IEEE Trans. on Veh. on Veh. Technol., vol. Technol., Vol. 53, pp.1035-1042, 2004년 7월. 53, pp.1035-1042, July 2004.

[20]CB Dietrich Jr, K. Dietze, JR Nealy, 및 L. Stutzman의 "Spatial, polarization, and pattern diversity for wireless handheld terminals", Proc. [20] CB Dietrich Jr, K. Dietze, JR Nealy, and L. Stutzman of "Spatial, polarization, and pattern diversity for wireless handheld terminals", Proc. IEEE Antennas and Prop. IEEE Antennas and Prop. Symp., vol.49, pp.1271-1281, 2001년 9월. Symp., Vol.49, pp.1271-1281, September 2001.

[21]A. [21] A. Forenza 및 RW heanth, Jr.의 "Benefit of Pattern Diversity Via 2-element Array of Circular Patch Antennas in Indoor Clustered MIMO Channels", IEEE Trans. Forenza and RW heanth, the Jr. "Benefit of Pattern Diversity Via 2-element Array of Circular Patch Antennas in Indoor Clustered MIMO Channels", IEEE Trans. on Communications, vol.54, no. on Communications, vol.54, no. 5, pp.943-954, 2006년 5월. 5, pp.943-954, May 2006.

패턴 다이버시티를 사용하면, 다수의 기지국 또는 서로 매우 가까우나 공간적으로 여전히 상관되지 않은 사용자 안테나들을 갖는 것이 가능하다. The pattern diversity, it is possible to have a plurality of base stations or antennas that are not the user is still in a very close correlation with each other and spatially.

도 3은 도 2에 도시된 상기 기지국(200)과 클라이언트 장치들(306-308)의 일 실시 예의 추가 세부사항들을 제공한다. Figure 3 provides more details of one embodiment of the base station 200 and the client devices (306-308) shown in Fig. 단순화를 위해, 상기 기지국(300)은 3개의 안테나들(305)과 3개의 클라이언트 장치들(306-308)만으로 도시된다. For the sake of simplicity, the base station 300 is shown with only three of the antennas 305 and 3 of the client device (306-308). 하지만, 여기에 기술된 본 발명의 실시 예들은 가상으로 제한 없는(이를 테면, 이용가능한 공간과 노이즈에 의해 제한된) 다수의 안테나들(305) 및 클라이언트 장치들(306-308)로 구현될 수 있다. However, embodiments of the invention described herein may be implemented in an unlimited number of the virtual antennas 305 and a client device (such as, limited by the available space and noise) (306-308) .

도 3은 양쪽이 통신 채널의 각 사이드에 3개의 안테나들을 갖는 도 1에 도시된 종래 MIMO 구조와 유사하다. Figure 3 is similar to the conventional MIMO structure is shown in both Figure 1 having three antennas on each side of the communication channel. 종래 MIMO 시스템에서, 도 1의 우측에 3개의 안테나들은 모두 서로로부터 고정 거리에 있고, 각각의 상기 안테나들(105)로부터 수신된 신호들은 상기 신호 처리 서브시스템(107)에서 함께 처리된다는 것이 주요한 차이점이다. In a conventional MIMO system, Figure 3 antennas to the right of the 1 are all located on a fixed distance from one another, the received signal from each of the antennas 105 are processing the main difference is that with the signal processing subsystem 107 to be. 그에 반해, 도 3에서, 도면의 우측에 3개의 안테나들(309)은 각기 다른 클라이언트 장치(306-308)에 각각 결합되며, 그 각각은 상기 기지국(305)의 범위 내 어느 곳에서든 분산될 수 있다. On the other hand, in Figure 3, three antennas on the right side of the figure 309 are each coupled to a different client device (306-308), each of which can be distributed anywhere in the range of the base station 305 have. 이와 같이, 각 클라이언트 장치가 수신하는 신호는 그것의 부호화, 변조, 신호 처리 서브시스템(311)에서 다른 두 개의 수신된 신호들로부터 독립적으로 처리된다. Thus, the signal to each client device has received is treated in its coding, modulation, signal processing subsystem (311) independently from the other two received signals. 따라서, 다중-입력(이를 테면, 안테나들(105)) 다중-출력(이를 테면, 안테나들(104)) "MIMO" 시스템에 비해, 도 3은 이하에서 "MIDO" 시스템으로 일컫는, 다중 입력(예컨대, 안테나들(305)) 분산형 출력(이를 테면, 안테나들(305)) 시스템을 도시한다. Thus, the multiple-input (such as an antenna (105)), multiple-output (such as antenna 104) as compared to "MIMO" system, Figure 3 is referring hereinafter to "MIDO" systems, multiple-input ( for example, the antenna 305) distributed output (temyeon this end, the antenna 305 shows a) system.

본 출원서는 학계 및 산업 실시에 더 잘 따르기 위해, 이전 출원서들보다 다양한 기술을 사용한다는 점을 유의한다. The present application must be aware that in order to comply better with academia and industry practice, using a variety of techniques than previous the request. 이전에 인용된 2004년 4월 20일에 출원된 동시-계류중인 출원서, SYSTEM AND METHOD FOR ENHANCING NEAR VERTICAL INCIDENCE SKYWAVE("NVIS") COMMUNICATION USING SPACE-TIME CODING, 일련번호 제20/817,731호 및 2004년 7월 30일에 출원된 부분계속출원이 출원서, 출원 번호 제10/902,978호에서, (SIMO, MISO, DIMO 및 MIDO의 콘텍스트에서) "입력"과 "출력"의 의미는 상기 용어들이 이 출원서에 사용되는 방법으로부터 역전된다. Filed before the April 20, 2004, it cited co-pending the request, SYSTEM AND METHOD FOR ENHANCING NEAR VERTICAL INCIDENCE SKYWAVE ( "NVIS") COMMUNICATION USING SPACE-TIME CODING, Serial No. 20/817 731 Ho and 2004 7 from the portion continuing application this application, Application No. 10/902 978, filed on may 30, (SIMO, MISO, in the context of DIMO and MIDO) meaning of "input" and "output" are to have this application the term It is reversed from the method used. 이전 출원서들에서, "입력"은 상기 수신 안테나들(예컨대, 도 3의 안테나들(309))로 입력되는 무선 신호들을 말하며, "출력"은 전송 안테나들(예컨대, 안테나들(305))에 의해 출력되는 무선 신호들을 말한다. In the previous request, the (e.g., antenna 305) "input" means the radio signal input to the receive antennas (e.g., antennas shown in FIG. 3 309), the "out" is the transmit antenna It refers to a radio signal output by. 학계 및 무선 상업에서, "입력" 및 "출력"의 역 의미는 공통적으로 사용되며, 여기서 "입력"은 채널로 입력되는 무선 신호들(이를 테면, 안테나들(305)로부터 전송된 무선 신호들)을 말하며, "출력"은 상기 채널로부터 출력된 무선 신호들(이를 테면 안테나(309)에 의해 수신된 무선 신호들)을 말한다. In academia and wireless commerce, "input" and the inverse sense of the "out" is commonly used, where "input" (in the radio signals transmitted from a For instance, the antenna 305) the radio signal input to the channel the means, "output" refers to (the radio signals received by the antenna for instance 309) of the radio signal output from the channel. 이 출원서는 상기 기술을 채택하는데, 이는 본 문단에서 이전에 언급된 출원서들의 반대이다. This application is adopted to this technique, which is the reverse of the request mentioned previously in this paragraph. 따라서, 하기 전문용어 상응물들이 출원서들 사이에서 그려질 것이다. Thus, it will be drawn from among the corresponding terminology waters this application.

10/817,731 및 10/902,978 현 출원서 10 / 817,731 and 10 / 902,978 the request Prefecture

SIMO = MISO SIMO = MISO

MISO = MISO MISO = MISO

DIMO = MISO DIMO = MISO

MIDO = MISO MIDO = MISO

도 3에 도시된 MIDO 구조는 소정의 다수의 전송 안테나들에 대한 SISO 시스템에 걸쳐 MIMO와 같은 유사한 용량 증가를 달성한다. MIDO the structure shown in Figure 3 achieves a similar increase in capacity, such as over the MIMO SISO systems for the predetermined number of transmit antennas. 하지만, MIMO 및 도 3에 도시된 특정 MIDO 실시 예 사이의 한가지 차이는 다수의 기지국 안테나들에 의해 제공된 용량 증가를 달성하기 위해, 각 MIDO 클라이언트 장치(306-308)가 단일 수신 안테나만을 필요로 하며, 반면에 MIMO에 있어서는 각 클라이언트 장치가 달성되기를 희망하는 다중 용량만큼 최소한 많은 수신 안테나들을 필요로 한다는 점이다. However, and as MIMO and requires only MIDO particular embodiment one difference between the is to achieve the capacity increase provided by multiple base station antennas, each MIDO client device (306-308), a single receiving antenna shown in FIG. 3 in the MIMO, on the other hand it is that it requires a minimum number of receiving antennas as a multi-dose desired for each client device is to be achieved. 대개 얼마나 많은 안테나가 (배경 기술에 설명된 바와 같은) 클라이언트 장치에 배치될 수 있는지에 대한 실시 제한이 주어지면, 이는 전형적으로 4 내지 10개의 안테나들(및 4배 내지 10배의 다중 용량) 사이로 MIMO 시스템들을 제한한다. Usually how many antennas are given the exemplary limit for that it can be arranged on (as described in the background art), the client device, which is between typically 4 s to 10 antennas (and 4 to 10 times multiple capacity) It limits the MIMO system. 상기 기지국(300)은 전형적으로 고정된 전력 위치로부터 많은 클라이언트 장치들을 제공하고 있으므로, 10보다 훨씬 더 많은 안테나들로 그것을 확장하도록 실시되며, 공간적 다이버시티를 달성하기 위해 적당한 거리에 의해 상기 안테나들을 분리시킨다. The base station 300 because it typically provides a number of client devices from the power position fixed, are held so as to expand it into a much more antennas than 10, separating the antennas by a suitable distance in order to achieve spatial diversity thereby. 도시된 바와 같이, 각 안테나는 송수신기(304)와 처리 전원부의 부호화, 변조 및 신호 처리 섹션(303)을 구비하고 있다. As shown, each antenna is provided with a transceiver coding, modulation and signal processing section of the 304 and the processing power source (303). 중요한 것은, 본 실시 예에서, 아무리 많은 기지국(300)이 확장된다 하더라도, 각 클라이언트 장치(306-308)는 단지 하나의 안테나(309)를 필요로 할 것이고, 그래서 개별적인 사용자 클라이언트 장치(306-308)에 대한 비용은 낮을 것이며, 기지국(300)의 비용은 사용자들 중 대량 기지국 중에서 공유될 수 있다. Importantly, in this embodiment, no matter how many base stations 300 even if the expansion is, each client device (306-308) will be required to only a single antenna 309, so that an individual user's client device (306-308 ) it will cost for the low cost of the base station 300 may be shared among the large amount of the base station of the user.

상기 기지국(300)에서 상기 클라이언트 장치들(306-308)로의 MIDO 전송이 달성될 수 있는 방법의 예가 도 4 내지 6에 도시된다. An example of how the MIDO transmission to the client devices (306-308) can be achieved at the base station 300 is shown in Figures 4 to 6.

본 발명의 일 실시 예에서, MIDO 전송을 시작하기 전에, 상기 채널이 특성화된다. In one embodiment of the present invention, before starting the MIDO transmission, the channel is characterized. MIMO 시스템과 마찬가지로, 훈련 신호가 각각의 안테나들(405)에 의해 하나씩 (여기에 기술된 실시 예에서) 전송된다. Like the MIMO system, a training signal is transmitted (in the embodiments set forth herein), one by each of the antennas 405. 도 4는 제1 훈련 신호 전송만을 도시하였으나, 3개의 안테나(405)가 있는 경우 총 3번의 개별 전송들이 있게 된다. Figure 4 but showing only the first training signal is transmitted, if there are three antenna 405 becomes a total of three separate transmission. 각 훈련 신호는 부호화, 변조 및 신호 처리 서브시스템(403)에 의해 생성되고, D/A 변환기를 통해 아날로그로 변환되며, 각 RF 송수신기(404)를 통해 RF로 전송된다. Each training signal is generated by the coding, modulation and signal processing subsystem 403, it is converted to analog via D / A converter, and transmitted to each RF via the RF transceiver 404. The 다양한 다른 부호화, 변조 및 신호 처리 기술들이 제한하는 것은 아니나 상기에 기술된 것들(예컨대, 리드 솔로몬, 비터비 부호화; QAM, DPSK, QPSK 변조,...등)을 포함하여 사용될 수 있다. May be used, including; (QAM, DPSK, QPSK modulation, and so on ... For example, Reed-Solomon, Viterbi coding), but are by no means limited to a variety of different coding, modulation and signal processing techniques to those described above.

각 클라이언트 장치(406-408)는 그 안테나(409)를 통해 훈련 신호를 수신하고, 송수신기(410)에 의해 베이스 밴드로 상기 훈련 신호를 변환한다. Each client device (406-408) and converts the training signal to a baseband by the receive training signal through the antenna 409 and the transceiver 410. The A/D 변환기(미도시)는 상기 신호를 디지털로 변환하며, 그곳에서 상기 신호가 각 부호화, 변조 및 신호 처리 서브 시스템(411)에 의해 처리된다. A / D converter (not shown) converts the signal into digital, where the signal is processed by each of the coding, modulation and signal processing subsystem (411). 그 후, 신호 특성 로직(signal characterization logic; 320)이 (예컨대, 상기에 기술된 바와 같이 위상 및 진폭 왜곡을 확인하는) 결과 신호를 특성화하고, 메모리에 특성을 저장한다. Then, the signal properties logic (signal characterization logic; 320) is characterized the result signal (e.g., to determine the phase and amplitude distortions as described above), and stores the characteristics in the memory. 이러한 특성화 공정은 각 클라이언트 장치가 오히려 n개의 안테나들보다는 하나의 안테나에 대한 특성 벡터만을 계산하는 것이 주요한 차이인 종래 MIMO 시스템들과 유사하다. This characterization process is similar to that of the major differences of the conventional MIMO system that calculates feature vectors only for the one antenna than to the each client device rather n antennas. 예를 들어, 클라이언트 장치(406)의 상기 부호화, 변조 및 신호 처리 서브시스템(420)은 (전송된 메시지에서 그것을 수신함으로써 제조와 동시에든, 또는 또 다른 초기화 공정을 통해서든) 상기 훈련 신호의 공지된 패턴으로 초기화된다. For example, the coding of the client apparatus 406, the modulation and signal processing subsystem 420 (or through the same time and manufacturing way, or in another initialization step by receiving it from the transmitted message) known in the training signal It is initialized to a pattern. 안테나(405)가 이와 같은 공지된 패턴을 갖는 상기 훈련 신호를 전송할 때, 부호화, 변조 및 신호 처리 서브시스템(420)은 상기 훈련 신호의 가장 강력한 수신 패턴을 찾기 위해 상관 방식을 사용하며, 그것은 위상 및 진폭 오프셋을 저장한 후, 그것은 상기 수신 신호로부터 상기 패턴을 차감한다. Antenna 405 this time to transmit the training signal with the same known pattern, coding, modulation and signal processing sub-system 420 uses a correlation method to find the strongest received pattern of the training signal, which phase after storing the offset and amplitude, it should subtracting the patterns from the received signal. 다음, 그것은 상기 훈련 신호와 상관 있는 두 번째 강한 수신 패턴을 찾고, 위상 및 진폭 오프셋을 저장한 후, 상기 수신 신호로부터 상기 두 번째 강한 패턴을 차감한다. Then it deducts the second strong patterns, save the second strongest received for finding patterns, the phase and amplitude offset in correlation with the training signal, from the received signal. 이러한 공정은 소정의 고정된 수의 위상 및 진폭 오프셋들이 저장(예컨대, 8)되거나, 검출가능한 훈련 신호 패턴이 소정의 노이즈 플로어 아래로 강하될 때까지 계속된다. This process is a predetermined phase and an amplitude offset of a fixed number are stored (e. G., 8), or a detectable training signal pattern is continued until drops below a predetermined noise floor. 위상/진폭 오프셋의 상기 벡터는 벡터(413)의 요소(H 11 )가 된다. The vector of the phase / amplitude offset is an element (H 11) of vector (413). 동시에, 클라이언트 장치들(407 및 408)에 대한 부호화 변조 및 신호 처리 서브시스템은 그들의 벡터 요소들(H 21 및 H 31 )을 생성하도록 동시 처리를 구현한다. At the same time, the coded modulation and signal processing for the client apparatus (407 and 408) subsystem implement concurrent processing to produce their vector component (H 21 and H 31).

특성이 저장되는 메모리는 플래시 메모리 또는 하드 드라이브와 같은 비휘발성 메모리 및/또는 랜덤 액세스 메모리 (예컨대, SDRAM, RDAM)와 같은 휘발성 메모리일 수 있다. Memory attribute is stored may be a volatile memory, such as non-volatile memory and / or random access memory (e.g., SDRAM, RDAM) such as a flash memory or a hard drive. 게다가, 다른 클라이언트 장치들은 특성 정보를 저장하도록 동시에 다른 타입의 메모리를 사용할 수 있다 (예컨대, PDA들이 플래시 메모리를 사용할 수 있는 반면 노트북 컴퓨터들은 하드 드라이브를 사용할 수 있다). In addition, the other client devices may use other types of memory at the same time to store the attribute information (for example, while the laptop computer, PDA, which may be a flash memory may be a hard drive). 본 발명의 근본적인 원리들은 상기 다양한 클라이언트 장치들 또는 상기 기지국 상의 소정 특정 타입의 저장 매커니즘에 제한되지 않는다. Fundamental principle of the present invention are not limited to storage mechanisms of a given type on the particular variety of the client device or the base station.

상기에 언급된 바와 같이, 사용된 체제에 따라, 각 클라이언트 장치(406-408)는 하나의 안테나만을 가지므로, 각각은 H 매트릭스의 1×3 행(413-415)만을 저장한다. As it mentioned above, according to the system used, each client device (406-408) is different, so only one antenna, each of which stores only the 1 × 3 rows (413-415) of the H matrix. 도 4는 제1 열의 1×3 행(413-415)이 상기 3개의 기지국 안테나들(405)의 첫 번째에 채널 특성 정보가 저장되어 온 제1 훈련 신호 전송 후의 단계를 도시한다. Figure 4 shows a step following the first column 1 × 3 lines (413-415) is transmitted the three base station antennas 405, a first training signal to the first channel characteristic information that has been stored in. 남아있는 두 개의 열들은 남아있는 2개의 기지국 안테나들로부터 다음 2개의 훈련 신호 전송의 채널 특성을 따라 저장된다. The remaining two columns which are stored in accordance with the following two-channel characteristics of the two training signals transmitted from two base station antennas remaining. 도시를 위해 상기 3개의 훈련 신호들이 개별적인 시간에 전송된다는 점을 유의한다. To note that the three training signals are transmitted in the individual time for the city. 상기 3개의 훈련 신호 패턴들은 서로 상관없는 것처럼 선택될 경우, 그들은 훈련 시간을 감소시켜 동시에 전송될 수 있다. If the three training signal patterns can be selected, as no correlation with each other, they may be transmitted at the same time to reduce the training time.

도 5에 표시된 바와 같이, 모든 3개의 파일럿 전송이 완료된 후, 각 클라이언트 장치(506-508)는 저장되었던 H 매트릭스의 1×3 행(513-515)을 기지국(500)으로 다시 전송한다. As it is shown in Figure 5, after all the three pilot transmission is completed, each of the client devices (506-508) and sends back the 1 × 3 rows (513-515) of the matrix H that was stored in base station 500. 단순화하기 위해, 하나의 클라이언트 장치(506)만이 도 5에 그 특성 정보를 전송하는 것으로 도시된다. For simplicity, only one client device 506 is shown for transmitting the characteristic data in Fig. 충분한 오차 정정 부호화(예컨대, 리드 솔로몬, 비터비, 및/또는 터보 부호들)와 결합된 채널에 대한 적당한 변조 체제(예컨대, DPSK, 64QAM, OFDM)는 상기 기지국(500)이 상기 행(513-515)에서 데이터를 정확하게 수신하는 것을 보장하는데 사용될 수 있다. Sufficient error correction coding (e.g., Reed Solomon, Viterbi, and / or a turbo code s) appropriate modulation system for the combined channel and (e.g., DPSK, 64QAM, OFDM), the base station 500 is the line (513- data from 515) can be used to ensure that the received correctly.

모든 3개의 안타나들(505)이 도 5에 신호를 수신하는 것으로 도시되었으나, 각 1×3 행(513-515) 전송을 수신하기 위해 상기 기지국(500)의 단일 안테나 및 송수신기로도 충분하다. Although all three hits and the 505 shown as receiving the signal in Figure 5, it is sufficient with a single antenna and transceiver of the base station 500 to receive each 1 × 3 lines (513-515) sent . 하지만, 각 전송을 수신하기 위해 많은 또는 모든 안테나들(505) 및 송수신기들(504)을 사용하는 것은 소정 조건들 하에서 단일 안테나(505) 및 송수신기(504)를 사용하는 것보다 더 좋은 신호대잡음비("SNR")를 낼 수 있다. However, the use of many or all of the antennas 505 and transceivers 504 to receive each transmission a better signal-to-noise ratio than using the single antenna 505 and transceiver 504, under certain conditions ( you can make the "SNR").

기지국(500)의 상기 부호화, 변조 및 신호 처리 서브시스템(503)이 각 클라이언트 장치(507-508)로부터 상기 1×3 행(513-515)을 수신함에 따라, 그것을 3×3 H 매트릭스(516)에 저장한다. The encoding of the base station 500, the modulation and signal processing subsystem 503 in accordance with the 1 × 3 lines (513-515) from each of the client devices (507-508) in the inbox, it is 3 × 3 matrix H (516 ) and stores the. 상기 클라이언트 장치들과 함께, 상기 기지국은 상기 매트릭스(516)를 저장하기 위해 제한하는 것은 아니나 비휘발성 대용량 저장 메모리들(예컨대, 하드 드라이브들) 및/또는 휘발성 메모리들(예컨대, SDRAM)을 포함하는 다양한 저장 기술들을 사용할 수 있다. With the client device, the BS, but are by no means limiting for the storage of said matrix (516) including a non-volatile mass storage memory (e.g., hard drive), and / or volatile memory (e.g., SDRAM) You can use a variety of storage technologies. 도 5는 상기 기지국(500)이 클라이언트 장치(509)로부터 상기 1×3 행(513)을 수신하고 저장해온 단계를 도시한다. Figure 5 illustrates a stage that has the base station 500 receives and stores the 1 × 3 lines (513) from a client device (509). 상기 1×3 행들(514 및 515)은 그들이 남아있는 클라이언트 장치들로부터 수신됨에 따라 전체 H 매트릭스(516)가 저장될 때까지 전송되고 저장될 수 있다. The 1 × 3 rows (514 and 515) may be sent until the entire matrix H 516 is saved and stored as received from the client device, they are left.

이제, 기지국(600)에서 클라이언트 장치들(606-608)로의 MIDO 전송의 일 실시 예는 도 6을 참조하여 기술될 것이다. Now, one embodiment of MIDO transmission to the client device at the base station 600 (606-608), for example, will be described with reference to FIG. 각 클라이언트 장치(606-608)는 독립적인 장치이기 때문에, 전형적으로 각 장치는 각기 다른 데이터 전송을 수신하고 있다. Since each client device (606-608) is an independent device, typically each device has each receive a different data transmission. 이와 같이, 기지국(600)의 일 실시 예는 WAN 인터페이스(601) 및 상기 WAN 인터페이스(601)로부터 다중 데이터 스트림(비트 스트림으로 포맷됨)을 얻고 각 클라이언트 장치(606-608)로 계획된 개별 비트 스트림들(u 1 -u 3 )로 각각 그들을 라우팅하는 부호화, 변조 및 신호 처리 서브시스템(603) 사이에 통신되게 위치된 라우터(602)를 포함한다. Thus, one embodiment of base station 600 to obtain a WAN interface 601, and (as format with a bit stream), multiple data streams from the WAN interface 601 to the individual bit streams intended each client device (606-608) and the (u 1 -u 3) to include a router 602, the communication to be located between the coding, modulation and signal processing subsystem (603) to route them, respectively. 다양한 공지된 라우팅 기술들은 이러한 목적을 위해 상기 라우터(602)에 의해 사용될 수 있다. Various known routing techniques may be used by the router 602 for this purpose.

그 후, 도 6에 도시된 3개의 비트 스트림들(u 1 -u 3 )은 상기 부호화, 변조 및 신호 처리 서브시스템(603)으로 라우팅되고 통계학적으로 다른 오차 정정 스트림(예컨대, 리드 솔로몬, 비터비, 또는 터보 부호들)로 부호화되며, (DPSK, 64QAM 또는 OFDM과 같은)상기 채널에 대한 적당한 변조 체제를 사용하여 변조된다. Then, the three bit stream shown in Fig. 6 (u 1 -u 3) is the coding, modulation and signal processing is routed to the subsystem 603 statistically different error correction stream (e. G., Reed-Solomon, Viterbi It is coded into the rain, or the turbo code) and modulated using an appropriate modulation system for the channel (such as DPSK, 64QAM, or OFDM). 게다가, 도 6에 도시된 실시 예는 신호 특성 매트릭스(616)에 기초한 각각의 상기 안테나들(605)부터 전송된 신호들을 유일하게 부호화하기 위한 신호 사전부호화 로직(630)을 포함한다. In addition, Figure 6 in the embodiment shown comprises a signal characteristic matrix 616, the signal pre-coding logic 630 for uniquely coded signals transmitted from the (605) each of the antennas based on. 보다 자세하게, (도 1에서 실시된 바와 같은) 개별 안테나로 각각의 상기 3개의 부호화 및 변조된 비트 스트림들을 라우팅하는 것보다, 일 실시 예에서, 상기 사전부호화 로직(630)이 3개의 신규 비트 스트림들(u' 1 -u' 3 )을 생성하는 H 매트릭스(616)의 역으로 도 6의 상기 3개의 비트 스트림들(u 1 -u 3 )을 증배하는 것이 더 낫다. More specifically, in a separate antenna (also the same as carried out in 1) than to route each of the three coded and modulated bit streams, in one embodiment, the pre-coding logic 630. The three new bit stream s (u '1 -u' 3), it is better to doubling the degree of the six three-bit stream to the inverse of the matrix H (616) (u 1 -u 3 ) for generating a. 그 후, 상기 3개의 사전부호화 비트 스트림들은 D/A 변환기(미도시)에 의해 아날로그로 변환되고, 송수신기들(604)과 안테나들(605)에 의해 RF로 전송된다. Then, the three pre-coded bit stream are transmitted to RF by being converted to analog, the transceiver 604 and the antennas 605 by the D / A converter (not shown).

상기 비트 스트림들이 상기 클라이언트 장치들(606-608)에 의해 수신되는 방법을 설명하기 전에, 상기 사전부호화 모듈(630)에 의해 수행된 동작들이 기술될 것이다. Before describing how the bit streams are received by the client devices (606-608), the operation will be the techniques performed by the pre-coding module 630. 상기 도 1로부터의 MIMO 예와 마찬가지로, 각각의 상기 3개의 소스 비트 스트림들에 대한 상기 부호화 및 변조 신호는 u n 으로 지정될 것이다. FIG like the MIMO example from the first, the coding and modulation signals to each of the three of the source bit stream is to be specified as u n. 도 6에 도시된 실시 예에서, 각 u i 는 상기 라우터(602)에 의해 라우팅된 상기 3개의 비트 스트림들 중 하나로부터의 데이터를 포함하며, 이러한 각 비트 스트림은 상기 3개의 클라이언트 디바이스들(606-608) 중 하나로 계획된다. In the embodiment shown in Figure 6, each u i is the above-routed by the router 602 and containing data from one of the three bit streams, each bit stream, these are the three client devices (606 -608) is planned as one of the.

하지만, 도 2의 MIMO 예와는 달리, 각 x i 가 각 안테나(104)에 의해 전송되는 경우, 도 6에 도시된 본 발명의 실시 예에서, 각 u i 는 각 클라이언트 장치 안테나(609)에서 수신된다(게다가 어떠한 노이즈(N)라도 상기 채널 내에 존재한다). But also, unlike the MIMO Example 2, in the case where each x i transmitted by the antennas 104, in the embodiment of the invention shown in Figure 6, each u i is in each client device antenna 609 is received (no addition any noise (N) present in the channel). 이러한 결과를 달성하기 위해, 각각의 상기 3개의 안테나들(605)의 출력(각각을 우리가 vi로 지정할 것임)은 u i 와 각 클라이언트 장치에 대한 채널을 특성화하는 H 매트릭스의 함수이다. To achieve this result, (which will be specified as we vi respectively) the outputs of the 605, each of the three antennas is a function of the H matrix characterizing the channel for the u i and each client device. 일 실시 예Dp서, 각 v i 는 하기식들로 구현됨으로써 상기 부호화, 변조 및 신호 처리 서브시스템(603) 내에서 상기 사전부호화 로직(630)에 의해 계산된다: One embodiment Dp standing, each v i is implemented in the formula being calculated by the pre-coding logic 630 within the coding, modulation and signal processing subsystem (603):

v 1 = u 1 H -1 11 + u 2 H -1 12 +u 3 H -1 13 v 1 = u 1 H -1 11 + u 2 H -1 12 + u 3 H -1 13

v 2 = u 1 H -1 21 + u 2 H -1 22 +u 3 H -1 23 v 2 = u 1 H -1 21 + u 2 H -1 22 + u 3 H -1 23

v 3 = u 1 H -1 31 + u 2 H -1 32 +u 3 H -1 33 v 3 = u 1 H -1 31 + u 2 H -1 32 + u 3 H -1 33

따라서, MIMO와 달리, 상기 신호들이 상기 채널에 의해 변환된 후 각 x i 가 수신기에서 계산되는 경우, 여기에 기술된 본 발명의 실시 예들은 상기 신호들이 상기 채널에 의해 변화되기 전 전송기에서 각 v i 를 푼다. Therefore, unlike the MIMO, if the signals are calculated for each x i is the receiver and then converted by the channel, the embodiments of the invention described herein, each v around the transmitter the signals are changed by the channel Loosen i. 각 안테나(609)는 다른 안테나들(609)에 계획된 다른 u n-1 비트 스트림들로부터 이미 분리된 u i 를 수신한다. Each antenna 609 receives the already separated from the other antennas 609, another planned u n-1 bit stream on u i. 각 송수신기(610)는 각 수신 신호를 베이스 밴드로 변환하며, 여기서 그것은 A/E 변환기(미도시) 및 각 부호화, 변조 및 신호 처리 서브시스템(611)에 의해 디지털화되며, 그것으로 계획된 x i 비트 스트림을 변조하고 복호화하며, 상기 클라이언트 장치에 의해(예컨대, 상기 클라이언트 장치상의 어플리케이션에 의해) 사용될 데이터 인터페이스(612)로 그 비트 스트림을 보낸다. Each transceiver 610 and converts each received signal to baseband, where it is A / E converter (not shown) and each of coding, modulation and signal processing, and digitized by the sub-system 611, the projected x i bits into it modulating the stream is decoded, and, by the client device (e.g., by an application on the client device) and sends the bit stream to the data interface 612 is used.

여기에 기술된 본 발명의 실시 예들은 다양한 다른 부호화 및 변조 체제들을 사용하여 실시될 수 있다. Embodiments of the invention described herein may be performed using a variety of different coding and modulation system. 예를 들어, OFDM 실시 예에서, 주파수 스펙트럼이 다수의 서브-밴드들로 분리되는 경우, 여기에 기술된 기술들은 각 개별 서브-밴드를 특성화하도록 사용될 수 있다. For example, in OFDM embodiments, the frequency spectrum a plurality of sub-case is divided into bands, the techniques described herein, each individual sub-band may be used to characterize. 하지만, 상기에 언급된 것처럼, 본 발명의 근본적인 원리들은 소정의 특정 변조 체제로 제한되지 않는다. However, as mentioned above, the fundamental principle of the present invention are not limited to specific predetermined modulation system.

상기 클라이언트 장치들(606-608)이 PDA들, 노트북 컴퓨터들, 및/또는 무선 전화들과 같은 휴대용 데이터 처리 장치들인 경우, 상기 채널 특성은 상기 클라이언트 장치들이 어느 한 위치에서 다른 위치로 이동할 수 있으므로 자주 변할 수 있다. When the client devices (606-608), which are the hand-held data processing device such as the PDA, notebook computers, and / or a radio telephone, the channel characteristics, so the client device to be moved from any one location to another, It can often vary. 이와 같이, 본 발명의 일 실시 예에서, 상기 기지국에서의 채널 특성 매트릭스(616)는 계속 업데이트 된다. Thus, in one embodiment of the present invention, a channel characteristic matrix 616 in the base station it is constantly updated. 일 실시 예에서, 상기 기지국(600)은 주기적으로(예컨대, 매 250 ms) 신규 훈련 신호를 각 클라이언트 장치로 송출하고, 각 클라이언트 장치는 상기 채널 특성이 (예컨대, 상기 채널에 영향을 주도록 환경이 변하는 경우 또는 클라이언트 장치가 이동하는 경우) 정확하게 유지되도록 그 채널 특성 벡터를 상기 기지국(600)으로 계속 다시 전송한다. In one embodiment, the base station 600 may periodically (e.g., every 250 ms) transmits a new training signal to each client device, each client device has to effect that the channel characteristic (for example, the channel environment If changes or if the client device movement) is transmitted to the base station correctly continue 600 the channel characteristic vector that is maintained again. 일 실시 예에서, 상기 훈련 신호는 각 클라이언트 장치에 보낸 실제 데이터 신호 내에서 인터리빙된다. In one embodiment, the training signal is interleaved within the actual data signal sent to each client device. 전형적으로, 상기 훈련 신호들은 상기 데이터 신호들보다 훨씬 더 낮은 처리율이며, 그래서 이는 상기 시스템의 전체 처리율에 거의 충격을 주지 않을 것이다. Typically, the training signals are much lower throughput than the data signal, so it will have little impact on the overall throughput of the system. 따라서, 이 실시 예에서, 채널 특성 매트릭스(616)는 상기 기지국이 각 클라이언트와 활발히 통신함에 따라 계속 업데이트 될 수 있으며, 이로써 상기 클라이언트 장치들이 어느 한 위치에서 다음으로 이동함 따라 또는 상기 채널에 영향을 주기 위해 환경이 변하는 경우 정확한 채널 특성을 유지시킨다. Thus, in this embodiment, the channel characteristic matrix 616 is the base station can be continuously updated as the active communication with each client, so that the their effect on or the channel in accordance also to the next in any one position of the client device, to maintain the correct channel characteristics, if the environment changes in order to.

도 7에 도시된 본 발명의 일 실시 예는 상향 통신 채널(이를 테면, 클라이언트 장치들(706-708)에서 기지국(700)으로의 채널)을 개선하기 위한 MIMO 기술들을 사용한다. One embodiment of the invention shown in Figure 7 uses the MIMO technique to improve uplink communication channel (such as a channel to the base station 700 from the client devices (706-708)). 이 실시 예에서, 각각의 상기 클라이언트 장치들로부터의 채널은 상기 기지국 내에서 상향 채널 특성 로직(741)에 의해 계속 분석되고 특성화된다. In this embodiment, the channel from each of the client devices is still analyzed and characterized by the up channel characteristic logic 741 within the base station. 보다 자세하게, 각각의 상기 클라이언트 장치들(706-708)은 훈련 신호를 상기 채널 특성 로직(741)이 (예컨대, 전형적인 MIMO 시스템에서와 같이) N×M 채널 특성 매트릭스(741)를 생성하도록 분석하는 기지국(700)으로 전송하며, 여기서 N은 클라인트 장치들의 수이고, M은 상기 기지국에 의해 사용된 안테나들의 수이다. More particularly, for analysis of each of the client devices (706-708) is that the channel attribute logic 741, the training signal to generate (e.g., as in a typical MIMO system) N × M channel matrix characteristics 741 transmits to the base stations 700, where N is the number of bit unit Klein, M is the number of antennas used by the base station. 도 7에 도시된 실시 예는 상기 기지국과 상기 기지국(700)에 저장된 3×3 채널 특성 매트릭스(741)를 초래하는 3개의 클라이언트 장치들(706-708)에서 3개의 안테나들(705)을 사용한다. The embodiment uses a 3 × 3 matrix channel characteristic 741, 3 of the three antennas in one client device (706-708) 705, resulting in stored in the base station and the base station 700 shown in Figure 7 do. 도 7에 도시된 MIMO 상향 전송은 데이터를 상기 기지국(700)으로 다시 전송하기 위해, 그리고, 도 5에 도시된 바와 같이 상기 기지국(700)으로 다시 채널 특성 벡터들을 전송하기 위해 둘 다 상기 클라이언트 장치들에 의해 사용될 수 있다. The MIMO uplink transmission data to the base station 700 to the back in order to transfer, and then the both of the client device to re-transmit the channel feature vectors to the base station 700 as shown in Figure 5 illustrated in Figure 7 It can be used by. 그러나, 각 클라이언트의 채널 특성 벡터가 개별 시간으로 전송되는 도 5에 도시된 실시 예와 달리, 도 7에 도시된 방법은 다수의 클라이언트 장치들에서 다시 사기 기지국(700)으로의 동시 전송을 허용하며, 이로써 귀환 채널 처리율에 채널 특성 벡터들의 충격을 극적으로 감소시킨다. However, unlike the embodiment shown in Figure 5, the channel characteristic vector for each client are sent to the respective time, also the process shown in 7, and allows the simultaneous transmission of a fraudulent base station 700, again in a plurality of client devices , thereby reducing the impact of the channel feature vectors in the feedback channel throughput dramatically.

상기에 언급된 바와 같이, 각 신호의 특성은 예를 들어, 수신기에 대한 내부 기준에 비례하는 위상 및 진폭, 절대 기준, 상대적 기준, 특성 노이즈 또는 다른 요소들 포함하는 많은 요소들을 포함할 수 있다. As mentioned above, the characteristics of each signal may be, for example, comprise a number of factors, including the phase relative to the internal reference for a receiver, and amplitude, the absolute reference, a relative basis, characteristic noise, or other factors. 예를 들어, 직교진폭변조(quadrature amplitude modulation; "QAM")-변조된 신호에서, 특성은 몇몇의 상기 신호의 다중경로 이미지들의 위상 및 진폭 오프셋들의 벡터일 것이다. For example, quadrature amplitude modulation (quadrature amplitude modulation; "QAM") - in a modulated signal, the characteristics will be some of the vector of phase and amplitude offsets of multipath images of the signal. 다른 예에서와 같이, 직교주파수분할다중(orthogonal frequency division multiplexing; "OFDM")-변조된 신호에서, 그것은 OFDM 스펙트럼에서 개별적인 서브-신호들 중 몇몇 또는 모두의 위상 및 진폭 오프셋들의 벡터일 수 있을 것이다. As in the other example, an Orthogonal Frequency Division Multiplexing, - in a modulated signal, that the individual sub-in OFDM spectrum - (orthogonal frequency division multiplexing "OFDM") will be a vector of phase and amplitude offsets of several or all of the signal . 상기 훈련 신호는 D/A 변환기(미도시)에 의해 아날로그로 변환되고, 그 후 각 클라이언트 장치의 전송기(709)에 의해 베이스 밴드에서 RF로 변환된 각 클라이언트 장치의 부호화 및 변조 서브시스템(711)에 의해 생성될 수 있다. The training signal is a D / A converter is converted to analog by a (not shown), and then the coding and modulation subsystem 711 of each client device is converted to RF in the base band by the transmitter 709 of each client device It may be generated by. 일 실시 예에서, 상기 훈련 신호들이 동기화되도록 보장하기 위해, 클라이언트 장치들은 상기 기지국에 의한 요청 시에만 (예컨대, 라운드 로빈 방식으로) 훈련 신호들을 전송한다. In one embodiment, to ensure that the synchronization training signal, the client devices and transmits the training signal (e.g., in a round-robin fashion) on request by the base station. 게다가, 훈련 신호들은 각 클라이언트 장치로부터 보낸 실제 데이터 신호와 함께 전송되거나 그 안에서 인터리빙될 수 있다. In addition, the training signals are transmitted along with the actual data signal sent from each of the client device or can be interleaved in them. 따라서, 상기 클라이언트 장치들(706-708)이 이동식인 경우조차, 상기 훈련 신호들은 상기 상향 채널 특성 로직(741)에 의해 계속 전송되고 분석될 수 있으며, 이로써 상기 채널 특성 매트릭스(741)가 최신의 것으로 유지하도록 보장한다. Therefore, even if the client devices (706-708) is removable, the training signals may be transmitted and continue to analyze by the up channel characteristic logic 741, and thereby of the channel characteristic matrix 741 is up to date guarantees to maintain that.

본 발명의 상술한 실시 예들에 의해 지원된 총 채널 용량은 최소(N, M)으로 정의될 수 있으며, 여기서 M은 클라이언트 장치들의 수이고, N은 기지국 안테나들의 수이다. The total channel capacity supported by the above-described embodiments of the present invention may be defined as the minimum (N, M), where M is the number of client device, N is the number of base station antennas. 즉, 상기 용량은 상기 기지국 측이든 상기 클라이언트 측이든 안테나들의 수에 의해 제한된다. That is, the capacity is limited by the number of antennas or the base station side or the client side. 이와 같이, 본 발명의 일 실시 예는 불과 최소(N, M) 안테나들로 주어진 시간에 전송/수신되고 있다. Thus, one embodiment of the present invention can be transmitted / received at a given time with only a minimum (N, M) antennas.

전형적인 시나리오에서, 상기 기지국(700)상의 안테나들(705)의 수는 클라이언트 장치들(706-708)의 수 미만일 것이다. In a typical scenario, the number of the antennas 705 on the base station 700 is less than the number of client devices (706-708). 바람직한 시나리오가 3개의 안테나들(802)을 가진 기지국과 통신하는 5개의 클라이언트 장치들(804-808)을 나타내는 도 8에 도시된다. A preferred scenario represents a five client apparatus for communicating with a base station with two antennas 3 802 (804-808) is shown in Fig. 이 실시 예에서, 클라이언트 장치들(804-805)의 총 수를 결정하고 (예컨대, 상기에 기술된 바와 같은) 요한 채널 특성 정보를 수집한 후, 기지국(800)은 통신하기 위한 3개의 클라이언트(최소(N, M)=3이므로 이 예에서는 3개의 클라이언트들)로 이루어진 제1 그룹을 선택한다. In this embodiment, after determining the total number of client devices (804-805) and collect John channel characteristics (e. G., As described above), the base station 800 includes three clients for communicating ( at least (N, M) = 3 because it is in this example, selects the first group consisting of three clients). 지정된 시간 주기 동안 상기 제1 그룹의 클라이언트들(810)과 통신한 후, 상기 기지국은 통신하기 위한 3개의 클라이언트들(811)의 또 다른 그룹을 선택한다. After the communication with the client 810 in the first group for a specified time period, the base station selects another group of three clients 811 for communication. 상기 통신 채널을 고르게 분산시키기 위해, 기지국(800)은 상기 제1 그룹에 포함되지 않은 2개의 클라이언트 장치들(807, 808)을 선택한다. In order to evenly distribute the communication channel, the base station 800 selects the two client devices that are not included in the first group (807, 808). 게다가, 여분의 안테나가 사용가능하기 때문에, 상기 기지국(800)은 상기 제1 그룹에 포함된 추가적인 클라이언트 장치(806)를 선택한다. Moreover, since the replacement of the antenna to be used, the base station 800 selects the further client device 806 included in the first group. 일 실시 예에서, 상기 기지국(800)은 클라이언트 그룹들 사이에서 각 클라이언트가 동일한 양의 처리율 초과 시간을 효과적으로 할당하도록 하는 방식으로 순환한다. In one embodiment, the base station 800 is circulated in such a way that each client among the client group to effectively assign a throughput greater than the same amount of time. 예를 들어, 처리율을 고르게 할당하기 위해, 상기 기지국은 잇따라 (이를 테면, 클라이언트 장치(806)가 첫 번째 두 사이클 동안 상기 기지국과의 통신에 속하기 때문에) 클라이언트 장치(806)를 제외한 3개의 클라이언트 장치들의 소정의 조합을 선택할 수 있다. For example, in order to evenly allocating the throughput, the base station one after another (such as, the client device 806 is because it is in communication with the access point during the first two cycles) of 3 except for the client device 806, client You may select a desired combination of devices.

일 실시 예에서, 표준 데이터 통신들에 덧붙여, 상기 기지국은 훈련신호를 각각의 상기 클라이언트 장치들로 전송하고 훈련 신호들과 각각의 상기 클라이언트 장치들로부터 신호 특성 데이터를 수신하기 위해 전술한 기술들을 사용할 수 있다. In one embodiment, the standard in addition to data communications, the base station sends a training signal to each of the client device and the training signal and to use the technology described above in order to receive the signal characteristic data from each of the client devices can.

일 실시 예에서, 소정의 클라이언트 장치들 또는 클라이언트 장치들로 이루어진 그룹들은 각기 다른 레벨이 처리율으로 할당될 수 있다. In one embodiment, the group consisting of predetermined client devices or client devices may each be assigned a different level of throughput. 예를 들어, 클라이언트 장치들은 상대적으로 더 높은 우선순위의 클라이언트 장치들이 상대적으로 우선순위가 더 낮은 클라이언트 장치들보다 더 많은 통신 주기(이를 테면, 더 많은 처리율)를 갖는 것이 보장될 수 있도록 우선 처리될 수 있다. For example, the client devices are relatively more client devices of higher priority are relatively priority further period more communication than the lower client device is first processed so that it can be guaranteed to have the (instance, more of the throughput it) can. 클라이언트 장치의 "우선순위"는 예를 들어, (예컨대, 사용자들이 추가 처리율에 대해 더 많이 지불할 용의가 있는) 무선 서비스에 대한 사용자 가입의 지정 레벨 및/또는 상기 클라이언트 장치로/로부터 통신되고 있는 (예컨대, 전화상의 오디오 및 비디오와 같은 실시간 통신이 이메일과 같은 비-실시간으로 우선순위를 넘겨받을 수 있는) 데이터 타입을 포함하는 다수의 변수들에 기초하여 선택될 수 있다. Of client devices, "priority", for example, be communicated from the (e. G., Users more that are willing to pay for additional throughput) specified in the user subscription to a wireless service level and / or the client device / with (e. g., real-time communications, such as audio and video on the phone, such as a non-email - that can take over the real-time priority) may be selected based on a number of variables, including data type.

기지국의 일 실시 예에서 각 클라이언트 장치에 의해 필요로 하는 전류 부하(Current Load)에 기초한 처리율을 극적으로 할당한다. The throughput, based on the current load (Load Current) needed by the each client device in one embodiment of the base station assigned to dramatically. 예를 들어, 클라이언트 장치(804)가 라이브 비디오를 스트리밍하고 있고 다른 장치들(805-806)이 이메일과 같은 비-실시간기능들을 수행하고 있는 경우, 상기 기지국(800)은 상기 클라이언트(804)에 상대적으로 더 많은 처리율을 할당할 수 있다. For example, the client device 804 and the streaming live video to another device (805-806) the ratio, such as e-mail - If you are running real-time functions, the base station 800 to the client 804 It can be relatively allocating more throughput. 하지만, 본 발명의 근본적인 원리들은 소정의 특정 처리율 할당 기술로 한정되지 않다는 점을 유의해야 한다. However, the underlying principles of the invention it should be noted that there was not limited to a predetermined certain throughput assignment techniques.

도 9에 도시된 바와 같이, 2개의 클라이언트 장치들(907, 908)은 매우 근접해 있을 수 있어 상기 클라이언트들에 대한 채널 특성이 효과적으로 동일할 수 있다. Of the two client devices, as shown in Figure 9 (907, 908) may can be very close to the channel characteristic for the client may be the same effectively. 그 결과, 기지국은 상기 3개의 클라이언트 장치들(907, 908)에 대한 효과적으로 상응한 채널 특성 벡터들을 수신하고 저장할 것이며, 따라서 각 클라이언트 장치에 대해 유일한 공간적으로 분산된 신호들을 생성할 수 없을 것이다. As a result, the base station will not be able to generate will receive a channel characteristic corresponding effective vectors for the three client devices (907, 908) and stored, and thus the signals distributed spatially only for each client device. 따라서, 일 실시 예에서, 상기 기지국은 서로 매우 근접해 있는 소정의 둘 이상의 클라이언트 장치들이 각기 다른 그룹들에 할당되도록 보장할 것이다. Thus, in one embodiment, the base station will ensure that predetermined two or more client devices with each other in close proximity are assigned to different groups. 도 9에서, 예를 들면, 기지국(900)은 클라이언트 장치들(907 및 908)이 각기 다른 그룹들에 있도록 하여, 우선 클라이언트 장치들(904, 905 및 908)의 제1 그룹(910)과 통신하고; In Figure 9, for example, base station 900 includes client devices (907 and 908) are respectively and to the other group, first, a first group 910 and the communication of the client devices (904, 905 and 908) and; 그런 다음 클라이언트 장치들(905, 906, 907)의 제 2 그룹과 통신한다. That communicates with the second group of the next client device (905, 906, 907).

대안적으로, 일 실시 예에서, 상기 기지국(900)은 클라이언트 장치들(907 및 908) 모두와 잇따라 통신하나, 공지된 채널 다중 기술들을 사용하여 통신 채널을 다중화한다. In the alternative, in one embodiment, the base station 900 one after another and all of the client devices (907 and 908) using the one communication, a known multi-channel technology to multiplex the communication channels. 예를 들어, 상기 기지국은 클라이언트 장치들(907 및 908) 사이에 단일, 공간적으로 상관된 신호를 분할하기 위해 시분할 다중화(time division multiplexing\; "TDM"), 주파수 분할 다중화(frequency division multiplexing; "FDM") 또는 코드 분할 다중 접속(code division multiple access; "CDMA") 기술들을 사용할 수 있다. For example, the base station is a single between the client devices (907 and 908), a time division multiplexing to divide the signal correlation in the spatial (time division multiplexing \; "TDM"), frequency division multiplexing (frequency division multiplexing; " FDM ") or CDMA (code division multiple access;" the CDMA ") technology can be used.

상기에 기술된 각 클라이언트 장치가 단일 안테나를 구비하고 있으나, 본 발명의 근본적인 원리들은 처리율을 증가시키기 위해 다중 안테나를 가진 클라이언트 장치들을 이용해 사용될 수 있다. Each client device described above, but provided with a single antenna, the fundamental principle of the present invention can be used with a client device that has multiple antennas to increase throughput. 예를 들어, 상기에 기술된 무선 시스템들에 사용될 때, 2개의 안테나들을 가진 클라이언트는 (이를 테면, 상기 안테나들 사이에서 공간적이고 각도가 충분하다는 것을 가정하면) 처리율에 있어 2배 상승이 실현될 것이며, 3개의 안테나들을 가진 클라이언트는 처리율에 있어 3배 상승이 실현되는 식이 될 것이다. For example, when used in the wireless system described above, the client with the two antennas (assuming that this instance, that the antenna of spatial and angle between enough) in the throughput twice rises be realized will, the client having three antennas will be expression that is 3-fold increase in the throughput achieved. 상기 기지국은 다중 안테나들을 가진 클라이언트장치들을 통해 사이클링 될 때 동일한 일반적인 규칙들을 적용할 수 있다. The base station may apply the same general rules when cycling through a client device that has multiple antennas. 예를 들어, 그것은 각 안테나를 개별 클라이언트로 취급하여 그것이 소정의 다른 클라이언트인 것처럼 (예컨대, 각 클라이언트가 적당한 또는 상응하는 통신 주기로 제공되도록) 그 "클라이언트"에게 처리율을 할당할 수 있다. For example, it can be handled by the respective antennas to individual clients assigned to it the throughput to the "client" (so that, for example, each client is provided to give the proper or appropriate communication) as if some other client.

상기에 언급된 것처럼, 본 발명의 일 실시 예는 준수직입사공중파(Near Vertical Incidence Skywave; "NVIS") 시스템 내에서 신호대잡음비와 처리율을 증가시키기 위해 상기에 기술된 MIDO 및/또는 MIMO 신호 전송 기술들을 사용한다. As mentioned above, one embodiment of the present invention are semi-normal incidence over-the-air (Near Vertical Incidence Skywave; "NVIS") system within the signal-to-noise ratio and the MIDO and / or the MIMO technique in said to increase the throughput signal transmission techniques use them. 도 10을 참조하면, 본 발명의 일 실시 예에서, N개의 안테나들(1002)의 매트릭스를 구비한 제1 NVIS 기지국(1001)은 M개의 클라이언트 장치들(1004)과 통신하도록 구성된다. 10, in one embodiment of the invention, the base station 1 NVIS 1001 having a matrix of N antenna 1002 is configured to communicate with the M client apparatus 1004. 상기 NVIS 안테나들(1002)과 다양한 클라이언트 장치들(1004)의 안테나들은 지상파 간섭 효과들을 최소화하기 위해 약 수직으로 15도 내에서 위로 신호들을 전송한다. The NVIS antennas of the antenna 1002 with a variety of client devices 1004 are transmitting signals up to approximately 15 degrees in the vertical to minimize the ground wave interference effects. 일 실시 예에서, 상기 안테나들(1002)과 클라이언트 장치들(1004)은 상기 NVIS 스펙트럼 내에서 지정된 주파수에서 상기에 기술된 다양한 MIDO 및 MIMO 기술들을 사용하여 다중 독립 데이터 스트림들(1006)(예컨대, 23MHz에서 또는 그 미만의 반송파 주파수이나, 전형적으로 10MHz 미만에서)을 지원하며, 이로써 상기 지정된 주파수에서(이를 테면, 통계학적으로 독립 데이터 스트림들의 수에 비례하는 요소로) 상기 처리율을 상당히 증가시킨다. In one embodiment, the antennas 1002 and client apparatus 1004 is different MIDO and multiple independent data streams using the MIMO technique (1006) described above in the frequency specified in the NVIS spectrum (e.g., support at the carrier frequency of less than or at 23MHz or, typically less than 10MHz), and whereby the specified frequency (temyeon them, thereby a component which is proportional to the number of independent data streams statistically) significant increase in the throughput.

소정의 기지국을 제공하는 상기 NVIS 안테나들은 물리적으로 서로로부터 멀리 이격될 수 있다. The NVIS antennas to provide a certain base station may be spaced away from each other physically. 10MHz 미만의 장파장들과 상기 신호들이 이동된 (왕복 30 마일 만큼의) 장거리가 주어지면, 100 야드 및 심지어 마일씩 떨어진 상기 안테나들의 물리적 분리도는 다이버시티에 있어 장점들을 제공할 수 있다. (As much as 30 miles round trip) with a longer wavelength is less than 10MHz to the movement of the signal when long range is given, the physical separation of the remote antenna 100 yards and even by mail may provide advantages in diversity. 이러한 상황들에서, 개별적인 안테나 신호들은 종래 유선 또는 무선 통신 시스템들을 사용하여 처리될 중앙집중화된 위치로 다시 가져올 수 있다. In such circumstances, the individual antenna signals can be imported back into a conventional wire or a centralized location to be processed using a wireless communication system. 대안적으로, 각 안테나는 그 신호들을 처리하고, 그런 다음 중앙집중화된 위치로 상기 데이터를 다시 통신하기 위해 종래 유선 또는 무선 통신 시스템들을 사용하는 국소 설비를 가질 수 있다. Alternatively, each antenna may have a focal plants using conventional wired or wireless communication system to re-communicate the data to the processing that signal, and then centralized location. 본 발명의 일 실시 예에서, NVIS 기지국(1001)은 인터넷(1010) (또는 다른 광대역 네트워크)에 대한 광대역 링크(1015)를 가지며, 이로써 원격, 고속, 무선 네트워크 접속을 가진 클라이언트 장치들(1003)을 제공한다. In one embodiment of the invention, NVIS base station 1001 having a broadband link 1015 to the Internet 1010 (or other wide area network), so that the client device having a remote, high-speed, wireless network connection 1003 It provides.

일 실시 예에서, 기지국 및/또는 사용자들은 다이버시티와 증가된 처리율을 제공하는 동안 어레이 크기 및/또는 사용자들의 거리를 줄이기 위해 상기에 기술된 편파/패턴 다이버시티 기술들을 이용할 수 있다. In one embodiment, base stations and / or users can take advantage of the polarization / pattern diversity techniques described above to reduce the distance of the array size and / or the user while providing increased throughput and diversity. 일례로, HF 전송을 갖는 MIDO 시스템에서, 사용자들은 동일한 위치에 있을 수 있으며 아직 그들의 신호들은 편파/패턴 다이버시티로 인해 상관되지 않는다. For example, in a system having a MIDO HF transfer, the users are not correlated due to, and be in the same location yet, their signals are polarized / pattern diversity. 특히, 패턴 다이버시티를 사용함으로써, 한 사용자는 지상파를 통해 기지국과 통신하는 반면 다른 사용자는 NVIS를 통해 통신한다. In particular, by using a pattern diversity, a user while communicating with a base station through a ground wave other user communicates through the NVIS.

본 발명의 추가 실시 예들 Additional embodiments of the present invention

I. I/Q 불균형에 의한 DIDO-OFDM 사전부호화 I. DIDO-OFDM pre-encoding by the I / Q imbalance

본 발명의 일 실시 예는 직교 주파수분할 다중화(OFDM)에 의한 분산형-입력 분산형-출력(DIDO) 시스템들에서 위상 및 변조(I/Q) 불균형을 보상하는 시스템 및 방법을 사용한다. One embodiment of the present invention distributed by the orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) - uses the output (DIDO) phase in the systems and modulation (I / Q) System and method of compensating for unbalance-type distributed. 간단하게, 이 실시 예에 따르면, 사용자 장치들은 기지국에 대한 채널과 피드백 정보를 추정한다; In short, according to this embodiment, the user devices to estimate the channel and feedback information to the base station; 상기 기지국은 I/Q 불균형에 의해 생성된 반송파 간과 사용자 간 간섭을 소거하기 위한 사전부호화 매트릭스를 계산한다; The base station calculates a pre-coding matrix for eliminating the carrier wave generated by the interference between the users ignore I / Q imbalance; 그리고 병렬 데이터 스트림들이 DIDO 부호화를 통해 다중 사용자 장치들로 전송된다; And the parallel data streams are transmitted to multiple user devices via DIDO encoding; 사용자 장치들은 잔존 간섭을 억제하기 위해 제로-포싱(zero-forcing; ZF), 최소 평균 제곱 오차(minimum mean-square error; MMSE) 또는 최대 우도(maximum likelihood; ML) 수신기를 통해 데이터를 복조한다. User devices are zero in order to suppress the residual interference-forcing (zero-forcing; ZF) demodulates the data through;; (ML maximum likelihood) receiver, a minimum mean square error (minimum mean-square error MMSE) or maximum likelihood.

하기에 상세히 설명된 바와 같이, 본 발명이 이 실시 예의 중요한 특징들의 일부는 제한하는 것은 아니다 다음을 포함한다: As detailed in the following, a portion of the present invention is an important feature of this embodiment is not intended to limit it includes:

OFDM 시스템들에서 (I/Q 부정합으로 인한) 미러 톤(mirror tones)으로부터 반송파 간 간섭(inter-carrier interference; ICI)을 소거하도록 사전부호화하는 단계; Interference (inter-carrier interference; ICI), inter-carrier from (due to the I / Q mismatch) mirror tone (mirror tones) in an OFDM system comprising: pre-coding so as to erase the;

DIDO-OFDM 시스템들에서 (I/Q 부정합으로 인한) 사용자 간 간섭과 ICI를 소거하도록 사전부호화하는 단계; In DIDO-OFDM system (due to the I / Q mismatch) comprising: pre-coding so as to erase the interference between users and ICI;

DIDO-OFDM 시스템들에서 ZF 수신기를 통해 (I/Q 부정합으로 인한) ICI를 소거하기 위한 기술들; The technology for eliminating through ZF receiver in DIDO-OFDM system (due to the I / Q mismatch) ICI;

DIDO-OFDM 시스템들에서 (전송기에서의) 사전부호화 및 (수신기에서의) ZF 또는 MMSE 필터를 통해 (I/Q 부정합으로 인한) 사용자 간 간섭 및 ICI를 소거하기 위한 기술들; In DIDO-OFDM system (in the transmitter) and the pre-coding with the ZF or MMSE filter (at the receiver) (due to the I / Q mismatch) technique for eliminating interference between user and ICI;

DIDO-OFDM 시스템들에서 (전송기에서의) 사전부호화 및 (수신기에서의) 최대 우도(ML) 검출기와 같은 비선형 검출기를 통해 (I/Q 부정합으로 인한) 사용자 간 간섭과 ICI를 소거하기 위한 기술들; In DIDO-OFDM system (in the transmitter), the pre-coding and techniques for (due to the I / Q mismatch) canceling the interference and ICI user-to-user maximum likelihood (ML) via a non-linear detectors such as a detector (at the receiver) .;

OFDM 시스템들에서 (I/Q 부정합으로 인한) 미러 톤으로부터 반송파 간 간섭(ICI)을 소거하기 위한 채널 상태 정보에 기초한 사전부호화의 사용; The use of pre-coding based on channel state information for canceling the interference (ICI), inter-carrier in OFDM systems from the mirror tone (due to the I / Q mismatch);

DIDO-OFDM 시스템들에서 (I/Q 부정합으로 인한) 미러 톤으로부터 반송파 간 간섭(ICI)을 소거하기 위해 채널 상태 정보에 기초한 사전부호화의 사용; In DIDO-OFDM system is used in (due to the I / Q mismatch) pre-coding based on channel state information to cancel interference (ICI) between the carrier from the mirror tones;

기지국에서의 I/Q 부정합 인식 DIDO 프리코더 및 사용자 단말에서의 I/Q-인식 DIDO 수신기의 사용; I / Q mismatch recognition of the base station DIDO precoder and I / Q- recognition of the user terminal using the DIDO receiver;

기지국에서의 I/Q 부정합 인식 DIDO 프리코더, 사용자 단말에서의 I/Q 인식 DIDO 수신기, 및 I/Q 인식 채널 추정기의 사용; The use of I / Q mismatch recognition DIDO precoder, I / Q recognized in DIDO user terminal receiver, and I / Q channel estimator recognized at the base station;

기지국에서의 I/Q 부정합 인식 DIDO 프리코더, 사용자 단말에서의 I/Q 인식 DIDO 수신기, I/Q 인식 채널 추정기, 및 사용자 단말에서 기지국으로 채널 상태 정보를 전송하는I/Q 인식 DIDO 피드백 생성기의 사용; I / Q mismatch recognition of the base station DIDO precoder, I / Q recognized in the user terminal DIDO receiver, I / Q recognized the channel estimator, and the I / Q recognized for transmitting channel status information to the base station from a user terminal of DIDO feedback generator use;

기지국에서의 I/Q 부정합 인식 DIDO 프리코더 및 사용자 선택, 적응형 부호화 및 변조, 시공간 주파수 맵핑, 또는 프리코더 선택을 포함하는 기능들을 수행하기 위해 I/Q 채널 정보를 사용하는 I/Q 인식 DIDO 구성기의 사용; I / Q mismatch recognition of the base station DIDO precoder and a user selection, the adaptive coding and modulation, space-time-frequency mapping, or I / Q recognized that use the I / Q-channel information for performing the functions, including the precoder selection DIDO use of the organizer;

블록 대각화(block diagonalization; BD) 프리코더를 사용한 DIDO-OFDM 시스템들에서 ZF 수신기를 통해 (I/Q 부정합으로 인한) ICI를 소거하는 I/Q 인식 DIDO 수신기의 사용; The use of; (BD block diagonalization) in DIDO-OFDM system using the precoder via a ZF receiver (due to the I / Q mismatch) I / Q recognized for erasing ICI DIDO receiver block diagonalization;

DIDO-OFDM 시스템들에서 (전송기에서의) 사전부호화 및 (수신기에서의) 최대 우도 검출기와 같은 비선형 검출기를 통해 (I/Q 부정합으로 인한) ICI를 소거하는 I/Q 인식 DIDO 수신기의 사용; In DIDO-OFDM system (in the transmitter) and the pre-coding with the non-linear detector, such as (at the receiver), a maximum likelihood detector (due to the I / Q mismatch) I / Q recognized for the ICI cancellation using the DIDO receiver; And

DIDO-OFDM 시스템들에서 ZF 또는 MMSE 필터를 통해 (I/Q 부정합으로 인한) ICI를 최소하는 I/Q 인식 DIDO 수신기의 사용. DIDO-OFDM in the system via the ZF or MMSE filter (due to the I / Q mismatch) I / Q recognized to at least the use of ICI DIDO receiver.

a 배경기술 a technical background

전형적인 무선 통신 시스템들의 전송 및 수신 신호들은 동상 및 직교(I/Q) 성분들로 구성된다. Transmit and receive signals of a typical wireless communications system consists of in-phase and quadrature (I / Q) components. 실제 시스템들에서, 상기 동상 및 직교 성분들은 혼합 및 베이스 밴드 동작에서의 결함으로 인해 왜곡될 수 있다. In practical systems, the in-phase and quadrature components may be distorted due to imperfections in the mix and the base-band operation. 이러한 왜곡들은 I/Q 위상, 이득 및 지연 부정합으로 나타난다. These distortions appear as I / Q phase, gain and delay mismatch. 위상 불균형은 완벽하게 직교하지 않는 변조기/복조기에서의 사인 및 코사인에 의해 발생된다. Phase imbalances are not completely orthogonal is generated by the sine and cosine of the modulator / demodulator. 이득 불균형은 동상 및 직교 성분들 사이의 다른 증폭들에 의해 발생된다. Gain imbalance is caused by different amplification between the in-phase and quadrature components. 아날로그 회로에서 상기 I-및 Q-레일 사이의 지연 차로 인해 지연 불균형이라 불리는 추가 왜곡이 있을 수 있다. There may be additional distortion called delay imbalances due to a delay between the I- and Q- rail in the analog circuit.

직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템에서, I/Q 불균형은 미러 톤들로부터 반송파 간 간섭(ICI)을 일으킨다. In orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system, I / Q imbalance causes interference (ICI) between the carrier from the mirror tones. 상기 효과가 문헌들에서 연구되어 왔으며, 단일-입력 단일-출력 SISO-OFDM 시스템들에서 I/Q 부정합을 보상하기 위한 방법들이 MD Benedetto 및 P. Mandarini의 "Analysis personal communications, pp. 175-186, 2000년; S. Schuchert 및 R. Hasholzner의 "A novel I/Q imbalance compensation scheme for the reception of OFDM signals", IEEE Transaction on Consumer Electronic, 2001년 8월; M. Valkama, M. Renfors, 및 V. Koivunen의 "Advanced methods for I/Q imbalance compensation in communication receivers", IEEE Trans. Sig. Proc., 2001년 10월; R. Rao 및 B. Daneshrad의 "Analysis of I/Q mismatch and a cancellation scheme for OFDM systems", IST Mobile Communication Summit, 2004년 6월; A. Tarighat, R. Bagheri, 및 AH Sayed의 "Compensation schemes and performance analysis of IQ imbalances in OFDM receivers", Signal Processing, IEEE Transactions on[또한 Acoustics, Speech, 및 Signal Processing, IEEE Transactions on 참조], vol. 53, pp. 3257-3268, 2005 Has the above-mentioned effects have been studied in the literature, single-input single-output method are "personal communications Analysis, pp of MD Benedetto and P. Mandarini for compensating I / Q mismatch in the SISO-OFDM system 175-186. Year 2000; S. Schuchert and R. 8 Hasholzner of "a novel I / Q imbalance compensation scheme for the reception of OFDM signals", IEEE Transaction on Consumer Electronic, 2001 April; M. Valkama, M. Renfors, and V. Proc of Koivunen "Advanced methods for I / Q imbalance compensation in communication receivers", IEEE Trans Sig, October 2001;... R. Rao and B. Daneshrad of the "Analysis of I / Q mismatch and a cancellation scheme for OFDM systems ", IST Mobile Communication Summit, June 2004; A. Tarighat, R. Bagheri, AH Sayed, and the" Compensation schemes and performance analysis of IQ imbalances in OFDM receivers ", Signal Processing, IEEE Transactions on [also Acoustics, Speech and Signal Processing, see IEEE Transactions on], vol. 53, pp. 3257-3268, 2005 8월에서 제시되었다. It was presented in August.

다중-입력 다중-출력 MIMO-OFDM 시스템들에대한 이러한 작업의 확장이 R. Rao 및 B. Daneshrad의 "I/Q mismatch cancellation for MIMO OFDM systems", in Persoanl, Indoor and Mobile Radio Communications, 2004년; A multiple-input multiple-output MIMO-OFDM is an extension of these operations for the system, and B. R. Rao Daneshrad of "I / Q mismatch cancellation for MIMO OFDM systems", in Persoanl, Indoor and Mobile Radio Communications, 2004 years; PIMRC 2004. 15th IEEE International Symposium on, vol. PIMRC 2004. 15th IEEE International Symposium on, vol. 4, 2004, pp. 4, 2004, pp. 2710-2714, RMRao, W.Zhu, S. Lang, C. Oberli, D. Browne, J. Bhatia, JF Frigon, J. Wang, P; 2710-2714, RMRao, W.Zhu, S. Lang, C. Oberli, D. Browne, J. Bhatia, JF Frigon, J. Wang, P; Gupta, H. Lee, DN Liu, SG Wong, M. Fitz, B. Daneshrad 및 O. Takeshita의 "Multinatenna testbeds for research and eduction in wireless communications", IEEE Communications Magazine, vol. Gupta, H. Lee, DN Liu, SG Wong, M. Fitz, B. Daneshrad and O. Takeshita of "Multinatenna testbeds for research and eduction in wireless communications", IEEE Communications Magazine, vol. 42, no. 42, no. 12, 99. 72-81, 2004년 12월; 12, from 99.72 to 81, December 2004; S. Lang, MR Rao, 및 B. Daneshrad의 "Design and development of a 5.25GHz software defined wireless OFDM communication platform의 "IEEE Communications Magazine, vol. S. Lang, Rao MR, and B. Daneshrad of "Design and development of a wireless OFDM communication platform 5.25GHz software defined in" IEEE Communications Magazine, vol. 42, no. 42, no. 6, pp. 6, pp. 6-12, 2004년 6월, for spatial multiplexing(SM) andin A. Tarighat 및 AH Sayed의 "MIMO OFDM receivers for systems with IQ imbalances", IEEE Trans. 6-12, June 2004, for spatial multiplexing (SM) andin A. Tarighat and AH Sayed of "MIMO OFDM receivers for systems with IQ imbalances", IEEE Trans. Sig. Sig. Proc., vol. Proc., Vol. 53, pp. 53, pp. 3583-3596, 2005년 9월, for orthogonal space-time block codes(OSTBC)에서 제시되었다. 3583-3596, 2005, were presented in September, for orthogonal space-time block codes (OSTBC).

불행하게도, 현재 분산형-입력 분산형-출력(DIDO) 통신 시스템에서 I/Q 이득 및 위상 불균형 오차를 정정하는 방법에 대한 문헌이 없다. Unfortunately, the current distributed - no literature on the output (DIDO) how to correct the I / Q gain and phase imbalance errors in a communication system-type distributed. 하기에 기술된 본 발명의 실시 예들은 이러한 문제점들에 대한 해법을 제공한다. The embodiment of the invention described below provide a solution for these problems.

DIDO 시스템들은 종래 SISO 시스템들에서와 같이 동일한 무선 자원들(이를 테면, 동일한 슬롯 주기 및 주파수 대역)을 이용하는 동안, 하향링크 처리율을 향상시키기 위해 다중 사용자들에게 (사전부호화를 통한) 병렬 데이터 스트림들을 전송하는 분산형 안테나들을 가진 하나의 기지국으로 구성된다. DIDO system are the same wireless resources (such as, the same slot period and frequency band) for a parallel data stream (via the pre-coding) to multiple users in order to improve the downlink throughput using, as in the conventional SISO system It consists of a single base station with the distributed antenna for transmitting. DIDO 시스템들에 대한 상세한 설명은 2004년 7월 30일에 출원된 SG Perlman 및 T. Cotter의 "System and Method for Distributed Input-Distributed Output Wireless Communications", 일련번호 제10/902, 978호("종래 출원서")에 제공되고, 본 출원서의 양도인에게 양도되었으며, 여기에 참조로서 병합된다. Detailed description of the DIDO system of the SG Perlman and T. Cotter, filed on July 30, 2004 "System and Method for Distributed Distributed Input-Output Wireless Communications", Serial No. 10/902, 978 Ho ( "conventional the request is provided to a "), and assigned to the assignee of the present application, it is incorporated herein by reference.

DIDO 프리코더들을 구현하기 위한 많은 방법들이 있다. There are many ways to implement DIDO precoders. 한 방법으로 QH Spencer, AL Swindlehurst, 및 M. Haardt의 "Zero forcing methods for downlink spatial multiplexing in multiuser MIMO channels", IEEE Trans. By the method QH Spencer, AL Swindlehurst, and M. Haardt in "Zero forcing methods for downlink spatial multiplexing in multiuser MIMO channels", IEEE Trans. Sig. Sig. Proc., vol. Proc., Vol. 52, pp. 52, pp. 461-174, 2004년 2월, KK Wong, RD Murch, 및 KB Letaief의 "A joint channel diagonalization for multiuser MIMO antenna systems", IEEE Trans. 461-174, February 2004, KK Wong, RD Murch, and KB Letaief of "A joint channel diagonalization for multiuser MIMO antenna systems", IEEE Trans. Wireless Comm., vol. Wireless Comm., Vol. 2, pp. 2, pp. 773-786, 2003년7월; 773-786, July 2003; LU Choi 및 RD Murch의 "A transmit preprocessing technique for multiuser MIMO systems using a decomposition approach", IEEE Trans. Choi the LU and RD Murch "A transmit preprocessing technique for multiuser MIMO systems using a decomposition approach", IEEE Trans. Wireless Comm., vol. Wireless Comm., Vol. 3, pp. 3, pp. 20-24, 2004년 1월; 20-24, January 2004; Z. Shen, JG Andrews, RW Heath, 및 2005년 9월IEEE Trans. Z. Shen, JG Andrews, RW Heath, and September 2005, IEEE Trans. Sig. Sig. Proc.에 공개를 위해 허용된 BL Evans의 "Low complexity user selection algorithms for multiuser MIMO systems with block diagonalization"; . Of BL Evans acceptable to the public in Proc "Low complexity user selection algorithms for multiuser MIMO systems with block diagonalization"; 2005년 10월 IEEE Trans. In October 2005 IEEE Trans. Wireless Comm.에 제출된 Z. Shen, R. Chen, JG Andrews, RW Heath, 및 BL Evans의 "Sum capacity of multiuser MIMO bradcast channels with block diagonalization"; . Wireless Comm with Z. Shen, R. Chen, JG Andrews, RW Heath, and BL Evans "Sum capacity of multiuser MIMO bradcast channels with block diagonalization" of submitted; 2005년 IEEE Trans. 2005 IEEE Trans. on Signal Processing에 허용된 R. Chen, RW Heath, 및 JG Andrews의 "Transmit selection diversity for unitary precoded multiuser spatial multiplexing systems with linear receivers"에 기술된 블록 대각화(BD)가 있다. There is on Signal Processing blocks of permitted R. Chen, RW Heath, and JG Andrews described in "Transmit selection diversity for unitary precoded multiuser spatial multiplexing systems with linear receivers" on diagonalization (BD).

DIDO-OFDM 시스템들에서, I/Q 부정합은 두 가지 결과들, ICI 및 사용자 간 간섭을 일으킨다. In DIDO-OFDM systems, I / Q mismatch produces two results, interference between ICI and the user. 전자는 SISO-OFDM 시스템들에서와 같이 미러 톤으로부터의 간섭으로 인한 것이다. The former is due to the interference from the mirror tone as in the SISO-OFDM system. 후자는 I/Q 부정합이 사용자들을 가로지르는 간섭을 일으키는 DIDO 프리코더의 직교성(orthogonality)을 파괴한다는 점에 원인이 있다. The latter may result in that it destroys the orthogonality (orthogonality) of DIDO precoder the I / Q mismatch that causes interference across the user. 이러한 유형의 간섭 둘 다 여기에 기술된 방법들을 통해 전송기 및 수신기에서 소거될 수 있다. Both of these types of interference can be canceled in the transmitter and the receiver through the methods described herein. DIDO-OFDM 시스템들에서 I/Q 보상에 대한 세 가지 방법들이 기술되고 그들의 성능은 I/Q 부정합 유무에 따른 시스템들에 대해 비교된다. Three methods are described and their performance on the I / Q compensation in DIDO-OFDM systems is compared for the system with and without I / Q mismatch. DIDO-OFDM 프로토타입에 의해 수행된 시뮬레이션과 실제 측정에 기초한 결과들이 제공된다. Are performed by the OFDM-DIDO prototype simulation and results based on the actual measurement is provided.

본 실시 예들은 종래 출원서의 연장이다. The present embodiments are an extension of the prior art the request. 특히, 이러한 실시 예들은 종래 출원서의 하기 특징들에 관한 것이다. In particular, such embodiments relate to the request prior to the feature.

I/Q가 가로 놓인 종래 출원서에 기술된 바와 같은 시스템은 이득 및 위상 불균형에 의해 영향을 받는다. I / Q system is the same as those described in prior art the request is placed horizontally is influenced by the gain and phase imbalance.

채널 추정에 사용된 훈련 신호들이 전송기에서 I/Q 보상을 가진 DIDO 프리코더를 계산하는데 사용된다; The training signal used for channel estimation are used to compute the DIDO precoder with I / Q compensation at the transmitter; 그리고 And

신호 특성 데이터는 I/Q 불균형으로 인한 왜곡을 계산하고 이 문서에서 제안된 방법에 따라 DIDO 프리코더를 계산하기 위해 전송기에서 사용된다. Signal characteristic data to calculate the distortion caused by the I / Q imbalance, and is used at the transmitter to compute the DIDO precoder according to the method proposed in this article.

b. b. 본 발명의 실시 예들 Embodiments of the present invention

우선, 본 발명의 수학적 모델 및 프레임워크가 기술될 것이다. First of all, it would be a mathematical model, and the framework of the invention described.

해결 방법을 제시하기 전에, 코어 매스매틱컬(core mathematical) 개념을 설명하는 것이 유용하다. Before presenting the resolution, it is useful to describe the core mass matic curl (core mathematical) concept. 우리는 그것을 I/Q 이득 및 위상 불균형을 가정하는 것으로 설명한다 (위상 지연은 설명에 포함되지 않으나 DIDO-OFDM 버전의 알고리즘에서 자동으로 다룬다). We described that it assumes the I / Q gain and phase imbalance (phase delay does not include the description automatically covers the algorithm in DIDO-OFDM version). 기본 개념을 설명하기 위해, 우리는 두 개의 복소수 s = s I + js Q 및 h = h I + jh Q 를 곱하고, x = h * s라 하는 것으로 제안한다. To explain the basic concepts, we propose that the two complex called s = s I + js Q and h = h I + jh multiplies the Q, x = h * s. 우리는 동상 및 직교 성분들을 나타내기 위해 아래 첨자들을 사용한다. We use a subscript to indicate the in-phase and quadrature components. x I = s I h I - s Q h Q 및 x Q = s I h Q - s Q h I 로 다시 칭한다. I = I s I h x - h Q s and Q s = Q x Q h I - I h s Q again referred to.

이는 매트릭스 형태로 다음과 같이 다시 쓰여 질 수 있다. This can be rewritten as follows in the form of a matrix.

Figure 112015010005017-pat00001

채널 매트릭스 (H)에 의한 단위 변환(unitary transformation)을 유의한다. Note the conversion unit (unitary transformation) according to the channel matrix (H). 이제 s는 전송 기호이고 h는 채널로 제안한다. S is now transmitted symbol h and offers a channel. I/Q 이득 및 위상 불균형의 존재는 다음과 같은 비-단위 변환(non-unitary transformation)을 생성함으로써 모델링될 수 있다. The presence of I / Q gain and phase imbalance is as follows, such ratio may be modeled by generating a conversion unit (non-unitary transformation).

Figure 112015010005017-pat00002

비결은 그것이 다음과 같이 쓰이는 것이 가능하다는 것을 인식하는 것이다. The secret is to recognize that it is used as follows:

Figure 112015010005017-pat00003

이제, (A)를 다시 쓰면, Now, if you have a (A) again,

Figure 112015010005017-pat00004

Figure 112015010005017-pat00005
And

Figure 112015010005017-pat00006
로 정의하자. Let's define a.

이러한 매트릭스 둘 다 단위 구조를 가지며, 이에 따라 다음과 같은 복합 스칼라에 의해 등가 표현될 수 있다. Both of these matrices have a multi-unit structure, and thus can be expressed equivalently by the following complex scalar like.

h e = h 11 + h 22 +j(h 21 - h 12 ) 및 h e = h 11 + h 22 + j (h 21 - h 12) and

h c = h 11 - h 22 +j(h 21 + h 12 ) h c = h 11 - h 22 + j (h 21 + h 12)

이러한 모든 관측들을 사용하면, 우리는 두 채널, 등가 채널(h e ) 및 공액 채널(H c )을 갖는 스칼라 형태의 실제 방정식으로 다시 놓을 수 있다. With all these observations, we can place back in two channels, the actual equation of the scalar type having equivalent channel (h e), and the conjugated channel (H c). 그런 다음, (5)에서의 실제 변형식은 x = h e s +h c s * 가 된다. That is, the following, actual transformation equation x = h e s + h c s * in (5).

우리는 등가 채널로서 제1 채널 및 공액 채널로서 제2 채널로 칭한다. We call to the second channel as the first channel and the conjugated channel by an equivalent channel. 상기 등가 채널은 I/Q 이득 및 위상 불균형이 없는 경우 관측될 채널이다. Wherein the equivalent channel is the channel that will be observed when there is no I / Q gain and phase imbalance.

유사한 논거를 사용하며, I/Q 이득 및 위상 불균형을 갖는 분산-시간 MIMO N×M 시스템의 입력-출력 관계식은 (그 매트릭스 대응을 수립하기 위한 스칼라 등가식을 사용하여) 다음과 같이 나타낼 수 있다. Using a similar argument, and, I / Q gain and dispersion having a phase imbalance-time input of the MIMO N × M system-output relationship can be expressed as follows (using the scalar equivalent expressions for establishing the matrix support) .

Figure 112015010005017-pat00007

여기서, t는 분산 시간 지수이고, h e , h c ∈C M×N , s=[s 1 ,...,s N ], x=[x 1 ,...,x M ]이며, L은 채널 탭(channel taps) 수이다. Here, t is a time index and dispersion, h e, h c ∈C M × N, s = [s 1, ..., s N], x = [x 1, ..., x M], L is the number of channel taps (channel taps).

DIDO-OFDM 시스템들에서, 주파수 영역에서의 수신 신호가 표현된다. In DIDO-OFDM system, the received signal in the frequency domain is expressed. FFT K {s[t]}=S[k]이고, 그 다음 FFT K {s * [t]}=S * [(-k)]=S * [Kk], 여기서 k=0,1,...,K-1인 경우, 신호들 및 시스템들로부터 다시 호출한다. FFT K {s [t]} = S [k] , and then FFT K {s * [t] } = S * [(-k)] = S * [Kk], where k = 0,1 ,. ... and again it calls from, signals and the system when the K-1. OFDM에 의해, 부반송파 k에 대한 MIMO-OFDM 시스템에 대한 등가 입력-출력 관계식은 다음과 같다. By OFDM, the equivalent input to the MIMO-OFDM system for the sub-carrier k - output relationship is as follows.

Figure 112015010005017-pat00008

여기서, k=0,1,...,K-1는 OFDM 부반송파 지수이고, H e 및 H c 는 등가 및 공액 채널 매트릭스를 나타내는 것이며, 각각 다음과 같이 정의된다. Here, k = 0,1, ..., K -1 is an OFDM subcarrier index, H e, and H c will represent the equivalent channel matrix and the conjugate, respectively, it is defined as:

Figure 112015010005017-pat00009
And

Figure 112015010005017-pat00010

식 (1)에서 제2 기여도는 미러 톤으로부터 간섭이다. The second contribution in equation (1) is the interference from the mirror tone. 이는 하기의 적층형 매트릭스 시스템을 구성함으로써 다룰 수 있다 (공액들을 주의한다). This can be handled by constructing a multi-layer matrix system of the following (note the conjugate).

Figure 112015010005017-pat00011

여기서, here,

Figure 112015010005017-pat00012
And
Figure 112015010005017-pat00013
은 각각 주파수 영역에서 전송 및 수신 기호의 벡터이다. Is the vector of transmitted and received symbols in the frequency domain, respectively.

이 방법을 사용하면, 실제 매트릭스는 DIDO 동작에 사용하도록 수립된다. Using this method, the actual matrix is ​​established for use in DIDO operation. 예를 들어, DIDO 2×2 입력-출력 관계식에 의해 (각 사용자가 단일 수신 안테나를 갖는 것으로 가정하면) 제1 사용자 장치는 (노이즈가 없는 경우에) 다음과 같이 본다 For example, DIDO 2 × 2 type (assuming that each user having a single receive antenna) by the output relational expression the first user device looks like this (in the absence of noise)

Figure 112015010005017-pat00014

반면에, 제2 사용자는 다음과 같이 관측한다 On the other hand, the second user may observe the following:

Figure 112015010005017-pat00015

여기서, here,

Figure 112015010005017-pat00016
, ,
Figure 112015010005017-pat00017
Figure 112015010005017-pat00018
는 매트릭스 H e 및 H c 의 m번째 열을 각각 나타내고, W ∈ C 4×4 는 DIDO 사전부호화 매트릭스 이다. Represents respectively the m-th column of the matrix H e and H c, W ∈ C 4 × 4 DIDO is a pre-coding matrix. 식 (2) 및 (3)으로부터, 사용자 m의 수신 기호 From the formula (2) and (3) receiving the symbols of the user m
Figure 112015010005017-pat00019
은 I/Q 불균형에 의해 발생된 두 개 소스의 간섭, 미러 톤(이를 테면, Is (temyeon this, interference, mirror tones of the two sources generated by the I / Q imbalance
Figure 112015010005017-pat00020
)으로부터의 반송파 간 간섭 및 사용자 간 간섭(이를 테면, ) Between the inter-carrier interference, and user interference (such as from,
Figure 112015010005017-pat00021
및 p≠m인 And the p ≠ m
Figure 112015010005017-pat00022
)에 의해 영향을 받는다. ) It influenced by. 식 (3)의 DIDO 사전부호화 매트릭스 W는 이러한 두 개의 간섭 용어들을 소거하도록 설계된다. DIDO pre-coding matrix W of the expression (3) is designed to erase these two interference terms.

수신기에 적용된 결합 검출(joint detection)에 따라 여기에 사용될 수 있는 DIDO 프리코더의 몇몇 다른 실시 예들이 있다. According to the joint detection (joint detection) is applied to the receiver, there are several other embodiments of the DIDO precoder that can be used herein. 일 실시 예에서, 블록 대각화(BD)가 사용된다 (예를 들어,( In one embodiment, the block used by a diagonalization (BD) (e.g., (

Figure 112015010005017-pat00023
보다는) 복합 채널 [ Than) the composite channel [
Figure 112015010005017-pat00024
, ,
Figure 112015010005017-pat00025
]로부터 계산된, QH Spencer, AL Swindlehurst, 및 M. Haardt의 "Zeroforcing methods for downlink spatial multiplexing in multiuser MIMO channels", IEEE Trans. ] Calculated from, QH Spencer, AL Swindlehurst, and M. Haardt in "Zeroforcing methods for downlink spatial multiplexing in multiuser MIMO channels", IEEE Trans. Sig. Sig. Proc., vol. Proc., Vol. 52, pp. 52, pp. 461-471, 2004년 2월. 461-471, February 2004. KK Wong, RD Murch, 및 KB Letaief의 "A joint channel diagonalization for multiuser MIMO antenna systems"의 IEEE Trans. Wong KK, RD Murch, and KB Letaief in IEEE Trans on "A joint channel diagonalization for multiuser MIMO antenna systems". Wireless Comm., vol. Wireless Comm., Vol. 2, pp. 2, pp. 773-786, 2003년 7월. 773-786, July 2003. LU Choi 및 RD Murch의 "A transmit preprocessing technique for multiuser MIMO systems using a decomposition approach", IEEE Trans. Choi the LU and RD Murch "A transmit preprocessing technique for multiuser MIMO systems using a decomposition approach", IEEE Trans. Wireless Comm., vol. Wireless Comm., Vol. 3, pp. 3, pp. 20-24, 2004년 1월. 20-24, January 2004. 2005년 9월, IEEE TR문 Sig. In September 2005, IEEE TR statement Sig. Proc.에 공개가 허용된 Z. Shen, JG Andrews, RW heath, 및 BL Evans의 "Low complexity user selection algorithms for multiuser MIMO systems with block diagonalization", 2005년 10월 IEEE Trans. Proc. The public is allowed to Z. Shen, JG Andrews, RW heath, and BL Evans of "Low complexity user selection algorithms for multiuser MIMO systems with block diagonalization", October 2005 IEEE Trans. Wireless Comm.에 제출된 S. Shen, R. Chen, JG Andrews, RW Heath, 및 BL Evans의 "Sum capacity of multiuser MIMO broadcast channels with block diagonalization"을 참조한다). Wireless Comm. And that of S. Shen, R. Chen, JG Andrews, RW Heath, and BL Evans, see "Sum capacity of multiuser MIMO broadcast channels with block diagonalization") submitted. 그래서, 현 DIDO 시스템은 다음과 같도록 프리코더를 선택한다. Thus, the current DIDO system selects a precoder to equal the following:

Figure 112015010005017-pat00026

여기서, α i,j 는 상수이며, Where, α i, j is a constant,

Figure 112015010005017-pat00027
Figure 112015010005017-pat00028
이다. to be. 이 방법은 상기 프리코더를 사용하기 때문에 장점이 있으며, I/Q 이득 및 위상 불균형의 효과들이 전송기에서 완전히 소거되므로 전과 동일한 DIDO 프리코더의 다른 양태들을 유지하는 것이 가능하다. This way it is possible to maintain the different aspects of the same DIDO precoder before and is fully erased from the transmitter to effect the advantages and, I / Q gain and phase imbalance due to the use of the precoder.

또한, IQ 불균형으로 인한 ICI를 사전소거하지 않고 사용자 간 간섭을 사전 소거하는 DIDO 프리코더들을 설계하는 것이 가능하다. Further, without prior erasure of ICI due to IQ imbalance it is possible to design the DIDO precoder to pre-cancel the interference between the users. 이 방법에 의해, (전송기 대신) 수신기는 하기에 기술된 수신 필터들 중 하나를 사용함으로써 IQ 불균형을 보상한다. In this method, (the transmitter instead of) the receiver compensates for the IQ imbalance by using one of the received filter described below. 그 후, 식(4)의 사전부호화 설계 기준은 다음과 같이 변경될 수 있다. The pre-coding design criteria for then equation 4 can be modified as follows.

Figure 112015010005017-pat00029

And

Figure 112015010005017-pat00030

여기서, m번째 전송 기호에 대한 Here, for the m-th transmission symbol

Figure 112015010005017-pat00031
And
Figure 112015010005017-pat00032
는 사용자 m에 대한 수신 기호 벡터이다. Is the received symbol vector for user m.

수신측에서, 전송 기호 벡터 On the receiving side, transmission symbol vector

Figure 112015010005017-pat00033
을 추정하기 위해, 사용자 m은 ZF 필터를 사용하며, 상기 추정된 기호 벡터는 다음과 같이 주어진다. To estimate, user m will use the ZF filter, the estimated symbol vector is given by:

Figure 112015010005017-pat00034

상기 ZF 필터가 이해하는데 가장 쉬운 것인 반면, 상기 수신기는 본 발명에 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게 소정의 많은 다른 필터들을 적용할 수 있다. While the easiest to understand is the ZF filter, the receiver may to those of ordinary skill in the art pertaining to the present invention apply a predetermined number of other filters. 대중적인 선택은 다음과 같은 MMSE 필터이다. A popular choice is the following MMSE filter:

Figure 112015010005017-pat00035

여기서, ρ는 신호대잡음비이다. Here, ρ is the signal-to-noise ratio. 대안적으로, 상기 수신기는 최대 우도 기호 검출(또는 구 복호기 또는 반복 변화)을 수행할 수 있다. Alternatively, the receiver may perform a maximum likelihood symbol detection (or sphere decoder iteration or change). 예를 들면, 제1 사용자는 ML 수신기를 사용하고 하기의 최적식을 풀 수 있을 것이다. For example, the first user will be able to extract the optimal expression of using the ML receiver.

Figure 112015010005017-pat00036

여기서, S는 모든 가능한 벡터들(s)의 세트이고, 콘스텔레이션 크기에 좌우된다. Here, S is the set of all possible vectors (s), it is dependent on the constellation size. 상기 ML 수신기는 수신기에서 더한 복잡도를 요하는 것을 없애 더욱 우수한 성능을 준다. The ML receiver gives better performance eliminates that need to added complexity in the receiver. 제2 사용자에 유사한 방정식 세트를 적용한다. First applies a similar set of equations to the second user.

식 (6) 및 (7)에서 In formula (6) and (7)

Figure 112015010005017-pat00037
And
Figure 112015010005017-pat00038
은 전부 제로를 갖는 것으로 가정된다. It is assumed to have all zeros. 이러한 가정은 전송 프리코더가 식(4)의 기준에서처럼 사용자 간 간섭을 완전히 소거할 수 있을 경우에만 유지된다. This assumption is maintained only be able to completely cancel the interference between the users, as the standard transmit pre-coder (4). 마찬가지로, Likewise,
Figure 112015010005017-pat00039
And
Figure 112015010005017-pat00040
은 전송 프리코더가 반송파 간 간섭을 (이를 테면, 미러 톤으로부터) 완전히 소거할 수 있을 경우에만 대각 매트릭스들이다. Is (temyeon them, from the mirror tone) interference between transmission carriers are precoder is only diagonal matrix if it can be completely erased.

도 13은 기지국(BS) 내의 IQ-DIDO 프리코더(1302), 전송 채널(1304), 사용자 장치 내의 채널 추정 로직(1306), 및 ZF, MMSE 또는 ML 수신기(1308)를 포함하는 I/Q 보상을 갖는 DIDO-OFDM 시스템들에 대한 프레임워크의 일 실시 예를 도시한다. 13 is a base station (BS) IQ-DIDO precoder 1302, a transport channel 1304, channel estimation logic 1306, and ZF, I / Q compensation comprises the MMSE or ML receiver 1308 in the user apparatus in a having a illustrates one embodiment of a framework for the DIDO-OFDM system. 상기 채널 추정 로직(1306)은 훈련 기호들을 통해 채널들 The channel estimation logic 1306, is the channel through the training symbol

Figure 112015010005017-pat00041
And
Figure 112015010005017-pat00042
을 추정하고, 이러한 추정값들을 AP 내의 프리코더(1302)로 피드백한다. The estimation, and feeds back these estimates to the pre-coder 1302 in the AP. 상기 BS는 사용자 간 간섭뿐만 아니라 I/Q 이득 및 위상 불균형으로 인한 간섭을 사전 소거하기 위해 DIDO 프리코더 가중치(매트릭스 W)를 계산하고, 상기 무선 채널(1304)을 통해 사용자들에게 상기 데이터를 전송한다. The BS in order to pre-cancel the interference due to inter-user interference as well as I / Q gain and phase imbalance DIDO precoder weights (matrix W) for calculating, and transmitting the data to the user via the wireless channel 1304 do. 사용자 장치 m은 잔존 간섭을 소거하고 상기 데이터를 복호화하기 위해 유닛(1304)에 의해 제공된 채널 추정값들을 이용하여 ZF, MMSE 또는 ML 수신기(1308)를 사용한다. M user equipment uses the ZF, MMSE or ML receiver 1308 using the channel estimation value supplied by a unit 1304 to erase the residual interference and to decode the data.

하기 세 가지 실시 예들은 상기 I/Q 보상 알고리즘을 구현하는데 사용될 수 있다. Carrying three examples may be used to implement the I / Q compensation algorithm.

방법 1 - TX 보상: 이 실시 예에서, 전송기는 식(4)이 기준에 따라 사전부호화 매트릭스를 계산한다. Method 1 - TX compensated: In this embodiment, the transmitter formula (4) calculates a pre-coding matrix in accordance with this standard. 수신기에서, 사용자 장치들은 "단순화된(simplified)" ZF 수신기를 사용하며, 여기서 At the receiver, the user apparatus are also using the "simplify the (simplified)" ZF receiver, wherein

Figure 112015010005017-pat00043
And
Figure 112015010005017-pat00044
은 대각 매트릭스들이 될 것으로 가정된다. It is assumed to be a diagonal matrix. 따라서, 식(8)은 다음과 같이 단순화된다. Therefore, equation (8) it is simplified as follows.

Figure 112015010005017-pat00045

방법 2- RX 보상: 이 실시 예에서, 전송기는 식(4)의 기준에 따라 반송파 간 및 사용자 간 간섭을 소거하지 않고, 2005년 IEEE Trans. 2- RX compensation method: In this embodiment, the transmitter formula (4) according to the standards without canceling interference between the carrier and between the user, the 2005 IEEE Trans. on Signal Processing에 허용된 R. Chen, RW Heath, 및 JG Andrews의 "Transmit selection diversity for unitary precoded multiuser spatial multiplexing systems with linear receivers"에 기술된 종래 BD 방법에 기초한 사전부호화 매트릭스를 계산한다. It calculates a pre-coding matrix based on the conventional method described in BD on Signal Processing of R. Chen, RW Heath, and Andrews JG "Transmit diversity selection for multiuser unitary precoded spatial multiplexing systems with linear receivers" of allowed for. 이 방법에 의해, 식(2) 및 (3)에서의 상기 사전부호화 매트릭스는 다음과 같이 단순화된다. The pre-coding matrix in the equation (2) and (3) by this method is simplified as follows.

Figure 112015010005017-pat00046

상기 수신기에서, 상기 사용자 장치들은 식(8)에서와 같이 ZF 필터를 사용한다. At the receiver, the user equipment should use the ZF filter, as shown in equation (8). 이 방법은 상기 방법 1에서처럼 상기 전송기에서 간섭을 사전 소거하지 않는다는 점을 유의한다. The method should be noted that it does not pre-erase the interference from the transmitter, as in the first method. 따라서, 그것은 상기 수신기에서 반송파 간 간섭을 소거하나, 사용자 간 간섭을 소거할 수 없다. Therefore, it is a canceling interference between carriers at the receiver, it is not possible to cancel the interference between the users. 게다가, 방법 2에서, 상기 사용자들은 Furthermore, in the method 2, the user may

Figure 112015010005017-pat00047
And
Figure 112015010005017-pat00048
둘 다의 피드백을 필요로하는 방법 1과 반대로, 상기 DIDO 프리코더를 계산하기 위해 상기 전송기에 대한 벡터 How to require feedback of both the first as opposed to, vectors for the transmitter to calculate the DIDO precoder
Figure 112015010005017-pat00049
만을 피드백하는 것을 필요로 한다. Requires that the feedback only. 따라서, 방법 2는 저속 피드백 채널들을 갖는 DIDO 시스템들에 특히 적합하다. Thus, Method 2 is particularly suitable for systems having low speed DIDO feedback channel. 한편, 방법 2는 식(11)보다는 식(8)에서 상기 ZF 수신기를 계산하기 위해 상기 사용자 장치에서 약간 더 높은 계산적 복잡도를 필요로 한다. On the other hand, the method 2 is in the formula (8) rather than equation (11) requires a slightly higher computational complexity in the user equipment to calculate the ZF receiver.

방법 3 - TX-RX 보상: 일 실시 예에서, 상기에 기술된 두 가지 방법들이 결합된다. Method 3 - TX-RX compensation: in one embodiment, are the two methods described above are combined. 상기 전송기는 식(4)에서처럼 사전부호화 매트릭스를 계산하고, 상기 수신기들은 식(8)에 따라 전송 기호들을 추정한다. The transmitter calculates a pre-coding matrix as shown in equation (4), the receiver must estimate the transmitted symbol according to Equation (8).

위상 불균형이든, 이득 불균형이든, 또는 지연 불균형이든 I/Q 불균형은 무선 통신 시스템들에서 신호 품질에 유해한 저하를 생성한다. Or phase imbalances, or gain imbalances, or delay imbalance or I / Q imbalance and generates harmful degradation in signal quality in wireless communication systems. 이런 이유로, 과거 회로 하드웨어는 매우 낮은 불균형을 갖도록 설계되었다. For this reason, the past, the hardware circuit was designed to have very low imbalance. 하지만, 상기에 기술한 바와 같이, 사전송 전부호화 및/또는 특정 수신기의 형태로 디지털 신호 처리를 사용하여 이러한 문제점을 정정하는 것이 가능하다. However, by using, prior transmit all expensive and / or digital signal processing in the form of a particular receiver, as described above, it is possible to correct this problem. 본 발명의 일 실시 예는 몇몇 신규 기능적 유닛들을 갖는 시스템을 포함하며, 그 각각은 OFDM 통신 시스템 또는 DIDO-OFDM 통신 시스템에서 I/Q 정정의 구현을 위해 중요하다. One embodiment of the invention includes a system having several novel functional units, each of which is important for the implementation of the I / Q correction in an OFDM communication system or DIDO-OFDM communication system.

본 발명의 일 실시예는 OFDM 시스템에서 (I/Q 부정합으로 인한) 미러 톤들로부터 반송파 간 간섭(ICI)을 소거하기 위한 채널 상태 정보에 근거한 사전부호화를 사용한다. One embodiment of the invention using a pre-coding based on channel state information for canceling the interference (ICI) between the carrier wave from the OFDM system (I / Q mismatch caused by) the mirror tones. 도 11에 도시된 바와 같이, 이 실시 예에 따른 DIDO 전송기는 사용자 선택기 유닛(1102), 다수의 부호화 모듈 유닛(1104), 해당하는 다수의 맵핑 유닛(1106), DIDO IQ-인식 사전부호화 유닛(1108), 다수의 RF 전송기 유닛(1114), 사용자 피드백 유닛(1112) 및 DIDO 구성 유닛(1110)을 포함한다. As shown in Figure 11, DIDO transmitter according to this embodiment is user selector unit 1102, the plurality of encoding module unit 1104, a plurality of mapping units for the (1106), DIDO IQ- recognition pre-coding unit ( 1108), it includes a plurality of RF transmitter unit 1114, user feedback unit 1112 and DIDO configuration unit 1110.

상기 사용자 선택기 유닛(1102)은 상기 피드백 유닛(1112)에 의해 획득된 피드백 정보에 기초한 다수의 사용자들(U 1 -U M )과 연관된 데이터를 선택하며, 각각의 상기 다수의 부호화 모듈 유닛(1104)에 이 정보를 제공한다. The user selector unit 1102 is the feedback unit 1112, a plurality of users based on the feedback information acquired by the (U 1 -U M) and selects the data associated with each of said plurality of coding module unit (1104 ) provides this information. 각 부호화 모듈 유닛(1104)은 각 사용자의 정보 비트들을 부호화 및 변조하고, 그들을 상기 맵핑 유닛(1106)으로 보낸다. Each encoding module unit 1104 encodes and modulates the information bits of each user, and sends them to the mapping unit 1106. 상기 맵핑 유닛(1106)은 복잡한 기호들로 상기 입력 비트들을 맵핑하고 상기 DIDO IQ-인식 사전부호화 유닛(1108)으로 결과들을 보낸다. The mapping unit 1106 maps the input bits into a complex symbol and sends the result to the DIDO IQ- recognition pre-coding unit 1108. 상기 DIDO IQ-인식 사전부호화 유닛(1108)은 상기 DIDO IQ-인식 사전부호화 가중치들을 계산하기 위해 그리고 상기 사용자들로부터 상기 피드백 유닛(1112)에 의해 획득된 입력 기호들을 사전부호화하는 상기 사용자들로부터 상기 피드백 유닛(1112)에 의해 획득된 채널 상태 정보를 사용한다. The DIDO IQ- recognition pre-coding unit 1108 is for calculating the DIDO IQ- recognition pre-coding weight, and the user from the pre-encoding the input symbol obtained by the feedback unit 1112 from the user It uses the channel state information obtained by the feedback unit 1112. 각각의 부호화된 데이터 스트림은 상기 DIDO IQ-인식 사전부호화 유닛(1108)에 의해 IFFT를 계산하고 사이클릭 프리픽스(cyclic prefix)를 추가하는 상기 OFDM 유닛(1115)으로 보내진다. Each of the encoded data stream is sent to the OFDM unit 1115 for adding the calculated IFFT and cyclic prefix (cyclic prefix) by the DIDO IQ- recognition pre-coding unit 1108. 이 정보는 디지털 대 아날로그 변환으로 동작하고 그것을 상기 RF 유닛(1114)으로 보내는 D/A 유닛(1116)으로 보내진다. This information is sent to the D / A unit 1116 are sent to the digital-to-analog conversion operation and the RF unit 1114, it. 상기 RF 유닛(1114)은 중간/무선 주파수로 베이스 밴드 신호를 상향변환하고 그것을 상기 전송 안테나에 보낸다. The RF unit 1114 up-converts the baseband signal to an intermediate / radio frequency and sends it to the transmission antenna.

상기 프리코더는 I/Q 불균형을 보상하기 위해 정규 및 미러 톤들에 대해 함께 동작한다. The precoder is operative with respect to the normal and the mirror tones to compensate for I / Q imbalance. 많은 프리코더 설계 기준이 ZF, MMSE, 또는 가중된 MMSE 설계를 포함하여 사용될 수 있다. The number of precoder design criteria may be used, including the ZF, MMSE, or MMSE weighting design. 바람직한 실시 예에서, 상기 프리코더는 I/Q 부정합으로 인한 ICI를 완전히 제거하고, 이에 따라 상기 수신기가 소정의 추가 보상을 수행하지 않도록 한다. In a preferred embodiment, the pre-coder is not to remove the ICI caused by the I / Q mismatch completely, and performs the receiver a small additional compensation accordingly.

일 실시 예에서, 상기 프리코더는 사용자 간 간섭을 완전히 소거하는 반면 추가 수신기 처리를 필요로 하는 각 사용자에 대한 I/Q 효과들을 완전히 소거하지 않는 블록 대각화 기준을 사용한다. In one embodiment, the precoder uses the reference block diagonalization is not completely erased the I / Q effect for each user who requires additional receiver processing while completely canceling interference between users. 다른 실시 예에서, 상기 프리코더는 I/Q 불균형으로 인한 사용자 간 간섭과 ICI 둘 다를 완전히 소거하기 위해 제로-포싱(zero-forcing) 기준을 사용한다. In another embodiment, the precoder is zero in order to fully erase different interference ICI with both user-to-user due to the I / Q imbalance-use-forcing (zero-forcing) standard. 이 실시 예는 상기 수신기에서 종래 DIDO-OFDM 프로세서를 사용할 수 있다. This embodiment may use a conventional DIDO-OFDM processor at the receiver.

본 발명의 일 실시 예는 DIDO-OFDM 시스템에서 (I/Q 부정합으로 인한) 미러 톤들로부터 반송파 간 간섭(ICI)를 소거하기 위한 채널 상태 정보에 근거한 사전부호화를 사용하며, 각 사용자는 IQ-인식 DIDO 수신기를 사용한다. One embodiment of the invention uses a pre-coding based on channel state information for canceling the interference (ICI) between the carrier wave from the in DIDO-OFDM system (I / Q mismatch caused by) the mirror tones, each user is aware IQ- use DIDO receiver. 도 12에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시 예에서, 상기 수신기(1202)를 포함하는 시스템은 다수의 RF 유닛(1208), 해당하는 다수의 A/D 유닛(1210), IQ-인식 채널 추정기 유닛(1204) 및 DIDO 피드백 생성기 유닛(1206)을 포함한다. , In one embodiment of the invention, the system includes a plurality of RF units 1208, the plurality of A / D unit (1210), IQ- recognition channels including the receiver 1202. As illustrated in Figure 12 It includes an estimator unit 1204 and DIDO feedback generator unit 1206.

상기 RF 유닛들(1208)은 상기 DIDO 전송기 유닛들(1114)로부터 전송된 신호들을 수신하고, 상기 신호들을 베이스 밴드로 하향변환하며, 상기 하향변환된 신호들을 상기 A/D 유닛들(1210)로 제공한다. The RF units 1208 to the DIDO transmitter units 1114, a receive signal, and down-convert the signals to base band, each of the A / D units of the down-converted signal 1210 is transmitted from the to provide. 그 후, 상기 A/D 유닛들(1210)은 상기 신호를 아날로그에서 디지털로 변환하고 그것을 상기 OFDM 유닛들(1213)로 보낸다. Then, the A / D unit 1210 converts the signal from analog to digital, and sends it to the OFDM units 1213. 상기 OFDM 유닛들(1213)은 상기 사이클릭 프리픽스를 제고하고 상기 신호를 주파수 영역으로 리포트하기 위해 상기 FFT를 동작시킨다. The OFDM units 1213 are operated to the FFT in order to improve the cyclic prefix and the report of the signal to the frequency domain. 훈련 주기 동안, 상기 OFDM 유닛들(1213)은 상기 주파수 영역에서 채널 추정값들을 계산하는 IQ-인식 채널 추정 유닛(1204)으로 출력을 보낸다. During the training period, said OFDM unit 1213 sends the output to the IQ- recognition channel estimation unit 1204 to calculate channel estimation values ​​in the frequency domain. 대안적으로, 상기 채널 추정값들은 시간 영역에서 계산될 수 있다. Alternatively, the channel estimate may be calculated in the time domain. 데이터 주기 동안, 상기 OFDM 유닛들(1213)은 상기 출력을 IQ-인식 수신기 유닛(1202)으로 보낸다. During the data period, the OFDM units 1213 sends the output to the IQ- recognition receiver unit 1202. 상기 IQ-인식 수신기 유닛(1202)은 IQ 수신기를 계산하고 상기 데이터 (1214)를 획득하기 위해 상기 신호를 복조/복호화한다. The IQ- recognition receiver unit 1202 calculates the IQ receiver and demodulates / decodes the signal to obtain the data 1214. 상기 IQ-인식 채널 추정 유닛(1204)은 상기 채널 추정값들을 상기 채널 추정값들을 양자화하고 그것을 피드백 제어 채널(1112)을 통해 상기 전송기로 다시 보낼 수 있는 상기 DIDO 피드백 생성기 유닛(1206)으로 보낸다. The IQ- recognition channel estimation unit 1204 and sent to the DIDO feedback generator unit 1206 that can be sent back to the transmitter through the quantization and feedback control channel it 1112 of the channel estimation value of the channel estimate.

도 12에 도시된 상기 수신기(1202)는 ZF, MMSE, 최대 우도, 또는 MAP 수신기를 포함하여 본 발명에 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게 공지된 많은 기준 하에서 동작할 수 있다. The receiver 1202 illustrated in Figure 12 may operate under a number of criteria known to those of ordinary skill in the art pertaining to the present invention, including the ZF, MMSE, maximum likelihood, or a MAP receiver. 바람직한 일 실시 예에서, 상기 수신기는 상기 미러 톤들에 대한 IQ 불균형에 의해 생성된 ICI를 소거하기 위해 MMSE 필터를 사용한다. In a preferred embodiment, the receiver uses the MMSE filter to cancel the ICI generated by the IQ imbalance on the mirror tones. 또 다른 바람직한 실시 예에서, 상기 수신기는 상기 미러 톤들에 대한 기호들을 공동으로 검출하기 위해 최대 우도 조사와 같은 비선형 검출기를 사용한다. In another preferred embodiment, the receiver uses a non-linear detector, such as a maximum likelihood irradiation to detect the symbol for the mirror tones together. 이 방법은 더 많은 복잡도를 없애 향상된 성능을 갖는다. This method eliminates the complexity of having more improved performance.

일 실시 예에서, IQ-인식 채널 추정기(1204)는 ICI를 제거하기 위한 수신기 계수들을 결정하는데 사용된다. In one embodiment, IQ- recognition channel estimator 1204 is used to determine the coefficient for the receiver to remove the ICI. 따라서, 우리는 (I/Q 부정합으로 인한) 미러 톤들, IQ-인DI식 DIDO 수신기, 및 IQ-인식 채널 추정기로부터 반송파 간 간섭(ICI)을 소거하기 위한 채널 상태 정보에 근거한 사전부호화를 사용하는 DIDO-OFDM 시스템을 청구한다. Therefore, we have used a pre-coding based on channel state information for canceling the interference (ICI) between the carrier from the mirror tones, IQ- the DI equation DIDO receiver, and recognition IQ- channel estimator (I / Q mismatch caused by) It claims the DIDO-OFDM systems. 상기 채널 추정기는 종래 훈련 신호를 사용할 수 있거나 동상 및 직교 신호들 상에 보낸 특별히 구성된 훈련 신호들을 사용할 수 있다. The channel estimator can use a specially configured conventional training signal or can use a training signal is sent to the in-phase and quadrature signals. 많은 추정 알고리즘들이 최소 제곱법, MMSE, 또는 최대 우도를 포함하여 구현될 수 있다. Many estimation algorithm may be implemented, including the method of least squares, MMSE, or maximum likelihood. 상기 IQ-인식 채널 추정기는 상기 IQ-인식 수신기에 대한 입력을 제공한다. The IQ- recognition channel estimator provides an input to the IQ- recognition receiver.

채널 상태 정보는 채널 가역성(channel reciprocity)을 통해 또는 피드백 채널을 통해 기지국으로 제공될 수 있다. Channel state information may be provided to the base station through a feedback channel, or through a reversible channel (channel reciprocity). 본 발명의 일 실시 예는 I/Q-인식 프리코더와, 사용자에서 상기 기지국으로 채널 상태 정보를 전달하기 위한 I/Q-인식 피드백 채널을 갖춘 DIDO-OFDM 시스템을 포함한다. One embodiment of the present invention include I / Q- recognition precoder and, DIDO-OFDM system with the I / Q- recognition feedback channel for transmitting channel state information to the base station from the user. 상기 피드백 채널은 물리적 또는 논리적 제어 채널일 수 있다. The feedback channel may be a physical or logical control channel. 상기 피드백 정보는 상기 사용자 단말에서 DIDO 피드백 생성기를 사용하여 생성될 수 있는 것으로, 또한 청구한다. The feedback information may also be charged, that can be generated using a DIDO feedback generator at the user terminal. 상기 DIDO 피드백 생성기는 상기 I/Q 인식 채널 추정기의 출력을 입력으로 취한다. The DIDO feedback generator takes the output of the I / Q recognized the channel estimator as an input. 이는 채널 계수들을 양자화할 수 있거나 본 발명에 속하는 분야에서 공지된 많은 제한된 피드백 알고리즘들을 사용할 수 있다. This may use a limited number of feedback algorithms known in the art pertaining to the present invention can be the quantized channel coefficients.

사용자들의 할당, 변조 및 부호화율, 시공간 주파수 부호 슬롯들에 대한 맵핑은 상기 DIDO 피드백 생성기의 결과들에 따라 변할 수 있다. The mapping of the assignment of users, modulation and coding rate, space-time-frequency code slot can vary depending on the results of the DIDO feedback generator. 따라서, 일 실시 예는 상기 DIDO IQ-인식 프리코더를 구성하고, 변조율, 부호화율, 전송을 위해 허용된 사용자들의 서브셋, 및 그들의 시공간 주파수 부호 슬롯들에 대한 맵핑을 선택하기 위해 하나 이상의 사용자들로부터 IQ-인식 채널 추정을 사용하는 IQ-인식 DIDO 구성기를 포함한다. Thus, one embodiment of the DIDO IQ- recognition configure precoder, and modulation rate, coding rate, a subset of the permitted user for transmission, and at least one in order to select the mapping for their space-time-frequency code slots user from IQ- include a recognition DIDO configuration using IQ- recognition channel estimation.

제시된 보상 방법들의 수행을 평가하기 위해, 3개의 DIDO 2×2 시스템들이 다음과 같이 비교될 것이다: In order to evaluate the performance of proposed compensation method, three DIDO 2 × 2 system will now be compared as follows:

1. I/Q 부정합이 있는 경우: I/Q 부정합을 보상하지 않고, (DC 및 엣지 톤들을 제외한) 모든 톤들에 걸쳐 전송한다. 1. I / Q If a mismatch: without compensating the I / Q mismatch, and transmits over all tones (DC and excluding the edge tone).

2. I/Q 보상이 있는 경우: 상기에 기술한 "방법 1"을 사용함으로써 모든 톤들에 걸쳐 전송하고 I/Q 부정합을 보상한다. 2. If the I / Q compensation: transmit over all the tones by using the "method 1" described above, and compensating the I / Q mismatch.

3. 이상적인 경우: I/Q 부정합으로 발생된 사용자 간 그리고 반송파 간(이를 테면, 미러 톤들로부터의) 간섭을 막기 위해 홀수 톤들에만 걸쳐 데이터를 전송한다. 3. In the ideal case: transmit data over only odd tones to prevent interference between the user generated by I / Q mismatch between the carrier and (temyeon from this, the mirror tones).

이하, 실제 전파 시나리오들에서 DIDO-OFDM 프로토타입에 의한 측정값들로부터 획득된 결과들이 제시된다. Below, are the results obtained from the measurement value by DIDO-OFDM prototype in the actual propagation scenarios are presented. 도 14는 상기에 기술된 3개의 시스템들로부터 획득된 64-QAM 콘스텔레이션들을 도시한다. Figure 14 illustrates a the 64-QAM constellation obtained from the three systems described above. 이러한 콘스텔레이션들은 동일한 사용자들의 위치들 및 고정 평균 신호대잡읍비(~45dB)에 의해 획득된다. This constellation are obtained by the same user and the locations of the fixed average signal-to-noise ratio japeup (~ 45dB). 제1 콘스텔레이션(1401)은 I/Q 불균형에 의해 발생된 미러 톤들로부터의 간섭으로 인해 매우 잡음이 많다. First constellation 1401 is often very noisy due to interference from the mirror tones generated by the I / Q imbalance. 제2 콘스텔레이션(1402)은 I/Q 보상으로 인해 약간 향상된 것을 나타낸다. Second constellation 1402 indicates that slightly improved due to the I / Q compensation. 상기 제2 콘스텔레이션(1402)은 반송파 간 간섭(ICI)을 야기하는 위상 잡음 가능성으로 인해 콘스텔레이션(1403)에 도시된 바와 같은 이상적인 경우만큼 깨끗하지 않다는 것의 유의한다. The second constellation 1402. It should be noted what is not clear as it is due to phase noise, likely to cause interference (ICI) between the ideal carrier as shown in the constellation (1403).

도 15는 64-QAM 및 부호화율 3/4를 갖추고 I/Q 부정합 유무에 따른 DIDO 2×2 시스템들의 평균 SER(Symbol Error Rate)(1501) 및 사용자별 유효처리율(1502) 성능을 나타낸다. 15 is equipped with a 64-QAM and code rate 3/4 represents a 2 DIDO average SER (Symbol Error Rate) × 2 of the system 1501 and a user-specific effective throughput (1502) performance of the I / Q mismatch or not. OFDM 대역폭은 64톤들을 갖는 250KHz이고, 사이클릭 프리픽스 길이 L cp =4이다. OFDM bandwidth is 250KHz having 64 tons, the cyclic prefix length L cp = 4. 이상적인 경우에 우리는 톤들의 서브셋에만 걸쳐 데이터를 전송하므로, SER 및 유효처리율 성능은 다른 경우들에 대한 공정한 비교를 보장하기 위해 (총 전력 전송보다는) 평균 톤별 전송 전력의 함수로 평가된다. In the ideal case, so we send data over only a subset of the tones, SER and the effective throughput performance is evaluated as (than the total power transfer) Average tonbyeol function of the transmit power to ensure a fair comparison to other cases. 게다가, 하기 결과들에서, 우리는 우리의 목표가 다양한 체제들의 (절대적인 것보다는) 상대적인 성능을 비교하기 위한 것이므로, 규격화된 값들의 (데시벨로 표현된) 전송 전력을 사용한다. In addition, to the results, because we have to compare (rather than absolute) of our goals relative performance of the various systems, use (expressed in decibels) of the normalized value of the transmission power. 도 15는 I/Q 불균형의 존재 시 상기 SER은 목표 SER(~10 -2 )에 도달하지 않고, 일관되게 A. Tarighat 및 AH Sayed의 "MIMO OFDM receivers for systems with IQ imbalances", IEEE Trans. Figure 15 is the presence of the I / Q imbalance without the SER has not reached the target SER (~ 10 -2), consistently and AH Sayed A. Tarighat of "MIMO OFDM receivers for systems with IQ imbalances", IEEE Trans. Sig. Sig. Proc., vol. Proc., Vol. 53, pp. 53, pp. 3583-3596, 2005년 9월에 보고된 결과들로 포화된다. 3583-3596, September 2005, is saturated with the results reported in May. 이러한 포화 효과는 TX 전력이 증가함에 따라 (미러 톤들로부터의) 신호와 간섭 전력 둘 다 증가한다는 사실 때문이다. This saturation effect is due to the fact that the TX power increases with increasing both (from the mirror tones) signal and an interference power based. 하지만, 상기 제시된 I/Q 보상 방법을 통해, 간섭을 소거하고 더 좋은 SER 성능을 획득하는 것이 가능하다. However, through the shown I / Q compensation method, it is possible to cancel the interference and to obtain a better SER performance. 높은 SNR에서 SER에서의 약간의 증가는 64-QAM 변조에 필요로 하는 더 큰 전송 전력으로 인해 DAC에서 진폭 포화 효과들 때문인 것을 유의한다. In high SNR slight increase in the SER is due to the greater transmit power required for the 64-QAM modulation will be noted that due to the saturation amplitude at the DAC effect.

더욱이, I/Q 보상이 있는 경우의 SER 성능은 이상적인 경우에 매우 가깝다. Furthermore, SER performance of the case with the I / Q compensation is very close to the ideal case. 이러한 두 경우 사이의 TX 전력에서의 2dB 갭(gap)은 인접한 OFDM 톤들 사이에 추가 간섭을 야기하는 위상 잡음 가능성 때문이다. 2dB gap (gap) in the TX power between these two cases is due to the phase noise likely to cause more interference between adjacent OFDM tones. 결국, 유효처리량 곡선(1502)은 우리가 (이상적인 경우로 말하자면) 홀수 톤들만 사용하는 것보다 모든 데이터 톤들을 사용하므로, 그것은 상기 I/Q 방법이 이상적인 경우와 비교하여 적용될 때만큼의 데이터를 두 번 전송하는 것이 가능하다는 것을 나타낸다. As a result, the effective throughput curve 1502 we have therefore (ie in the ideal case) using all the data tones rather than using only the odd tones, it is both the data of as when applied as compared to the case where the I / Q methods are ideal It shows that it is possible to transmit once.

도 16은 I/Q 보상 유무에 따른 다양한 QAM 콘스텔레이션의 SER 성능을 나타내는 그래프이다. 16 is a graph showing the SER performance of the various QAM constellation according to an I / Q compensation or not. 우리는 이 실시 예에서, 상기 제시된 방법이 64-QAM 콘스텔레이션에 특히 유용하다는 점을 관측한다. We are in this embodiment, the observation that the method set forth above are particularly useful in the 64-QAM constellation. 4-QAM 및 16-QAM에 있어, I/Q 보상에 대한 방법은 상기 제시된 방법이 데이터 전송과 미러 톤들로부터의 간섭 소거 둘 다 가능하게 하는 더 큰 전력을 필요로 할 수 있으므로, I/Q 부정합이 있는 경우보다 더 나쁜 성능을 초래한다. 4-QAM, and in the 16-QAM, methods for I / Q compensation may require greater power to the method described above allows both the interference cancellation from the data transmission and the mirror tones, I / Q mismatch If you have any leads to worse performance than that. 게다가, 4-QAM 및 16-QAM은 콘스텔레이션 지점들 간 더 큰 최소 거리로 인해 64-QAM만큼 I/Q 부정합에 의한 영향을 받지 않는다. In addition, 4-QAM and 16-QAM is not affected by the constellation point the more I / Q mismatch due to the large distance of at least between 64-QAM. A. Tarighat, R. Bagheri, 및 AH Sayed의 "Compensation schemes and performance analysis of IQ imbalances in OFDM receivers", Signal Processing, IEEE Transactions on [또한 Acoustic, Speech, and Signal Processing, IEEE Transactions on을 참조], vol. A. Tarighat, R. Bagheri, AH Sayed, and the "Compensation schemes and performance analysis of IQ imbalances in OFDM receivers", Signal Processing, IEEE Transactions on [see also The Acoustic, Speech, and Signal Processing, IEEE Transactions on], vol . 53, pp. 53, pp. 3257-3268, 2005년 8월을 참조한다. 3257-3268, see the August 2005. 또한, 이는 4-QMA 및 16-QAM에 대한 이상적인 경우에 대해 I/Q 부정합을 비교함으로써 도 16에서 관측될 수 있다. In addition, it can be observed in Figure 16 by comparing the I / Q mismatch for the ideal case of the 4-QMA and 16-QAM. 따라서, (미러 톤들로부터의) 간섭 소거를 갖는 DIDO 프리코더에 의해 요구된 추가 전력은 4-QAM 및 16-QAM의 경우에 대한 I/Q 보상의 작은 이점도 타당하지 않다. Therefore, the added power required by the DIDO precoder having an interference cancellation (mirror from the tones) is not valid the advantage of small I / Q compensation for the case of 4-QAM and 16-QAM. 이러한 논제는 상기에 기술된 I/Q 보상에 대한 방법들 2 및 3을 사용함으로써 교정될 수 있음을 유의한다. This topic is noted that this can be corrected by using the method of 2 and 3 to the I / Q compensation described above.

결국, 상기에 기술된 3가지 방법들은 다양한 전파 조건들에서 측정된다. After all, the three methods described above are measured in the various propagation conditions. 또한, 참고를 위해, I/Q 부정합 존재 시 SER 성는이 기술된다. In addition, for reference, the SER seongneun is described when I / Q mismatch exists. 도 17은 두 개의 각기 다른 사용자들의 위치에서, 450.5MHz의 반송주파수와 250KHz의 대역폭에서 64-QAM에 의한 DIDO 2×2 시스템에 대해 측정된 SER을 도시한다. Figure 17 shows the two positions in each of the other users, the measuring SER for DIDO 2 × 2 system according to the 64-QAM in the bandwidth of the carrier frequency of 250KHz and 450.5MHz. 위치 1에서, 상기 사용자들은 다양한 실험실 과 NLOS(Non-Line of Sight; 비 가시거리) 조건들에서 BS로부터 ~6λ이다. In position 1, the users a variety of laboratory and NLOS; is from the BS in the (Non-Line of Sight non-line-of-sight) conditions ~ 6λ. 위치 2에서, 상기 사용자들은 LOS(Line of Sight; 가시거리)에서 BS로부터 ~λ이다. In position 2, the users LOS; the (Line of Sight-sight) from the BS ~ λ in.

도 17은 모든 3개의 보상 방법들이 보상이 없는 경우를 항상 능가하는 것을 나타낸다. Figure 17 shows that always surpass if all three methods are compensated without compensation. 게다가, 방법 3은 소정의 채널 시나리오에서 다른 두 개의 보상 방법들을 능가한다는 점의 염두에 두어야 한다. In addition, the method 3 will be borne in mind the fact that beyond the two different compensation methods in a given channel scenario. 방법 1과 2의 상대적인 성능은 전파 조건들에 좌우된다. The relative performance of the methods 1 and 2 will depend on the propagation conditions. 이는 방법 1이 일반적으로 I/Q 불균형에 의해 발생된 사용자 간 간섭을 (전송기에서) 사전 소거하므로 방법 2를 능가하는 실측 캠페인들을 통해 관측된다. This is because one method is generally I / Q (in the transmitter), the interference between the user generated by the imbalance pre-erasure is observed by the actual measurement campaign that surpasses Method 2. 이러한 사용자 간 간섭이 최소일 때, 방법 2는 I/Q 보상 프리코더로 인해 전력 손실을 겪지 않으므로, 도 17의 그래프(1702)에 도시된 바와 같이 방법 1을 능가할 수 있다. When this interference is minimum between users, Method 2 does not suffer a power loss due to I / Q compensation precoder, may exceed the first method, as illustrated in graph 1702 of FIG.

지금까지, 다양한 방법들이 도 17에서와 같은 제한된 전파 시나리오들 세트만을 고려하여 비교되어 왔다. So far, it has been compared to a variety of methods are taken into account only a limited set of propagation scenarios, such as 17. 이하에서, 이상적인 iid(independent and identically-distributed; 독립형 및 독립-분산형) 채널에서 이러한 방법들의 상대적인 성능이 측정된다. In the following, an ideal iid (independent and identically-distributed; stand-alone and independent-dispersion type) is measured relative to the performance of these methods in the channel. DIDO-OFDM 시스템들은 전송 및 수신측에서 I/Q 위상 및 이득 불균형이 있는 경우로 시뮬레이트된다. DIDO-OFDM system are simulated in the case that the I / Q phase and gain imbalance in the transmit and receive side. 도 18은 전송측에서 이득 불균형만 있는 경우(이를 테면, 제1 전송 체인의 I 레일상에서 0.8 이득을 갖고 다른 레일상에서는 이득 1을 갖는) 상기 제시된 방법들의 성능을 나타낸다. 18 is a case where only a gain imbalance in the transmission side indicates the (For instance, the first having a gain of 0.8 on the I rail of the first transport chain with a gain 1 on the other rail) performance of the presented method. 이는 방법 3이 모든 다른 방법들을 능가하는 것으로 관측된다. This method 3 is observed that surpasses all other methods. 또한, 방법 1은 도 17의 그래프(1702)의 위치 2에서 획득된 결과들과 반대로, iid 채널들에서 방법 2보다 더 좋은 성능을 수행한다. Further, the method 1 is carried out better performance than method 2. In the results, as opposed to, iid channel obtained in position 2 of the graph 1702 of FIG.

따라서, 상기에 기술된 DIDO-시스템들에서 I/Q 불균형을 보상하기 위해 주어진 3개의 신규 방법들에서, 방법 3은 다른 제시된 보상 방법들을 능가한다. Thus, in the three new methods given in order to compensate for I / Q imbalance in the DIDO- system described above, Method 3 is superior different proposed compensation method. 저속 피드백 채널들을 갖는 시스템들에서, 방법 2는 더욱 악화된 SER 성능을 없애 상기 DIDO 프리코더에 요구된 피드백 양을 줄이는데 사용될 수 있다. In systems with slow feedback channel, two methods may be used to get rid of the worse the SER performance in reducing the amount of feedback required for the DIDO precoder.

II. II. 적응형 DIDO 전송 체제 Adaptive DIDO transmission system

분산형-입력 분산형-출력(DIDO) 시스템들의 성능을 향상시키기 위한 시스템 및 방법의 또 다른 실시 예가 이제 기술될 것이다. Distributed-type distributed-output (DIDO) will be of a system and method for improving the performance of the system, another embodiment is now described. 이러한 방법은 소정 목표 오차율을 만족시키는 동안 처리율을 증가시키기 위해 채널 조건들의 변화를 추적함으로써 무선 자원을 각기 다른 사용자 장치들로 동적으로 할당한다. This method dynamically allocates radio resources to each other user device by tracking the changes in the channel conditions to increase throughput while satisfying the predetermined target error rate. 상기 사용자 장치들은 채널 품질을 추정하고 그것을 기지국(BS)으로 피드백한다; The user devices may estimate the channel quality feedback it to the base station (BS); 상기 기지국은 사용자 장치들 중 최상 세트, DIDO 체제, 변조/부호화 체제(MCS) 다음 전송을 위한 어레이 구성을 선택하기 위해 상기 사용자 장치들로부터 획득된 채널 품질을 처리한다; The BS processes the channel quality obtained from the user equipment to select an array configuration for the best set, DIDO system, the modulation / coding system (MCS), and then transfer of the user equipment; 상기 기지국은 사전부호화를 통해 다중 사용자 장치들로 병렬 데이터를 전송하고 신호들이 수신기에서 복조된다. The base station transmits the parallel data into a multi-user device through a pre-coding, and signals are demodulated in a receiver.

또한, DIDO 무선 링크에 대한 자원들을 효과적으로 할당하는 시스템이 기술된다. In addition, a system for allocating resources for the radio link effectively DIDO is described. 상기 시스템은 사용자들 중 최상 세트, DIDO 체제, 변조/부호화 체제(MCS) 및 다음 전송을 위한 어레이 구성을 선택하기 위해 상기 사용자들로부터 수신된 피드백을 처리하는 DIDO 구성기를 갖는 DIDO 기지국; The system includes a base station having a DIDO DIDO configured to process the received feedback from the user to select the best set, DIDO system, the modulation / coding system (MCS) and an array configuration for a next transmission of the user; DIDO 피드백 신호를 생성하기 위한 채널 및 다른 상응하는 파라미터들을 측정하는 DIDO 시스템에서 수신기; Channel for generating a DIDO feedback signal and a corresponding receiver on the other DIDO system for measuring parameters; 및 사용자들에서 상기 기지국으로 피드백 정보를 전달하기 위한 DIDO 피드백 제어 채널을 포함한다. And a DIDO feedback control channel for transmitting the feedback information to the base station from the user.

하기에 자세히 기술된 바와 같이, 본 발명의 상기 실시 예의 소정의 중요 특징들은 제한하는 것은 아니나 다음과 같은 것을 포함한다: As described in detail below, the embodiment of predetermined critical features of the present invention without limitation include the following:

SER을 최소화하고 사용자 또는 하향링크별 스펙트럼 효율을 최대화하기 위해 사용자들의 수, DIDO 전송 체제들(이를 테면, 안테나 선택 또는 다중화), 변호/부호화 체제(MCS) 및 채널 품질 정보에 기초한 어레이 구성들을 적응되게 선택하기 위한 기술들; Minimize the SER and the number of users, DIDO transmission system to maximize the user or DL-specific spectral efficiency (such as antenna selection or multiplexing), defense / coding system (MCS) and the adaptation of the array configuration based on the channel quality information the techniques for selecting presented;

DIDO 체제들과 MCS들의 조합에 EK라 DIDO 전송 모드들의 세트를 규정하기 위한 기술들; The combination of DIDO system and the MCS EK La skills to define a set of DIDO transmission modes;

채널 조건들에 따라 각기 다른 타임 슬롯들, OFDM 톤들 및 DIDO 서브스트림에 대해 각기 다른 DIDO 모드를 할당하기 위한 기술들; Techniques for the different time slots in accordance with channel conditions, and assigns a different DIDO mode for OFDM tones and DIDO substreams;

채널 품질에 기초한 각기 다른 사용자들에 대해 각기 다른 DIDO 모드들을 동적으로 할당하기 위한 기술들; Of each technique for dynamically allocating the different DIDO mode for other users based on the channel quality;

제때 계산된 링크 품질 메트릭들(link-quality metrics)에 기초한 적응형 DIDO 스위칭을 가능하게 하는 기준; Criteria for enabling adaptive DIDO switching based on the time calculated link quality metrics (link-quality metrics);

룩업 테이블들에 기초한 적응형 DIDO 스위칭을 가능하게 하는 기준. Criteria for enabling adaptive DIDO switching based on the look-up table.

SER을 최소화하거나 사용자 또는 하향링크별 스펙트럼 효율을 최대화하기 위해 사용자들의 수, DIDO 전송 체제(이를 테면 안테나 선택 또는 다중화), 변조/부호화 체제(MCS) 및 채널 품질 정보에 기초한 어레이 구성들을 적응되게 선택하도록, 도 19에서와 같이, 기지국에서 DIDO 구성기를 갖는 DIDO 시스템; In order to minimize or maximize the user or DL-specific spectral efficiency, the SER number of users, DIDO transmission system (selection For instance antenna or multiplexed), the modulation / coding system (MCS) and selected to fit the array configuration based on the channel quality information so that, as shown in Figure 19, the system having a DIDO DIDO configuration at the base station;

도 20에서와 같이, 기지국에서 DIDO 구성기를 갖고 각 사용자 장치에서 DIDO 피드백 생성기를 갖지며, 상기 DIDO 구성기로 입력될 피드백 메세지를 생성하기 위해 추정된 채널 상태 및/또는 수신기에 추정된 SNR과 같은 다른 파라미터들을 사용하는 DIDO 시스템. As shown in Figure 20, has an DIDO configuration at the base station said have a DIDO feedback generator for each user device, the other, such as the SNR estimate for the channel state and / or the receiver estimates to generate a feedback message to be input group the DIDO configuration DIDO system using parameters.

기지국에서의 DIDO 구성기, DIDO 피드백 생성기, 및 상기 사용자들에서 ㅅ상기 기지국으로 DIDO-특정 구성 정보를 전달하기 위한 DIDO 피드백 제어 채널을 갖는 DIDO 시스템. DIDO configuration of the base station group, DIDO feedback generator, and DIDO DIDO system having a feedback control channel for transmitting configuration information to a particular DIDO- oi the base stations in the user.

a. a. 배경기술 BACKGROUND

다중-입력 다중-출력(MIMO) 시스템들에서, 직교 시공간 블록 부호들(rothogonal space-time block codes; OSTBC)과 같은 다이버시티 체제들(V. Tarokh, H. Jafarkhani, 및 AR Calderbank의 "Spacetime block codes from orthogonal designs", IEEE Trans. Info. Th., vol. 45, pp. 1456-467, 1999년 7월을 참조한다) 또는 안테나 선택(RW Heath Jr., S. Sandhu, 및 AJ Paulraj의 "Antenna selection for spatial multiplexing systems with linear receivers"의 IEEE Trans. Comm., vol. 5, pp. 142-144, 2001년 4월을 참조한다)은 더 좋은 커버리지(coverage)로 변환하는 증가된 링크 견고성을 제공하여 채널 페이딩(channel fading)을 방지하도록 예상된다. A multiple-input multiple-output (MIMO) in the system, an orthogonal space time block code in; s (rothogonal space-time block codes OSTBC) and diversity systems: (V. Tarokh, H. Jafarkhani, and Calderbank AR of "Spacetime block codes from orthogonal designs ", IEEE Trans. Info. Th., vol. 45, pp. 1456-467, see July 1999) or antenna selection (RW Heath Jr., of S. Sandhu, and AJ Paulraj" Antenna selection for spatial multiplexing systems with linear receivers "IEEE Trans. Comm's., see vol. 5, pp. 142-144, April 2001) is linked to an increased robustness to convert better coverage (coverage) It provided it is expected to prevent the fading channel (channel fading). 한편, 공간 다중화(spatial multiplexing; SM)는 시스템 처리율을 향상시키기 위한 수단으로 다중 병렬 데이터 스트림들의 전송을 가능하게 한다. Meanwhile, spatial multiplexing (spatial multiplexing; SM) enables the transmission of multiple parallel data stream as a means to improve the system throughput. GJ Foschini, GD Golden, RA Valenzuela, 및 PW Wolniansky의 "Simplified processing for high spectral efficiency wireless communication employing multielement arrays", IEEE Jour. GJ Foschini, GD Golden, RA Valenzuela, and PW Wolniansky of "Simplified processing for high spectral efficiency wireless communication employing multielement arrays", IEEE Jour. Select. Select. Areas in Comm., vol. Areas in Comm., Vol. 17, no. 17, no. 11, pp. 11, pp. 1841-1852, 1999년 11월을 참조한다. 1841-1852, see November 1999. 이러한 이점들은 L. Zheng 및 DNC Tse의 "Diversity and multiplexing: a fundamental tradeoff in multiple antenna channels", IEEE Trans. These benefits of L. Zheng and DNC Tse "Diversity and multiplexing: a fundamental tradeoff in multiple antenna channels", IEEE Trans. Info. Info. Th., vol. Th., Vol. 49, no. 49, no. 5, pp. 5, pp. 1073-1096, 2003년 5월에서 나온 이론적인 다이버시티/다중화 트레이드오프들에 따라, MIMO 시스템들에서 동시에 달성될 수 있다. 1073-1096, according to the May 2003 theoretical diversity / multiplexing tradeoff came from, it can be achieved simultaneously in a MIMO system. 일 실시 예는 채널 조건들의 변화를 추적함으로써 다이버시티 및 다중화 전송 체제들 사이에 적응되게 스위칭하는 것이다. One embodiment is to be adapted to the switching between the diversity and multiplexing transmission system, by tracking the changes in the channel condition.

이제까지 다수의 적응형 MIMO 전송 기술들이 제시되어 왔다. Ever has a plurality of adaptive MIMO transmission techniques it has been proposed. RW Heath 및 AJ Paulraj의 "Switching between diversity and multiplexing in MIMO systems", IEEE Trans. RW Heath and Paulraj AJ of "Switching between diversity and multiplexing in MIMO systems", IEEE Trans. Comm., vol. Comm., Vol. 53, no. 53, no. 6, pp. 6, pp. 962-968, 2005년 6월에서 다이버시티/다중화 스위칭 방법이 임시 채널 품질 정보에 기초한 고정 비율 전송에 대한 BER(Bit Error Rate; 비트 오차율)을 향상시키도록 설계되었다. 962-968, a diversity / multiplex switching method in June 2005, BER for a fixed transmission ratio based on the temporary channel quality information; designed to enhance the (Bit Error Rate bit error rate). 대안적으로, 통계학적 채널 정보는 S. Catreux, V. Erceg, D. Gesbert, 및 RW Heath. Alternatively, the statistical channel information S. Catreux, V. Erceg, D. Gesbert, and RW Heath. Jr.의 "Adaptive modulation and MIMO coding for broadband wireless data networks", IEEE Comm. The Jr. "Adaptive modulation and MIMO coding for broadband wireless data networks", IEEE Comm. Mag., vol. Mag., Vol. 2, pp. 2, pp. 108-115, 2002년 6월("Catreux")의 경우에서와 같이 적응을 가능하도록 사용될 수 있으며, 피드백 오버헤드 및 제어 메시지 수의 감소를 초래한다. 108-115, can be used to enable the adaptation, as in the case of June 2002 ( "Catreux"), and results in a reduction in the feedback overhead and control messages. Catreux에서의 적응형 전송 알고리즘은 채널 시간/주파수 선택성 표시기들에 기초한 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 시스템들에서 사전규정된 목표 오차율에 대한 스펙트럼 효율을 향상시키도록 설계되었다. Adaptive transmission algorithm in Catreux is designed to improve the spectral efficiency for a predefined target error rate in the channel time / frequency selective indicator of the orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) based system. 유사한 낮은 피드백 적응형 방법들이 다이버시티 체제들과 공간 다중화 사이를 스위칭하기 위한 채널 공간 선택성을 이용하여 협대역 시스템들에 제시되었다. Similar low feedback adaptive methods have been proposed for narrow band system using a space-selective channel for switching between the diversity and spatial multiplexing system. 예를 들어, IEEE Trans. For example, IEEE Trans. on Veh. on Veh. Tech., 2007년 5월에 허용된 A. Forenza, MR McKay, A. Pandharipande, RW Heath. Tech., Permitted in May 2007, A. Forenza, MR McKay, A. Pandharipande, RW Heath. Jr., 및 IB Collings의 "Adaptive MIMO transmission for exploiting the capacity of spatially correlated channels"; Jr., and IB Collings "Adaptive MIMO transmission for exploiting the capacity of spatially correlated channels" of; IEEE Trans. IEEE Trans. on Veh. on Veh. Tech., 2007년 12월에 허용된 MR McKay, IB Collings, A. Forenza, 및 RW Heath. Tech., Permitted in December 2007 MR McKay, IB Collings, A. Forenza, and RW Heath. Jr.의 "Multiplexing/beamforming switching for coded MIMO in spatially correlated Rayleigh channels"; Of Jr. "Multiplexing / beamforming for switching coded MIMO in spatially correlated Rayleigh channels"; A. Forenza, MR McKay, RW Heath. A. Forenza, MR McKay, RW Heath. Jr., 및 IB Collings의 "Switching between OSTBC and spatial multiplexing with linear receivers in spatially correlated MIMO channels", Proc. Jr., and Collings IB "Switching between and OSTBC spatial multiplexing with linear receivers in spatially correlated MIMO channels" of, Proc. IEEE Veh. IEEE Veh. Technol. Technol. Conf., vol. Conf., Vol. 3, pp. 3, pp. 1387-1391, 2006년 5월; 1387-1391, May 2006; Proc. Proc. IEEE ICC, 2006년 6월에 나타낸 MR McKay, IB Collings, A. Forenza, 및 RW Heath Jr., "A throughput-based adaptive MIMO BICM approach for spatially correlated channels"을 참조한다. See IEEE ICC, June 2006 shown in May MR McKay, IB Collings, A. Forenza, and RW Heath Jr., "A throughput-based adaptive MIMO BICM approach for spatially correlated channels".

상기 문헌에서, 우리는 DIDO-OFDM 시스템들에 대한 다양한 종래 공보들에 제시된 작업의 범위를 확장한다. In the literature, we have to extend the range of operation set forth in various prior art publication for DIDO-OFDM system. 예를 들어, RW Heath 및 AJ Paulraj의 "Switching between diversity and multiplexing in MIMO systems", IEEE Trans. For example, RW Heath and Paulraj AJ of "Switching between diversity and multiplexing in MIMO systems", IEEE Trans. Comm., vol. Comm., Vol. 53, no. 53, no. 6, pp. 6, pp. 962-968, 2005년 6월, S. Catreux, V. Erceg, D. Gesbert, 및 RW Heath Jr.의 "Adaptive modulation and MIMO coding for broadband wireless data networks", IEEE Comm. 962-968, June 2005, S. Catreux, V. Erceg, D. Gesbert, and RW Heath Jr.'s "Adaptive modulation and MIMO coding for broadband wireless data networks", IEEE Comm. Mag., vol. Mag., Vol. 2, pp. 2, pp. 108-115, 2002년 6월; 108-115, June 2002; A. Forenza, MR McKay, A. Pandharipande, RW Heath Jr., 및 IB Collings의 "Adaptive MIMO transmission for exploiting the capacity of spatially correlated channels", IEEE Trans. A. Forenza, MR McKay, A. Pandharipande, RW Heath Jr., and IB Collings of "Adaptive MIMO transmission for exploiting the capacity of spatially correlated channels", IEEE Trans. on Veh. on Veh. Tech., vol. Tech., Vol. 56, n.2, pp. 56, n.2, pp. 619-630, 2007년 3월; 619-630, March 2007; IEEE Trans. IEEE Trans. on Veh. on Veh. Tech., 2007년 12월에 허용된 MR McKay, IB Collings, A. Forenza, 및 RW Heath Jr.의 "Multiplexing/beamforming switching for coded MIMO in spatially correlated Rayleigh channels"; . Tech, permitted in December 2007 MR McKay, IB Collings, A. Forenza, and RW Heath "Multiplexing / beamforming switching for coded MIMO in spatially correlated Rayleigh channels" of Jr.; A. Forenza, MR McKay, RW Heath Jr., 및 IB Collings의 "Switching between OSTBC 및 spatial multiplexing with linear receivers in spatially correlated MIMO channels", Proc. A. Forenza, MR McKay, RW Heath Jr., and IB Collings "Switching between OSTBC and spatial multiplexing with linear receivers in spatially correlated MIMO channels" of, Proc. IEEE Veh. IEEE Veh. Technol. Technol. Conf., vol. Conf., Vol. 3, pp. 3, pp. 1387-1391, 2006년 5월; 1387-1391, May 2006; Proc. Proc. IEEE ICC, 2006년 6월에 나타낸 MR McKay, IB Collings, A. Forenza, 및 RW Heath Jr.의 "A throughput-based adaptive MIMO BICM approach for spatially correlated channels"을 참조한다. See IEEE ICC, MR McKay, IB Collings, A. Forenza, and RW Heath "A throughput-based adaptive MIMO BICM approach for spatially correlated channels" of Jr. shown in June 2006.

다른 다수의 사용자들, 시스템 성능을 향상시키기 위한 수단으로서 채널 품질 정보에 기초한 다수의 전송 안테나들 및 전송 체제들 사이에 스위칭하는 신규 적응형 DIDO 전송 전략이 여기에 기술된다. As a means for improving the plurality of other users, system performance, the new adaptive DIDO transmission strategy for switching between the plurality of transmit antennas based on the channel quality information and the transmission system is described herein. 다중 사용자 MIMO 시스템들에서 상기 사용자들을 적응되게 선택하는 체제들은 이미 M. Sharif 및 B. Hassibi의 "On the capacity of MIMO broadcast channel with partial side information", IEEE Trans. In a multi-user MIMO system, the system to be adapted to select said user are already M. Sharif and B. Hassibi in "On the capacity of MIMO broadcast channel with partial side information", IEEE Trans. Info. Info. Th., vol. Th., Vol. 51, p. 51, p. 506522, 2005년 2월; 506522, February 2005; 및 IEEE Trans. And IEEE Trans. on Cmmunications에 나타낸 W. Choi, A. Forenza, JG Andrews, 및 RW Heath Jr.의 "Opportunistic space division multiple access with beam selection"에서 제시되었음을 유의한다. It should be noted that proposed in W. Choi, A. Forenza, JG Andrews, and RW Heath "Opportunistic space division multiple access with beam selection" shown in the Jr. on Cmmunications. 하지만, 이러한 공보들에서 기회 공간 분할 다중 접속(opportunistic space division multiple access; OSDMA) 체제는 다중-사용자 다이버시티를 이용함으로써 용량 합계를 최대화하도록 설계되고, 그들은 간섭이 전송기에서 완전히 사전 소거되지 않으므로 DPC(dirty paper codes)의 이론상 용량의 일부만을 달성한다. However, the opportunity space division multiple access in such publication (opportunistic space division multiple access; OSDMA) systems, multiple-designed to maximize the capacity in total by using the user diversity, they do interference is not fully pre-cancellation at the transmitter DPC ( It achieves only a fraction of the theoretical capacity of the dirty paper codes). 여기에 기술된 상기 DIDO 전송 알고리즘에서, 블록 대각화는 사용자 간 간섭을 사전 소거하는데 사용된다. In the above-DIDO transmission algorithm described herein, block diagonalization is used to pre-erase the interference between the users. 하지만, 제시된 적응형 전송 계획은 사전부호화 기술 타입에 독립적으로 소정의 DIDO 시스템에 적용될 수 있다. However, the proposed adaptive transmission scheme may be applied to a predetermined DIDO system independent of the type pre-coding technique.

본 특허 출원서는 제한하는 것은 아니나 하기의 추가 특징으로 제한하는 것은 아니나 이를 포함하여 상기에 그리고 종래 출원서에 기술된 본 발명이 실시 예들의 확장을 기술한다: The present patent application is not limited to this but are the invention described above with containing the same, but are by no means limited to the additional features and conventional techniques for the request extension of the embodiments of which:

1. 채널 추정을 위한 종래 출원서의 훈련 기호들은 상기 적응형 DIDO 체제에서 링크-품질 메트릭들을 평가하도록 무선 클라이언트 장치들에 의해 사용될 수 있다; It may be used by a wireless client device to evaluate the quality metric - 1. training symbols of a conventional the request for channel estimation are the links from the adaptive DIDO system;

2. 기지국은 종래 출원서에 기술된 바와 같이 상기 클라이언트 장치들로부터 신호 특성 데이터를 수신한다. 2. The base station receives the signal characteristic data from the client device as described in prior art the request. 본 실시 예에서, 상기 신호 특성 데이터는 적응을 가능하게 하는데 사용된 링크-품질 메트릭으로 정의된다; In this embodiment, the signal characteristic is a data link used to enable adaptation - is defined as the quality metric;

3. 종래 출원서는 처리율 할당을 규정할 뿐만 아니라 다수의 전송 안테나들 및 사용자들을 선택하기 위한 메커니즘을 기술한다. 3. The prior art, as well as the request is to define the throughput assignment describes the mechanism for selecting a plurality of transmission antennas and the user. 게다가, 서로 다른 레벨의 처리율은 종래 출원서에서의 경우와 같이 서로 다른 클라이언트들에 동적으로 지정될 수 있다. In addition, different levels of throughput can be dynamically assigned to different clients, as in the case of the request in the prior art. 본 발명의 본 실시 예는 이러한 선택과 처리율 할당에 관한 신규 기준을 정의한다. This embodiment of the invention defines a new criteria for such selection and throughput allocated.

b. b. 본 발명의 실시 예들 Embodiments of the present invention

제시된 적응형 DIDO 기술의 목표는 상기 시스템에서 서로 다른 사용자들에게 시간, 주파수 및 공간에서의 무선 자원을 동적으로 할당함으로써 사용자 또는 하향링크별 스펙트럼 효율을 향상시키는 것이다. Set forth the goal of adaptive DIDO technique is to improve the user or DL-specific spectral efficiency by allocating the radio resources in the time to different users in the system, frequency and space dynamically. 일반적인 적응 기준은 목표 오차율을 만족시키는 반면 처리율을 증가시키는 것이다. Common standards are adapted to increase the throughput, while satisfying the target error rate. 또한, 전파 조건들에 따라, 이러한 적응형 알고리즘은 다이버시티 체제들을 통해 상기 사용자들의 링크 품질(또는 커버리지)을 향상시키는데 사용될 수 있다. Further, according to the propagation conditions, such an adaptive algorithm may be used to improve the link quality (or the coverage) of the user through the diversity system. 도 21에 도시된 흐름도는 상기 적응형 DIDO 체제의 단계를 기술한다. The flowchart shown in Figure 21 describes the steps in the adaptive DIDO system.

단계(2102)에서, 기지국(BS)은 모든 사용자들로부터 채널 상태 정보(CSI)를 수집한다. In step 2102, the base station (BS) collects channel state information (CSI) from the all users. 단계(2104)에서, 상기 수신된 CSI로부터, 상기 기지국은 시간/주파수/공간 영역에서의 링크 품질 메트릭들을 계산한다. In step 2104, from the received CSI, the BS calculates the link quality metric in the time / frequency / space domain. 단계(2106)에서, 이러한 링크 품질 메트릭들은 각각의 사용자들에 대한 전송 모드 뿐만 아니라 다음 전송에 제공될 사용자들을 선택하는데 사용된다. In step 2106, this link quality metrics are used as well as the transmission mode for each of the user selected the user to be provided in the next transmission. 상기 전송 모드들은 변조/부호화 및 DIDO 체제들의 다양한 조합으로 구성된다는 점을 유의한다. The transmission modes are keep in mind that consists of various combinations of the modulation / coding and DIDO system. 결국, 상기 BS는 단계(2108)에서와 같이 DIDO 사전부호화를 통해 상기 사용자들에게 데이터를 전송한다. After all, the BS, as shown in step 2108 and transmits the data to the user via the DIDO pre-coding.

단계(2102)에서, 상기 기지국은 모든 사용자 장치들로부터 채널 상태 정보(CSI)를 수집한다. In step 2102, the BS collects the channel state information (CSI) from all user equipments. 단계(2104)에서, 모든 사용자 장치들에 대한 임시 또는 통계학적 채널 품질을 결정하기 위해 상기 기지국에 의해 상기 CSI가 사용된다. In step 2104, the CSI is used by the base station to determine a temporary or statistical channel quality for all of the user equipment. DIDO-OFDM 시스템들에서, 상기 채널 품질(또는 링크 품질 메트릭)은 상기 시간, 주파수 및 공간 영역에서 추정될 수 있다. In DIDO-OFDM system, the channel quality (or link quality metric) can be estimated in the time, frequency and spatial domains. 그 후, 단계(2106)에서, 상기 기지국은 현 전파 조건들에 있어 사용자들 중 최상 서브셋 및 전송 모드를 결정하는데 상기 링크 품질 메트릭을 사용한다. Then, in step 2106, the base station uses the link quality metric to determine the best subset's and the transfer mode of the user on the current propagation conditions. DIDO 전송 모드들의 세트는 DIDO 체제들(이를 테면, 안테나 선택 또는 다중화), 변조/부호화 체제들(MCS들) 및 어레이 구성의 조합으로 정의된다. DIDO set of transmission modes are defined by a combination of the DIDO system (such as antenna selection or multiplexing) modulation / encoding system, the (MCS s) and the array configuration. 단계(2108)에서, 선택된 사용자들의 수 및 전송 모드들을 이용하여 사용자 장치들로 데이터가 전송된다. In step 2108, data is transmitted to the user device using the number of the selected user and transmission mode.

상기 모드 선택은 다양한 전파 환경들에서 DIDO 시스템들의 오차율 성능에 기초하여 사전 계산된 룩업 테이블들(LUT들)에 의해 가능해진다. The mode selection is made possible by the pre-calculated look-up table based on the error rate performance of DIDO system in various propagation environments (LUT s). 이러한 LUT들은 채널 품질 정보를 오차율 성능으로 맵핑한다. These are the LUT maps the channel quality information to the error rate performance. 상기 LUT들을 구성하기 위해, DIDO 시스템들의 오차율 성능은 SNR의 함수로 다양한 전파 시나리오들에서 평가된다. To construct the LUT, the error rate performance of DIDO system are evaluated in a variety of propagation scenarios, as a function of SNR. 오차율 곡선들로부터, 소정의 사전 규정된 목표 오차율을 달성하는데 필요한 최소 SNR을 계산하는 것이 가능하다. From a error rate curve, it is possible to calculate the minimum SNR required to achieve the desired pre-defined target error ratio. 우리는 SNR 임계값으로 이러한 SNR 조건을 규정한다. We define these terms in SNR SNR threshold. 그 후, 상기 SNR 임계값들은 다양한 전파 시나리오들에서 그리고 다양한 DIDO 전송 모드들에서 평가되고 상기 LUT들에 저장된다. Then, the SNR threshold can be evaluated in in a variety of propagation scenarios and different DIDO transmission mode is stored in the LUT. 예를 들면, 도 24 및 26에서의 SER은 상기 LUT들을 구성하는데 사용될 수 있다. For example, SER at 24 and 26 may be used to construct the LUT. 그 후, 상기 LUT들로부터, 상기 기지국은 사전 규정된 목표 오차율을 충족하는 반면처리율을 증가시키는 활성 사용자들을 위한 전송 모드들을 선택한다. Then, from the LUT, the base station selects a transmission mode for the active users to increase throughput while meeting the pre-defined target error ratio. 결국, 상기 기지국은 DIDO 사전부호화를 통해 선택된 사용자들에게 데이터를 전송한다. After all, the base station transmits data to the selected user through DIDO pre-coding. 다양한 DIDO 모드들은 적응이 시간, 주파수 및 공간 영역들에서 발생할 수 있도록 다양한 타임 슬롯들, OFDE 톤들 및 DIDO 서브스트림들로 지정될 수 있다. DIDO various modes may be specified in the various time slots, OFDE DIDO tones and sub-stream so that the adaptation can occur in the time, frequency and spatial domains.

DIDO 적응을 사용하는 시스템의 일 실시 예가 도 19-20에 도시된다. One embodiment of a system using a DIDO adaptation is shown in Figure 19-20. 몇몇 신규 기능 유닛들이 제시된 DIDO 적응 알고리즘들의 구현을 가능하게 하도록 도입된다. Some new functional unit are introduced to enable the implementation of the adaptive algorithm DIDO presented. 자세하게, 일 실시 예에서, DIDO 구성기(1910)는 사용자들의 수, DIDO 전송 체제들(이를 테면, 안테나 선택 또는 다중화), 변조/부호화 체제들(MCS), 및 사용자 장치들에 의해 제공된 채널 품질 정보(1012)에 기초한 어레이 구성의 선택을 포함하는 다수의 기능들을 수행한다. Specifically, in one embodiment, DIDO configurator 1910 to the number of users, DIDO transmission system provided by (such as antenna selection or multiplexed), the modulation / coding system (MCS), and user equipment channel quality It performs a number of functions, including selection of the array configuration based on the information (1012).

상기 DIDO 구성기(1910)에 의해 획득된 다수의 사용자들(U 1 -U M )과 관련된 데이터를 선택하고, 상기 정보를 각각의 상기 다수의 부호화 변조 유닛(1905)에 제공한다. Selecting data related to a plurality of users (U 1 -U M) obtained by the DIDO organizer 1910, and provides the information to each of the plurality of coded modulation unit (1905). 각 부호화 변조 유닛(1904)은 각 사요자의 정보 비트를 부호화 및 변조하고, 그들을 맵핑 유닛(1906)으로 보낸다. Each modulation encoding unit 1904 encodes and modulates each of the buying party information bit, and sends them to the mapping unit (1906). 상기 맵핑 유닛(1906)은 입력 비트들을 복합 기호들로 맵핑하고, 그것을 사전부호화 유닛(1908)으로 보낸다. The mapping unit 1906 maps the input bits into a complex symbol and sends it to the pre-coding unit 1908. 상기 부호화 변조 유닛들(1904)과 상기 맵핑 유닛(1906) 둘 다 각 사용자에 사용하기 위한 변조/부호화 체제의 타입을 선택하기 위해 상기 DIDO 구성기 유닛(1910)으로부터 획득된 정보를 이용한다. Utilizes the modulation coding units 1904, and the mapping unit 1906, both the information obtained from the DIDO configurator unit (1910) for selecting the type of modulation / coding system to use for each user. 상기 정보는 피드백 유닛(1912)에 의해 제공된 바와 같이 각각의 상기 사용자들의 채널 품질 정보를 이용함으로써 상기 DIDO 구성기 유닛(1910)에 의해 계산된다. The information is calculated by the DIDO configurator unit (1910) by using the channel quality information of each of the user as provided by the feedback unit (1912). 상기 DIDO 사전부호화 유닛(1908)은 DIDO 사전 부호화 가중치들을 계산하고 상기 맵핑 유닛들(1906)로부터 획득된 입력 기호들을 사전부호화하기 위해 상기 DIDO 구성기 유닛(1910)에 의해 획득된 정보를 이용한다. DIDO the pre-coding unit 1908 uses the information obtained by the DIDO configurator unit (1910) for calculating DIDO pre-coding weight, and to the pre-coding an input symbol obtained from the mapping units 1906. 각각의 상기 사전부호화된 데이터 스트림들은 상기 DIDO 사전부호화 유닛(1908)에 의해 IFFT를 계산하고 사이클릭 프리픽스를 추가하는 OFDM 유닛(1915)으로 보내진다. Each of the pre-coded data stream are calculated the IFFT by the DIDO pre-coding unit 1908 and is sent to the OFDM unit 1915 to insert a cyclic prefix. 상기 정보는 디지털을 아날로그 변환으로 동작하고 결과적인 아날로그 신호를 RF 유닛(1914)으로 보내는 D/A 유닛(1916)으로 보내진다. The information is sent to the D / A unit 1916 sends the operation to the digital-to-analog conversion, and the resulting analog signal to the RF unit (1914). 상기 RF 유닛(1914)은 베이스 밴드 신호를 중간/라디오 주파수로 상향변환하고 그것을 전송 안테나로 보낸다. The RF unit 1914 up-converts the baseband signal to an intermediate / radio frequency and sends it to the transmission antenna.

각 클라이언트 장치의 RF 유닛들(2008)은 상기 DIDO 전송기 유닛(1914)으로부터 전송된 신호들을 수신하고, 상기 신호들을 베이스 밴드로 하향변환하며, 상기 하향변환된 신호들을 A/D 유닛들(2010)에 제공한다. In the RF unit of each client device (2008) and down-converted received signals transmitted from the DIDO transmitter unit 1914, and the signals to baseband, in the down-converted signal A / D unit (2010) It provides a. 그 후, 상기 A/D 유닛들(2010)은 상기 신호를 아날로그에서 디지털로 변환하고, 그것을 OFDM 유닛들(2013)로 보낸다. Then, the A / D units (2010) and converting the signal from analog to digital, and sends it to the OFDM units (2013). 상기 OFDM 유닛들(2013)은 사이클릭 프리픽스를 제거하고, 상기 신호를 주파수 영역으로 보고할 FFT를 수행한다. The OFDM units (2013) to remove the cyclic prefix, and performs an FFT to report the signal to the frequency domain. 훈련 주기 동안, 상기 OFDM 유닛들(2013)은 상기 주파수 영역에서 채널 추정값들을 계산하는 채널 추정 유닛(2004)으로 출력을 보낸다. During the training period, said OFDM unit (2013) sends the output to the channel estimation unit (2004) for calculating a channel estimate in the frequency domain. 대안적으로, 상기 채널 추정값은 시간 영역에서 계산될 수 있다. Alternatively, the channel estimate may be calculated in the time domain. 데이터 주기 동안, 상기 OFDM 유닛들(2013)은 데이터(2014)를 얻기 위해 상기 신호를 복조/복호화하는 수신기 유닛(2002)으로 출력을 보낸다. During the data cycles, each of the OFDM unit (2013) sends the output to the receiver unit (2002) for demodulating / decoding the signal to obtain the data (2014). 상기 채널 추정 유닛(2004)은 상기 채널 추정값들을 양자화하고, 그것을 피드백 제어 채널(1912)을 통해 전송기로 다시 보내는 DIDO 피드백 생성기 유닛(2006)으로 상기 채널 추정값들을 보낸다. The channel estimation unit (2004) sends the channel estimation value by DIDO feedback generator unit (2006) that sends back to the transmitter through the quantization, and that the feedback control channel (1912) the channel estimation value.

상기 DIDO 구성기(1910)는 기지국에서 나온 정보를 사용하거나, 바람직한 실시 예에서, 각 사용자 장치에서 동작하는 DIDO 피드백 생성기(2006)(도 20 참조)의 출력을 추가로 사용한다. The DIDO organizer 1910 is used to add the output from using the information from the base station or, in a preferred embodiment, DIDO feedback generator (2006) (see Fig. 20) which operates on each user device. 상기 DIDO 피드백 생성기(2006)는 수신기에서의 정보를 포함하고, 정보를 양자화할 수 있으며, 및/또는 본 발명이 속하는 기술 분야에서 공지된 부분 제한된 피드백 계획을 사용할 수 있다. The DIDO feedback generator (2006) may contain information at a receiver, and may quantize the information, and / or use a limited part of the feedback program known in the art.

상기 DIDO 구성기(1910)는 DIDO 피드백 제어 채널(1912)로부터 복구된 정보를 사용할 수 있다. The DIDO configurator 1910 may use the information from the recovered DIDO feedback control channel (1912). 상기 DIDO 피드백 제어 채널(1912)은 사용자에서 기지국으로 상기 DIDO 피드백 생성기(2006)의 출력을 보내는데 사용되는 논리적 또는 물리적 제어 채널이다. The DIDO feedback control channel (1912) is a logical or physical control channel from the user to the base station used to send the output of the DIDO feedback generator (2006). 상기 제어 채널(1912)은 본 발명에 속하는 기분 분야에서 공지된 많은 방법들로 구현될 수 있으며, 논리적 또는 물리적 제어 채널일 수 있다. The control channel 1912 may be implemented in a number of ways known in the mood Field of the invention, it may be a logical or physical control channels. 물리적 채널로서, 그것은 사용자에 지정된 도시된 시간/주파수 슬롯을 포함할 수 있다. As a physical channel, it may comprise the illustrated time / frequency slot assigned to the user. 또한, 그것은 모든 사용자들에 의해 공유된 임의 접속 채널일 수 있다. In addition, it may be a random access channel is shared by all users. 상기 제어 채널은 사전 지정될 수 있으며, 그것은 기존 제어 채널로부터 사전 규정된 방법으로 비트들을 도난당함으로써 생성될 수 있다. The control channel may be pre-specified, it may be generated by the bit is stolen to the pre-defined from existing control channel method.

하기 논의에서, DIDO-OFDM 프로토타입에 따른 측정값들을 통해 획득된 결과들이 실제 전파 환경들에서 기술된다. To the result of the discussion, obtained through the measure according to the DIDO-OFDM prototype it is set forth in the actual propagation environment. 이러한 결과들은 적응형 DIDO 시스템들에서 달성 가능한 잠재적 이득을 보여준다. These results show the potential benefits achievable from the adaptive DIDO systems. 더 많은 하향링크 처리율을 달성하기 위해 안테나/사용자의 수를 증가시키는 것이 가능하다는 것을 보여주는 다차(different orderer; 多次) DIDO 시스템들의 성능이 처음 제시된다. More downlink throughput to achieve the multiple order to show that it is possible to antenna / increase the number of users; a (different orderer 多次) DIDO performance of the system is first presented. 그 후, 채널 조건들의 변경 추적에 대한 필요를 보여주는 사용자 장치의 위치 함수로 상기 DIDO 성능이 기술된다. Then, the above DIDO performance is described as a function of the position of the user device, showing the need for a change of the tracking channel conditions. 결국, 다이버시티 기술들을 사용하는 DIDO 시스템들의 성능이 기술된다. In the end, the performance of DIDO system using diversity techniques are described.

i. i. 다차 DIDO 시스템들의 성능 Dacha performance of DIDO system

양한 DIDO 시스템들의 성능은 전송 안테나들 N=M의 수 증가로 평가되며, 여기서 M은 사용자들의 수이다. Variety of performance of DIDO system are evaluated by increasing the number of transmit antennas N = M, where M is the number of users. 하기 시스템들의 성능은 다음과 비교된다: SISO, DIDO 2×2, DIDO 4×4, DIDO 6×6 및 DIDO 8×8. To the performance of the system is compared to the following: SISO, DIDO 2 × 2, DIDO 4 × 4, DIDO 6 × 6 and DIDO 8 × 8. DIDO N×M은 BS에서 N개의 전송 안테나들과 M개의 사용자들을 가진 DIDO를 말한다. DIDO N × M refers to DIDO with N transmit antennas and M number of users in the BS.

도 22는 전송/수신 안테나 배치를 도시한다. Figure 22 shows the transmit / receive antenna arrangement. 상기 전송 안테나들(2201)은 사각형 어레이 구성으로 배치되고, 상기 사용자들은 상기 전송 어레이 주위에 위치된다. It said transmission antenna 2201 are disposed in a square array configuration, the users are located around the transport array. 도 22에서, T는 "전송" 안테나들을 나타내고, U는 "사용자 장치들(2202)"를 말한다. In Figure 22, T denotes the "Transfer" antenna, U refers to "the user equipment (2202)".

다양한 안테나 서브셋들은 다양한 측정값들로 선택된 N의 값에 따라 8-요소 전송 어레이로 활성화된다. Different antenna subsets are activated in an 8-element transmit array in accordance with the value of N selected in a variety of measurements. 각 DIDO 차수를 위해, 상기 8-요소 어레이의 고정 크기 제약에 대한 가장 큰 실제 지구(estate)를 커버하는 안테나들의 (N)개의 서브셋이 선택된다. DIDO for each order, the largest real (N) of the subset of antennas to cover the earth (estate) for the fixed size limitations in the 8-element array is selected. 이러한 기준은 소정의 주어진 N의 값에 대한 공간 다이버시티를 향상시킬 것으로 기대된다. These standards are expected to improve the space diversity for any given value of N.

도 23은 이용가능한 실제 지구(이를 테면, 점선)에 맞는 다양한 DIDO 차수들에 대한 어레이 구성들을 나타낸다. 23 is actually available to the earth represent the array configuration of the various DIDO order for (temyeon this, the dashed line). 사각 점선 박스는 크기가 450MHz의 반송파 주파수에서 ~λ×λ에 해당하는 24″×24″이다. Rectangular dashed box are 24 "× 24" size, which corresponds to the carrier frequency in the 450MHz ~ λ × λ.

도 23에 관계된 설명들에 기초하고, 도 22를 참조하면, 각각의 하기 시스템들의 성능이 다음과 같이 정의되고 비교될 것이다: Based on the relevant description in Figure 23, and referring to Figure 22, the performance of the respective system to be defined and compared as follows:

T1과 U1(2301)을 갖는 SISO SISO has a T1 and U1 (2301)

T1,2와 U1,2(2302)를 갖는 DIDO 2×2 DIDO 2 × 2 having T1,2 and U1,2 (2302)

T1,2,3,4와 U1,2,3,4(2303)를 갖는 DIDO 4×4 DIDO 4 × 4 having T1,2,3,4 and U1,2,3,4 (2303)

T1,2,3,4,5,6과 U1,2,3,4,5,6(2304)을 갖는 DIDO 6×6 DIDO 6 × 6 having T1,2,3,4,5,6 and U1,2,3,4,5,6 (2304)

T1,2,3,4,5,6,7,8와 U1,2,3,4,5,6,7,8(2305)를 갖는 DIDO 8×8 DIDO 8 × 8 and has a T1,2,3,4,5,6,7,8 U1,2,3,4,5,6,7,8 (2305)

도 24는 4-QAM 및 1/2의 FEC(Forward Error Correction; 순방향 오차 정정) 비율에 의한 상기에 기술된 DIDO 시스템들에 대한 전송(TX) 전력의 함수로서 SER, BER, SE(Spectral Efficency; 스펙트럼 효율) 및 유효 처리율 성능을 나타낸다. 24 is a 4-QAM and 1/2 of the FEC; as a function of a transmission (TX) power for the DIDO system described in the above by (Forward Error Correction forward error correction) rate SER, BER, SE (Spectral Efficency; spectral efficiency), and it represents the effective throughput performance. 상기 SER 및 BER 성능은 N의 값을 증가됨에 따라 저하되는 것으로 관측된다. SER and the BER performance is observed to be lowered according to the increased value of N. 이러한 결과는 다음과 같은 두 가지 현상 때문이다: 고정된 TX 전력에 있어, 상기 DIDO 어레이에 대한 입력 전력이 증가된 수의 사용자들(또는 데이터 스트림들) 사이에서 분리된다; This result is due to two phenomena, such as the following: is in the separation between the fixed TX power, the user of the number of the input power for the DIDO array increases (or data streams); 상기 공간 다이버시티가 실제(공간적으로 상관 있는) DIDO 채널들에서 사용자들의 수 증가로 감소된다. The space diversity is reduced to increase the number of users in the real (in a spatially correlated) DIDO channel.

다차 DIDO 시스템들의 상대적인 성능을 비교하기 위해, 목표 BER은 도 24에 도시된 바와 같이 대략 SER=10 -2 에 해당하는 10 -4 (이 값은 상기 시스템에 따라 변할 수 있다)로 고정된다. In order to compare the relative performance of the multiple order DIDO system, the target BER is fixed at a 10 -4 that corresponds to the approximate SER = 10 -2 (this value may vary depending on the system) as shown in Figure 24. 우리는 상기 목표에 해당하는 TX 전력값들을 TX 전력 임계값(TX power thresholds; TPT)으로 칭한다. We the TX power value corresponding to the target TX power threshold value; refers to (TX power thresholds TPT). 소정의 N에 대해, 상기 TX 전력이 상기 TPT 미만이면, 우리는 그것이 DIDO 차수 N으로 전송되는 것이 가능하지 않다고 가정하고, 우리는 저차(lower order) DIDO로 스위칭하는 것을 필요로 한다. If for a given N, the TX power is less than the TPT, we assume that it is not possible to be transferred to the DIDO order N, and we need to switch to a lower frequency (lower order) DIDO. 또한, 도 24에서, 상기 SE 및 유효 처리율 성능은 상기 TX 전력이 소정의 N 값에 대해 상기 TPT들을 초과했을 때 포화된다. Further, in Figure 24, the SE and the effective throughput performance is saturated when the power exceeds the TX said TPT for a given N value. 이러한 결과들로부터, 적응형 전송 계획은 SE 또는 고정된 사전규정된 목표 오차율에 대한 다차 DIDO 사이를 스위칭하도록 설계될 수 있다. This results from the adaptive transmission scheme may be designed to switch between the multiple order DIDO for SE or a fixed pre-defined target error ratio.

ii. ii. 가변 사용자 위치로 인한 성능 Performance due to variable user location

이 실험의 목적은 공간적으로 상관 있는 채널들에서의 시뮬레이션들을 통해 다양한 사용자들의 위치에 대한 상기 DIDO 성능을 평가하는 것이다. The purpose of this experiment was to evaluate the performance for the DIDO position of the various users via simulation in the channel in a spatially correlated. DIDO 2×2 시스템들이 4QAM 및 1/2의 FEC 비율에 의해 고려된다. DIDO 2 × 2 system are contemplated by the FEC rate of 1/2 and 4QAM. 사용자 1은 상기 전송 어레이로부터 가로(broadside) 방향에 있고, 반면에 사용자 2는 도 25에 도시된 바와 같이 가로에서 세로(endfire) 방향으로 위치들을 변화시킨다. User 1 is in a horizontal (broadside) direction from the transmission array, while the user 2 is thereby change the position in the vertical (endfire) in the horizontal direction as shown in Fig. 상기 전송 안테나들은 ~λ/2 이격되며,상기 사용자들로부터 ~2.5λ 떨어져 있다. The transmission antennas ~ λ / 2, and spaced apart, and ~ 2.5λ away from the user.

도 26은 사용자 장치 2의 다양한 위치들에 대한 SER 및 사용자별 SE 결과들을 나타낸다. Figure 26 illustrates the SER and user-specific SE results of the various location of the user device 2. 상기 사용자 장치의 도래각들(angles of arrival; AOA들)은 0° 및 90°사이에 범위에 있으며, 상기 전송 어레이의 가로 방향으로부터 측정된다. The arrival of each of the user equipment (angles of arrival; s AOA) is in the range between 0 ° and 90 °, measured from the transverse direction of the transmitting array. 상기 사용자 장치의 각 분리(angular separation)가 증가됨에 따라, 상기 DIDO 채널에서 이용가능한 더 큰 다이버시티로 인해 상기 DIDO 성능이 향상되는 것으로 관측된다. As the angle is increased separated (angular separation) of the user equipment, due to the greater diversity available in the DIDO channel it is observed to be improved the DIDO performance. 또한, 목표 SER=10 -2 에서, AOA2=0°이고 AOA2=90°인 경우들 간에 10dB 갭이 있다. In addition, there is 10dB when the gap between the target SER = 10 -2, AOA2 = 0 ° and AOA2 = 90 °. 이러한 결과는 10°이 각 확산(angle spread)에 대해 도 35에서 획득된 시뮬레이션 결과들과 일치한다. These results are consistent with the 10 ° in the simulation results obtained in FIG. 35 for each spread (spread angle). 또한, AOA1=AOA2-0°인 경우에 있어, 도 35의 시뮬레이션된 결과들로부터 그 성능을 변경할 수 있는 (그 안테나들의 근접성으로 인해) 두 사용자들 사이에 커플링 효과들이 존재할 수 이 있다. Also, AOA1 = in the case of AOA2-0 °, there is a number to make changes to the performance from the simulation results of FIG. 35 (because of the proximity of the antenna) are present in the coupling effect between the two users.

iii. iii. DIDO 8×8에 대한 바람직한 시나리오 A preferred scenario for the 8 × 8 DIDO

도 24는 DIDO 8×8이 더 높은 TX 전력 조건을 없애면서 저차 DIDO보다 더 큰 SE를 초래하는 것이 도시된다. 24 is that while DIDO 8 × 8 This eliminates the higher TX power condition resulting in a larger than the lower order DIDO SE is shown. 이러한 분석의 목표는 최대 스텍트럼 효율(SE)에 관해서뿐만 아니라 저 최대 SE를 달성하기 위해 TX 전력 조건(또는 TPT)에 관해서도 DIDO 8×8이 DIDO 2×2를 능가하는 경우가 있음을 나타내는 것이다. The goal of this analysis indicates that this is a case that as regards the maximum spectral efficiency (SE) as TX power condition (or TPT) DIDO 8 × 8 As for the order to achieve that maximum SE is surpassed DIDO 2 × 2.

iid(이상적인) 채널들에서, DIDO 8×8과 DIDO 2×2의 SE 간의 TX 전력에서 ~6dB 갭이 있음을 유의한다. iid (ideal) it is noted that in the channel, the gap in the TX ~ 6dB power between DIDO 8 × 8 SE and the DIDO 2 × 2. 이러한 갭은 DIDO 8×8이 8개의 데이터 스트림에 걸쳐 상기 TX 전력을 분리하고, 반면에 DIDO 2×2는 두 개의 스트림들 사이만을 분리한다는 사실 때문이다. This gap is due to the fact that the 8 × 8 DIDO separate the TX power over the eight data streams, on the other hand DIDO 2 × 2 are separated only between the two streams. 이러한 결과는 도 32의 시뮬레이션을 통해 도시된다. These results are illustrated by simulation of FIG.

하지만, 공간적으로 상관 있는 채널들에서, 상기 TPT는 전파 환경(예컨대, 어레이 방향, 사용자 위치, 각 확산) 특성의 함수이다. However, in correlation with the spatial channel, the TPT is a function of the radio wave propagation characteristics (e.g., the array direction, the user's location, angle spread). 예를 들어, 도 35는 두 개의 다른 사용자 장치의 위치들 사이에서 낮은 각 확산에 대한 ~15dB 갭을 나타낸다. For example, Figure 35 shows the ~ 15dB gap for each lower spreading between the two positions of the other user equipments. 유사한 결과들이 본 출원서의 도 26에 제시된다. Similar results are set forth in Figure 26 of this application.

MIMO 시스템들과 마찬가질, DIDO 시스템들의 성능은 상기 사용자들이 상기 TX 어레이로부터 세로 방향들로 위치될 때 (다이버시티 부족으로 인해) 저하된다. The performance of MIMO systems, and have Similarly, DIDO system is reduced (due to the lack of diversity) When the users to be located in the vertical direction from the TX array. 이러한 효과는 현 DIDO 프로토타입에 의한 측정값들을 통해 관측되어 왔다. This effect has been observed by the measurement value by the current DIDO prototype. 따라서, DIDO 8×8이DIDO 2×2를 능가하는 것을 보여주기 위한 한 방법은 상기 DIDO 2×2 어레이에 대해 세로 방향들로 상기 사용자들을 배치시키는 것이다. Therefore, a method for showing that DIDO 8 × 8 is surpassed DIDO 2 × 2 is to place the said user in the vertical direction with respect to the 2 × 2 array DIDO. 이러한 시나리오에서, DIDO 8×8이 8-안테나 어레이에 의해 제공된 더욱 높은 다이버시티로 인해 DIDO 2×2를 능가한다. In this scenario, due to the higher diversity DIDO 8 × 8 is provided by an 8-antenna array surpasses DIDO 2 × 2.

이러한 분석에서, 하기 시스템들을 다음과 같이 고려한다: In these analyzes, to consider the system as follows:

시스템 1: 4-QAM에 의한 DIDO 8×8(타임 슬롯 마다 8개의 병렬 데이터 스트림들을 전송함); System 1: DIDO by a 4-QAM 8 × 8 (hereinafter each time slot transmitted eight parallel data streams);

시스템 2: 64-QAM에 의한 DIDO 2×2(4개이 타임 슬롯마다 사용자들 X 및 Y에게 전송함). System 2: (also become one every four time slot sent to the user X and Y) by 64-QAM DIDO 2 × 2. 이러한 시스템에 있어, 우리는 다음과 같은 4개의 TX 및 RX 안테나 위치들의 조합을 고려한다: a) T1,T2 U1,U2(세로 방향); In such systems, we consider the combination of the four TX and RX antenna location, such as the following: a) T1, T2 U1, U2 (vertical direction); b)T3,T4 U3,4(세로 방향); b) T3, T4 U3,4 (vertical direction); c) T5, T6 U5,6(상기 세로 방향으로부터 ~30°); c) T5, T6 U5,6 (~ 30 ° from the vertical direction); d) T7, T8 U7,8(NLOS(Non-Line of Sight; 비 가시거리)); d) T7, T8 U7,8 (NLOS (Non-Line of Sight; non-line-of-sight));

시스템 3: 64-QAM에 의한 DIDO 8×8; System 3: DIDO by 64-QAM 8 × 8; And

시스템 4: 64-QAM에 의한 MISO 8×1(8 타임 슬롯들마다 사용자 X에게 전송함) MISO 8 × 1 by the 64-QAM (eight in each time slot transmits to the user X): System 4

모든 이러한 경우들에 있어, 3/4의 FEC 비율이 사용되었다. In all these cases, the FEC ratio of 4.3 was used.

상기 사용자들의 위치들이 도 27에 도시된다. Location of the user are shown in Fig.

도 28에서, 상기 SER은 다양한 어레이 방향들과 사용자 위치들(도 35의 시뮬레이션 결과들과 유사한)로 인해 시스템들(2a 및 2c) 사이에 ~15dB 갭을 나타낸다. In Figure 28, the SER ~ 15dB represents the gap between (due to, similar to the simulation results of FIG. 35) different array direction and the position of the user systems (2a and 2c). 제2 열에서의 제1 서브플롯(subplot)은 상기 SE 곡선들이 포화되기 위한 (이를 테면, BER 1e-4에 해당하는) TX 전력의 값을 나타낸다. The first sub-plot (subplot) in the second column shows the values ​​of TX power (corresponding to temyeon them, BER 1e-4) to be saturated to the SE curve. 우리는 시스템 1이 시스템 2보다 더 낮은 TX 전력 조건(~5dB 미만)에 대해 더 큰 사용자별 SE를 야기하는 것으로 관측된다. We have been observed to cause a more user-specific SE for the system 1 is lower TX power conditions (and less than 5dB) below the system 2. 또한, DIDO 2×2에 대한 DIDO 8×8의 장점은 DIDO 2DIDO 2×2 이상의 DIDO 8×8의 다중화 이득으로 인해 DL(하향링크) SE 및 DL 유효 처리율에 대해 더 분명히 드러난다. Further, the advantages of DIDO 8 × 8 for the DIDO 2 × 2 is revealed more clearly for a DL (downlink) SE and DL effective throughput due to the multiplexing gain of DIDO 2DIDO 2 × 2 or more DIDO 8 × 8. 시스템 4는 빔형성의 어레이 이득(이를 테면, MISO 8×1에의한 MRC)으로 인해, 시스템 1보다 더 낮은 TX 전력 조건(8dB 미만)을 갖는다. 4 is a system due to the array gain (, MISO 8 by a MRC × 1 temyeon them) the beam forming, and has a lower TX power condition (less than 8dB) than system 1. 시스템 2는 시스템 1보다 더 나쁜 성능을 갖는다(이를 테면, 더 큰 TX 전력 조건에 대해 더 낮은 SE을 초래한다). System 2 has a worse performance than the system 1 (resulting in lower SE for this, the instance, a larger TX power condition). 결국, 시스템 3은 더 큰 TX 전력 조건(~15dB)에 대해 시스템 1보다 (고차 변조들로 인해) 훨씬 더 큰 SE를 초래한다. Consequently, System 3 is (because of the higher order modulation) than the system 1 for larger TX power condition (~ 15dB) results in a much larger SE.

이러한 결과들로부터, 하기의 결론들이 다음과 같이 그려진다: From these results, conclusions to be drawn are as follows:

DIDO 8×8이 DIDO 2×2를 증가하기 위해(이를 테면, 더 낮은 TX 전력 조건에 대해 더 큰 SE를 초래하기 위해) 한 채널 시나리오가 식별되었다. DIDO 8 × 8 is a (such as, more in order to result in a higher SE for TX low power condition) the channel scenario, in order to increase the DIDO 2 × 2 was identified.

상기 채널 시나리오에서, DIDO 8×8은 DIDO 2×2 및 MISO 8×1보다 더 큰 사용자별 SE를 초래하며; In the channel scenario, DIDO 8 × 8 will result in a larger than the user-specific SE DIDO 2 × 2 and 8 × 1 MISO and;

더 큰 TX 전력 조건(~15dB 이상)을 없앤 고차 변조들(이를 테면, 4-QAM보다는 64-QAM)을 이용하여 DIDO 8×8의 성능을 더 증가시키는 가능하다. The more high-order modulation eliminates the large TX power condition (~ 15dB or higher) is possible to (such as, 64-QAM, rather than 4-QAM) further increase the performance of DIDO 8 × 8 using.

iv. iv. 안테나 선택에 의한 DIDO DIDO by the antenna selection

이하에서, 우리는 IEEE Trans. In the following, we IEEE Trans. on Signal Procesing, 2005년에 허용된 R. Chen, RW Heath, 및 JG Andrews의 "Transmit selection diversity for unitary precoded multiuser spatial multiplexing systems with linear receivers"에 기술된 안테나 선택 알고리즘의 장점을 평가한다. on Signal Procesing, to assess the merits of the antenna selection algorithm described in R. Chen, RW Heath, and JG Andrews "Transmit selection diversity for unitary precoded multiuser spatial multiplexing systems with linear receivers" of the permit in 2005. 우리는 두개이 사용자들, 4-QAM 및 1/2의 FEC 비율에 의한 어느 한 특정 DIDO 시스템에 대한 결과들을 제시한다. We present the results in any one particular DIDO system according to the FEC rate of the user dugaeyi, 4-QAM and 1/2. 다음과 같은 하기 시스템들이 도 27에서 비교된다: And then to the same system are compared in Figure 27:

T1,2 및 U1,2를 갖는 DIDO 2×2; DIDO 2 × 2 having T1,2 and U1,2; And

T1,2,3 및 U1,2를 갖는 안테나 선택을 사용하는 DIDO 3×2 DIDO 3 × 2 using the antenna selection with the T1,2,3 and U1,2

상기 전송 안테나의 위치 및 사용자 장치 위치들이 도 27의 경우와 같이 동일하다. Position and the user equipment the position of the transmitting antennas is the same as in the case of Fig.

도 29는 안테나 선택에 의한 DIDO 3×3은 DIDO 2×2 시스템들(선택 없음)에 비해 ~5dB 이득을 제공할 수 있다. 29 may provide a ~ 5dB gain relative to DIDO 3 × 3 is DIDO 2 × 2 system according to the antenna selection (without selection). 상기 채널은 거의 고정(이를 테면, 도플러 없음)이어서, 상기 선택 알고리즘들이 고속-페이딩보다는 경로-손실 및 채널 공간 정정으로 적응되는 것을 유의한다. The channel is substantially fixed (such as, no Doppler), then the selection algorithm are fast-fit it should be noted that the loss in channel area and correct-path rather than fading. 또한, 이러한 특정 실시 예에서, 상기 안테나 선택 알고리즘이 전송을 위해 안테나들(2 및 3)을 선택하는 것으로 관측된다. In addition, this particular embodiment, it is observed that the antenna selection algorithm to select an antenna for transmission, (2) and (3).

v . v. LUT들에 대한 SNR 임계값들 The SNR threshold value for the LUT

방법 2에서, 우리는 모드 선택이 LUT들에 의해 가능해진다는 것을 언급했다. In Method 2, we mentioned that the mode selection is made possible by the LUT. 상기 LUT들은 다양한 전파 환경들에서 상기 DIDO 전송 모드들에 대한 특정한 사전 규정된 목표 오차율 성능을 달성하기 위해 SNR 임계값들을 평가함으로써 사전 계산될 수 있다. The LUT can be pre-computed by evaluating the SNR threshold to achieve a particular pre-defined target error rate performance for the DIDO transmission mode in various propagation environments. 이하에서, 우리는 안테나 선택 유무에 따른 DIDO 시스템들의 성능과 상기 LUT들을 구성하기 위한 가이드라인으로 사용될 수 있는 사용자들의 변동가능한 수를 제공한다. In the following, we provide a number of possible variations of a user that can be used as guidelines for the performance and configuration of the LUT DIDO system according to antenna selection or not. 도 24, 26, 28, 29가 DIDO 프로토타입에 의한 실측값들로부터 나온 반면, 하기 도면들은 시뮬레이션들을 통해 획득된다. 24, 26 and 28, while 29 is derived from the actually measured value by DIDO prototypes, to the drawing are obtained through the simulation. 하기 BER 결과들은 FEC가 없는 것으로 가정한다. BER results to assume that there is no FEC.

도 30은 iid 채널들에서 다양한 DIDO 사전부호화 체제들의 평균 BER 성능을 나타낸다. 30 shows the mean BER performance of the various DIDO pre-coding system in iid channel. "선택 안 함(no selection)"으로 표시되니 곡선은 BD가 사용된 경우를 말한다. And there shows "unchecked (no selection)" refers to a curve when a BD is used. 동일한 도면에서, 안테나 선택(ASel)의 성능은 (사용자들의 수에 대해) 다양한 추가 안테나들 수로 도시된다. In the same figure, the performance of the antenna selection (ASel) is shown the number of additional antenna number (for the number of users). 추가 안테나들의 수가 증가함에 따라. Increasing the number of additional antennas. ASel은 (높은 SNR 체계에서 상기 BER 곡선의 기울기에 의해 특성화된) 더 좋은 다이버시티 이득을 제공하여 더 좋은 커버리지를 초래하는 것을 볼 수 있다. ASel can see that results in a better coverage and provides better diversity gain (characterized by the slope of the BER curve at high SNR the system). 예를 들어, 우리는 목표 BER을 10 -2 (미부호화된 시스템들에 대한 실제 값)로 고정하면, Asel에 의해 제공된 상기 SNR 이득이 안테나들의 수에 의해 증가된다. For example, we have the target BER 10 -2 when fixed to the (actual values for the non-coded system), is increased by the number of the SNR gain provided by the antenna Asel.

도 31은 다양한 목표 BER들에 대해, iid 채널들에서 추가 전송 안테나 수의 함수로 ASel의 SNR 이득을 나타낸다. Figure 31 shows a ASel SNR gain of a function of the number of additional transmit antennas in, iid channels for various target BER. 단지 1 또는 2개의 안테나들을 추가함으로써, ASel은 BD에 비해 상당한 SNR 이득을 초래하는 것을 볼 수 있다. Simply by adding one or two antennas, ASel can be seen to result in significant SNR gains compared to BD. 하기 섹션들에서, 우리는 단지 1 또는 2개의 추가 안테나들의 경우에 (미부호화된 시스텐들에 대해) 목표 BER을 10 -2 로 고정시킴으로써 ASel의 성능을 평가할 것이다. To in section, we will evaluate the performance of ASel only 1 or 2 by fixing a target BER in the case of the additional antenna (for the non-coded siseuten) to 10 -2.

[0252]도 32는 iid 채널들에서 1 및 2 추가 안테나들을 갖는 BD 및 ASel에 대한 사용자들(M) 수의 함수로 SNR 임계값들을 나타낸다. [0252] Figure 32 shows the user the (M) as a function of the SNR threshold may for BD and ASel having first and second additional antennas in iid channel. 우리는 많은 사용자들에 대한 (전송 안테나들의 변동가능한 수에 따라) 고정된 총 전송 전력을 가정한다는 점을 유의히라. We Hira noted that assume a fixed total transmit power (depending on the number of possible variations of transmit antennas) for many users. 게다가, 도 32는 안테나 선택으로 인한 이득이 iid 채널들에서 많은 사용자들에 대해 일정하다는 것을 나타낸다. In addition, Figure 32 shows that the gain due to antenna selection is constant for a number of users in the iid channel.

이하에서, 우리는 공간적으로 상관 있는 채널들에서 DIDO 시스템들의 성능을 나타낸다. In the following, we show the performance of DIDO system in which a spatially correlated channels. 우리는 X. Zhuang, FW Vook, KL Baum, TA Thoma, 및 M. Cudak의 "Channel models for link and system level simulations", IEEE 802. 16 Broadband Wireless Acess Working Group, 2004년 9월에 기술된 COST-259 공간 채널 모델을 통해 각 사용자의 채널을 시뮬레이션한다. We X. Zhuang, FW Vook, KL Baum, TA Thoma, and of M. Cudak "Channel models for link and system level simulations", IEEE 802. 16 Broadband Wireless Acess Working Group, a technology COST- September 2004 259 through a spatial channel model is simulated for each user channel. 우리는 각 사용자에 대한 단일 클러스터(single-cluster)를 생성한다. We create a single cluster (single-cluster) for each user. 케이스 연구로서, 우리는 0.5λ 요소 간격을 갖는, 전송기에서 균일한 선형 어레이(uniform linear array; ULA)의 NLOS 채널들을 가정한다. As case study, we have the 0.5λ spacing element, a uniform linear array at the transmitter; assume a NLOS channel in the (uniform linear array ULA). 2-사용자 시스템의 경우에 있어, 우리는 제1 및 제2 사용자에 대한 각각의 평균 도래각(AOA1 및 AOA2)을 구비한 클러스터를 시뮬레이션한다. 2 in the case of the user's system, we simulate the cluster having a first and second respective mean arrival for each user (AOA1 and AOA2). 상기 AOA들은 둘 이상의 사용자들이 시스템에 있을 때, 우리는 범위[-φ mm ]의 균일하게 이격된 평균 AOA들을 구비한 사용자들의 클러스터들을 생성하며, 여기서 우리는 사용자들의 수인 K를 갖고 다음과 같이 정의하며, The AOA are when two or more users to be in a system, we range and generate a cluster of a user having an average AOA uniformly spaced in [-φ m, φ m], where we have a number K of users, and then and defined as follows,

Figure 112015010005017-pat00050
는 사용자들의 평균 AOA들 간의 각 분리이다. Is the angle of separation between average AOA of users.

Figure 112015010005017-pat00051

상기 각도 범위[-φ mm ]는 상기 ULA의 가로 방향에 해당하는 0°에서 센터링된다는 것을 유의한다. The angle range [-φ m, φ m] It is noted that the centering of 0 ° corresponding to the transverse direction of the ULA. 이하에서, 우리는 채널 각 확산(AS) 및 사용자들 사이의 각 분리의 함수로, BD와 ASel 전송 체제들과 다양한 사용자들 수를 갖는 DIDO 시스템들의 BER성능을 연구한다. In the following, we channel as a function of each diffusion angle separation between the (AS) and a user, the study the BER performance of the BD and ASel transmission system and DIDO system having a number of various users.

도 33은 다양한 AS의 값에 의해, 동일한 각 방향(이를 테면, 상기 ULA의 가로 방향에 대해 AOA1=AOA2=0°)에서 위치된 두 개의 사용자들에 대한 BER 대 사용자별 평균 SNR을 도시한다. 33 shows the BER for the user area, the average SNR for the two users located in the same angular orientation (AOA1 = AOA2 = 0 ° to the transverse direction of the ULA temyeon it) by the value of the different AS. 상기 AS가 상기 BER 성능을 증가시킴에 따라 향상되고 상기 iid 케이스에 근접하는 것을 볼 수 있다. Wherein the AS can be improved by increasing the BER performance, it can be seen that close to the iid case. 사실상, AS가 더 높을수록 통계학적으로 상기 두 개의 사용자들의 고유모드들 사이의 오버랩핑은 더 적어지고 BD 프리코더의 성능은 더 좋아지게 한다. In fact, as the AS is higher statistically the overlap between the eigenmodes of the two users is becoming less performance of the BD precoder should be better.

도 34는 도 33과 유사한 결과들을 나타내나, 사용자들간 더 높은 각 분리를 갖는다. 34 is shown and the results similar to Fig. 33, each have a separate higher among users. 우리는 AOA1=0°및 AOA2-90°(이를 테면, 90°각 분리)를 고려한다. We consider the AOA1 = 0 ° and AOA2-90 ° (For instance, 90 ° for each isolate). 최상 성능은 낮은 AS 케이스에서 달성된다. Best performance is achieved at a lower AS case. 사실상, 높은 각 분리의 경우에 있어, 상기 각 분리가 낮을 때 사용자들의 고유 모드들간 오버랩핑이 더 적다. In fact, in the case of high each separation, wherein each separated by a user-specific mode among the overlapping it is less at low. 흥미롭게도, 우리는 낮은 AS에서의 BER 성능이 언급된 동일한 이유들로 iid 채널들보다 더 좋은 것으로 관측된다. Interestingly, we observed to be better than the iid channels to the same reason, the BER performance at low AS mentioned.

다음, 우리는 다양한 상관성 시나리오들에서 10 -2 의 목표 BER에 대한 SNR 임계값들을 계산한다. Next, we compute the SNR threshold for a target BER of 10-2 at different correlation scenario. 도 35는 다양한 값들의 사용자들의 평균 AOA들에 대한 AS의 함수로서 상기 SNR 임계값들을 구성한다. Figure 35 constitute the SNR threshold as a function of the AS for the average user of a variety of AOA values. 낮은 사용자들의 각 분리에 있어, 합리적인 SNR 조건(이를 테면, 18dB)을 갖는 신뢰할 수 있는 전송은 높은 AS에 의해 특성화된 채널들에서만 가능하다. For each separation of low user, transmitting the trusted having a reasonable SNR conditions (such as, 18dB) is possible only in the characterized by high AS channel. 한편, 상기 사용자들이 공간적으로 분리되면, 동일한 목표 BER을 충족시키는데 더 적은 SNR이 요구된다. On the other hand, if the users are spatially separated, to meet the same target BER is required to have less SNR.

도 36은 5개의 사용자들로 이루어진 경우에 대한 SNR 임계값을 나타낸다. Figure 36 illustrates the SNR threshold for a case made up of five user. 상기 사용자들의 평균 AOA들은 다양한 값들의 각 분리 AOA average of the separation of the various users, each value

Figure 112015010005017-pat00052
로 된 식(13)의 정의에 따라 생성된다. It is generated according to the definition of the formula (13) with. 우리는 We are
Figure 112015010005017-pat00053
= 0°이고 AS < 15°일 때, BD는 사용자들 사이에 작은 각 분리로 인해 저조하게 수행하며, 상기 목표 BER은 만족하지 않는 것으로 관측된다. When = 0 ° and AS <15 °, BD is performed in the low due to the small separation between each user and the target BER is observed to be not satisfactory. AS를 증가시키기 위해 고정된 목표 BER을 충족시키기 위한 조건은 저하된다. Condition to meet the target BER fixed to increase the AS is degraded. 한편, Meanwhile,
Figure 112015010005017-pat00054
= 30°일 때, 최소 SNR 조건은 도 35에 결과들에 대해 계속 낮은 AS에서 획득된다. = 30 ° one time, the minimum SNR conditions is obtained from the still low AS for the results in Fig. AS가 증가함에 따라, 상기 SNR 임계값들은 iid 채널들 중 하나로 포화된다. As the AS is increased, the SNR threshold values ​​are saturated in one of the iid channel. 5개의 사용자들에 의한 By the five user
Figure 112015010005017-pat00055
= 30°은 [-60°, 60°]의 AOA 범위에 해당하며, 이는 120°의 섹터화된 셀들을 갖는 셀룰러 시스템들의 기지국에선 전형적이다. = 30 ° corresponds to the AOA range of [-60 °, 60 °], which is typical of In a cellular system with cells of the 120 ° sectored base station.

다음, 우리는 공간적으로 상관 있는 채널들에서 ASel 전송 체제의 성능을 연구한다. Next, we study the performance of ASel transmission system in which a spatially correlated channels. 도 37은 두 개의 사용자 경우에 1 및 2개의 추가 안테나들을 갖는 BD 및 ASel의 SNR 임계값을 비교한다. Figure 37 compares the SNR threshold of the BD and ASel having one and two additional antenna in the case of two users. 우리는 사용자들간 2개의 다른 각 분리의 경우를 고려한다:{AOA1=0°, AOA2=0°} 및 {AOA1=0°, AOA2=90°}. We consider the case between the two different separate each user: {AOA1 = 0 °, AOA2 = 0 °} and {AOA1 = 0 °, AOA2 = 90 °}. BE 체제에 대한 곡선들(이를 테면, 안테나 선택 안 함)은 도 35와 동일하다. The curve for the BE system (temyeon this, disable the antenna selection) are the same as in Figure 35. 우리는 ASel이 높은 AS에 대해, 각각 1 및 2개의 추가 안테나들에 의해 8dB 및 10dB SNR 이득을 야기하는 것으로 관측된다. We are observed as for the high ASel AS, respectively, leading to 8dB and 10dB SNR gain by the first and second additional antenna. 상기 AS가 감소함에 따라, BD를 거친 ASel로 인한 이득이 MIMO 방송 채널에서 감소된 수의 자유도로 인해 더 작아지게 된다. As the AS is reduced, and the gain due to the BD rough ASel be smaller because of the degree of freedom of the number reduced in the MIMO broadcast channel. 흥미롭게도, AS=0°(이를 테면, LOS 채널에 가까운) 및 {AOS1=0°, AOA2=90°}인 경우, ASel은 공간 영역에서 다이버시티 덕분에 어떠한 이득도 제공하지 않는다. Interestingly, in the case of AS = 0 ° (For instance, the closer to the LOS channel) and {AOS1 = 0 °, AOA2 = 90 °}, ASel does not provide any benefit to the diversity due to the spatial domain. 도 38은 도 37과 유사한 결과들을 나타내나, 5개의 사용자 경우이다. 38 is shown a result similar to that of FIG 37 or, in the case of five users.

우리는 BD 및 ASel 전송 체제들 둘 다에 대해, 시스템(M)에서 사용자들 수의 함수로 (통상 10 -2 의 목표 BER을 가정한) SNR 임계값들을 계산한다. We compute the BD and ASel transmission systems, both for the (assuming a target BER of usually 10 -2) on the system (M) as a function of the number of users SNR threshold. 상기 SNR 임계값들은 평균 SNR에 해당되어, 총 전송 전력이 소정의 M으로 일정하다. The SNR threshold may be equivalent to the average SNR, the total transmission power is constant at a predetermined M. 우리는 방위각 범위[-φ mm ]=[-60°, 60°] 내에서 각 사용자의 클러스터의 평균 AOA들 간에 최대 분리를 가정한다. We azimuth range [-φ m, φ m] = - and assumes a maximum average separation between the AOA of each user of a cluster in the [60 °, 60 °]. 그 후, 사용자들간 각 분리는 Then, the user between each separation

Figure 112015010005017-pat00056
=120°/(M-1)이다. A = 120 ° / (M-1).

도 39는 다양한 값들의 AS를 갖는 BD 체제에 대한 SNR 임계값들을 나타낸다. Figure 39 shows the SNR threshold for a BD system having AS of the various values. 우리는 최저 SNR 조건은 사용자들간 큰 각 분리로 인해, 상대적으로 적은 사용자 수(이를 테면, K≤20)에 의해 AS=0.1°(이를 테면, 낮은 각 확산)일 때 획득되는 것으로 관측된다. We are observed to be obtained when the lowest SNR conditions, due to the large separation between each user, the number of relatively small user (such as, K≤20) AS = 0.1 ° (For instance, the low angle diffused) by the. 하지만, M > 50일 때, However, M> when the 50 days,

Figure 112015010005017-pat00057
가 매우 작고 BD가 비현실적이므로, 상기 SNR 조건은 40dB 이상이다. It is very small because it is impractical BD, the SNR conditions is at least 40dB. 게다가, AS > 10°일 때 상기 SNR 임계값은 거의 소정 M으로 일정하게 존재하고, 공간적으로 상관 있는 채널들에서의 DIDO 시스템은 iid 채널들의 성능에 근접한다. In addition, AS> 10 ° when the SNR threshold is almost DIDO system in a channel correlation that exists in a predetermined constant with M, and is spatially close to the performance of the iid channel.

상기 SNR 임계값들의 값을 줄이고 상기 DIDO 시스템의 성능을 향상시키기 위해, 우리는 ASel 전송 체제를 적용한다. Reduce the value of the SNR threshold in order to improve the performance of the DIDO system, we must apply the ASel transmission system. 도 40은 1 및 2개의 추가 안테나들을 갖는 BD 및 AS디에 대해 AS=0.1°에 의해 공간적으로 상관 있는 채널들에서의 SNR 임계값들을 도시한다. Figure 40 illustrates the SNR threshold in the channel correlation in space by AS = 0.1 ° for the BD and AS-di having one and two additional antenna. 또한, 참조를 위해, 우리는 도 32에 도시된 iid 경우에 대한 곡선을 보고한다. In addition, for reference, we reported the curves for the iid case shown in Fig. 낮은 사용자들 수(이를 테면, M≤10)에 대해, 안테나 선택은 상기 DIDO 방송 채널에서 다이버시티의 부족으로 인해 상기 SNR 조건을 더 감소시키지 않을 수 없다. Be low for a user (such as, M≤10), antenna selection can not be not further reduce the SNR conditions, due to the lack of diversity in the DIDO broadcast channel. 사용자들 수가 증가함에 따라, 다중 사용자 다이버시티로부터의 ASel 장점은 SNR 이득(이를 테면, M=20일 경우 4dB)을 초래한다. As the user of the increase in the number, ASel benefit from multi-user diversity gain is SNR (in the case, M = 20 il temyeon this 4dB) results in a. 게다가, M≤20일 경우, 매우 공간적으로 상관 있는 채널들에서 1 또는 2개의 추가 안테나들을 갖는 ASel의 성능은 동일하다. In addition, when one M≤20, ASel performance of having one or two additional antennas in which the channel correlation is very spatially are the same.

그 후, 우리는 두 개 이상의 채널 시나리오들에 대한 SNR 임계값들을 계산한다: 도 41에서 AS=5°이고, 도 42에서 AS=10°이다. Then, we compute the SNR threshold for the two or more channel scenario: and in Figure 41 AS = 5 °, is an AS = 10 ° at 42. 또한, 도 41은 큰 각 분산으로 인해, 도 40과는 반대로, ASel이 상대적으로 작은 수의 사용자들(이를 테면, M≤10)에 대한 SNR 이득들을 야기한다. Further, Figure 41 is to cause the SNR gains for the large variance due to each, as opposed to the Figure 40, ASel a relatively small number of users (such as, M≤10). AS=10°일 경우, 상기 SNR 임계값들은 도 42에 보고된 바와 같이, ASel이 더 높게 얻으므로 이득들이 더 줄어든다. If AS = 10 °, as the SNR thresholds in Figure 42 looking gains are further reduced because the ASel obtain higher.

결국, 우리는 지금까지 상관 있는 채널들에 제시된 결과들을 요약한다. Finally, we summarize the results presented in the channels that matter so far. 도 43 및 도 44는 BD 및 ASel 체제들에 대한 사용자들 수(M)와 각 분산(AS)의 함수로 상기 SNR 임계값들을 나타낸다. 43 and 44 illustrates the SNR threshold, the user as a function of the number (M) and each dispersion (AS) for the BD and ASel system. AS=30°일 경우 사실상 iid 채널들에 해당하고,우리는 단지 그래프 표현에 대한 구성으로 이러한 AS값을 사용한다는 것을 유의한다. Corresponds to the fact iid channel if AS = 30 ° and we have noted that only the configuration for the graphical representation using these AS value. 우리는 BD가 채널 공간 상관성에 영향을 받는 반면, ASel은 소정의 AS에 대해 거의 동일한 성능을 초래하는 것으로 관측된다. We while BD is affected by the correlation between the channel space, ASel is observed to result almost the same performance for a given AS. 게다가, AS=0.1°인 경우, ASel은 낮은 M에 대해 BD와 마찬가지로 수행하며, 반면에 큰 M(이를 테면, M≥20)에 대해서는 다중 사용자 다이버시티로 인해 BD를 능가한다. In addition, if the AS = 0.1 °, ASel surpasses the BD due to multi-user diversity and for performing like the BD for low M, while large M (, M≥20 temyeon them) on.

도 49는 SNR 임계값에 대해 다양한 DIDO 체제들의 성능을 비교한다. Figure 49 compares the performance of various DIDO system for the SNR threshold. 상기 DIDO 체제들은 다음이 고려된다: BD, ASel, 고유모드 선택(BD-ESel)을 갖는 BD 및 최대비 결합(maximum ratio combining; MRC). The DIDO system are the followings are considered: BD, ASel, having a specific mode selection (BD-ESel) BD and the maximum ratio combining (maximum ratio combining; MRC).

MRC는 (다른 방법들과 달리) 전송기에서 간섭을 사전 소거하지 않으나, 사용자들이 공간적으로 분리된 경우 더 큰 이득을 제공한다는 것을 유의한다. MRC is (in contrast with other methods), but not pre-canceling interference from the transmitter, it is noted that the user will provide a larger gain when spatially separated. 도 49에서, 우리는 두 개의 사용자들이 전송 어레이의 가로 방향으로부터 각각 -30° 및 30°에 위치될 때 DIDO N×2 시스템들에 대해 목표 BER=10 -2 에 대한 상기 SNR 임계값을 구성한다. In Figure 49, we have two users constituting the SNR threshold for a target BER = 10 -2 for the DIDO N × 2 system when positioned at -30 ° and 30 ° respectively from a horizontal orientation of the transmit array . 우리는 낮은 AS에 있어, 상기 MRC 체제는 상기 사용자들의 공간 채널들이 잘 분리되고 사용자 간 간섭의 효과가 낮으므로 다른 체제들에 비해 3dB 이득을 제공하는 것으로 관측된다. We are in the low AS, the MRC system, so well separated that spatial channel of the user is low, the effect of the interference between the users is observed to provide a 3dB gain compared with the other systems. DIDO N×2를 걸친 MRC의 이득은 어레이 이득 때문임을 주의한다. A gain of over 2 × N DIDO MRC is noted that due to the array gain. 20°보다 큰 AS에 있어, QR-Asel 체제는 다른 것을 능가하고, 선택 안 함에 의한 BD 2×2에 비해 약 10dB 이득을 초래한다. In greater than 20 ° AS, QR-Asel system results in a gain of about 10dB compared to BD 2 × 2 as surpassed by anything else, and not selected. QR-ASel 및 BD-ESel은 소정 값의 AS에 대해 약 동일한 성능을 제공한다. QR-ASel and BD-ESel provides approximately the same performance for the AS of the given value.

DIDO 시스템들에 대한 신규한 적응형 전송 기술이 상기에 기술된다. A novel adaptive transmission technique for DIDO system is described in the above. 이 방법은 고정 목표 오차율에 대한 처리율을 향상시키기 위해 다양한 사용자들에 대한 DIDO 전송 모드들 사이를 동적으로 스위칭한다. The method for dynamic switching between DIDO transmission mode for the various users in order to improve the throughput for fixed target error rate. 다차 DIDO 시스템들의 성능이 다양한 전파 조건들에서 측정되고, 처리율에 있어 상당한 이득들이 상기 전파 조건들의 함수로 상기 DIDO 모드들과 사용자들 수를 동적으로 선택함으로써 달성될 수 있는 것으로 관측된다. Multiple order and measured in a variety of propagation conditions of performance DIDO system, is observed that significant gains in throughput may be achieved by dynamically selecting the number of said DIDO mode and the user as a function of the propagation conditions.

III. III. 주파수 및 위상 오프셋의 사전 보상 Pre-compensation of the frequency and phase offset

a. a. 배경기술 BACKGROUND

이전에 기술된 바와 같이, 무선 통신 시스템들은 정보를 전달하기 위해 반송파들을 사용한다. As described previously, wireless communication systems use a carrier to convey information. 이러한 반송파들은 통상 전송될 정보에 응답하여 변조된 진폭 및/또는 위상인 정현파이다. These carriers are the amplitude and / or phase modulation of a sine wave in response to the information to be transmitted normally. 상기 정현파의 공칭 주파수(nominal frequency)가 상기 반송 주파수로 알려져 있다. The nominal frequency (nominal frequency) of the sine wave is known as the carrier frequency. 이러한 파형을 생성하기 위해, 전송기는 하나 이상의 정현파를 합성하고 규정된 반송 주파수에 정현파를 실은 변조된 신호를 생성하기 위해 상향변환을 사용한다. To generate these waveforms, the transmitter uses an up-conversion to generate a synthesized sine wave and at least one chamber modulates the sine wave to a prescribed carrier frequency signal. 이는 상기 신호가 반송파에 대해 또는 다중 상향변환 단계를 통해 직접 변조되는 경우 직접 변환을 통해 수행될 수 있다. This may be done through direct conversion when the signal is directly modulated through up-conversion or a multiple step for the carrier. 이러한 파형을 처리하기 위해, 수신기는 수신된 RF 신호를 복조하여 효과적으로 변조 반송파를 제거해야 한다. To handle this waveform, the receiver should effectively remove the modulated carrier wave and demodulates the received RF signal. 이는 상기 수신기가 하향변환으로 알려진, 상기 전송기에서 변조 과정과 반대로 하나 이상의 정현파 신호들을 합성하는 것을 요한다. This requires that the receiver is a synthetic one or more sinusoidal signals known as down-conversion, and modulation process in the transmitter is reversed. 불행하게도, 상기 전송기 및 수신기에서 생성된 상기 정현파 신호들은 다양한 기준 발진기들로부터 나온다. Unfortunately, with the sinusoidal signal generated by the transmitter and receiver are come from a variety of reference oscillator. 기준 발진기가 없으면 완벽한 주파수 기준을 생성할 수 없다; If the reference oscillator can not produce a complete reference frequency; 실제 진정한 주파수로부터 소정의 편차가 항상 있다. There is always a certain deviation from the actual real frequency.

무선 통신 시스템들에 있어, 상기 전송기 및 수신기들에서 상기 기준 발진기들의 출력들에서의 차이들은 수신기에서 반송 주파수 오프셋, 또는 단순히 주파수 오프셋으로 알려진 현상을 생성한다. In wireless communication systems to generate a phenomenon known differences in the carrier frequency offset, or simply the frequency offset at the receiver at the output of the reference oscillator in the transmitter and receiver. 이는 더 높은 비트 오차율과 더 낮은 처리율을 초래하여 수신된 신호에서 왜곡을 생성한다. This produces a higher bit error rate and further distortion in the received signal results in a low throughput.

반송 주파수 오프셋을 다루는 다양한 기술들이 있다. There are a variety of techniques dealing with the carrier frequency offset. 대부분의 접근 방법들은 수신기에서 반송 주파수 오프셋을 추정하고, 그 후 반송 주파수 오프셋 정정 알고리즘을 적용한다. Most of the approaches are estimates the carrier frequency offset in the receiver, and then apply the carrier frequency offset correction algorithm. 상기 반송 주파수 오프셋 추정 알고리즘은 오프셋 QAM(T. Fusco 및 M. Tanda의 "Blind Frequency-offset Estimation for OFDM/OQAM Systems", Signal Processing, IEEE Transactions on[Acoustics, Speech, and Signal Processing, IEEE Transactions on도 참조], vol. 55, pp. 1828-1838, 2007년); The carrier frequency offset estimation algorithm, offset QAM (T. M. Fusco and Tanda of "Blind Frequency-offset Estimation for OFDM / OQAM Systems", Signal Processing, IEEE Transactions on [Acoustics, Speech, and Signal Processing, IEEE Transactions on Fig. .. see], vol 55, pp 1828-1838, 2007 years); 주기적 속성들(E. Serpedin, A. Chevreuil, GB Giannakis, 및 P. Loubaton의 "Blind channel and carrier frequency offset estimation using periodic modulation precoderss", Signal Processing, IEEE Transactions on [Acoustics, Speech, and Signal Processing, IEEE Transactions on도 참조], vol. 48, no. 8, pp. 2389-2405, 2000년 8월); Periodically attributes (E. Serpedin, A. Chevreuil, GB Giannakis, and P. Loubaton of "Blind channel and carrier frequency offset estimation using periodic modulation precoderss", Signal Processing, IEEE Transactions on [Acoustics, Speech, and Signal Processing, IEEE ... Transactions on FIG], vol 48, no 8, pp 2389-2405, August 2000); 또는 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 구조 방법들에서의 사이클릭 프리픽스(JJ van de Beek, M. Sandell, 및 PO Borjesson의 "ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems" Signal Processing, IEEE Transactions on [Acoustics, Speech, and Signal Processing, IEEE Transactions on도 참조], vol. 45, no. 7, pp. 1800-1805, 1997년 7월; U. Tureli, H. Liu, 및 MD Zoltowski의 "OFDM blind carrier offset estimation: ESPRIT", IEEE Trans. Commun., vol. 48, no.9, pp. 1459-1461, 2000년 9월; M. Luise, M. Marselli, 및 ㄲ. Reggiannini의 ":Low-complexity blind carrier frequency recovery for OFDM signals over frequency-selective radio channels", IEEE Trans. Commun., vol. 50, no. 7, pp. 1182-1188, 2002년 7월)을 사용하여 블라인드될 수 있다. Or cyclic in orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) method prefix structure (JJ van de Beek, M. Sandell, and PO Borjesson of "ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems" Signal Processing, IEEE Transactions on [Acoustics , Speech, and Signal Processing, IEEE Transactions on FIG], vol 45, no 7, pp 1800-1805, July 1997;... U. Tureli, H. Liu, and MD Zoltowski of "blind OFDM carrier offset estimation: ESPRIT "....., IEEE Trans Commun, vol 48, no.9, pp 1459-1461, September 2000; M. Luise, M. Marselli, and ㄲ of Reggiannini": Low-complexity blind carrier frequency. recovery for OFDM signals over frequency-selective radio channels ", IEEE Trans. Commun, vol. 50, no. 7, pp. 1182-1188 can be blind using, July 2002).

대안적으로, 특별 훈련 신호들이 반복 데이터 기호(PH Moose의 "A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction", IEEE Trans. Commun., vol. 42, no. 10, pp. 2908-2914, 1994년 10월); Alternatively, a special training signals are repeated data symbols (PH "A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction", IEEE Trans. Commun. Of Moose, vol. 42, no. 10, pp. 2908-2914, 1994 years October); 두 개의 다른 기호들(TM Schmidl 및 DC Cox의 "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Commun., vol. 45, no. 12, pp. 1613-1621, 1997년 12월); Two different symbols (..... TM Schmidl and Cox of the DC "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans Commun, vol 45, no 12, pp 1613-1621, December 1997); 또는 주기적으로 삽입된 공지된 기호 시퀀스들(M. Luise 및 R. Reggiannini의 "Carrier frequency acquisition and tracking for OFDM systems", IEEE Trans. Commun., vol. 44, no. 11, pp. 1590-1598, 1996년 11월)을 포함하여 이용될 수 있다. Or periodic the known symbol sequence by inserting (M.. Luise and R. Reggiannini of "Carrier frequency acquisition and tracking for OFDM systems", IEEE Trans. Commun, vol. 44, no. 11, pp. 1590-1598, November 1996) and can be used including. 상기 정정은 아날로그에서 또는 디지털에서 발생할 수 있다. The correction may occur in the digital or in the analog. 또한, 상기 수신기는 오프셋을 제거하기 위해 상기 전송된 시호를 사전 정정하도록 반송 주파수 오프셋 추정을 사용할 수 있다. In addition, the receiver may transmit the above BFL may be a carrier frequency offset estimate to pre-correction in order to remove the offset. 반송 주파수 오프셋 정정은 주파수 오프셋에 대한 그 민감성으로 인해 다중반송파 및 OFDM 시스템들에 대해 폭넓게 연구되어 왔다(JJ van de Beek, M. Sandell, 및 PO Borjesson의 "ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems", Signal Processing, IEEE Transactions on [Acoustics, Speech, and Signal Processing, IEEE Transactions on도 참조], vol. 45, no. 7, pp. 1800-1805, 1997년 7월; U. Tureli, H. Liu, 및 MD Zoltowski의 "OFDM blind carrier offset estimation: ESPRIT", IEEE Trans. Commun., vol. 48, no 12, pp. 1613-1621, 1997년 12월; M. Luise, M. Marselli, 및 R. Reggiannini의 "Low-complexity blind carrier frequency recovery for OFDM signals over frequency-selective radio channels", IEEE Trans. Commun., vol. 50, no. 7, pp. 1182-1188, 2002년 7월). The carrier frequency offset correction due to the sensitivity to frequency offset has been studied extensively for the multi-carrier and OFDM system (JJ van de Beek, M. Sandell, and PO Borjesson of "ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems ", Signal Processing, IEEE Transactions on [Acoustics, Speech, and Signal Processing, IEEE Transactions on FIG], vol 45, no 7, pp 1800-1805, July 1997;... U. Tureli, H. Liu ..., and MD Zoltowski of "OFDM blind carrier offset estimation: ESPRIT", IEEE Trans Commun, vol 48, no 12, pp 1613-1621, December 1997; M. Luise, M. Marselli, and R. "Low-complexity blind carrier frequency recovery for OFDM signals over frequency-selective radio channels", IEEE Trans. Commun., vol. 50, no. 7, pp. 1182-1188, July 2002) Reggiannini.

주파수 오프셋 추정 및 정정은 다중-안테나 통신 시스템들 또는 보다 일반적으로 MIMO(multiple input multiple outjput; 다중 입력 다중 출력) 시스템들에서 중요한 논제이다. Frequency offset estimation and correction of a multi-antenna communication systems, or more generally, MIMO (multiple input multiple outjput; multiple-input multiple-output), is an important topic in the system. MIMO 시스템들에서, 전송 안테나들이 하나의 주파수 기준에 잠기고(locked), 수신기들이 또 다른 주파수 기준에 잠길 경우, 상기 전송기와 수신기 사이에 단일 오프셋이 존재한다. In a MIMO system, transmit antennas is locked to a single frequency reference (locked), when the receiver are locked to another reference frequency, and there is a single offset between the transmitter and the receiver. 몇몇 알고리즘들은 훈련 신호들을 사용하여 이러한 문제를 다루기 위해 제안되어 왔다(K. Lee 및 J. Chun의 "Frequency-offset estimation for MIMO 및 OFDM systems using orthogonal training sequences, IEEE Trans. Veh. Technol., vol. 56, no. 1, pp. 146-156, 2007년 1월; M. Ghogho 및 A. Swami의 "Training design for multipath channel and frequency offset estimation in MIMO systems", Signal Processing, IEEE Transactions on [Acoustics, Speech, and Signal Processing, IEEE Transactions on도 참조], vol. 54, no 10, pp. 3957-3965, 2006년 10월, 및 adaptive tracking C. Oberli 및 B. Daneshrad의 "Maximum likelihood tracking algorithms for MIMOOFDM", in Communications, 2004년, IEEE International Conference on, vol. 4, 2004년 6월 20-24, pp. 2468-2472). 더 심각한 문제는 상기 전송 안테나들이 상기 동일 주파수 기준에 잠기지 않지만, 상기 수신 안테나들은 함께 잠길 경우의 MIMO 시스템들에서 접하게 된다. 이 Some algorithms using training signals have been proposed to address these issues (K. Lee and J. Chun of "Frequency-offset estimation for MIMO and OFDM systems using orthogonal training sequences, IEEE Trans. Veh. Technol., Vol. .. 56, no 1, pp 146-156, January 2007; M. Ghogho and A. Swami of the "Training design for multipath channel and frequency offset estimation in MIMO systems", Signal Processing, IEEE Transactions on [Acoustics, Speech , and Signal Processing, IEEE Transactions on FIG], vol. 54, no 10, pp. 3957-3965, October 2006, and the adaptive tracking C. Oberli and B. Daneshrad "Maximum likelihood tracking algorithms for MIMOOFDM" of in Communications, 2004 year,. IEEE International Conference on, vol 4, June 2004, 20-24, pp. 2468-2472). more serious problem but the transmitting antennas are locked to the same frequency reference, the receiving antennas If it locks into contact with in the MIMO system. the 실제로 공간 분할 다중 접속(SDMA) 시스템의 상향링크에서 발생하며, 이는 상기 다양한 사용자들이 다양한 전송 안테나들에 상응하는 경우의 MIMO 시스템으로 여겨질 수 있다. 이 경우에, 주파수 오프셋의 보상이 훨씬 더 복잡하게 된다. 자세하게, 상기 주파수 오프셋은 다양한 전송된 MIMO 스트림들 간의 간섭을 생성한다. 이는 복합식 결합 추정 및 등화(equalization) 알고리즘들(A. Kannan, TP Krauss, 및 MD Zoltowski의 "Separation of cochannel signals under imperfect timing and carrier synchronization", IEEE Trans. Actually it occurs in the uplink of the space division multiple access (SDMA) system, which can be regarded as a MIMO system, in the case corresponding to a variety of the various users transmit antennas. In this case, the more complicated compensation of the frequency offset It is. in detail, the frequency offset to produce the interference between the various transport streams of MIMO, which the complex expressions combined estimation and equalizer (equalization) algorithm (A. Kannan, TP Krauss, and MD Zoltowski of "Separation of cochannel signals under imperfect timing and carrier synchronization ", IEEE Trans. Veh. Veh. Technol., vol. Technol., Vol. 50, no. 50, no. 1, pp. 1, pp. 79-96, 2001년 1월), 및 주파수 오프셋 추정에 따른 등화(T. Tang andR. W. Heath의 "Joint frequency offset estimation and interference cancellation for MIMO-OFDM 시스템들 [mobile radio]", 2004년, VTC2004-Fall. 2004 IEEE 60 th Vehicular Technology Conference, vol. 3, pp. 1553-1557, 2004년 9월 26-29; X. Dai의 "Carrier frequency offset estimation for OFDM/SDMA systems using consecutive pilots", IEEE Proceedings-Communications, vol. 152, pp. 624-632, 2005년 10월 7일). 79-96, January 2001), and equalization of the frequency offset estimation (T. Tang andR. Of W. Heath "The Joint frequency offset estimation and interference cancellation for MIMO-OFDM System [mobile radio]", 2004 year, ... VTC2004-Fall 2004 IEEE 60 th Vehicular Technology Conference, vol 3, pp 1553-1557, September 2004, 26-29; X. Dai's "Carrier frequency offset estimation for OFDM / SDMA systems using consecutive pilots", IEEE Proceedings-Communications, vol. 152, pp. 624-632, October 7, 2005). 일부 작업은 잔여 위상 오프셋들이 추정되고 주파수 오프셋 추정 후 보상되는 경우, 잔여 위상 오프-셋과 추적율 관련 문제를 다루나, 이러한 작업은 SDMA OFDMA 시스템의 상향링크를 고려할뿐이다(L. Haring, S. Bieder, 및 A. Czylwik의 "Residual carrier and sampling frequency synchronization in multiuser OFDM systems", 2006년. VTC 2006년-4월. IEEE 63rd Vehicular Technoloty Conference, vol. 4, pp. 1937-1941, 2006년). Some work is the residual phase offset that is estimated and compensated for after the estimated frequency offset, the residual phase offset and the tracking rate Problems Luna, this operation is only to consider the uplink of SDMA OFDMA system (L. Haring, S. Bieder, and A. Czylwik "Residual carrier and sampling frequency synchronization in multiuser OFDM systems", years. VTC 2006 2006 -4 years. IEEE 63rd Vehicular Technoloty Conference, vol. 4, pp. 1937-1941, 2006). MIMO 시스템들에서 가장 심각한 경우는 모든 전송 및 수신 안테나들이 다양한 주파수 기준들을 가질 때 발생한다. The most serious in the MIMO system is generated when all the transmit and receive antennas have different frequency references. 이 주제에 대한 단지 이용가능한 작업은 평평한 페이딩 채널들에서 추정 오차의 점근적 분석(asymptotic analysis)을 다룰 뿐이다(O. Besson 및 P. Stoica의 "On parameter estimation of MIMO flat-fading channels with frequency offsets", Signal Processing, IEEE Transactions on [Acoustics, Speech, and Signal Processing, IEEE Transactons on도 참조], vol. 51, no. 3, pp. 602-613, 2003년 3월). Available only work on this topic is only dealing with the asymptotic analysis of estimation error (asymptotic analysis) in a flat fading channel (O. Besson and P. Stoica "On parameter estimation of MIMO flat-fading channels with frequency offsets" of , Signal Processing, IEEE Transactions on [see also Acoustics, Speech, and Signal Processing, IEEE Transactons on], vol. 51, no. 3, pp. 602-613, March 2003).

상당히 연구되지 않았던 경우는 MIMO 시스템의 다양한 전송 안테나들이 동일한 주파수 기준을 갖지 않고, 수신 안테나들이 독립적으로 신호들을 처리할 때 발생한다. If it is not quite study without the various transmit antennas of the MIMO system having the same frequency standard, it occurs when the receive antennas are to be processed the signals independently. 이는 문헌에서 상기 MIMO 방송 채널로도 불리는, 분산형 입력 분산형-출력(DIDO) 통신 시스템으로 알려진 것에서 일어난다. This is the MIMO broadcast channel, also referred to, distributed type distributed in the literature - takes place in what is known as an output (DIDO) communication system. DIDO 시스템들은 종래 SISO 시스템들과 동일한 무선 자원들(이를 테면, 동일한 슬롯 주기 및 주파수 대역)을 이용하는 반면, 하향링크 처리율을 향상시키기 위해 다중 사용자들에게 (사전부호화를 통해) 병렬 데이터 스트림들을 전송하는 분산형 안테나들을 갖춘 하나의 액세스 포인트로 구성된다. DIDO system are conventional SISO system, and the same wireless resources (such as, the same slot period and frequency band) using the other hand, (through the pre-coding) to multiple users in order to improve the downlink throughput of transmitting the parallel data streams It consists of an access point with the distributed antenna. DIDO 시스템들의 상세 설명은 SG Perlman 및 T. Cotter의 "System and method for distributed input-distributed output wireless communications", 미국 특허 출원 제20060023803호, 2004년 7월에 제시되었다. Details of DIDO system was presented to the SG Perlman and T. Cotter of "System and method for distributed input-distributed output wireless communications", US Patent Application No. 20060023803, in July 2004. DIDO 프리코더들을 구현하기 위한 많은 방법들이 있다. There are many ways to implement DIDO precoders. 한 해결방안으로 예를 들어, Q. h. For example, as a solution, Q. h. Spencer, AL Swindlehurst, 및 M. Haardt의 "Zero-forcing methods for downlink spatial multiplexing in multiuser MIMO channels", IEEE Trans. Spencer, AL Swindlehurst, and M. Haardt in "Zero-forcing methods for downlink spatial multiplexing in multiuser MIMO channels", IEEE Trans. Sig. Sig. Proc., vol. Proc., Vol. 52, pp. 52, pp. 461-471, 2004년 2월; 461-471, February 2004; KK Wong, RD Murch, 및 KB Letaief의 "A joint-channel diagonalization for multiuser MIMO antenna systems", IEEE Trans. Wong KK, RD Murch, and KB Letaief of "A joint-channel diagonalization for multiuser MIMO antenna systems", IEEE Trans. Wireless Comm., vol. Wireless Comm., Vol. 2, pp. 2, pp. 773-786, 2003년 7월; 773-786, July 2003; LU Choi 및 RD Murch의 "A transmit preprocessing technique for multiuser MIMO systems using a decomposition approach"의 IEEE Trans. Choi the LU and RD Murch "A transmit preprocessing technique for multiuser MIMO systems using a decomposition approach" in IEEE Trans. Wireless Comm., vol. Wireless Comm., Vol. 3, pp. 3, pp. 20-24, 2004년 1월; 20-24, January 2004; IEEE Trans. IEEE Trans. Sig. Sig. Proc., 2005년 9월에 공개가 허용된 Z. Shen, JG Andrews, RW Heath, 및 BL Evans의 "Low complexity user selection algorithms for multiuser MIMO systems with block diagonalization"; . Proc, the public is permitted in September 2005. Z. Shen, JG Andrews, RW Heath, and BL Evans of "Low complexity user selection algorithms for multiuser MIMO systems with block diagonalization"; IEEE Trans. IEEE Trans. Wireless Comm., 2005년 10dnjfp 제출된 Z. Shen, R. Chen, JG Andrews, RW Heath, 및 BL Evans의 "Sum capacity of multiuser MIMO broadcast channels with block diagonalization"; . Wireless Comm, 2005 years 10dnjfp Submitted Z. Shen, R. Chen, JG Andrews, RW Heath, and BL Evans of "Sum capacity of multiuser MIMO broadcast channels with block diagonalization"; IEEE Trans. IEEE Trans. on Signal Processing, 2005년에 허용된 R. Chen, RW Heath, 및 JG Andrews의 "Transmit selection diversity for unitary precoded multiuser spatial multiplexing systems with linear receivers"에서 기술된 블록 대각화(BD)가 있다. There is on Signal Processing, described in the R. Chen, RW Heath, and JG Andrews "Transmit selection diversity for unitary precoded multiuser spatial multiplexing systems with linear receivers" of allowing the 2005 block diagonalization (BD).

DIDO 시스템들에서, 전송 사전부호화는 다른 사용자들로 계획된 데이터 스트림들을 분리하는데 사용된다. In DIDO system, the transmission pre-coding is used to separate the intended data stream to other users. 반송 주파수 오프셋은 상기 전송 아테나 무선 주파수 체인들(transmit antenna radio frequency chains)이 동일한 주파수 기준을 공유하지 않을 때 시스템 구현에 관련된 몇몇 문제들을 일으킨다. Carrier frequency offset causes a few problems related to the system when implemented in the radio frequency transmission Athena chain (transmit antenna radio frequency chains) do not share the same frequency reference. 이런 일이 발생했을 때, 각 안테나는 약간 다른 반송 주파수에서 효과적으로 전송한다. When this occurs, each antenna transmits effectively in a slightly different carrier frequency. 이는 추가 간섭을 겪는 각 사용자를 초래하여 상기 DIDO 프리코더의 무결성(integrity)을 파괴한다. This results in the user experiencing each additional interference destroys the integrity (integrity) of the DIDO precoder. 이 문제에 대한 몇몇 해결방안이 하기에 제시된다. Several solutions to this problem are presented below. 본 해경 방안의 일 실시 예에서, 상기 DIDO 전송 안테나들은 유선, 광학, 또는 무선 네트워크를 통해 주파수 기준을 공유한다. In one embodiment of the sea-view scheme, the DIDO transmit antennas share a frequency reference over a wired, optical, or wireless network. 본 해결 방안의 또 다른 실시 예에서, 하나 이상의 사용자들은 상기 주파수 오프셋 차이들(안테나 쌍들 간 오프셋들에서의 상대적 차이들)을 추정하고 이 정보를 상기 전송기로 다시 보낸다. In a further embodiment of the present solution, one or more users to estimate the (relative difference in the offsets between pairs of antennas) in the frequency offset difference and sends back the information to the transmitter. 그 후, 상기 전송기는 DIDO에 대한 훈련 및 프리코더 추정 위상에 앞서 상기 주파수 오프셋에 대해 사전 정정한다. Then, the transmitter pre-corrected earlier with respect to the frequency offset, and the training precoder estimated phase for DIDO. 피드백 채널에서 지연될 때 이 실시 예에 의한 문제가 있다. This time the delay in the feedback channel, there is a problem according to the embodiment. 그 이유는 연속적인 채널 추정에서 설명되지 않은 정정 공정에 의해 생성된 잔여 위상 오차들이 있을 수 있다는 것이다. The reason is that they can be residual generated by the correction process is not described in a series of channel estimated phase error. 이 문제를 해결하기 위해, 하나의 추가 실시 예는 지연을 추정함으로써 이 문제를 정정할 수 있는 신규 주파수 오프셋 및 위상 추정기를 사용한다. To solve this problem, a further embodiment uses a novel frequency offset and the phase estimator to correct this problem by estimating the delay. DIDO-OFDM 프로토타입에 의해 수행된 시뮬레이션 및 실측값 둘 다에 기초한 결과들이 제시된다. Results are based on both the simulated and the measured values ​​done by the DIDO-OFDM prototype is presented.

이 문헌에 제시된 상기 주파수 및 위상 오프셋 보상 방법은 상기 수신기에서의 노이즈로 인해 추정 오차들에 민감할 수 있다. The frequency and phase offset compensation method presented in this document may be sensitive to the estimation errors due to noise in the receiver. 따라서, 어느 한 추가 실시 예는 낮은 SNR 조건들 하에서도 견고한 시간 및 주파수 오프셋 추정을 위한 방법들을 제시한다. Thus, any one of a further example embodiment proposes a method for time and frequency offset estimation is also a solid under low SNR conditions.

시간 및 주파수 오프셋 추정을 수행하기 하기 위한 다양한 접근 방법들이 있다. There are various approaches to performing the time and frequency offset estimation. 동기화 오차들에 대한 그 민감성 때문에, 많은 이러한 방법들이 상기 OFDM 파형에 대해 자세하게 제시되었다. Because of its sensitivity to the synchronizing error, and many of these methods have been presented in detail for the OFDM waveform.

전형적으로, 상기 알고리즘들은 상기 OFDM 파형의 구조를 이용하지 않으며, 따라서 그들은 단일 반송파 및 다중 반송파 파형들 둘 다 충분히 포함하다. Typically, the algorithms do not use the structure of the OFDM waveform, and therefore they are fully contained both single carrier and multi-carrier waveform. 하기에 기술된 알고리즘은 동기화를 돕기 위해, 공지된 기준 기호들, 예컨대, 훈련 데이터를 사용하는 등급의 기술들 중에 있다. The algorithm described below is in the to aid the synchronization of the known reference symbol, for example, technical-grade using the training data. 대부분의 이러한 방법은 Moose의 주파수 오프셋 추정기의 확장이다(PH Moose의 "A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction", IEEE Trans. Commun., vol. 42, no. 10, pp. 2908-2914, 1994년 10월 참조). Most of these methods is an extension of the frequency offset estimator of the Moose ( "A technique for orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction", IEEE Trans. Commun. Of PH Moose, vol. 42, no. 10, pp. 2908-2914, see October 1994). Moose는 두 개의 반복된 훈련 신호들을 사용하는 것을 제시했고 양쪽 수신된 신호들 사이의 위상 차를 사용한 주파수 오프셋을 유도했다. Moose had suggested the use of two repeated training signal was derived for the frequency offset using a phase difference between both received signals. Moose의 방법은 상기 부분 주파수 오프셋에 대해 정정만 할 수 있다. Moose method can only correct for the partial frequency offset. 상기 Moose 방법의 확장이 Schmile 및 Cox에 의해 제시되었다(TM Schmidl 및 DC Cox의 "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Commun., vol. 45, no. 12, pp.1613-1621, 1997년 12월 참조). The expansion of the Moose method has been proposed by Cox and Schmile (. TM Schmidl and Cox of the DC "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Commun, vol. 45, no. 12, pp.1613-1621, see December 1997). 그들의 주요 혁신기술은 추가 차등 부호화된 훈련 기호에 따라 하나의 주기적 OFDM 기호를 사용하는 것이었다. Their main innovation was to use one regular OFDM symbols, depending on the training symbols added to the differential coding. 제2 기호에서 상기 차등 부호화는 정수 오프셋 정정을 가능하게 한다. The differential encoding in the second symbol enables the constant offset correction. Coulson은 TM Schmidl 및 DC Cox의 "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Coulson is TM Schmidl and Cox of the DC "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Commun., vol. Commun., Vol. 45, no. 45, no. 12, pp. 12, pp. 1613-1621, 1997년 12월에 기술된 것과 유사한 설정을 고려했으며, AJ Coulson의 "Maximum likelihood synchronization for OFDM using a pilot symbol: analysis", IEEE j. 1613-1621, was considered a technique similar to that set in December 1997, AJ of Coulson "Maximum likelihood for OFDM synchronization using a pilot symbol: analysis", IEEE j. Select. Select. Areas Commun., vol. Areas Commun., Vol. 19, no. 19, no. 12, pp. 12, pp. 2495-2503, 2001년 12월; 2495-2503, December 2001; AJ Coulson의 "Maximum likelihood synchronization for OFDM using a pilot symbol:algorithms", IEEE J. Select. AJ of Coulson "Maximum likelihood for OFDM synchronization using a pilot symbol: algorithms", IEEE J. Select. Areas Commun., vol. Areas Commun., Vol. 19, no. 19, no. 12, pp. 12, pp. 2486-2494, 2001년 12월에 기술된 바와 같이 알고리즘들과 분석이 상세한 논제를 제공했다. 2486-2494, provided an algorithm and a detailed analysis of the topic, as described in December 2001. 한 주요 차이는 Coulson은 우수한 상관성 특성을 제공하기 위해 반복된 최대 길이 시퀀스를 사용한 것이다. A major difference is Coulson will use the maximum length sequence, repeatedly to provide an excellent correlation characteristic. 또한, 시간 및 주파수 영역에서 일정한 포락선(envelope) 특성 때문에 그는 첩(chirp) 신호들을 사용하는 것을 제안했다. In addition, he suggested the use of the adhesive preparation (chirp) signals, because constant envelope (envelope) in the time and frequency domain characteristics. Coulson은 몇몇 실제 세부사항들을 생각했으나 정수 추정을 포함하지 않는다. Coulson is not, but I think some of your details, including the actual integer estimation. 다중 반복 훈련 신호들이 H. Minn, VK Bhargava 및 KB Letaief의 "A robust timing and frequency synchronization for OFDM systems", IEEE Trans. Multiple repeats the signals are H. Minn, VK Bhargava and KB Letaief of "A robust timing and frequency synchronization for OFDM systems", IEEE Trans. Wireless Commun., vol. Wireless Commun., Vol. 2, no. 2, no. 4, pp. 4, pp. 822-839, 2003년 7월에서 Minn 등에 의해 고려되었으나, 훈련의 구조는 최적화되지 않았다. 822-839, but considered by Minn In July 2003, the structure of the training is not optimized. Shi 및 Serpedin은 훈련 구조가 프레임 동기화의 관점에서 소정의 최적 형태를 갖는다는 것을 보여준다(K. Shi 및 E. Serpedin의 "Coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: a new metric and comparison", IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 3, no. 4, pp. 1271-1284, 2004년 7월). Shi and Serpedin shows that the training structure has a predetermined optimal form in terms of frame synchronization (K. Shi and E. Serpedin the "Coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: a new metric and comparison", IEEE Trans. Wireless Commun., vol. 3, no. 4, pp. 1271-1284, July 2004). 본 발명의 일 실시 예는 프레임 동기화 및 부분 주파수 오프셋 추정을 수행하기 위해 상기 Shi 및 Serpedin 방법을 사용한다. One embodiment of the invention using the above-Shi and Serpedin method for performing frame synchronization and fractional frequency offset estimation.

문헌에서 많은 방법들이 프레임 동기화 및 부분 주파수 오프셋 정정에 포커스된다. Number of methods in the literature are the focus frame synchronization and fractional frequency offset correction. 정수 오프셋 정정은 TM Schmidl 및 DC Cox의 "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Integer offset correction TM Schmidl and Cox DC "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Commun., vol. Commun., Vol. 45, no. 45, no. 12, pp. 12, pp. 1613-1621, 1997년 12월에서와 같은 추가 훈련 기호를 사용하여 해결된다. 1613-1621 is solved by using symbols such as additional training in December 1997. 예를 들면, Morrelli 등은 M. Morelli, AND'Andrea, 및 U. Mengali의 "Frequency ambiguity resolution in OFDM systems", IEEE Commun. For example, Morrelli et M. Morelli, AND'Andrea, and U. Mengali the "ambiguity resolution Frequency in OFDM systems", IEEE Commun. Lett., vol. Lett., Vol. 4, no. 4, no. 4, pp., 134-136, 2000년 4월에서 TM Schmidl 및 DCCox의 "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. 4, pp., 134-136, 4, 2000 in TM Schmidl and DCCox in May "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Commun., vol. Commun., Vol. 45, no. 45, no. 12, pp. 12, pp. 1613-1621, 1997년 12월로부터 향상시켰다. From 1613 to 1621, and improved from December 1997. 다양한 프리앰블 구조를 사용한 대안 방법이 Morelli 및 Mengali에 의해 제시되었다(M. Morelli 및 U. Mengali의 "An improved frequency offset estimator for OFDM applications", IEEE Commun. Lett., vol. 3, pp. 75-77, 1999년 3월). An alternative method used for a variety of preamble structure has been proposed by the Mengali and Morelli (M. Morelli and U. Mengali in "An improved frequency offset estimator for OFDM applications", IEEE Commun. Lett., Vol. 3, pp. 75-77 , March 1999). 이러한 방법은 부분 주파수 오프셋 추정기의 범위를 증가시키기 위해 M의 요소로 M 반복 인식 훈련 기호들 사이의 상관성을 사용한다. This method uses the correlation between the M repeated recognition training symbols to the M element in order to increase the range of a partial frequency offset estimator. 이는 최상의 선형 비편향 추정기(linear unbiased estimator)이며, (적절한 설계에 의해) 큰 오프셋을 허용하나 좋은 시간 동기화를 제공하지 않는다. This is the best linear unbiased estimator (linear unbiased estimator), does not allow a larger offset (by a suitable design) it provides a good time synchronization.

시스템 설명 Comments System

본 발명의 일 실시 예는 DIDO 시스템들에서 주파수 및 위상 오프셋들을 소거하기 위해 채널 상태 정보에 기초한 사전부호화를 사용한다. One embodiment of the invention using a pre-coding based on channel state information to cancel the frequency and phase offset from the DIDO system. 도 11 및 이 실시 예의 설명에 대해 상기 연관된 설명을 참조하라. Let 11 and the associated description of this embodiment described.

본 발명의 실시 예에서, 각 사용자는 주파수 오프셋 추정기/보상기를 갖춘 수신기를 사용한다. In an embodiment of the invention, each user uses the receiver with a frequency offset estimator / compensator. 도 45에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 실시 예에서, 상기 수신기를 포함하는 시스템은 다수의 RF 유닛들(4508), 상응하는 다수의 A/D 유닛(4510), 주파수 오프셋 추정기/보상기 유닛들(4512)을 갖춘 수신기, 및 DIDO 피드백 생성기 유닛들(4506)을 포함한다. As shown in Figure 45, in one embodiment of the invention, the system including the receiver includes a plurality of RF units (4508), a corresponding plurality of A / D unit 4510, a frequency offset estimator / compensator unit It comprises the receiver, and DIDO feedback generator unit with a (4512) 4506.

상기 RF 유닛들(4508)은 상기 DIDO 전송기 유닛들로부터 전송된 신호들을 수신하고, 상기 신호들을 베이스 밴드로 하향변환하며, 상기 하향변환되니 신호들을 상기 A/D 유닛들(4510)에 제공한다. The RF units (4508) receives the signals transmitted from the DIDO transmitter unit, and down-convert the signals to baseband and provides the down-converted And there signal to the A / D units (4510). 그 후, 상기 A/D 유닛들(4510)은 상기 신호를 아날로그에서 디지털로 변환하고, 그것을 상기 주파수 오프셋 추정기/보상기 유닛들(4512)로 보낸다. Then, the A / D units 4510 is to convert the signal from analog to digital, and sends it to the frequency offset estimator / compensator units (4512). 상기 주파수 오프셋 추정기/보상기 유닛들(4512)은 여기에 기술된 바와 같이 상기 주파수 오프셋을 추정하고 그것을 보상한 후, 사기 보상된 신호를 상기 OFDM 유닛들(4513)로 보낸다. Said frequency offset estimator / compensator unit (4512) estimates the said frequency offset, as described herein, and then for it, and sends the fraud-compensated signal to the OFDM units (4513). 상기 OFDM 유닛들(4513)은 상기 사이클릭 프리픽스를 제거하고, 상기 신호를 주파수 영역으로 보고하기 위해 고속 퓨리에 변환(Fast Fourier Transform; FFT)을 동작시킨다. The OFDM units (4513) removes the cyclic prefix, and fast Fourier transform in order to report the signal into a frequency domain; operates the (Fast Fourier Transform FFT). 훈련 주기 동안, 상기 OFDM 유닛들(4513)은 주파수 영역에서 채널 추정들을 계산하는 채널 추정 유닛(4504)으로 출력을 보낸다. During the training period, said OFDM unit (4513) sends the output to the channel estimation unit (4504) for calculating a channel estimate in the frequency domain. 대안적으로, 상기 채널 추정들은 시간 영역에서 계산될 수 있다. Alternatively, the channel estimate may be calculated in the time domain. 데이터 주기 동안, 상기 OFDM 유닛들(4513)은 데이터를 획득하기 위해 상기 신호를 복조/복호화하는 상기 DIDO 수신기 유닛(4502)으로 출력을 보낸다. During the data period, the OFDM units (4513) sends the output to the DIDO receiver unit (4502) for demodulating / decoding the signal to obtain the data. 사기 채널 추정 유닛(4504)은 상기 채널 추정들을 양자화하고 그들을 도시된 바와 같이 피드백 제어 채널을 통해 다시 전송기로 보낼 수 있는 상기 DIDO 피드백 생성기 유닛(4506)으로 상기 채널 추정들을 보낸다. Fraud channel estimation unit (4504) sends the channel estimation to the DIDO feedback generator unit (4506) that can be sent back to the transmitter through a feedback control channel, as the channel estimate quantized shows them.

DIDO 2×2 시나리오에 대한 알고리즘의 일 실시 예에 대한 설명 A description of one embodiment of an algorithm for a 2 × 2 scenario DIDO

DIDO 시스템들에서 주파수/위상 오프셋 보상에 대한 알고리즘의 실시 예들이 하기에 기술된다. Embodiment of the algorithm for the frequency / phase offset compensation in DIDO system are described below. 상기 DIDO 시스템 모델은 초기에 주파수/위상 오프셋들의 유무로 기술된다. The DIDO system model is described by the presence or absence of the frequency / phase offset initially. 단순화를 위해, DIDO 2×2 시스템의 특정 구현 예가 제공된다. For simplicity, the example of certain embodiments of DIDO 2 × 2 system is provided. 하지만, 본 발명의 근본적인 원리들은 고차 DIDO 시스템들 상에 구현될 수도 있다. However, the underlying principles of the invention may be implemented on a higher order DIDO system.

DIDO 시스템 모델 w/o 주파수 및 위상 오프셋 DIDO system model w / o frequency and phase offset

DIDO 2×2의 수신 신호들은 제1 사용자에 대해서는 Received signals DIDO 2 × 2 are for a first user

Figure 112015010005017-pat00058
로 쓸 수 있고, 제2 사용자에 대해서는 It can be written as, for the second user

Figure 112015010005017-pat00059
로 쓸 수 있다. It can be written to.

여기서 t는 분산 시간 지수이고, h mn 및 w mn 은 각각 m-번째 사용자 및 n-번째 전송 안테나 사이의 채널 및 DIDO 사전부호화 가중치들이며, x m 은 사용자 m에 대한 전송 신호이다. Where t is the time index and the dispersion deulyimyeo, h and w mn mn are pre-coding weight and DIDO channel between each user and the second m- n- th transmission antenna, x m is a transmission signal for the user m. 우리가 상기 채널은 훈련 및 데이터 전송 간 주기에 걸쳐 일정한 것으로 가정했으므로, h mn 및 w mn 은 t의 함수가 아님을 유의한다. Note that we assumed to be constant because the channel is over a period between training and data transmission, h and w mn mn is not a function of t.

주파수 및 위상 오프셋의 존재 시, 상기 수신 신호들은 다음과 같이 표현된다. Frequency, and in the presence of phase offset, the received signals are expressed as follows.

Figure 112015010005017-pat00060

And

Figure 112015010005017-pat00061

여기서, T s 는 기호 주기이고, n-번째 전송 안테나에 대한 Here, T s is a symbol period, and for the n- th transmission antenna

Figure 112015010005017-pat00062
, m-번째 사용자에 대한 , For the first user m-
Figure 112015010005017-pat00063
이며, f Tn 및 f Um 은 각각 n-번째 전송 안테나와 m-번째 사용자에 대한 (오프셋에 의해 영향을 받는) 실제 반송 주파수들이다. And, f and f Um Tn are the actual carrier frequency (that are affected by an offset) for the m- th user each n- th transmission antenna. 값 t mm 은 상기 채널 h mm 에 걸친 위상 오프셋을 발생시키는 임의 지연들(random delays)을 나타낸다. T represents the value mm any delayed (random delays) to generate the phase offset over the channel h mm. 도 46은 상기 DIDO 2×2 시스템 모델을 도시한다. Figure 46 illustrates the 2 × 2 DIDO system model.

당분간, 우리는 상기 m-번째 사용자와 상기 n-번째 전송 안테나 간 주파수 오프셋을 나타내기 위해 하기 정의들을 사용한다: In the meantime, we should use to define to indicate the frequency offset between the first user of the n- and m- th transmit antenna:

Figure 112015010005017-pat00064

본 발명의 일 실시 예의 설명 Description of one embodiment of the present invention

본 발명의 일 실시 예에 따른 방법이 도 47에 도시된다. The method according to one embodiment of the present invention is shown in Figure 47. 상기 방법은 (도시된 바와 같이, 서브-단계들을 포함하는) 하기의 일반적인 단계들을 포함한다: 주파수 오프셋 추정에 대한 훈련 주기(4701); The method-comprises the general steps of the following (as shown, including the sub-steps of): the training period for the frequency offset estimate 4701; 채널 추정에 대한 훈련 주기(4702); Training cycle for channel estimation (4702); 보상에 의한 DIDO 사전부호화를 통한 데이터 전송(4703). Data transfer 4703 via the DIDO pre-coding by the compensation. 이러한 단계들이 하기에 상세히 기술된다. These steps have to be described in detail.

(a) 주파수 오프셋 추정에 대한 훈련 주기(4701) (A) training period for the frequency offset estimate 4701

제1 훈련 주기 동안, 기지국은 각 전송 안테나들로부터 상기 사용자들 중 하나로 하나 이상의 훈련열(training sequences)을 보낸다(4701a). During a first training cycle, the base station sends at least one training sequence (training sequences) to one of the user from each of the transmit antennas (4701a). 여기에 기술된 바와 같이, "사용자들"은 무선 클라이언트 장치들이다. Here, the "users" are as described in the wireless client device. 상기 DIDO 2×2 경워, m-번째 사용자에 의해 수신된 신호가 다음과 같이 주어진다. The DIDO 2 × 2 gyeongwo, the m- th user signals received by the given by:

Figure 112015010005017-pat00065

여기서, p 1 및 p 2 는 각각 상기 제1 및 제2 안테나들로부터 전송된 상기 훈련열이다. Where, p 1 and p 2 is the training sequence transmitted from each of the first and second antenna.

상기 m-번째 사용자는 소정 타입의 주파수 오프셋 추정기(이를 테면, 상기 훈련열에 의한 컨볼루션(convolution))를 사용하고, 오프셋들 The m- th user (temyeon this end, a convolution (convolution) due to heat the training) a frequency offset estimator of any type and use, the offset

Figure 112015010005017-pat00066
And
Figure 112015010005017-pat00067
을 추정한다. The estimates. 그 후, 이러한 값들로부터 상기 사용자는 다음과 같은 두 개의 전송 안테나들 간 주파수 오프셋을 계산한다. Then, the user from these values ​​is calculated by the following frequency offset between the two transmitting antennas,.

Figure 112015010005017-pat00068

결국, 식(7)의 값은 상기 기지국으로 다시 공급된다(4701b). The value of the end, Equation (7) is fed back to the base station (4701b).

식(6)의 p 1 및 p 2 는 직교하도록 설계되어, 상기 사용자는 Equation (6) p 1 and p 2 are designed to be orthogonal, the user

Figure 112015010005017-pat00069
And
Figure 112015010005017-pat00070
을 추정할 수 있다. The can be estimated. 대안적으로, 일 실시 예에서, 상기 동일한 훈련열이 두 개의 연속적인 타임 슬롯들을 거쳐 사용되고, 상기 사용자는 r로부터 상기 오프셋을 추정한다. Alternatively, in one embodiment, the same training sequence is used through two consecutive time slots, the user estimating the offset from r. 게다가, 식(7)의 오프셋의 추정을 향상시키기 위해, 상기에 기술된 동일한 계산들이 상기 DIDO 시스템들의 (상기 m-번째 사용자만이 아닌) 모든 사용자들에 대해 수행될 수 있고, 최종 추정은 모든 사용자들로부터 획득된 (가중된) 평균값일 수 있다. In addition, in order to improve the estimate of the offset of the formula (7), may be, the same calculations described above performed on all (and not just the m- th user) of the user DIDO system, the final estimate every the (weighted) obtained from the user may be an average value. 하지만, 이러한 해결 방안은 더 많은 계산 시간과 피드백 양을 필요로 한다. However, this solution requires more computation time and the amount of feedback. 결국, 상기 주파수 오프셋 추정의 업데이트는 상기 주파수 오프셋이 오버 타임을 변경하는지만을 필요로 한다. As a result, updating of the frequency offset estimation but will require that the frequency offset change over time. 따라서, 상기 전송기에서 시계의 안정성에 따라, 상기 알고리즘의 이 단계(4701)는 피드백 오버헤드의 감소를 초래하여 장기적으로(이를 테면, 매 데이터 전송마다 수행하지는 않는)수행될 수 있다. Thus, depending on the stability of the clock in the transmitter, the step 4701 of the algorithm may be caused a reduction in the feedback overhead by performing long-term (does not do this, each data transfer temyeon).

(b) 채널 추정에 대한 훈련 주기(4702) (B) training cycle for channel estimation (4702)

제2 훈련 주기 동안, 상기 기지국은 우선 상기 m-번째 사용자로부터 또는 다수의 사용자로부터 식(7)의 값으로 상기 주파수 오프셋 피드백을 획득한다. During a second training period, the base station first obtains the frequency offset fed back to the value of the second user from the m- or a group represented by the formula (7) from a plurality of users. 식(7)의 값은 상기 전송측에서 상기 주파수 오프셋에 대해 사전 보상하는데 사용된다. The value of equation (7) is used to pre-compensate for the frequency offset from the transmission side. 그 후, 상기 기지국은 채널 추정예 대해 모든 사용자들에게 훈련 데이터를 보낸다(4702a). Then, the BS sends training data to all users for example, the channel estimate (4702a).

DIDO 2×2 시스템에 있어, 상기 제1 사용자에서 수신된 신호가 In DIDO 2 × 2 system, the signal received from the first user

Figure 112015010005017-pat00071
로 주어지고, 상기 제2 사용자에서 수신된 신호가 Is given to, the signal received from the second user

Figure 112015010005017-pat00072
로 주어진다. Given by.

여기서, here,

Figure 112015010005017-pat00073
이고, ego,
Figure 112015010005017-pat00074
는 상기 기지국의 제1 및 제2 전송들 간 임의 또는 공지된 지연이다. Is a random or a known delay between the first and second transmission of the base station. 게다가, p 1 및 p 2 는 각각 주파수 오프셋 및 추정을 이해, 상기 제1 및 제2 안테나들로부터 전송된 훈련열이다. In addition, p 1 and p 2 is a training sequence transmitted from each understanding the frequency offset estimate and the first and second antenna.

사전 보상은 이 실시 예에서 상기 제2 안테나들에만 적용된다. Pre-compensation is applied only to the second antenna in this embodiment.

식(8)을 확장하면, 우리는 다음과 같은 식을 얻는다. If you expand the equation (8), we get the following equation.

Figure 112015010005017-pat00075

그리고, 마찬가지로 상기 제2 사용자에 대해서는 Then, as for the second user

Figure 112015010005017-pat00076
이다. to be. 여기서, here,
Figure 112015010005017-pat00077
이다. to be.

상기 수신측에서, 상기 사용자들은 상기 훈련열 p 1 및 p 2 을 사용함으로써 잔여 주파수 오프셋을 보상한다. In the receiving side, the user can compensate for the residual frequency offset by using the training sequence p 1 and p 2. 그 후, 상기 사용자들은 상기 벡터 채널들을 훈련열을 통해 추정한다(4702b). Then, the user must estimate from the training sequence of the vector channel (4702b).

Figure 112015010005017-pat00078

식(12)에서 이러한 채널 또는 채널 상태 정보(CSI)가 하기 서브섹션에 기술된 바와 같이 상기 DIDO 프리코더를 계산하는 상기 기지국으로 공급된다(4702b). It is supplied to the base station for calculating the DIDO precoder as described in the expression of these channels or to the channel state information (CSI) in 12 sub-section (4702b).

(c) 사전 보상에 의한 DIDO 사전부호화(4703) (C) DIDO pre-coding by the pre-compensation 4703

상기 기지국은 상기 사용자들로부터 식(12)의 상기 채널 상태 정보(CSI)를 수신하고, 블록 대각화(BD를 통해 사전부호화 가중치들을 계산하여(4703a), Said base station (4703a) for receiving the channel state information (CSI) of the equation (12) from the user, block diagonalization (calculating the pre-coding weight by the BD,

Figure 112015010005017-pat00079
이 되도록 한다. Such that the.

여기서, 벡터 h 1 은 식(12)에서 정의되고, w m =[w m1 ,w m2 ]이다. Here, the vector h 1 is as defined in formula (12), w m = [ w m1, w m2]. 이 명세서에 제시된 발명은 BD외에 소정의 다른 DIDO 사전부호화 방법에 적용될 수 있음을 유의한다. Invention set forth in this specification, it is noted that in addition to BD can be applied to any other DIDO pre-coding method. 또한, 상기 기지국은 식(7)의 추정의 사용에 의한 상기 주파수 오프셋과 상기 제2 훈련 전송 및 현 전송 간 지연(△t 0 )의 추정에 의한 위상 오프셋에 대해 사전 보상한다(4703a). In addition, the base station pre-compensation for the phase offset estimated by the expression using the frequency offset and the second train transmission and the current transmission delay (△ t 0) between the estimated by the (7) (4703a). 결국, 상기 기지국은 상기 DIDO 프리코더를 통해 상기 사용자들에게 데이터를 보낸다. After all, the base station sends data to the user via the DIDO precoder.

이러한 전송 처리 후, 사용자 1에서 수신된 신호가 다음 식으로 주어진다. After such a transfer processing, the signal received from the user 1 is given by the following equation.

Figure 112015010005017-pat00080

여기서, here,

Figure 112015010005017-pat00081
이다. to be. 속성(13)을 사용하며, 우리는 다음 식을 얻는다. And use the property (13), we get the following equation.

Figure 112015010005017-pat00082

마찬가지로, 사용자 2에 대해서도 우리는 다음 식을 얻는다. Likewise, about 2 users we get the following equation.

Figure 112015010005017-pat00083

그리고 식(16)을 확장하면, And Expanding the equation (16),

Figure 112015010005017-pat00084

여기서, here,

Figure 112015010005017-pat00085
이다. to be.

결국, 상기 사용자들은 상기 데이터 스트림들 x 1 [t] 및 x 2 [t]를 복조하기 위해 잔여 주파수 오프셋 및 상기 채널 추정을 계산한다(4703c). Consequently, the user should calculate the residual frequency offset and the channel estimates to demodulate the data streams x 1 [t] and x 2 [t] (4703c) .

DIDO N×M으로의 일반화 Generalization of the N × M DIDO

이 섹션에서, 이전에 기술된 기술들이 N개의 전송 안테나들 및 M개의 사용자들에 의한 DIDO 시스템들로 일반화된다. In this section, the techniques described previously is generalized to the N transmission antennas and DIDO system according to the M users.

i. i. 주파수 오프셋 추정에 대한 훈련 주기 Training period for the frequency offset

상기 제1 훈련 주기 동안, N개의 안테나들로부터 전송된 훈련열의 결과 m-번째 사용자에 의해 수신된 신호는 다음 식으로 주어진다. During the first training period, a training sequence results signals received by the m- th user transmitted from the N antenna is given by the expression.

Figure 112015010005017-pat00086

여기서 p n 은 상기 n-번째 안테나로부터 전송된 훈련열이다. Wherein n p is a training sequence transmitted from the n- th antenna.

상기 오프셋들 Said offset

Figure 112015010005017-pat00087
을 추정한 후, 상기 m-번째 사용자는 상기 제1 및 n-번째 전송 안테나 간에 다음과 같은 주파수 오프셋을 계산한다. After the estimation, the m- th user is calculated by the following frequency offset, such as between the first and n- th transmission antenna.

Figure 112015010005017-pat00088

결국, 식(19)의 값들이 상기 기지국으로 다시 공급된다. After all, is supplied to the value of the expression (19) are back to the base station.

ii. ii. 채널 추정에 대한 훈련 주기 Training cycle for channel estimation

상기 제2 훈련 주기 동안, 상기 기지국은 우선 m-번째 사용자 또는 다수의 사용자로부터 식(19)의 값으로 주파수 오프셋 피드백을 획득한다. During the second training period, the base station first obtains a m- th user or a feedback frequency offset value from a plurality of users (19). 식(19)의 값은 상기 전송측에서 상기 주파수 오프셋 피드백에 대해 사전 보상하는데 사용된다. The value of equation (19) is used to pre-compensate for the frequency offset feedback from the transmission side. 그 후, 상기 기지국은 채널 추정에 대한 모든 사용자들에게 훈련 데이터를 보낸다. Then, the BS sends training data to all users on the channel estimate.

DIDO N×N 시스템들에 있어, 상기 m-번째 사용자들에서 수신된 신호가 다음 식으로 주어진다. In the N × N DIDO system, the signals received at the m- th user is given by the following equation.

Figure 112015010005017-pat00089

여기서, here,

Figure 112015010005017-pat00090
이고, △t는 상기 기지국의 제1 및 제2 전송들 간에 임의 또는 공지된 지연이다. And, △ t is a random or a known delay between the first and second transmission of the base station. 게다가, p n 은 주파수 오프셋 및 채널 추정을 위해 상기 n-번째 안테나로부터 전송된 훈련열이다. In addition, p n is the training sequence transmitted from the n- th antenna for the frequency offset and channel estimation.

상기 수신측에서, 상기 사용자들은 상기 훈련열 p n 을 사용함으로써 상기 잔여 주파수 오프셋에 대해 보상한다. In the receiving side, the user will be compensated for the residual frequency offset by using the training sequence p n. 그 후, 각 사용자들 m은 다음 식의 벡터 채널을 훈련열을 통해 추정하고, Then, each user m and the channel estimate vector for the following expression over a training sequence,

Figure 112015010005017-pat00091

하기 서브섹션에 기술된 바와 같이 상기 DIDO 프리코더를 계산하는 상기 기지국으로 다시 공급한다. As described in the following sub-sections will be fed back to the base station for calculating the DIDO precoder.

iii. iii. 사전 보상에 의한 DIDO 사전부호화 DIDO pre-coding by the pre-compensation

상기 기지국은 상기 사용자들로부터 식(12)의 상기 채널 상태 정보(CSI)를 수신하고, 블록 대각화(BD)를 통해 사전부호화 가중치들을 다음과 같이 계산한다. The BS calculates the pre-coding weight, as follows: through the receiving the channel state information (CSI), and block diagonalization (BD) of the formula (12) from the user.

Figure 112015010005017-pat00092

여기서, 벡터 h m 은 식(21)에서 정의되고, wm=[w m1 , w m2 ,..., w mN ]이다. Here, h m is a vector defined in equation (21), wm = [w m1, w m2, ..., w mN]. 또한, 상기 기지국은 식(19)의 추정의 이용에 의한 상기 주파수 오프셋 및 상기 제2 훈련 전송과 현 전송 간 지연(△t 0 )의 추정에 의한 위상 오프셋을 사전 보상한다. In addition, the base station pre-compensate for the phase offset estimated by the frequency offset and the second train and transfer delay (△ t 0) between the current transmission by the use of the estimate of equation (19). 결국, 상기 기지국은 상기 DIDO 프리코더를 통해 상기 사용자들에게 데이터를 보낸다. After all, the base station sends data to the user via the DIDO precoder.

이러한 전송 처리 후, 사용자 i에서 수신된 신호는 다음 식으로 주어진다. After such a transfer processing, the signals received by user i is given by the expression.

Figure 112015010005017-pat00093

여기서, here,

Figure 112015010005017-pat00094
이다. to be. 속성(22)을 사용하면, 우리는 다음 식을 얻는다. The properties (22), we get the following equation.

Figure 112015010005017-pat00095

결국, 상기 사용자들은 상기 스트림들 x i [t]을 복조하기 위해 잔여 주파수 오프셋 및 채널 추정을 계산한다. Consequently, the user should calculate the residual frequency offset and channel estimation to demodulate the stream of x i [t].

결과들 The results

도 48은 주파수 오프셋 유무에 따른 DIDO 2×2의 SER 결과들을 나타낸다. Figure 48 shows the results of the SER DIDO 2 × 2 with respect to the frequency offset or not. 상기 제시된 방법은 오프셋들이 없는 시스템과 동일한 SER을 산출하는 상기 주파수/위상 오프셋들을 완전히 소거하는 것으로 볼 수 있다. The proposed method can be seen as completely erasing the frequency / phase offsets to produce the same SER as not to offset the system.

다음, 우리는 주파수 오프셋 추정 오차들 및/또는 어느 시점에서의 오프셋의 변동들에 대해 상기 제시된 보상 방법의 민감성을 평가한다. Next, we evaluated the susceptibility of the compensation method described above for the variation in the offset of the error and / or at some point the frequency offset estimation. 따라서, 우리는 식(14)를 다음 식으로 다시 쓴다. Therefore, we rewrite the equation (14) by the following equation.

Figure 112015010005017-pat00096

여기서, ∈은 추정 오차 및/또는 훈련열 및 데이터 전송 간 주파수 오프셋의 변화를 나타낸다. Here, ∈ represents the change of the frequency offset between the estimation error and / or a training sequence and data transfer. ∈의 효과는 식(14)와 (16)의 간섭 조건이 전송기에서 완전히 사전 소거되지 않도록 식(13)의 직교 속성을 파괴하기 위한 것임을 유의한다. Effect of ∈ is noted that to destroy the orthogonal properties of the formula 14 and not be fully pre-erased condition at the interface of the transmitter (16) formula (13). 그 결과, ∈의 값을 증가시키기 위해 상기 SER 성능이 저하된다. As a result, the SER performance is lowered in order to increase the value of ∈.

도 48은 다양한 값의 ∈에 대한 상기 주파수 오프셋 보상 방법을 나타내는 SER 성능을 나타낸다. Figure 48 shows the SER performance indicative of the frequency offset compensation method for different values ​​of ∈. 이러한 결과들은 T s =0.3ms(이를 테면, 3KHz 대역폭을 가진 신호)로 가정한다. These results are assumed to be T s = 0.3ms (For instance, the signal having a bandwidth 3KHz). 우리는 ∈=0.001Hz(또는 미만)인 경우, 상기 SER 성능이 오프셋이 없는 경우와 유사한 것으로 관측된다. If we have a ∈ = 0.001Hz (or less), wherein the SER performance is observed to be similar to when there is no offset.

f. f. 시간 및 주파수 오프셋 추정에 대한 알고리즘의 일 실시 예에 대한 설명 A description of one embodiment of the algorithm for time and frequency offset estimation

이하에서, 우리는 시간 및 주파수 오프셋 추정을 수행하기 위한 추가 실시 예들을 기술한다(도 47의 단계 4701b). In the following, we will describe a further embodiment for performing the time and frequency offset (step 4701b of FIG. 47). 고려중인 전송 신호 구조가 H. Minn, VK Bhargava, 및 KB Letaief의 "A robust timing and frequency synchronization for OFDM systems", IEEE Trans. The transmission signal under consideration structure H. Minn, VK Bhargava, and KB Letaief of "A robust timing and frequency synchronization for OFDM systems", IEEE Trans. Wireless Commun., vol. Wireless Commun., Vol. 2, no. 2, no. 4, pp. 4, pp. 822-839, 2003년 7월에 예시되며, K. Shi 및 ㄸ. 822-839, is exemplified in July 2003, K. Shi and ㄸ. Serpedin의 "Coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: a new metric and comparison", IEEE Trans. Of Serpedin "Coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: a new metric and comparison", IEEE Trans. Wireless Commun., vol. Wireless Commun., Vol. 3, no. 3, no. 4, pp. 4, pp. 1271-1284, 2004년 7월에 보다 자세하게 연구된다. 1271-1284, 2004 is studied in more detail in January. 일반적으로, 우수한 상관성 속성을 갖는 시퀀스들이 훈련에 사용된다. Typically, a sequence having good correlation properties are used for training. 예를 들어, 우리 시스템에 있어, D. Chu의 "Polyphase codes with good periodic correlation properties(corresp.), IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 18, no. 4, pp. 531-532, 1972년 7월에 기술된 것에서 나온 Chu 시퀀스들이 사용된다. 이러한 시퀀스들은 그들이 완벽한 순환 상관성들을 갖는다는 점에서 흥미로운 특성을 갖는다. L cp 는 사이클릭 프리픽스의 길이를 나타내고, N t 는 성분 훈련열들의 길이를 나타낸다고 하자. N t =M t 로 놓자., 여기서, M t 는 상기 훈련열의 길이이다. 이러한 가정하에, 프리앰블(preamble)에 대한 전송 기호 시퀀스는 다음과 같이 쓰여 질 수 있다. For example, in our system, D. Chu in "Polyphase codes with good periodic correlation properties (corresp.), IEEE Trans. Inform. Theory, vol. 18, no. 4, pp. 531-532, 7 1972 years are the Chu sequence shown in what described in March are used. these sequences have the interesting property in that they have a perfect circular correlation. L cp denotes the length of the cyclic prefix, N t may represent the length of the components training sequence Let.. N t = M t Let 's put in, where, M t is the training is the length of the column. under this assumption, the transmission symbol sequences for the preamble (preamble) can be written as follows:

s[n] = t[nN t ] 이때, n = -1, ..., -L cp s [n] = t [nN t] In this case, n = -1, ..., -L cp

s[n] = t[n] 이때, n = 0, ..., N t -1 s [n] = t [n ] In this case, n = 0, ..., N t -1

s[n] = t[nN t ] 이때, n = N t , ..., 2N t -1 s [n] = t [nN t] In this case, n = N t, ..., 2N t -1

s[n] = -t[n-2N t ] 이때, n = 2N t , ..., 3N t -1 s [n] = -t [n -2N t] In this case, n = 2N t, ..., 3N t -1

s[n] = t[n-3N t ] 이때, n = 3N t , ..., 4N t -1 s [n] = t [n -3N t] In this case, n = 3N t, ..., 4N t -1

이러한 훈련 신호의 구조는 다른 길이들로 확장될 수 있으나, 블록 구조가 반복되는 것을 유의한다. Structure of the training signal, but can be extended to different lengths, it is noted that the block structure repeatedly. 예를 들어, 16 훈련 신호들을 사용하기 위해, 우리는 다음과 같은 구조를 고려한다: For example, to use 16 training signal, we consider the following structure:

[CP,B,B,-B,B,B,B,-B,B,-B,-B,B,-B,B,B,-B,B] [CP, B, B, -B, B, B, B, -B, B, -B, -B, B, -B, B, B, -B, B]

이러한 구조를 사용하고 N t =4M t 로 놓음으로써, 기술될 모든 알고리즘들이 변경 없이 사용될 수 있다. Using this structure and by putting into N t = 4M t, all the algorithms to be described can be used without change. 효과적으로, 우리는 상기 훈련열을 반복하고 있다. Effectively, we are repeating the training sequence. 이는 특히 적당한 훈련 신호가 이용가능하지 않을 수 있는 경우에 유용하다. This is useful in particular if the proper training signal may not be available.

기호 비율로 매칭 필터링 및 하향 샘플링한 후, 하기 수신 신호를 고려한다: After matching filtering and down-sampling to the symbol rate, to consider the received signal:

Figure 112015010005017-pat00097

여기서, ε은 미지의 분산-시간 주파수 오프셋이고, △는 미지의 프레임 오프셋이며, h[l[은 미지의 분산-시간 채널 계수이며, v[n]은 추가 노이즈이다. Here, ε is the unknown dispersion-time and frequency offset, △ is the frame offset of the image, h [l [the variance of the image - a time channel coefficient, v [n] it is the additional noise. 하기 섹션들에서 주요 아이디어들을 설명하기 위해, 추가 노이즈의 존재는 무시된다. To explain the major ideas in the sections, the presence of additional noise is ignored.

i. i. 코스 프레임 동기화 Courses frame synchronization

코스 프레임 동기화(Coarse Frame Synchronization)의 목적은 상기 미지의 프레임 오프셋 △를 해결하는 것이다. The purpose of frame synchronization, course (Coarse Frame Synchronization) is to solve a frame offset △ the unknown. 우리는 하기 정의들을 만들기로 한다. We are to make the following definitions.

Figure 112015010005017-pat00098

제시된 코스 프레임 동기화 알고리즘은 최대 우도 기준으로부터 나온 K. Shi 및 E. Serpedin의 "Coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: a new metric and comparison", IEEE Trans. Of course, the frame synchronization algorithm is presented K. Shi and E. Serpedin derived from the maximum likelihood criterion "Coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: a new metric and comparison", IEEE Trans. Wireless Commun., vol. Wireless Commun., Vol. 3, no. 3, no. 4, pp. 4, pp. 1271-1284, 2004년 7월로부터 영향을 받는다. 1271-1284, July 2004 affected from January.

방법 1 - 개선된 코스 프레임 동기화: 상기 코스 프레임 동기화 추정기는 하기의 최적화를 해결한다. Method 1 - Improved course frame synchronization: the course frame synchronization estimator solves the optimization of to.

Figure 112015010005017-pat00099

여기서, here,

Figure 112015010005017-pat00100

정정된 신호가 다음 식으로 정의된다고 하자. Assume that the correction signals are defined by the following equation.

Figure 112015010005017-pat00101

추가 정정 조건이 상기 채널에서 작은 초기 탭을 보상하는데 사용되고 어플리케이션에 기초해 조절될 수 있다. The additional correction term is used to compensate for small initial taps in the channel it may be adjusted based on the application. 이때부터, 이러한 추가 지연이 상기 채널에 포함될 수 있다. From this point, it is this additional delay can be included in the channel.

ii. ii. 부분 주파수 오프셋 정정 Fractional frequency offset correction

부분 주파수 오프셋 정정(fractional frequency offset correction)은 상기 코스 프레임 동기화 블록에 이어진다. Fractional frequency offset correction (fractional frequency offset correction) is followed in the course frame synchronization block.

방법 2 - 개선된 부분 주파수 오프셋 정정 : 상기 부분 주파수 오프셋이 하기식에 대한 해법이다. Method 2 - improved fractional frequency offset correction: a solution to the part to which the frequency offset expression.

Figure 112015010005017-pat00102

이는 상기 알고리즘이 오프셋들에 대해 정정만 할 수 있기 때문에 부분 주파수 오프셋으로 알려져 있다. This is known as a fractional frequency offset it is possible to only the algorithm is corrected for the offset.

Figure 112015010005017-pat00103

이러한 문제는 다음 섹션에서 해결될 것이다. These issues will be addressed in the next section. 미세 주파수 오프셋 정정 신호가 하기식으로 정의된다. The fine frequency offset correction signal is defined by the following expression.

Figure 112015010005017-pat00104

방법 1과 2는 주파수-선택형 채널들에서 더 좋게 동작하는 K. Shi 및 E. Serpedin의 "Coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: a new metric and comparison", IEEE Trans. Methods 1 and 2 are frequency-of K. Shi and E. Serpedin to better operate at selectable channel "Coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: a new metric and comparison", IEEE Trans. Wireless Commun., vol. Wireless Commun., Vol. 3, no. 3, no. 4, pp. 4, pp. 1271-1284, 2004년 7월에 대한 개선임을 유의한다. It should be noted that from 1271 to 1284 and 2004 to improve in July. 여기에서 특정한 혁신기술은 상기에 기술된 것처럼 In this particular innovation is as described above

Figure 112015010005017-pat00105
and
Figure 112015010005017-pat00106
둘 다의 사용이다. The use of both.
Figure 112015010005017-pat00107
의 사용은 그것이 기호간 간섭으로 인해 오염될 샘플들을 무시하기 때문에 종래 추정기를 향상시킨다. Use is to improve the conventional estimator, because it ignores the sample to be contaminated due to interference between symbols.

iii. iii. 정수 주파수 오프셋 정정 An integer frequency offset correction

정수 주파수 오프셋(integer frequency offset)을 정정하기 위해, 미세 주파수 오프셋 정정 후 수신된 신호에 대한 등가 시스템 모델을 쓰는 것이 필요하다. To correct the integer frequency offset (integer frequency offset), to write the equivalent system model is needed for the signal it received after the fine frequency offset correction. 채널로의 잔여 시간 오차들을 흡수하면, 노이즈 부재시 상기 수신된 신호는 하기 구조를 갖는다: When absorbing the residual timing offset of a channel, the absence of noise, the received signal has the following structure:

Figure 112015010005017-pat00108

이때, n = 0, 1, ..., 4N t -1이다. In this case, n = 0, 1, ... , a 4N t -1. 상기 정수 주파수 오프셋은 k인 반면, 미지의 등가 채널은 g[l]이다. The integer frequency offset is the equivalent channel of the other hand, the image k is g [l].

방법 3 - 개선된 정수 주파수 오프셋 정정: 상기 정수 주파수 오프셋이 하기식에 대한 해법이다. Method 3 - Improved integer frequency offset correction: a solution to the integer frequency offset to the formula.

Figure 112015010005017-pat00109

여기서, here,

Figure 112015010005017-pat00110

총 주파수 오프셋의 추정이 하기식으로 주어진다. To the estimate of the total frequency offset it is given by the following formula.

Figure 112015010005017-pat00111

실제로, 방법 3은 오히려 높은 복잡도를 갖는다. In fact, three methods are rather has a high complexity. 복잡도를 줄이기 위해, 하기 관측들이 행해질 수 있다. To reduce the complexity, it can be made that observation. 우선, 제품 S First, the product S

Figure 112015010005017-pat00112
는 사전 계산된다. It is calculated beforehand. 불행하게도, 이는 오히려 큰 매트릭스 곱으로 여전히 남는다. Unfortunately, this still leaves a rather large matrix multiplication. 상기 제시된 훈련열에 의해, By the training set forth column,
Figure 112015010005017-pat00113
인 것으로 구성하는 것이 대안이다. It is an alternative to the configuration to be. 이는 하기의 복잡도 감소 방법으로 유도한다. This results in reduced complexity method.

방법 4 - 저복잡도 개선된 정수 주파수 오프셋 정정: 저복잡도 정수 주파수 오프셋 추정기는 하기식에 의해 해결된다. Method 4 - Improved low complexity the integer frequency offset correction: low complexity integer frequency offset estimator is solved by the following equation.

Figure 112015010005017-pat00114

iv. iv. 결과들 The results

이 섹션에서, 우리는 다양한 제시된 추정기들의 성능을 비교한다. In this section, we compare the performance of various proposed estimator.

우선, 도 50에서, 우리는 각 방법에 필요한 오버헤드(overhead) 양을 비교한다. First, in Figure 50, we compare the overhead (overhead) the amount required for each method. 신규 방법 둘 다 10배 내지 20배 요구된 오버헤드를 줄인다는 것을 유의한다. It is noted that the new process both reduces the overhead required 10 times to 20 times. 다양한 추정기들의 성능을 비교하기 위해, 몬테 카를로 실험이 수행되었다. In order to compare the performance of different estimators, the Monte Carlo experiments were carried out. 고려된 설정은 3kH의 통과 대역 대역폭에 해당하며, 상승 코사인 펄스 형상(raised cosine pulse shaping)인 초당 3K 기호들이 기호 비율로 선형 변조로부터 구성된 통상의 NVIS 전송 파형이다. The considerations set corresponds to a passband bandwidth of 3kH, the conventional transmit waveform of NVIS 3K symbols per second, raised cosine pulse shape (raised cosine pulse shaping) are constructed from linear modulation with a symbol rate. 각 몬테 카를로 실현을 위해, 상기 주파수 오프셋은 [-f max , f max ]상에 균일한 분포로부터 생성된다. For each Monte Carlo achieved, the frequency offset is generated from a uniform distribution on [-f max, f max].

f max =2Hz이고 정수 오프셋 정정이 없는 소형 주파수 오프셋을 갖는 시뮬레이션이 도 51에 도시된다. f max = 2Hz and a simulation having a small frequency offset with no constant offset correction is shown in Figure 51. N t /M t =1에 의한 성능이 원시 추정기로부터 약간 저하되나, 여전히 사실상 오버헤드를 감소시킨다는 이러한 성능 비교로부터 알 수 있다. N t / M t = the performance according to the first but slightly decreases from the raw estimator can still be seen from the fact this performance comparison of reducing the overhead. N t /M t =4에 의한 성능이 거의 10dB로, 훨씬 더 좋다. N t / M t = 4 performance by almost 10dB, is much better by the. 모든 곡선이 목표 오프셋 추정에서의 오차들로 인해 낮은 SNR 지점에서 니(knee)를 겪는다. All curves are due to the error in the estimated target offset undergoes the knee (knee) at a low SNR point. 정수 오프셋에서의 작은 오차는 큰 주파수 오차를 발생시키고, 따라서 큰 평균 제곱 오차를 발생시킨다. Small errors in the integer offset generates a large frequency error, and therefore generates a large mean-square error. 정수 오프셋 정정은 성능을 향상시키기 위해 작은 오프셋들에서 턴 오프될 수 있다. Constant offset correction can be turned off at the small offset for better performance.

다중경로 채널들 존재 시, 주파수 오프셋 추정기들의 성능을 일반적으로 저하된다. When the multi-path channels, decreases the performance of the frequency offset estimator in general. 하지만, 상기 정수 오프셋 추정기의 턴 오프는 도 53에서 상당히 좋은 성능을 드러낸다. However, the turn-off of the integer offset estimator reveals a fairly good performance in the Figure 53. 따라서, 다중경로 채널들에서 개선된 미세 정정 알고리즘에 이어 견고한 코스 정정을 수행하는 것이 훨씬 더 중요하다. Therefore, it is even more important that after performing a solid course correction in the fine correction algorithms improved in the multi-path channel. N t /M t =4에 의한 오프셋 성능은 다중경로의 경우에 훨씬 더 좋다는 것을 주목한다. N performance offset by t / M t = 4 It is noted that much better in the case of multi-path.

본 발명이 실시 예들은 상기에 설명한 바와 같이 다양한 단계들을 포함할 수 있다. Embodiment of the present invention may include various steps as described above. 상기 단계들은 일반적 목적 또는 특수 목적 프로세서가 소정의 단계를 수행하게 하는 기계-수행 가능 지시들로 구현될 수 있다. The steps are the general purpose or special purpose processor machines to perform a certain step may be implemented with instructions can be performed. 예를 들어, 기지국/AP들 내의 다양한 구성요소들 및 상기에 기술된 클라이언트 장치들은 일반적 목적 또는 특수 목적 프로세서 상에 수행된 소프트웨어로 구현될 수 있다. For example, the client apparatus described the various components within the BS / AP and the above can be implemented in software to perform a general purpose or special purpose processor. 본 발명의 적절한 양태를 모호하게 하는 것을 막기 위해, 컴퓨터 메모리, 하드 드라이브, 입력 장치들 등과 같은 다양한 공지된 개인용 컴퓨터 구성요소들이 도면들에 제외될 수 있다. To avoid obscuring the appropriate aspects of the present invention, various well-known personal computer components, such as computer memory, hard drive, input devices may be excluded in the figures.

대안적으로, 일 실시 예에서, 여기에 도시된 다양한 기능적 모듈들 및 관련 단계들이 주문형 집적회로(application-specific integrated circuit; "ASIC")와 같은 또는 프로그램된 컴퓨터 구성요소들 및 맞춤형 하드웨어 구성요소들의 소정 조합에 의한 단계들을 수행하는 하드와이어링된 로직을 포함하는 특정 하드웨어 구성요소들에 의해 수행될 수 있다. Alternatively, in one embodiment herein, the various functional modules, and related steps described an application specific integrated circuit (application-specific integrated circuit; "ASIC") as shown in of the, and computer components that are like or the program and custom hardware components It may be performed by specific hardware components that contain hard and the firing logic for performing the steps according to a predetermined combination.

일 실시 예에서, 상기에 기술된 부호화, 변조 및 신호 처리 로직(903)과 같은 소정 모듈들은 텍사스 인스트로먼트사의 TMS320x 구조(예컨대, TMS320C6000, TMS320C5000,...등)을 사용하는 DSP와 같은 프로그램가능한 디지털 신호 처리기(digital signal processor;"DSP")(또는 DSP들의 그룹) 상에서 구현될 수 있다. In one embodiment, the predetermined modules such as coding, modulation and signal processing logic 903 is described in the program, such as a DSP are to use the in-TMS320x architecture Trojan Corporation, Texas Instruments (e.g., TMS320C6000, TMS320C5000, ..., etc.) digital signal processor (digital signal processor; "DSP") may be implemented on (or a group of the DSP). 이 실시 예에서 상기의 상기 DSP는 예를 들어, PCI 카드와 같은 개인용 컴퓨터에 대한 애드-온 카드(add-on card) 내에 내장될 수 있다. The DSP of the In this embodiment, for example, a personal computer, such as a PCI add-on card may be embedded in the on-card (add-on card). 물론, 다양한 다른 DSP 구조들이 본 발명의 근본적인 원리들을 여전히 따르는 한 사용될 수 있다. Of course, various other DSP structure may be used which still follow the fundamental principles of the invention.

또한, 본 발명의 실시 예들은 상기 기계-수행가능한 지시들을 저장하기 위해 기계-판독가능한 매체로 제공될 수 있다. In addition, embodiments of the present invention the machine can be provided with readable medium for storing machine executable instructions. 상기 기계-판독가능한 매체는 제한하는 것은 아니나, 플래시 메모리, 광 디스크들, CD-ROM들, DVD ROM들, RAM들 EPROM들, EEPROM들, 마그네틱 또는 광 카드, 전파 매체 또는 전자 지시들을 저장하기에 적합한 다른 유형의 기계-판독가능한 매체를 포함할 수 있다. A storing-readable media include, but are not limited, flash memory, optical disks, CD-ROM to, DVD ROM to, RAM the EPROM s, EEPROM to, magnetic or optical cards, propagation media or electronic instructions, wherein the machine It can include a readable medium suitable for different types of machine. 예를 들면, 본 발명은 통신 링크(예컨대, 모뎀 또는 네트워크 접속)를 통해 반송파 또는 다른 전파 매체로 구현된 데이터 신호들에 의해 원격 컴퓨터(예컨대, 서버)에서 요청 컴퓨터(예컨대, 클라이언트)로 전달될 수 있는 컴퓨터 프로그램으로 다운로드될 수 있다. For example, the present invention is to be delivered to a requesting computer (e.g., client) on the remote computer (e.g., server) by way of data signals embodied in a carrier wave or other propagation medium via a communication link (e.g., a modem or network connection) a computer program that can be downloaded.

상술한 설명 내내, 설명을 위해, 많은 특정 세부사항들이 본 시스템 및 발명의 철저한 이해를 제공하기 위해 설명되었다. Throughout the foregoing description, for purposes of explanation, numerous specific details were set forth in order to provide a thorough understanding of the present system and invention. 하지만, 본 발명에 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 일부 이러한 특정 세부사항들 없이 상기 시스템 및 방법이 실시될 수 있음은 자명할 것이다. But that those of skill in the art pertaining to the present invention for the system and method may be practiced without some of these specific details it will be apparent. 따라서 본 발명의 범위와 정신은 하기의 청구항들에 의해 판단되어야 한다. Therefore, the spirit and scope of the invention should be determined by the claims that follow.

게다가, 상술한 설명 내내, 많은 공보들은 본 발명의 보다 철저한 이해를 제공하기 위해 언급되었다. In addition, throughout the foregoing description, many publication have been mentioned in order to provide a thorough understanding of the present invention. 이러한 모든 언급된 참조 문헌들은 참조로서 본 출원서로 병합된다. All of these aforementioned references are incorporated by the present application by reference.

100: 데이터 입력 서브시스템 101: 분리기 100: a data input sub-system 101: separator
102: 부호화 및 변조 서브시스템 103: 전송기 102: coding and modulation subsystem 103: Transmitter
104: 전송 안테나 105: 수신 안테나 104: transmission antenna 105: reception antenna
106: RF 수신기 107: 신호 처리 서브시스템 106: RF receiver 107: Signal processing subsystem
108: 3×3 매트릭스 H 108: 데이터 출력부 108: 3 × 3 matrix H 108: Data output section
200,300,400,500,600,700,800,900: 기지국 200300400500600700800900: BS
201,301,401,501,601,701: WAN 인터페이스 201,301,401,501,601,701: WAN Interface
202,305,405,505,605,705,802,902: 기지국 안테나 202305405505605705802902: the base station antenna
203-207,804-808,904-907: 클라이언트 장치들 203-207,804-808,904-907: client devices
302,402,502,602,702: 라우터 302402502602702: Router
303,403,503,603,703,311,411,511,611,711:부호화, 변조 및 신호 처리 서브시스템 303403503603703311411511611711: Coding, Modulation and Signal Processing subsystem
304,404,504,604,704, 310,410,510,610,710: 송수신기 304404504604704, 310410510610710: Transceiver
306-308,406-408,506-508,606-608,706-708: 데이터 인터페이스 306-308,406-408,506-508,606-608,706-708 Data Interface
309,409,509,609,709: 클라이언트 장치 안테나 309,409,509,609,709: a client device antenna
1001: NVIS 기지국 1002: NIVS 안테나 1001: NVIS BS 1002: antenna NIVS
1004: 클라이언트 장치들 1010: 인터넷 1004: The client device 1010: Internet
1015: 링크 1020: 원격 서버들 1015: 1020 Links: The remote server
1102,1902: 사용자 선택기 유닛 1104,1904: 부호화 모듈 유닛 1102,1902: 1104,1904 user selector unit: encoding module unit
1106,1906: 맵핑 유닛 1108: DIDO IQ-인식 사전부호화 유닛 1106,1906: mapping unit 1108: DIDO IQ- recognition pre-coding unit
1110:DIDO 구성 유닛 1112: 사용자 피드백 유닛 1110: DIDO configuration unit 1112: User feedback unit
1114: RF 전송기 유닛 1116,1916: D/A 유닛 1114: RF transmitter unit 1116,1916: D / A unit
1202: IQ-인식 수신기 유닛 1204: IQ-인식 채널 추정기 유닛 1202: IQ- recognition receiver unit 1204: IQ- recognition channel estimator unit
1206,1912: DIDO 피드백 생성기 유닛 1208,1914: RF 유닛 1206,1912: 1208,1914 DIDO feedback generator unit: RF unit
1210:A/D 유닛 1213,1915: OFDM 유닛 1210: A / D unit 1213,1915: OFDM unit
1302: IQ-DIDO 프리코더 1304: 전송 채널 1302: IQ-DIDO precoders 1304: transmission channel
1306: 채널 추정 로직 1308: ZF, MMSE 또는 ML 수신기 1306: The channel estimation logic 1308: ZF, MMSE or ML receiver
1908: DIDO 사전부호화 유닛 1910: DIDO 구성기 1908: DIDO pre-coding unit 1910: DIDO configurator

Claims (45)

  1. 다중 사용자(MU)를 갖는 다중 안테나 시스템(MAS) 전송("MU-MAS")에서 동상(in-phase) 및 직교(I/Q) 불균형을 보상하는 방법에 있어서, A method for compensating for the statue (in-phase) and quadrature (I / Q) imbalance in a multi-user multi-antenna system (MAS) transmit ( "MU-MAS") having (MU),
    기지국의 각 안테나와 다수의 무선 클라이언트 장치들 각각 사이에서 훈련 신호를 전송하고, 상기 기지국에서 채널 특성 데이터를 획득하는 단계; Comprising: each antenna of a base station and a plurality of wireless client devices transmit the training signals between respectively, and obtaining channel characteristic data from the base station;
    상기 채널 특성 데이터에 기초하여 다수의 MU-MAS 프리코더 가중치들을 계산하는 단계로서, 상기 MU-MAS 프리코더 가중치들은 I/Q 이득 및 위상 불균형 또는 사용자 간 간섭으로 인한 간섭을 사전 소거하기 위해 계산되는, 계산 단계; A step of calculating a plurality of MU-MAS precoder weights based on the channel characteristic data, the MU-MAS precoder weights is calculated to pre-cancel the interference due to the I / Q gain and phase imbalance or the interference between the users calculating step;
    상기 기지국의 각 안테나에 대해 사전부호화된 데이터 신호들을 생성하기 위해 상기 MU-MAS 프리코더 가중치들을 사용하여 사전부호화하는 단계; Further comprising: pre-coding using the MU-MAS precoder weights to produce the pre-coded data signals for each antenna of the base station; And
    상기 사전부호화된 데이터 신호들을 상기 기지국의 각 안테나를 통해 각 클라이언트 장치로 전송하는 단계를 포함하는 보상 방법. Compensation comprises the step of transmitting to each client device of the pre-coded data signals through each antenna of the base station.
  2. 청구항 1에 있어서, The method according to claim 1,
    상기 기지국은 광역 네트워크로 상기 무선 클라이언트 장치들을 커플링하는 액세스 포인트인 것을 특징으로 하는 보상 방법. The BS compensates characterized in that the access point coupled to said wireless client device to a wide area network.
  3. 청구항 1에 있어서, The method according to claim 1,
    상기 보상 방법은, The compensation method,
    잔여 간섭을 억제하기 위해 제로-포싱(ZF), 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 또는 최대 우도(ML) 수신기를 사용하여 각 사용자 장치에서 데이터 스트림들을 복조하는 단계; Zero to suppress the residual interference-using-forcing (ZF), minimum mean square error (MMSE) or maximum likelihood (ML) receiver comprising: demodulating the data stream for each user device;
    를 더 포함하는 보상 방법. The compensation method further includes.
  4. 청구항 1에 있어서, The method according to claim 1,
    사전부호화는 블록 대각화(BD) 기술들을 사용하여 수행되는 것을 특징으로 하는 보상 방법. Pre-coding is compensated characterized in that the carried out using a block diagonalization (BD) technology.
  5. 청구항 1에 있어서, The method according to claim 1,
    상기 MU-MAS의 안테나들은 분산형 안테나들인 것을 특징으로 하는 보상 방법. Antenna of the MU-MAS are compensated which are characterized in that a distributed antenna.
  6. 청구항 5에 있어서, The method according to claim 5,
    상기 프리코더 가중치들은 사용자 간 간섭을 소거하나 반송파 간 간섭(inter-carrier interference, ICI)을 소거하지 않으며, The precoder weights are not canceling interference (inter-carrier interference, ICI) cancellation between a carrier to interference between the users,
    상기 무선 클라이언트 장치들은 상기 ICI를 소거하기 위해 필터들을 갖는 수신기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 보상 방법. It said wireless client devices compensation method comprising: a receiver having a filter for canceling the ICI.
  7. MU-MAS 통신에 대해 동상 및 직교(I/Q) 불균형을 보상하는 시스템에 있어서, A system for compensating for phase and quadrature (I / Q) imbalance for the MU-MAS communication,
    부호화되고 변조된 정보 비트들을 생성하기 위해 다수의 무선 클라이언트 장치들 각각에 대한 정보 비트들을 부호화하고 변조하는 하나 이상의 부호화 변조 유닛들; One or more coding and modulation unit for coding and modulation coding information bits for each of the plurality of wireless client devices to produce the modulated information bits;
    상기 부호화되고 변조된 정보 비트들을 복합 기호들로 맵핑하는 하나 이상의 맵핑 유닛들; One or more mapping unit that maps the coded and modulated information bits into a complex symbol; And
    MU-MAS 사전부호화 가중치들을 계산하기 위해 기지국에서 획득된 채널 상태 정보를 이용하는 MU-MAS 사전부호화 유닛을 포함하며, Comprising a MU-MAS pre-coding unit using the channel status information acquired from the base station to calculate the MU-MAS pre-coding weight,
    상기 MU-MAS 사전부호화 유닛은 I/Q 이득 및 위상 불균형 또는 사용자 간 간섭으로 인한 간섭을 사전 소거하기 위해 상기 가중치들을 사용하여 상기 맵핑 유닛들로부터 획득된 상기 복합 기호들을 사전부호화하는 보상 시스템. The MU-MAS pre-coding unit I / Q gain and phase imbalance or the compensation system for pre-coding of the complex symbols obtained from the mapping unit uses the weights to the interference pre-cancellation of interference due to the user-to-user.
  8. 청구항 7에 있어서, The system according to claim 7,
    상기 보상 시스템은, The compensation system,
    상기 MU-MAS 사전부호화 유닛으로부터 상기 사전부호화된 신호들을 수신하고, OFDM 표준에 따라 상기 사전부호화된 신호들을 변조하는 하나 이상의 직교 주파수 분할 다중화(OFDM) 유닛들; Said MU-MAS pre-coding receive the pre-encoded signal from unit, and one or more orthogonal frequency division modulating the pre-coded signal according to a standard OFDM multiplexing (OFDM) unit;
    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보상 시스템. Reward system further comprises a.
  9. 청구항 8에 있어서, The method according to claim 8,
    상기 OFDM 표준은 역 고속 퓨리에 변환(IFFT)을 계산하고 사이클릭 프리픽스를 추가하는 것을 포함하는 것을 특징으로 하는 보상 시스템. The OFDM is a standard compensation system characterized in that it comprises calculating the inverse fast Fourier transform (IFFT) and add a cyclic prefix.
  10. 청구항 9에 있어서, The method according to claim 9,
    상기 보상 시스템은, The compensation system,
    아날로그 베이스 밴드 신호를 생성하기 위해 상기 OFDM 유닛들이 출력에 대해 디지털 대 아날로그(D/A) 변환을 수행하는 하나 이상의 D/A 유닛들; One or more D / A unit that performs digital-to-analog (D / A) conversion for the output to the OFDM unit in order to produce an analog baseband signal; And
    상기 베이스 밴드 신호를 무선 주파수로 상향변환하고, 하나 이상의 해당 전송 안테나들을 사용하여 상기 신호들을 전송하는 하나 이상의 무선 주파수(RF) 유닛들; The up-convert baseband signals to radio frequency, and one or more radio frequency (RF) unit for transmitting the signal using one or more corresponding transmit antennas;
    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 보상 시스템. Reward system further comprises a.
  11. 청구항 7에 있어서, The system according to claim 7,
    상기 MU-MAS 사전부호화 유닛은 최소 평균 제곱 오차(MMSE), 가중된 MMSE, 제로-포싱(ZF) 프리코더, 또는 블록 대각화(BD) 프리코더로 구현되는 것을 특징으로 하는 보상 시스템. The MU-MAS pre-coding unit is a minimum mean square error (MMSE), weighting the MMSE, zero-forcing (ZF) precoder, or a block diagonalization (BD) compensation system, characterized in that formed in a precoder.
  12. 삭제 delete
  13. 청구항 7에 있어서, The system according to claim 7,
    상기 MU-MAS의 안테나들은 분산형 안테나들을 포함하고, Antenna of the MU-MAS comprise a distributed antenna,
    상기 보상 시스템은 사전 부호화 가중치들을 계산하기 위해 채널 상태 정보를 사용하는 분산형 안테나의 사전부호화 유닛을 포함하며, Wherein the compensation system comprises a pre-coding unit of a distributed antenna using the channel state information to compute the pre-coding weight,
    상기 분산형 안테나의 사전부호화 유닛은 I/Q 이득 및 위상 불균형 또는 사용자 간 간섭으로 인한 간섭을 사전 소거하기 위해 상기 가중치들을 사용하여 상기 맵핑 유닛들로부터 획득된 상기 복합 기호들을 사전부호화하는 것을 특징으로 하는 보상 시스템. Pre-encoding of the distributed antenna unit is characterized in that the pre-coding of the said complex symbols obtained from the mapping unit using the weights in order to pre-cancel the interference due to the I / Q gain and phase imbalance or the interference between the users compensation system.
  14. MU-MAS 통신에 대해 동상 및 직교(I/Q) 불균형을 보상하는 시스템에서 사용을 위한 무선 클라이언트 장치에 있어서, A wireless client device for use in a system for compensating for phase and quadrature (I / Q) imbalance for the MU-MAS communication,
    하나 이상의 MU-MAS 전송기 유닛들로부터 전송된 신호들을 수신하고, 상기 신호들을 베이스 밴드로 하향변환하는 하나 이상의 RF 유닛들; Receiving signals transmitted from one or more of the MU-MAS transmitter unit and one or more RF unit for down-converting the signal to a baseband;
    상기 하향변환된 신호들을 수신하고 상기 신호들을 아날로그 신호들에서 디지털 신호들로 변환하는 하나 이상의 아날로그 대 디지털(A/D) 변환 유닛들; To receive the down-converted signal and at least one analog-to-digital (A / D) conversion unit for converting the signals to digital signals in an analog signal;
    주파수 영역에서 상기 신호들을 보고하기 위해 상기 디지털 신호들에 대해 사이클릭 프리픽스를 제거하고 고속 퓨리에 변환(FFT)을 수행하는 하나 이상의 OFDM 유닛들; In the frequency domain with one or more OFDM unit that removes the cyclic prefix for the digital signal to report the signal and performing a fast Fourier transform (FFT);
    훈련 주기 동안 상기 하나 이상의 OFDM 유닛들로부터 출력된 신호를 수신하고 응답적으로 채널 추정 데이터를 계산하는 채널 추정 유닛; During the training period the channel estimation unit for receiving a signal output from the one or more OFDM unit calculates a channel estimate data to responsively; And
    상기 무선 클라이언트 장치로 전송하기 전에 사전부호화 신호들의 사용을 위해 상기 채널 추정 데이터 또는 훈련 신호를 기지국으로 전송하는 신호 생성기 유닛; A signal generator unit configured to transmit the channel estimation data or training signals for use of the pre-encoded signal before it is sent to the wireless client device to the base station;
    을 포함하는 무선 클라이언트 장치. Wireless client devices including a.
  15. 청구항 14에 있어서, The method according to claim 14,
    상기 채널 추정들은 상기 OFDM 유닛들에 대한 입력을 사용함으로써 시간 영역에서 계산되는 것을 특징으로 하는 무선 클라이언트 장치. The channel estimation may be a wireless client device, characterized in that the calculation in the time domain by using an input unit for the OFDM.
  16. 청구항 14에 있어서, The method according to claim 14,
    상기 신호 생성기 유닛은 상기 기지국으로 전송하기 전에 상기 채널 추정들을 양자화하기 위한 로직을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 클라이언트 장치. The signal generator unit is a wireless client device according to claim 1, further comprising logic for quantizing the channel estimates prior to transmission to the base station.
  17. 청구항 14에 있어서, The method according to claim 14,
    상기 무선 클라이언트 장치는, The wireless client device,
    상기 OFDM 유닛들로부터 출력들을 수신하고 응답적으로 IQ 불균형을 계산하며, 상기 전송된 데이터의 추정을 획득하기 위해 상기 신호를 복조/복호화하는 수신기 유닛; A receiver unit for receiving the output from the OFDM unit, and to responsively calculates the IQ imbalance, the demodulation / decoding the signal to obtain an estimate of the transmitted data;
    을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 클라이언트 장치. The wireless client device, comprising a step of including.
  18. 청구항 17에 있어서, The method according to claim 17,
    상기 수신기 유닛은 최소 평균 제곱 오차(MMSE) 수신기, 제로-포싱(ZF) 수신기, 최대 우도(ML) 또는 맵(MAP) 수신기인 것을 특징으로 하는 무선 클라이언트 장치. The receiver unit is a minimum mean square error (MMSE) receivers, zero-forcing (ZF) receiver, a maximum likelihood (ML) or the map (MAP) the wireless client device, characterized in that the receiver.
  19. 청구항 17에 있어서, The method according to claim 17,
    상기 수신기 유닛은 미러 톤들에 대해 I/Q 불균형에 의해 발생된 반송파 간 간섭(ICI)을 소거하는 MMSE 또는 ZF 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 클라이언트 장치. The receiver unit is a wireless client device comprising: a MMSE or ZF filter for canceling interference (ICI) between the carrier wave generated by the I / Q imbalance for the mirror tones.
  20. 청구항 17에 있어서, The method according to claim 17,
    상기 수신기 유닛은 미러 톤들에 대한 기호들을 공동으로 검출하는 비선형 검출기(ML)를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 클라이언트 장치. The receiver unit is a wireless client device comprising: a non-linear detector (ML), which jointly detects the symbols of the mirror tones.
  21. 청구항 17에 있어서, The method according to claim 17,
    상기 채널 추정 유닛은 반송파 간 간섭(ICI)을 제거하기 위해 상기 수신기 유닛에 의해 사용가능한 계수들을 계산하는 것을 특징으로 하는 무선 클라이언트 장치. The channel estimation unit is a wireless client device, characterized in that for calculating the coefficients usable by the receiver unit in order to remove interference (ICI) between the carriers.
  22. 청구항 13에 있어서, The method according to claim 13,
    상기 MU-MAS의 안테나들은 분산형 안테나들을 포함하고, Antenna of the MU-MAS comprise a distributed antenna,
    하나 이상의 RF 유닛들은 하나 이상의 분산형 안테나의 MU-MAS 전송기 유닛들로부터 전송된 신호들을 수신하고 상기 신호들을 베이스 밴드로 하향변환하는 것을 특징으로 하는 보상 시스템. One or more RF units compensation system, characterized in that for receiving the signals transmitted from one or more of the MU-MAS transmitter unit of a distributed antenna and downconverts the signal to baseband.
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