KR101523416B1 - 사전 바이어싱된 샘플링 필터 - Google Patents

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아더 비. 오델
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파워 인티그레이션즈, 인크.
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Abstract

사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 이용하여 파워 컨버터의 출력을 나타내는 피드백 신호를 샘플링하기 위한 방법들 및 장치들이 개시된다. 사전 바이어싱된 필터 캐패시터는 다양한 부하 상태들 동안에 피드백 신호의 정확한 샘플링을 제공한다. 사전 바이어싱된 필터는 피드백 신호의 조절된 전압으로 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 충전하는 데 요구되는 시간의 양을 줄이기 위해 피드백 신호의 조절된 전압 아래에 있는 사전 바이어스 전압으로 사전 충전될 수 있다.

Description

사전 바이어싱된 샘플링 필터{PRE-BIASED SAMPLING FILTER}
본 개시는 일반적으로 파워 컨버터들에 관한 것이고, 더욱 구체적으로, 본 개시는 파워 컨버터들을 위한 컨트롤러들에 관한 것이다.
휴대폰들, PDA들(personal digital assistants), 랩톱들 등과 같은 많은 전기 디바이스들은 비교적 저전압, 직류(dc) 전원에 의해 전력을 공급받는다. 전력은 통상적으로 고전압, 교류(ac) 전력으로서 월 아울렛(wall outlet)을 통해 전달되기 때문에, 일반적으로 스위칭 파워 컨버터(switching-power converter)라고 하는 디바이스를 이용하여 고전압 ac 전력을 저전압 dc 전력으로 변환할 수 있다. 이들 컨버터들은 통상적으로 파워 컨버터의 출력에서의 부하에 전달되는 전력의 양을 제어하기 위해 전원 스위치를 온 상태(on state)와 오프 상태(off state) 사이에서 스위칭하는 데 컨트롤러를 이용한다.
특정 애플리케이션들에서, 스위칭 파워 컨버터들은 컨버터의 입력측을 컨버터의 출력측으로부터 분리하기 위해 에너지 전달 요소(energy transfer element)를 포함할 수 있다. 더욱 구체적으로, 에너지 전달 요소는 파워 컨버터의 입력과 출력 사이에 dc 전류를 방지하는 갈바니 분리(galvanic isolation)를 제공하는 데 이용될 수 있다. 에너지 전달 요소들의 일반적인 예들은 트랜스포머들 및 결합된 인덕터들(coupled inductors)을 포함하고, 여기서 전기 에너지는 자기 에너지로 변환되고, 그 다음에 출력 권선에 걸쳐서 컨버터의 출력측에서 전기 에너지로 다시 변환된다.
통상적으로, 컨버터들은 파워 컨버터의 출력을 조절하기 위한 회로를 포함한다. 프라이머리측 조절(primary-side regulation)이라고 하는, 출력을 조절하는 하나의 방법은, 컨버터의 입력측에 전기적으로 결합되고 또한 에너지 전달 요소의 출력 권선에 자기적으로 결합되는 바이어스 권선을 이용하여 피드백 정보를 획득하는 것을 포함할 수 있다. 이것은 바이어스 권선이 입력측으로부터 액세스가능한 컨버터의 출력 전압을 나타내는 전압을 생성할 수 있게 한다. 이러한 식으로, 스위칭 파워 컨버터는 컨버터의 출력에서 출력 전압을 직접 감지하지 않고 출력 전압을 나타내는 피드백 신호를 취득할 수 있다. 동작 중에, 컨트롤러는 바이어스 권선으로부터의 피드백에 응답하여 스위칭 이벤트들의 하나 이상의 파라미터들(예를 들어, 듀티비, 스위칭 주파수, 스위치의 단위 시간당 펄스의 수 등)을 조정함으로써 파워 컨버터의 출력을 조절할 수 있다. 스위칭 이벤트들의 하나 이상의 파라미터들을 조절함으로써, 컨버터는 컨버터의 입력으로부터 컨버터의 출력으로 전달되는 에너지의 양을 제어할 수 있다.
본 발명의 비-한정적 및 비-철저한 실시예들은 다음의 도면들을 참조하여 설명되고, 여기서 동일한 참조 번호들은 달리 특정되지 않는 한 다양한 도면들에 걸쳐서 동일한 부분들을 가리킨다.
도 1a는 본 발명의 실시예에 따른 정상 부하 상태 동안에 필터링되지 않은 피드백 신호의 전압 및 필터링된 피드백 신호의 전압을 도시하는 예시적인 전압 파형이다.
도 1b는 본 발명의 실시예에 따른 경부하 상태 동안에 필터링되지 않은 피드백 신호의 전압 및 필터링된 피드백 신호의 전압을 도시하는 예시적인 전압 파형이다.
도 2는 본 발명의 실시예에 따른 사전 바이어싱된 필터(pre-biased filter)를 갖는 컨트롤러를 포함하는 예시적인 파워 컨버터이다.
도 3a는 본 발명의 실시예에 따른 경부하 상태 동안에 필터링되지 않은 피드백 신호, 필터링된 피드백 신호, 및 사전 바이어싱된 필터에 의해 필터링된 피드백 신호의 전압들을 도시하는 예시적인 전압 파형이다.
도 3b는 본 발명의 실시예에 따른 정상 부하 상태 동안에 필터링된 피드백 신호, 및 사전 바이어싱된 필터에 의해 필터링된 피드백 신호의 전압들을 도시하는 예시적인 전압 파형이다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따른 사전 바이어싱된 필터를 갖는 예시적인 컨트롤러를 도시하는 개략도이다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 도 4의 컨트롤러의 다양한 신호들을 위한 예시적인 전압 파형들을 도시한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따른 사전 바이어싱된 필터를 이용하여 피드백 신호를 샘플링하기 위한 예시적인 프로세스를 도시한다.
다음의 설명에서, 본 발명의 완전한 이해를 제공하기 위해 다수의 특정 상세들이 제시된다. 그러나, 본 발명을 실시하기 위해 특정 상세가 이용될 필요는 없다는 것이 이 기술분야의 통상의 기술자에게 명백할 것이다. 다른 경우들에서, 잘 알려진 물질들 또는 방법들은 본 발명을 불명료하게 하는 것을 피하기 위해 상세하게 설명되지 않았다.
이 명세서에 걸쳐서 "일 실시예", "실시예", "일 예", 또는 "예"에 대한 언급은, 실시예 또는 예와 결합하여 설명된 특정 특징, 구조 또는 특성이 본 발명의 적어도 하나의 실시예에 포함된다는 것을 의미한다. 따라서, 본 명세서에 걸쳐서 여러 곳에서 "일 실시예에서", "실시예에서", "일 예", 또는 "예"라는 구절의 출현은 반드시 모두 동일한 실시예 또는 예를 가리키는 것은 아니다. 또한, 특정 특징들, 구조들, 또는 특성들은 하나 이상의 실시예들 또는 예들에서 임의의 적절한 결합들 및/또는 부결합들로 결합될 수 있다. 특정 특징들, 구조들, 또는 특성들은 집적 회로, 전자 회로, 결합 로직 회로(combinational logic circuit), 또는 설명된 기능을 제공하는 다른 적절한 컴포넌트들에 포함될 수 있다. 또한, 여기에 제공된 도면들은 이 기술분야의 통상의 기술자에게 설명의 목적으로 제공되었고, 도면들은 반드시 비례적으로 그려지지 않았음을 알 것이다.
일반적으로, 프라이머리측 감지라고도 알려진, 프라이머리측 조절을 이용하는 파워 컨버터들은 출력 전압을 결정하기 위해 바이어스 권선 양단의 전압을 이용할 수 있다. 일 예에서, 바이어스 권선 전압은 스위치가 오프 상태로 스위칭된 후 출력 다이오드가 전류를 전도하고 있는 동안의 시간의 일부분에 대해서만 파워 컨버터의 출력 전압을 나타낼 수 있다.
예시를 위해, 도 1a는 정상 부하 상태들 동안에 (실선으로 나타낸) 파워 컨버터의 필터링되지 않은 피드백 신호(102a) 및 (파선으로 나타낸) 파워 컨버터의 필터링된 피드백 신호(104a)를 도시한다. 도시된 바와 같이, 필터링되지 않은 피드백 신호(102a)의 전압은 시간 t0에서 오프 상태로 스위치가 스위칭된 후에 바로 초기 스파이크 및 리플을 경험한다. 필터링되지 않은 피드백 신호(102a)의 전압은 시간 t1 후에 에너지 전달 요소에서의 에너지의 실질적으로 전부가 파워 컨버터의 출력측으로 전달되었을 때에 시간 t2에서 빠르게 내려가기 시작하기 전에 비교적 안정적이 된다. 따라서, 필터링되지 않은 피드백 신호(102a)는 통상적으로 시간 t1에서 샘플링되고, 샘플링된 전압이 출력 조절을 위해 이용되도록 파워 컨버터의 컨트롤러에 제공된다. 그러나, 필터링되지 않은 피드백 신호(102a)에 존재하는 큰 잡음의 양으로 인해, 필터링되지 않은 피드백 신호(102a)의 전압은 여전히 시간 t1에서 잡음으로 인해 변동할 수 있어, 파워 컨버터의 실제 출력 전압을 나타내는 조절된 전압 VREG을 정확하게 반영하지 않는 샘플이 결과로서 생긴다. 일부 예들에서, 피드백 신호(예를 들어, 필터링되지 않은 피드백 신호(102a) 및 필터링된 피드백 신호(102b))는 바이어스 권선으로부터 발생된다. 바이어스 권선에서의 전압은 세컨더리 권선과 바이어스 권선 사이의 권선비(turns ratio)에 따라 파워 컨버터의 출력 전압과 동일하거나 상이한 전압을 가질 수 있다. 부가적으로, 바이어스 권선 전압은 저항 디바이더 네트워크(resistor divider network)를 이용하여 스케일 다운(scale down)될 수 있다. 따라서, 바이어스 권선 전압은 파워 컨버터의 실제 출력 전압과 동일하거나 상이할 수 있다. 조절된 전압 VREG은 실제 출력 전압을 나타내는 피드백 신호의 샘플링된 전압일 수 있다. 다시 말해, 조절된 전압 VREG은 그것이 실제 출력 전압 VOUT을 가장 잘 나타내기 때문에 샘플링될 원하는 전압이다. 도 1a에 도시된 바와 같이, 필터링되지 않은 피드백 신호(102a)에서의 잡음은 시간 t1에서 필터링되지 않은 피드백 신호(102a)의 샘플링된 전압과 조절된 전압 VREG 사이의 차이를 야기한다.
필터링되지 않은 피드백 신호(102a)에서의 잡음의 양을 줄이기 위해서, 저항 및 캐패시터를 포함하는 RC 필터를 이용하여 필터링되지 않은 피드백 신호(102a)를 필터링할 수 있다. 도 1a에 도시된 바와 같이, 정상 부하 상태들 동안에, 필터링된 피드백 신호(104a)는 감소된 양의 리플을 경험하고 더욱 빠르게 안정된다. 이것은 시간 t1에서 필터링된 피드백 신호(104a)에서의 변동의 양을 줄임으로써, 더욱 정확한 샘플 측정들을 허용한다. 예를 들어, 도 1a에 도시된 바와 같이, 시간 t1에서 필터링된 피드백 신호(104a)의 샘플링된 전압과 조절된 전압 VREG 사이의 차이는 시간 t1에서 필터링되지 않은 피드백 신호(102a)의 샘플링된 전압과 조절된 전압 VREG 사이의 차이보다 작다.
필터 캐패시터의 이용에 의해 정상 부하 상태들 동안에 더욱 정확한 측정들이 될 수 있지만, 경부하 상태들 동안에는 단점이 있을 수 있다. 예시를 위해, 도 1b는 경부하 상태들 동안에 (실선으로 나타낸) 파워 컨버터의 필터링되지 않은 피드백 신호(102b) 및 (파선으로 나타낸) 파워 컨버터의 필터링된 피드백 신호(104b)를 도시한다. 도 1b에 도시된 바와 같이, t2의 지속기간(필터링되지 않은 피드백 신호(102b)의 전압이 0 볼트로 빠르게 내려가기 시작하는 시간)은 경부하 상태들에서 컨버터의 출력으로 전달되는 전력의 감소된 양으로 인해 현저히 감소된다. 부가적으로, 필터링되지 않은 피드백 신호(102b)는 초기 스파이크 및 리플을 포함하지 않을 수 있다. 그 대신, 필터링되지 않은 피드백 신호(102b)는 조절된 전압 VREG에 도달할 때까지 시간 t0에서 0 볼트로부터 점차 증가할 수 있다. 시간 t1에서, 필터링되지 않은 피드백 신호(102b)는 샘플링될 수 있고, 샘플링된 전압이 출력 조절을 위해 이용되도록 파워 컨버터의 컨트롤러에 제공될 수 있다. 도 1b에 도시된 바와 같이, 시간 t1에서의 샘플링된 전압은 조절된 전압 VREG의 것과 근접하게 일치한다.
그러나, 필터 캐패시터가 포함될 때, 위에서 논의한 바와 같이, 피드백 신호의 전압은 더욱 천천히 증가할 수 있다. (경부하 상태로 인한) 시간 t2의 단축된 지속기간과 결합된 (필터 캐패시터로 인한) 지연된 전압 증가는 필터링된 피드백 신호(104b)의 전압이 시간 t1에서 샘플링되기 전에 조절된 전압 VREG에 도달하지 않도록 방지할 수 있다. 결과로서, 시간 t1에서 취해진 필터링된 피드백 신호(104b)의 샘플링된 전압은 파워 컨버터의 실제 출력 전압을 나타내는 조절된 전압 VREG을 정확하게 반영하지 않을 수 있다.
본 개시의 실시예들에서, 다양한 부하 상태들 동안 필터링된 피드백 신호의 정확한 샘플링을 허용하기 위해 사전 바이어싱된 필터가 제공된다. 사전 바이어싱된 필터는 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 피드백 신호의 조절된 전압으로 충전하는 데 요구되는 시간의 양을 줄이기 위해 피드백 신호의 조절된 전압 아래에 있는 미리 결정된 전압으로, 사전 바이어싱 또는 사전 충전될 수 있다.
도 2를 참조하면, 예시적인 파워 컨버터(200)의 개략도가 예시된다. 파워 컨버터(200)는 조절되지 않은 dc 입력 전압 VIN을 수신하는 입력 단자들(201), 프라이머리 권선(206), 세컨더리 권선(208), 및 바이어스 권선(228)을 갖는 에너지 전달 요소 T1(204), 전원 스위치 S1(210), 클램프 회로(212), 정류기 D1(214), 출력 캐패시터 C1(216), 부하(218)에 결합된 출력 단자들(202), 출력 전압 VOUT, 출력 전류 IOUT, 감지 회로(240), 컨트롤러(222), 피드백 신호 UFB(224), 전류 감지 입력(226), 구동 신호 UDRIVE(232), 및 스위치 전류 Isw(230)를 포함한다. 컨트롤러(222)는 사전 바이어싱된 필터 회로(234), 드라이버 회로(236), 및 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILT(242)를 더 포함한다. 도시된 예에서, 파워 컨버터(200)는 설명의 목적으로 플라이백 토폴로지(flyback topology)를 갖는 파워 컨버터로서 도시된다. 파워 컨버터의 다른 알려진 토폴로지들 및 구성들도 본 개시의 교시로부터 이득이 있을 수 있다는 것을 알 것이다.
동작에서, 도 2의 파워 컨버터(200)는 조절되지 않은 입력 VIN으로부터 부하(218)로 출력 전력을 제공한다. 파워 컨버터(200)는 프라이머리(206) 및 세컨더리(208) 권선들 사이에 입력 전압 VIN을 변환하기 위해 에너지 전달 요소 T1(204)를 활용한다. 구체적으로, 전원 스위치 S1(210)는 에너지 전달 요소 T1(204)의 프라이머리 권선(206)을 통해 전도되는 전류의 양을 제어하기 위해 컨트롤러(222)로부터 수신되는 구동 신호 UDRIVE(232)에 응답하여 개폐된다. 폐쇄되는 스위치는 전류를 전도할 수 있고 온(on)으로 고려되고, 개방되는 스위치는 전류를 전도할 수 없고 오프(off)로 고려된다는 것이 일반적으로 이해된다. 도 2의 예에서, 전원 스위치 S1(210)는 파워 컨버터(200)의 특정된 성능에 만족하기 위해 컨트롤러(222)에 응답하여 전류 ID(230)를 제어한다. 일부 실시예들에서, 전원 스위치 S1(210)는 트랜지스터를 포함할 수 있고, 컨트롤러(222)는 집적 회로들 및/또는 별개의 전기 컴포넌트들을 포함할 수 있다. 일 실시예에서, 컨트롤러(222) 및 전원 스위치 S1(210)는 단일 집적 회로에 함께 포함된다. 일 예에서, 집적 회로는 모놀리식 집적 회로이다. 다른 예에서, 집적 회로는 하이브리드 집적 회로이다.
도시된 바와 같이, 파워 컨버터(200)는 조절되지 않은 입력 전압 VIN으로부터 부하(218)로 출력 전력을 제공한다. 일 실시예에서, 입력 전압 VIN은 정류되고 필터링된 ac 라인 전압이다. 도시된 바와 같이, 입력 전압 VIN은 에너지 전달 요소 T1(204)에 의해 수신되도록 결합된다. 일부 실시예들에서, 에너지 전달 요소 T1(204)는 결합된 인덕터(coupled inductor)를 포함할 수 있다. 다른 실시예들에서, 에너지 전달 요소 T1(204)는 트랜스포머를 포함할 수 있다. 도 2의 예에서, 에너지 전달 요소 T1(204)는 3개의 권선인, 프라이머리 권선(206), 세컨더리 권선(208), 및 바이어스 권선(228)을 포함한다. NP 및 NS는 각각 프라이머리 권선(206) 및 세컨더리 권선(208)에 대한 권선수를 나타낸다. 도 2의 예에서, 프라이머리 권선(206)은 입력 권선으로 고려될 수 있고, 세컨더리 권선(208)은 출력 권선으로 고려될 수 있다. 프라이머리 권선(206)은 또한 전원 스위치 S1(210)에 결합되고, 이것은 그 다음에 입력 리턴(211)에 더 결합된다. 부가적으로, 클램프 회로(212)는 전원 스위치 S1(210)에서의 최대 전압을 제한하기 위해 에너지 전달 요소 T1(204)의 프라이머리 권선(206) 양단에 결합된다.
도시된 바와 같이, 에너지 전달 요소 T1(204)의 세컨더리 권선(208)은 정류기 D1(214)에 결합된다. 도 2에 도시된 예에서, 정류기 D1(214)은 다이오드를 포함하고, 세컨더리 권선(208)은 다이오드의 애노드단에 결합된다. 출력 캐패시터 C1(216)과 부하(218) 둘다 정류기 D1(214)에 결합되고, 또한 출력 리턴(217)에 결합된다. 출력 리턴(217)은 입력 리턴(211)에 결합될 수 있거나, 또는 입력 리턴(211)으로부터 전기적으로 분리될 수 있다. 도 2의 예에서, 정류기 D1(214)는 다이오드로서 예시되고, 출력 캐패시터 C1(216)과 부하(218) 둘다 다이오드의 캐소단에 결합된다. 출력이 출력 단자들(202)에서 부하(218)에 제공되고, 조절된 출력 전압 VOUT, 조절된 출력 전류 IOUT, 또는 그의 조합으로서 제공될 수 있다.
동작에서, 전원 스위치 S1(210)의 스위칭은 프라이머리 권선(206)의 단들 사이에 시변 전압 VP을 생성한다. 트랜스포머 액션에 의해, 전압 VP의 스케일링된 레플리카(scaled replica) VS가 세컨더리 권선(208)의 단들 사이에 생성되고, 스케일 인자는 프라이머리 권선(206)의 권선수 NP에 의해 나누어지는 세컨더리 권선(208)의 권선수 NS와 같은 비율이다. 전원 스위치 S1(210)의 스위칭은 또한 정류기 D1(214)에서 펄스화(pulsating) 전류를 생성한다. 정류기 D1(214)의 전류는 부하(218)에서 실질적으로 일정한 출력 전압 VOUT, 출력 전류 IOUT, 또는 그의 조합을 생성하기 위해 출력 캐패시터 C1(216)에 의해 필터링된다.
스위칭된 모드 파워 컨버터(200)는 출력 전압 VOUT, 출력 전류 IOUT, 또는 그의 조합을 조절하기 위해 컨트롤러(222)에 피드백 정보를 제공하는 감지 회로(240)를 더 포함한다. 일 예에서, 바이어스 권선(228)은 전원 스위치(210)가 제1 상태에 있을 때 출력 전압을 나타내고 전원 스위치(210)가 제2 상태에 있을 때 입력 전압을 나타내는 바이어스 권선 전압을 제공하도록 적응된다. 도시된 바와 같이, 바이어스 권선(228)은 파워 컨버터(200)의 입력측으로부터의 입력 전압 VIN 및 출력 전압 VOUT의 간접적인 감지를 허용하는, 컨트롤러(222)에 피드백 신호 UFB(224)의 전송을 제공하도록 적응된다. 감지 회로(240)는 피드백 신호 UFB(224)를 발생하기 위해 바이어스 권선 전압 VB을 스케일링(scaling)하기 위한 저항들 R1(231) 및 R2(233)을 더 포함한다.
동작에서, 컨트롤러(222)는 출력 단자들(235)에서 출력량을 조절하기 위해 온 상태와 오프 상태 사이에서 전원 스위치 S1(210)를 스위칭하도록 결합된다. 전원 스위치 S1(210)가 온 상태에 있는 시간(온 시간이라고도 함) 동안, 바이어스 권선(228)은 입력 전압 VIN을 나타내는 바이어스 권선 전압 VB을 생성한다. 전원 스위치 S1(210)가 오프 상태에 있는 시간(오프 시간이라고도 함) 동안, 바이어스 권선 전압 VB은 출력 전압 VOUT을 나타낼 수 있다. 도 2에 도시된 바와 같은 플라이백 토폴로지에 따르면, 에너지 전달 요소 T1(204)에서의 자기 커플링(magnetic coupling)으로 인해, 전원 스위치(210)가 오프 상태에 있을 때 에너지가 출력 권선(208) 및 바이어스 권선(228)에 전달된다. 자기 커플링은 또한 바이어스 권선(228) 양단에 유도된 바이어스 권선 전압 VB이 세컨더리 권선(208) 양단의 세컨더리 전압 VS에 실질적으로 비례하게 한다.
도시된 바와 같이, 컨트롤러(222)는 감지 회로(240)에 더 결합되고, 복수의 입력들을 포함할 수 있다. 일 예에서, 입력들은 컨트롤러(222) 상의 물리적 단자들일 수 있다는 것을 알아야 한다. 하나의 입력에서, 컨트롤러(222)는 감지 회로(240)로부터 피드백 신호 UFB(224)를 수신한다. 컨트롤러(222)는 전류 감지 입력(226)을 수신하고 구동 신호 UDRIVE(232)를 출력하기 위한 단자들을 더 포함할 수 있다. 전류 감지 입력(226)은 전원 스위치 S1(210)의 감지된 스위치 전류 ID(230)와 연관된 정보를 제공한다. 스위칭 전류 ID(230)는 예를 들어, 트랜지스터가 전도하고 있을 때 트랜지스터 양단의 전압 또는 별개의 저항 양단의 전압과 같이, 다양한 방식으로 감지될 수 있다. 또한, 컨트롤러(222)는 전원 스위치 S1(210)에 구동 신호 UDRIVE(232)를 제공하고, 펄스폭 변조(pulse width modulation; PWM), ON/OFF 컨트롤, 가변 스위칭 주파수 등과 같은(이것으로 한정되지 않음) 다양한 스위칭 스킴들을 구현할 수 있다.
도 2에 예시된 바와 같이, 컨트롤러(222)는 사전 바이어싱된 필터 회로(234), 드라이버 회로(236), 및 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)를 포함한다. 사전 바이어싱된 필터 회로(234)는 감지 회로(240)로부터 피드백 신호 UFB(224)를 수신하도록 결합된다. 사전 바이어싱된 필터 회로(234)는 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)를 출력한다. 사전 바이어싱된 필터 회로(234)의 출력(사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242))은 드라이버 회로(236)에 결합되어 그에 의해 수신된다. 드라이버 회로(236)는 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)에 응답하여 구동 신호 UDRIVE(232)를 출력한다. 드라이버 회로(236)는 또한 전류 감지 신호(226)를 수신한다. 일부 예들에서, 드라이버 회로(236)는 구동 신호 UDRIVE(232)를 발생하기 위해 전류 감지 신호(226)를 이용할 수 있고, 다른 예들에서, 전류 감지 신호(226)는 파워 컨버터의 전원 스위치를 통해 전도되는 전류의 양을 제한하는 데 이용될 수 있다.
컨트롤러(222)는 출력 전압 VOUT, 출력 전류 IOUT, 또는 그의 조합을 원하는 값으로 실질적으로 조절하기 위해 다양한 시스템 입력들에 응답하여 전원 스위치 S1(210)를 동작시키기 위해 구동 신호 UDRIVE(232)를 출력한다. 감지 회로(240) 및 컨트롤러(222)의 이용에 의해, 파워 컨버터(200)는 출력 단자들(202)에서 출력량을 조절하기 위해 폐루프 조절을 구현한다.
아래에서 더 상세히 논의되는 바와 같이, 사전 바이어싱된 필터 회로(234)는 피드백 신호 UFB(224)를 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)로 변환한다. 사전 바이어싱된 필터 회로(234)는 피드백 신호 UFB(224)의 조절된 전압으로 종래의(바이어싱되지 않은) 캐패시터를 충전하는 데 요구되는 시간의 양을 줄이기 위해 피드백 신호 UFB(224)의 조절된 전압 아래에 있는 사전 바이어스 전압으로 충전될 수 있는 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 포함한다. 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)는 전원 스위치 S1(210)의 동작을 제어함으로써 파워 컨버터(200)의 출력을 조절하기 위해 드라이버 회로(236)에 의해 활용된다.
도 3a는 경부하 상태들 동안에 (실선으로 나타낸) 필터링되지 않은 피드백 신호(302a), (점선으로 나타낸) 필터링된 피드백 신호(304a), 및 사전 바이어싱된 필터에 의해 필터링된 (파선으로 나타낸) 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306a)의 예시적인 파형을 도시한다. 일 예에서, 필터링되지 않은 피드백 신호(302a)는 피드백 신호 UFB(224)를 나타낼 수 있다. 다른 예에서, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306a)는 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)를 나타낼 수 있다. 도 1b와 유사하게, 도 3a는 시간 t0에서 0 볼트로 시작하여 시간 t2에서 샘플링되기 전에 출력 전압 VOUT을 나타내는 조절된 전압 VREG으로 증가하는 (실선으로 나타낸) 필터링되지 않은 피드백 신호(302a)의 전압을 도시한다. 일 예에서, 조절된 전압 VREG은 피드백 전압 VFB으로부터 결정된다. 구체적으로, 피드백 전압 VFB은 바이어스 권선(228)으로부터 발생되고, 세컨더리 권선(208)과 바이어스 권선(228) 사이의 권선비에 따라 출력 전압 VOUT과 동일하거나 상이한 전압을 가질 수 있다. 부가적으로, 바이어스 권선 전압 VB은 저항들 R1(231) 및 R2(233)에 의해 형성되는 저항 디바이더 네트워크를 이용하여 스케일 다운될 수 있다. 따라서, 피드백 전압 VFB은 파워 컨버터(200)의 실제 출력 전압 VOUT과 동일하거나 상이할 수 있다. 조절된 전압 VREG은 피드백 전압 VFB이 출력 전압 VOUT을 나타낼 때 샘플링되는 전압일 수 있다. 다시 말해, 조절된 전압 VREG은 실제 출력 전압 VOUT을 가장 잘 나타내기 때문에 샘플링될 원하는 전압이다. 시간 t3에서, 필터링되지 않은 피드백 신호(302a)는 0 볼트로 빠르게 내려가기 시작한다.
부가적으로, 도 1b와 유사하게, 도 3a는 0 볼트로 시작하여 필터링되지 않은 피드백 신호(302a)의 전압보다 느린 속도로 증가하는 (파선으로 나타낸) 필터링된 피드백 신호(304a)의 전압을 도시한다. 결과로서, 필터링된 피드백 신호(304a)가 시간 t2에서 샘플링되는 경우, 실제 출력 전압 VOUT을 나타내는, 조절된 전압 VREG보다 작은 전압 VREG*을 갖는 샘플이 획득된다. 다시 말해, 필터링된 피드백 신호(304a)가 샘플링될 때, 필터링된 피드백 신호(304a)의 전압은 조절된 전압 VREG에 도달하기에 충분한 시간을 갖지 않을 수 있어, 결과적으로 실제 출력 전압 VOUT보다 작은 출력 전압을 나타내는 샘플링된 전압이 생긴다. 필터링된 피드백 신호(304a)는 필터링된 피드백 신호(304a)와 사전 바이어싱된, 또는 사전 충전된, 필터링된 피드백 신호(306a) 사이의 차이들을 예시하도록 도시되어 있다는 것을 알 것이다. 일 예에서, 파워 컨버터(200)는 필터링된 피드백 신호(304a)를 생성하지 않을 수 있지만 오직 사전 바이어싱된 피드백 신호(306a)를 생성할 수 있다.
그러나, 사전 바이어싱된 필터가 이용되는 경우, 사전 바이어싱된 필터의 전압(사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306a)의 전압)은 VPBV의 사전 바이어스 전압에서 시작하여 조절된 전압 VREG에 도달할 때까지 증가한다. 구체적으로, 시간 t1에서(피드백 VFB이 VPBV에 도달하는 시간에 대응함), 사전 바이어싱된 필터는 충전하기 시작하여, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306a)의 전압이 증가하기 시작하도록 한다. 사전 바이어싱된 필터 전압(306a)이 시간 t1에서 필터링된 피드백 신호(304a)의 전압보다 큰 값 VPBV에서 시작하기 때문에, 사전 바이어싱된 필터를 사전 바이어스 전압 VPBV으로부터 조절된 전압 VREG으로 충전하는 데 요구되는 시간의 양은 바이어싱되지 않은 필터를 시간 t1에서 필터링된 피드백 신호(304a)의 전압으로부터 조절된 전압 VREG으로 충전하는 데 요구되는 시간보다 작다. 따라서, 사전 바이어싱된 필터를 이용함으로써, 필터링된 피드백 신호가 조절된 전압 VREG에 도달하는 데 요구되는 시간의 양이 감소되고, 이로써, 시간 t2에서 더욱 정확한 샘플을 제공한다. 시간 t3에서, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306a)의 전압은 0 볼트로 빠르게 내려가기 시작하고, 시간 t4에서, 사전 바이어싱된 필터는 다음 스위칭 사이클 동안 피드백 신호를 필터링하기 전에 사전 바이어스 전압 VPBV까지 충전되기 시작할 수 있다.
도 3b는 정상 부하 상태들 동안에 (점선으로 나타낸) 필터링된 피드백 신호(304b) 및 사전 바이어싱된 필터에 의해 필터링된 (파선으로 나타낸) 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306b)의 예시적인 파형을 도시한다. 일 예에서, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306b)는 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)를 나타낼 수 있다. 도 1a와 유사하게, 도 3b는 시간 t0에서 스위치가 오프 상태로 스위칭된 후 바로 초기 스파이크 및 리플을 경험하는 (점선으로 나타낸) 필터링된 피드백 신호(304b)의 전압을 도시한다. 필터링된 피드백 신호(304b)의 전압은 시간 t2에서 샘플링되기 전에 비교적 안정되게 됨으로써, 조절된 전압 VREG에 있거나 그와 가까운 전압을 갖는 샘플을 생성한다. 시간 t3에서, 필터링된 피드백 신호(304b)의 전압은 0 볼트로 빠르게 내려가기 시작한다. 필터링된 피드백 신호(304b)는 필터링된 피드백 신호(304b)와 사전 바이어싱된, 또는 사전 충전된, 필터링된 피드백 신호(306b) 사이의 차이들을 예시하도록 도시되어 있다는 것을 알 것이다. 일 예에서, 파워 컨버터(200)는 필터링된 피드백 신호(304b)를 생성하지 않을 수 있지만 오직 사전 바이어싱된 피드백 신호(306b)를 생성할 수 있다.
도 3b에 도시된 바와 같이, 사전 바이어싱된 필터가 이용되는 경우, 사전 바이어싱된 필터의 전압(사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306b)의 전압)은 VPBV의 사전 바이어스 전압에서 시작하고 필터링된 피드백 신호(304b)와 유사한 초기 스파이크 및 리플을 경험한다. 그러나, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306b)의 초기 스파이크 및 리플은 필터링된 피드백 신호(304b)의 경우와 같이 시간 t0에서라기보다는 시간 t1에서(피드백 전압이 VPBV에 도달하는 시간에 대응함) 시작한다. 부가적으로, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306b)의 초기 스파이크 및 리플은 필터링된 피드백 신호(304b)의 것들보다 약간 더 크지만, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306b)의 전압은 시간 t2에서 샘플링되기 전에 조절된 전압 VREG으로 안정된다. 따라서, 정상 부하 상태들 동안에 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306b)의 샘플링된 전압에 대한 영향이 거의 내지 전혀 없다. 시간 t3에서, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호(306b)는 0 볼트로 빠르게 내려가기 시작하고, 시간 t4에서, 사전 바이어싱된 필터는 다음 스위칭 사이클 동안 피드백 신호를 필터링하기 전에 사전 바이어스 전압 VPBV까지 충전되기 시작할 수 있다.
도 4는 도 2에 도시된 파워 컨버터(200)와 유사하거나 동일한 파워 컨버터에서 이용하기 위한 예시적인 컨트롤러(422)의 개략도를 도시한다. 컨트롤러(422)는 파워 컨버터(200)의 컨트롤러(222)로서 이용될 수 있는 컨트롤러의 예이다. 컨트롤러(422)는 피드백 신호 UFB(224)를 수신하여 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)를 발생하기 위한, 컨트롤러(222)의 사전 바이어싱된 필터 회로(234)의 예인, 사전 바이어싱된 필터 회로(434)를 포함한다. 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)는 드라이버 회로(236)에 제공된다. 드라이버 회로(236)는 또한 전류 감지 신호(226)를 수신하고, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)에 적어도 부분적으로 기초하여 구동 신호 UDRIVE(232)를 발생할 수 있다. 일부 예들에서, 드라이버 회로(236)는 또한 전류 감지 신호(226)에 적어도 부분적으로 기초하여 구동 신호 UDRIVE(232)를 발생할 수 있고, 다른 예들에서, 드라이버 회로(236)는 파워 컨버터의 전원 스위치를 통해 전도되는 전류의 양을 제한하기 위해 전류 감지 신호(226)를 이용할 수 있다. 드라이버 회로(236)는 또한 사전 바이어싱된 필터 회로(434)에서의 사전 바이어싱된 캐패시터 CPB(402)의 바이어싱을 제어하기 위해 전하 신호 UCHARGE(244)를 발생한다.
동작에서, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)는 피드백 신호 UFB(224)를 필터링하는 데 이용된다. 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402) 양단의 전압 VPB은 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)로서 저항(416)을 통해 드라이버 회로(236)에 제공된다. 사전 바이어싱된 필터 회로(434)는 또한 피드백 신호 UFB(224) 및 사전 바이어싱된 전압원(414)에 각각 결합되는 스위치들(410 및 412)을 포함한다. 스위치들(410 및 412)은 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)를 충전하기 위해 피드백 신호 UFB(224) 및 사전 바이어싱된 전압원(414)을 버퍼(406)에 선택적으로 결합한다. 사전 바이어싱된 필터 회로(434)는 또한 스위치(410)에 결합되는 인버터(404)를 포함한다. 인버터(404)는 드라이버 회로(236)로부터 수신되는 전하 신호 UCHARGE(244)를 반전시켜 반전된 신호를 스위치(410)에 제공한다.
동작에서, 드라이버 회로(236)는 사전 바이어싱된 필터 회로(434)의 스위치들(410 및 412)을 제어하기 위해 전하 신호 UCHARGE(244)를 발생한다. 전하 신호 UCHARGE(244)가 제1 전압 레벨(예를 들어, 하이 전압)로 설정될 때, 스위치(412)는 온 상태로 스위칭될 수 있어, 스위치가 전류를 전도하게 함으로써, 사전 바이어싱된 전압원(414)이 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)를 사전 바이어스 전압 VPBV으로 사전 충전하도록 한다. 인버터(404)는 전하 신호 UCHARGE(244)의 제1 전압 레벨을 제2 전압 레벨(예를 들어, 로우 전압)로 반전시켜 반전된 신호를 스위치(410)로 제공한다. 반전된 전하 신호 US1는 스위치(410)가 오프 상태로 스위칭하도록 한다. 이것은 피드백 신호 UFB(224)를 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)로부터 분리하므로, 피드백 신호 UFB(224)가 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)를 충전하는 것을 방지한다.
전하 신호 UCHARGE(244)가 제2 전압 레벨(예를 들어, 로우 전압)로 설정될 때, 스위치(412)는 오프 상태로 스위칭될 수 있으므로, 스위치(412)가 실질적으로 전류를 전도하는 것을 방지한다. 이것은 사전 바이어싱된 전압원(414)을 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)로부터 분리하므로, 사전 바이어싱된 전압원(414)이 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)를 충전하는 것을 방지한다. 인버터(404)는 전하 신호 UCHARGE(244)의 제2 전압 레벨을 제1 전압 레벨(예를 들어, 하이 전압)로 반전시켜 반전된 신호를 시간 지연 회로(408)에 제공한다. 지연되고 반전된 전하 신호가 그 다음에 스위치(410)에 제공되어, 스위치가 온 상태로 스위칭하도록 함으로써, 스위치가 전류를 전도할 수 있게 하고, 이로써 피드백 신호 UFB(224)가 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)를 출력 전압 VOUT을 나타내는 전압으로 충전하도록 한다.
위에서 언급한 바와 같이, 사전 바이어스 전압 VPBV은 컨트롤러가 또한 조절하도록 설계된 내부 전압보다 작도록 선택될 수 있다. 예를 들어, 컨트롤러(422)가 2V에서 피드백 단자 또는 전압의 조절을 시도하는 경우, 사전 바이어스 전압 VPBV의 전압은 1.5V로 선택될 수 있다. 특정 예가 제공되지만, 피드백 신호 UFB(224)의 조절된 전압, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)가 충전하는 속도, 경부하 상태들 동안 구동 신호 UDRIVE(232)의 스위칭 주파수(이것으로 한정되지 않음)에 응답하여 다른 값들이 선택될 수 있다는 것을 알아야 한다. 본 발명의 교시에 따르면, 샘플 캐패시터의 사전 바어이싱 및 피드백 신호의 필터링은 경부하 상태들하에서 피드백 신호의 무결성을 유지하면서 정상 부하 상태들하에서 샘플링시에 실질적으로 잡음이 없는 피드백 신호 UFB를 달성할 수 있다.
드라이버 회로(236)는 구동 신호 UDRIVE(232)에 기초하여 전하 신호 UCHARGE(244)를 발생할 수 있다. 예를 들어, 일부 예들에서, 드라이버 회로(236)는 구동 신호 UDRIVE(232)가 로우(low)인 시간의 적어도 일부분 동안 스위치(412)가 온 상태로 스위칭하게 하도록 전하 신호 UCHARGE(244)를 구성할 수 있다. 다른 예들에서, 드라이버 회로(236)는 구동 신호 UDRIVE(232)가 하이(high)인 시간의 적어도 일부분 및 구동 신호 UDRIVE(232)가 로우인 시간의 적어도 일부분 동안 스위치(412)가 온 상태로 스위칭하게 하도록 전하 신호 UCHARGE(244)를 구성할 수 있다.
예시를 위해, 도 5는 정상 및 경부하 상태들 동안에 구동 신호 UDRIVE(232), 전하 신호 UCHARGE(244), 피드백 신호 UFB(224), 및 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)의 예시적인 파형들을 도시한다. 일부 예들에서, 기간 1에 의해 도시된 바와 같이, 드라이버 회로(236)는 구동 신호 UDRIVE(232)가 로우인 시간의 적어도 일부분 및 구동 신호 UDRIVE(232)가 하이인 시간의 적어도 일부분 동안 스위치(412)가 온 상태로 스위칭하게 하도록 전하 신호 UCHARGE(244)를 구성할 수 있다. 정상 부하 상태가 존재하는 기간 1 동안, 구동 신호 UDRIVE(232)는 기간의 제1 부분 동안 로우 전압(전원 스위치 S1(210)가 오프 상태에 있게 하기에 충분한 전압)에 있고, 기간의 제2 부분 동안 하이 전압(전원 스위치 S1(210)가 온 상태에 있게 하기에 충분한 전압)에 있다. 구동 신호 UDRIVE(232)가 로우 전압에 있는 시간의 일부분 동안, 피드백 신호 UFB(224)는 도 1a와 관련하여 위에서 논의한 바와 같은 초기 전압 스파이크 및 리플을 포함한다. 일단 에너지가 컨버터의 출력에 전달되고 출력 다이오드가 전도하는 것을 중단하면, 피드백 신호 UFB(224)의 전압은 0 볼트로 내려간다. 이 시간 동안, 전하 신호 UCHARGE(244)는 로우이므로, 스위치(412)가 오프 상태에 있게 하고, 이로써 사전 바이어싱된 전압원(414)을 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)로부터 분리한다. 부가적으로, 스위치(410)는 온 상태에 있고, 이로써 피드백 신호 UFB(224)를 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)에 결합한다. 이것은 피드백 신호 UFB(224)가 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)를 충전할 수 있게 함으로써, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)에 스파이크 및 리플을 야기한다. 피드백 신호 UFB(224)가 0 볼트로 내려간 후 구동 신호 UDRIVE(232)가 하이로 가기 전에, 드라이버 회로(236)는 전하 신호 UCHARGE(244)를 하이 전압 레벨로 구동할 수 있어, 스위치(410)가 오프 상태로 스위칭되게 함으로써, 피드백 신호 UFB(224)를 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)로부터 분리한다. 부가적으로, 스위치(412)는 온 상태로 스위칭되고, 이로써 사전 바이어싱된 전압원(414)을 버퍼(406) 및 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)에 결합한다. 이것은 사전 바이어싱된 전압원(414)이 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)를 사전 바이어스 전압 VPBV으로 충전할 수 있게 함으로써, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)가 사전 바이어스 전압 VPBV에 도달할 때까지 전압이 점차 증가하도록 한다. 기간 2의 시작에서, 드라이버 회로(236)는 구동 신호 UDRIVE(232)가 로우로 가는 동안 전하 신호 UCHARGE(244)를 로우로 구동할 수 있다.
다른 예들에서, 기간 2에 의해 도시된 바와 같이, 드라이버 회로(236)는 구동 신호 UDRIVE(232)가 하이로 간 후에 또는 동시에 스위치(412)가 온 상태로 스위칭하게 하도록 전하 신호 UCHARGE(244)를 구성할 수 있다. 정상 부하 상태가 존재하는 기간 2 동안, 구동 신호 UDRIVE(232)는 기간의 제1 부분 동안 로우 전압(전원 스위치 S1(210)가 오프 상태에 있게 하기에 충분한 전압)에 있고, 기간의 제2 부분 동안 하이 전압(전원 스위치 S1(210)가 온 상태에 있게 하기에 충분한 전압)에 있다. 구동 신호 UDRIVE(232)가 로우 전압에 있는 시간의 일부분 동안, 피드백 신호 UFB(224)는 도 1a와 관련하여 위에서 논의한 바와 같은 초기 전압 스파이크 및 리플을 포함한다. 일단 에너지가 컨버터의 출력에 전달되고 출력 다이오드가 전도하는 것을 중단하면, 피드백 신호 UFB(224)의 전압은 0 볼트로 내려간다. 이 시간 동안, 전하 신호 UCHARGE(244)는 로우이므로, 스위치(412)가 오프 상태에 있게 하고, 이로써 사전 바이어싱된 전압원(414)을 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)로부터 분리한다. 부가적으로, 스위치(410)는 온 상태에 있고, 이로써 피드백 신호 UFB(224)를 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)에 결합한다. 이것은 피드백 신호 UFB(224)가 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)를 충전할 수 있게 함으로써, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)에 스파이크 및 리플을 야기한다. 구동 신호 UDRIVE(232)가 하이로 갈 때, 컨트롤러(422)는 전하 신호 UCHARGE(244)를 하이 전압 레벨로 구동할 수 있어, 스위치(410)가 오프 상태로 스위칭되게 함으로써, 피드백 신호 UFB(224)를 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)로부터 분리한다. 부가적으로, 스위치(412)는 온 상태로 스위칭되고, 이로써 사전 바이어싱된 전압원(414)을 버퍼(406) 및 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)에 결합한다. 이것은 사전 바이어싱된 전압원(414)이 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402)를 사전 바이어스 전압 VPBV으로 충전할 수 있게 함으로써, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)가 사전 바이어스 전압 VPBV에 도달할 때까지 전압이 점차 증가하도록 한다. 기간 3의 시작에서, 드라이버 회로(236)는 구동 신호 UDRIVE(232)가 로우로 구동되는 동안 전하 신호 UCHARGE(244)를 로우로 구동할 수 있다.
기간들 3 및 4는 경부하 상태 동안에 구동 신호 UDRIVE(232), 전하 신호 UCHARGE(244), 피드백 신호 UFB(224), 및 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242)의 예들을 도시한다. 특히, 기간 3은 드라이버 회로(236)가 구동 신호 UDRIVE(232)가 하이로 간 후에 또는 동시에 스위치(412)가 온 상태로 스위칭하게 하도록 전하 신호 UCHARGE(244)를 구성할 수 있는 예를 도시한다. 이 예에서 도 1b와 관련하여 전술한 바와 같이, 피드백 신호 UFB(224)는 정상 부하 상태들 동안에 존재하는 전압 스파이크 및 리플 등을 포함하지 않을 수 있다. 그러나, 전하 신호 UCHARGE(244)의 동작은 도 5의 기간 2와 관련하여 전술한 것과 유사하다.
다른 예에서, 기간 4는 드라이버 회로(236)가 피드백 신호 UFB(224)가 0 볼트로 내려간 후에 구동 신호 UDRIVE(232)가 하이로 가기 전에 스위치(412)가 온 상태로 스위칭하게 하도록 전하 신호 UCHARGE(244)를 구성할 수 있는 예를 도시한다. 이 예에서 도 1b와 관련하여 전술한 바와 같이, 피드백 신호 UFB(224)는 정상 부하 상태들 동안에 존재하는 전압 스파이크 및 리플 등을 포함하지 않을 수 있다. 그러나, 전하 신호 UCHARGE(244)의 동작은 도 5의 기간 1과 관련하여 전술한 것과 유사하다. 동작에서, 컨트롤러(422)는 기간들 1-4 중 임의의 하나 이상과 관련하여 전술한 바와 같이 전하 신호(244)를 구성할 수 있다.
도 6은 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 이용하여 피드백 신호를 샘플링하기 위한 예시적인 프로세스(600)를 도시한다. 블록(601)에서, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터는 사전 바이어스 전압으로 사전 충전될 수 있다. 일부 예들에서, 사전 바이어싱된 필터 회로들(234 또는 434)과 유사하거나 동일한 회로가, 도 4 및 5와 관련하여 위에서 논의한 바와 같이, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 사전 바이어스 전압(예를 들어, VPBV)으로 충전하기 위해 전압원(예를 들어, 사전 바이어싱된 전압원(414))을 이용하여 사전 바이어싱된 필터 캐패시터(예를 들어, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402))를 충전하는 데 이용될 수 있다.
블록(603)에서, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터는 피드백 신호를 이용하여 충전될 수 있다. 일부 예들에서, 사전 바이어싱된 필터 회로들(234 또는 434)과 유사하거나 동일한 회로가, 도 4 및 5와 관련하여 위에서 논의한 바와 같이, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 충전하기 위해 피드백 신호(예를 들어, 피드백 신호 UFB(224))를 이용하여 사전 바이어싱된 필터 캐패시터(예를 들어, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402))를 충전하는 데 이용될 수 있다. 도 4와 관련하여 전술한 것과 유사하거나 동일한 스위칭 회로는 블록들(601 및 603)에서 전압원 및 피드백 신호에 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 선택적으로 결합하는 데 이용될 수 있다.
블록(605)에서, 필터링된 피드백 신호가 드라이버 회로에 제공될 수 있다. 일부 예들에서, 사전 바이어싱된 필터 회로들(234 또는 434)과 유사하거나 동일한 회로가 출력 조절에서 이용을 위한 드라이버 회로(236)에 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402) 양단의 전압 VPB에 적어도 부분적으로 기초하여 필터링된 피드백 신호(예를 들어, 사전 바이어싱된 필터링된 피드백 신호 UPBFILTFB(242))를 제공하는 데 이용될 수 있다.
블록(607)에서, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터는 사전 바이어스 전압으로 재충전될 수 있다. 일부 예들에서, 도 4 및 5와 관련하여 위에서 논의한 바와 같이, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터(예를 들어, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 CPB(402))는 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 사전 바이어스 전압(예를 들어, VPBV)으로 충전하기 위해 전압원(예를 들어, 사전 바이어싱된 전압원(414))을 이용하여 재충전될 수 있다. 일부 예들에서, 도 5의 기간 2 및 3과 관련하여 위에서 논의한 바와 같이, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터는 구동 신호 UDRIVE(232)가 로우로 간 후에 또는 동시에 재충전을 시작할 수 있다. 다른 예들에서, 도 5의 기간 1 및 4와 관련하여 위에서 논의한 바와 같이, 사전 바이어싱된 필터 캐패시터는 구동 신호 UDRIVE(232)가 로우로 가기 전에 재충전을 시작할 수 있다.
프로세스는 그 다음에 사전 바이어싱된 필터 캐패시터가 다시 피드백 신호에 의해 충전될 수 있는 블록(603)으로 리턴할 수 있다.
프로세스(600)의 블록들은 특정 시퀀스로 제시되었지만, 그것들은 임의의 순서로 수행될 수 있고 하나 이상의 블록들이 동시에 수행될 수 있다는 것을 알아야 한다.
요약서에 설명된 것을 포함한, 본 발명의 도시된 예들의 전술한 설명은, 개시된 정확한 형태들로 한정하거나 철저하게 열거하도록 의도되지 않는다. 본 발명의 특정 실시예들 및 예들은 본원에서 예시의 목적으로 설명되지만, 본 발명의 더 넓은 사상 및 범위에서 벗어나지 않고 다양한 등가의 수정들이 가능하다. 사실상, 특정 예시적인 전압들, 전류들, 주파수들, 전력 범위값들, 시간들, 등은 설명의 목적으로 제공되고, 본 발명의 교시에 따라 다른 실시예들 및 예들에서 다른 값들도 활용될 수 있다는 것을 알 것이다.
이들 수정들은 위의 상세한 설명에 비추어 본 발명의 예들에 대해 행해질 수 있다. 다음의 청구항들에서 이용된 용어들은 명세서 및 청구항들에 개시된 특정 실시예들로 발명을 한정하도록 해석되어서는 안 된다. 오히려, 범위는 청구항 해석의 확립된 원칙에 따라 해석되는, 다음의 청구항들에 의해 완전히 결정되어야 한다. 본 명세서 및 도면들은 따라서 제한이라기보다는 예시로서 여겨져야 한다.
200: 파워 컨버터
201: 입력 단자들
202: 출력 단자들
204: 에너지 전달 요소
206: 프라이머리 권선
208: 세컨더리 권선
210: 전원 스위치
212: 클램프 회로
214: 정류기
216: 출력 캐패시터
218: 부하
222: 컨트롤러
228: 바이어스 권선
234: 사전 바이어싱된 필터 회로
236: 드라이버 회로
240: 감지 회로

Claims (21)

  1. 파워 컨버터(power converter)에 대한 컨트롤러로서,
    상기 파워 컨버터의 전원 스위치를 온 상태(ON state)와 오프 상태(OFF state) 사이에서 스위칭하기 위하여 구동 신호를 출력하도록 동작가능한 드라이버 회로; 및
    상기 드라이버 회로에 결합된 사전 바이어싱된(pre-biased) 필터 회로
    를 포함하고,
    상기 사전 바이어싱된 필터 회로는,
    사전 바이어싱된 필터 캐패시터;
    상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 충전하기 위한 사전 바이어스 전압원; 및
    상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 및 상기 사전 바이어스 전압원에 결합된 스위칭 회로
    를 포함하고,
    상기 스위칭 회로는 파워 컨버터의 출력을 나타내는 피드백 신호 및 상기 사전 바이어스 전압원에 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 결합하도록 동작가능하고,
    상기 사전 바이어싱된 필터 회로는 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터의 전압에 적어도 부분적으로 기초하는 상기 드라이버 회로에 대한 필터링된 피드백 신호를 상기 드라이버 회로에 제공하도록 구성되고,
    상기 스위칭 회로는, 상기 구동 신호가 상기 전원 스위치의 복수의 연속하는 스위칭 싸이클에서 상기 전원 스위치를 온 상태에 있게 하는 기간들 각각의 적어도 일부분 동안 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 상기 사전 바이어스 전압원에 결합하도록 동작가능하고,
    상기 스위칭 회로는, 상기 구동 신호가 상기 전원 스위치의 상기 복수의 연속하는 스위칭 싸이클에서 상기 전원 스위치를 오프 상태에 있게 하는 기간들 각각의 적어도 일부분 동안 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 충전을 위해 상기 피드백 신호에 결합하도록 동작가능한, 컨트롤러.
  2. 제1항에 있어서, 상기 스위칭 회로는,
    상기 사전 바이어스 전압원에 결합된 제1 트랜지스터 - 상기 제1 트랜지스터는 전하 신호(charge signal)에 응답하여 상기 사전 바이어스 전압원에 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 선택적으로 결합하도록 동작가능함 - ;
    상기 전하 신호를 반전시켜, 반전된 전하 신호를 발생하도록 동작가능한 인버터; 및
    상기 피드백 신호를 수신하도록 동작가능한 제2 트랜지스터
    를 포함하고,
    상기 제2 트랜지스터는 또한 상기 반전된 전하 신호에 응답하여 상기 피드백 신호에 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 선택적으로 결합하도록 동작가능한, 컨트롤러.
  3. 제2항에 있어서, 상기 스위칭 회로는 상기 인버터 및 상기 제2 트랜지스터에 결합된 시간 지연 회로를 더 포함하는, 컨트롤러.
  4. 제1항에 있어서, 상기 사전 바이어스 전압원의 사전 바이어스 전압은 상기 피드백 신호의 조절된 전압보다 작은, 컨트롤러.
  5. 제1항에 있어서, 상기 파워 컨버터는 스위칭된 모드 파워 컨버터(switched mode power converter)인, 컨트롤러.
  6. 제2항에 있어서, 상기 드라이버 회로는 상기 파워 컨버터의 출력을 조절하기 위해 상기 전하 신호 및 구동 신호를 발생하도록 동작가능한, 컨트롤러.
  7. 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 이용하여 필터링된 피드백 신호를 제공하기 위한 방법으로서,
    전원 스위치의 복수의 연속하는 스위칭 싸이클에서 파워 컨버터가 온 상태에 있는 기간들 각각의 적어도 일부분 동안 사전 바이어스 전압원을 이용하여 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 사전 충전하는 단계;
    상기 전원 스위치의 상기 복수의 연속하는 스위칭 싸이클에서 파워 컨버터가 오프 상태에 있는 기간들 각각의 적어도 일부분 동안 파워 컨버터의 출력을 나타내는 피드백 신호를 이용하여 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 충전하는 단계; 및
    상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터의 전압에 적어도 부분적으로 기초하는 필터링된 피드백 신호를 상기 파워 컨버터의 드라이버 회로에 제공하는 단계
    를 포함하는, 필터링된 피드백 신호의 제공 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 사전 바이어스 전압원의 전압은 상기 피드백 신호의 조절된 전압보다 작은, 필터링된 피드백 신호의 제공 방법.
  9. 제7항에 있어서, 상기 필터링된 피드백 신호를 제공한 후에, 상기 방법은 상기 사전 바이어스 전압원을 이용하여 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 재충전하는 단계를 더 포함하는, 필터링된 피드백 신호의 제공 방법.
  10. 제7항에 있어서, 상기 파워 컨버터는 스위칭된 모드 파워 컨버터인, 필터링된 피드백 신호의 제공 방법.
  11. 제7항에 있어서, 상기 사전 바이어스 전압원을 이용하여 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 사전 충전하는 단계는, 상기 사전 바이어스 전압원에 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 결합하는 단계를 포함하는, 필터링된 피드백 신호의 제공 방법.
  12. 파워 컨버터로서,
    에너지 전달 요소;
    상기 에너지 전달 요소에 결합된 스위치 - 상기 스위치 및 상기 에너지 전달 요소는 상기 스위치가 온 상태에 있는 동안에 전류를 전도하도록 동작가능함 - ; 및
    상기 파워 컨버터의 출력을 조절하기 위해 상기 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 스위칭하기 위하여 구동 신호를 제공하도록 결합된 컨트롤러
    를 포함하고,
    상기 컨트롤러는,
    상기 구동 신호 및 전하 신호를 발생하도록 동작가능한 드라이버 회로; 및
    사전 바이어싱된 필터 회로
    를 포함하고,
    상기 사전 바이어싱된 필터 회로는,
    사전 바이어싱된 필터 캐패시터;
    상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 충전하기 위한 사전 바이어스 전압원; 및
    상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터 및 상기 사전 바이어스 전압원에 결합된 스위칭 회로
    를 포함하고,
    상기 스위칭 회로는 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를, 상기 구동 신호가 전원 스위치의 복수의 연속하는 스위칭 싸이클에서 상기 스위치를 온 상태에 있게 하는 기간들 각각의 적어도 일부분 동안에는 상기 사전 바이어스 전압원에, 상기 구동 신호가 전원 스위치의 상기 복수의 연속하는 스위칭 싸이클에서 상기 스위치를 오프 상태에 있게 하는 기간들 각각의 적어도 일부분 동안에는 상기 파워 컨버터의 출력을 나타내는 피드백 신호에 결합하도록 동작가능하고,
    상기 사전 바이어싱된 필터 회로는 상기 파워 컨버터의 드라이버 회로에 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터의 전압에 적어도 부분적으로 기초하는 상기 드라이버 회로에 대한 필터링된 피드백 신호를 제공하도록 구성되는 파워 컨버터.
  13. 제12항에 있어서, 상기 스위칭 회로는,
    상기 사전 바이어스 전압원에 결합된 제1 트랜지스터 - 상기 제1 트랜지스터는 상기 전하 신호에 응답하여 상기 사전 바이어스 전압원에 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 선택적으로 결합하도록 동작가능함 - ;
    상기 전하 신호를 반전시켜, 반전된 전하 신호를 발생하도록 동작가능한 인버터; 및
    상기 피드백 신호를 수신하도록 동작가능한 제2 트랜지스터
    를 포함하고,
    상기 제2 트랜지스터는 또한 상기 반전된 전하 신호에 응답하여 상기 피드백 신호에 상기 사전 바이어싱된 필터 캐패시터를 선택적으로 결합하도록 동작가능한 파워 컨버터.
  14. 제12항에 있어서, 상기 사전 바이어스 전압원의 사전 바이어스 전압은 상기 피드백 신호의 조절된 전압보다 작은 파워 컨버터.
  15. 제12항에 있어서, 상기 드라이버 회로는 상기 구동 신호가 로우(low) 구동 신호 전압으로 구동될 때 하이(high) 전하 신호 전압으로 상기 전하 신호를 구동하도록 동작가능하고, 상기 드라이버 회로는 또한 상기 구동 신호가 하이 구동 신호 전압으로 구동될 때 로우 전하 신호 전압으로 상기 전하 신호를 구동하도록 동작가능한 파워 컨버터.
  16. 제12항에 있어서, 상기 드라이버 회로는 상기 구동 신호가 로우 구동 신호 전압으로 구동되기 전에 하이 전하 신호 전압으로 상기 전하 신호를 구동하도록 동작가능하고, 상기 드라이버 회로는 또한 상기 구동 신호가 하이 구동 신호 전압으로 구동될 때 로우 전하 신호 전압으로 상기 전하 신호를 구동하도록 동작가능한 파워 컨버터.
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