JP6055524B2 - System and method for distributed input distributed output wireless communications - Google Patents

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優先権の主張 Priority claim
本出願は、2004年7月30日出願の米国特許出願第10/902、978号の一部継続出願である。 This application is a continuation-in-part of US patent application Ser. No. 10 / 902,978, filed July 30, 2004.

本発明は、一般的に、通信システムの分野に関する。 The present invention relates generally to the field of communication systems. より具体的には、本発明は、時空間符号化技術を使用する分散入力分散出力無線通信のためのシステム及び方法に関する。 More particularly, the present invention relates to a system and method for distributed input distributed output wireless communications using space-time coding techniques.

通信信号の時空間符号化 Space-time coding of the communication signal
無線技術の比較的新しい発展は、空間多重化及び時空間符号化として公知である。 Relatively new development of wireless technologies is known as spatial multiplexing and space-time coding. 1つの特定の形式の時空間符号化は、「多重入力多重出力」に対してMIMOと呼ばれ、その理由は、いくつかのアンテナが各端部に使用されるからである。 Space-time coding of one particular type, called MIMO for 'Multiple Input Multiple Output ", because, several antennas because used at each end. 送受信に複数のアンテナを使用することにより、複数の独立した電波を同じ周波数範囲内で同時に送信することができる。 The use of multiple antennas for transmission and reception, can be transmitted simultaneously several independent radio waves in the same frequency range. 以下の論文は、MIMOの概要を提供している。 The following paper provides an overview of MIMO.

David Gesbert、IEEE会員、Mansoor Shafi、IEEEフェロー、Da−shan Shiu、IEEE会員、Peter J. David Gesbert, IEEE member, Mansoor Shafi, IEEE Fellow, Da-shan Shiu, IEEE member, Peter J. Smith、IEEE会員、Ayman Naguib、IEEE上級会員共著「理論から実施まで:MIMO時空間符号化無線システムの概要」、通信の選択領域に関するIEEE学会誌、第21巻、第3号、2003年4月 Smith, IEEE member, Ayman Naguib, IEEE senior member co-authored "to implementation from theory: Overview of MIMO space-time coding wireless systems", IEEE Journal on selected areas of communication, Vol. 21, No. 3, April 2003

David Gesbert、IEEE会員、Helmut Bolcskei、IEEE会員、Dhananjay A. David Gesbert, IEEE member, Helmut Bolcskei, IEEE member, Dhananjay A. Gore及びArogyaswami J. Gore and Arogyaswami J. Paulraj、IEEEフェロー共著「屋外MIMO無線チャネル:モデル及び性能予測」、通信に関するIEEE会報、第50巻、第12号、2002年12月 Paulraj, IEEE Fellow co-authored "Outdoor MIMO radio channel: Modeling and performance prediction", IEEE Transactions on communications, Vol. 50, No. 12, December 2002

基本的に、MIMO技術は、共通周波数帯域内の並列空間データストリームを作成するための空間的に分散されたアンテナの使用に基づいている。 Basically, MIMO technique is based on the spatially use of distributed antenna for creating parallel spatial data streams within a common frequency band. 電波は、たとえそれらが同じ周波数帯域内で送信されても、個々の信号が受信機で分離されて復調することができ、これが、複数の統計的に独立した(すなわち、事実上別々の)通信チャネルをもたらすことができるような方法で送信される。 Radio waves, even if they are sent in the same frequency band, can be individual signals are demodulated are separated at the receiver, which, independent plurality of statistically (i.e., virtually separate) Communication it is transmitted in such a way that they can bring channel. すなわち、多重経路信号(すなわち、時間的に遅延し、振幅及び位相が修正された同じ周波数の複数の信号)を阻止しようとする標準的な無線通信システムとは対照的に、MIMOは、無相関又は弱相関の多重経路信号を使用して所定の周波数帯域内のより高いスループット及び改善された信号対ノイズ比を達成することができる。 That is, multipath signals as opposed to the standard wireless communications systems to be prevented (i.e., time-delayed, amplitude and phase multiple signals of the same frequency that have been modified), MIMO is uncorrelated or to achieve higher throughput and improved signal-to-noise ratio within a predetermined frequency band by using the multipath signals weak correlation. 一例として、MIMO技術は、従来の非MIMOシステムが単に低いスループットを達成することができる類似の電力及び信号対ノイズ比(SNR)条件において遥かに高いスループットを達成する。 As an example, MIMO technology achieves much higher throughput in a conventional non-MIMO system simply similar power and signal-to-noise ratio that can be achieved with low throughput (SNR) conditions. この機能は、 http://www. This feature is, http: // www. cdmatech. cdmatech. com/products/what mimo delivers. com / products / what mimo delivers. ispで「MIMOが届けるもの」という名称のページの「Qualcomm Incorporated」(Qualcommは、無線技術の最大プロバイダのうちの1つである)のウェブサイト上に説明されている。 "Qualcomm Incorporated" of the page entitled "what MIMO is deliver" in isp (Qualcomm, the wireless one is one of the largest providers of technology) are described on the web site of. MIMOは、チャネル当たり又はスペクトルのMHz当たりのシステムのピークデータ転送速度の2倍又はそれよりも多くをもたらすことによってスペクトル機能を増大させる唯一の多重アンテナ技術である。 MIMO is the only multi-antenna technology to increase the spectral function by providing a number twice or more even the peak data transfer rate per MHz per channel or spectrum system. より具体的には、無線LAN又はWi−Fi(登録商標)用途に対しては、QUALCOMMの第4世代MIMO技術は、36MHzのスペクトルにおいて315Mbpsの速度、つまり8.8Mbps/MHzをもたらす。 More specifically, with respect to the wireless LAN or Wi-Fi (registered trademark) application, fourth generation MIMO technology QUALCOMM results rate of 315Mbps in the spectrum of 36 MHz, i.e. a 8.8Mbps / MHz. これを17MHzのスペクトルにおいて僅かに54Mbps、つまり3.18Mbps/MHzをもたらす802.11a/gのピーク機能(ビーム形成又はダイバーシチ技術を用いてさえも)と比較されたい。 Slightly this in the spectrum of 17 MHz 54 Mbps, i.e. (even using a beam forming or diversity technology) 3.18Mbps / MHz 802.11a / g of the peak features provide cf..

MIMOシステムは、一般的に、いくつかの理由から装置当たりのアンテナ本数が10本未満(したがって、ネットワークにおけるスループット改善倍率が10X未満)という実際的な制限に直面する。 MIMO systems is generally the number of antennas per device for several reasons is less than ten (thus, throughput improvement ratio in the network is less than 10X) face practical limitations that.
1. 1. 物理的制限:所定の装置上のMIMOアンテナは、各々が統計的に独立した信号を受信するようにMIMOアンテナ間で十分な分離がなければならない。 Physical limitations: MIMO antennas on a given device, each must have sufficient separation between MIMO antenna to receive statistically independent signals. MIMOスループット改善は、波長の僅かな部分のアンテナ間隔でさえも認めることができるが、効率は、アンテナ同士が密集する時に急速に悪化し、より低いMIMOスループット乗数をもたらす。 MIMO throughput improvement, it can also admit even antenna spacing of a small portion of the wavelength, the efficiency rapidly deteriorated when the antenna together are concentrated, resulting in a lower MIMO throughput multiplier.

例えば、以下の参考文献を参照されたい。 See, for example, the following references.
[1]D. [1] D. S. S. Shiu、G. Shiu, G. J. J. Foschini、M. Foschini, M. J. J. Gans、J. Gans, J. M. M. Kahn共著「フェーディング相関関係及びその多素子アンテナシステムの機能に及ぼす影響」、通信に関するIEEE会報、第48巻、第3号、502〜513頁、2000年3月 [2]V. Kahn co-authored "fading correlation and impact on the function of the multi-element antenna systems", IEEE Trans., Vol. 48 related to communication, No. 3, pp. 502-513, March 2000 [2] V. Pohl、V. Pohl, V. Jungnickel、T. Jungnickel, T. Haustein、Helmolt共著「MIMO屋内チャネルにおけるアンテナ間隔」、「Veh.Technol.conf.」IEEE講演論文集、第2巻、749〜753頁、2002年5月 [3]M. Haustein, "antenna interval in MIMO indoor channel" Helmolt co-authored, "Veh.Technol.conf." IEEE Proceedings, Vol. 2, pp. 749-753, May 2002 [3] M. Stoytchev、H. Stoytchev, H. Safar、A。 Safar, A. L. L. Moustakas、S. Moustakas, S. Simon共著「MIMO用途のための小型アンテナアレイ」、「Antennas and Prop.Symp.」IEEE講演論文集、第3巻、708〜711頁、2001年7月 [4]A. Simon co-authored "small antenna array for MIMO applications", "Antennas and Prop.Symp." IEEE Proceedings, Vol. 3, pp. 708-711, July 2001 [4] A. Forenza及びR. Forenza and R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 共著「屋内クラスター化チャネルにおけるMIMO通信に及ぼすアンテナ幾何学形状の影響」、「Antennas and Prop.Symp.」IEEE講演論文集、第2巻、1700〜1703頁、2004年6月 Co-authored "the influence of the antenna geometry on the MIMO communication in indoor clustered channel", "Antennas and Prop.Symp." IEEE Proceedings, Vol. 2, pp. 1,700 to 1,703, June 2004

また、小さいアンテナ間隔に対しては、相互結合の影響によってMIMOシステムの性能が悪化する場合がある。 Further, with respect to the small antenna spacing, there is a case where the performance of the MIMO system is degraded by the effect of mutual coupling.

例えば、以下の参考文献を参照されたい。 See, for example, the following references.
[5]M. [5] M. J. J. Fakhereddin、K. Fakhereddin, K. R. R. Dandekar共著「MIMO機能に及ぼす偏波ダイバーシチ及び相互結合の組合せ影響」、「Antennas and Prop.Symp.」IEEE講演論文集、第2巻、495〜498頁、2003年6月 [7]P. Dandekar co-authored "The combination effect of polarization diversity and mutual coupling on MIMO function", "Antennas and Prop.Symp." IEEE Proceedings, Vol. 2, pp. 495-498, June 2003 [7] P. N. N. Fletcher、M. Fletcher, M. Dean、A. Dean, A. R. R. Nix共著「多素子アレイアンテナ内の相互結合及びMIMOチャネル機能に及ぼすその影響」、IEEE・エレクトロニクス・レター、第39巻、342〜344頁、2003年2月 [8]V. Nix co-authored "mutual coupling and its impact on the MIMO channel function of the multi-element in the array antenna", IEEE · Electronics Letters, Vol. 39, pp. 342-344, February 2003 [8] V. Jungnickel、V. Jungnickel, V. Pohl、C. Pohl, C. Von Helmolt共著「密接アンテナを有するMIMOシステムの機能」、IEEE通信レター. Von Helmolt co-authored "function of MIMO system with a closely antenna", IEEE communication letter. 第7巻、361〜363頁、2003年8月 [10]J. Vol. 7, pp. 361-363, August 2003 [10] J. W. W. Wallace、M. Wallace, M. A. A. Jensen共著「結合アンテナの終端依存ダイバーシチ性能:ネットワーク理論解析」、アンテナ伝播に関するIEEE会報、第52巻、98〜105頁、2004年1月 [13]C. Jensen co-authored "coupled antenna of the termination dependent diversity performance: network theory analysis", IEEE Transactions on Antennas and propagation, Vol. 52, pp. 98-105, January 2004 [13] C. Waldschmidt、S. Waldschmidt, S. Schulteis、W. Schulteis, W. Wiesbeck共著「小型MIMOアレイの解析のための完全RFシステムモデル」、「Veh.Technol.」に関するIEEE会報、第53巻、579〜586頁、2004年5月 [14]M. Wiesbeck co-authored "complete RF system model for the analysis of small MIMO array", IEEE Transactions on "Veh.Technol.", Vol. 53, pp. 579-586, May 2004 [14] M. L. L. モーリス、M. Maurice, M. A. A. Jensen共著「結合アンテナ及びノイズのある増幅器を有するMIMOシステムのためのネットワークモデル」、アンテナ伝播に関するIEEE会報、第53巻、545〜552頁、2005年1月 "Network Model for MIMO systems with a coupling antenna and noise amplifiers", IEEE Transactions on Antennas and propagation Jensen co, Vol. 53, pp. 545-552, January 2005

更に、アンテナは互いに密集しているために、アンテナは、一般的に小型化しなければならず、それも同様にアンテナ効率に影響を与える可能性がある。 Further, since the antenna that are crowded together, the antenna is generally must be compact, it also can affect similarly antenna efficiency.

例えば、以下の参考文献を参照されたい。 See, for example, the following references.
[15]H. [15] H. A. A. Wheeler著「小さいアンテナ」、アンテナ伝播に関するIEEE会報、第AP−23巻、第4号、462〜469頁、1975年7月 [16]J. Wheeler et al., "Small antenna", IEEE Transactions on Antennas and propagation, Vol. AP-23, No. 4, pp. 462-469, July 1975 [16] J. S. S. Mclean著「電気的に小型のアンテナの放射Qに対する基本的な限界の再調査」、アンテナ伝播に関するIEEE会報、第44巻、第5号、672〜676頁、1996年5月 Mclean al., "Electrically re-examination of the basic limits for radiation Q of the small size of the antenna", IEEE Transactions on Antennas and propagation, Vol. 44, No. 5, pp. 672-676, May 1996

最後に、より低い周波数及びより長い波長では、単一のMIMO装置の物理的サイズが扱いにくくなる可能性がある。 Finally, at lower frequencies and longer wavelengths, it may become cumbersome physical size of a single MIMO system. 極端な例は、MIMO装置アンテナが互いから10メートル又はそれよりも大きく分離すべきであると考えられるHF帯域内である。 An extreme example is, MIMO system antennas are the HF band considered to be largely separated than 10 m or from each other.
2. 2. ノイズ制限。 Noise restriction. 各MIMO受信機/送信機サブシステムは、ある一定のレベルのノイズを生成する。 Each MIMO receiver / transmitter subsystem generates a noise of a certain level. 互いに近接して置かれるこれらのサブシステムの数が多くなると、ノイズレベルは増加する。 If the number of these subsystems increased placed in close proximity to each other, the noise level increases. 一方、多数アンテナMIMOシステムにおける益々増大する個別の信号を互いに区別することが必要なので、益々低いノイズレベルが必要である。 On the other hand, since the need to distinguish the individual signals to be increasingly increase in number antenna MIMO system together, it is necessary to increasingly lower noise levels.
3. 3. 経費及び電力上の制限。 Limits on the cost and power. 経費及び電力消費量が問題にならないMIMO用途も存在するが、典型的な無線製品では、経費及び電力消費量の両方は、製品開発成功の極めて重要な制約である。 While cost and power consumption also exists MIMO applications no problem, in a typical wireless products, both cost and power consumption is a very important limitation for product development success. 各MIMOアンテナに対しては、別個のアナログ/デジタル(A/D)変換器及びデジタル/アナログ(D/A)変換器を含む別個のRFサブシステムが必要である。 For each MIMO antenna, it is necessary to separate RF subsystems include a separate analog / digital (A / D) converter and a digital / analog (D / A) converter. ムーアの法則(最小構成要素のための集積回路上のトランジスタ数は、その費用が24ヵ月毎に倍増するというIntel共同創立者Gordon Mooreによる経験的な観測結果、出典:http://www.intel.com/technology/mooreslaw/)に対応するデジタルシステムの多くの態様と異なり、このようなアナログ集約的サブシステムは、典型的に、ある一定の物理的構造サイズ及び電力要件を有し、経費及び電力において直線的に増大する。 Moore's Law (the number of transistors on an integrated circuit for minimum component, empirical observation by Intel co-founder Gordon Moore that the cost will double every 24 months, Source: http: //www.intel Unlike many aspects of .com / technology / mooreslaw /) to a corresponding digital system, such an analog-intensive subsystems typically have certain physical structure size and power requirements that, expenses and It increases linearly in power. したがって、多数アンテナMIMO装置は、単一アンテナ装置と比較すると極端に高価かつ電力消耗的になると考えられる。 Therefore, many antenna MIMO system is considered to be extremely expensive and power consumptive when compared to a single antenna device.

以上の結果として、今日考えられている殆どのMIMOシステムは、アンテナ2〜4本の程度であり、スループットの2〜4倍の増加と多重アンテナシステムのダイバーシチ恩典によるSNRの何らかの増加とをもたらす。 As a result of the above, most of the MIMO system are considered today, on the order of two to four antennas, resulting in a any increase in SNR by 2-4 fold increase and diversity benefits of multi-antenna system throughput. 10本までのアンテナのMIMOシステムが考えられているが(特に、より短い波長及びより緊密なアンテナ間隔によるより高いマイクロ波周波数の時)、それを大きく超える数は、非常に特殊かつ費用集中的な用途を除いて非実用的である。 Although antenna MIMO system until ten are considered (in particular, when high microwave frequencies than with shorter wavelengths and tighter antenna spacing from), the number greatly exceeding it, very specialized and cost intensive impractical except for such applications.

仮想アンテナアレイ Virtual antenna array
MIMO形式の技術の1つの特殊用途は、仮想アンテナアレイである。 One special application of MIMO type of technique is a virtual antenna array. このようなシステムは、2003年1月15〜17日、スペイン国バルセロナでの科学技術研究分野の欧州協力(EURO−COST)で発表された研究論文:Mischa Dohler、Hamid Aghvami共著「MIMOに向けた歩み:仮想アンテナアレイ」、キングズカレッジ電気通信研究センター、英国ロンドンで提案されている。 Such a system is, January 15-17, 2003, research papers were presented at the European cooperation in science and technology research in Spain Barcelona (EURO-COST): Mischa Dohler, towards Hamid Aghvami co-authored "MIMO History: virtual antenna array ", King's College telecommunications research Center, has been proposed in London, UK.

仮想アンテナアレイは、この論文で呈示されているように連携無線装置(携帯電話など)のシステムであり、これは、連携して作動するように所属基地局への1次通信チャネルとは別の通信チャネル上で互いの間で通信する(それらが互いに十分に近い場合かつその時に)(例えば、それらがUHF帯域内のGSM(登録商標)携帯電話である場合には、これは、5GHzの産業科学医療(ISM)無線帯域とすることができるであろう)。 Virtual antenna array is a system of this paper associating radio apparatus as is presented in (such as a mobile phone), which is separate from the primary communication channel to belong base station to operate in conjunction communicate between each other over a communication channel (if they are sufficiently close to each other and at that time) (for example, if they are GSM (TM) mobile phone in the UHF band, which is, 5 GHz industrial scientific medical could be a (ISM) radio band). これは、例えば単一アンテナ装置が、互いの範囲にある(基地局の範囲あることに加えて)いくつかの装置の間で情報を中継し、あたかもそれらが複数のアンテナを有する物理的に1つの装置であるかように作動することにより、MIMOのようなスループットの増加を潜在的に達成することを可能にする。 This, for example, a single antenna device is in range of each other (in addition to a range of the base station) to relay information between several devices, the though physically they have a plurality of antennas 1 by operating as if it were one device allows to potentially achieve increased throughput such as MIMO.

米国特許出願出願番号第10/902、978号 U.S. Patent Application Serial No. 10 / 902,978 米国特許出願出願番号第10/817、731号 U.S. Patent Application Serial No. 10 / 817,731

しかし、実際には、このようなシステムは、実施するのが極端に困難であり、かつ有用性に限界がある。 However, in practice, such systems are extremely difficult to implement, and there is a limited usefulness. 1つには、スループットの改善を達成するために維持すべきである装置当たり最低2つの個別の通信経路が現在存在し、第2の中継リンクは、利用可能性が不確定なものであることが多い。 One, a separate communication path at least two per unit should be maintained in order to achieve improved throughput currently exist, the second relay link, it availability is of uncertain there are many. また、装置は、それらが最低でも第2の通信サブシステムとより大きな計算の必要性とを有するので、より高額であり、物理的に大型化し、かつ消費電力が増大する。 The apparatus also because they also have a need for greater calculation and a second communications subsystem at the lowest, is more expensive, physically large, and power consumption increases. 更に、システムは、潜在的に様々な通信リンクを通じて、全ての装置の非常に高度なリアルタイムの連携に依存している。 Furthermore, the system is potentially via various communication links, relies on very high real-time collaboration of all devices. 最後に、同時チャネル利用(例えば、MIMO技術を利用した同時の電話通話の伝達)が増大すると、各装置に対して計算負荷が増大し(チャネル利用が線形に増加する時に潜在的に指数的に)、これは、厳しい電力及びサイズの制約を有する携帯式装置にとって非常に非実用的である場合がある。 Finally, co-channel use (e.g., transmission of simultaneous telephone calls using the MIMO technology) when increases, potentially exponentially when the calculation load is increased for each device (channel utilization increases linearly ), which may be very impractical for a portable apparatus having a severe power and size constraints.

マルチユーザ(MU)送信を備えた多重アンテナシステム(MAS)(MU−MAS)における周波数オフセット及び位相オフセットを補正するためのシステム及び方法を説明する。 The system and method for correcting a frequency offset and phase offset in a multi-user (MU) MIMO system with a transmission (MAS) (MU-MAS) is described. 例えば、本発明の一実施形態による方法は、トレーニング信号を基地局の各アンテナから、周波数オフセット補正データを生成するために各トレーニング信号を解析する複数の無線クライアント装置の1つ又は各々に送信して、基地局で周波数オフセット補正データを受信する段階と、送信機において周波数オフセットを事前相殺するために周波数オフセット補正データに基づいてMU−MASプリコーダ重みを計算する段階と、基地局の各アンテナに対してプリコーディングされたトレーニング信号を生成するために、MU−MASプリコーダ重みを使用してトレーニング信号をプリコーディングする段階と、基地局の各アンテナから、各々がチャネル特徴付けデータを生成するために各トレーニング信号を解析する複数の無線クライアン For example, the method according to an embodiment of the present invention is to transmit from each antenna of the base station a training signal, one or each of the plurality of wireless client devices analyzing each training signal to generate a frequency offset correction data Te, receiving a frequency offset correction data in the base station, calculating a MU-MAS precoder weights based on the frequency offset correction data to pre-cancel the frequency offset at the transmitter to each antenna of the base station to generate the training signal pre-coding for the steps of pre-coding a training signal using the MU-MAS precoder weights from each antenna of the base station, for each of which generates the channel characterization data a plurality of wireless clients for analyzing each training signal 装置の各々に、プリコーディングされたトレーニング信号を送信して、基地局でチャネル特徴付けデータを受信する段階と、チャネル特徴付けデータに基づいて、周波数及び位相オフセット及び/又はユーザ間干渉を事前相殺するために計算される複数のMU−MASプリコーダ重みを計算する段階と、基地局の各アンテナに対するプリコーディングされたデータ信号を生成するために、MU−MASプリコーダ重みを使用してデータをプリコーディングする段階と、プリコーディングされたデータ信号を基地局の各アンテナを通じて各それぞれのクライアント装置に送信する段階とを含む。 To each device, and transmits a training signal pre-coding, the method comprising: receiving channel characterization data at the base station, based on the channel characterization data, pre-cancellation frequency and phase offsets and / or the inter-user interference a plurality of calculating a MU-MAS precoder weights, in order to generate precoded data signals for each antenna of the base station, precoding data using MU-MAS precoder weights are calculated to comprising the steps of, and transmitting the precoded data signals to each respective client device through each antenna of the base station.

図面に関連の以下の詳細説明から、本発明の理解を深めることができる。 Relation to the following detailed description to the accompanying drawings, it is possible understanding of the present invention.

従来技術のMIMOシステムを示す図である。 It is a diagram showing a MIMO system of the prior art. 複数の単一アンテナクライアント装置と通信するN本アンテナ基地局を示す図である。 Is a diagram showing the N antenna base station communicating with a plurality of single antenna client device. 3つの単一アンテナクライアント装置と通信する3本アンテナ基地局を示す図である。 Is a diagram showing three three antennas base stations communicate with a single antenna client device. 本発明の一実施形態において使用されるトレーニング信号法を示す図である。 It is a diagram illustrating training signals method used in an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態によるクライアント装置から基地局に送信されたチャネル特徴付けデータを示す図である。 It is a diagram showing a channel characterization data transmitted to the base station from a client device according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態による多重入力分散出力(MIDO)下流側送信を示す図である。 It is a diagram illustrating a multiple-input distributed output (MIDO) downstream transmission according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態による多重入力多重出力(MIMO)上流側送信を示す図である。 It is a diagram illustrating a multiple-input multiple-output (MIMO) upstream transmission according to an embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態によりスループットを割り当てるために異なるクライアント群を循環する基地局を示す図である。 According to an exemplary embodiment of the present invention is a diagram showing a base station to circulate different client group to assign the throughput. 本発明の一実施形態による近接度に基づくクライアントのグループ分けを示す図である。 Is a diagram illustrating a client grouping based on proximity according to an embodiment of the present invention. NVISシステム内に使用された本発明の実施形態を示す図である。 NVIS is a diagram showing an embodiment of the present invention used in the system. I/Q補正機能ユニットを有するDIDO送信機の実施形態を示す図である。 It illustrates an embodiment of DIDO transmitter having a I / Q correction functional unit. I/Q補正機能ユニットを有するDIDO受信機を示す図である。 It is a diagram illustrating a DIDO receiver with I / Q correction functional unit. I/Q補正を備えたDIDO−OFDMシステムの一実施形態を示す図である。 It is a diagram showing an embodiment of DIDO-OFDM systems with I / Q compensation. I/Q補正の有無によるDIDO2×2性能の一実施形態を示す図である。 Is a diagram illustrating one embodiment of DIDO2 × 2 performance with and without I / Q correction. I/Q補正の有無によるDIDO2×2性能の一実施形態を示す図である。 Is a diagram illustrating one embodiment of DIDO2 × 2 performance with and without I / Q correction. 異なるQAM配列に対するI/Q補正の有無によるSER(符号誤り率)の一実施形態を示す図である。 It is a diagram illustrating an embodiment of a SER with and without I / Q correction for different QAM constellation (bit error rate). 異なるユーザ装置位置における補正の有無によるDIDO2×2性能の一実施形態を示す図である。 Is a diagram illustrating one embodiment of DIDO2 × 2 performance by the presence or absence of correction in the different user device location. 理想的(i.i.d.(独立かつ同一分散の))チャネルにおけるI/Q補正に有無によるSERの一実施形態を示す図である。 It is a diagram illustrating an embodiment of a SER with and without the I / Q correction in an ideal (i.i.d. (independent and identical distributed)) channel. 適応DIDOシステムの送信機フレームワークの一実施形態を示す図である。 Is a diagram illustrating an embodiment of a transmitter framework adaptive DIDO system. 適応DIDOシステムの受信機フレームワークの一実施形態を示す図である。 Is a diagram illustrating an embodiment of a receiver framework adaptive DIDO system. 適応DIDO−OFDMの方法の一実施形態を示す図である。 Is a diagram showing an embodiment of an adaptive DIDO-OFDM method. DIDO測定のためのアンテナ配置の一実施形態を示す図である。 Is a diagram showing an embodiment of an antenna arrangement for DIDO measurements. 異次数DIDOシステムのアレイ構成の実施形態を示す図である。 It illustrates an embodiment of an array structure of a different order DIDO systems. 異次数DIDOシステムの性能を示す図である。 Is a diagram showing the performance of different orders DIDO system. DIDO測定のアンテナ配置の一実施形態を示す図である。 Is a diagram showing an embodiment of an antenna arrangement of DIDO measurements. ユーザ装置位置の関数としての4−QAM及びFEC率1/2によるDIDO2x2性能の一実施形態を示す図である。 It is a diagram illustrating an embodiment of a DIDO2x2 performance by 4-QAM and FEC rate 1/2 as a function of the user device location. DIDO測定のアンテナ配置の一実施形態を示す図である。 Is a diagram showing an embodiment of an antenna arrangement of DIDO measurements. 一実施形態においてDIDO8x8がより低いTX電力要件に向けてDIDO2x2よりも大きなSEをもたらす方法を示す図である。 Than DIDO2x2 toward the lower TX power requirement DIDO8x8 In one embodiment illustrates a method of providing a large SE. アンテナ選択によるDIDO2x2性能の一実施形態を示す図である。 Is a diagram illustrating an embodiment of a DIDO2x2 performance by the antenna selection. i. i. i. i. d. d. チャネルにおける異なるDIDOプリコーディング方式の平均ビット誤り率(BER)性能を示す図である。 It illustrates different average bit error rate of the DIDO precoding scheme (BER) performance in the channel. i. i. i. i. d. d. チャネルにおける余分な送信アンテナ数の関数としてのASelの信号対ノイズ比(SNR)利得を示す図である。 Is a diagram illustrating a signal-to-noise ratio (SNR) gain ASel as extra function of the number of transmission antennas in the channel. i. i. i. i. d. d. チャネルにおける1本及び2本の余分のアンテナによるブロック対角化(BD)及びASelに対するユーザ数(M)の関数としてSNR閾値を示す図である。 It is a diagram showing the SNR threshold as a function of the number of users (M) with respect to one and block diagonalization (BD) by two extra antenna and ASel in the channel. 角度広がり(AS)の異なる値を有する同じ角度方向に位置する2人のユーザに対するBER対ユーザ当たりの平均SNRを示す図である。 It is a diagram showing the average SNR per BER versus user for two users located in the same angular direction having different values ​​of angle spread (AS). 図33と類似であるがユーザ間のより大きい角度分離を有する結果を示す図である。 It is similar to FIG. 33 is a graph showing a result of having a greater angular separation between users. ユーザの平均到着角(AOA)の異なる値に対するASの関数としてのSNR閾値をプロットした図である。 It is a plot of SNR threshold as a function of the AS for different values ​​of average arrival angle of the user (AOA). 5人のユーザの例示的な事例に対するSNR閾値を示す図である。 Is a diagram showing an SNR threshold for an exemplary case of five users. 2つのユーザ事例に対する1本及び2本の余分なアンテナによるBD及びASelのSNR閾値の比較を与える図である。 By one and two extra antennas for two users case is a diagram giving a comparison of the SNR threshold of the BD and ASEL. 図37と類似のものであるが5人のユーザの事例に対する結果を示す図である。 While those similar to FIG. 37 is a diagram showing the results for examples of five users. ASの異なる値によるBD方式のSNR閾値を示す図である。 With different values ​​of AS is a diagram showing the SNR threshold of the BD format. 1本及び2本の余分なアンテナによるBD及びASelに対するAS=0.1°での空間相関チャネルにおけるSNR閾値を示す図である。 It is a diagram illustrating a SNR threshold in the spatial correlation channel at AS = 0.1 ° for BD and ASel by one and two extra antennas. AS=5°での2つ多いチャネルのシナリオに対するSNR閾値の計算を示す図である。 It is a diagram showing a calculation of the SNR thresholds for two more channels scenarios in AS = 5 °. AS=10°での2つ多いチャネルのシナリオに対するSNR閾値の計算を示す図である。 It is a diagram showing a calculation of the SNR thresholds for two more channels scenarios in AS = 10 °. 1本及び2本の余分なアンテナによるBD及びASel方式に対するそれぞれユーザ数(M)及び角度広がり(AS)の関数としてのSNR閾値を示す図である。 Each the BD and ASel method according one or two extra antenna is a diagram showing the SNR threshold as a function of the number of users (M) and angular spread (AS). 1本及び2本の余分なアンテナによるBD及びASel方式に対するそれぞれユーザ数(M)及び角度広がり(AS)の関数としてのSNR閾値を示す図である。 Each the BD and ASel method according one or two extra antenna is a diagram showing the SNR threshold as a function of the number of users (M) and angular spread (AS). 周波数オフセット推定器/補正器を装備した受信機を示す図である。 It is a diagram showing a receiver equipped with a frequency offset estimator / compensator. 本発明の一実施形態によるDIDO2x2システムモデルを示す図である。 It is a diagram illustrating a DIDO2x2 system model in accordance with one embodiment of the present invention. 本発明の一実施形態による方法を示す図である。 It is a diagram illustrating a method according to one embodiment of the present invention. 周波数オフセットの有無によるDIDO2×2システムのSER結果を示す図である。 Is a diagram illustrating a DIDO2 × 2 system SER result of the presence or absence of a frequency offset. SNR閾値に関して異なるDIDO方式の性能を比較する図である。 Is a diagram comparing the performance of different DIDO schemes with respect to SNR threshold. 方法の異なる実施形態に必要とされるオーバーヘッドの量を比較する図である。 Is a diagram comparing the amount of overhead required to different embodiments of the method. max =2Hzの小さい周波数オフセット及び整数オフセット補正なしでのシミュレーションを示す図である。 It is a diagram illustrating a simulation with no f max = 2 Hz small frequency offset and an integer offset correction. 整数オフセット推定器の電源切断時の結果を示す図である。 Shows the results of at power down integer offset estimator.

以下の説明では、説明上、本発明を完全に理解することができるように多くの特定の詳細に対して説明する。 In the following description, the description, the invention will be described with respect to complete many to be able to understand the specific details. しかし、これらの特定の詳細の一部がなくても本発明を実施することができることが当業者に明らかであろう。 However, it will be apparent to those skilled in the art that can also practice the invention without some of these specific details. 他の場合では、本発明の根本的な原理を曖昧にすることを回避するために、公知の構造及び装置は、ブロック図の形式で示されている。 In other cases, in order to avoid obscuring the underlying principles of the present invention, well-known structures and devices are shown in block diagram form.

図1は、送信アンテナ104及び受信アンテナ105を有する従来技術のMIMOシステムを示している。 Figure 1 shows a prior art MIMO system having a transmitting antenna 104 and receiving antenna 105. このようなシステムは、通常は、利用可能なチャネルで達成可能と思われるスループットの3倍までをもたらすことができる。 Such systems typically can result in up to three times the throughput seems achievable available channels. 本発明に対する公開文献に説明されているこのようなMIMOシステムの細部を実施するいくつかの異なる手法があり、以下の説明では、1つのこのような手法に対して説明する。 There are several different approaches to implement the details of such a MIMO system is described in published literature for the present invention, the following description will be given for one such approach.

データが図1のMIMOシステムにおいて送信される前に、チャネルは「特徴付けられる」。 Before the data is sent in a MIMO system of FIG. 1, the channel is "characterized". これは、送信アンテナ104の各々から受信機105の各々に「トレーニング信号」を最初に送信することによって達成される。 This is accomplished by transmitting from each of the transmit antennas 104 to the first to "training signal" to each of the receiver 105. トレーニング信号は、符号化及び変調サブシステム102によって生成され、D/A変換器(図示せず)によりアナログに変換された後に、連続して各送信機103によりベースバンドからRFに変換される。 Training signal is generated by the coding and modulation subsystem 102, after being converted to analog by D / A converter (not shown), is converted from baseband to RF by each transmitter 103 continuously. それぞれのRF受信機106に結合された各受信アンテナ105は、各トレーニング信号を受信してベースバンドに変換する。 Each receive antenna 105 coupled to a respective RF receiver 106 converts the baseband receives each training signal. ベースバンド信号は、D/A変換器(図示せず)によりデジタルに変換され、信号処理サブシステム107は、トレーニング信号を特徴付ける。 The baseband signal is D / A converter (not shown) is converted to a digital signal processing subsystem 107, characterizes the training signal. 各信号の特徴付けは、例えば、受信機内部の基準に対する位相及び振幅、絶対基準、相対基準、固有ノイズ、又は他のファクタを含む多くのファクタを含むことができる。 Characterization of each signal, for example, phase and amplitude with respect to the receiver internal reference, can comprise an absolute reference, a relative reference, many factors including the inherent noise or other factors. 各信号の特徴付けは、典型的には、チャネルにわたって送信された時の信号のいくつかの態様の位相及び振幅の変化を特徴付けるベクトルとして定められる。 Characterization of each signal is typically defined as a vector characterizing the change in the phase and amplitude of some aspects of the signal when transmitted over the channel. 例えば、直交振幅変調(QAM)変調された信号においては、特徴付けは、信号のいくつかの多経路画像の位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルであり得る。 For example, in a quadrature amplitude modulation (QAM) modulated signal, characterization may be a vector of the phase and amplitude offsets of several multipath images of the signal. 別の例として、直交周波数分割多重化(OFDM)変調された信号においては、それは、OFDMスペクトル内の個々の副信号のいくつか又は全ての位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルであり得る。 As another example, in the orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) modulated signal, which may be a vector of some or all of the phase and amplitude offsets of the individual sub-signals in the OFDM spectrum.

信号処理サブシステム107は、各受信アンテナ105及び対応する受信機106により受信したチャネル特徴付けを格納する。 Signal processing subsystem 107 stores the channel characterization received by the receiving antennas 105 and corresponding receiver 106. 全ての3つの送信アンテナ104がトレーニング信号送信を完了した後、信号処理サブシステム107は、3つの受信アンテナ105の各々に対して3つのチャネル特徴付けを格納し、したがって、チャネル特徴付け行列「H」と指定された3x3行列108をもたらす。 After all three transmit antennas 104 has completed the training signal transmission, the signal processing subsystem 107 stores the three channels characterization for each of the three receive antennas 105, therefore, the channel characterization matrix "H resulting in 3x3 matrix 108 designated as ". 各個々の行列要素H i、jは、受信アンテナ105jにより受信される送信アンテナ104iのトレーニング信号送信のチャネル特徴付けである(一般的に、上述のようにベクトルである)。 Each individual matrix element H i, j is the channel characterization training signal transmission of the transmission antennas 104i received by the receiving antenna 105 j (typically a vector as described above).

この時点で、信号処理サブシステム107は、行列H108の転置してH -1を生成し、送信アンテナ104からの実データの送信を待つ。 At this point, the signal processing subsystem 107 generates an H -1 transposed matrix H108, waits for transmission of the actual data from the transmitting antenna 104. 利用可能な文献に説明されている従来技術の様々なMIMO技術は、H行列108が転置可能であることを保証するために利用することができることに注意されたい。 Various MIMO techniques in the prior art which is described in the available literature, it is noted that can be utilized to ensure that the H matrix 108 can be transposed.

作動面においては、送信すべきデータのペイロードは、データ入力サブシステム100に呈示される。 In operation plane, the payload of the data to be transmitted is presented to the data input subsystem 100. 次に、符号化及び変調サブシステム102に呈示される前に分割器101により3つの部分に分割される。 Next, it is divided into three parts by the divider 101 before being presented to the coding and modulation subsystem 102. 例えば、ペイロードが「abcdef」のASCIIビットである場合、分割器101により、「ad」、「be」、及び「cf」に対してASCIIビットの3つのサブペイロードに分割することができる。 For example, if the payload is ASCII bit "abcdef", by divider 101, "ad", "be", and can be divided into three sub-payloads of ASCII bits for "cf". 次に、これらのサブペイロードの各々は、符号化及び変調サブシステム102に個々に呈示される。 Next, each of these sub-payloads is presented to the individually encoded and modulated sub-system 102.

サブペイロードの各々は、各信号の統計的独立性及び誤差補正機能の両方に適する符号化システムを使用することによって個々に符号化される。 Each sub payload is individually encoded by using a coding system suitable for both statistical independence and error correction function of each signal. これらには、Reed−Solomonコーディング、Viterbiコーディング、及び「Turbo Codes」が含まれるが、これらに限定されない。 These include, Reed-Solomon coding, Viterbi coding, and include "Turbo Codes", but are not limited to. 最後に、3つの符号化されたサブペイロードの各々は、チャネルに対して適切な変調方式で変調される。 Finally, each of the three coded sub payload is modulated in an appropriate modulation scheme for the channel. 変調手法の例は、差動位相シフトキー(DPSK)変調、64−QAM変調、及びOFDMである。 Examples of modulation techniques, differential phase shift key (DPSK) modulation, 64-QAM modulation, and OFDM. ここで、MIMOによって提供されるダイバーシチ利得は、同じチャネルを利用してSISO(単入力単出力)システム内で他の場合に達成可能であると思われるよりも高次の変調配列を可能にすることに注意すべきである。 Here, the diversity gain provided by the MIMO enables order modulation sequence than appears to be achievable otherwise in using the same channel SISO (Single Input Single Output) system in particular it should be noted. 各符号化及び変調された信号は、次に、D/A変換ユニット(図示せず)によるD/A変換及び各送信機103によるRF生成後に固有のアンテナ104を通じて送信される。 Each coded and modulated signal is then transmitted through the specific antenna 104 after RF generation by D / A conversion and the transmitter 103 by D / A conversion unit (not shown).

適切な空間ダイバーシチが送受信アンテナの間に存在すると仮定すると、受信アンテナ105の各々は、アンテナ104から3つの送信信号の異なる組合せを受信することになる。 When appropriate spatial diversity is assumed to exist between the transmitting and receiving antennas, each receive antenna 105 will receive a different combination of the three transmitted signals from the antenna 104. 各信号は、受信されると各RF受信機106によりベースバンドに変換され、A/D変換器(図示せず)によりデジタル化される。 Each signal is converted to baseband and is received by each RF receiver 106, and digitized by an A / D converter (not shown). nが第n番目の受信アンテナ105により受信した信号であり、X nが第n番目の送信アンテナ104により送信される信号であり、Nがノイズである場合、これを以下の3つの方程式により説明することができる。 y n is the signal received by the n-th receive antenna 105, a signal is X n are sent by the n-th transmit antenna 104, where N is a noise, the three equations below this it is possible to explain.
y 1 = x 1 H 11 + x 2 H 12 + x 3 H 13 + N y 1 = x 1 H 11 + x 2 H 12 + x 3 H 13 + N
y 2 = x 1 H 21 + x 2 H 22 + x 3 H 23 + N y 2 = x 1 H 21 + x 2 H 22 + x 3 H 23 + N
y 3 = x 1 H 31 + x 2 H 32 + x 3 H 33 + N y 3 = x 1 H 31 + x 2 H 32 + x 3 H 33 + N

これが3つの未知数による3つの方程式のシステムであることを考慮すると、信号処理サブシステム107は、x 1 、x 2 、及びx 3を導出することは線形代数の問題である(Nが信号の復号化を可能にするのに十分に低いレベルであると仮定して)。 Considering that this is a system of three equations with three unknowns, the signal processing subsystem 107, x 1, x 2, and it is of linear algebra problem of deriving x 3 (N signal decoding of assuming a sufficiently low level to allow).
x 1 = y 1 H -1 11 + y 2 H -1 12 + y 3 H -1 13 x 1 = y 1 H -1 11 + y 2 H -1 12 + y 3 H -1 13
x 2 = y 1 H -1 21 + y 2 H -1 22 + y 3 H -1 23 x 2 = y 1 H -1 21 + y 2 H -1 22 + y 3 H -1 23
x 3 = y 1 H -1 31 + y 2 H -1 32 + y 3 H -1 33 x 3 = y 1 H -1 31 + y 2 H -1 32 + y 3 H -1 33

3つの送信信号x nがこのようにして導出された状態で、分割器101により最初に分離された3つのビットストリームを回復するために信号処理サブシステム107により復調、復号、及び誤差補正される。 In a state in which three transmit signal x n is derived in this way, demodulated by the signal processing subsystem 107 to recover the three bit stream is first separated by divider 101, it is decoded, and error correction . これらのビットストリームは、結合器ユニット108内で結合され、データ出力109から単一のデータストリームとして出力される。 These bit streams are combined in combiner unit 108, is output from the data output 109 as a single data stream. システムの堅牢性がノイズ機能障害を克服することができると仮定すると、データ出力109は、データ入力100に導入されたのと同じビットストリームを生成する。 If robustness of the system is assumed to be able to overcome the noise impairment, the data output 109, generates a bit stream same as that introduced in the data input 100.

上述の従来技術のシステムが、通常4本までのアンテナ、恐らく10本まで多くのアンテナまで実用的であるが、本発明の開示の「背景技術」の節で説明した理由から、多数のアンテナ(例えば25、100、又は1000本)では非実用的になる。 The reasons discussed above the prior art systems, the antenna typically up this 4, but probably impractical to many antennas to ten, as described in the section "Background" of this disclosure, a number of antennas ( For example 25,100, in or 1000) becomes impractical.

一般的に、このような従来技術のシステムは双方向であり、かつ戻り経路は、逆にされるが正確に同じ方法で実施され、通信チャネルの各側は、送信サブシステム及び受信サブシステムの両方を有する。 Generally, such prior art systems is bidirectional, and the return path is being reversed is carried out in exactly the same way, each side of the communication channel, the transmit subsystem and receive subsystems have both.

図2は、本発明の一実施形態を示しており、基地局(BS)200は、「ワイドエリアネットワーク(WAN)」インタフェース(例えば、T1又は他の高速接続を通じて「インターネット」への)201で構成され、いくつか(N)のアンテナ202が設けられている。 Figure 2 shows an embodiment of the present invention, a base station (BS) 200 is "wide area network (WAN)" interface (e.g., T1, or other through a fast connection to the "Internet") in 201 is configured, an antenna 202 is provided several (N). 取りあえず、固定位置から1組のクライアントと無線で通信するあらゆる無電局を指すために「基地局」という用語を使用する。 Time being, to use the term "base station" to refer to any electroless station communicating from a fixed position in a set of clients and wireless. 基地局の例は、無線ローカルエリアネットワーク(WLAN)又はWANアンテナ鉄塔又はアンテナアレイ内のアクセスポイントである。 Examples of the base station is an access point of a wireless local area network (WLAN) or WAN antenna tower or antenna array. 基地局200から無線でサービスを提供される各々が1本のアンテナを有するいくつかのクライアント装置203〜207が存在する。 Each serviced by the base station 200 by radio there are several client devices 203-207 having one antenna. この例の目的上、無線ネットワークを装備したパーソナルコンピュータであるクライアント装置203〜207にサービスを提供しているオフィス環境に位置するような基地局に対して考えることが最も簡単であるが、このアーキテクチャは、屋内、屋外共、基地局が無線クライアントにサービスを提供している多くの用途に適用される。 For purposes of this example, it is easiest to consider the base station, such as to be located in an office environment where the client device 203 to 207 is a personal computer with a wireless network providing services, the architecture an indoor, outdoor both the base station is applicable to many applications offering services to the wireless client. 例えば、基地局は、携帯電話塔、又はテレビ放送塔を基地にすることができる。 For example, the base station can be a cellular phone tower, or a television broadcast tower to the base. 一実施形態では、基地局200は、本出願の出願人に譲渡され、かつ引用により本明細書に組み込まれている2004年4月20日出願の「時空間符号化を使用して近垂直入射上空波(NVIS)通信を改善するシステム及び方法」という名称の現在特許出願中の米国特許出願出願番号第10/817、731号に説明されているように、地上に位置決めされ、信号を電離層から跳ね戻すためにHF周波数(例えば、24MHzまでの周波数)で上方に送信するように構成される。 In one embodiment, the base station 200 is assigned to the assignee of the present application, and near-normal incidence using the "space-time coding of which are incorporated herein and April 20, 2004 filed by reference as explained in sky wave (NVIS) U.S. Patent application Serial No. 10 / 817,731 now Patent pending, entitled system and method "to improve the communication, it is positioned on the ground, a signal from the ionosphere HF frequency to return bouncing (e.g., frequency up 24 MHz) configured to transmit upward.

上述の基地局200及びクライアント装置203〜207に関連のある一定の詳細は、例示のためにすぎず、本発明の根本的な原理に従う上で必要とされるものではない。 Certain details that are relevant to the base station 200 and the client device 203 to 207 described above, merely for purposes of illustration and are not to be necessary in accordance to a basic principle of the present invention. 例えば、基地局は、デジタルビデオ配信に使用されるような特定用途向け広域ネットワークを含むWANインタフェース201を通じて様々な異なる形式の広域ネットワークに接続することができる。 For example, the base station may be connected to a variety of different types of wide area network through the WAN interface 201 including application-specific wide area networks such as those used in digital video delivery. 同様に、クライアント装置は、携帯電話、携帯情報端末(PDA)、受信機、及び無線カメラを含むがこれらに限定されないあらゆる種類の無線データ処理及び/又は通信装置とすることができる。 Similarly, the client device, a cellular phone, a personal digital assistant (PDA), a receiver, and includes a wireless camera can be a wireless data processing all types including, but not limited to and / or communication device.

一実施形態では、あたかも基地局が従来技術のMIMO送受信機であるかのように各々が空間相関のない信号を送信及び受信するように、基地局のn本のアンテナ202は、空間的に分離される。 In one embodiment, as if the base station are each as if it were a prior art MIMO transceiver transmits and receives a signal without spatial correlation, n antennas 202 of base station, spatially separated It is. 「背景技術」で上述のように、λ/6(すなわち、1/6波長)以内の間隔で設置したアンテナが、MIMOからのスループットの増大を見事に達成しているが、全体的に、これらの基地局アンテナが設けられる間隔が増大するほど、システム性能が良くなり、λ/2が望ましい最小値であるという実験が行われている。 As described above in the "Background", lambda / 6 (i.e., 1/6-wavelength) Antenna mounted within an interval of the, although admirably achieve increased throughput from MIMO, overall, these more intervals where the base station antennas are provided is increased, the system performance is improved, the experiment of lambda / 2 is the desired minimum value is performed. 言うまでもなく、本発明の根本的な原理は、アンテナ間のいかなる特定の分離にも限定されるものではない。 Needless to say, the fundamental principles of the present invention is not limited to any particular separation between antennas.

単一の基地局200は、アンテナが非常に大きな間隔で位置する可能性が非常に高いことに注意されたい。 Single base station 200, it should be noted that it is very likely that the antenna is located at a very large distance. 例えば、HFスペクトルにおいては、アンテナは、10メートル間隔又はそれよりも大きくすることができる(例えば、上述のNVIS例において)。 For example, in the HF spectrum, the antenna can be increased 10 m distance or more even (e.g., in NVIS the above example). 100本のこのようなアンテナが使用された場合、基地局のアンテナアレイは、数平方キロメートルに及ぶ可能性が十分にある。 If 100 such antenna is used, the antenna array of the base station, there is a good chance over several square kilometers.

空間ダイバーシチ技術に加えて、本発明の一実施形態は、システムの有効スループットを増大させるために信号を偏波させる。 In addition to the spatial diversity technique, an embodiment of the present invention causes the polarization of the signals in order to increase the effective throughput of the system. 偏波を通じてチャネル機能を増大させることは、長年にわたって衛星テレビプロバイダにより使用されている技術である。 Increasing the channel capabilities through the polarization is a technique used by the satellite TV provider for many years. 偏波を使用して、複数の(例えば、3本の)基地局又はユーザのアンテナを互いに非常に接近させ、依然として空間相関のないものとすることができる。 Use polarization, multiple (e.g., three) base stations or antennas very close to each other the user still can be made without spatial correlation. 従来のRFシステムは、通常は偏波の2次元(例えばx及びy)のダイバーシチからのみ恩典を受けるが、本明細書で説明するアーキテクチャは、偏波の3次元(x、y、及びz)のダイバーシチから更に恩典を受けることができる。 Conventional RF systems, typically two-dimensional polarization (e.g. x and y) is subjected only benefit from diversity, the architecture described herein, a three-dimensional polarization (x, y, and z) it is possible to undergo further benefit from diversity.

空間及び偏波ダイバーシチに加えて、本発明の一実施形態は、パターンダイバーシチを通じてリンク性能を改善するために、近直交放射パターンでアンテナを使用する。 In addition to spatial and polarization diversity, an embodiment of the present invention, in order to improve the link performance through pattern diversity, to use the antenna with near orthogonal radiation patterns. パターンダイバーシチは、MIMOシステムの機能及び誤り率性能を改善することができ、他のアンテナダイバーシチ技術に優る利点が以下の論文に示されている。 Pattern diversity can improve the function and error rate performance of the MIMO system, an advantage over other antenna diversity technique shown in the following papers.
[17]L. [17] L. Dong、H. Dong, H. Ling、及びR. Ling, and R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 共著「アンテナパターンダイバーシチを使用した多重入力多重出力無線通信方式」、「Glob.Telecom.Conf.」IEEE講演論文集、第1巻、997〜1001頁、2002年11月 [18]R. Co-authored "multiple-input multiple-output wireless communication system using the antenna pattern diversity", "Glob.Telecom.Conf." IEEE Proceedings, Vol. 1, pp. 997-1001, 11 May 2002 [18] R. Vaughan著「アンテナダイバーシチのための切換非励振素子」、アンテナ伝播IEEE会報、第47巻、399〜405頁、1999年2月 [19]P. Vaughan et al., "Off 換非 excitation element for antenna diversity", antenna propagation Proceedings of the IEEE, Vol. 47, pp. 399-405, February 1999 [19] P. Mattheijssen、M. Mattheijssen, M. H. H. A. A. J. J. Herben、G. Herben, G. Dolmans、L. Dolmans, L. Leyten共著「手持ち式使用に対するアンテナパターンダイバーシチ対空間ダイバーシチ」、「Veh.Technol.」に関するIEEE会報、第53巻、1035〜1042頁、2004年7月 [20]C. Leyten co "antenna pattern diversity to space diversity for handheld use", "Veh.Technol." For IEEE Trans, Vol. 53, pp. 1035-1042, July 2004 [20] C. B. B. Dietrich Jr、K. Dietrich Jr, K. Dietze、J. Dietze, J. R. R. Nealy、W. Nealy, W. L. L. Stutzman共著「無線手持ち式端末に対する空間ダイバーシチ、偏波ダイバーシチ、及びパターンダイバーシチ」、アンテナ及び伝播シンポジュームIEEE講演論文集、第49巻、1271〜1281頁、2001年9月 [21]A. Stutzman co-authored "spatial diversity for the wireless hand-held terminal, polarization diversity, and pattern diversity", antenna and propagation Symposium IEEE Proceedings, Vol. 49, pp. 1271-1281, September 2001 [21] A. Forenza、R. Forenza, R. W. W. Heath、jr. Heath, jr. 共著「屋内クラスター化MIMOチャネルにおける円形パッチアンテナの2素子アレイによるパターンダイバーシチの恩典」、通信に関するIEEE会報、第54巻、第5号、943〜954頁、2006年5月 偏波を使用して、複数の基地局又はユーザのアンテナを互いに非常に接近させるが、依然として空間相関のないものとすることができる。 Co "benefit of pattern diversity by 2 array of circular patch antenna in an indoor clustered MIMO channels", IEEE Transactions on Communication, Vol. 54, No. 5, pp. 943-954, using May polarization 2006 Although to approach multiple base stations or the user of the antenna to each other very still it can be made without spatial correlation.

図3は、図2に示す基地局200及びクライアント装置203〜207の一実施形態の更なる詳細を示している。 Figure 3 shows further details of an exemplary base station 200 and the client device 203 to 207 shown in FIG. 簡潔さを期すために、基地局300は、3本のアンテナ305のみ及び3つのクライアント装置306〜308のみを有するように示されている。 For the sake of simplicity, the base station 300 is shown as having only only three antennas 305 and three client devices 306-308. しかし、本明細書で説明する本発明の実施形態は、実質的に無制限の数のアンテナ305(すなわち、利用可能な空間及びノイズによってのみ制限される)及びクライアント装置306〜308で実施することができることに注意されたい。 However, embodiments of the present invention described herein, virtually unlimited number of antennas 305 (i.e., is the only limited by the available space and noise) be carried out in and the client device 306-308 Note that you can.

図3は、両方とも通信チャネルの両側でアンテナを3本ずつ有するという点で、図1に示す従来技術のMIMOアーキテクチャに類似している。 3, both in that it has one by three antennas on both sides of the communication channel is similar to the MIMO architecture of the prior art shown in FIG. 顕著な違いは、従来技術MIMOシステムにおいては、図1の右側の3本のアンテナ105が、互いから全て一定の距離にあり(例えば、単一の装置上で一体化され)、アンテナ105の各々からの受信信号が、信号処理サブシステム107内でまとめて処理されるという点である。 Significant difference, in the prior art MIMO system, the right three antennas 105 in FIG. 1 is in the all fixed distance from each other (e.g., integrated on a single device), each of the antennas 105 received signal from is in that they are processed together in the signal processing subsystem 107. これとは対照的に、図3では、図の右側の3本のアンテナ309の各々は、異なるクライアント装置306〜308に結合されており、それらの各々は、基地局305の範囲でどこにでも分散させることができる。 In contrast, in FIG. 3, each of the right three antennas 309 figures, is coupled to a different client device 306-308, distributed each of them, anywhere in the range of a base station 305 it can be. したがって、各クライアント装置が受信する信号は、その符号化、変調、信号処理サブシステム311において他の2つの受信信号とは独立して処理される。 Therefore, signals each client device receives, the coding, modulation, is processed independently of the other two received signals in the signal processing subsystem 311. したがって、多重入力(すなわち、アンテナ105)多重出力(すなわち、アンテナ104)MIMOシステムとは対照的に、図3は、以下「MIDO」システムと呼ぶ多重入力(すなわち、アンテナ305)分散出力(すなわち、アンテナ305)システムを示している。 Accordingly, multiple-input (i.e., antenna 105) multiple-output (i.e., antenna 104) as opposed to a MIMO system, Figure 3, hereinafter "MIDO" systems with multiple input called (i.e., antenna 305) distributed printing (i.e., It shows the antenna 305) system.

本出願では、学界及び産業界の慣例により良好に適合するように従来の出願と異なる用語を使用している。 In this application, we use different terminology to conventional application to better fit by routine academia and industry. 2004年4月20日出願の「時空間符号化を使用して近垂直入射上空波(NVIS)通信を改善するシステム及び方法」という名称の先に引用した現在特許出願中の米国特許出願出願番号第10/817、731号、及び本出願が一部継続出願である2004年7月30日出願の米国特許出願第10/902、978号においては、「入力」及び「出力」の意味は(SIMO、MISO、DIMO、及びMIDOの関連において)、本出願における用語の使い方と逆のものである。 2004 April 20 filed U.S. Patent Application Serial Number of the current patent pending cited above entitled "Using space-time coding near-normal incidence sky wave (NVIS) system and method for improving the communication" No. 10 / 817,731, and in U.S. Patent application Serial No. 10 / 902,978 of the present applicant on July 30, 2004 which is a continuation-in-part application filed, the meaning of "input" and "output" ( SIMO, MISO, DIMO, and in the context of MIDO), are of use in reverse term in this application. 以前の出願においては、「入力」は、受信アンテナ(例えば図3のアンテナ309)に入力される時の無線信号を指し、「出力」は、送信アンテナ(例えばアンテナ305)により出力される時の無線信号を指していた。 In previous applications, the "input" refers to the radio signal when the input to the receiving antenna (e.g. antenna 309 of FIG. 3), "output" is the time that is output by the transmit antenna (e.g., antenna 305) It was pointing a radio signal. 学界及び無線業界においては、「入力」及び「出力」の逆の意味が一般的に用いられており、「入力」は、チャネルに入力される時の無線信号(すなわち、アンテナ305からの送信無線信号)を指し、「出力」は、チャネルから出力される時の無線信号(すなわち、アンテナ309により受信される無線信号)を指す。 In academia and wireless industry, words of "input" and "output" are commonly used, "input", the radio signal when the input to the channel (i.e., transmission from the antenna 305 wirelessly refers to signal), "output" refers to a radio signal when output from the channel (i.e., radio signals received by the antenna 309). 本出願では、この段落で先に引用した出願の逆であるこれらの用語を使用している。 In this application, using these terms in this paragraph is the reverse of the applications cited above. したがって、以下の用語の同等性が、出願間で引き出されるはずである。 Therefore, equivalence of the following terms should be drawn between application.

(表) (table)

図3に示すMIDOアーキテクチャは、所定の数の送信アンテナに対してSISOシステムに優るMIMOと類似の機能増強をもたらす。 MIDO architecture shown in FIG. 3, results in a functional enhancement similar to MIMO over the SISO system for a given number of transmit antennas. しかし、MIMOと図3に示す特定のMIDO一実施形態との違いは、複数の基地局アンテナによって得られる機能増強をもたらすために各MIDOクライアント装置306〜308に必要なのは1本の受信アンテナのみであり、一方、MIMOに対しては、各クライアント装置に必要なのは、達成されることが望ましい機能倍数と同数の受信アンテナであるという点である。 However, the difference between a particular MIDO embodiment shown in MIMO and 3, necessary for each MIDO client devices 306-308 to provide the performance enhancing obtained by a plurality of base station antennas is only one receive antenna There, whereas, for the MIMO, necessary to each client device, it is that it is the same number of receive antennas and desired function multiples to be achieved. クライアント装置上に設置することができるアンテナ本数に対して実際的な制限が通常必要であることを考慮すると(「背景技術」で説明したように)、これは、典型的には、MIMOシステムをアンテナ本数4本と10本の間(かつ4〜10倍の機能倍数)に限定する。 When practical limit on the number of antennas that can be installed on the client device considering that is usually necessary (as described in "Background Art"), which is typically a MIMO system limit between the number of antennas 4 and 10 present (and 4-10 times the function multiples). 基地局300は、一般的に、固定したかつ電力が供給される位置から多くのクライアント装置にサービスを提供しているので、10本を遥かに超えるアンテナ本数に拡張し、かつ空間ダイバーシチをもたらすために適切な距離でアンテナを分離することが実際的である。 The base station 300 is generally so fixed and power is providing a service to many client devices from the location to be supplied, expands much more than the number of antennas to ten, and to provide space diversity it is practical to separate the antenna at a suitable distance. 図示のように、各アンテナは、送受信機304と、符号化、変調、及び信号処理部303の一部の処理電力とを装備している。 As shown, each antenna, a transceiver 304, encoding is equipped modulation, and a part of the processing power of the signal processing unit 303. 顕著な点として、この実施形態では、基地局300の拡張性に関わらず、各クライアント装置306〜308に必要なアンテナは1本のみで済み、したがって、個々のユーザクライアント装置306〜308の経費は低くて済む上に、基地局300の経費は、大基盤のユーザ間で分担することができる。 As salient points, in this embodiment, regardless of the extension of the base station 300, each client device antenna required 306-308 requires only one, therefore, the cost of individual user client devices 306-308 lower on the need, cost of the base station 300 may be shared between a large base users.

基地局300からクライアント装置306〜308へのMIDO送信を達成することができる方法の例を図4〜図6に示している。 Examples of methods that can be achieved MIDO transmission from the base station 300 to the client device 306-308 is shown in FIGS. 4-6.

本発明の一実施形態では、MIDO送信が始まる前に、チャネルは、特徴付けられる。 In one embodiment of the present invention, before the MIDO transmission begins, the channel is characterized. MIMOシステムの場合と同様に、トレーニング信号は、アンテナ405の各々により、1つずつ送信される(本明細書で説明する実施形態において)。 As in the case of MIMO systems, the training signal, by each of the antenna 405, (in the embodiment described herein) that one by one are transmitted. 図4は、第1回目のトレーニング信号送信を示すが、3本アンテナ405に対しては、別々の送信が合計で3回ある。 Figure 4 shows a training signal transmission of the first time, for the three antennas 405, separate transmission is 3 times in total. 各トレーニング信号は、符号化、変調、及び信号処理サブシステム403によって生成され、D/A変換器を通じてアナログに変換されて、各RF送受信機404を通じてRFとして送信される。 Each training signal is encoded, is generated by the modulation and signal processing subsystem 403, converted into analog through the D / A converter, and transmitted as an RF through each RF transceiver 404. 上述したもの(例えば、「Reed Solomon」、Viterbiコーディング;QAM、DPSK、QPSK変調など)を含むがこれらに限定されない様々な異なる符号化、変調、及び信号処理法を使用することができる。 Those described above (e.g., "Reed Solomon", Viterbi coding; QAM, DPSK, QPSK modulation, etc.) may be used including but not limited to a variety of different coding, modulation, and signal processing method.

各クライアント装置406〜408は、アンテナ409を通じてトレーニング信号を受信し、送受信機410によってトレーニング信号をベースバンドに変換する。 Each client device 406-408 receives a training signal through the antenna 409, converts the training signal to baseband by the transceiver 410. A/D変換器(図示せず)は、デジタルに信号を変換し、信号は、各符号化、変調、及び信号処理サブシステム411により処理される。 A / D converter (not shown) converts the signal into digital, signal, each coded and processed modulated, and the signal processing subsystem 411. 信号特徴付け論理320は、次に、得られた信号を特徴付け(例えば、上述のように位相及び振幅の歪みを特定して)、メモリ内に特徴付けを格納する。 Signal characterization logic 320 then characterizes the resulting signal (e.g., to identify the strain phase and amplitude as described above), and stores the characterization in memory. この特徴付け処理は、従来技術のMIMOシステムと類似のものであるが、顕著な違いは、各クライアント装置が、n本のアンテナに対してではなく、所属する1本のアンテナに対して特徴付けベクトルを計算するだけであるという点である。 This characterization process is of the similar prior art MIMO systems, significant differences, each client device, rather than to n antennas, characterization with respect to one antenna belonging it is that it only calculates the vector. 例えば、クライアント装置406の符号化、変調、及び信号処理サブシステム420は、トレーニング信号の公知のパターンで初期化される(製造時に送信メッセージで受信することによって又は別の初期化処理を通じて)。 For example, the encoding of the client device 406, modulated, and the signal processing subsystem 420 (through or another initialization by receiving outgoing messages during manufacture) to be initialized in a known pattern of the training signal. アンテナ405がこの公知のパターンでトレーニング信号を送信した時、符号化、変調、及び信号処理サブシステム420は、相関法を使用してトレーニング信号の最強受信パターンを見つけ、位相及び振幅オフセットを格納し、次に、このパターンを受信信号から差し引く。 When the antenna 405 transmits a training signal in this known pattern, coding, modulation, and signal processing subsystem 420 finds the strongest reception pattern of the training signal using a correlation method, and stores the phase and amplitude offset , then subtracting the pattern from the received signal. 次に、トレーニング信号に相関する第2の最強受信パターンを見つけ、位相及び振幅オフセットを格納し、次に、この第2の最強パターンを受信信号から差し引く。 Next, find the second strongest received pattern that correlates to the training signal, and stores the phase and amplitude offset, then subtracting the second strongest pattern from the received signal. この処理は、何らかの一定の数の位相オフセット及び振幅オフセットが格納されるか(例えば、8)、又は検出可能なトレーニング信号パターンが所定のノイズレベル未満になるまで続く。 This process, if any predetermined number of phase and amplitude offsets are stored (e.g., 8), or detectable training signal pattern continues until below a predetermined noise level. 位相/振幅オフセットのこのベクトルは、ベクトル413の要素H 11になる。 The vector of the phase / amplitude offset will elements H 11 vector 413. 同時に、クライアント装置407及び408の符号化、変調、及び信号処理サブシステムは、同じ処理を実施して、それらのベクトル要素H 21及びH 31を生成する。 At the same time, encoding of the client devices 407 and 408, modulation and signal processing subsystem, to perform the same process to generate their vector elements H 21 and H 31.

特徴付けが格納されるメモリは、フラッシュメモリのような不揮発性メモリ又はハードドライブ及び/又はランダムアクセスメモリ(例えば、SDRAM、RDAM)のような揮発性メモリとすることができる。 Memory, nonvolatile memory or a hard drive and / or random access memory such as flash memory (e.g., SDRAM, RDAM) may be volatile memory, such as the characterization is stored. 更に、異なるクライアント装置は、同時に異なる形式のメモリを使用して特徴付け情報を格納することができる(例えば、PDAは、フラッシュメモリを使用することができ、一方、ノートパーソナルコンピュータは、ハードドライブを使用することができる)。 Furthermore, the different client device, different types of memory can store information characterized using (e.g. simultaneously, PDA may use flash memory, while the notebook personal computer, a hard drive can be used). 本発明の根本的な原理は、様々なクライアント装置又は基地局上のストレージ機構のいかなる特定の形式にも限定されない。 Fundamental principles of the present invention is not limited to any particular type of storage mechanism on a variety of client devices or base stations.

上述のように、使用する方式に基づいて、各クライアント装置406〜408が有するアンテナは1本のみであるので、各々は、H行列の1x3行413〜415を格納する。 As described above, based on the method used, since the antenna included in each client device 406-408 is only one, each of which stores a 1x3 row 413 to 415 of the H matrix. 図4は、1x3行413〜415の第1の列が、3本の基地局アンテナ405の第1のアンテナに関してチャネル特徴付け情報が格納されている第1のトレーニング信号送信の後の段階を示している。 4, the first row of 1x3 lines 413 to 415 are shown the steps after the first training signal transmission channel characterization information is stored with respect to the first antenna of the three base station antennas 405 ing. 残りの2つの列は、残りの2本の基地局アンテナからの次の2つのトレーニング信号送信のチャネル特徴付け後に格納される。 The remaining two columns are stored after characterized channel for the next two training signals transmitted from the remaining two base station antennas. 例示のために、3つのトレーニング信号は、別個の時間に送信されることに注意されたい。 For illustration, the three training signal, it is noted that sent at separate times. 3つのトレーニング信号パターンが互いに相関しないように選択された場合、それらは、同時に送信することができ、したがって、トレーニング時間が短縮される。 If three of the training signal pattern is selected so as not to correlate with each other, they may be transmitted simultaneously, thus, is shortened training time.

図5に示すように、全ての3つのパイロット送信が完了した後、各クライアント装置506〜508は、格納した行列Hの1x3行513〜515を基地局500に送信する。 As shown in FIG. 5, after all three pilot transmission has been completed, each client device 506-508 transmits the 1x3 line 513-515 of the stored matrix H to the base station 500. 簡潔さを期すために、図5では、特徴付け情報を送信する1つのクライアント装置506のみを示している。 For the sake of simplicity, it shows only one client device 506 to send 5, the characterization information. 適切な誤差補正符号化(例えば「Reed Solomon」、Viterbi、及び/又は「Turbo codes」)と組み合わせたチャネルのための適切な変調手法(例えばDPSK、64QAM、OFDM)を使用して、基地局500が正確に行513〜515にデータを受信することを確実にすることができる。 Suitable error correction encoded using (for example, "Reed Solomon", Viterbi, and / or "Turbo codes") appropriate modulation scheme for the channel in combination with (e.g. DPSK, 64QAM, OFDM) to the base station 500 it can ensure that the received data accurately line 513-515.

3本のアンテナ505が全て図5では信号を受信するように示されているが、基地局500の1本のアンテナ及び送受信機が各1x3行513〜515送信を受信すれば十分である。 Three antennas 505 is shown to receive all diagram 5 in the signal, but one antenna and the transceiver of the base station 500 is sufficient to receive a transmission each 1x3 line 513-515. しかし、アンテナ505及び送受信機504の多く又は全てを利用して各送信を受信すると(すなわち、符号化、変調、及び信号処理サブシステム503内の従来技術により単入力多重出力(SIMO)処理法を利用する)、ある一定の条件下で1本のアンテナ505及び送受信機504を利用することより良好な信号対ノイズ比(SNR)を得ることができる。 However, when using many or all of the antennas 505 and the transceiver 504 to receive each transmission (i.e., encoding, modulation, and a single-input multiple-output by a prior art signal processing subsystem 503 (SIMO) process method use), it is possible to obtain a good signal to noise ratio than utilizing a single antenna 505 and the transceiver 504 under certain conditions (SNR).

基地局500の符号化、変調、及び信号処理サブシステム503は、各クライアント装置507−508から1x3行513〜515を受信して、3x3H行列516内に格納する。 Coding of the base station 500, modulated, and the signal processing subsystem 503 receives the 1x3 line 513-515 from each client device 507-508, and stores the 3x3H matrix 516. クライアント装置の場合と同様に、基地局は、不揮発性大容量ストレージメモリ(例えば、ハードドライブ)及び/又は揮発性メモリ(例えば、SDRAM)を含むがこれらに限定されない様々な異なるストレージ技術を使用して行列516を格納することができる。 As with the client device, the base station is non-volatile mass storage memory (e.g., hard drive) and / or volatile memory (e.g., SDRAM) including using a variety of different storage technologies including, but not limited to the matrix 516 may be stored Te. 図5は、基地局500がクライアント装置509から1x3行513を受信及び格納した段階を示している。 5, the base station 500 indicates the step of receiving and storing a 1x3 line 513 from the client device 509. 1x3行514及び515は、送信され、H行列516全体が格納されるまで、残りのクライアント装置から受信された時にH行列516内に格納することができる。 1x3 line 514 and 515 are transmitted, until the entire H matrix 516 is stored, may be stored in the H matrix 516 when it is received from the remaining client devices.

基地局600からクライアント装置606〜608へのMIDO送信の一実施形態をここで図6を参照して説明する。 One embodiment of MIDO transmission from the base station 600 to the client device 606-608 will be described with reference to Figure 6. 各クライアント装置606〜608は、独立した装置であるので、一般的に、各装置は、異なるデータ送信を受信している。 Each client device 606-608 is, since it is independent apparatus, in general, each device has received the different data transmission. したがって、基地局600の一実施形態は、WANインタフェース601からマルチデータストリーム(ビットストリームにフォーマット設定される)を供給するWANインタフェース601と符号化、変調、及び信号処理サブシステム603との間で通信的に位置決めされたルータ602を含み、それぞれ、各クライアント装置606〜608を意図した別々のビットストリームu 1 〜u 3として送られる。 Accordingly, one embodiment of a base station 600, communications between the WAN interface 601 WAN interface 601 and coding for supplying multi-data stream (which is formatted in the bit stream), modulation, and a signal processing subsystem 603 to include a router 602 that is positioned, respectively, are sent to each client device 606-608 as separate bit streams u 1 ~u 3 intended. 様々な公知の経路指定技術をこの目的のためにルータ602により使用することができる。 Various known routing techniques can be used by the router 602 for this purpose.

図6に示す3つのビットストリームu 1 〜u 3は、次に、符号化、変調、及び信号処理サブシステム603に送られ、統計学的に異なる誤差訂正ストリーム(例えば「Reed Solomon」、Viterbi、又は「Turbo Codes」で)に符号化され、チャネルに向けて適切な変調方式(例えばDPSK、64QAM、又はOFDM)で変調される。 Three bits streams u 1 ~u 3 shown in FIG. 6, then, encoding, modulation, and sent to the signal processing subsystem 603, statistically different error correction stream (e.g., "Reed Solomon", Viterbi, or it is encoded into the "Turbo codes") is modulated toward the channel in an appropriate modulation scheme (e.g. DPSK, 64QAM, or OFDM). 更に、図6に示す実施形態は、信号特徴付け行列616に基づいて、各々のアンテナ605から送信された信号を独特に符号化する信号プリコーディング論理630を含む。 Furthermore, the embodiment shown in FIG. 6 includes on the basis of the signal characterization matrix 616, a signal precoding logic 630 to uniquely encode the signals transmitted from each antenna 605. より具体的には、別個のアンテナに3つの符号化及び変調されたビットストリームの各々を送るのではなく(図1で行われるように)、一実施形態では、プリコーディング論理630は、3つのビットストリームu 1 〜u 3にH行列616の逆行列を掛けて、3つの新しいビットストリームu' 1 〜u' 3を生成する。 More specifically, rather than sending each of the three coded and modulated bit stream into separate antennas (as is done in FIG. 1), in one embodiment, the precoding logic 630, three multiplied by the inverse matrix of the H matrix 616 in the bit stream u 1 ~u 3, generates three new bit stream u '1 ~u' 3. 3つのプリコーディングされたビットストリームは、次に、D/A変換器(図示せず)によりアナログに変換されて送受信機604及びアンテナ605によりRFとして送信される。 Three precoded bit stream is then transmitted as an RF by being converted into analogue transceiver 604 and antenna 605 by a D / A converter (not shown).

ビットストリームがクライアント装置606〜608により受信される方法を説明する前に、プリコーディングモジュール630により行われる作動に関して説明する。 Before describing how the bit stream is received by the client device 606-608, it will be described operation performed by the precoding module 630. 以前の図1のMIMO例と同様に、3つのソースビットストリームの各々の符号化及び変調された信号は、u nで指定される。 As in previous MIMO example of FIG. 1, each coded and modulated signals of the three source bit stream is specified by u n. 図6に示す実施形態では、各u iは、ルータ602により経路指定された3つのビットストリームの1つのデータを含み、各々のこのようなビットストリームは、3つのクライアント装置606〜608の1つに対して意図されている。 In the embodiment shown in FIG. 6, each u i includes one data three bits streams routed by router 602, each such bit streams, one of three client devices 606-608 It is intended for.

しかし、各x iが各アンテナ104により送信される図1のMIMOの例と異なり、図6に示す本発明の実施形態では、各u iは、各クライアント装置アンテナ609で受信される(チャネルに存在するいかなるノイズNも加えて)。 However, unlike the example of the MIMO Figure 1, each x i is transmitted by each antenna 104, in the embodiment of the present invention shown in FIG. 6, each u i is the is the (channel received by each client device antenna 609 any noise N be added any). この結果を達成するために、3本のアンテナ605(その各々は、v iと指定される)の各々の出力は、u i及び各クライアント装置のチャネルを特徴付けるH行列の関数である。 To achieve this result, three antennas 605 (each of, v i to be specified) output of each of is a function of the H matrix characterizing the u i and channel of each client device. 一実施形態では、各v iは、符号化、変調、及び信号処理サブシステム603内のプリコーディング論理630により、以下の公式を実施することによって計算される。 In one embodiment, each v i is encoded, modulated, and the precoding logic 630 in the signal processing subsystem 603, is calculated by performing the following formula.
v 1 = u 1 H -1 11 + u 2 H -1 12 + u 3 H -1 13 v 1 = u 1 H -1 11 + u 2 H -1 12 + u 3 H -1 13
v 2 = u 1 H -1 21 + u 2 H -1 22 + u 3 H -1 23 v 2 = u 1 H -1 21 + u 2 H -1 22 + u 3 H -1 23
v 3 = u 1 H -1 31 + u 2 H -1 32 + u 3 H -1 33 v 3 = u 1 H -1 31 + u 2 H -1 32 + u 3 H -1 33

すなわち、信号がチャネルにより変換された後に各x iが受信機で計算されるMIMOとは異なり、本明細書で説明する本発明の実施形態は、信号がチャネルにより変換される前に、送信機で各v iを解く。 That is, unlike MIMO signal each x i is after being converted by the channel are calculated in the receiver, the embodiment of the present invention described herein, before the signal is converted by the channel, the transmitter in solving each v i. 各アンテナ609は、他のアンテナ609に対して意図された他のu n-1ビットストリームから分離されたu iを受信する。 Each antenna 609 receives the separated u i from other u n-1 bit stream intended for the other antenna 609. 各送受信機610は、各受信信号をベースバンドに変換し、各受信信号は、A/D変換器(ここでは図示)によりデジタル化され、各符号化、変調、及び信号処理サブシステム611は、各受信信号に対して意図されたx iビットストリームを復調及び復号し、クライアント装置により(例えば、クライアント装置上のアプリケーションにより)用いられるデータインタフェース612にそのビットストリームを送る。 Each transceiver 610, each received signal is converted to baseband, the received signal is A / D converter is digitized by (here shown), each encoding, modulation, and signal processing subsystem 611, the x i bit stream intended for each received signal is demodulated and decoded by the client device (e.g., by an application on the client device) to the data interface 612 to be used and sends the bit stream.

本明細書で説明する本発明の実施形態は、様々な異なる符号化及び変調方式を使用して実施することができる。 Embodiments of the invention described herein may be implemented using a variety of different coding and modulation schemes. 例えば、周波数スペクトルが複数の副帯域に分離されるOFDM実施では、本明細書で説明する技術を使用して各個々の副帯域を特徴付けることができる。 For example, in OFDM implementations the frequency spectrum is divided into a plurality of sub-bands can characterize each individual sub-band using the techniques described herein. しかし、上述のように、本発明の根本的な原理は、いかなる特定の変調方式にも限定されるものではない。 However, as described above, the fundamental principles of the present invention is not limited to any particular modulation scheme.

クライアント装置606〜608がPDA、ノートパーソナルコンピュータ、及び/又は無線電話のような携帯データ処理装置である場合、チャネル特徴付けは、クライアント装置が位置を移動することができる時に頻繁に変化する場合がある。 If the client device 606-608 is a mobile data processing device such as a PDA, notebook personal computers, and / or wireless telephones, channel characterization may frequently change as capable client device moves the position is there. したがって、本発明の一実施形態では、基地局でのチャネル特徴付け行列616は、絶えず更新される。 Thus, in one embodiment of the present invention, the channel characterization matrix 616 at the base station it is constantly updated. 一実施形態では、基地局600は、各クライアント装置に定期的に(例えば、250ミリ秒毎に)新しいトレーニング信号を送り出し、各クライアント装置は、チャネル特徴付けが正確なままであることを保証するために基地局600へ絶えずそのチャネル特徴付けベクトルを送信する(例えば、環境がチャネルに影響を与えるように変更された場合、又はクライアント装置が移動した場合)。 In one embodiment, the base station 600 periodically to each client device (e.g., every 250 milliseconds) feeding a new training signal, each client device ensures that the channel characterization remains accurate continuously transmits the channel characterization vectors to the base station 600 in order (e.g., if if the environment changes so as to affect the channel, or the client device has moved). 一実施形態では、トレーニング信号は、各クライアント装置に送られた実際データ信号内にインタリーブされる。 In one embodiment, the training signal is interleaved within the actual data signal sent to each client device. 一般的に、トレーニング信号は、データ信号よりも非常に低いスループットであり、したがって、これによってシステムの全体的なスループットに及ぶ影響は殆どない。 Generally, the training signal is very low throughput than the data signal, therefore, whereby there is little overall effect spanning throughput of the system. したがって、この実施形態では、チャネル特徴付け行列616は、基地局がアクティブに各クライアント装置と通信する時に連続的に更新することができ、したがって、クライアント装置が位置を移動しても、又は環境がチャネルに影響を与えるように変更されても正確なチャネル特徴付けが維持される。 Thus, in this embodiment, the channel characterization matrix 616, the base station can be continuously updated when communicating with each client device activated, therefore, even if the client device is moved to the position, or the environment accurate channel characterization be changed to influence the channel is maintained.

図7に示す本発明の一実施形態は、上流側通信チャネル(すなわち、クライアント装置706〜708から基地局700までのチャネル)を改善するためにMIMO技術を使用する。 An embodiment of the present invention shown in FIG. 7, the upstream communication channel (i.e., channel from the client device 706-708 to the base station 700) using the MIMO technology to improve. この実施形態では、クライアント装置の各々からのチャネルは、基地局内の上流側チャネル特徴付け論理741により絶えず解析かつ特徴付けられる。 In this embodiment, the channel from each of the client device, is constantly analyzed and characterized by the upstream channel characterization logic 741 in the base station. より具体的には、クライアント装置706〜708の各々は、チャネル特徴付け論理741がNxMチャネル特徴付け行列741を生成するために解析する基地局700にトレーニング信号を送信し(例えば、一般的なMIMOシステムの場合のように)、ここで、Nは、クライアント装置の数であり、Mは、基地局により使用されるアンテナの数である。 More specifically, each of the client devices 706-708 is in the base station 700 that channel characterization logic 741 is analyzed to generate an NxM channel characterization matrix 741 transmits a training signal (e.g., common MIMO so) as in the case of systems where, N is the number of client devices, M is the number of antennas used by the base station. 図7に示す実施形態は、基地局での3本のアンテナ705及び3つのクライアント装置706〜608を使用し、したがって、3x3チャネル特徴付け行列741が基地局700で格納される。 Embodiment shown in Figure 7, uses the three antennas 705 and three client devices 706-608 at the base station, therefore, 3x3 channel characterization matrix 741 is stored in the base station 700. 図7に示すMIMO上流側送信は、基地局700へデータを送信するために、かつ図5に示すように基地局700にチャネル特徴付けベクトルを送信するためにクライアント装置により使用することができるが、各クライアント装置のチャネル特徴付けベクトルが別々の時間に送信される図5に示す実施形態と異なり、図7に示す方法は、複数のクライアント装置から基地局700へのチャネル特徴付けベクトルの同時送信を可能にし、したがって、戻りチャネルスループットに及ぼすチャネル特徴付けベクトルの影響が激減される。 MIMO upstream transmission shown in FIG. 7, the base station 700 to transmit data, and although the channel characterization vectors to the base station 700 as shown in FIG. 5 can be used by the client device to send Unlike the embodiment shown in FIG. 5 where the channel characterization vector of each client device is sent at different times, the method shown in FIG. 7, the simultaneous transmission of channel characterization vectors to the base station 700 from a plurality of client devices enabling, therefore, the influence of channel characterization vectors on the return channel throughput is drastically reduced.

上述のように、各信号の特徴付けは、例えば、受信機の内部の基準に対する位相及び振幅、絶対基準、相対基準、固有ノイズを含む多くのファクタ又は他のファクタを含むことができる。 As noted above, characterization of each signal, for example, phase and amplitude with respect to the internal reference of the receiver, an absolute reference, a relative reference, can include many factors or other factors including the specific noise. 例えば、直交振幅変調(QAM)変調された信号においては、特徴付けは、信号のいくつかの多経路画像の位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルとすることができる。 For example, in a quadrature amplitude modulation (QAM) modulated signal, characterization may be a phase and amplitude offsets of vectors of several multipath images of the signal. 別の例として、直交周波数分割多重(OFDM)変調された信号においては、それは、OFDMスペクトル内の個々の副信号の一部又は全ての位相オフセット及び振幅オフセットのベクトルとすることができる。 As another example, in the orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) modulated signal, which may be part or all of the individual sub-signal vector of the phase and amplitude offsets in the OFDM spectrum. トレーニング信号は、各クライアント装置の符号化及び変調サブシステム711によって生成し、D/A変換器(図示せず)によりアナログに変換し、次に、各クライアント装置の送信機709によりベースバンドからRFに変換することができる。 Training signal, generated by the coding and modulation subsystem 711 of each client device, converts to analog by D / A converter (not shown), then, RF baseband by the transmitter 709 of each client device it can be converted to. 一実施形態では、トレーニング信号が同期化されることを保証するために、クライアント装置は、基地局により要請された時にのみトレーニング信号を送信する(例えば、総当り式に)。 In one embodiment, in order to ensure that the training signals are synchronized, the client apparatus transmits a training signal only when it is requested by the base station (e.g., in a round robin type). 更に、トレーニング信号は、各クライアント装置から送られた実データ信号内にインタリーブされるか、又はこの信号と同時に送信することができる。 Furthermore, the training signal may be interleaved in the actual data signal sent from each client device, or the signal can be transmitted simultaneously. したがって、クライアント装置706〜708が移動体であったとしても、トレーニング信号は、上流側チャネル特徴付け論理741により、連続的に送信かつ解析することができ、したがって、チャネル特徴付け行列741が最新のままであることを保証する。 Therefore, even if the client device 706-708 is a mobile body, the training signal, the upstream channel characterization logic 741, continuously transmitted and can be analyzed, therefore, the channel characterization matrix 741 Latest to ensure that it remains.

上述の本発明の実施形態によりサポートされる全チャネル機能は、min(N、M)として定めることができ、ここで、Mは、クライアント装置の数であり、Nは、基地局アンテナの数である。 All channels features supported by embodiments of the invention described above may be defined as min (N, M), where, M is the number of client devices, N is the, the number of base station antennas is there. すなわち、機能は、基地局側又はクライアント側のアンテナの数により制限される。 That is, functions is limited by the number of the base station side or client side of the antenna. したがって、本発明の一実施形態は、min(N、M)アンテナのみが所定の時間に送受信することを保証するために同期化技術を使用している。 Accordingly, one embodiment of the present invention, min (N, M) only the antenna is using synchronization techniques to ensure that transmitted and received at a given time.

一般的なシナリオにおいては、基地局700上のアンテナ705の数は、クライアント装置706〜708の数よりも小さい。 In a typical scenario, the number of antennas 705 on the base station 700 is smaller than the number of client devices 706-708. 例示的なシナリオを図8に示しており、図8は、3本のアンテナ802を有する基地局と通信する5つのクライアント装置804〜808を示している。 The exemplary scenario is shown in Figure 8, Figure 8 shows the five client devices 804 to 808 which communicate with a base station having three antennas 802. この実施形態では、クライアント装置804〜808の総数を判断して必要なチャネル特徴付け情報(例えば、上述したものなど)を回収した後に、基地局800は、通信する3つのクライアント810から成る第1の群を選択する(min(N、M)=3であるために例では3つのクライアント)。 In this embodiment, required channel characterization information to determine the total number of client devices 804 to 808 (e.g., such as those described above) after recovering the base station 800, first consists of three clients 810 that communicate 1 selecting a group of (min (N, M) = 3 one client in the example because it is 3). 指定された期間にわたってクライアント810の第1の群と通信した後に、基地局は、次に、通信する3台のクライアント811の別の群を選択する。 Over a specified time period after the communication with the first group of clients 810, the base station may then select another group of three clients 811 with which to communicate. 均一に通信チャネルを分散するために、基地局800は、第1の群内の含まれなかった2つのクライアント装置807、808を選択する。 To distribute uniformly communication channel, the base station 800 selects a first of the two client devices 807, 808 that were not included within the group. 更に、余分のアンテナが利用可能であるので、基地局800は、第1の群内の含まれた更に別のクライアント装置806を選択する。 Furthermore, since the extra antennas are available, the base station 800 further selects a different client device 806 included within the first group. 一実施形態では、基地局800は、各クライアントに時間と共に事実上同量のスループットが割り当てられるように、このようにしてクライアントの群間を循環する。 In one embodiment, the base station 800, as the throughput of virtually the same amount over time to each client is assigned, circulating between client groups in this way. 例えば、均一にスループットを割り当てるために、基地局は、次に、クライアント装置806を除いて(すなわち、クライアント装置806が初めの2回のサイクルを通じて基地局との通信に従事していたため)3つのクライアント装置のあらゆる組合せを選択することができる。 For example, to assign uniform throughput, the base station, then, except for the client device 806 (i.e., because the client device 806 is engaged in communication with the base station through two cycles of beginning) of the three it can be selected any combination of the client device.

一実施形態では、標準的なデータ通信に加えて、基地局は、上述の技術を使用して各々のクライアント装置にトレーニング信号を送信し、クライアント装置の各々からトレーニング信号及び信号特徴付けデータを受信することができる。 In one embodiment, in addition to standard data communications, the base station sends a training signal to each of the client device using the techniques described above, the received training signal and a signal characterization data from each of the client devices can do.

一実施形態では、ある一定のクライアント装置又はクライアント装置の群には、異なるレベルのスループットを割り当てることができる。 In one embodiment, the group of certain client devices or client devices may be assigned different levels of throughput. 例えば、クライアント装置は、優先度が比較的低い方のクライアント装置より優先度が比較的高い方のクライアント装置に向けて多くの通信サイクル(すなわち、より多くのスループット)を保証することができるように優先度を付けることができる。 For example, client device, many communication cycle towards the client device priority is relatively higher than the priority is relatively lower client devices (i.e., more throughput) to be able to guarantee the it can be given a priority. クライアント装置の「優先度」は、例えば、無線サービスに対する指定されたレベルのユーザの会員登録(例えば、ユーザは、更に別のスループットに対して支払うことをいとわないとする場合がある)、及び/又はクライアント装置へ及びそれから伝達されているデータの形式(例えば、電話音声及び映像のようなリアルタイム通信は、電子メールのような非リアルタイム通信より優先させることができる)を含むいくつかの変数に基づいて選択することができる。 "Priority" of the client device, for example, subscription of the user of the level specified for the radio service (e.g., the user may be not willing to pay for further throughput), and / or the client device and the type of data being transmitted therefrom (e.g., real-time communications such as telephone voice and video, can be prioritized over non-real-time communication such as e-mail) based on several variables, including the it can be selected Te.

一実施形態では、基地局は、各クライアント装置により必要とされる現在の負荷に基づいてスループットを動的に割り当てる。 In one embodiment, the base station dynamically allocates the throughput based on the current load required by each client device. 例えば、クライアント装置804がライブビデオをストリーミングしており、他の装置805〜808が電子メールのような非リアルタイム機能を実施している場合、基地局800が割り当てることができるスループットは、このクライアント804に対しての方が比較的多い。 For example, if the client device 804 to stream live video, if the other device 805-808 is performing non-real-time functions such as e-mail, the throughput can be the base station 800 allocates this client 804 who against is relatively large. しかし、本発明の根本的な原理は、いかなる特定のスループット技術にも限定されるものではないことに注意すべきである。 However, fundamental principles of the present invention, it should be noted that the invention is not limited to any particular throughput techniques.

図9に示すように、2つのクライアント装置907、908は、クライアントのチャネル特徴付けが事実上同じになるように近接させることができる。 As shown in FIG. 9, two client devices 907, 908 may be channel characterization client to close so that virtually the same. したがって、基地局は、2つのクライアント装置907、908に対して事実上同等のチャネル特徴付けベクトルを受信及び格納し、したがって、各クライアント装置に対して固有の空間的に分散された信号を作成することができない。 Thus, the base station, two receive and store channel characterization vectors virtually equivalent to the client device 907, 908, therefore, to create a unique spatially dispersed signal to each client device it can not be. したがって、一実施形態では、基地局は、互いの近くにあるあらゆる2つ又はそれよりも多くのクライアント装置が異なる群に割り当てられることを保証することになる。 Thus, in one embodiment, the base station will ensure that any two locations close to each other or more even number of client devices are assigned to different groups. 図9では、例えば、基地局900は、最初にクライアント装置904、905、及び908の第1の群910と、次に、クライアント装置905、906、及び907の第2の群911と通信し、クライアント装置907及び908が異なる群にあることが保証される。 9, for example, base station 900 communicates with the first group 910 of the first client device 904, 905, and 908, then a second group 911 of the client device 905, 906, and 907, the client device 907 and 908 is guaranteed to be in different groups.

代替的に、一実施形態では、基地局900は、同時にクライアント装置907及び908と通信するが、既知のチャネル多重化法を使用している通信チャネルを多重化する。 Alternatively, in one embodiment, the base station 900 is in communication with the client device 907 and 908 at the same time, for multiplexing the communication channel using known channel multiplexing method. 例えば、基地局は、時間分割多重通信方式(TDM)、周波数分割多重(FDM)、又は符号分割多重アクセス方式(CDMA)技術を使用してクライアント装置907と908の間で単一の空間相関信号を分割することができる。 For example, the base station, time division multiple access communication system (TDM), frequency division multiplexed (FDM), or code division multiple access (CDMA) single spatial correlation signals between using technology client device 907 and 908 it can be divided.

上述の各クライアント装置は1本のアンテナを装備しているが、スループットを増大させるために複数のアンテナでクライアント装置を使用する本発明の根本的な原理を使用することができる。 Although each client device described above is equipped with one antenna, it is possible to use the underlying principles of the present invention using a client device with multiple antennas to increase throughput. 例えば、上述の無線システム上に使用される時、2本のアンテナを有するクライアントは、スループットの2倍の増加をもたらすことになる。 For example, when used on the above-mentioned radio system, a client having two antennas will result in a 2-fold increase in throughput. 3本のアンテナを有するクライアントは、スループットの3倍の増加をもたらす等々である(すなわち、アンテナ間の空間分離及び角度分離が十分であると仮定して)。 Clients having three antennas, and so lead to 3-fold increase in throughput (i.e., assuming spatial separation and angular separation between the antennas is sufficient). 基地局は、複数のアンテナを有するクライアント装置を循環する時、同じ一般規則を適用することができる。 The base station, when circulating the client device having a plurality of antennas, it is possible to apply the same general rules. 例えば、別々のクライアントとして各アンテナを処理し、あらゆる他のクライアントの場合と同様に、その「クライアント」にスループットを割り当てることができる(例えば、各クライアントに適切な又は同等の通信期間が与えられることを保証する)。 For example, it processes each antenna as a separate client, as in any other client, the can be assigned throughput "client" (e.g., a suitable or the equivalent communication period given to each client to guarantee).

上述のように、本発明の一実施形態は、MIDO及び/又は上述のMIMO信号送信技術を使用して、近垂直入射上空波(NVIS)システムにおいて信号対ノイズ比及びスループットを増大させる。 As described above, an embodiment of the present invention, MIDO and / or using the above-mentioned MIMO signal transmission techniques to increase the signal-to-noise ratio and throughput in a near-normal incidence sky wave (NVIS) system. 図10を参照すると、本発明の一実施形態では、N本のアンテナ1002の行列を装備した第1のNVIS局1001は、Mクライアント装置1004と通信するように構成される。 Referring to FIG. 10, in one embodiment of the present invention, the first NVIS station 1001 equipped with a matrix of N antennas 1002 is configured to communicate with M client device 1004. NVISアンテナ1002及び様々なクライアント装置1004のアンテナは、望ましいNVISをもたらして地上波干渉効果を最小にするために垂直の約15度まで上方に信号を送る。 Antenna NVIS antennas 1002 and various client devices 1004, sends a signal upwardly to about 15 degrees vertically to minimize the terrestrial interference effect resulting in desirable NVIS. 一実施形態では、アンテナ1002及びクライアント装置1004は、NVISスペクトル内の指定された周波数で(例えば、搬送周波数で、又は23MHz未満、しかし一般的に10MHz未満で)様々なMIDO及び上述のMIMO技術を使用して複数の独立したデータストリーム1006をサポートし、したがって、指定された周波数でのスループットが大幅に増大する(すなわち、統計的に独立したデータストリームの数に比例した係数で)。 In one embodiment, the antenna 1002 and the client device 1004, at a specified frequency in NVIS spectrum (e.g., at the carrier frequency, or less than 23 MHz, but typically less than 10 MHz) various MIDO and above MIMO technology use support multiple independent data streams 1006, therefore, the throughput at the specified frequency is greatly increased (i.e., by a factor proportional to the number of statistically independent data streams).

所定の局にサービスを提供するNVISアンテナは、互いに物理的に非常に遠く隔てた状態にある場合がある。 NVIS antennas to provide services to a given station may be in a state of physical spaced very far from each other. 10MHz未満の長い波長と信号に関する進行する長い距離(往復300マイルほども長く)とを考慮すると、100ヤード単位及び更にはマイル単位のアンテナの物理的分離により、ダイバーシチの有利性を得ることができる。 Considering the long distance traveled about a long wavelength and the signal of less than 10 MHz (more reciprocating 300 miles even longer) 100 yard and even by physical separation of the mile unit antenna, it is possible to obtain the advantages of diversity . このような状況では、個々のアンテナ信号は、従来の有線又は無線通信システムを使用して処理されるように集中制御された位置に戻すことができる。 In this situation, the individual antenna signals can be returned to the central control location to be processed using conventional wired or wireless communication system. 代替的に、各アンテナは、その信号を処理し、次に、従来の有線又は無線通信システムを使用して集中制御された位置へデータを戻す局所的機能を有することができる。 Alternatively, each antenna, processes the signals, then, may have a local function that returns the data to the centralized control location using conventional wired or wireless communication system. 本発明の一実施形態では、NVIS局1001は、「インターネット」1010(又は、他の広域ネットワーク)とのブロードバンドリンク1015を有し、したがって、遠隔高速無線ネットワークアクセスが可能なクライアント装置1003が得られる。 In one embodiment of the present invention, NVIS station 1001, "Internet" 1010 (or other wide area network) has a broadband link 1015 and, therefore, a remote high-speed wireless network access enabled client device 1003 to obtain .

一実施形態では、基地局及び/又はユーザは、上述の偏波/パターンダイバーシチ技術を利用して、ダイバーシチ及び増大したスループットをもたらしながらアレイサイズ及び/又はユーザの距離を低減することができる。 In one embodiment, the base station and / or the user can be reduced by using the above-described polarization / pattern diversity technique, the distance of the array size and / or the user while providing diversity and increased throughput. 一例として、HF送信が行われるMIDOシステムにおいては、ユーザは、同じ位置とすることができ、しかも、信号は、偏波/パターンダイバーシチの理由で無相関とすることができる。 As an example, in MIDO system HF transmission is performed, the user may be the same position, moreover, the signal may be uncorrelated because polarization / pattern diversity. 特に、パターンダイバーシチを使用することによって、一方のユーザは、地上波を通して基地局に通信中であり、一方、他方のユーザは、NVISを通じて通信中とすることができる。 In particular, by using a pattern diversity, one user is communicating to the base station through the terrestrial, while the other user may be communicating through NVIS.

本発明の付加的な実施形態 Additional embodiments of the present invention
1. 1. I/Q不均衡を伴ったDIDO−OFDMプリコーディング DIDO-OFDM precoding with the I / Q imbalance
本発明の一実施形態は、直交周波数分割多重(OFDM)を行う分散入力分散出力(DIDO)システムにおいて同相及び直角位相(I/Q)不均衡を補正するシステム及び方法を使用する。 One embodiment of the present invention, using the system and method for correcting the phase and quadrature (I / Q) imbalance in a distributed input distributed output (DIDO) system which performs orthogonal frequency division multiplexing (OFDM). 簡潔にいうと、この実施形態によれば、ユーザ装置は、チャネルを推定して基地局にこの情報をフィードバックする。 Briefly, according to this embodiment, the user equipment feeds back this information to the base station to estimate the channel. 基地局は、I/Q不均衡により引き起こされる搬送波間及びユーザ間干渉を相殺するためにプリコーディング行列を計算し、並列データストリームは、DIDOプリコーディングを通じて複数のユーザ装置に送信され、ユーザ装置は、残留干渉を抑制するためにゼロ強制(ZF)、最小平均二乗誤差(MMSE)、又は最大尤度(ML)受信機を通じてデータを復調する。 The base station calculates a pre-coding matrix to offset the inter-carrier and inter-user interference caused by I / Q imbalance, the parallel data stream is transmitted to a plurality of user devices via DIDO precoding, the user equipment , zero-forcing in order to suppress residual interference (ZF), and demodulates data through minimum mean square error (MMSE), or maximum likelihood (ML) receiver.

以下で詳細に説明するように、本発明のこの実施形態の有意な特徴の一部には、以下が含まれるが、これらに限定されない。 As explained in detail below, a portion of the significant features of this embodiment of the present invention include but are not limited thereto.

OFDMシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉(ICI)(I/Q不整合による)を相殺するプリコーディング。 Precoding for canceling inter-carrier interference from the mirror tones in OFDM systems (ICI) (according to I / Q mismatch).

DIDO−OFDMシステムにおいてユーザ間干渉及びICI(I/Q不整合による)を相殺するプリコーディング。 Precoding for canceling multiuser interference and ICI (by I / Q mismatch) in DIDO-OFDM system.

ブロック対角化(BD)プリコーダを使用してDIDO−OFDMシステムにおいてZF受信機を通じてICI(I/Q不整合による)を相殺する技術。 Technology to cancel ICI (by I / Q mismatch) through ZF receiver in DIDO-OFDM system using block diagonalization (BD) precoder.

DIDO−OFDMシステム内でプリコーディング(送信機で)及びZF又はMMSEフィルタ(受信機で)を通じてユーザ間干渉及びICI(I/Q不整合による)を相殺する技術。 DIDO-OFDM in a (at the transmitter) precoding system and ZF or MMSE filter to cancel the inter-user interference and ICI (by I / Q mismatch) through (at the receiver) technology.

DIDO−OFDMシステム内でのプリコーディング(送信機で)及び最大尤度(ML)検出器(受信機で)のような非線形検出器を通じてユーザ間干渉及びICI(I/Q不整合による)を相殺する技術。 (At the transmitter) DIDO-OFDM system precoding with and maximum likelihood (ML) offset detector inter-user interference and ICI (by I / Q mismatch) through a non-linear detector such as a (receiver) technology.

OFDMシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉(ICI)(I/Q不整合による)を相殺するためのチャネル状態情報に基づくプリコーディングの使用。 Using precoding based on channel state information for canceling inter-carrier interference due to mirror tones (ICI) (according to I / Q mismatch) in an OFDM system.

DIDO−OFDMシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉(ICI)(I/Q不整合による)を相殺するためのチャネル状態情報に基づくプリコーディングの使用。 Use of DIDO-OFDM system inter-carrier interference from the mirror tones in (ICI) (I / Q due to mismatch) precoding based on the channel state information for canceling.

基地局でのI/Q不整合認識DIDOプリコーダ及びユーザ端末でのIQ認識DIDO受信機の使用。 IQ recognition DIDO use of a receiver in I / Q mismatch recognition DIDO precoder and the user terminal at the base station.

基地局でのI/Q不整合認識DIDOプリコーダ、ユーザ端末でのI/Q認識DIDO受信機、及びI/Q認識チャネル推定器の使用。 I / Q mismatch recognition DIDO precoder at the base station, I / Q recognized DIDO receiver at the user terminal, and use of I / Q recognized channel estimator.

基地局でのI/Q不整合認識DIDOプリコーダ、ユーザ端末でのI/Q認識DIDO受信機、及びI/Q認識チャネル推定器、及びユーザ端末から基地局にチャネル状態情報を送るI/Q認識DIDOフィードバック発生器の使用。 I / Q mismatch recognition DIDO precoder at the base station, I / Q recognized DIDO receiver at the user terminal, and I / Q recognized channel estimator, and I / Q recognized for sending channel state information to the base station from a user terminal use of DIDO feedback generator.

基地局でのI/Q不整合認識DIDOプリコーダ及びI/Q経路情報を使用して、ユーザ選択、適応符号化、及び変調、時空間周波数マッピング、又はプリコーダ選択を含む機能を実施するI/Q認識DIDO構成器の使用。 Use I / Q mismatch recognition DIDO precoder and I / Q path information at the base station, the user selects, adaptive coding, and modulation is carried out space-time frequency mapping, or function, including precoder selection I / Q use of recognition DIDO configurator.

ブロック対角化(BD)プリコーダを使用してDIDO−OFDMシステムにおいてZF受信機を通じてICI(I/Q不整合による)を相殺するI/Q認識DIDO受信機の使用。 Using the I / Q recognized DIDO receiver to cancel ICI (by I / Q mismatch) through ZF receiver in DIDO-OFDM system using block diagonalization (BD) precoder.

プリコーディング(送信機で)を通じてICI(I/Q不整合による)を相殺するI/Q認識DIDO受信機とDIDO−OFDMシステム内での最大尤度(ML)検出器(受信機で)のような非線形検出器との使用。 As the maximum likelihood of precoding (transmitter in) through ICI (I / Q due to mismatch) I / Q recognized DIDO receiver to offset the DIDO-OFDM system (ML) detector (receiver) the use of non-linear detectors such.

DIDO−OFDMシステムにおいてZF又はMMSEフィルタを通じてICI(I/Q不整合による)を相殺するI/Q認識DIDO受信機の使用。 Use in DIDO-OFDM system through ZF or MMSE filter to cancel the ICI (by I / Q mismatch) I / Q recognized DIDO receiver.

a. a. 背景 background
一般的な無線通信システムの送受信信号は、同相及び直角位相(I/Q)成分から成る。 Transmission and reception signals of a typical wireless communications system consists of in-phase and quadrature (I / Q) components. 実用システムにおいては、同相及び直角位相成分は、混合及びベースバンド作動における不完全性のために歪みが発生する場合がある。 In practical systems, in-phase and quadrature components are distorted due to the imperfections in the mixing and baseband operation may occur. これらの歪みは、I/Q位相、利得、及び遅延の不整合として現れる。 These distortions, I / Q phase, gain, and appears as a mismatch of the delay. 位相不均衡は、完全に直交ではない変調器/復調器における正弦及び余弦により引き起こされる。 Phase imbalance is caused by the sine and cosine of the not completely orthogonal modulator / demodulator. 利得不均衡は、同相及び直角位相成分間の異なる増幅により引き起こされる。 Gain imbalance is caused by different amplification of inter-phase and quadrature components. アナログ回路内のIレールとQレール間の遅延の差異による遅延不均衡という付加的な歪みが存在する場合がある。 In some cases additional distortion of imbalance delay due to the difference of the delay between the I rail and Q rail in the analog circuit is present.

直交周波数分割多重(OFDM)においては、I/Q不均衡は、ミラートーンから搬送波間干渉(ICI)を引き起こす。 In orthogonal frequency division multiplexing (OFDM), the I / Q imbalance, causing inter-carrier interference (ICI) from mirror tones. この影響は、文献において研究済みであり、単入力単出力SISO−OFDMシステムにおいてI/Q不整合を補正する方法は、M. This effect is studied already in the literature, a method of correcting I / Q mismatch in a single input single output SISO-OFDM system, M. D. D. Benedetto及びP. Benedetto and P. Mandarini共著「OFDMモデム内のI/Qベースバンドフィルタ不整合の影響の解析」、無線パーソナルコミュニケーション、175〜186頁、2000年、S. Mandarini co-authored "analysis of the impact of the I / Q baseband filter inconsistencies in OFDM modem", wireless personal communications, pp. 175-186, 2000, S. Schuchert及びR. Schuchert and R. Hasholzner共著「OFDM信号受信用新規I/Q不均衡補正方式」、家電に関するIEEE会報、2001年8月、M. Hasholzner co-authored "OFDM signal receiving new I / Q imbalance correction method for", IEEE Transactions on consumer electronics, August 2001, M. Valkama、M. Valkama, M. Renfors、及びV. Renfors, and V. Koivunen共著「通信受信機内のI/Q不均衡補正の高度な方法」、信号処理に関するIEEE会報、2001年10月、R. "Advanced methods of communication within the receiver I / Q imbalance correction", IEEE Transactions on signal processing Koivunen co-author, 10 May 2001, R. Rao及びB. Rao and B. Daneshrad共著「I/Q不整合の解析及びOFDMシステムの相殺方式」、IST移動通信サミット、2004年6月、A. Daneshrad co-authored "offset method of analysis and OFDM system of the I / Q mismatch", IST mobile communication summit, June 2004, A. Tarighat、R. Tarighat, R. Bagheri、及びA. Bagheri, and A. H. H. Sayed共著「OFDM受信機内のIQ不均衡の補正方式及び性能解析」、信号処理に関するIEEE会報[音響、音声、及び信号処理に関するIEEE会報も参照されたい]、第53巻、3257〜3268頁、2005年8月で提案されている。 Sayed co "correction method and Performance Analysis of an OFDM receiver of IQ imbalance", IEEE Transactions on signal processing [acoustic, speech, and would like IEEE Trans see also relates to a signal processing, Vol. 53, pp. 3257 to 3268, 2005 It has been proposed in August year.

多重入力多重出力MIMO−OFDMシステムへのこの研究の拡張は、空間多重化(SM)に対しては、R. Extension of this study to multiple input multiple output MIMO-OFDM system, for the spatial multiplexing (SM), R. Rao及びB. Rao and B. Daneshrad共著「MIMO−OFDMシステムのI/Q不整合相殺」、個人用、屋内、及び移動無線通信、2004年、PIMRC2004、第15回IEEE国際シンポジューム、第4巻、2004年、2710〜2714頁、R. Daneshrad co-authored "MIMO-OFDM system of the I / Q mismatch offset", personal, indoor, and a mobile radio communication, 2004, PIMRC2004, 15th IEEE International Symposium, Vol. 4, 2004, pp. 2710-2714, R. M. M. Rao、W. Rao, W. Zhu、S. Zhu, S. Lang、C. Lang, C. Oberli、D. Oberli, D. Browne、J. Browne, J. Bhatia、J. Bhatia, J. F. F. Frigon、J. Frigon, J. Wang、P、Gupta、H. Wang, P, Gupta, H. Lee、D. Lee, D. N. N. Liu、S. Liu, S. G. G. Wong、M. Wong, M. Fitz、B. Fitz, B. Daneshrad、及びO. Daneshrad, and O. Takeshita共著「無線通信研究教育の多重アンテナテストベッド」、IEEE通信学術雑誌、第42巻、第12号、72〜81頁、2004年12月、S. Takeshita co-authored "wireless communication research multiple antenna test bed of education", IEEE communication journal, Vol. 42, No. 12, pp. 72-81, December 2004, S. Lang、M. Lang, M. R. R. Rao、及びB. Rao, and B. Daneshrad共著「5.25GHzソフトウエア定義無線OFDM通信プラットフォームの設計及び開発」2004年6月6〜12日IEEE通信学術雑誌(IEEE)、第42巻、第6号、6〜12頁に示されており、直交時空間ブロックコード(OSTBC)に対しては、A. Daneshrad co-authored "5.25GHz software defined radio design and development of the OFDM communication platform" 2004 June 6 to 12 days IEEE communication academic journals (IEEE), Vol. 42, No. 6, is shown in 6 to 12, pp. cage, for orthogonal space-time block code (OSTBC), A. Tarighat及びA. Tarighat and A. H. H. Sayed共著「IQ不均衡を備えたシステムのためのMIMO−OFDM受信機」信号処理に関するIEEE会報、第53巻、3583〜3596頁、2005年9月に示されている。 Sayed co "IQ MIMO-OFDM receiver for a system with unbalanced" signal IEEE Transactions on processing, Vol. 53, pp. 3583-3596, shown in September 2005.

残念ながら、現在、分散入力分散出力(DIDO)通信システムにおいてI/Q利得及び位相不均衡誤差を修正する方法に対する文献はない。 Unfortunately, currently no literature for methods to modify the I / Q gain and phase imbalance errors in a distributed input distributed output (DIDO) communication system. 以下で説明する本発明の実施形態では、これらの問題の解決法を示す。 In an embodiment of the present invention described below, it illustrates a solution to these problems.

DIDOシステムは、従来のSISOシステムと同じ無線リソース(すなわち、同じスロット持続時間及び周波数帯域)を利用しながら、ダウンリンクスループットを改善するために複数ユーザに並列データストリーム(プリコーディングを通じて)を送信する分散アンテナを有する1つの基地局から成る。 DIDO system, the same radio resources as the conventional SISO system (i.e., the same slot duration and frequency band) while using, transmits the parallel data stream (through precoding) to multiple users in order to improve the downlink throughput consisting of a single base station with a distributed antenna. DIDOシステムの詳細説明は、2004年7月30日出願(先行出願)の米国特許出願出願番号第10/902、978号であるS. Detailed Description of DIDO system is US Patent Application Serial No. 10 / 902,978 of July 30, 2004 filed (prior application) S. G. G. Perlman及びT. Perlman and T. Cotterによる「分散入力分散出力無線通信のシステム及び方法」に示されており、これは、本出願の出願人に譲渡され、かつ引用により本明細書に組み込まれている。 According to Cotter are shown in "System and Method distributed input distributed output wireless communications", which is assigned to the assignee of the present application, and incorporated herein by reference.

DIDOプリコーダを実施する多くの方法がある。 There are many ways to implement the DIDO precoder. 1つの解決法は、Q. One solution, Q. H. H. Spencer、A. Spencer, A. L. L. Swindlehurst、及びM. Swindlehurst, and M. Haardt共著「マルチユーザMIMOチャネルにおけるダウンリンク空間多重化のゼロ強制方法」、信号処理に関するIEEE会報、第52巻、461〜471頁、2004年2月、K. Haardt co "Multiuser MIMO zero forcing method of the downlink spatial multiplexing in a channel", IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 52, pp. 461-471, February 2004, K. K. K. Wong、R. Wong, R. D. D. Murch、及びK. Murch, and K. B. B. Letaief共著「マルチユーザMIMOアンテナシステムのための共同チャネル対角化」無線通信に関するIEEE会報、第2巻、773〜786頁、2003年7月、L. Letaief co IEEE Transactions on wireless communication "multi-user co-channel diagonalization for MIMO antenna system", Vol. 2, pp. 773-786, July 2003, L. U. U. Choi及びR. Choi and R. D. D. Murch共著「分解手法を使用したマルチユーザMIMOシステムのための送信前処理技術」、無線通信に関するIEEE会報、第3巻、20〜24頁、2004年1月、Z. Murch co "pre-transmission processing techniques for multiuser MIMO systems using a decomposition technique", IEEE Transactions on wireless communications, Vol. 3, 20 to 24 pages, January 2004, Z. Shen、J. Shen, J. G. G. Andrews、R. Andrews, R. W. W. Heath、及びB. Heath, and B. L. L. Evans共著「ブロック対角化が行われるマルチユーザMIMOシステムのための低複雑性ユーザ選択アルゴリズム」、信号処理に関するIEEE会報、2005年9月の公開に向けて受諾、Z. Evans co "low complexity user selection algorithms for multi-user MIMO system block diagonalization is performed", IEEE Transactions on signal processing, acceptance toward published in September 2005, Z. Shen、R. Shen, R. Chen、J. Chen, J. G. G. Andrews、R. Andrews, R. W. W. Heath、及びB. Heath, and B. L. L. Evans共著「ブロック対角化を備えたマルチユーザMIMO放送チャネルの合計機能」、2005年10月の無線通信に関するIEEE会報に提出、R. Evans, "Sum function of multi-user MIMO broadcast channels with block diagonalization" co-authored, submitted to IEEE Transactions on wireless communication of 10 May 2005, R. Chen、R. Chen, R. W. W. Heath、及びJ. Heath, and J. G. G. Andrews共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」、2005年の信号処理に関するIEEE会報に向けて受諾のものに説明されているブロック対角化(BD)である。 Andrews co "transmission selective diversity unitary precoding multi-user spatial multiplexing system with linear receiver", block diagonalization that is described in that of acceptance towards the IEEE Transactions on Signal Processing 2005 (BD) is there. 本明細書に示すI/Q補正方法は、BDプリコーダを仮定するが、あらゆる形式のDIDOプリコーダに拡張することができる。 I / Q correction method illustrated herein, can be a BD precoder assumed to extend to the DIDO precoder any form.

DIDO−OFDMシステムにおいては、I/Q不整合は、2つの影響、すなわち、ICIとユーザ間干渉とを引き起こす。 In DIDO-OFDM systems, I / Q mismatch, two effects, i.e., cause the inter ICI and user interference. 前者は、SISO−OFDMシステムと同様のミラートーンによる干渉によるものである。 The former is due to interference by the same mirror tones and SISO-OFDM system. 後者は、I/Q不整合がDIDOプリコーダの直交性を破壊し、ユーザ間の干渉が発生することによるものである。 The latter is due to I / Q mismatch destroy the orthogonality of the DIDO precoder, interference between users occurs. これらの形式の干渉のいずれも、本明細書で説明する方法を通じて送信機及び受信機において相殺することができる。 Any interference of these types can be compensated at the transmitter and receiver through the methods described herein. DIDO−OFDMシステムにおいてI/Q補正の3つの方法を説明すると共に、性能をI/Q不整合の有無によるシステムと比較する。 In DIDO-OFDM system with be described three methods for I / Q correction, comparing the performance with the system according to the presence or absence of I / Q mismatch. 結果は、シミュレーション及びDIDO−OFDMプロトタイプで行った実際的な測定値に基づいて示される。 The results are shown on the basis of practical measurements conducted in simulated and DIDO-OFDM prototype.

本発明の実施形態は、先行出願の拡張である。 Embodiments of the present invention is an extension of the prior application. 特に、これらの実施形態は、先行出願の以下の特徴に対するものである。 In particular, these embodiments are for the following features of the prior application.

I/Qレールが利得及び位相の不均衡の影響を受ける先行出願に説明されているようなシステム。 System as I / Q rails are described in the prior application affected by the imbalance of the gain and phase.

チャネル推定に使用するトレーニング信号を使用して送信機でのI/Q補正を備えたDIDOプリコーダを計算する。 Calculating the DIDO precoder having a I / Q correction at the transmitter using a training signal used for channel estimation.

信号特徴付けデータは、I/Q不均衡に対処するものであり、送信機において使用して本明細書で提案する方法に従ってDIDOプリコーダを計算する。 Signal characterization data is intended to deal with I / Q imbalance, to calculate the DIDO precoder according to the method proposed herein is used in the transmitter.

b. b. 本発明の実施形態 Embodiments of the present invention

最初に、本発明の数学的モデル及びフレームワークに対して説明する。 First, a description with respect to the mathematical model and the framework of the present invention.

解決法を示す前に、中心的数学的概念を説明することが役立つ。 Before presenting the solution, it is helpful to explain the central mathematical concepts. I/Q利得及び位相不均衡(位相遅延は説明には含まれず、アルゴリズムのDIDO−OFDMバージョンにおいて自動的に処理される)を仮定してこの概念を説明する。 I / Q gain and phase imbalance (phase delay are not included in the description, are automatically processed in DIDO-OFDM version of the algorithm) assuming illustrate this concept. 基本的な考えを説明するために、2つの複素数、s=si+jS Q及びh=hi+jh Qを掛け合わせて、x=h * sとする。 To illustrate the basic idea, two complex numbers, by multiplying the s = si + jS Q and h = hi + jh Q, and x = h * s. 下付き文字を使用して同相及び直角位相成分を示している。 It shows the in-phase and quadrature components using subscripts. 以下であることを思い出されたい。 Recall that is less than or equal to.
x I = s I h I − s Q h Q x I = s I h I - s Q h Q
及び as well as
x Q = s I h Q + s Q h I . x Q = s I h Q + s Q h I.

行列形式では、これは、以下のように書き換えることができる。 In matrix form, this can be rewritten as follows.

チャネル行列(H)によるユニタリ変換に注意されたい。 It should be noted unitary transformation by the channel matrix (H). sは、送信されたシンボルであり、hは、チャネルであるとする。 s is the transmitted symbol, h is assumed to be channel. I/Q利得及び位相不均衡の存在は、以下のように非ユニタリ変換を作成することによってモデル化することができる。 The presence of I / Q gain and phase imbalance can be modeled by creating a non-unitary transformation as follows.

秘訣は、以下に書くことができることを認識することである。 The trick is to recognize that it is possible to write the following.

ここで、(A)を書き換えると、 Here, when rewriting the (A),

以下のように定める。 Defined as follows.

及び as well as

これらの行列の両方ともユニタリ構造を有し、したがって、以下のように複素スカラーにより同等に表すことができる。 Have both unitary structure of these matrices, therefore, it can be expressed equivalently by the complex scalar as follows.

及び as well as

これらの観測結果の全てを使用して、2つのチャネル、すなわち、同等チャネルh e及び共役チャネルh cに関してスカラーの形に有効方程式を戻すことができる。 Using all of these observations, two channels, namely, it is possible to return the effective equations in the form of scalar terms equivalent channel h e and conjugated channel h c. 次に、(5)の有効変換は、以下になる。 Next, the effective conversion of (5) becomes as follows.

第1のチャネルを同等チャネル、第2のチャネルを共役チャネルと呼ぶ。 Equivalent channel a first channel, the second channel is called a conjugated channel. 同等チャネルは、I/Q利得及び位相不均衡がなかった場合に観測されるものである。 Equivalent channel is to be observed when there is no I / Q gain and phase imbalance.

同様の論拠で、I/Q利得及び位相不均衡を有する離散時間MIMOのNxMシステムの入出力関係は、以下のようになることを示すことができる(スカラー均等物を用いてそれらの行列対応物を構築する)。 In a similar argument, the input-output relationship of the discrete-time MIMO of NxM system with I / Q gain and phase imbalance can be shown to be as follows (scalar equivalents thereof matrix counterparts using to build).

ここで、tは、離散時間指数: Here, t is a discrete time index:

であり、Lは、チャネルタップ数である。 In it, L is the channel number of taps.

DIDO−OFDMシステムにおいては、周波数領域内の受信信号が表される。 In DIDO-OFDM system, the received signal in the frequency domain are represented. 以下のことを信号及びシステムから思い出されたい。 Recall that follows from the signal and the system.

の場合は、 In the case of,

であり、OFDMに対しては、副搬送波kに対するMIMO−OFDMシステムの同等の入出力の関係は、以下である。 In it, for OFDM, the relationship of the equivalent input and output of a MIMO-OFDM system for the subcarrier k is less.

ここで、k=0、1. Here, k = 0,1. . . 、K−1は、OFDM副搬送波指数であり、H e及びH cは、それぞれ、同等チャネルと共役チャネルの行列を示し、以下のように定められる。 , K-1 is an OFDM subcarrier index, H e and H c, respectively, show a matrix of equivalent channel and coupled channels are defined as follows.

及び as well as

(1)における第2の寄与は、ミラートーンからの干渉である。 The second contribution in (1) is the interference from the mirror tones. これは、以下の積重ね行列システム(共役に慎重に注意する)を構築することによって対処することができる。 This can be addressed by building a following stacking matrix system (carefully note the conjugate).

ここで、 here,

及び as well as

は、それぞれ、周波数領域内の送信及び受信シンボルのベクトルである。 , Respectively, it is a vector of transmitted and received symbols in the frequency domain.

この手法を用いて、DIDO作動に使用する有効行列を構築する。 Using this approach, building the effective matrix to use for DIDO operation. 例えば、DIDO2x2入出力関係(各ユーザが1本の受信アンテナを有すると仮定して)を用いて、第1のユーザ装置は、以下を見る(ノイズがない場合)。 For example, using a DIDO2x2 input-output relationship (each user is assumed to have a single receive antenna), the first user device, see below (without noise).

一方、第2のユーザは、以下を観測する。 On the other hand, the second user observes the following.

ここで、 here,

は、それぞれ、行列H e及びH cの第m番目の行を示し、W∈C 4x4は、DIDOプリコーディング行列である。 Respectively, shows the m-th row of the matrix H e and H c, W∈C 4x4 is DIDO precoding matrix. (2)及び(3)から、ユーザmの受信シンボル: (2) and from (3), the received symbol of the user m:

は、I/Q不均衡により引き起こされる干渉の2つのソース、すなわち、ミラートーンからの搬送波間干渉(すなわち、p≠mとして、 The two sources of interference caused by the I / Q imbalance, i.e., inter-carrier interference from the mirror tones (i.e., a p ≠ m,

)及びユーザ間干渉(すなわち、 ) And inter-user interference (i.e.,

及び as well as

)の影響を受けることが観測される。 It is observed under the influence of). (3)のDIDOプリコーディング行列Wは、これらの2つの干渉条件を相殺するようになっている。 DIDO precoding matrix W (3) is adapted to offset these two interference conditions.

受信機で適用される共同検出に基づいて、ここで使用することができるDIDOプリコーダのいくつかの異なる実施形態がある。 Based on the joint detection is applied at the receiver, there are several different embodiments of the DIDO precoder that can be used herein. 一実施形態では、複合体チャネル: In one embodiment, the complex channel:

(H e (m)ではなく)から計算されるブロック対角化(BD)が使用される(例えば、Q.H.Spencer、A.L.Swindlehurst、及びM.Haardt共著「マルチユーザMIMOチャネルにおけるダウンリンク空間多重化のゼロ強制方法」、信号処理に関するIEEE会報、第52巻、461〜471頁、2004年2月、K.K.Wong、R.D.Murch、及びK.B.Letaief共著「マルチユーザMIMOアンテナシステムのための共同チャネル対角化」、無線通信に関するIEEE会報、第2巻、773〜786頁、2003年7月、L.U.Choi及びR.D.Murch共著「分解手法を使用したマルチユーザMIMOシステムのための送信前処理技術」、無線通信に関するIEEE会報、第 (H e (m) instead) Block Diagonalization calculated from (BD) is used (e.g., Q.H.Spencer, A.L.Swindlehurst, and in M.Haardt co "Multiuser MIMO Channel downlink spatial zero-forcing method multiplexing ", IEEE Transactions on signal processing, Vol. 52, pp. 461-471, February 2004, K.K.Wong, R.D.Murch, and K.B.Letaief co "co-channel diagonalization for multiuser MIMO antenna systems", IEEE Transactions on wireless communications, vol. 2, pp. 773-786, July 2003, L.U.Choi and R.D.Murch co "degradation before transmission for multi-user MIMO system using a technique processing technology ", IEEE Transactions on wireless communications, the 巻、20〜24頁、2004年1月、Z.Shen、J.G.Andrews、R.W.Heath、及びB.L.Evans共著「ブロック対角化が行われるマルチユーザMIMOシステムのための低複雑性ユーザ選択アルゴリズム」、信号処理に関するIEEE会報、2005年9月の公開に向けて受諾、Z.Shen、R.Chen、J.G.Andrews、R.W.Heath、及びB.L.Evans共著「ブロック対角化を備えたマルチユーザMIMO放送チャネルの合計機能」、2005年10月の無線通信に関するIEEE会報に提出を参照されたい)。 Wound, 20-24 pages, January 2004, Z.Shen, J.G.Andrews, R.W.Heath, and B.L.Evans co "block diagonalization for multiuser MIMO system takes place low complexity user selection algorithm ", IEEE Transactions on signal processing, acceptance towards the public in September 2005, Z.Shen, R.Chen, J.G.Andrews, R.W.Heath, and B.L. "sum function of multi-user MIMO broadcast channels with block diagonalization" Evans co-author, see submitted to the IEEE Transactions on wireless communication of 10 May 2005). したがって、現在のDIDOシステムは、以下のようにプリコーダを選択する。 Therefore, the current DIDO system selects a precoder as follows.

ここで、α i、jは、定数であり、かつ Here, alpha i, j is a constant, and

である。 It is. 本方法は、このプリコーダを使用してDIDOプリコーダの他の態様を以前と同じに保つことが可能であるために有用であり、その理由は、I/Q利得及び位相不均衡の影響が送信機において完全に相殺されるからである。 The method is useful in order to be able to keep the other aspects of the DIDO precoder using this precoder same as before, because, I / Q gain and phase imbalance effects transmitter in since it is completely canceled.

IQ不均衡によるICIを事前相殺することなくユーザ間干渉を事前相殺するDIDOプリコーダを設計することも可能である。 It is also possible to design the DIDO precoder to pre cancel inter-user interference without pre offset the ICI due to IQ imbalance. この手法を用いて、受信機(送信機ではなく)は、以下で説明する受信フィルタの1つを使用することによってIQ不均衡を補正する。 Using this approach, the receiver (not a transmitter) corrects the IQ imbalance by using one of the receive filter to be described below.
次に、(4)のプリコーディング設計基準を以下のように修正することができる。 Can then be modified as follows precoding design criteria (4).

及び as well as

ここで、第m番目の送信シンボルに対する、 Here, with respect to the m-th transmission symbol,

及び as well as

は、ユーザmの受信シンボルベクトルである。 Is the received symbol vector for user m.

受信側で、送信シンボルベクトル On the receiving side, transmission symbol vector
を推定するために、ユーザmは、ZFフィルタを使用し、推定シンボルベクトルは、以下によって与えられる。 To estimate the user m uses ZF filter, estimated symbol vector is given by.

ZFフィルタが最も理解しやすいが、受信機は、当業者に公知のあらゆる数の他のフィルタを適用することができる。 ZF filter is likely to best understand, the receiver is able to apply the other filters known any number to those skilled in the art. 1つの一般的な選択は、MMSEフィルタであり、以下の通りである。 One common choice is MMSE filter, is as follows.

また、pは、信号対ノイズ比である。 In addition, p is an signal-to-noise ratio. 代替的に、受信機は、最大尤度シンボル検出(又は球復号器又は反復的変形)を行うことができる。 Alternatively, the receiver may perform maximum likelihood symbol detection (or sphere decoder or repetitive deformation). 例えば、第1のユーザは、ML受信機を使用して以下の最適化を解くことができる。 For example, a first user may solving the following optimization using ML receiver.

ここで、Sは、全ての可能なベクトルsの組であり、配列サイズに依存する。 Here, S is a set of all possible vectors s, dependent on array size. ML受信機は、受信機での所要の複雑性の増大の代価として、より良好な性能を発揮する。 ML receiver as price of the required increase in complexity in the receiver, exhibits better performance. 方程式の類似の組が第2のユーザに適用される。 Similar sets of equations are applied to the second user.

(6)及び(7)のH W (1,2)及びH W (2,1)は、ゼロ入力を有すると仮定されることに注意されたい。 (6) and H W (1, 2) and H W (2,1) (7) It is noted that which is assumed to have a zero input. この仮定は、送信プリコーダが、(4)における基準としての場合と同様に、完全にユーザ間干渉を相殺することができる場合に限り有効である。 This assumption, transmitting precoder is effective only if (4) as in the case of a standard in, which can be canceled completely multiuser interference. 同様に、H W (1,1)及びH W (2,2)は、送信プリコーダが完全に搬送波間干渉(すなわち、ミラートーンによる)を相殺することができる場合に限り対角行列である。 Similarly, H W (1, 1) and H W (2, 2) are fully inter-carrier interference transmission precoder (i.e., by the mirror tones) are only diagonal matrix when it is possible to cancel out.

図13は、基地局(BS)におけるIQ−DIDOプリコーダ1302、送信チャネル1304、ユーザ装置内のチャネル推定論理1306、及びZF、MMSE、又はML受信機1308を含むI/Q補正を備えたDIDO−OFDMシステムのフレームワークの一実施形態を示している。 13, IQ-DIDO precoder 1302 at the base station (BS), transmission channel 1304, channel estimation logic 1306 in the user device, and with ZF, MMSE, or I / Q correction including ML receiver 1308 DIDO- It shows an embodiment of the framework of an OFDM system. チャネル推定論理1306は、トレーニングシンボルを通じてチャネルH e (m)及びH c (m)を推定し、AP内のプリコーダ1302にこれらの推定値をフィードバックする。 Channel estimation logic 1306, estimates the channel H e (m) and H c (m) through training symbol, and feeds back these estimates to the precoder 1302 in AP. BSは、DIDOプリコーダ重み(行列W)を計算してI/Q利得及び位相不均衡による干渉、並びにユーザ間干渉を事前相殺すると共に、無線チャネル1304を通じてユーザにデータを送信する。 BS is interference by I / Q gain and phase imbalance by calculating the DIDO precoder weights (matrix W), as well as the inter-user interference as well as pre-cancellation, and transmits the data to the user over a radio channel 1304. ユーザ装置mは、ZF、MMSE、又はML受信機1308を使用し、ユニット1304によって提供されるチャネル推定値を利用することによって残留干渉を相殺してデータを復調する。 The user equipment m is, ZF, MMSE, or using a ML receiver 1308 demodulates the data offset the residual interference by utilizing the channel estimates provided by the unit 1304.

以下の3つの実施形態を使用して、このI/Q補正アルゴリズムを実施することができる。 Using the following three embodiments, it can be utilized to effect this I / Q correction algorithm.

方法1−TX補正:この実施形態では、送信機は、(4)における基準に従ってプリコーディング行列を計算する。 METHOD 1-TX Correction: In this embodiment, the transmitter computes a precoding matrix according to the criteria in (4). 受信機において、ユーザ装置は、「簡素化した」ZF受信機を使用する。 At the receiver, the user device uses the "simplified the" ZF receiver. ここで、H W (1,1)及びH W (2,2)は、対角行列であると仮定する。 It is assumed that, H W (1, 1) and H W (2,2) is a diagonal matrix. したがって、方程式(8)は、以下のように簡素化される。 Thus, equation (8) may be simplified as follows.

方法2−RX補正:この実施形態では、送信機は、(4)における基準としての場合と同様に、完全に搬送波間干渉及びユーザ間干渉を相殺することなく、R. METHOD 2-RX correction: In this embodiment, the transmitter, as in the case of the criterion in (4), without completely canceling inter-carrier interference and inter-user interference, R. Chen、R. Chen, R. W. W. Heath、及びJ. Heath, and J. G. G. Andrews共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」、2005年の信号処理に関するIEEE会報に向けて受諾されたものに説明されている従来のBD方法に基づいてプリコーディング行列を計算する。 Andrews co "transmission selective diversity unitary precoding multi-user spatial multiplexing system with a linear receiver", based on the conventional BD methods described in those accepted toward the IEEE Transactions on Signal Processing 2005 to calculate the pre-coding matrix. 本方法に対しては、(2)及び(3)のプリコーディング行列は、以下のように簡素化される。 For this method, the precoding matrix (2) and (3) may be simplified as follows.

受信機において、ユーザ装置は、(8)の場合と同様にZFフィルタを使用する。 At the receiver, the user device uses the ZF filter as in the case of (8). 本方法は、上述の方法1とは異なり、送信機では干渉を事前相殺しないことに注意されたい。 This method, unlike the method 1 described above, it should be noted that no pre-cancel interference at the transmitter. したがって、受信機において搬送波間干渉を相殺するが、ユーザ間干渉を相殺することができない。 Thus, while canceling inter-carrier interference at the receiver, it is impossible to cancel the inter-user interference. 更に、方法2においては、ユーザは、H e (m)及びH c (m)の両方のフィードバックを必要とする方法1とは対照的に、DIDOプリコーダを計算するために送信機のベクトルH e (m)をフィードバックする必要があるだけである。 Further, in the method 2, the user, in contrast to the method 1 which requires feedback of both H e (m) and H c (m), the vector of the transmitter to calculate the DIDO precoder H e (m) only needs to feed back. したがって、方法2は、特に低速フィードバックチャネルを有するDIDOシステムに適している。 Thus, Method 2 is particularly suitable for DIDO systems with slow feedback channel. 一方、方法2では、(11)ではなく(8)のZF受信機を計算するためにユーザ装置で若干高い計算上の複雑性が必要である。 On the other hand, in the method 2, it is necessary complexity of the slightly higher calculated in the user equipment to calculate the ZF receiver (11) rather than (8).

方法3−TX−RX補正:一実施形態では、上述の2つの方法が結合される。 METHOD 3-TX-RX correction: In one embodiment, the above two methods are combined. 送信機は、(4)の場合と同様にプリコーディング行列を計算し、受信機内の(8)による送信シンボルを推定するように、プリコーディング行列を計算し、受信機は、(8)に従って送信シンボルを推定する。 The transmitter precoding matrix as in the case of (4) were calculated, so as to estimate the transmitted symbols by the receiver (8), to calculate the precoding matrix, the receiver, transmitted in accordance with (8) to estimate the symbol.

I/Q不均衡により、位相不均衡、利得不均衡、遅延不均衡に関わらず、無線通信システムにおいて信号品質の有害な悪化が発生する。 The I / Q imbalance, phase imbalance, gain imbalance, regardless of the delay imbalance detrimental deterioration of the signal quality is generated in a wireless communication system. こういう理由から、従来の回路ハードウエアは、非常に低い不均衡を有するように設計されていた。 From such reasons, conventional circuit hardware has been designed to have a very low imbalance. しかし、上述のように、送信プリコーディング及び/又は特別な受信機の形態でデジタル信号処理を使用し、この問題を是正することができる。 However, as described above, using digital signal processing in the form of transmission precoding and / or special receiver, it is possible to correct this problem. 本発明の一実施形態は、いくつかの新しい機能ユニットを有するシステムを含み、その各々は、OFDM通信システム又はDIDO−OFDM通信システムにおいてI/Q補正の実施に重要である。 One embodiment of the present invention includes a system having a number of new functional units, each of which is critical to the practice of the I / Q correction in an OFDM communication system or DIDO-OFDM communication system.

本発明の一実施形態は、チャネル状態情報に基づくプリコーディングを用いてOFDMシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉(ICI)(I/Q不整合による)を相殺する。 One embodiment of the present invention cancels inter-carrier interference (ICI) (according to I / Q mismatch) from the mirror tones in an OFDM system using a precoding based on the channel state information. 図11に示すように、この実施形態によるDIDO送信機は、ユーザセレクタユニット1102、複数の符号化変調ユニット1104、対応する複数のマッピングユニット1106、DIDO−IQ認識プリコーディングユニット1108、複数のRF送信機ユニット1114、ユーザフィードバックユニット1112、及びDIDO構成ユニット1110を含む。 As shown in FIG. 11, DIDO transmitter according to this embodiment, the user selector unit 1102, a plurality of coded modulation unit 1104, a corresponding plurality of mapping units 1106, DIDO-IQ recognition precoding unit 1108, a plurality of RF transmission machine unit 1114 includes a user feedback unit 1112, and DIDO configuration unit 1110.

ユーザセレクタユニット1102は、フィードバックユニット1112によって得られたフィードバック情報に基づいて、複数のユーザU1−UMに関連のデータを選択し、複数の符号化変調ユニット1104の各々にこの情報を提供する。 User selector unit 1102, based on feedback information obtained by the feedback unit 1112, select the relevant data to a plurality of users U1-UM, provide this information to each of a plurality of coded modulation unit 1104. 各符号化変調ユニット1104は、ユーザの情報ビットを符号化及び変調してマッピングユニット1106に送る。 Each coded modulation unit 1104 sends the mapping unit 1106 information bits of the user with coding and modulation. マッピングユニット1106は、複素シンボルに入力ビットをマップし、DIDO−IQ認識プリコーディングユニット1108に結果を送る。 Mapping unit 1106 maps the input bits to complex symbols, and sends the result to DIDO-IQ recognition precoding unit 1108. DIDO−IQ認識プリコーディングユニット1108は、ユーザからフィードバックユニット1112によって得られたチャネル状態情報を利用してDIDO−IQ認識プリコーディング重みを計算し、マッピングユニット1106から得られる入力シンボルをプリコーディングする。 DIDO-IQ recognition precoding unit 1108, a DIDO-IQ recognition precoding weights calculated using the channel state information obtained by the feedback unit 1112 by the user, precoding the input symbols obtained from the mapping unit 1106. プリコーディングデータストリームの各々は、IFFTを計算して循環プレフィックスを追加するOFDMユニット1115にDIDO−IQ認識プリコーディングユニット1108により送られる。 Each precoding data stream is transmitted by DIDO-IQ recognition precoding unit 1108 to OFDM unit 1115 for adding a cyclic prefix by calculating the IFFT. この情報は、DA変換を操作してRFユニット1114に送るD/Aユニット1116に送られる。 This information is sent to the D / A unit 1116 sends the RF unit 1114 operates the DA conversion. RFユニット1114は、中間/高周波にベースバンド信号をアップコンバートして送信アンテナに送る。 RF unit 1114 sends the intermediate / high frequency upconverts the baseband signal to the transmitting antenna.

プリコーダは、共にI/Q不均衡を補正する目的で規則的トーン及びミラートーンで作動する。 Precoder operates at regular tones and the mirror tones together purpose of correcting I / Q imbalance. ZF、MMSE、又は重み付けMMSE設計を含むあらゆる数のプリコーダ設計基準を用いることができる。 ZF, it is possible to use a precoder design criteria of any number, including MMSE, or weighted MMSE design. 好ましい実施形態では、プリコーダは、完全にI/Q不整合によるICIを相殺し、したがって、受信機は、付加的な補正を備える必要がなくて済む。 In a preferred embodiment, the precoder is completely offset the ICI due to I / Q mismatch, therefore, the receiver requires only a there is no need to provide additional compensation.

一実施形態では、プリコーダは、ブロック対角化基準を使用して完全にユーザ間干渉を相殺するが、各ユーザに対してI/Q影響を完全に相殺するわけではなく、付加的な受信機処理が必要である。 In one embodiment, precoder is to offset fully inter-user interference using block diagonalization reference, not completely offset the I / Q Effect for each user, additional receiver process is necessary. 別の実施形態では、プリコーダは、ゼロ強制基準を用いてI/Q不均衡によるユーザ間干渉及びICIを完全に相殺する。 In another embodiment, the precoder is completely offset the inter-user interference and ICI due to I / Q imbalance using a zero-forcing criteria. この実施形態は、受信機で従来のDIDO−OFDMプロセッサを使用することができる。 This embodiment may use conventional DIDO-OFDM processor at the receiver.

本発明の一実施形態は、チャネル状態情報に基づくプリコーディングを用いてDIDO−OFDMシステムにおいてミラートーンによる搬送波間干渉(ICI)(I/Q不整合による)を相殺し、各ユーザは、IQ認識DIDO受信機を使用する。 An embodiment of the present invention is to offset the inter-carrier interference due to mirror tones (ICI) (according to I / Q mismatch) in DIDO-OFDM system using precoding based on the channel state information, each user, IQ recognition using the DIDO receiver. 図12に示すように、本発明の一実施形態では、受信機1202を含むシステムは、複数のRFユニット1208、対応する複数のA/Dユニット1210、IQ認識チャネル推定器1204、及びDIDOフィードバック発生器1206を含む。 As shown in FIG. 12, in one embodiment of the present invention, a system includes a receiver 1202, a plurality of RF units 1208, a corresponding plurality of A / D unit 1210, IQ cognitive channel estimator 1204, and DIDO feedback generator including the vessel 1206.

RFユニット1208は、DIDO送信機ユニット1114から送信された信号を受信し、ベースバンドに信号をダウンコンバートし、ダウンコンバートされた信号をA/Dユニット1210に供給する。 RF unit 1208 receives a signal transmitted from DIDO transmitter unit 1114, the signal is down-converted to baseband, and supplies the down-converted signal to the A / D unit 1210. A/Dユニット1210は、次に、アナログからデジタルに信号を変換してOFDMユニット1213に送る。 A / D unit 1210 then sends the OFDM unit 1213 converts the signal from analog to digital. OFDMユニット1213は、循環プレフィックスを除去し、かつ周波数領域に信号を伝えるようにFFTを操作する。 OFDM unit 1213 removes the cyclic prefix, and operates the FFT to convey signals to the frequency domain. トレーニング期間中に、OFDMユニット1213は、周波数領域内でチャネル推定値を計算するIQ認識チャネル推定器1204に出力を送る。 During the training period, OFDM unit 1213, an output to IQ cognitive channel estimator 1204 for calculating a channel estimate in the frequency domain. 代替的に、チャネル推定値は、時間領域内で計算することができる。 Alternatively, the channel estimate may be calculated in the time domain. データ期間中に、OFDMユニット1213は、IQ認識受信機ユニット1202に出力を送る。 During the data period, OFDM unit 1213, an output to IQ recognition receiver unit 1202. IQ認識受信機ユニット1202は、IQ受信機を計算してデータ1214を取得するために信号を復調/復号する。 IQ recognition receiver unit 1202 demodulates / decodes the signal to obtain the data 1214 to calculate an IQ receiver. IQ認識チャネル推定器1204は、チャネル推定値を量子化してフィードバック制御チャネル1112を通して送信機に送り返すことができるDIDOフィードバック発生器1206にチャネル推定値を送る。 IQ cognitive channel estimator 1204, the DIDO feedback generator 1206 channel estimates may be sent back to the transmitter through feedback control channel 1112 quantizes send channel estimates.

図12に示す受信機1202は、ZF、MMSE、最大尤度、又はMAP受信機を含む当業者に公知のあらゆる数の判断基準に基づいて作動することができる。 FIG receiver 1202 shown in 12, ZF, MMSE, can operate on the basis of maximum likelihood, or known criteria any number to those skilled in the art, including MAP receiver. 1つの好ましい実施形態では、受信機は、MMSEフィルタを使用して、ミラートーンでIQ不均衡により引き起こされるICIを相殺する。 In one preferred embodiment, the receiver uses the MMSE filter, to offset the ICI caused by IQ imbalance in the mirror tone. 別の好ましい実施形態では、受信機は、最大尤度検索のような非線形検出器を使用して共同でミラートーン上のシンボルを検出する。 In another preferred embodiment, the receiver detects symbols on the mirror tones jointly using nonlinear detector, such as a maximum likelihood search. 本方法は、高複雑性化の代償として性能が改善する。 The method performance is improved at the expense of a high complexity of.

一実施形態では、IQ認識チャネル推定器1204は、ICIを相殺する受信機係数を判断するのに使用される。 In one embodiment, IQ cognitive channel estimator 1204 is used to determine the receiver coefficients to offset the ICI. その結果として、本発明者は、ミラートーンによる搬送波間干渉(ICI)(I/Q不整合による)を相殺するためにチャネル状態情報に基づくプリコーディング、IQ認識DIDO受信機、及びIQ認識チャネル推定器を用いるDIDO−OFDMシステムを特許請求する。 Consequently, the present inventors have inter-carrier interference due to mirror tones (ICI) precoding based on the channel state information in order to offset the (by I / Q mismatch), IQ recognition DIDO receiver, and IQ cognitive channel estimation the DIDO-OFDM system using the vessel claimed. チャネル推定器は、従来のトレーニング信号を使用することができ、又は同相及び直角位相信号で送られる特殊構築したトレーニング信号を使用することができる。 Channel estimator may use the conventional training signal, or a training signal specially constructed sent in-phase and quadrature signals can be used. 最小自乗法、MMSE、又は最大尤度を含むあらゆる数の推定アルゴリズムを実施することができる。 Least squares method can be carried out MMSE, or an estimation algorithm of any number including the maximum likelihood. IQ認識チャネル推定器は、IQ認識受信機の入力を供給する。 IQ cognitive channel estimator provides an input of the IQ recognition receiver.

チャネル状態情報は、チャネル相互作用を通じて又はフィードバックチャネルを通じて局に供給することができる。 Channel state information can be supplied to the station or through a feedback channel through the channel interaction. 本発明の一実施形態は、I/Q認識プリコーダ及びユーザ端末から局にチャネル状態情報を伝達するl/Q認識フィードバックチャネルを有するDIDO−OFDMシステムを含む。 One embodiment of the present invention includes a DIDO-OFDM system with a l / Q recognized feedback channel for transmitting channel state information to the station from the I / Q recognized precoder and the user terminal. フィードバックチャネルは、物理的又は論理的制御チャネルとすることができる。 Feedback channel may be a physical or logical control channel. それは、ランダムアクセスチャネルの場合のように専用又は共有とすることができる。 It may be a dedicated or shared as in the case of random access channel. フィードバック情報は、同じく特許請求対象であるユーザ端末でのDIDOフィードバック発生器を使用して生成することができる。 Feedback information can also be generated using DIDO feedback generator at the user terminal is claimed subject matter. DIDOフィードバック発生器は、入力としてI/Q認識チャネル推定器の出力を取る。 DIDO feedback generator takes the output of the I / Q recognized the channel estimator as inputs. チャネル係数は、量子化することができ、又は当業技術で公知であるあらゆる数の限られたフィードバックアルゴリズムを使用することができる。 Channel coefficients can be quantized, or feedback algorithm with limited any number are known in the art may be used.

ユーザの割り当て、変調及び符号化速度、時空間周波数コードスロットへのマッピングは、DIDOフィードバック発生器の結果によって変化する場合がある。 Assigning users, modulation and coding rate, mapping to the spatio-temporal frequency code slots may vary depending on the results of DIDO feedback generator. したがって、一実施形態は、DIDO−IQ認識プリコーダを形成するために1つ又はそれよりも多くのユーザからIQ認識チャネル推定値を使用し、すなわち、変調速度、符号化速度、送信することを許可されるユーザの部分集合、及び時空間周波数コードスロットへのそれらのマッピングを選択するIQ認識DIDO構成器を含む。 Accordingly, one embodiment uses IQ recognition channel estimate from one or more user to form a DIDO-IQ recognition precoder, i.e., allow modulation rate, coding rate, to transmit subset of users, and an IQ recognition DIDO configurator to select those mapping to spatio-temporal frequency code slot.

提案する補正方法の性能を評価するために、3つのDIDO2x2システムを比較する。 To evaluate the performance of the correction method proposed, comparing three DIDO2x2 system.
1. 1. I/Q不整合に対しては、I/Q不整合の補正なしで、全てのトーン(DC及びエッジトーン以外)で送信する。 For I / Q mismatch, without correction of I / Q mismatch, and it transmits on all tones (except DC and edge tones).
2. 2. I/Q補正に対しては、全てのトーンで送信し、かつ上述の「方法1」を使用することによってI/Q不整合を補正する。 For I / Q correction, transmitted on all tones, and corrects the I / Q mismatch by using the "method 1" described above.
3. 3. 理想的:I/Q不整合により引き起こされるユーザ間及び搬送波間の干渉(すなわち、ミラートーンによる)を回避するために奇数のトーンでのみ送信する。 Ideal: interference between users and carriers caused by I / Q mismatch (i.e., by the mirror tones) transmits only odd tone to avoid.

これ以降、実際の伝播シナリオでのDIDO−OFDMプロトタイプでの測定から得られる結果を示す。 Thereafter, the results obtained from the measurement at DIDO-OFDM prototype in the actual propagation scenarios. 図14は、上述の3つのシステムから得られる64−QAM配列を示している。 Figure 14 shows a 64-QAM sequences from three systems described above. これらの配列は、同じユーザの位置及び一定の平均信号対ノイズ比(−45dB)で得られる。 These sequences can be obtained at a location and constant average signal-to-noise ratio of the same user (-45 dB). 第1の配列1401は、I/Q不均衡により引き起こされるミラートーンによる干渉のために非常にノイズが多い。 The first sequence 1401, very noisy due to interference from the mirror tones caused by I / Q imbalance. 第2の配列1402は、I/Q補正による一部の改良がある。 The second sequence 1402, have improved some by I / Q correction. 第2の配列1402は、搬送波間干渉(ICI)が発生する位相ノイズの可能性のために配列1403として示される理想的なケースほどクリーンなものでない。 The second sequence 1402, not clean ones as ideal case shown as an array 1403 for possible phase noise inter-carrier interference (ICI) occurs.

図15は、I/Q不整合の有無による64−QAM及び符号化速度3/4によるDIDOの2x2システムの平均SER(符号誤り率)1501及びユーザ当たりグッドプット1502性能を示す。 Figure 15 shows the average SER (symbol error rate) 1501 and a user per goodput 1502 performance 2x2 system DIDO by 64-QAM and coding rate 3/4 with and without I / Q mismatch. OFDM帯域幅は、250kHzであり、トーンの数は64、循環プレフィックス長は、L cp =4である。 OFDM bandwidth is 250 kHz, the number of tones 64, cyclic prefix length is L cp = 4. 理想的な場合には、トーンの部分集合でのみデータを送信するので、SER及びグッドプット性能は、異なる事例にわたる公平な比較を保証するために、平均トーン当たりの送信電力(総送信電力ではなく)の関数として評価される。 In the ideal case, and transmits data only in a subset of tones, SER and goodput performance, in order to ensure a fair comparison across different instances, rather than the transmission power (total transmission power per average tone It is evaluated as a function of). 更に、以下の結果においては、送信電力(デシベルで表記)の正規化された値を使用するが、その理由は、ここでの目標は、異なる方式の相対的な(絶対的ではなく)性能を比較することであるからである。 Further, in the following results, but it uses the normalized value of the transmission power (denoted in decibels), because the target here is (not absolute) relative different ways the performance This is because it is compared. 図15は、I/Q不均衡がある場合に、SERが、A. 15, if there is I / Q imbalance, SER is, A. Tarighat及びA. Tarighat and A. H. H. Sayed共著「IQ不均衡を備えたシステムのためのMIMO−OFDM受信機」、信号処理に関するIEEE会報、第53巻、3583〜3596頁、2005年9月において報告された結果通りに、ターゲットSER(〜10 -2 )に到達することなく飽和することを示している。 Sayed co "MIMO-OFDM receiver for a system with IQ imbalance", IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 53, pp. 3583-3596, the results as reported in September 2005, a target SER ( It indicates that saturation without reaching the 10 -2). この飽和効果は、信号及び干渉(ミラートーンから)電力が、TX電力が増加する時に増加するということによる。 This saturation effect, signals and interference (from the mirror tones) power, due to the fact that increases when TX power increases. しかし、提案するI/Q補償法を通じて、干渉を相殺してより良好なSER性能を取得することができる。 However, it is possible through the proposed I / Q compensation method, to obtain more favorable SER performance by canceling interference. 高SNRでのSERの僅かな増加は、64−QAM変調に必要とされる送信電力の増大によるDAC内の振幅飽和効果によるものであることに注意されたい。 Slight increase in SER at high SNR is noted that due to the amplitude saturation effects in the DAC due to the increase in transmission power required for 64-QAM modulation.

更に、I/Q補正によるSER性能が理想的な場合に非常に近いものであることを観察されたい。 Further, it should be observed that the SER performance with I / Q compensation is very close to the ideal case. これらの2つの事例間のTX電源の2dBの隔たりは、隣接OFDMトーンの間の付加的な干渉が発生する位相ノイズの可能性によるものである。 2dB separation of the TX power between these two cases is due to the possibility of phase noise additional interference between adjacent OFDM tone is generated. 最後に、グッドプット曲線1502は、理想的なケースと比較してI/Q方法が適用された時に2倍のデータを送信することができることを示している。 Finally, goodput curve 1502 shows that can transmit 2 times the data when the I / Q method is applied as compared to the ideal case. その理由は、奇数のトーン(理想的な場合のように)ではなく全てのデータトーンを使用するからである。 This is because using an odd number of tones (ideal as in the case) all data tones instead.

図16は、I/Q補正の有無による異なるQAM配列のSER性能のグラフである。 Figure 16 is a graph of the SER performance of different QAM sequences with and without I / Q correction. この実施形態では、本発明者は、提案する方法が特に64−QAM配列に有用であると見ている。 In this embodiment, the present inventor, a method of proposals have seen to be particularly useful for 64-QAM sequence. 4−QAM及び16−QAMに対しては、I/Q補正の本方法によりI/Q不整合がある事例よりも悪い性能になるが、一部の場合には、その理由は、提案する方法が、データ送信及びミラートーンに起因する干渉相殺の両方を可能にするために電力増大を必要とするからである。 The method for the 4-QAM and 16-QAM, but becomes worse performance than cases where there is I / Q mismatch by the method of I / Q correction, in some cases, because, the proposed but because it requires power increase in order to enable both the interference cancellation due to data transmission and mirror tones. 更に、4−QAM及び16−QAMは、配列点間の最小距離が大きいために64−QAMほどはI/Q不整合の影響を受けない。 Furthermore, 4-QAM and 16-QAM, the more 64-QAM for the minimum distance is greater between constellation points is not affected by the I / Q mismatch. A. A. Tarighat、R. Tarighat, R. Bagheri、及びA. Bagheri, and A. H. H. Sayed共著「OFDM受信機内のIQ不均衡の補正方式及び性能解析」、信号処理に関するIEEE会報[音響、音声、及び信号処理に関するIEEE会報も参照されたい]、第53巻、3257〜3268頁、2005年8月を参照されたい。 Sayed co "correction method and Performance Analysis of an OFDM receiver of IQ imbalance", IEEE Transactions on signal processing [acoustic, speech, and would like IEEE Trans see also relates to a signal processing, Vol. 53, pp. 3257 to 3268, 2005 see the August year. これは、4−QAM及び16−QAMに対して理想的な場合とI/Q不整合を比較することによって図16でも認めることができる。 This can be seen by comparing the ideal case the I / Q mismatch with 4-QAM and 16-QAM Any FIG. したがって、干渉相殺(ミラートーンによる)に関してDIDOプリコーダにより必要とされる電力が追加されるからといって、4−QAM及び16−QAMの事例に対するI/Q補正の小さい恩典を正当化するものではない。 Therefore, just because the power required is added by DIDO precoder respect interference cancellation (by mirror tones), intended to justify small benefits of I / Q correction for cases of 4-QAM and 16-QAM Absent. この問題は、上述のI/Q補正に向けた方法2及び3を使用することによって解決することができることに注意されたい。 This issue should be noted that it can be solved by using the method 2 and 3 towards the above-mentioned I / Q correction.

最後に、上述の3つの方法の相対的なSER性能は、異なる伝播条件で測定されている。 Finally, the relative SER performance of the three methods described above, are measured at different propagation conditions. 参考のために、I/Q不整合がある場合のSER性能に対しても説明する。 For reference, also described with respect to SER performance when there are I / Q mismatch. 図17は、450.5MHzの搬送周波数及び250kHzの帯域により2つの異なるユーザの位置で64−QAMを伴ったDIDO2x2システムに対して測定されたSERを示している。 Figure 17 shows the SER measured for DIDO2x2 system with 64-QAM at the location of two different users by carrier frequencies and a 250kHz bandwidth of 450.5MHz. 位置1では、ユーザは、BSから〜6λの位置で異なる部屋におり、かつNLOS(非視線)条件である。 In position 1, the user is directed to different rooms at a position ~6λ from BS, and a NLOS (non-line-of-sight) conditions. 位置2では、ユーザは、BSから〜6λの位置におり、LOS(視線)内である。 In position 2, the user is directed to the position of ~6λ from the BS, but is also within the LOS (line of sight).

図17は、全ての3つの補正方法が必ずしも非補正の事例よりも結果が優れているというわけではないことを示している。 Figure 17 shows that all three correction methods are not necessarily the result than case of non-correction is excellent. 更に、方法3は、いかなるチャネルシナリオにおいても他の2つの補正方法よりも結果が優れている。 Furthermore, the method 3, the results from the other two correction methods is superior in any channel scenario. 方法1及び2の相対結果は、伝播条件に依存することに注意すべきである。 Relative Results Method 1 and 2, it should be noted that depending on the propagation conditions. 方法1は、通常、方法2より結果が優れていることが実際的な測定作業から認められるが、その理由は、I/Q不均衡により引き起こされるユーザ間干渉を事前相殺するからである(送信機で)。 Method 1 is usually that results from the method 2 is better observed from the actual measurement work, This is because the pre-offset the inter-user interference caused by I / Q imbalance (transmission in the machine). このユーザ間干渉が最小である時、方法2は、図17のグラフ1702に示すように、結果が方法1よりも優れているとすることができるが、その理由は、I/Q補正プリコーダによる電力損失が発生しないからである。 When the inter-user interference is minimal, method 2, as shown in the graph 1702 in FIG. 17, but may be the result is better than the method 1, because, due to I / Q correction precoder This is because the power loss is not generated.

これまでは、異なる方法の比較は、図17の場合のように限定された1組の伝播シナリオのみを考慮することによって行った。 Previously, the comparison of different methods, was carried out by considering only limited set of propagation scenario as in Figure 17. これ以降、理想的なi. Since then, the ideal i. i. i. d. d. (独立かつ同一分散された)チャネルにおけるこれらの方法の相対結果が測定される。 (Independent and are the same variance) relative results of these methods in the channel is measured. DIDO−OFDMシステムは、送受信側でのI/Q位相及び利得不均衡によるシミュレーションを提供する。 DIDO-OFDM system provides a simulation with I / Q phase and gain imbalance in the transmission and reception sides. 図18は、送信側での利得不均衡だけに対する提案する方法の結果を示す(すなわち、第1の送信チェーンの1つのレール上で0.8の利得、他のレール上で1の利得)。 Figure 18 shows the results of the proposed method for by the gain imbalance on the transmission side (i.e., the first 0.8 gain on one rail of the transmission chain, the first gain on the other rail). 方法3は、全ての他の方法よりも結果が優れていることが認められる。 Method 3 is seen to have results superior to all other methods. また、方法1は、図17のグラフ1702の2つの位置で取得した結果とは対照的に、i. Further, the method 1, in contrast to the results obtained in two positions in the graph 1702 in FIG. 17, i. i. i. d. d. チャネル内では方法2よりも良好な結果である。 In the channel is a better results than methods 2.

すなわち、上述のDIDO−OFDMシステム内でのI/Q不均衡を補正する3つの新規な方法を考慮すると、方法3は、他の提案する補正方法よりも結果が優れている。 That, considering the three novel method for correcting I / Q imbalance in the aforementioned DIDO-OFDM system, method 3 is the results better than the correction method to other proposals. 低速フィードバックチャネルを有するシステムにおいては、方法2を使用して、SER結果の悪化の代償としてDIDOプリコーダに必要とされるフィードバック量を低減することができる。 In a system with a slow feedback channel, using the method 2, it is possible to reduce the amount of feedback required for DIDO precoder at the expense of the SER results worse.

II. II. 適応DIDO送信方式 Adaptation DIDO transmission scheme
分散入力分散出力(DIDO)システムの性能を改善するシステム及び方法の別の実施形態に対してここで説明する。 Here it will be described with respect to another embodiment of a system and method for improving the performance of the distributed input distributed output (DIDO) system. 本方法は、ある一定のターゲット誤り率を満たすと同時にスループットを増大させるように変化するチャネル状態を追跡することによって異なるユーザ装置に無線リソースを動的に割り当てる。 The method dynamically allocates radio resources to the user equipment varies by tracking the changing channel conditions to increase at the same time the throughput satisfies a predetermined target error rate is. ユーザ装置は、チャネル品質を推定して基地局にフィードバックし、基地局は、ユーザ装置から得られたチャネル品質を処理して次の送信に向けてユーザ装置、DIDO方式、変調/符号化方式(MCS)、及びアレイ構成の最良の組を選択し、基地局は、プリコーディングを通じて複数ユーザ装置に並列データを送信し、信号は、受信機で復調される。 The user equipment feeds back to the base station to estimate the channel quality, the base station, the user equipment for the next transmission by processing the channel quality obtained from the user device, DIDO scheme, the modulation / coding scheme ( MCS), and select the best set of array configuration, the base station transmits parallel data to a plurality user devices through precoding, signals are demodulated at the receiver.

リソースをDIDO無線リンクに効率的に割り当てるシステムに対しても説明する。 Also described for efficiently allocating system resources to DIDO wireless link. システムは、ユーザから受信したフィードバックを処理して次の送信に向けてユーザ、DIDO方式、変調/符号化方式(MCS)、及びアレイ構成の最良の組を選択するDIDO構成器を有するDIDO基地局、DIDOフィードバック信号を生成するためにチャネル及び他の関連のパラメータを測定するDIDOシステムにおける受信機、及びユーザから基地局にフィードバック情報を伝達するDIDOフィードバック制御チャネルを含む。 System, the user for the next transmission by processing the feedback received from the user, DIDO scheme, the modulation / coding scheme (MCS), and DIDO base station with a DIDO configurator to select the best set of array configuration includes DIDO feedback control channel for transmitting the receiver, and the feedback information to the base station from the user in DIDO system for measuring channel and other related parameters to generate a DIDO feedback signal.

以下で詳細に説明するように、本発明のこの実施形態の有意な特徴の一部には、以下が含まれるが、これらに限定されない。 As explained in detail below, a portion of the significant features of this embodiment of the present invention include but are not limited thereto.

SERを最小にするか又はユーザ当たりの又はダウンリンクのスペクトル効率を最大にするために、チャネル品質情報に基づいていくつかのユーザ、DIDO送信方式(すなわち、アンテナ選択又は多重化)、変調/符号化方式(MCS)、及びアレイ構成を適応選択する技術。 The SER in order to maximize the spectral efficiency or downlink per or user to minimize some user based on the channel quality information, DIDO transmission method (i.e., antenna selection or multiplexing) modulation / coding scheme (MCS), and adaptive selection techniques the array configuration.

DIDO方式及びMCSの組合せとしてDIDO送信モードの組を定める技術。 DIDO system and techniques for determining the set of DIDO transmission mode as a combination of MCS.

チャネル条件によって異なる時間スロット、OFDMトーン、及びDIDOサブストリームに異なるDIDOモードを割り当てる技術。 Different time slots by the channel conditions, OFDM tones, and DIDO sub streams to different DIDO mode assigning technique.

チャネル品質に基づいて異なるユーザに異なるDIDOにモードを動的に割り当てる技術。 Technology to dynamically allocate mode different DIDO to different users based on the channel quality.

時間領域、周波数領域、及び空間領域において計算されたリンク品質測定基準に基づいて適応DIDOスイッチングを可能にする判断基準。 Time domain, frequency domain, and criteria that enable adaptive DIDO switching based on the calculated link quality metrics in the spatial domain.

ルックアップテーブルに基づいて適応DIDOスイッチングを可能にする判断基準。 Criteria that enable adaptive DIDO switching based on a lookup table.

SERを最小にするか又はユーザ当たりの又はダウンリンクのスペクトル効率を最大にするために、チャネル品質情報に基づいていくつかのユーザ、DIDO送信方式(すなわち、アンテナ選択又は多重化)、変調/符号化方式(MCS)、及びアレイ構成を適応選択する図19の場合と同様に基地局でのDIDO構成器を有するDIDOシステム。 The SER in order to maximize the spectral efficiency or downlink per or user to minimize some user based on the channel quality information, DIDO transmission method (i.e., antenna selection or multiplexing) modulation / coding scheme (MCS), and DIDO system having a DIDO configurator in the case of FIG. 19 as well as a base station for adaptive selection array configuration.

受信機で推定チャネル状態及び/又はSNRのような推定された他のパラメータを使用してDIDO構成器への入力であるフィードバックメッセージを生成する図20の場合のように基地局でのDIDO構成器及び各ユーザ装置でのDIDOフィードバック発生器を有するDIDOシステム。 DIDO configurator at the base station as in FIG 20 for generating a feedback message is an input to DIDO configurator using the estimated other parameters were like estimate channel conditions and / or SNR at the receiver and DIDO system with DIDO feedback generator for each user device.

基地局でのDIDO構成器、DIDOフィードバック発生器、及びユーザからのDIDO専用構成情報を基地局に伝達するDIDOフィードバック制御チャネルを有するDIDOシステム。 DIDO configurator at the base station, DIDO system with DIDO feedback control channel for transmitting DIDO feedback generator and the DIDO dedicated configuration information from the user to the base station.

a. a. 背景 background
多重入力多重出力(MIMO)システム内においては、直交時空間ブロックコード(OSTBC)のようなダイバーシチ方式(V.Tarokh、H.Jafarkhani、及びA.R.Calderbank共著「直交配列法による時空間ブロックコード」、情報理論に関するIEEE会報、第45巻、1456〜467頁、1999年7月を参照されたい)、又はアンテナ選択(R.W.Heath.Jr.S.Sandhu、及びA.J.Paulraj共著「線形受信機を有する空間多重化システムのアンテナ選択」、通信に関するIEEE会報、第5巻、pp.142〜144頁、2001年4月を参照されたい)は、チャネルフェーディングに対処して受信範囲の改善になるリンク堅牢性の増大をもたらすと考えられる。 In a multiple-input multiple-output (MIMO) system, diversity scheme (V.Tarokh, H.Jafarkhani, and A.R.Calderbank space-time block code by co "orthogonal array methods such as orthogonal space-time block code (OSTBC) ", IEEE Transactions on information theory, Vol. 45, pp. 1456-467, see July 1999), or antenna selection (R.W.Heath.Jr.S.Sandhu, and A.J.Paulraj co "antenna selection spatial multiplexing systems with linear receivers", IEEE Transactions on communication, Vol. 5, pp. Pp.142~144, see April 2001) the received addresses to a channel fading It believed to provide increased range of to become link robustness improved. 一方、空間多重化(SM)により、システムスループットを改善する手段として複数の並列データストリームの送信が可能である。 Meanwhile, the spatial multiplexing (SM), is capable of transmitting a plurality of parallel data streams as a means for improving the system throughput. G. G. J. J. Foschini、G. Foschini, G. D. D. Golden、R. Golden, R. A. A. Valenzuela、及びP. Valenzuela, and P. W. W. Wolniansky共著「多素子アレイを使用する高スペクトル効率無線通信の簡素化した処理」、通信の選択分野に関するIEEE学会論文集、第17巻、第11号、1841〜1852頁、1999年11月を参照されたい。 Wolniansky co "process simplified high spectral efficiency wireless communication using multi-element arrays", IEEE conference proceedings on selecting the field of communications, Vol. 17, No. 11, pp. 1841-1852, see November 1999 It should be. これらの恩典は、L. These benefits are, L. Zheng及びD. Zheng and D. N. N. C. C. Tse共著「ダイバーシチ及び多重化:多重アンテナチャネルの基本的なトレードオフ」、情報理論に関するIEEE会報、第49巻、第5号、1073〜1096頁、2003年5月において導出された理論的なダイバーシチ/多重化トレードオフに従ってMIMOシステムにおいて同時に達成することができる。 Tse co-authored "diversity and multiplexing: basic trade-off of a multi-antenna channel", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. 49, No. 5, 1073 to 1096 pages, the theoretical diversity that have been derived in May 2003 / can be achieved simultaneously in a MIMO system according to the multiplexing tradeoff. 1つの実際的な実施例は、変化中のチャネル条件を追跡することによってダイバーシチと多重化送信方式との間で適応的に切り換えることである。 Practical embodiment one is to adaptively switch between the diversity and multiplexing transmission scheme by tracking the channel condition during the change.

いくつかの適応MIMO送信技術が提案されている。 Some of the adaptive MIMO transmission techniques have been proposed. R. R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 、S. , S. Sandhu、及びA. Sandhu, and A. J. J. Paulraj共著「MIMOシステムにおいてダイバーシチと多重化間のスイッチング」、通信に関するIEEE会報、第53巻、第6号、962〜968頁、2005年6月におけるダイバーシチ/多重化スイッチング方法は、瞬間的なチャネル品質情報に基づいて一定の速度により送信に向けてBER(ビット誤り率)を改善するようなものであった。 Paulraj co "switching between diversity and multiplexing in a MIMO System", IEEE Transactions on Communication, Vol. 53, No. 6, 962-968 pages, diversity / multiplexing switching method in June 2005, instantaneous channel It was such as to improve BER (bit error rate) towards the transmission by a fixed rate based on the quality information. 代替的に、S. Alternatively, S. Catreux、V. Catreux, V. Erceg、D. Erceg, D. Gesbert、及びR. Gesbert, and R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 共著「ブロードバンド無線データ通信ネットワークのための適応変調及びMIMO符号化」、IEEE通信雑誌、第2巻、108〜115頁、2002年6月(Catreux)の場合のように、統計チャネル情報を使用して適応を可能にすることができ、結果として、フィードバックオーバーヘッド及び制御メッセージ数の低減になる。 Co "adaptive modulation and MIMO coding for broadband wireless data communication network", IEEE Communication Magazine, Vol. 2, pp. 108-115, as in June 2002 (Catreux), using the statistical channel information Te can enable adaptation, as a result, reduction in the number of feedback overhead and control messages. Catreuxの適応送信アルゴリズムは、チャネル時間/周波数選択性指標に基づいて直交周波数分割多重(OFDM)システムにおいて所定のターゲット誤り率に対してスペクトル効率を改善するように設計されたものである。 Adaptive transmission algorithm Catreux are those designed to improve the spectral efficiency for a given target error rate in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system based on the channel time / frequency selectivity index. ダイバーシチ方式と空間多重化間でスイッチングを行うチャネル空間選択性を利用する類似の低フィードバック適応手法が狭帯域システムに提案されている。 Low feedback adaptive method similar utilizing channel space selectivity for switching between diversity scheme and the spatial multiplexing is proposed for narrowband system. 例えば、2007年3月の「Veh.Tech.」に関するIEEE会報に受諾されたA. For example, A., which was accepted in the IEEE Transactions on "Veh.Tech." Of March 2007 Forenza、M. Forenza, M. R. R. McKay、A. McKay, A. Pandharipande、R. Pandharipande, R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 、及びI. , And I. B. B. Collings共著「空間相関チャネルの機能を利用する適応MIMO送信」、2007年12月に「Veh.Tech.」に関するIEEE会報に受諾されたM. Collings co-authored "space adaptation MIMO transmission to use the function of the correlation channel", M., which was accepted in the IEEE Transactions on "Veh.Tech." In December 2007 R. R. McKay、I. McKay, I. B. B. Collings、A. Collings, A. Forenza、及びR. Forenza, and R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 共著「空間相関レイリーチャネルにおける符号化MIMOの多重化/ビーム形成スイッチング」、A. Co "multiplexing / beamforming switching coded MIMO in spatially correlated Rayleigh channel", A. Forenza、M. Forenza, M. R. R. McKay、R. McKay, R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 、及びI. , And I. B. B. Collings共著「空間相関MIMOチャネルにおける線形受信機によりOSTBCと空間多重化間のスイッチング」、「Veh.Technol Conf.」IEEE講演論文集、第3巻、1387〜1391頁、2006年5月、2006年6月にIEEE−ICC講演論文集に掲載される予定であるM. Collings co "switching between OSTBC and spatial multiplexing with linear receiver in spatially correlated MIMO channels", "Veh.Technol Conf." IEEE Proceedings, Vol. 3, pp. 1387-1391, May 2006, 2006 it is scheduled to be published in the IEEE-ICC Proceedings in June M. R. R. McKay、I. McKay, I. B. B. Collings、A. Collings, A. Forenza、及びR. Forenza, and R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 共著「空間相関チャネルのためのスループットに基づく適応MIMO−BICM手法」を参照されたい。 See co "Adaptive MIMO-BICM technique based on throughput for the spatial correlation channel".

本明細書において、本発明者は、DIDO−OFDMシステムに様々な以前の文献で公開された業績の適用範囲を拡張する。 In this specification, the present inventors extends the application range of the results published in a variety of previous literature DIDO-OFDM system. 例えば、R. For example, R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. S. S. Sandhu、及びA. Sandhu, and A. J. J. Paulraj共著「MIMOシステムにおいてダイバーシチと多重化間のスイッチング」、通信に関するIEEE会報、第53巻、第6号、962〜968頁、2005年6月、S. Paulraj co "switching between diversity and multiplexing in a MIMO System", IEEE Transactions on Communication, Vol. 53, No. 6, pp. 962-968, June 2005, S. Catreux、V. Catreux, V. Erceg、D. Erceg, D. Gesbert、及びR. Gesbert, and R. W. W. Heath. Heath. jr. jr. 共著「ブロードバンド無線データ通信ネットワークのための適応変調及びMIMO符号化」、IEEE通信雑誌、第2巻、108〜115頁、2002年6月(Catreux)、A. Co "adaptive modulation and MIMO coding for broadband wireless data communication network", IEEE Communication Magazine, Vol. 2, pp. 108-115, June 2002 (Catreux), A. Forenza、M. Forenza, M. R. R. McKay、A. McKay, A. Pandharipande、R. Pandharipande, R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 、及びI. , And I. B. B. Collings共著「空間相関チャネルの機能を利用する適応MIMO送信」、「Veh.Tech.」に関するIEEE会報、第56巻、第2号、619〜630頁、2007年3月、2007年12月に「Veh.Tech.」に関するIEEE会報に受諾されたM. Collings co "transmit adaptive MIMO utilizing the function of the spatial correlation channels", IEEE Transactions on "Veh.Tech." Vol. 56, No. 2, pp. 619-630, March 2007, in December 2007 " Veh.Tech. "M., which was accepted in the IEEE Transactions on R. R. McKay、I. McKay, I. B. B. Collings、A. Collings, A. Forenza、及びR. Forenza, and R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 共著「空間相関レイリーチャネルにおける符号化MIMOの多重化/ビーム形成スイッチング」、A. Co "multiplexing / beamforming switching coded MIMO in spatially correlated Rayleigh channel", A. Forenza、M. Forenza, M. R. R. McKay、R. McKay, R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 、及びI. , And I. B. B. Collings共著「空間相関MIMOチャネルにおける線形受信機によりOSTBCと空間多重化間のスイッチング」、「Veh.Technol Conf.」IEEE講演論文集、第3巻、1387〜1391頁、2006年5月、2006年6月にIEEE−ICC講演論文集に掲載される予定であるM. Collings co "switching between OSTBC and spatial multiplexing with linear receiver in spatially correlated MIMO channels", "Veh.Technol Conf." IEEE Proceedings, Vol. 3, pp. 1387-1391, May 2006, 2006 it is scheduled to be published in the IEEE-ICC Proceedings in June M. R. R. McKay、I. McKay, I. B. B. Collings、A. Collings, A. Forenza、及びR. Forenza, and R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 共著「空間相関チャネルのためのスループットに基づく適応MIMO−BICM手法」を参照されたい。 See co "Adaptive MIMO-BICM technique based on throughput for the spatial correlation channel".

システム性能を改善する手段としてチャネル品質情報に基づいて異なるユーザ数、送信アンテナ本数、及び送信方式の数の間でスイッチングする新しい適応DIDO送信戦略を本明細書で説明する。 The number of users varies based on the channel quality information as a means to improve system performance are described number of transmitting antennas, and the new adaptive DIDO transmission strategy for switching between a number of transmission schemes herein. マルチユーザMIMOシステム内でユーザを適応選択する方式は、M. Method for adaptively selecting a user in a multi-user MIMO system, M. Sharif及びB. Sharif and B. Hassibi共著「部分的サイド情報によるMIMO放送チャネルの機能に関して」、情報理論に関するIEEE会報第51巻、506〜522頁、2005年2月、及び通信に関するIEEE会報に掲載される予定であるW. Hassibi co-authored "with respect to the function of MIMO broadcast channel due to partial side information", Proceedings of the IEEE, Vol. 51, related to information theory, pp. 506-522, February 2005, and is scheduled to be published in IEEE Transactions on communication W. Choi、A. Choi, A. Forenza、J. Forenza, J. G. G. Andrews、及びR. Andrews, and R. W. W. Heath. Heath. Jr. Jr. 共著「ビーム選択を備えた日和見性空間分割多重アクセス方式」において提案済みであることに注意されたい。 Note that a Proposed in co "beam selection opportunistic space division multiple access with a". しかし、これらの文献の日和見性空間分割多重アクセス(OSDMA)方式は、マルチユーザダイバーシチを利用することによって合計機能を最大にするように設計されており、達成されるのは、ダーティペーパーコードの理論的な機能の僅かにすぎず、その理由は、送信機で干渉を完全には事前相殺しないからである。 However, opportunistic space division multiple access (OSDMA) method of these documents, multiuser diversity has been designed to maximize the total function by utilizing, being achieved, the theory of dirty paper coding specific slightly merely functional, the reason is, to complete the interference at the transmitter is because not pre-offset. 本明細書で説明するDIDO送信アルゴリズムにおいては、ブロック対角化を使用してユーザ間干渉を事前相殺する。 In DIDO transmission algorithm described herein, to pre-cancel the interference between users using block diagonalization. しかし、提案する適応送信戦略は、プリコーディング法の形式とは独立してあらゆるDIDOシステムに適用することができる。 However, adaptive transmission strategy proposed can be applied independently of the format of the pre-coding method every DIDO system.

本特許出願は、以下の付加的な特徴を含むがこれに限定されない上述のかつ先行出願で説明した本発明の実施形態の拡張を説明するものである。 This patent application is intended to explain the extended embodiment of the present invention described below includes additional features not limited to the above-described and the prior applications.
1. 1. チャネル推定の先行出願トレーニングシンボルを無線クライアント装置により使用して適応DIDO方式でリンク品質測定基準を評価することができる。 The prior application training symbols of the channel estimation can be evaluated link quality metrics in the adaptive DIDO scheme using a wireless client device.
2. 2. 基地局は、先行出願で説明しているようなクライアント装置から信号特徴付けデータを受信する。 The base station receives a signal characterization data from the client device, such as described in the prior application. この実施形態では、信号特徴付けデータは、適合を可能にするのに使用されるリンク品質測定基準として定められる。 In this embodiment, the signal characterization data is defined as a link quality metric that is used to enable adaptation.
3. 3. 先行出願では、送信アンテナ及びユーザの数を選択する機構を説明しており、並びにスループット割り当てを定めている。 In the prior application, which describes a mechanism for selecting the number of transmit antennas and the user, and defines the throughput assignment. 更に、異なるレベルのスループットは、先行出願の場合と同様に異なるクライアントに動的に割り当てることができる。 Furthermore, different levels of throughput, can be dynamically allocated to the same manner as in the prior applications different client. 本発明のこの実施形態では、この選択及びスループット割り当てに関連する新しい基準を定める。 In this embodiment of the present invention defines new standards relating to the selection and throughput assignment.

b. b. 本発明の実施形態 Embodiments of the present invention
提案する適応DIDO法の目標は、時間、周波数、及び空間内の無線リソースをシステムにおいて異なるユーザに動的に割り当てることによってユーザ当たりの又はダウンリンクのスペクトル効率を改善することである。 The goal of the adaptive DIDO method proposed, the time is to improve the spectral efficiency or downlink per user by dynamically allocating frequencies, and the radio resources in space to different users in the system. 一般的な適応基準は、ターゲット誤り率を満たすと同時にスループットを増大させることである。 General applicability criterion is to simultaneously satisfy the target error rate increase throughput. 伝播条件に基づいてこの適応アルゴリズムを使用し、ダイバーシチ方式によってユーザ(又は、受信範囲)のリンク品質を改善することができる。 Using this adaptive algorithm based on the propagation conditions, the user by diversity scheme (or coverage) can improve the link quality. 図21に示す流れ図は、適応DIDO方式の段階を説明するものである。 Flowchart shown in FIG. 21 is a diagram for explaining the steps of the adaptive DIDO scheme.

基地局(BS)は、2102内の全てのユーザからチャネル状態情報(CSI)を回収する。 Base station (BS) to recover the channel state information (CSI) from all users in 2102. 受信CSIから、BSは、2104で時間/周波数/空間領域内のリンク品質測定基準を計算する。 From the received CSI, BS calculates the link quality metric time / frequency / space area 2104. 2106では、これらのリンク品質測定基準を使用して次の送信内のサービスを供給すべきであるユーザ、並びにユーザの各々のための送信モードを選択する。 In 2106, a user that uses these link quality metric should provide a service in the next transmission, and selects a transmission mode for each user. 送信モードは、変調/符号化及びDIDO方式の異なる組合せから成ることに注意されたい。 Transmission mode, it should be noted that of different combinations of modulation / coding and DIDO scheme. 最後に、BSは、2108の場合と同様にDIDOプリコーディングを通じてユーザにデータを送信する。 Finally, BS sends the data to the user via Similarly DIDO precoding as in 2108.

2102で、基地局は、全てのユーザ装置からチャネル状態情報(CSI)を回収する。 In 2102, the base station recovers the channel state information (CSI) from all user equipments. CSIを基地局が使用して2104で全てのユーザ装置に対して瞬間的又は統計チャネル品質を判断する。 CSI determines instantaneous or statistical channel quality for all user devices in 2104 the base station using. DIDO−OFDMシステムにおいては、時間領域、周波数領域、及び空間領域においてチャネル品質(又はリンク品質測定基準)を推定することができる。 In DIDO-OFDM system can estimate the time domain, frequency domain, and the channel quality (or link quality metric) in the spatial domain. 次に、2106で、基地局は、リンク品質測定基準を使用して、現在の伝播条件に対するユーザの最良の部分集合及び送信モードを判断する。 Then, in 2106, the base station uses the link quality metric to determine the best subset and transmission mode of the user for the current propagation conditions. 1組のDIDO送信モードが、DIDO方式(すなわち、アンテナ選択又は多重化)の組合せ、変調/符号化方式(MCS)、及びアレイ構成として定められる。 A set of DIDO transmission mode, DIDO scheme (i.e., antenna selection or multiplexing) a combination of modulation / coding scheme (MCS), and is defined as an array configuration. 2108で、選択したユーザ数及び送信モードを使用してユーザ装置にデータを送信する。 In 2108, it transmits the data to the user equipment by using the number of users and transmission mode selected.

モードの選択は、異なる伝播環境内のDIDOシステムの誤り率性能に基づいて予め計算されたルックアップテーブル(LUT)により有効にされる。 Selection of mode is enabled by DIDO lookup table which is previously calculated based on the error rate performance of the system in different propagation environments (LUT). これらのLUTは、誤り率性能にチャネル品質情報をマップする。 These LUT maps the channel quality information on the error rate performance. LUTを構築するために、DIDOシステムの誤り率性能をSNRの関数として異なる伝播シナリオにおいて評価する。 To construct the LUT, evaluated in different propagation scenarios error rate performance of DIDO system as a function of SNR. 誤り率曲線から、ある一定の所定のターゲット誤り率をもたらすのに必要な最小SNRを計算することができる。 From the error curve, it is possible to calculate the minimum SNR required to produce a certain predetermined target error rate is. このSNR要件をSNR閾値として定める。 Determine the SNR requirement as the SNR threshold. 次に、SNR閾値は、異なる伝播シナリオにおいて、かつ異なるDIDO送信モードに向けて評価され、LUT内に格納される。 Then, SNR threshold is evaluated towards the different propagation scenarios and different DIDO transmission modes, are stored in the LUT. 例えば、図24及び26内のSER結果を用いてLUTを構築することができる。 For example, it is possible to construct a LUT with SER results of FIGS. 24 and 26. 次に、LUTから、基地局は、所定のターゲット誤り率を満たすと同時にスループットを増大させるアクティブなユーザのために送信モードを選択する。 Next, the LUT, the base station selects a transmission mode for the active users to increase throughput while meeting the predetermined target error rate. 最後に、基地局は、DIDOプリコーディングを通して選択されたユーザにデータを送信する。 Finally, the base station transmits data to the selected users through the DIDO precoding. 時間スロット、OFDMトーン、及びDIDOサブストリームが異なれば、適応化を時間領域、周波数領域、及び空間領域において行うことができるように異なるDIDOモードを割り当てることができることに注意されたい。 Time slot, OFDM tones, and Different DIDO substreams, it is noted that it is possible to assign areas adaptation time, frequency domain, and the DIDO different modes can be performed in the spatial domain.

DIDO適応を使用するシステムの一実施形態が、図19〜図20に示されている。 An embodiment of a system using the DIDO adaptation is shown in FIGS. 19 20. いくつかの新しい機能ユニットが、提案するDIDO適応アルゴリズムの実施を可能にするために導入される。 Several new functional unit is introduced in order to enable implementation of the proposed DIDO adaptive algorithm. 具体的には、一実施形態では、DIDO構成器1910は、ユーザ装置によって供給されるチャネル品質情報1912に基づいて、ユーザ、DIDO送信方式(すなわち、アンテナ選択又は多重化)、変調/符号化方式(MCS)、及びアレイ構成の数を選択することを含む複数の機能を実施する。 Specifically, in one embodiment, DIDO configurer 1910, based on the channel quality information 1912 provided by the user equipment, the user, DIDO transmission scheme (i.e., antenna selection or multiplexing) modulation / coding scheme (MCS), and implementing a plurality of functions including selecting a number of array configuration.

ユーザセレクタユニット1902は、DIDO構成器1910によって得られるフィードバック情報に基づいて、複数のユーザU 1 −U Mに関連のデータを選択して複数の符号化変調ユニット1904の各々にこの情報を提供する。 User selector unit 1902, based on feedback information provided by DIDO configuration 1910, to provide this information to select the relevant data to a plurality of users U 1 -U M to each of the plurality of coded modulation unit 1904 . 各符号化変調ユニット1904は、各ユーザの情報ビットを符号化及び変調してマッピングユニット1906に送る。 Each coded modulation unit 1904 sends the mapping unit 1906 information bits of each user coded and modulated to. マッピングユニット1906は、複素シンボルに入力ビットをマップしてプリコーディングユニット1908に送る。 Mapping unit 1906 sends the precoding unit 1908 to map input bits into complex symbols. 符号化変調ユニット1904及びマッピングユニット1906は、DIDO構成ユニット1910から得られた情報を利用して各ユーザに対して使用すべき変調/符号化方式の形式を選択する。 Coded modulation unit 1904 and the mapping unit 1906 selects the type of modulation / coding scheme to use for each user by using the information obtained from the DIDO configuration unit 1910. この情報は、フィードバックユニット1912によって供給される各々のユーザのチャネル品質情報を利用することによってDIDO構成ユニット1910により計算される。 This information is calculated by DIDO configuration unit 1910 by making use of channel quality information of each user supplied by the feedback unit 1912. DIDOプリコーディングユニット1908は、DIDO構成ユニット1910によって得られる情報を利用してDIDOプリコーディング重みを計算し、マッピングユニット1906から得られる入力シンボルをプリコーディングする。 DIDO precoding unit 1908, the DIDO precoding weights calculated using the information obtained by the DIDO configuration unit 1910, precoding the input symbols obtained from the mapping unit 1906. プリコーディングデータストリームの各々は、IFFTを計算して循環プレフィックスを追加するOFDMユニット1915にDIDOプリコーディングユニット1908により送られる。 Each precoding data stream sent by the DIDO precoding unit 1908 to OFDM unit 1915 for adding a cyclic prefix by calculating the IFFT. この情報は、DA変換を操作してRFユニット1914に得られるアナログに信号を送るD/Aユニット1916に送られる。 This information is sent to the D / A unit 1916 sends a signal to the analog obtained RF unit 1914 operates the DA conversion. RFユニット1914は、中間/高周波にベースバンド信号をアップコンバートして送信アンテナに送る。 RF unit 1914 sends the baseband signal to an intermediate / high frequency upconverts transmission antenna.

各クライアント装置のRFユニット2008は、DIDO送信機ユニット1914から送信された信号を受信し、ベースバンドに信号をダウンコンバートしてA/Dユニット2010にダウンコンバートされた信号を供給する。 RF unit 2008 of the client device receives the signal transmitted from the DIDO transmitter unit 1914, and supplies the down-converted signal to the A / D unit 2010 down-converts the signal to baseband. A/Dユニット2010は、次に、アナログからデジタルに信号を変換してOFDMユニット2013に送る。 A / D unit 2010 then sends the OFDM unit 2013 converts the signal from analog to digital. OFDMユニット2013は、循環プレフィックスを除去し、FFTを実施して周波数領域に信号を伝える。 OFDM unit 2013, a cyclic prefix removal, transmit signals to the frequency domain by carrying out FFT. トレーニング期間中に、OFDMユニット2013は、周波数領域内のチャネル推定値を計算するチャネル推定器2004に出力を送る。 During the training period, OFDM unit 2013 sends an output to a channel estimator 2004 for calculating a channel estimate in the frequency domain. 代替的に、チャネル推定値は、時間領域において計算することができる。 Alternatively, the channel estimate may be calculated in the time domain. データ期間中に、OFDMユニット2013は、データ2014を得るために信号を復調/復号する受信機ユニット2002に出力を送る。 During the data period, OFDM unit 2013 sends an output signal to obtain data 2014 to a receiver unit 2002 for demodulating / decoding. チャネル推定器2004は、チャネル推定値を量子化してフィードバック制御チャネル1912を通じて送信機に送ることができるDIDOフィードバック発生器2006にチャネル推定値を送る。 Channel estimator 2004, the DIDO feedback generator 2006 channel estimates may be sent to the transmitter through feedback control channel 1912 quantizes send channel estimates.

DIDO構成器1910は、基地局で導出された情報を使用することができ、又は好ましい実施形態では、各ユーザ装置で作動するDIDOフィードバック発生器2006(図20を参照されたい)の出力を更に使用する。 DIDO configurator 1910 may use the information derived by the base station, or in a preferred embodiment, further uses the output of the DIDO feedback generator 2006 operating in the user equipment (see FIG. 20) to. DIDOフィードバック発生器2006は、受信機で推定されたSNRのような推定されたチャネル状態2004及び/又は他のパラメータを使用して、DIDO構成器1910に入力すべきであるフィードバックメッセージを生成する。 DIDO feedback generator 2006 uses the estimated channel conditions 2004 and / or other parameters were like estimated by the receiver SNR, and generates a feedback message is to be input to the DIDO configuration 1910. DIDOフィードバック発生器2006は、受信機で情報を圧縮することができ、情報を量子化し、及び/又は当業技術で公知である何らかの限られたフィードバック戦略を使用することができる。 DIDO feedback generator 2006 may compress the information at the receiver, quantized information, and / or some limited feedback strategy is known in the art may be used.

DIDO構成器1910は、DIDOフィードバック制御チャネル1912から回復された情報を使用することができる。 DIDO configurator 1910 may use the information recovered from DIDO feedback control channel 1912. DIDOフィードバック制御チャネル1912は、ユーザから基地局にDIDOフィードバック発生器2006の出力を送るために使用される論理的又は物理的制御チャネルである。 DIDO feedback control channel 1912 is a logical or physical control channel used to send the output of the DIDO feedback generator 2006 to the base station from the user. 制御チャネル1912は、当業技術で公知であるあらゆる数の方法で実施することができる論理的又は物理的制御チャネルとすることができる。 Control channel 1912 may be a logical or physical control channels that can be implemented in any number of methods known in the art. 物理的チャネルとして、それは、ユーザに割り当てられる専用時間/周波数スロットを含むことができる。 As a physical channel, which may include a dedicated time / frequency slots allocated to the user. それは、全てのユーザにより共有されるランダムアクセスチャネルとすることができる。 It may be a random access channel shared by all users. 制御チャネルは、予め割り当てることができ、又は既存の制御チャネルから所定の方法でビットを盗むことによって作成することができる。 Control channel may be allocated in advance, or can be created from an existing control channel by stealing bits in a predetermined manner.

以下の説明においては、DIDO−OFDMプロトタイプによる測定を通じて得られた結果を現実の伝播環境で説明する。 In the following description, the results obtained through the measurement by DIDO-OFDM prototype in the real propagation environment. これらの結果は、適応DIDOシステム内で達成可能な潜在的利得を明らかにするものである。 These results are intended to identify potential gain achievable within adaptive DIDO system. 異次数のDIDOシステムの性能を最初に示し、ダウンリンクスループット増大をもたらすためにアンテナ/ユーザの数を増大させることが可能なことを明らかにする。 First it shows the performance of the different orders of DIDO system reveals that it is possible to increase the number of antenna / user to provide a downlink throughput increases. 次に、ユーザ装置の位置の関数としてDIDO性能に対して説明し、変化中のチャネル状態を追跡する必要性を明らかにする。 Next, described for DIDO performance as a function of the position of the user device reveals the need to track the channel condition during the change. 最後に、ダイバーシチ技術を使用するDIDOシステムの性能に対して説明する。 Finally, it sets forth for the performance of DIDO systems using diversity techniques.

i. i. 異次数DIDOシステムの性能 異なるDIDOシステムの性能は、送信アンテナの本数N=Mの増大で評価され、ここで、Mは、ユーザ数である。 PERFORMANCE different DIDO system different order DIDO systems is evaluated by increasing the number N = M transmit antennas, wherein, M is the number of users. 以下のシステム、すなわち、SISO、DIDO2x2、DIDO4×4、DIDO6×6、及びDIDO8x8の性能を比較する。 The following systems, i.e., SISO, DIDO2x2, DIDO4 × 4, DIDO6 × 6, and to compare the performance of DIDO8x8. DIDONxMは、BSでN本の送信アンテナ及びM人のユーザによるDIDOを指す。 DIDONxM refers to DIDO by the transmitting antennas and M users the N in BS.

図22は、送信/受信アンテナ配置を示している。 Figure 22 shows the transmit / receive antenna arrangement. 送信アンテナ2201は、四角形アレイ構成で設置されており、ユーザは、送信アレイの周りに位置する。 Transmit antenna 2201 is installed in a square array configuration, the user is located around the transmit array. 図22では、Tは、「送信」アンテナを示し、Uは、「ユーザ装置」2202を指す。 In Figure 22, T indicates a "send" antenna, U is, refers to a "user device" 2202.

異なるアンテナ部分集合が、異なる測定に対して選択したNの値によって8素子送信アレイ内でアクティブである。 Different antennas subset is active in the 8-element transmit array by the value of N selected for different measurements. 各DIDO順序(N)に対しては、8素子アレイの一定のサイズ制約条件の最大不動産を網羅するアンテナの部分集合を選択した。 For each DIDO order (N), and selecting a subset of antennas to cover up real estate certain size constraints 8 element array. この基準では、Nのあらゆる所定の値に対して空間ダイバーシチを改善することが予想される。 In this reference, it is expected to improve spatial diversity for any given value of N.

図23は、利用可能な不動産(すなわち、破線)に適合する異なるDIDO順序のアレイ構成を示している。 23, available real estate (i.e., dashed line) shows the array configuration fits different DIDO order. 四角形の破線のボックスは、450MHzの搬送周波数での〜λxλに対応する24''x24''の寸法を有する。 Rectangular dashed box has dimensions of 24''x24 '' corresponding to ~λxλ at the carrier frequency of 450 MHz.

図23に関連する注釈に基づいて、かつ図22を参照して、以下のシステムの各々の性能をここで定めると共に比較する。 Based on the associated annotations 23, and with reference to FIG. 22, compared with determining where each of the performance of the following systems.
T1及びU1を有するSISO(2301) SISO with T1 and U1 (2301)
T1、2、及びU1、2によるDIDO2x2(2302) T1,2, and due to U1,2 DIDO2x2 (2302)
T1、2、3、4、及びU1、2、3、4によるDIDOの4×4(2303) T1,2,3,4, and a 4 × 4 DIDO by U1,2,3,4 (2303)
T1、2、3、4、5、6、及びU1、2、3、4、5、6によるDIDOの6×6(2304) T1,2,3,4,5,6 6 × of DIDO 6 due to, and U1,2,3,4,5,6 (2304)
T1、2、3、4、5、6、7、8、及びU1、2、3、4、5、6、7、8によるDIDOの8x8(2305) T1,2,3,4,5,6,7,8, and DIDO of 8x8 due to U1,2,3,4,5,6,7,8 (2305)

図24は、4−QAM及び1/2のFEC(前方誤差補正)率を有する上述のDIDOシステムに対する送信(TX)電力の関数としてのSER、BER、SE(スペクトル効率)、及びグッドプット性能を示している。 Figure 24, SER as a function of the transmit (TX) power to the above DIDO system with 4-QAM and 1/2 of FEC (forward error correction) rate, BER, SE (spectral efficiency), and goodput performance shows. SER性能及びBER性能は、Nの値が増大すると悪化することを観測されたい。 SER performance and BER performance, it should be observed that deteriorates the value of N is increased. この影響は、2つの現象によるものである。 This effect is due to two phenomena. 一定のTX電力に対しては、DIDOアレイに対する入力電力は、増加する数のユーザ(又はデータストリーム)間で分割され、空間ダイバーシチは、現実の(空間相関)DIDOチャネルにおいては、ユーザ数の増加と共に減少する。 For certain TX power, the input power to the DIDO array is divided between increasing the number of users (or data streams), spatial diversity, real (spatial correlation) In DIDO channels, an increase in the number of users It decreases with.

異次数DIDOシステムの相対的性能を比較するために、ターゲットBERは、図24に示すようにSER=10 -2にほぼ対応する10 -4に固定する(この値は、システムに基づいて変動する場合がある)。 To compare the relative performance of different orders DIDO system, the target BER is approximately fixed to the corresponding 10-4 (this value SER = 10 -2 as shown in FIG. 24 will vary based on system If there is). このターゲットに対応するTX電力値をTX電力閾値(TPT)と呼ぶ。 The TX power value corresponding to the target is referred to as TX power threshold (TPT). あらゆるNに対して、TX電力がTPTよりも小さい場合、DIDO次数Nで送信することが可能ではないと仮定すると共に、より低次数のDIDOに切り換える必要がある。 For any N, if TX power is less than TPT, while assuming not possible to transmit in DIDO order N, it is necessary to switch to the lower orders DIDO. また、図24では、SE性能及びグッドプット性能は、TX電力がNのあらゆる値に対してTPTを超えた時に飽和することを観測されたい。 Further, in FIG. 24, SE performance and goodput performance should be observed that the saturation when the TX power exceeds TPT for any value of N. これらの結果から、一定の所定のターゲット誤り率が得られるようにSE又はグッドプットを改善するために異次数DIDO間で切り換わる適応送信戦略を考案することができる。 These results can be devised adaptive transmission strategy of switching between different orders DIDO to improve SE or goodput as constant predetermined target error rate is obtained.

ii. ii. 様々なユーザ位置による性能 この実験の目標は、空間相関チャネルにおけるシミュレーションを通じて異なるユーザの位置に対してDIDO性能を評価することである。 The goal of the performance experiment with various user locations is to assess the DIDO performance with respect to the position of the different users through simulation in spatial correlation channel. DIDO2x2システムは、4QAM及び1/2のFEC率で考慮する。 DIDO2x2 system considers the FEC rate 4QAM and 1/2. ユーザ1は、送信アレイからブロードサイド方向にあり、一方、ユーザ2は、図25に示すように、ブロードサイドからエンドファイア方向に位置を変える。 The user 1 is located from the transmit array broadside direction, whereas, the user 2, as shown in FIG. 25, changing the position in the end-fire direction from broadside. 送信アンテナは、〜λ/2間隔であり、ユーザから〜2.5λ隔てている。 Transmitting antenna is to [lambda] / 2 intervals, separates ~2.5λ user.

図26は、2つのユーザ装置の異なる位置に対するSER及びユーザ当たりのSE結果を示している。 Figure 26 shows the SE results per SER and user for different positions of the two user equipment. ユーザ装置の到来角(AOA)は、送信アレイのブロードサイド方向から測定して0°と90°の間の範囲である。 AoA user equipment (AOA) is in a range between measuring and 0 ° and 90 ° from the broadside direction of the transmit array. ユーザ装置の分離角が増加する時に、DIDO性能は、DIDOチャネル内で利用可能なダイバーシチの増大のために改善することを観測されたい。 When the separation angle of the user device increases, DIDO performance is to be observed that the improvement for increasing the diversity available within DIDO channel. また、ターゲットSER=10 -2で、事例AOA2=0°とAOA2=90°間に10dBの間隙が存在する。 Further, the target SER = 10 -2, there is a gap of 10dB between Case AOA2 = 0 ° and AOA2 = 90 °. この結果は、10°の角度広がりに対して図35で得られたシミュレーション結果と一致するものである。 This result is consistent with the simulation results obtained in FIG. 35 relative to the angular spread of 10 °. また、AOA1=AOA2=0°の事例に対しては、図35のシミュレーションが行われた結果から性能を変動させる場合がある2人のユーザ間の結合効果があると考えられることに注意されたい(アンテナの近接度のため)。 Further, for the case of AOA1 = AOA2 = 0 °, it is noted that believed to be binding effect between two users which may vary performance from the results simulations were performed in FIG. 35 (because of the proximity of the antenna).

iii. iii. DIDO8x8に対する好ましいシナリオ 図24は、8x8DIDOにより、より高いTX電力所要量の代償としてDIDOのより低い次数よるSE増大が得られることを示している。 Preferred scenario Figure 24 for DIDO8x8, due 8X8DIDO, lower orders due SE increased DIDO indicates that obtained at the expense of higher TX power requirements. この実験の目標は、DIDO8x8がピークのスペクトル効率(SE)に関してだけでなく、そのピークSEをもたらすTX電力所要量(又はTPT)に関してもDIDO2x2よりも性能が優れている事例があることを示すことである。 The goal of this experiment is to show that there are cases where DIDO8x8 not only with respect to spectral efficiency (SE) of the peaks, outperforms DIDO2x2 regard TX power requirements lead to the peak SE (or TPT) it is.

i. i. i. i. d. d. (理想的)チャネル内において、DIDO2x2とDIDO8x8のSEの間にTX電力に〜6dBの隔たりがあることに注意されたい。 In (ideally) the channel, it is noted that there is gap of ~6dB the TX power during SE of DIDO2x2 and DIDO8x8. この間隙は、DIDO8x8が、8つのデータストリームにわたってTX電力を分割し、一方、DIDO2x2は、2つのストリーム間でのみTX電力を分割するという事実による。 This gap, DIDO8x8 is, the TX power is divided across eight data streams, whereas, DIDO2x2 is due to the fact that only divides the TX power between the two streams. この結果は、図32のシミュレーションを通じて示されている。 The results are shown through simulation of FIG 32.

しかし、空間相関チャネルにおいては、TPTは、伝播環境の性質(例えば、アレイ方位、ユーザ位置、角度広がり)の関数である。 However, in the spatial correlation channel, TPT the nature of the propagation environment (e.g., an array direction, a user location, angular spread) is a function of. 例えば、図35は、2つの異なるユーザ装置の位置に対する低い角度の広がりに対して〜15dBの隔たりを示している。 For example, Figure 35 shows the separation of ~15dB for low angular spread with respect to the position of the two different user devices. 類似した結果を本出願の図26に示している。 Shows similar results to Figure 26 of this application.

MIMOシステムと同様に、DIDOシステムの性能は、ユーザがTXアレイからエンドファイア方向に位置する時に悪化する(ダイバーシチの欠如のために)。 Like the MIMO system, performance of DIDO system (due to the lack of diversity) that exacerbated when the user is located in the end-fire direction from TX array. この影響は、現在のDIDOプロトタイプに対する測定を通じて観測されたものである。 This effect is one that is observed through measurement for the current DIDO prototype. したがって、DIDO8x8がDIDO2x2よりも性能が優れている事例であることを示す1つの方法は、DIDO2x2アレイに対してエンドファイア方向にユーザを配置することである。 Therefore, one way to indicate that DIDO8x8 is cases outperform DIDO2x2 is to place the user in the end-fire direction relative DIDO2x2 array. このシナリオにおいては、DIDO8x8は、8本アンテナアレイによって達成されるより高いダイバーシチのためにDIDO2x2よりも性能が優れている。 In this scenario, DIDO8x8 has outperforms DIDO2x2 for high diversity than that achieved by the eight antenna array.

この解析においては、以下のシステムを考慮する。 In this analysis, consider the following system.

システム1:4−QAMを伴ったDIDO8x8(時間スロット毎に8つの並列データストリームを送信)。 System 1: (transmitting eight parallel data streams for each time slot) 4-QAM accompanied by DIDO8x8.

システム2:64−QAMを伴ったDIDO2x2(4つの時間スロット毎にユーザX及びYに送信)。 System 2: (sent to the user X and Y in each of the four time slots) to 64-QAM accompanied by DIDO2x2. このシステムに対しては、TX及びRXのアンテナ位置の4つの組合せ、すなわち、a)T1、T2、U1、2(エンドファイア方向)、b)T3、T4、U3、4(エンドファイア方向)、c)T5、T6、U5、6(エンドファイア方向から〜30°)、d)T7、T8、U7、8(NLO(非視線))を考慮する。 For this system, four combinations of antenna position of the TX and RX, i.e., a) T1, T2, U1,2 (end fire direction), b) T3, T4, U3,4 (end fire direction), c) T5, T6, U5,6 (~30 ° from the end-fire direction), d) T7, T8, consider U7,8 (NLO (non line of sight)).

システム3:64−QAMを伴ったDIDO8x8。 System 3: 64-QAM was accompanied by DIDO8x8.

システム4:64−QAMを伴ったMISO8x1(8時間スロット毎にユーザXに送信)。 System 4: (sent to the user X every 8 time slots) 64-QAM MISO8x1 accompanied by.

全てのこれらの事例に対して、3/4のFEC率を用いた。 For all these cases of using the FEC rate of 3/4.

ユーザの位置を図27に示している。 It indicates the position of the user in FIG. 27.

図28では、SER結果は、異なるアレイ方位及びユーザ位置(図35内のシミュレーション結果と類似)によるシステム2aと2c間の〜15dBの間隙を示している。 In Figure 28, SER results indicate gaps ~15dB between systems 2a and 2c with different arrays orientations and user position (similar to the simulation results in FIG. 35). 第2の行の第1のサブプロットは、SE曲線が飽和する(すなわち、BER1e−4に対応)TX電力の値を示している。 The first subplot of the second row, SE curve is saturated (i.e., corresponding to BER1e-4) represents the value of TX power. システム1により、システム2よりも低いTX電力所要量(〜5dB)が得られるようにユーザ当たりのSEの増大が得られることが観察された。 The system 1, lower TX power requirements than the system 2 is that an increase of SE per user as (to 5 dB) is obtained obtained was observed. また、DIDO2x2に対するDIDO8x8の恩典は、DIDO2x2に優るDIDO8x8の多重化利得のために、D1(ダウンリンク)SE及びD1のグッドプットに関しての方が明らかである。 Also, benefits of DIDO8x8 for DIDO2x2, for the multiplexing gain of DIDO8x8 over the DIDO2x2, it is apparent towards respect goodput of D1 (downlink) SE and D1. システム4では、ビーム形成(すなわち、MISO8x1によるMRC)のアレイ利得のためにTX電力所要量はシステム1よりも低い(8dB未満)。 In system 4, beam forming (i.e., MRC by MISO8x1) TX power requirements for the array gain is lower than the system 1 (less than 8 dB). しかし、システム4で得られるのは、システム1と比較するとユーザ当たりのSEの1/3に過ぎない。 However, those obtained by the system 4 is only one third of the SE per user when compared to the system 1. システム2では、性能は、システム1よりも悪い(すなわち、TX電力所要量が大きいほどSEが小さくなる)。 In system 2, the performance is worse than the system 1 (i.e., SE is smaller the larger the TX power requirements). 最後に、システム3では、TX電力所要量(15dB)が増大するほど、SEは、システム1よりも遥かに大きい。 Finally, in the system 3, as the TX power requirements (15 dB) increases, SE is much greater than the system 1.

これらの結果から、以下の結論を引き出すことができる。 From these results, it is possible to draw the following conclusions.

DIDO8x8がDIDO2x2よりも性能が優れている1チャネルシナリオが特定された(すなわち、TX電力所要量が大きいほどSEが増大する)。 DIDO8x8 was identified one channel scenario that outperforms DIDO2x2 (i.e., SE will increase the larger the TX power requirements).

このチャネルシナリオにおいては、DIDO8x8により、ユーザ当たりのSE及びD1のSEは、DIDO2x2及びMISO8x1よりも大きい。 In this channel scenario, by DIDO8x8, SE of SE and D1 per user is greater than DIDO2x2 and MISO8x1.

TX電力所要量増大(〜15dBを超える)の代償として変調のより高い次数(すなわち、4−QAMではなく64−QAM)を行うことによってDIDO8x8の性能を更に増大させることができる。 Higher orders of modulation at the expense of the TX power requirements increase (greater than ~15DB) (i.e., 64-QAM and not 4-QAM) can further increase the performance of DIDO8x8 by performing.

iv. iv. アンテナ選択を伴うDIDO DIDO with the antenna selection
これ以降、2005年に信号処理に対するIEEE会報に受諾されたR. Since then, it was accepted in IEEE Transactions for the signal processing in 2005 R. Chen、R. Chen, R. W. W. Heath、及びJ. Heath, and J. G. G. Andrews共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」に説明されているアンテナ選択アルゴリズムの利点を評価する。 To evaluate the benefits of antenna selection algorithms described in Andrews co "transmission selective diversity unitary precoding multi-user spatial multiplexing system with a linear receiver". 2人のユーザ、4−QAM、及び1/2のFEC率による1つの特定のDIDOシステムの結果を示す。 Two users, 4-QAM, and shows the results of one particular DIDO system according FEC rate 1/2. 以下のシステムを図27で比較する。 The following systems are compared in Figure 27.
T1、2、及びU1、2によるDIDO2x2、及び T1、2、3、及びU1、2によるアンテナ選択を用いるDIDO3×2。 T1,2, and DIDO2x2 by U1,2, and T1,2,3, and using antenna selection by U1,2 DIDO3 × 2.

送信アンテナ及びユーザ装置の位置は、図27の場合と同様に同じである。 Position of the transmitting antenna and the user equipment is the same as in the case of FIG. 27.

図29は、アンテナ選択を行うDIDO3x2では、DIDO2x2システム(選択なし)と比較して〜5dBの利得を得ることができることを示している。 29, the DIDO3x2 perform antenna selection, indicating that it is possible to obtain a gain of ~5dB compared to DIDO2x2 system (without selection). チャネルは、殆ど静的(すなわち、ドップラーなし)であり、したがって、選択アルゴリズムは、高速フェーディングではなく経路損失及びチャネル空間相関に適合することに注意されたい。 Channel is almost static (i.e., no Doppler), therefore, the selection algorithm is noted to conform to the path loss and channel spatial correlation rather than fast fading. 高いドップラーを備えたシナリオでは、異なる利得を認めることになるはずである。 In the scenario with high Doppler, it should become admit different gains. また、この特定の実験においては、アンテナ選択アルゴリズムは、送信にアンテナ2及び3を選択することが認められた。 Also, in this particular experiment, the antenna selection algorithm, it has been found that selecting the antenna 2 and 3 to the transmission.

iv. iv. LUTのためのSNR閾値 「方法2−RX補正」節において、モードの選択は、LUTにより可能にされるように説明した。 In SNR threshold "Method 2-RX correction" clause for LUT, selection mode has been described as allowing the LUT. LUTは、異なる伝播環境内のDIDO送信モードに対してある一定の所定のターゲット誤り率性能をもたらすようにSNR閾値を評価することによって予め計算することができる。 LUT can be pre-computed by evaluating the SNR threshold to provide a constant predetermined target error rate performance with respect DIDO transmission modes in different propagation environments. これ以降、アンテナ選択の有無及びLUTを構築する指針として使用することができる可変的なユーザ数によるDIDOシステムの性能を示す。 Thereafter, it shows the performance of DIDO system according variable number of users that can be used as a guide for constructing the presence and LUT antenna selection. 図24、図26、図28、図29は、DIDOプロトタイプによる実際的な測定から導出したものであり、以下の図は、シミュレーションを通じて取得したものである。 24, 26, 28, 29, which was derived from actual measurements by DIDO prototype, the following figure is obtained through simulation. 以下のBER結果では、FECなしと仮定している。 In the following BER results, it is assumed that no FEC.

図30は、i. FIG. 30, i. i. i. d. d. チャネルにおける異なるDIDOプリコーディング方式の平均BER性能を示している。 It shows the mean BER performance of different DIDO precoding scheme in the channel. 「選択なし」と記載した曲線は、BDが使用された時の事例を指す。 Curve that was described as "no choice" refers to the case when the BD is used. 同図では、アンテナ選択(ASel)の性能は、異なる数の余分のアンテナ(ユーザ数に対して)に対して示されている。 In the figure, the performance of the antenna selection (ASEL) is shown for different numbers of extra antenna (relative to the number of users). 余分のアンテナの数が増加する時に、ASelによってダイバーシチ利得が改善し(高SNR領域でのBER曲線の傾斜が特徴)、したがって、受信範囲の改善になることを認めることができる。 When the number of extra antennas increases, the diversity gain is improved by ASEL (slope of BER curve at high SNR region characteristic), therefore, it can be seen to be an improvement of the coverage. 例えば、10 -2 (符号化されていないシステムの実際値)にターゲットBERを固定した場合、ASelによって得られるSNR利得は、アンテナの数と共に増加する。 For example, when fixing the target BER to 10-2 (actual value of the system that are not encoded), SNR gain obtained by ASel increases with the number of antennas.

図31は、異なるターゲットBERに対してi. Figure 31 is, i for different target BER. i. i. d. d. チャネルにおける余分の送信アンテナの数の関数としてのASelのSNR利得を示している。 It shows a SNR gain of ASel as a function of the number of extra transmit antenna in the channel. 1本又は2本のアンテナを追加するだけで、ASelにより、BDと比較して有意なSNR利得が得られることを認めることができる。 By simply adding one or two antennas, the ASEL, it can be appreciated that a significant SNR gain compared to BD is obtained. 以下の節では、余分のアンテナ1本又は2本の事例に対してのみ、かつ10 -2 (符号化なしのシステムの場合)にターゲットBERを固定することによってASelの性能を評価する。 The following sections to evaluate the performance of ASel by fixing the target BER to only for extra antennas one or two instances, and 10-2 (for uncoded system).

図32は、i. FIG. 32, i. i. i. d. d. チャネルにおける1本及び2本の余分なアンテナの場合のBD及びASelに対するユーザ数(M)の関数としてのSNR閾値を示している。 Shows the SNR threshold as a function of the number of users (M) for one and two BD and ASel when extra antenna in the channel. SNR閾値は、ユーザ数が大きいほど所要受信SNRが増大するためにMと共に増加することを本発明者は認めた。 SNR threshold, the present inventor that increases with M for the required received SNR greater the number of users increases were observed. あらゆる数のユーザに対して一定の全送信電力(送信アンテナの数は可変)を仮定することに注意されたい。 Constant total transmit power to the user of any number (the number of transmitting antennas is variable) Note that assuming. 更に、図32は、アンテナ選択による利得が、i. Furthermore, Figure 32 is a gain due to antenna selection, i. i. i. d. d. チャネルにおけるユーザ数に関わらず一定であることを示している。 It indicates that it is constant regardless of the number of users in the channel. これ以降、空間相関チャネルにおけるDIDOシステムの性能を示す。 Thereafter, it shows the performance of DIDO system in space correlation channel. X. X. Zhuang、F. Zhuang, F. W. W. Vook、K. Vook, K. L. L. Baum、T. Baum, T. A. A. Thomas、及びM. Thomas, and M. Cudak共著「リンク及びシステムレベルシミュレーションのためのチャネルモデル」、IEEE802.16ブロードバンド無線アクセス作業部会、2004年9月に説明されているCOST−259空間チャネルモデルを通じて各ユーザのチャネルのシミュレーションを提供する。 Cudak co "channel model for link and system level simulation", IEEE 802.16 Broadband Wireless Access Working Group, provides a simulation of the channel of each user through the COST-259 spatial channel model described in September 2004. 各ユーザに対して単一のクラスターを生成する。 Generating a single cluster for each user. 事例研究として、0.5ラムダの素子間隔でNLOチャネルを仮定する(等間隔直線アレイ(ULA)送信機において)。 As case study, assume NLO channel element spacing of 0.5 lambda (the uniform linear array (ULA) transmitter). 2人のユーザのシステムの事例に対しては、それぞれ、第1及び第2のユーザに対して平均到着角AOA1及びAOA2でクラスターのシミュレーションを行った。 For example of two users of the system, respectively, the simulated clusters were performed at average arrival angle AOA1 and AOA2 to the first and second user. AOAは、ULAのブロードサイド方向に対して測定する。 AOA is measured against the broadside direction of the ULA. 2人又はそれよりも多くのユーザがシステム内にいる時、範囲[−φ m 、φ m ]内の等間隔平均AOAでユーザのクラスターを生成し、ここで、以下を定める。 When two or many users than is present in the system, the range [-φ m, φ m] generates a user cluster at equal intervals mean AOA in, here, defined below.

ここで、kは、ユーザ数であり、Δφは、ユーザの平均AOA間の分離角である。 Here, k is the number of users, [Delta] [phi is the separation angle between the user's average AOA. 角度範囲[−φ m 、φ m ]は、ULAのブロードサイド方向に対応して中心は0°の角度であることに注意されたい。 Angular range [-φ m, φ m], the center corresponds to the broadside direction of the ULA is noted that an angle of 0 °. これ以降、BD及びASel送信方式及び異なるユーザ数を用いて、ユーザ間のチャネル角度広がり(AS)及び分離角の関数としてのDIDOシステムのBER性能を考察する。 Thereafter, by using the BD and ASel transmission scheme and different number of users, consider the BER performance of DIDO system as a function of the channel angle spread (AS) and separation angle between users.

図33は、ASの異なる値による同じ角度に位置する2人のユーザに対するBER対ユーザ当たりの平均SNRを示す(すなわち、ULAのブロードサイド方向に対してAOA1=AOA2=0°)。 Figure 33 shows the average SNR per BER versus user for two users located in the same angle according to different values ​​of AS (i.e., AOA1 = AOA2 = 0 ° with respect to the broadside direction of the ULA). ASが増加する時にBER性能が改善し、i. BER performance is improved when AS is increased, i. i. i. d. d. の事例に近づくことを認めることができる。 It can be seen that close to the case. 実際には、ASが高いほど、2人のユーザの固有モード間の重複が統計学的に小さくなり、かつBDプリコーダの性能が改善する。 In fact, as the AS is high, the overlap between eigenmodes of two users statistically reduced, and the performance of the BD precoder is improved.

図34は、図33と類似の結果を示すが、ユーザ間の分離角は高くなっている。 Figure 34 shows the results similar to FIG. 33, the separation angle between users is high. AOA1=0°及びAOA2=90°(すなわち、90°分離角)を考える。 AOA1 = 0 ° and AOA2 = 90 ° (i.e., 90 ° separation angle) Consider the. 最良の性能は、ここで、ASが低い事例で達成される。 Best performance, wherein, AS is achieved at a lower case. 実際に、分離角が大きい事例に対しては、角度広がりが低い時の方がユーザ固有モード間の重複が小さい。 In fact, for the large cases it is separation angle, more of when the angle spread is low is small overlap between the user-specific mode. 興味深いことには、低いASでのBER性能は、上述で言及した同じ理由からi. Interestingly, BER performance at low AS is, i for the same reasons mentioned above. i. i. d. d. チャネルよりも良好なことを本発明者は認めている。 The present inventors have recognized that better than channel.

次に、異なる相関関係シナリオにおいて10 -2のターゲットBERに対してSNR閾値を計算する。 Next, calculate the SNR threshold for the target BER of 10-2 at different correlation scenarios. 図35は、ユーザの平均AOAの異なる値に関してASの関数としてSNR閾値をプロットしたものである。 Figure 35 is a plot of SNR threshold as a function of the AS with respect to different values ​​of the mean AOA user. ユーザの分離角が低い場合には、適切なSNR要件(すなわち、18dB)による確実な送信は、高いASを特徴とするチャネルに対してのみ可能である。 If the separation angle of the user is low, the appropriate SNR requirements (i.e., 18dB) reliable transmission by is only possible for the channel, wherein the high AS. 一方、ユーザが空間的に分離されている時の方が、同じターゲットBERを満たすのに必要とされるSNRは小さくて済む。 On the other hand, it is better when the user is spatially separated, SNR required to meet the same target BER is small.

図36は、5人のユーザの事例に対するSNR閾値を示している。 Figure 36 illustrates the SNR threshold for example of five users. ユーザの平均AOAは、分離角Δφの異なる値で(13)における定義に従って生成される。 Average AOA user is generated according to defined different values ​​of angular separation Δφ in (13). Δφ=0°及びAS<15°に対しては、BDは、ユーザ間で角分離が小さいために性能が悪く、ターゲットBERは満たされないことを本発明者は認めている。 [Delta] [phi = 0 For ° and AS <15 °, BD has poor performance because the angular separation is small among users, and the present inventors have found that the target BER is not satisfied. 増加するASに対しては、一定のターゲットBERを満たすSNR所要値は減少する。 For increasing AS, SNR required value that meet certain target BER is reduced. 一方、Δφ=30°に対しては、図35の結果と一致して、最小のSNR所要値は、低いASで得られる。 On the other hand, with respect to [Delta] [phi = 30 °, in agreement with the results of FIG. 35, the minimum SNR required value is obtained at a low AS. ASが増加する時に、SNR閾値は、i. When the AS is increased, SNR threshold, i. i. i. d. d. チャネルの1つに対して飽和する。 Saturated with respect to one of the channels. ユーザ5人でのΔφ=30°は、120°の扇形セルを有するセルラーシステムにおいて基地局に一般的である[−60°、60°]のAOA範囲に対応することに注意されたい。 [Delta] [phi = 30 ° in the user five is generally a base station in a cellular system having a fan-shaped cell of 120 ° [-60 °, 60 °] Note that correspond to AOA range.

次に、空間相関チャネルにおけるASel送信方式の性能を考える。 Next, consider the performance of ASel transmission scheme in spatially correlated channels. 図37では、例えば、2人のユーザの事例に対して1本及び2本の余分なアンテナによるBD及びASelのSNR閾値を比較する。 In Figure 37, for example, comparing the SNR threshold of the BD and ASel due to the extra antennas one and two relative cases of two users. ユーザ間の分離角の2つの異なる事例、すなわち、{AOA1=0°、AOA2=0°}及び{AOA1=0°、AOA2=90°}を考える。 Two different cases of angular separation between users, i.e., consider {AOA1 = 0 °, AOA2 = 0 °} and {AOA1 = 0 °, AOA2 = 90 °}. BD方式(すなわち、アンテナ選択なし)の曲線は、図35の場合と同じである。 BD format (i.e., no antenna selection) curves are the same as the case of FIG. 35. ASelにより高いASに対してそれぞれ1本及び2本の余分なアンテナで、8dB及び10dBのSNRの利得が得られることを本発明者は認めている。 With extra antennas one and two respectively high AS by ASEL, 8 dB and 10dB present inventors that the gain of the SNR is obtained for admits. ASが減少する時に、BDでのASelによる利得は、MIMO放送チャネルにおける自由度の数の減少のために小さくなる。 When AS is decreased, gain due ASel in BD is reduced due to the decrease in the number of degrees of freedom in the MIMO broadcast channel. 興味深いことには、AS=0°(すなわち、LOSチャネル近傍)及び事例{AOA1=0°、AOA2=90°}に対しては、ASelは、空間領域内のダイバーシチの欠如により利得をもたらさない。 Interestingly, AS = 0 ° (i.e., LOS channel near) and case {AOA1 = 0 °, AOA2 = 90 °} with respect to the ASEL does not result in a gain by a lack of diversity in the spatial domain. 図38は、図37と類似の結果を示すが、5人のユーザの事例に対するものである。 Figure 38 shows the results similar to FIG. 37, is for example of five users.

BD及びASelの送信方式の両方に対して、SNR閾値を計算する(システムにおいてユーザ数(M)の関数として10 -2の通常のターゲットBERを仮定して)。 For both transmission scheme of a BD and ASEL, calculates the SNR threshold (assuming normal target BER of 10 -2 as a function of number of users (M) in the system). SNR閾値は、総送信電力があらゆるMに対して一定であるように平均SNRに対応している。 SNR threshold, the total transmit power corresponds to the average SNR to be constant for any M. 方位角度範囲[−φ m 、φΔ m ]=[−60°、60°]内の各ユーザのクラスターの平均AOAの間の最大分離を仮定する。 Azimuth angle range [-φ m, φΔ m] = [- 60 °, 60 °] the maximum separation between the mean AOA of each user clusters in assumed. 次に、ユーザ間の分離角は、Δφ=120°/(M−1)である。 Next, the separation angle between users is Δφ = 120 ° / (M-1).

図39は、ASの異なる値によるBD方式に対するSNR閾値を示している。 Figure 39 illustrates the SNR threshold for BD system by different values ​​of AS. 最低SNR所要値は、ユーザ間の分離角が大きいために比較的少数のユーザ(すなわち、K<20)でのAS=0.1°(すなわち、低い角度広がり)に対して得られることを本発明者は認めている。 Minimum SNR required value is present can be obtained for relatively small number of users due to the large separation angle between users (i.e., K <20) AS = 0.1 ° in (i.e., low angle spread) inventor admits. しかし、M>50に対しては、SNR所要値は、40dBよりも遙かに大きく、その理由は、Δφが非常に小さく、かつBDは非実用的であるからである。 However, for M> 50, SNR required value is much larger than 40 dB, because, [Delta] [phi is very small, and BD is because it is impractical. 更に、AS>10°に対しては、SNR閾値は、あらゆるMに対して殆ど一定のままであり、空間相関チャネルにおけるDIDOシステムは、i. Furthermore, AS> For 10 °, SNR threshold is almost remains constant for any M, DIDO system in space correlation channel, i. i. i. d. d. チャネルの性能に接近する。 Close to the performance of the channel.

SNR閾値の値を低減してDIDOシステムの性能を改善するために、ASel送信方式を適用する。 To improve the performance of DIDO system by reducing the value of the SNR threshold, applying a ASel transmission scheme. 図40は、1本及び2本の余分なアンテナによるBD及びASelに対してAS=0.1°での空間相関チャネルにおけるSNR閾値を示している。 Figure 40 illustrates the SNR threshold in spatial correlation channel at AS = 0.1 ° relative to the BD and ASel due to the extra antennas one and two. 参考のために、図32に示すi. For reference, i shown in FIG. 32. i. i. d. d. 事例の曲線も本発明者は報告する。 Curve of the case but the present invention have to report. 低いユーザ数(すなわち、M<10)に対しては、アンテナ選択は、DIDO放送チャネルにおけるダイバーシチの欠如のために、SNR所要値を低減する一助とはならないことを認めることができる。 Low number of users (i.e., M <10) with respect to the antenna selection, because of the lack of diversity in the DIDO broadcast channel, it can be seen that not help to reduce the SNR required value. ユーザ数が増加する時に、ASelは、マルチユーザダイバーシチから恩典を受け、SNR利得が得られる(すなわち、M=20に対して4dB)。 When the number of users increases, ASEL receives benefit from multi-user diversity, SNR gain can be obtained (i.e., 4dB against M = 20). 更に、M≦20に対しては、高空間相関のチャネルにおける1本又は2本のアンテナによるASelの性能は、同じである。 Moreover, for the M ≦ 20, the performance of ASel by one or two antennas at the channel of a high spatial correlation are the same.

次に、更に2つのチャネルシナリオ、すなわち、図41のAS=5°及び図42のAS=10°に対してSNR閾値を計算する。 Then, two more channel scenario, i.e., to calculate the SNR threshold against AS = 10 ° of AS = 5 ° and 42 in FIG. 41. 図41は、ASelにより、図40とは対照的に角度広がりの増大のために比較的少数のユーザ(すなわち、M≦10)に対してもSNR利得が得られることを示している。 Figure 41 is a ASEL, shows a contrast relatively small number of users for increased angular spread (i.e., M ≦ 10) that SNR gain against is obtained as FIG. 40. AS=10°に対しては、SNR閾値は、図42で報告されているように更に低減し、ASelによる利得はより高くなる。 For AS = 10 °, SNR threshold is further reduced as reported in Figure 42, the gain by ASel is higher.

最後に、相関するチャネルに対してここまでに示した結果をまとめる。 Finally, it summarizes the results shown so far with respect to the channel to be correlated. 図43及び図44は、1本及び2本の余分なアンテナによるBD及びASelの方式に対してユーザ数(M)及び角度広がり(AS)の関数としてのSNR閾値を示している。 43 and 44 show the SNR threshold as a function of the number of users with respect to one and two extra antennas by BD and ASel method of (M) and angular spread (AS). AS=30°の事例は、実際にはi. AS = 30 ° of the case, in fact i. i. i. d. d. チャネルに対応しており、グラフ的表示に対してのみプロットにASこの値を使用した。 It corresponds to the channel, AS plot only for graphical display using this value. BDはチャネル空間相関の影響を受けるが、ASelにより、あらゆるASに対して殆ど同じ性能が得られることを本発明者は認めている。 BD is affected by the channel spatial correlation, but the ASEL, admits most inventors that the same performance can be obtained for every AS. 更に、AS=0.1°に対しては、ASelは、低いMの場合には、BDと同様の結果を発揮し、一方、大きなM(すなわち、M≧20)の場合は、マルチユーザダイバーシチのためにBDよりも性能が優れている。 Furthermore, with respect to the AS = 0.1 °, ASel in the case of low M exert similar results to BD, whereas, for large M (i.e., M ≧ 20), the multi-user diversity performance is better than BD for.

図49では、SNR閾値に関して異なるDIDO方式の性能を比較する。 In Figure 49, comparing the performance of different DIDO schemes with respect to SNR threshold. 考慮したDIDO方式は、固有モード選択(BD−ESeI)及び最大比率結合(MRC)を備えたBD、ASel、BDである。 DIDO scheme considered, BD having a specific mode selection (BD-ESeI) and maximum percentage binding (MRC), ASel, a BD. MRCでは送信機での干渉は事前相殺されないが(他の方法と異なり)、ユーザが空間的に分離されている場合は確かに利得増大が得られることに注意されたい。 Interference in MRC At transmitter is not pre-offset (unlike other methods), should the user is noted that indeed gain increase is obtained if they are spatially separated. 図49では、2人のユーザが送信アレイのブロードサイド方向からそれぞれ−30°及び30°に位置する時のDIDOのN×2システムのターゲットBER=10−2に対して一定SNR閾値をプロットしている。 In Figure 49, plots the predetermined SNR threshold with respect to N × 2 system of the target BER = 10-2 in DIDO when two users located -30 ° and 30 ° respectively from the broadside direction of the transmit array ing. 低いASに対して、MRC方式では、他の方式と比較して3dBの利得が得られることが認められるが、その理由は、ユーザの空間チャネルは、分離が十分であると共に、ユーザ間干渉の影響が低いからである。 For low AS, the MRC method, the 3dB gain compared to other methods is observed to be obtained, because, the spatial channels of the user, the separation is sufficient, the interference between users influence is because low. DIDOのNx2にわたるMRCの利得は、アレイ利得によるものであることに注意されたい。 Gain of MRC over Nx2 of DIDO It should be noted that due to array gain. 20°よりも大きなASに対しては、QR−ASel方式は、他のものより性能が優れており、この方式により、選択なしのBD2x2と比較して10dBの利得が得られる。 For large AS than 20 °, QR-ASel scheme has superior performance than others, by this method, the gain of 10dB is obtained in comparison with BD2x2 without selection. QR−ASel及びBD−ESeIにより、ASのあらゆる値に対して、同じ性能が得られる。 The QR-ASEL and BD-ESEI, for any value of the AS, the same performance can be obtained.

DIDOシステムのための新しい適応送信技術を以上説明した。 DIDO has been described a new adaptive transmission technology for the system. 本方法は、一定のターゲット誤り率に対してスループットを改善するために、異なるユーザに対してDIDO送信モードの間で動的に切り換えるものである。 The method, in order to improve the throughput for a given target error rate, in which dynamic switching between DIDO transmission modes for different users. 異次数DIDOシステムの性能が異なる伝播条件で測定され、スループットの顕著な利得は、伝播条件の関数としてDIDOモード及びユーザ数を動的に選択することによって達成することができることが認められた。 Performance of different orders DIDO system measured at different propagation conditions, significant gain in throughput was observed that could be achieved by dynamically selecting the DIDO mode and the number of users as a function of propagation conditions.

III. III. 周波数及び位相オフセットの事前補正 a. Pre-correction a frequency and phase offset. 背景 background
上述のように、無線通信システムは、搬送波を使用して情報を伝達する。 As described above, the wireless communication system, to transmit information using a carrier wave. これらの搬送波は、通常、送信すべき情報に応答して振幅変調及び/又は位相変調される正弦曲線である。 These carriers are usually sinusoidal amplitude-modulated and / or phase modulation in response to the information to be transmitted. 正弦曲線の公称周波数は、搬送周波数として公知である。 The nominal frequency of the sine curve is known as the carrier frequency. この波形を作成ために、送信機は、1つ又はそれよりも多くの正弦曲線を合成して、所定の搬送周波数で正弦曲線に乗る変調信号を作成するようにアップコンバートを提供する。 To create this waveform, the transmitter combines the one or more sinusoidal than it provides upconversion to create a modulated signal to ride sinusoid at a predetermined carrier frequency. これは、信号が搬送波上で又は複数のアップコンバート段階を通じて直接的に変調される直接的変換を通じて行うことができる。 This can be done through a direct conversion is directly modulated through the on signal is a carrier wave or a plurality of up-conversion stage. この波形を処理するために、受信機は、受信RF信号を復調して実質的に変調搬送波を相殺すべきである。 To handle this waveform, the receiver should offset the substantially modulated carrier wave to demodulate the received RF signal. これには、受信機が、1つ又はそれよりも多くの正弦波信号を合成して、ダウンコンバートとして知られる送信機での変調方式の逆を行うことが必要である。 This includes receiver combines the one or more sinusoidal signals than is necessary to perform the inverse of the modulation scheme at the transmitter, known as a down-conversion. 残念ながら、送信機及び受信機で生成される正弦波信号は、異なる基準発振器から導出される。 Unfortunately, the sinusoidal signal generated by the transmitter and the receiver are derived from different reference oscillator. 完全な周波数基準を作り出す基準発振器はなく、実際には、常に真の周波数からの何らかの偏差がある。 No reference oscillator to produce the full frequency reference, in fact, there is always some deviation from the true frequency.

無線通信システムにおいては、送信機及び受信機での基準発振器の出力の違いにより、受信機において、搬送周波数オフセット、又は単に周波数オフセットとして公知である現象が発生する。 In wireless communication systems, the difference in the output of the reference oscillator in the transmitter and receiver, the receiver, the carrier frequency offset, or simply phenomenon is known as a frequency offset occurs. 本質的に何らかの残留変調(送受信搬送波の違いに対応)が受信信号にあり、この残留変調は、ダウンコンバート後に発生する。 There essentially any residual modulation (corresponding to the difference between transmission and reception carrier wave) received signal, the residual modulation is generated after down-conversion. それによって受信信号の歪みが発生し、したがって、ビット誤り率が高くなると共にスループットが低くなる。 Whereby the distortion of the received signal is generated, therefore, the throughput decreases with the bit error rate increases.

搬送周波数オフセットを処理する異なる方法がある。 There are different ways to handle the carrier frequency offset. 殆どの手法では、受信機で搬送周波数オフセットを推定し、次に、搬送周波数オフセット補正アルゴリズムを適用する。 In most techniques, it estimates the carrier frequency offset in the receiver, then applies the carrier frequency offset correction algorithm. 搬送周波数オフセット推定アルゴリズムは、オフセットQAM(T.Fusco及びM.Tanda共著「OFDM/OQAMシステムのための不感周波数オフセット推定」、信号処理に関するIEEE会報[音響、音声、及び信号処理に関するIEEE会報も参照されたい]、第55巻、1828〜1838頁、2007年)、周期的性質(E.Serpedin、A.Chevreuil、G.B.Giannakis、及びP.Loubaton共著「周期的な変調プリコーダを用いた不感チャネル及び搬送周波数オフセット推定」、信号処理に関するIEEE会報[音響、音声、及び信号処理に関するIEEE会報も参照されたい]、第48巻、第8号、2389〜2405頁、2000年8月)、又は直交周波数分割多重(OFD Carrier frequency offset estimation algorithm, "dead frequency offset estimation for OFDM / OQAM system" offset QAM (T.Fusco and M.Tanda co, IEEE Transactions [sound to signal processing, voice, and also IEEE Transactions on Signal Processing reference is desired, Vol. 55, pp. 1828-1838, 2007), periodic nature (E.Serpedin, A.Chevreuil, insensitive using G.B.Giannakis, and P.Loubaton co "periodic modulation precoder channel and carrier frequency offset estimation ", IEEE Transactions on signal processing [sound, like IEEE Trans also references to speech and signal processing, Vol. 48, No. 8, pp. 2389-2405, August 2000), or orthogonal frequency division multiplexing (OFD )構造手法における循環プレフィックス(J.J.van de Beek、M.Sandell、及びP.O.Borjesson共著「OFDMシステムにおいて時間及び周波数オフセットのML推定」、信号処理に関するIEEE会報[音響、音声、及び信号処理に関するIEEE会報も参照されたい]、第45巻、第7号、1800〜1805頁、1997年7月、U.Tureli、H.Liu、及びM.D.Zoltowski共著「OFDM不感搬送波オフセット推定:ESPRIT」、通信に関するIEEE会報、第48巻、第9号、1459〜1461頁、2000年9月、M.Luise、M.Marselli、及びR.Reggiannini共著「周波数選択性無線チャネル上のOFDM信号のための低複雑性不感 ) Cyclic prefix in STRUCTURE (J.J.van de Beek, M.Sandell, and "ML estimation of time and frequency offset in OFDM systems" P.O.Borjesson co, IEEE Trans [sound to signal processing, voice, and want IEEE Trans see also relates to a signal processing, Vol. 45, No. 7, pp. 1800-1805, July 1997, U.Tureli, H.Liu, and M.D.Zoltowski co "OFDM dead carrier offset estimation : ESPRIT ", IEEE Transactions on communication, Vol. 48, No. 9, pp. 1459-1461, September 2000, M.Luise, M.Marselli, and R.Reggiannini co" OFDM signal on the frequency-selective radio channel low-complexity dead for 搬送周波数回復」、通信に関するIEEE会報第50巻、第7号、1182〜1188頁、2002年7月)を用いて不感とすることができる。 Carrier frequency recovery ", IEEE Trans. Vol. 50 related to communication, No. 7, pp. 1182-1188, can be insensitive with July 2002).

代替的に、反復データシンボル(P.H.Moose著「直交周波数分割多重周波数オフセット補正方法」、通信に関するIEEE会報第42巻、第10号、2908〜2914頁、1994年10月)、2つの異なるシンボル(T.M.Schmidl及びD.C.Cox共著「OFDMのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するIEEE会報第45巻、第12号、1613〜1621頁、1997年12月)、又は定期的に挿入された既知のシンボルシーケンス(M.Luise、M.Marselli、及びR.Reggiannini共著「OFDMシステムのための搬送周波数取得及び追跡」、通信に関するIEEE会報第44巻、第11号、1590〜1598頁、1996年11月)を含む特別なトレーニング Alternatively, repeated data symbols (P.H.Moose Author "orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction method", IEEE Trans. Vol. 42 related to communication, No. 10, pp. 2908-2914, October 1994), the two different symbols (T.M.Schmidl and D.C.Cox co "robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Vol. 45 related to communication, No. 12, pp. 1613 to 1621, December 1997), or periodically inserted known symbol sequence (M.Luise, M.Marselli, and "carrier frequency acquisition and tracking for OFDM systems" R.Reggiannini co, IEEE Proceedings Vol. 44 related to communication, No. 11, 1590-1598 pages, special training, including a November 1996) 号を利用することができる。 It is possible to use the issue. 補正は、アナログ又はデジタルで行うことができる。 Correction may be performed in an analog or digital. 受信機は、搬送周波数オフセット推定を使用して送信信号を事前補正し、オフセットを排除することができる。 Receiver may transmit signal pre corrected using a carrier frequency offset estimate, to eliminate offset. 搬送周波数オフセット補正は、周波数オフセットに対する感度のために多搬送波及びOFDMシステムに対して広範囲に考慮されている(J.J.van de Beek、M.Sandell、及びP.O.Borjesson共著「OFDMシステムにおいて時間及び周波数オフセットのML推定」、信号処理に関するIEEE会報[音響、音声、及び信号処理に関するIEEE会報も参照されたい]、第45巻、第7号、1800〜1805頁、1997年7月、U.Tureli、H.Liu、及びM.D.Zoltowski共著「OFDM不感搬送波オフセット推定:ESPRIT」、通信に関するIEEE会報第48巻、第9号、1459〜1461頁、2000年9月、T.M.Schmidl及びD.C.Cox共著「OF Carrier frequency offset correction is considered extensively against multi-carrier and OFDM systems for sensitivity to frequency offset (J.J.van de Beek, M.Sandell, and P.O.Borjesson co "OFDM System in ML estimation "of the time and frequency offsets, IEEE Transactions on signal processing [acoustic, speech, and would like IEEE Trans see also relates to a signal processing, Vol. 45, No. 7, pp. 1800 to 1805, July 1997, U.Tureli, H.Liu, and M.D.Zoltowski co-authored "OFDM dead carrier offset estimation: ESPRIT", IEEE Trans. Vol. 48 related to communication, No. 9 pages 1459-1461, September 2000, T.M .Schmidl and D.C.Cox co-authored "OF Mのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するIEEE会報第45巻、第12号、1613〜1621頁、1997年12月、M.Luise、M.Marselli、及びR.Reggiannini共著「周波数選択性無線チャネル上のOFDM信号のための低複雑性不感搬送周波数回復」、通信に関するIEEE会報第50巻、第7号、1182〜1188頁、2002年7月)。 Robust frequency and timing synchronization ", IEEE Trans. Vol. 45 related to communication for the M, No. 12, pp. 1613-1621, December 1997, M.Luise, M.Marselli, and R.Reggiannini co-authored" frequency-selective low complexity blind carrier frequency recovery ", IEEE Trans. Vol. 50 related to communication for the OFDM signal on the radio channel, No. 7, pp. 1182-1188, July 2002).

周波数オフセット推定及び補正は、多重アンテナ通信システム又はより一般的にはMIMO(多重入力多重出力)システムに対しては重要な問題である。 Frequency offset estimation and correction is an important issue for multi-antenna communication system or more generally MIMO (Multiple Input Multiple Output) system. 送信アンテナが1つの周波数基準に固定され、受信機が別の周波数基準に固定されるMIMOシステムにおいては、単一のオフセットが送信機と受信機の間にある。 Transmitting antenna is fixed to one frequency reference, in the MIMO system receiver is fixed to another frequency reference, a single offset is between the transmitter and the receiver. トレーニング信号(K.Lee及びJ.Chun共著「直交トレーニングシーケンスを用いたMIMO及びOFDMシステムのための周波数オフセット推定」、「Veh.Technol.」に関するIEEE会報、第56巻、第1号、146〜156頁、2007年1月、M.Ghogho及びA.Swami共著「MIMOシステム内多経路チャネル及び周波数オフセット推定のためのトレーニング設計」、信号処理に関するIEEE会報[音響、音声、及び信号処理に関するIEEE会報も参照されたい]、第54巻、第10号、3957〜3965頁、2005年10月)、及び通信における適応追跡(C.Oberli及びB.Daneshrad共著「MIMOOFDMのための最大尤度追跡アルゴリズム」、2004年IEE "Frequency offset estimation for MIMO and OFDM system using orthogonal training sequence" training signals (K.Lee and J.Chun co "Veh.Technol." For IEEE Trans, Vol. 56, No. 1, 146~ 156 pp., January, IEEE Transactions on "training design for MIMO systems in multi-path channel and frequency offset estimation", IEEE Trans [sound to signal processing, speech, and signal processing M.Ghogho and A.Swami co 2007 see also, Vol 54, No. 10, pp. 3,957 to 3,965, 10 may 2005), and "maximum likelihood tracking algorithm for MIMOOFDM" adaptive tracking in a communication (C.Oberli and B.Daneshrad co , 2004 IEE 国際会議、第4巻、2004年6月4日〜24日、2468〜2472頁)を使用して、いくつかのアルゴリズムがこの問題に対処するために提案されている。 International Conference, Vol. 4, June 4 to 24, 2004, using the pages 2468-2472), some of the algorithms have been proposed in order to deal with this problem. 送信アンテナは同じ周波数基準に固定されないが、受信アンテナがまとめて固定されるMIMOシステム内では、より厳しい問題が発生する。 Transmitting antenna is not fixed to the same frequency reference, within the MIMO system receiver antennas are fixed together, more severe problems. これは、空間分割多重アクセス(SDMA)システムのアップリンク内で事実上起こるものであり、SDMAは、異なるユーザが異なる送信アンテナに対応するMIMOシステムと見ることができる。 This is what happens virtually in uplink spatial division multiple access (SDMA) systems, SDMA can be viewed as a MIMO system different users correspond to different transmit antennas. この場合、周波数オフセットの補正は、遥かに複雑になっている。 In this case, the correction of the frequency offset, have become much more complicated. 具体的には、周波数オフセットにより、異なる送信されたMIMOストリーム間に干渉が発生する。 Specifically, the frequency offset, interference occurs between MIMO streams different transmission. この干渉は、複雑な共同推定及び等化アルゴリズム(A.Kannan、T.P.Krauss、及びM.D.Zoltowski共著「不完全タイミング及び搬送波同期下での同一チャネル信号の分離」、「Veh.Technol.」に関するIEEE会報、第50巻、第1号、79〜96頁、2001年1月)、及び等化後の周波数オフセット推定(T.Tang及びR.W.Heath共著「MIMO−OFDMシステム[移動無線]のための共同周波数オフセット推定及び干渉相殺」、2004年、VTC2004年秋、2004年IEEE60回車両技術会議、第3巻、1553〜1557頁、2004年9月26〜29日、X.Dai著「連続的なパイロットを使用したOFDM/SDMAシステムのための搬送周波数オフセ This interference, complex joint estimation and equalization algorithm (A.Kannan, T.P.Krauss, and "separation of co-channel signals under incomplete timing and carrier synchronization" M.D.Zoltowski co "Veh. Technol. IEEE Transactions on ", Vol. 50, No. 1, 79-96 pp, January 2001), and the frequency offset estimation after equalization (T.Tang and R.W.Heath co" MIMO-OFDM system co-frequency offset estimation and interference cancellation for the [mobile radio] ", 2004, VTC2004_nen'aki, IEEE60 times 2004 vehicle technology conference, Vol. 3, pp. 1553-1557, September 26-29, 2004, X. carrier frequency offsets for OFDM / SDMA system using Dai al "continuous pilot ト推定」、通信に関するIEEE講演論文集、第152巻、624〜632頁、2005年10月7日)を使用して補正することができる。 Theft estimation ", IEEE Proceedings relating to communication, Vol. 152, pp. 624-632, can be corrected by using the October 7, 2005). ある研究では、残留位相オフセット及び追跡誤差の連の問題を処理しており、残留位相オフセットが推定され、周波数オフセット推定後に補正されるが、この研究で考慮しているのは、SDMA−OFDMAシステムのアップリンク(L.Haring、S.Bieder、及びA.Czylwik共著「マルチユーザOFDMシステムにおいて残留搬送波及びサンプリング周波数同期」、2006年VTC、2006年春、IEEE第63回車両技術会議、第4巻、1937〜1941頁、2006年)のみである。 One study has processed the communication problem of the residual phase offset and tracking errors, the estimated residual phase offset, but is corrected after frequency offset estimation, is it considered in this study, SDMA-OFDMA system uplink (L.Haring, S.Bieder, and A.Czylwik "residual carrier and sampling frequency synchronization in multiuser OFDM systems" co, 2006 VTC 2006 spring, IEEE 63rd vehicle technology conference, Volume 4, 1937-1941 pp., is only 2006 years). MIMOシステムにおいて最も厳しい事例は、全ての送受信アンテナが異なる周波数基準を有する時に発生する。 The most severe cases in MIMO systems, occurs when all of the transmitting and receiving antennas have different frequency reference. この主題に対する唯一の利用可能な研究は、平坦フェーディングチャネルにおける推定誤差の漸近的解析を取り扱っているだけである(O.Besson及びP.Stoica共著「周波数オフセットを備えたMIMO平坦フェーディングチャネルのパラメータ推定に関して」、信号処理に関するIEEE会報[音響、音声、及び信号処理に関するIEEE会報も参照されたい]、第51巻、第3号、602〜613頁、2003年3月)。 The only available studies on this subject, only deals with the asymptotic analysis of estimation error in the flat fading channel (the MIMO flat fading channel with O.Besson and P.Stoica co "Frequency Offset parameters estimated for "[see also IEEE Transactions on acoustic, speech, and signal processing] IEEE Transactions on signal processing, Vol. 51, No. 3, pp. 602-613, March 2003).

顕著な調査が行われていない事例が、MIMOシステムの異なる送信アンテナの周波数基準が同じではなく受信アンテナが独立して信号を処理する時に発生する。 Cases significant investigation has not been carried out, it occurs when the frequency reference of the different transmit antennas MIMO system handles the receiving antenna is independently signal without the same. これは、分散入力分散出力(DIDO)通信システムとして公知であるもの(文献ではMIMO放送チャネルとも呼ばれる)において起こる。 This occurs in a distributed input distributed output (DIDO) what is known as a communication system (also referred to as MIMO broadcast channel in the literature). DIDOシステムは、従来のSISOシステムと同じ無線リソース(すなわち、同じスロット持続時間及び周波数帯域)を利用しながら、ダウンリンクスループットを改善するために複数ユーザに並列データストリーム(プリコーディングを通じて)を送信する分散アンテナを有する1つのアクセスポイントから成る。 DIDO system, the same radio resources as the conventional SISO system (i.e., the same slot duration and frequency band) while using, transmits the parallel data stream (through precoding) to multiple users in order to improve the downlink throughput consisting of a single access point with a distributed antenna. DIDOシステムの詳細説明は、2004年7月のS. Detailed description of DIDO system, S. of July 2004 G. G. Perlman及びT. Perlman and T. Cotterによる「分散入力分散出力無線通信システム及び方法」という名称の米国特許出願第20060023803号に示されている。 It is shown in U.S. Patent Application No. 20060023803, entitled "Distributed Input distributed output wireless communication system and method" by Cotter. DIDOプリコーダを実施する多くの方法がある。 There are many ways to implement the DIDO precoder. 1つの解決法は、例えば、Q. One solution is, for example, Q. H. H. Spencer、A. Spencer, A. L. L. Swindlehurst、及びM. Swindlehurst, and M. Haardt共著「マルチユーザMIMOチャネルにおけるダウンリンク空間多重化のゼロ強制方法」、信号処理に関するIEEE会報、第52巻、461〜471頁、2004年2月、K. Haardt co "Multiuser MIMO zero forcing method of the downlink spatial multiplexing in a channel", IEEE Transactions on Signal Processing, Vol. 52, pp. 461-471, February 2004, K. K. K. Wong、R. Wong, R. D. D. Murch、及びK. Murch, and K. B. B. Letaief共著「マルチユーザMIMOアンテナシステムのための共同チャネル対角化」、無線通信に関するIEEE会報、第2巻、773〜786頁、2003年7月、L. Letaief co-authored "co-channel diagonalization for a multi-user MIMO antenna system", IEEE Transactions on wireless communication, Vol. 2, pp. 773-786, July 2003, L. U. U. Choi及びR. Choi and R. D. D. Murch共著「分解手法を使用したマルチユーザMIMOシステムのための送信前処理法」、無線通信に関するIEEE会報、第3巻、20〜24頁、2004年1月、Z. Murch co-authored "pre-transmission processing method for the multi-user MIMO system using the decomposition technique", IEEE Transactions on wireless communication, Vol. 3, 20 to 24 pages, January 2004, Z. Shen、J. Shen, J. G. G. Andrews、R. Andrews, R. W. W. Heath、及びB. Heath, and B. L. L. Evans共著「ブロック対角化が行われるマルチユーザMIMOシステムのための低複雑性ユーザ選択アルゴリズム」、信号処理に関するIEEE会報、2005年9月の公開に向けて受諾、Z. Evans co "low complexity user selection algorithms for multi-user MIMO system block diagonalization is performed", IEEE Transactions on signal processing, acceptance toward published in September 2005, Z. Shen、R. Shen, R. Chen、J. Chen, J. G. G. Andrews、R. Andrews, R. W. W. Heath、及びB. Heath, and B. L. L. Evans共著「ブロック対角化を備えたマルチユーザMIMO放送チャネルの合計機能」、2005年10月に無線通信に関するIEEE会報に提出、R. Evans, "Sum function of multi-user MIMO broadcast channels with block diagonalization" co-authored, submitted to IEEE Transactions on wireless communication in October 2005, R. Chen、R. Chen, R. W. W. Heath、及びJ. Heath, and J. G. G. Andrews共著「線形受信機を有する単体プリコーディングマルチユーザ空間多重化システムの送信選択ダイバーシチ」、2005年に信号処理に関するIEEE会報に対して受諾されたものに説明されているブロック対角化(BD)である。 Andrews co "transmission selective diversity unitary precoding multi-user spatial multiplexing system with a linear receiver", block diagonalization that are described in those hire for IEEE Transactions on Signal Processing in 2005 (BD) it is.

DIDOシステムにおいては、送信プリコーディングは、異なるユーザに対して意図されたデータストリームを分離するのに使用される。 In DIDO systems, transmission precoding is used to separate the intended data streams for different users. 搬送周波数オフセットにより、送信アンテナ無線周波数チェーンが同じ周波数基準を共有しない時にシステム実行に関連するいくつかの問題が発生する。 The carrier frequency offset, some of the problems associated with the system execution occurs when transmitting antenna radio frequency chains do not share the same frequency reference. これが発生した時、各アンテナは、事実上、若干異なる搬送周波数で送信する。 When this occurs, the antenna is virtually transmit at slightly different carrier frequencies. それによってDIDOプリコーダの整合性を破壊され、したがって、各ユーザは、特別な干渉を受ける。 Thereby destroyed the integrity of the DIDO precoder, therefore, each user receives a special interference. この問題のいくつかの解決法を以下で提案する。 Some of the solution to this problem is proposed in the following. 解決法の一実施形態では、DIDO送信アンテナは、有線ネットワーク、光ネットワーク、又は無線ネットワーク上で周波数基準を共有する。 In one embodiment of the solution, DIDO transmit antennas, a wired network, sharing the frequency reference in the optical network, or over a wireless network. 解決法の別の実施形態では、1人又はそれよりも多くのユーザは、周波数オフセット差(アンテナ対間のオフセットの相対的な差)を推定して送信機にこの情報を送る。 In another embodiment of the solution, the one or more users than it sends this information to the transmitter by estimating the frequency offset difference (relative difference of the offset of the antenna pairs). 送信機は、次に、周波数オフセットを事前補正して、DIDOのためにトレーニング及びプリコーダ推定位相を続行する。 The transmitter then the frequency offset by precorrection, to continue the training and precoder estimated phase for DIDO. この実施形態に関しては、フィードバックチャネル内に遅延がある時に問題がある。 For this embodiment, there is a problem when there is a delay in the feedback channel. その理由は、その後のチャネル推定において、説明されていない補正方法により発生する残留位相誤差がある場合があるということである。 This is because, in the subsequent channel estimation is that there may be residual phase error generated by the correction method is not described. この問題を解決するために、1つの付加的な実施形態では、遅延を推定することによってこの問題を是正することができる新しい周波数オフセット及び位相推定器を使用する。 To solve this problem, one In an additional embodiment, using a new frequency offset and the phase estimator can be corrected this problem by estimating the delays. シミュレーション及びDIDO−OFDMプロトタイプで行った実際的な測定値に基づいて結果を示す。 It shows the results based on practical measurements conducted in simulated and DIDO-OFDM prototype.

本明細書で提案する周波数オフセット及び位相オフセット補正方法は、受信機でのノイズによる推定誤差の影響を受けやすい場合がある。 Frequency offset and phase offset correction method proposed herein may be susceptible to estimation errors due to noise at the receiver. したがって、1つの付加的な実施形態では、低SNR状態下でも堅牢である時間及び周波数オフセット推定方法を提案する。 Thus, in one additional embodiment proposes a time which is robust even under low SNR conditions and frequency offset estimation method.

時間及び周波数オフセット推定を行う異なる手法が存在する。 Different approaches exist performing time and frequency offset estimation. 同期誤差の影響を受けやすいために、これらの手法の多くは、特にOFDM波形に対して提案されたものである。 To susceptible to synchronization errors, many of these techniques, those which are particularly proposed for OFDM waveforms.

そのアルゴリズムは、典型的にOFDM波形の構造を利用せず、したがって、単一の搬送波波形及び多搬送波波形の両方に十分に一般的である。 The algorithm typically does not utilize the structure of an OFDM waveform, hence, it is general enough to both single carrier waveform and multi-carrier waveform. 以下で説明するアルゴリズムは、公知の基準シンボル、例えば、トレーニングデータを使用して同期を助ける部類の技術の1つである。 Algorithm described below, known reference symbols, for example, one class of techniques to help synchronize using training data. これらの方法の殆どは、Mooseの周波数オフセット推定器の拡張(P.H.Moose著「直交周波数分割多重周波数オフセット補正方法」、通信に関するIEEE会報第42巻、第10号、2908〜2914頁、1994年10月を参照されたい)である。 Most of these methods, extension of the frequency offset estimator of Moose (P.H.Moose Author "orthogonal frequency division multiplexing frequency offset correction method", IEEE Trans. Vol. 42 related to communication, No. 10, pp. 2908-2914, it is the see) in October 1994. Mooseは、2つの反復トレーニング信号を使用することを提案し、両方の受信信号間で位相差を使用して周波数オフセットを導出した。 Moose proposes to use two repetitive training signals to derive the frequency offset using a phase difference between both received signals. Mooseの方法で補正することができるのは、分別周波数オフセットだけである。 Can be corrected by Moose method is only fractional frequency offset. Moose方法の拡張は、Schmidl及びCoxにより提案されている(T.M.Schmidl及びD.C.Cox共著「OFDMのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するIEEE会報第45巻、第12号、1613〜1621頁、1997年12月)。 Expansion of Moose method, proposed by Schmidl and Cox (T.M.Schmidl and D.C.Cox co "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Vol. 45, No. 12 relates to a communication , pp. 1613-1621, December 1997). 彼らの重要な革新点は、付加的な差分符号化トレーニングシンボルと共に、1つの周期的なOFDMシンボルを使用することであった。 Their important innovation point, together with additional differential coding training symbols, was to use a single periodic OFDM symbols. 第2のシンボル内の差分符号化により、整数オフセット補正が可能である。 The differential encoding in the second symbol, are possible integer offset correction. Coulsonは、T. Coulson is, T. M. M. Schmidl及びD. Schmidl and D. C. C. Cox共著「OFDMのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するIEEE会報第45巻、第12号、1613〜1621頁、1997年12月に説明されているような同様の構成を考慮し、A. Cox co "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Vol. 45 related to communication, No. 12, pp. 1613-1621, consider the same configuration as described in December 1997, A . J. J. Coulson著「パイロットシンボルを用いたOFDMの最大尤度同期:解析」、通信の選択分野に関するIEEE雑誌、第19巻、第12号、2495〜2503頁、2001年12月、A. Coulson et al., "Maximum likelihood of OFDM using a pilot symbol synchronization: Analysis", IEEE Journal on selected areas of communication, Vol. 19, No. 12, pp. 2495-2503, December 2001, A. J. J. Coulson著「パイロットシンボルを用いたOFDMの最大尤度同期:アルゴリズム」、通信の選択分野に関するIEEE雑誌、第19巻、第12号、2486〜2494頁、2001年12月に説明されているようなアルゴリズム及び解析を詳細に説明した。 Coulson et al., "Maximum likelihood of OFDM using a pilot symbol synchronization: algorithm", IEEE Journal, Vol. 19 for the selected field of communication, No. 12, pp. 2486-2494, such as described in December 2001 It described the algorithm and analyzed in detail. 1つの大きな違いは、Coulsonが良好な相関性能が得られるように反復最大長シーケンスを用いたという点であり、また、時間領域及び周波数領域内の一定のエンベロープ特性の理由でチャープ信号を使用することを示唆している。 One significant difference is, Coulson a point that is using an iterative maximum-length sequence as good correlation performance is obtained, also uses chirp signals because of a constant envelope characteristic of the time domain and frequency domain suggesting that. Coulsonは、いくつかの実際的な細部を考慮しているが整数推定を含めていない。 Coulson, although taking into account some of the practical details not included in the integer estimation. 複数の反復トレーニング信号は、H. Multiple iterations training signal, H. Minn、V. Minn, V. K. K. Bhargava、及びK. Bhargava, and K. B、Letaief共著「OFDMシステムの堅牢なタイミング及び周波数同期」、無線通信に関するIEEE会報、第2巻、第4号、822〜839頁、2003年7月においてMinn他により考慮されたが、トレーニングの構造は、最適化されなかった。 B, Letaief "Robust Timing and frequency synchronization of OFDM systems" co, IEEE Trans, Vol. 2 relates to a wireless communication, No. 4, 822-839 pages, it has been considered by Minn other in July 2003, Training the structure was not optimized. Shi及びSerpedinは、トレーニング構造がフレーム同期の観点から何らかの最適性を有することを示している(K.Shi及びE.Serpedin共著「OFDMシステムの粗フレーム及び搬送波同期:新しい測定基準及び比較」、無線通信に関するIEEE会報、第3巻、第4号、1271〜1284頁、2004年7月)。 Shi and Serpedin the training structure is shown to have some optimality in terms of frame synchronization (K.Shi and E.Serpedin co "coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: new metric and compare", radio IEEE Transactions on communications, Vol. 3, No. 4, pp. 1271-1284, July 2004). 本発明の一実施形態では、Shi及びSerpedinの手法を用いてフレーム同期及び分別周波数オフセット推定を提供する。 In one embodiment of the present invention to provide a frame synchronization and fractional frequency offset estimation using a technique Shi and Serpedin.

文献にある多くの手法は、フレーム同期及び分別周波数オフセット推定が中心である。 Many techniques in the literature, the frame synchronization and fractional frequency offset estimation is centered. 整数オフセット補正は、T. Integer offset correction, T. M. M. Schmidl及びD. Schmidl and D. C. C. Cox共著「OFDMのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するIEEE会報第45巻、第12号、1613〜1621頁、1997年12月の場合のように、付加的なトレーニングシンボルを使用して解決される。 Cox co "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans. Vol. 45 related to communication, No. 12, pp. 1613-1621, as in December 1997, using the additional training symbols It is solved. 例えば、Morrelli他は、M. For example, Morrelli others, M. Morelli、A. Morelli, A. N. N. D. D. Andrea、及びU. Andrea, and U. Mengali共著「OFDMシステムにおける周波数のあいまいさの解決」、IEEE通信レター、第4巻、第4号、134〜136、2000年4月において、T. Mengali co-authored "resolution of ambiguity of frequency in OFDM Systems", IEEE communication Letter, Vol. 4, No. 4, 134-136, in April 2000, T. M. M. Schmidl及びD. Schmidl and D. C. C. Cox共著「OFDMのための堅牢周波数及びタイミング同期」、通信に関するIEEE会報、第45巻、第12号、1613〜1621頁、1997年12月の改良型バージョンを導出した。 Cox co "Robust frequency and timing synchronization for OFDM", IEEE Trans., Vol. 45 related to communication, No. 12, pp. 1613 to 1621, to derive the improved version in December 1997. 異なるプリアンブル構造を用いた代替手法は、Morelli及びMengaliにより提案されている(M.Morelli及びU.Mengali共著「OFDM用途のための改良型周波数オフセット推定器」、IEEE通信レター、第3巻、第3号、75〜77、1999年3月)。 Alternative methods using different preamble structure, "improved frequency offset estimator for OFDM applications," Morelli and proposed by Mengali (M.Morelli and U.Mengali co, IEEE Communication Letters, Vol. 3, No. No. 3, 75-77, March 1999). この手法では、M個の繰り返される同一トレーニングシンボル間の相関を使用して分別周波数オフセット推定器の範囲をM倍する。 In this approach, to M times the range of the fractional frequency offset estimator using the correlation between the same training symbols repeated the M pieces. これは、最良線形非バイアス推定器であり、大きなオフセット(適切な設計で)を容認するものであるが、良好なタイミング同期を行うものではない。 This is a best linear non bias estimator, but is intended to tolerate large offset (with appropriate design), does not provide good timing synchronization.

システムの説明 System Description
本発明の一実施形態は、チャネル状態情報に基づくプリコーディングを用いてDIDOシステムにおいて周波数オフセット及び位相オフセットを相殺する。 One embodiment of the present invention, offsets the frequency offset and phase offset in DIDO system using precoding based on the channel state information. この実施形態の説明に対しては、図11及び以前の関連の説明を参照されたい。 For explanation of this embodiment, reference is made to the relevant description 11 and older.

本発明の一実施形態では、各ユーザは、周波数オフセット推定器/補正器を装備した受信機を使用する。 In one embodiment of the present invention, each user uses a receiver equipped with a frequency offset estimator / compensator. 図45に示すように、本発明の一実施形態では、受信機を含むシステムは、複数のRF送信機ユニット4508、対応する複数のA/Dユニット4510、周波数オフセット推定器/補正器4512を装備した受信機、及びDIDOフィードバック発生器ユニット4506を含む。 As shown in FIG. 45, in one embodiment of the present invention, a system including a receiver equipped plurality of RF transmitter units 4508, a corresponding plurality of A / D unit 4510, a frequency offset estimator / compensator 4512 the receiver, and a DIDO feedback generator unit 4506.

RFユニット4508は、DIDO送信機ユニットから送信された信号を受信し、ベースバンドに信号をダウンコンバートしてA/Dユニット4510にダウンコンバートされた信号を供給する。 RF unit 4508 receives a signal transmitted from DIDO transmitter unit supplies the down-converted signal to the A / D unit 4510 down-converts the signal to baseband. A/Dユニット4510は、次に、アナログからデジタルに信号を変換して周波数オフセット推定器/補正器ユニット4512に送る。 A / D unit 4510 then sends to the frequency offset estimator / compensator unit 4512 converts the signal from analog to digital. 周波数オフセット推定器/補正器ユニット4512は、本明細書で説明するように周波数オフセットを推定及び補正し、次に、OFDMユニット4513に補正信号を送る。 Frequency offset estimator / compensator unit 4512, a frequency offset as described herein and estimation and correction, then sends a correction signal to the OFDM unit 4513. OFDMユニット4513は、循環プレフィックスを除去し、高速フーリエ変換(FFT)を操作して周波数領域に信号を伝える。 OFDM unit 4513, a cyclic prefix removal, transmit signals to the frequency domain by operating Fast Fourier Transform (FFT). トレーニング期間中に、OFDMユニット4513は、周波数領域内でチャネル推定値を計算するチャネル推定器4504に出力を送る。 During the training period, OFDM unit 4513 sends an output to a channel estimator 4504 for calculating a channel estimate in the frequency domain. 代替的に、チャネル推定値は、時間領域において計算することができる。 Alternatively, the channel estimate may be calculated in the time domain. データ期間中に、OFDMユニット4513は、データ2014を得るために信号を復調/復号する受信機ユニット2002に出力を送る。 During the data period, OFDM unit 4513 sends an output signal to obtain data 2014 to a receiver unit 2002 for demodulating / decoding. チャネル推定器4504は、図に示すように、チャネル推定値を量子化してフィードバック制御チャネルを通じて送信機に送ることができるDIDOフィードバック発生器ユニット4506にチャネル推定値を送る。 Channel estimator 4504, as shown in the figure, DIDO feedback generator unit 4506 can be sent to the transmitter through feedback control channel and quantizing the channel estimates and sends the channel estimation value.

DIDO2x2シナリオのためのアルゴリズムの一実施形態の説明 DIDO2x2 description of one embodiment of an algorithm for Scenario
DIDOシステムにおいて周波数/位相オフセット補正のためのアルゴリズムの実施形態に対して以下で説明する。 Described below with respect to embodiments of an algorithm for frequency / phase offset correction in a DIDO system. DIDOシステムモデルは、周波数/位相オフセットの有無によって最初に説明する。 DIDO system model will first be explained by the presence or absence of the frequency / phase offsets. 簡潔さを期すために、DIDO2x2システムの特定的な実施例を示している。 For the sake of simplicity, it shows a particular embodiment of DIDO2x2 system. しかし、本発明の根本的な原理は、より高次数のDIDOシステム上で実施することができる。 However, the underlying principles of the invention may be implemented on a higher order number of DIDO system.

周波数及び位相オフセットなしのDIDOシステムモデル DIDO system model without frequency and phase offset
DIDO2x2の受信信号は、以下のように第1のユーザに対して書くことができる。 Received signal DIDO2x2 can be written to the first user as follows.

第2のユーザに対しては、以下のようである。 For the second user is as follows.

ここで、tは、離散時間指数であり、h mn及びw mnは、それぞれ、第m番目のユーザと第n番目の送信アンテナ間のチャネル重み及びDIDOプリコーディング重みであり、x mは、ユーザmへの送信信号である。 Here, t is the discrete time index, h mn and w mn, respectively, the channel weights and DIDO precoding weight between the m-th user and the n-th transmission antenna, x m, the user which is a transmission signal to the m. mn及びw mnは、tの関数ではなく、その理由は、チャネルがトレーニングとデータ送信の間の期間にわたって一定であると仮定するからであることに注意されたい。 h mn and w mn is not a function of t, the reason is noted that the channel is from assumed to be constant over the period between training and data transmission.

周波数オフセット及び位相オフセットがある場合に、受信信号は、以下のように表される。 If there is a frequency offset and phase offset, the received signal is expressed as follows.

及び as well as

ここで、T sは、シンボル周期であり、ω Tn =第n番目の送信アンテナに対する2Πf Tn 、ω Um =第m番目の送信シンボルの2Πf Um 、f Tn及びf Umは、それぞれ、第n番目の送信アンテナの実際の搬送周波数(オフセットの影響を受ける)及び第m番目のユーザである。 Here, T s is the symbol period, ω Tn = 2Πf Tn for the n-th transmission antenna, omega Um = 2 [pi] f of the m-th transmission symbol Um, f Tn and f Um, respectively, the n-th the actual carrier frequency (affected by the offset) and the m-th user of the transmitting antennas. 値t mnは、チャネルh mnにわたる位相オフセットを引き起こすランダム遅延を示している。 The value t mn indicates the random delay causes a phase offset over the channel h mn. 図46は、DIDO2x2システムモデルを示している。 Figure 46 shows a DIDO2x2 system model.

当面は、以下の定義を用いる。 For the time being, use the following definitions.

これは、第m番目のユーザと第n番目の送信アンテナの間で周波数オフセットを示している。 This indicates a frequency offset between the m-th user and the n-th transmission antenna.

本発明の一実施形態の説明 Description of an embodiment of the present invention
本発明の一実施形態による方法を図47に示している。 The method according to one embodiment of the present invention is shown in FIG. 47. 本方法は、以下の一般的な段階(図示のように、副段階を含む)、すなわち、周波数オフセット推定4701のトレーニング期間、チャネル推定4702のトレーニング期間、補正4703によるDIDOプリコーディングを通じたデータ送信を含む。 The method (as shown, including the sub-step) common steps below, i.e., a training period of the frequency offset estimation 4701, the training period of the channel estimate 4702, the data transmission through the DIDO precoding by correcting 4703 including. これらの段階に対して以下で詳細に説明する。 It is described in detail below with respect to these stages.

(a)周波数オフセット推定(4701)のためのトレーニング期間 第1のトレーニング期間中に、基地局は、各送信アンテナからユーザ(4701)の1つに1つ又はそれよりも多くのトレーニングシーケンスを送る。 (A) during the training period a first training period for frequency offset estimation (4701), the base station sends a one for one or more training sequences than that of the user (4701) from each transmit antenna . 本明細書で説明するように、「ユーザ」は、無線クライアント装置である。 As described herein, "user" is a wireless client device. DIDO2x2の事例に対しては、第m番目のユーザにより受信した信号は、以下によって示している。 For examples of DIDO2x2, signals received by the m-th user is indicated by the following.

ここで、p 1及びp 2は、それぞれ、第1及び第2のアンテナから送信されたトレーニングシーケンスである。 Here, p 1 and p 2 are each training sequence transmitted from the first and second antenna.

第m番目のユーザは、あらゆる形式の周波数オフセット推定器(すなわち、トレーニングシーケンスにより畳み込み)を使用することができ、オフセットΔω m1及びΔω m2を推定する。 The m-th user, the frequency offset estimator of any type (i.e., convolve training sequence) can be used to estimate the offset [Delta] [omega m1 and [Delta] [omega m @ 2. 次に、これらの値から、ユーザは、以下のように2つの送信アンテナの間の周波数オフセットを計算する。 Then, from these values, the user computes the frequency offset between the two transmit antennas as follows.

最後に、(7)における値は、基地局(4701b)にフィードバックされる。 Finally, the value in (7) is fed back to the base station (4701B).

(6)におけるp 1及びp 2は、ユーザがΔω m1及びΔω m2を推定することができるように直交であるように設計されることに注意されたい。 (6) p 1 and p 2 in is noted that the user is designed to be orthogonal so as to be able to estimate the [Delta] [omega m1 and [Delta] [omega m @ 2. 代替的に、一実施形態では、同じトレーニングシーケンスが2つの連続的な時間スロットにわたって使用され、ユーザは、そこからオフセットを推定する。 Alternatively, in one embodiment, the same training sequence is used over two consecutive time slots, the user estimates the offset therefrom. 更に、(7)におけるオフセットの推定を改善するために、上述の同じ計算をDIDOシステムの全てのユーザに行うことができ(第m番目のユーザに対してだけではなく)、最終推定値は、全てのユーザから得られた値の平均値(重み付け)とすることができる。 Furthermore, in order to improve the estimate of the offset in (7), the same calculations described above can be performed for all users of DIDO system (not only with respect to the m-th user), the final estimate, it can be the average value of values ​​obtained from all users (the weight) to. しかし、この解決法は、より多くの計算時間及びフィードバック量を必要とする。 However, this solution requires more computation time and amount of feedback. 最後に、搬送周波数オフセット推定の更新は、周波数オフセットが時間と共に変動する場合に限り必要である。 Finally, the update of the carrier frequency offset estimation is required only if the frequency offset varies with time. したがって、送信機でのクロックの安定性に基づいて、アルゴリズムのこの段階4701は、長期的に実施することができ(すなわち、データ送信毎ではなく)、したがって、フィードバックオーバーヘッドの低減になる。 Therefore, based on the stability of the clock at the transmitter, the phase 4701 of the algorithm is the long term can be performed (i.e., not the data transmission for each), therefore, the reduction of feedback overhead.

(b)チャネル推定(4702)のためのトレーニング期間 トレーニング期間中に、基地局は、最初に第m番目のユーザから又は複数のユーザから(7)の値の周波数オフセットフィードバックを得る。 (B) during the training period training period for channel estimation (4702), the base station obtains a first frequency offset feedback value from or from a plurality of users the m-th user (7). (7)における値は、送信側での周波数オフセットを事前補正するのに使用される。 The value in (7) is used to pre-correct the frequency offset on the transmission side. 次に、基地局は、チャネル推定(4702a)に向けて全てのユーザにトレーニングデータを送る。 Then, the base station sends training data to all users towards the channel estimation (4702A).

DIDO2x2システムに対しては、第1のユーザで受信される信号は、以下によって与えられる。 For DIDO2x2 system, the signal received by the first user is given by the following.

第2のユーザでは、以下のようになる。 In the second user, as follows.

ここで、 here,

及びΔtは、基地局の第1及び第2の送信間のランダム又は既知の遅延である。 And Δt is a random or known delay between the first and second transmission of the base station. 更に、p 1及びp 2は、それぞれ、周波数オフセット及びチャネル推定に向けて第1及び第2のアンテナから送信されたトレーニングシーケンスである。 Further, p 1 and p 2 are each training sequence transmitted from the first and second antenna toward the frequency offset and channel estimation.

事前補正は、この実施形態では第2のアンテナにのみ適用されることに注意されたい。 Precorrection, in this embodiment it is noted that only applies to the second antenna.
(8)を拡張して以下を得る。 Get below with extensions (8).

同様に、第2のユーザに対しては、以下の通りである。 Similarly, for the second user is as follows.

ここで、以下の通りである。 Here, it is as follows.

受信側で、ユーザは、トレーニングシーケンスp 1及びp 2を用いて残留周波数オフセットを補正する。 On the receiving side, the user may correct for residual frequency offset using a training sequence p 1 and p 2. 次に、ユーザは、トレーニングを通じてベクトルチャネルを推定する(4702b)。 Next, the user estimates the vector channel through training (4702b).

(12)又はチャネル状態情報(CSI)のこれらのチャネルは、以下の副節で説明するようにDIDOプリコーダを計算する基地局(4702b)にフィードバックされる。 (12) or these channels of channel state information (CSI), is fed back to the base station (4702B) for calculating the DIDO precoder as described in the following subsections.

(c)事前補正によるDIDOプリコーディング(4703) (C) DIDO by the pre-correction pre-coding (4703)
基地局は、ユーザから(12)におけるチャネル状態情報(CSI)を受信して、ブロック対角化(BD)を通して、以下のようにプリコーディング重みを計算する(4703a)。 The base station receives the channel state information (CSI) in the user (12), through block diagonalization (BD), to calculate the precoding weight as follows (4703A).

ここで、ベクトルh 1は、(12)において定められ、w m =[w m1、m2 ]である。 Here, the vector h 1 is defined in (12), w m = [ w m1, w m2]. 本明細書で示す本発明は、BDの他にあらゆる他のDIDOプリコーディング法に適用することができる。 The present invention shown herein may be applied to other in any other DIDO precoding method BD. 基地局はまた、(7)における推定値を使用することによって周波数オフセットを事前補正し、第2のトレーニング送信と現在の送信の間の遅延(Δt 0 )を推定することによって位相オフセットを補正する(4703a)。 The base station also corrects the phase offset by estimating the pre-correcting the frequency offset by using the estimated value in (7), the delay (Delta] t 0) between the second training transmission and the current transmission (4703a). 最後に、基地局は、DIDOプリコーダを通してユーザにデータを送る(4703b)。 Finally, the base station sends data to the user through DIDO precoder (4703b).

この送信処理の後、ユーザ1で受信される信号は、以下によって与えられる。 After the transmission process, the signal received by the user 1 is given by the following.

ここで、以下の通りである。 Here, it is as follows.

性質(13)を用いて、以下を得る。 Using the property (13) to obtain the following.

同様に、ユーザ2に対して、以下を得る。 Similarly, the user 2, to obtain the following.

(16)を拡張すると、以下の通りである。 (16) Extending the, as follows.

ここで、以下の通りである。 Here, it is as follows.

最後に、ユーザは、データストリームx 1 [t]及びx 2 [t]を復調するために残留周波数オフセット及びチャネル推定を計算する(4703c)。 Finally, the user calculates the residual frequency offset and channel estimation to demodulate the data streams x 1 [t] and x 2 [t] (4703c) .

DIDONxMへの一般化 Generalization to DIDONxM
この節において、上述の技術は、N本の送信アンテナ及びM人のユーザによるDIDOシステムへ一般化される。 In this section, the above techniques are generalized to DIDO system by the transmitting antennas and M users of the N.

i. i. 周波数オフセット推定のためのトレーニング期間 第1のトレーニング期間中に、N本のアンテナから送られたトレーニングシーケンスの結果として第m番目のユーザにより受信される信号は、以下によって与えられる。 During the training period a first training period for frequency offset estimation, the signal received by the m-th user as a result of the training sequence sent from the N antennas is given by.

ここで、p nは、第n番目のアンテナから送信されたトレーニングシーケンスである。 Here, p n is the training sequence transmitted from the n-th antenna.

オフセットΔω mn 、∀n=1. Offset Δω mn, ∀n = 1. . . Nを推定した後に、第m番目のユーザは、以下のように第1及び第n番目の送信アンテナの間で周波数オフセットを計算する。 After estimating the N, the m-th user, calculates the frequency offset between the first and the n th transmit antenna as follows.

最後に、(19)における値は、基地局にフィードバックされる。 Finally, the value in (19) is fed back to the base station.

ii. ii. チャネル推定のためのトレーニング期間 Training period for the channel estimation,
トレーニング期間中に、基地局は、最初に第m番目のユーザから又は複数のユーザからの値を有する周波数オフセットフィードバックを得る。 During the training period, the base station obtains a frequency offset feedback with a value from the first or a plurality of users from the m-th user. (19)における値は、送信側での周波数オフセットを事前補正するのに使用される。 The value in (19) is used to pre-correct the frequency offset on the transmission side. 次に、基地局は、チャネル推定に向けて全てのユーザにトレーニングデータを送る。 Then, the base station sends training data to all users towards the channel estimation. DIDOのNxMシステムに対しては、第m番目のユーザにより受信した信号は、以下によって与えられる。 For DIDO NxM systems, signals received by the m-th user is given by the following.

ここで、 here,

であり、Δtは、基地局の第1及び第2の送信間のランダム又は既知の遅延である。 In it, Delta] t is a random or known delay between the first and second transmission of the base station. 更に、p nは、周波数オフセット及びチャネル推定のための第n番目のアンテナから送信されたトレーニングシーケンスである。 Further, p n is the training sequence transmitted from the n-th antenna for the frequency offset and channel estimation.

受信側で、ユーザは、トレーニングシーケンスp nを用いて残留周波数オフセットを補正する。 On the receiving side, the user may correct for residual frequency offset using a training sequence p n. 次に、各ユーザmは、トレーニングを通じてベクトルチャネル: Then, each user m is a vector channel through Training:

を推定し、以下の副節で説明するようにDIDOプリコーダを計算する基地局にフィードバックする。 Estimating a is fed back to the base station to compute the DIDO precoder as described in the following subsections.

iii. iii. 事前補正によるDIDOプリコーディング DIDO pre-coding by the pre-correction
基地局は、ユーザから(12)におけるチャネル状態情報(CSI)を受信し、ブロック対角化(BD)を通して以下のようにプリコーディング重みを計算する。 The base station receives the channel state information (CSI) in the user (12), to calculate the precoding weights as follows through Block Diagonalization (BD).

ここで、ベクトルh mは、(21)において定められ、w m =[w m1 、w m2... 、w mN ]である。 Here, the vector h m, is defined in (21), w m = [ w m1, w m2 ..., w mN]. 基地局はまた、(19)における推定値を使用することによって周波数オフセットを事前補正し、第2のトレーニング送信と現在の送信の間の遅延(Δt 0 )を推定することによって位相オフセットを補正する。 The base station also corrects the phase offset by estimating the pre-correcting the frequency offset by using the estimated value in (19), the delay (Delta] t 0) between the second training transmission and the current transmission . 最後に、基地局は、DIDOプリコーダを通じてユーザにデータを送る。 Finally, the base station sends data to the user through the DIDO precoder.

この送信処理の後、ユーザiにより受信した信号は、以下によって与えられる。 After the transmission process, the signal received by user i is given by the following.

ここで、以下の通りである。 Here, it is as follows.

性質(22)を用いて、以下を得る。 Using the property (22) to obtain the following.

最後に、ユーザは、データストリームx 1 [t]を復調するために残留周波数オフセット及びチャネル推定を計算する。 Finally, the user calculates the residual frequency offset and channel estimation to demodulate the data streams x 1 [t].

結果 result
図48は、周波数オフセットの有無によるDIDO2×2システムのSER結果を示している。 Figure 48 shows a DIDO2 × 2 system SER result of the presence or absence of a frequency offset. 提案する方法は、完全に周波数/位相オフセットを相殺し、オフセットのないシステムと同じSERを得ることを認めることができる。 The proposed method is entirely offset the frequency / phase offsets, it can be seen to achieve the same SER as without offset system.

次に、時間内のオフセットの周波数オフセット推定誤差及び/又は位相変動に対する提案する補正方法の感度を評価する。 Next, to evaluate the sensitivity of the correction method proposed for frequency offset estimation error and / or phase offset fluctuation in time. したがって、以下のように(14)を書き換える。 Accordingly, as it follows rewrite (14).

ここで、∈は、トレーニングとデータ送信間で周波数オフセットの推定誤差及び/又は変動を示している。 Here, ∈ represents the estimation error and / or variation of the frequency offset between the transmitted training data. ∈の影響は、(14)及び(16)における干渉期間が送信機で完全に予め相殺されないように(13)における直交性性能を破壊することであることに注意されたい。 Effect of ∈ It is noted that is to destroy the orthogonality performance in (14) and so that the interference period in (16) is not completely pre-offset at the transmitter (13). その結果として、SER性能は、∈の値を増大する場合は悪化する。 As a result, SER performance, to increase the value of ∈ is exacerbated.

図48は、∈の異なる値に対する周波数オフセット補正方法のSER性能を示している。 Figure 48 shows the SER performance of the frequency offset correction method for different values ​​of ∈. これらの結果では、T s =0.3ms(すなわち、3kHzの帯域による信号)を仮定している。 These results assume a T s = 0.3 ms (i.e., signal by band of 3 kHz). ∈=0.001Hz(又はそれ未満)に対しては、SER性能は、オフセット事例に類似のものであることが認められる。 ∈ = For 0.001 Hz (or less), SER performance is found be similar to the offset case.

f. f. 時間及び周波数オフセット推定のためのアルゴリズムの一実施形態の説明 Description of an embodiment of an algorithm for time and frequency offset estimation
これ以降、時間及び周波数オフセット推定(図47内の4701b)を実施する付加的な実施形態を説明する。 This following describes additional exemplary forms of implementing the time and frequency offset estimation (4701B in FIG. 47). 考慮する送信信号構造は、H. Consider transmission signal structure, H. Minn、V. Minn, V. K. K. Bhargava、及びK. Bhargava, and K. B. B. Letaief共著「OFDMシステムの堅牢なタイミング及び周波数同期」、無線通信に関するIEEE会報、第2巻、第4号、822〜839頁、2003年7月において示されており、K. Letaief co "Robust Timing and frequency synchronization of OFDM systems", IEEE Trans., Vol. 2 relates to a wireless communication, No. 4, pp. 822-839, it is shown in July 2003, K. Shi、及びE. Shi, and E. Serpedin共著「OFDMシステムの粗フレーム及び搬送波同期:新しい測定基準及び比較」、無線通信に関するIEEE会報、第3巻、第4号、1271〜1284頁、2004年7月においてより詳細に考慮されている。 Serpedin co "coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: new metric and compare", IEEE Trans., Vol. 3 relates to a wireless communication, No. 4, pp. 1271-1284, which is considered in more detail in July 2004 . 通常、良好な相関性能を有するシーケンスがトレーニングに使用される。 Normally, a sequence with good correlation properties are used for training. 例えば、本発明のシステムに対しては、D. For example, for the system of the present invention, D. Chu著「良好な周期的相関特性(一致)による多相コード」、情報理論に関するIEEE会報、第52巻、第4号、531〜532頁、1972年7月に説明されているように導出されたChuシーケンスを使用する。 Chu et al., "Good periodic correlation properties multiphase encoded by (match)", IEEE Transactions on Information Theory, Vol. 52, No. 4, pp. 531-532, is derived as described in July 1972 the use of the Chu sequence. これらのシーケンスは、完全な円形相関を有するという興味深い特性を有する。 These sequences have the interesting property of having a perfect circular correlation. cpは、循環プレフィックスの長さを示し、N tは、成分トレーニングシーケンスの長さを示すとする。 L cp indicates the length of the cyclic prefix, N t is the indicative of the length of the component training sequence. t =M tとする。 And N t = M t. ここで、M tは、トレーニングシーケンスの長さである。 Here, M t is the length of the training sequence. これらの仮定では、プリアンブルの送信されたシンボルシーケンスは、以下のように書くことができる。 In these assumptions, the transmitted symbol sequence of the preamble can be written as follows.

このトレーニング信号の構造は、他の長さに拡張することができるが、ブロック構造が繰返されることに注意されたい。 The structure of this training signal, can be extended to other lengths, it is noted that the block structure is repeated. 例えば、16個のトレーニング信号を使用するために、以下のような構造を考える。 For example, in order to use the 16 training signal, consider the following structure.

この構造を使用し、N t =4M tとすることにより、説明する全てのアルゴリズムは、修正なく使用することができる。 Using this structure, by setting N t = 4M t, all algorithms described can be used without modification. 事実上、トレーニングシーケンスが繰返されている。 In fact, the training sequence is repeated. これは、適切なトレーニング信号が利用可能でない場合に特に有用である。 This is particularly useful where proper training signal is not available.

整合フィルタリング及びシンボル速度へのダウンサンプリングの後に、以下の受信信号を考える。 After downsampling to matched filtering and symbol rate, consider the following received signal.

ここで、∈は、未知の離散時間周波数オフセットであり、Δは、未知のフレームオフセットであり、h[l]は、未知の離散時間チャネル係数であり、v[n]は、相加性ノイズである。 Here, ∈ is the unknown discrete-time frequency offset, delta is the unknown frame offset, h [l] is the unknown discrete-time channel coefficients, v [n] is additive noise it is. 以下の節での重要な考えを説明するために、相加性ノイズの存在を無視する。 To illustrate the important ideas in the following sections, ignoring the presence of additive noise.

i. i. 粗いフレーム同期 粗いフレーム同期の目的は、未知のフレームオフセットΔを解くことである。 Coarse frame synchronization coarse frame synchronization purposes is to solve the unknown frame offset delta. 以下の定義を定める。 Determine the following definitions.

提案する粗フレーム同期アルゴリズムは、最大尤度基準から導出されるK. Crude frame synchronization algorithm proposed is derived from a maximum likelihood criterion K. Shi及びE. Shi and E. Serpedin共著「OFDMシステムの粗フレーム及び搬送波同期:新しい測定基準及び比較」、無線通信に関するIEEE会報、第3巻、第4号、1271〜1284頁、2004年7月におけるアルゴリズムから示唆されるものである。 Serpedin co "OFDM System coarse frame and carrier synchronization of: new metric and compare", IEEE Trans., Vol. 3 relates to a wireless communication, No. 4, pp. 1271-1284, intended to be suggested by the algorithm in July 2004 is there.
方法1−改良型粗フレーム同期 :粗いフレーム同期推定器は、以下の最適化を解く。 Method 1 improved coarse frame synchronization: coarse frame synchronization estimator solves the following optimization.

補正信号を以下のように定める。 Determining the correction signal in the following manner.

付加的な補正項は、チャネルにおける小さい初期タップを補正するために使用され、用途に基づいて調節することができる。 Additional correction term is used to correct a small initial tap in the channel may be adjusted based on the application. この余分の遅延は、以降、チャネル内に含めることになる。 This extra delay will hereinafter will be included in the channel.

ii. ii. 分別周波数オフセット補正 分別周波数オフセット補正は、粗フレーム同期ブロックの後に行う。 Fractional frequency offset correction fractional frequency offset correction is performed after the coarse frame synchronization block.
方法2−改良型分別周波数オフセット補正 :分別周波数オフセットは、以下に対する解である。 Method 2 improved fractional frequency offset correction: fractional frequency offset is the solution for the following.

これは、アルゴリズムが以下のオフセットのみを補正することができるので、分別周波数オフセットとして公知である。 Since this algorithm can be corrected only following offsets, known as fractional frequency offset.

この問題は、次の節で解くことになる。 This problem will be solved in the next section. 精密周波数オフセット補正信号を以下のように定める。 Determining the fine frequency offset correction signal as follows.

方法1及び2は、周波数選択性チャネルにおいてより良く機能するK. Methods 1 and 2, K. functioning better in a frequency selective channel Shi及びE. Shi and E. Serpedin共著「OFDMシステムの粗フレーム及び搬送波同期:新しい測定基準及び比較」、無線通信に関するIEEE会報、第3巻、第4号、1271〜1284頁、2004年7月の改良であることに注意されたい。 Serpedin co "coarse frame and carrier synchronization of OFDM systems: new metric and compare", IEEE Trans., Vol. 3 relates to a wireless communication, No. 4, pp. 1271-1284, be noted that an improvement in July 2004 Thailand. ここでの1つの特定の革新的な点は、上述のようにr及び Wherein one particular innovative points, as described above r and

の両方の使用である。 Is the use of both of.

の使用により、符号間干渉により汚染されると考えられるサンプルを無視するので、以前の推定器が改善される。 The use of, so ignore sample suspected of being contaminated by the intersymbol interference, it improves the previous estimator.

iii. iii. 整数周波数オフセット補正 整数周波数オフセットを補正するために、精密周波数オフセット補正後の受信信号に対して同等のシステムモデルを書くことが必要である。 To correct the integer frequency offset correction integer frequency offset, it is necessary to write the equivalent system model for the received signal after fine frequency offset correction. 残りのタイミング誤差をチャネルに吸収すると、ノイズがない場合の受信信号は、n=0、1. Upon absorption of the remaining timing errors in the channel, the received signal in the absence of noise, n = 0, 1. . . ,4N t −1に対して以下の構造を有する。 Has the following structure with respect to 4N t -1.

整数周波数オフセットはkであり、一方、未知の同等チャネルは、g[l]である。 Integer frequency offset is k, whereas, the unknown equivalent channel is g [l].
方法3−改良型整数周波数オフセット補正 :整数周波数オフセットは、以下に対する解である。 Method 3 improved integer frequency offset correction: integer frequency offset is the solution for the following.

ここで、以下の通りである。 Here, it is as follows.

これは、以下のように総周波数オフセットの推定値を与える。 This is, as shown in the following give an estimate of the total frequency offset.

実用上、方法3では、複雑性がかなり高い。 In practice, the method 3, fairly high complexity. 複雑性を低減するために、以下の観測を行うことができる。 To reduce the complexity, it is possible to make the following observations. 第一に、積: First, the product:

は、予め計算することができる。 It can be pre-computed. 残念ながら、これでは、依然として行列乗算がかなり大きい。 Unfortunately, this is, is much larger still matrix multiplication. 代替案は、提案するトレーニングシーケンスでは、 Alternatively, in the training sequence to be proposed,

であるという観測結利用することである。 It is to observe binding use that is. それによって以下の複雑性が低減した方法が得られる。 It method of complexity reduction below according to obtain.
方法4−低複雑性改良型整数周波数オフセット補正:低複雑性整数周波数オフセット推定器は、以下を解く。 METHOD 4 low complexity improved integer frequency offset correction: low complexity integer frequency offset estimator, solving the following.

iv. iv. 結果 この節においては、異なる提案する推定器の性能を比較する。 Results In this section, compares the performance of the estimator that different proposals.

最初に、図50では、各方法に必要とされるオーバーヘッド量を比較する。 First, in FIG. 50 compares the amount of overhead required for each method. 新しい方法の両方とも、必要とされるオーバーヘッドが10倍〜20倍低減することに注意されたい。 Both of the new methods, like overhead that is required is noted that the reduced by 10 to 20 times. 異なる推定器の性能を比較するために、モンテカルロ実験が行われた。 To compare the performance of different estimators, Monte Carlo experiments were carried out. 考慮した構成は、3kHzの通過帯域及び二乗余弦パルス形成に対応する3Kシンボル/秒というシンボル速度による線形変調から構成した本発明者の通常のNVIS送信波形である。 Considering the configuration is typical NVIS transmission waveform of the present inventors constructed from a linear modulation with symbol rate of 3K symbols / sec corresponding to the passband and raised cosine pulse shaping of 3 kHz. 各モンテカルロ実施に対して、周波数オフセットは、[−f max 、f max ]の均一な分布から生成される。 For each Monte Carlo embodiment, frequency offset, - it is generated from a uniform distribution of [f max, f max].

max =2Hzの小さい周波数オフセット及び整数オフセット補正なしでのシミュレーションを図51に示している。 simulation without f max = 2 Hz small frequency offset and an integer offset correction is shown in FIG. 51. この性能比較から、N t /M t =1による性能は元の推定器から若干悪化するが、依然としてオーバーヘッドが大幅に低減することを見ることができる。 This performance comparison, performance of the N t / M t = 1 is slightly deteriorated from the original estimator, still can be seen that the overhead is significantly reduced. t /M t =4による性能の方が遥かに良好であり、ほぼ10dBである。 N t / M t = 4 by a much better better performance, is approximately 10 dB. 全ての曲線には、整数オフセット推定の誤差により低SNR点でひざ部が発生する。 All curves knee occurs at low SNR point by an error of the integer offset estimation. 整数オフセット内の小さい誤差により、大きな周波数誤差、及び従って大きな平均自乗誤差が発生する可能性がある。 The small error within the integer offset, large frequency error, and therefore a large mean square error may occur. 整数オフセット補正は、性能を改善するために小さいオフセットではオフにすることができる。 Integer offset correction can be off by a small offset to improve performance.

多経路チャネルがある場合、周波数オフセット推定器の性能は、通常は悪化する。 If there is a multi-path channel, the performance of the frequency offset estimator, usually worse. しかし、整数オフセット推定器の電力オフにより、図52では非常に良好な性能が示されている。 However, by the integer offset estimator of the power off, a very good performance in Figure 52 is shown. したがって、多経路チャネルでは、堅牢な粗補正、及び次に改良型精密補正アルゴリズムを実施する方が更により重要である。 Thus, in a multi-path channel, robust coarse correction, and is better to implement the improved precision correction algorithm to the next is even more important. t /M t =4によるオフセット性能は、多経路事例の方が遥かに良好であることに注意されたい。 Offset by N t / M t = 4 performance, it should be noted that towards the multi-path case is much better.

本発明の実施形態は、上述のような様々な段階を含むことができる。 Embodiments of the present invention may include various steps as described above. これらの段階は、汎用又は専用プロセッサにある一定の段階を実行させる機械実行可能命令で実施することができる。 These steps can be carried out in machine-executable instructions to perform certain steps in the general-purpose or special-purpose processor. 例えば、基地局/AP内の様々な構成要素及び上述のクライアント装置の汎用又は専用プロセッサ上で実施するソフトウエアとして実施することができる。 For example, it can be implemented as a general purpose or software implemented on a dedicated processor of the various components and the above-described client device of a base station / the AP. 本発明の関連する態様を不明瞭にすることを回避するために、コンピュータメモリ、ハードドライブ、入力装置などのような様々な公知のパーソナルコンピュータ構成要素は図示を割愛した。 To avoid obscuring the relevant aspects of the present invention, a computer memory, hard drives, various known personal computer components, such as the input device is not shown in the figure.

代替的に、一実施形態では、本明細書に示す様々な機能モジュール及び関連の段階は、特定用途向け集積回路(ASIC)のような段階を実施するハードワイヤード論理を含む特定のハードウエア構成要素により、又はプログラムされたコンピュータ構成要素及びカスタムハードウエア構成要素のあらゆる組合せにより実施することができる。 Alternatively, in one embodiment, various functional modules and associated steps presented herein, specific hardware components that contain hardwired logic for performing the steps, such as application specific integrated circuits (ASIC) , or by programmed computer components and may be implemented by any combination of custom hardware components.

一実施形態では、上述の符号化、変調、及び信号処理論理回路903のようなある一定のモジュールは、テキサス・インストルメンツのTMS320xアーキテクチャを使用して(例えば、TMS320C6000、TMS320C5000...など)、DSPのようなプログラマブルデジタル信号プロセッサ(DSP)(又はDSPの群)上で実施することができる。 In one embodiment, the encoding described above, modulation, and certain modules in such a signal processing logic circuit 903 uses the TMS320x architecture Texas Instruments (e.g., TMS320C6000, TMS320C5000 ... etc.), It may be implemented on a programmable digital signal processor such as a DSP (DSP) (or DSP group). この実施形態におけるDSPは、例えば、PCIカードのようなパーソナルコンピュータへのアド−オンカード内に埋め込むことができる。 DSP in this embodiment, for example, add to the personal computer, such as a PCI card - can be embedded on the card. 言うまでもなく、様々な異なるDSPアーキテクチャを依然として本発明の根本的な原理を遵守しながら用いることができる。 Needless to say, it can be used while complying with the underlying principles of the still present invention a variety of different DSP architectures.

本発明の要素は、機械実行可能命令を格納する機械可読媒体としても提供することができる。 Elements of the present invention can be provided as a machine-readable medium for storing the machine-executable instructions. 機械可読媒体は、以下に限定されるものではないが、フラッシュメモリ、光ディスク、CD−ROM、DVD−ROM、RAM、EPROM、EEPROM、磁力カード又は光カード、伝播媒体、又は電子命令の格納に適するあらゆる他の形式の機械可読媒体を含むことができる。 The machine-readable medium may include, but are not limited to, suitable flash memory, optical disks, CD-ROM, DVD-ROM, RAM, EPROM, EEPROM, magnetic or optical cards, propagation media or for storing electronic instructions It may include any other type of machine-readable media. 例えば、本発明は、通信リンク(例えば、モデム又はネットワーク接続)を通じて、搬送波又は他の伝播媒体内に埋め込まれたデータ信号により、リモートコンピュータ(例えば、サーバ)から要求側コンピュータ(例えば、クライアント)に転送することができるコンピュータプログラムとしてダウンロードすることができる。 For example, the present invention is, over a communication link (e.g., a modem or network connection), the embedded data signal in a carrier wave or other propagation medium, the requesting computer from a remote computer (e.g., server) (e.g., a client) it can be downloaded as a computer program that can be transferred.

以上の説明を通して、説明を目的として本発明のシステム及び方法を完全に理解することができるように多くの特定の詳細を示した。 Above throughout the description, showing details so many particular to provide a thorough understanding of the system and method of the present invention for purposes of illustration. しかし、システム及び方法は、これらの特定の詳細の一部がなくても実施することができることは当業者には明らかであろう。 However, the system and method, it will be apparent to those skilled in the art that may be practiced without some of these specific details. したがって、本発明の範囲及び精神は、以下の特許請求の範囲の条項によって判断すべきである。 Accordingly, the scope and spirit of the present invention should be determined by the terms of the following claims.

更に、以上の説明を通して、本発明をより完全に理解することができるように多くの文献を引用した。 Further, through the above description, it cited many documents to be able to understand the invention more completely. これらの引用文献の全ては、その引用により本出願に組み込まれている。 All of these references are incorporated herein by reference thereto.

Claims (13)

  1. マルチユーザ(MU)送信を有する多重アンテナシステム(MAS)(MU−MAS)において同相及び直角位相(I/Q)不均衡を補正する方法であって、 A multi-user (MU) method of correcting phase and quadrature (I / Q) imbalance in a multiple antenna system (MAS) (MU-MAS) with a transmission,
    基地局の各アンテナと複数の無線クライアント装置の各々との間でトレーニング信号を送信し、各トレーニング信号を解析してチャネル特徴付けデータを生成し、該チャネル特徴付けデータを該基地局で得る段階と、 Step transmits a training signal to and from each of the antennas and a plurality of wireless client device of the base station, generates a channel characterization data by analyzing each training signal to obtain the channel characterization data in the base station When,
    前記チャネル特徴付けデータに基づいて、前記複数の無線クライアント装置において受信された信号に対する、I/Q利得不均衡及び位相不均衡による干渉及びユーザ間干渉を事前相殺するために計算される複数のMU−MASプリコーダ重みを計算する段階と、 Based on the channel characterization data, a plurality of the received signals, which is calculated to pre-cancel interference due to the I / Q gain imbalance and phase imbalance, and the inter-user interference in the previous SL plurality of wireless client device and calculating the MU-MAS precoder weights,
    前記MU−MASプリコーダ重みを使用してデータをプリコーディングし、前記基地局の各アンテナに対するプリコーディングされたデータ信号を生成する段階と、 A step of precoding the data using the MU-MAS precoder weights, generates the data signals which have been pre-encoded for each antenna of the base station,
    前記プリコーディングされたデータ信号を前記基地局の各アンテナを通じて各それぞれのクライアント装置に送信する段階と、 And transmitting the precoded data signals to each respective client device through each antenna of the base station,
    を含むことを特徴とする方法。 Wherein the containing.
  2. 前記基地局は、前記無線クライアント装置を広域ネットワークに結合するアクセスポイントであることを特徴とする請求項1に記載の方法。 The base station A method according to claim 1, wherein an access point to couple the wireless client device to a wide area network.
  3. 残留干渉を抑制するためにゼロ強制(ZF)、最小平均二乗誤差(MMSE)、又は最大尤度(ML)受信機を使用して各ユーザ装置においてデータストリームを復調する段階、 Residual interference zero forcing in order to suppress (ZF), the step of demodulating the data stream at each user device using a minimum mean square error (MMSE), or maximum likelihood (ML) receiver,
    を更に含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。 Furthermore, the process according to claim 1, characterized in that it comprises a.
  4. プリコーディングする段階は、ブロック対角化(BD)技術を使用して行われることを特徴とする請求項1に記載の方法。 The step of precoding method according to claim 1, characterized in that it is carried out using a block diagonalization (BD) technology.
  5. 前記MU−MASシステムは、分散入力分散出力(DIDO)通信システムであり、 The MU-MAS system is a distributed input distributed output (DIDO) communication system,
    前記MU−MASプリコーダ重みは、DIDOプリコーダ重みである、 The MU-MAS precoder weights are DIDO precoder weights,
    ことを特徴とする請求項1に記載の方法。 The method of claim 1, wherein the.
  6. 前記プリコーダ重みは、 搬送波干渉( ICI ではなくユーザ間干渉を相殺するために計算され、 The precoder weights are calculated to cancel the inter-user rather than carrier interference (ICI) interference,
    前記クライアント無線クライアント装置は、前記ICIを相殺するためのフィルタを有する受信機を含む、 The client wireless client device includes a receiver having a filter for canceling the ICI,
    ことを特徴とする請求項5に記載の方法。 The method according to claim 5, characterized in that.
  7. MU−MAS通信に向けて同相及び直角位相(I/Q)不均衡を補正するためのシステムであって、 A system for correcting phase and quadrature (I / Q) imbalance towards the MU-MAS communication,
    複数の無線クライアント装置の各々に対して情報ビットを符号化及び変調し、符号化及び変調された情報ビットを生成する1つ又はそれよりも多くの符号化変調ユニットと、 The information bits coded and modulated for each of a plurality of wireless client devices, and one or more many coded modulation unit generates an encoded and modulated information bits,
    前記符号化及び変調された情報ビットを複素シンボルにマップする1つ又はそれよりも多くのマッピングユニットと、 One or many mapping unit than to map a complex symbol to the coded and modulated information bits,
    チャネル状態情報を利用してMU−MASプリコーディング重みを計算し、該重みを使用して前記マッピングユニットから得られた前記複素シンボルをプリコーディングしてI/Q利得不均衡及び位相不均衡による干渉及びユーザ間干渉を事前相殺するMU−MASプリコーディングユニットと、 Using the channel state information to calculate the MU-MAS precoding weights and using said heavy body to precode the complex symbols obtained from the mapping unit interference by I / Q gain imbalance and phase imbalance , and a MU-MAS precoding unit to pre-cancel inter-user interference,
    を含むことを特徴とするシステム。 System characterized in that it comprises a.
  8. 前記MU−MASプリコーディングユニットから前記プリコーディングされた信号を受信し、OFDM規格に従って該プリコーディングされた信号を変調する1つ又はそれよりも多くの直交周波数分割多重化(OFDM)ユニット、 The MU-MAS receives the precoded signal from the precoding unit, one or more many orthogonal frequency division multiplexing modulating a signal the precoded according OFDM standard (OFDM) units,
    を更に含むことを特徴とする請求項7に記載のシステム。 The system of claim 7, further comprising a.
  9. 前記OFDM規格は、逆高速フーリエ変換(IFFT)を計算する段階及び循環プレフィックスを追加する段階を含むことを特徴とする請求項8に記載のシステム。 The OFDM standard system of claim 8, characterized in that it comprises the step of adding steps and cyclic prefix to calculate the inverse fast Fourier transform (IFFT).
  10. 前記OFDMユニットの出力にデジタル/アナログ変換(D/A)変換を行ってアナログベースバンド信号を生成する1つ又はそれよりも多くのD/Aユニットと、 A digital / analog converter (D / A) conversion of more than one or generates an analog baseband signal by D / A unit to the output of the OFDM unit,
    前記ベースバンド信号を無線周波数にアップコンバートし、対応する1つ又はそれよりも多くの送信アンテナを使用して該信号を送信する1つ又はそれよりも多くの無線周波数(RF)ユニットと、 The baseband signal is up-converted to a radio frequency, and the corresponding one or one or more wireless frequency (RF) unit for transmitting the signal using a number of transmit antennas than,
    を更に含むことを特徴とする請求項8に記載のシステム。 Further system as claimed in claim 8, characterized in that it comprises a.
  11. 前記MU−MASプリコーディングユニットは、最小平均二乗誤差(MMSE)、重み付けMMSE、又はゼロ強制(ZF)プリコーダとして実施されることを特徴とする請求項7に記載のシステム。 The system of claim 7 wherein the MU-MAS precoding unit, a minimum mean square error (MMSE), and wherein the weighting MMSE, or zero-forcing (ZF) being implemented as a pre-coder.
  12. 前記MU−MASプリコーディングユニットが、最小平均二乗誤差(MMSE)、重み付けMMSE、ゼロ強制(ZF)、又はブロック対角化(BD)プリコーダとして実施されることを特徴とする請求項7に記載のシステム。 The MU-MAS precoding unit, a minimum mean square error (MMSE), weighted MMSE, zero-forcing (ZF), or block diagonalization (BD) according to claim 7, characterized in that it is carried out as a pre-coder system.
  13. 前記MU−MAS通信は、DIDO通信を含み、 The MU-MAS communication includes DIDO communication,
    前記MU−MASプリコーディングユニットは、チャネル状態情報を利用してDIDOプリコーディング重みを計算し、該重みを使用して前記マッピングユニットから得られた前記複素シンボルをプリコーディングしてI/Q利得不均衡及び位相不均衡による干渉、及びユーザ間干渉を事前相殺するDIDOプリコーディングユニット、 The MU-MAS precoding unit, the DIDO precoding weights calculated using the channel state information, wherein the complex symbols obtained from the mapping unit precoding not I / Q gain using heavy body equilibrium and interference due to the phase imbalance, and DIDO precoding unit to pre-cancel inter-user interference,
    を含むことを特徴とする請求項7に記載のシステム。 The system of claim 7, which comprises a.
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