KR101513518B1 - 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

본 발명은 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법 및 장치에 관한 것으로, 이러한 본 발명은, 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법에 있어서, 수신된 신호의 파일럿 신호를 이용하여 LS 추정치를 산출하는 과정과, 상기 산출된 LS 추정치를 상관 행렬이 동일한 값을 가질 수 있는 인자별로 그룹화하고, 상기 그룹화된 LS 추정치를 각 인자의 값에 따라 2개의 서브 그룹으로 서브 그룹화하는 과정과, 상기 각 서브 그룹별로 샘플 평균을 취해 상관 행렬을 산출하는 과정과, 각 서브 그룹별 상관 행렬을 더하여 간섭 신호를 제거한 상관 행렬을 산출하는 과정과, 상기 간섭 신호를 제거한 상관 행렬을 이용하여 채널을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 채널 추정 방법과 이러한 채널 추정을 위한 장치를 제공한다.

OFDM, LS, PDP, MMSE.

Description

무선 통신 시스템의 채널 추정 방법 및 장치{A method for channel estimation in a wireless communication system and an apparatus thereof}

본 발명은 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법 및 장치에 관한 것으로, 특히, 인접한 기지국의 간섭이 있는 상황에서도 안정적으로 채널을 추정할 수 있는 무선 통신 시스템의 채널추정 방법 및 장치에 관한 것이다.

최근 무선 통신 시스템에서는 무선 채널에서 고속데이터 전송에 유용한 방식으로 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiple Access, 이하 "OFDM"이라 함) 방식이 활발하게 연구되고 있다. 이러한 상술한 바와 같은 무선 통신 시스템에서 송신 신호를 복원하기 위해서는 채널 추정 기법을 통해 송신 중 왜곡된 채널을 보상하여야 한다.

OFDM에 기반한 시스템에서의 파일럿 신호에 의한 채널 추정(pilot-aided channel estimation) 방식 중 MMSE(minimum mean square error) 채널 추정 방식은 채널(channel)의 상관(correlation)과 같은 통계적 특성을 이용하여 채널 추정을 수행한다. 그러나 이는 AWGN(additive white Gaussian noise)만을 고려한 기존의 패이딩 채널(fading channel) 환경에서의 채널 추정 방법이므로, CCI(co-channel interference)의 영향이 강한 셀 에지에서는 채널 추정의 성능 열화가 일어나게 된다.

단말이 어느 일 기지국의 셀 에지에 위치한 경우를 가정하면, 단말이 어느 일 기지국으로부터 원하는 신호(desired signal)의 파일럿(pilot) 정보를 수신할 때, 상기 일 기지국에 인접한 타 기지국으로부터 간섭 신호(interferer)의 파일럿(pilot) 정보도 수신하게 된다. 이러한 CCI(co-channel interference) 환경은 파일럿(pilot) 정보를 이용하여 원하는 신호의 채널(desired signal channel)의 상관 행렬(correlation matrix)을 추정하려고 할 경우, 간섭 신호 채널(interferer channel)의 정보가 간섭을 주게 되어 채널 추정(estimation)의 정확도가 크게 떨어지게 된다.

이러한 채널 추정 성능 열화를 막기 위해 이용하는 한 가지 방법은 일 기지국 및 타 기지국 간의 코디네이션(coordination)을 통해 간섭을 피하는 것이다. OFDM 시스템에서는 시간과 주파수 두 측면에서 간섭을 피하도록 코디네이션(coordination) 할 수 있다. 시간 측면에서의 코디네이션 방식은 일 기지국 및 타 기지국이 파일럿 정보를 시간 1 및 시간 2로 나누어 전송하여 서로간에 간섭이 일어나지 않게 하는 방식이다. 주파수 측면에서의 코디네이션 방식은 일 기지국 및 타 기지국이 서로 다른 부반송파 위치에 파일럿 정보를 위치시켜 서로에 대한 간섭이 일어나지 않게 한다. 따라서 이러한 코디네이션 방법은 인접 셀에 의한 간섭 없이 상관 행렬 추정을 수행할 수 있다. 그러나 앞에서 설명한 코디네이션을 통해 간섭을 피하는 방식은 인접 셀(cell)간의 코디네이션(coordination)이 필요하고, 시 간과 주파수 사용 측면에서 효율성이 떨어진다.

따라서 CCI 환경에서 인접 셀 간의 코디네이션 없이도 간섭 신호를 제거하여 채널을 추정할 수 있는 방법이 요구되고 있다. 또한, CCI 환경에서 원하는 신호 및 간섭 신호의 상관 행렬을 추정하지 않고, 간섭 환경에서의 채널을 추정하기 위한 방법이 요구된다.

따라서 상술한 바와 같은 종래의 문제를 감안한 본 발명의 목적은 CCI 환경에서 상관 행렬을 추정하여 인접 셀의 간섭 신호를 효과적으로 제거하여 채널을 추정할 수 있는 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법 및 장치를 제공함에 있다.

또한, 본 발명의 다른 목적은 CCI 환경에서 상관 행렬을 추정하지 않고 채널을 추정할 수 있는 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법 및 장치를 제공함에 있다.

상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법은, 수신된 신호의 파일럿 신호를 이용하여 LS 추정치를 산출하는 과정과, 상기 산출된 LS 추정치를 상관 행렬이 동일한 값을 가질 수 있는 인자별로 그룹화하고, 상기 그룹화된 LS 추정치를 각 인자의 값에 따라 2개의 서브 그룹으로 서브 그룹화하는 과정과, 상기 각 서브 그룹별로 샘플 평균을 취해 상관 행렬을 산출하는 과정과, 각 서브 그룹별 상관 행렬을 더하여 간섭 신호를 제거한 상관 행렬을 산출하는 과정과, 상기 간섭 신호를 제거한 상관 행렬을 이용하여 채널을 추정하는 과정을 포함한다.

상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법은, 수신된 신호의 파일럿 신호를 이용하여 LS 추정치를 산출하는 과정과, PDP(Power Delay Profile)를 유니폼(Uniform)으로 가정하여, 가정한 유니폼 PDP로부터 상관 행렬을 도출하는 과정과, 상기 도출한 상관 행렬을 이용하여 채널을 추정하는 과정을 포함한다.

상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 채널 추정을 위한 장치는, 수신된 신호로부터 파일럿 심벌을 추출하는 파일럿추출기; 상기 파일럿 심벌에서 LS 추정치를 산출하는 LS 추정기; 상기 산출된 LS 추정치에서 상관 행렬이 동일한 값을 가질 수 있는 인자별로 그룹핑하고, 그 그룹핑된 LS 추정치의 값(1, -1)에 따라 서브 그룹을 형성하는 그룹핑기; 및 상기 서브 그룹별 LS 추정치에 샘플 평균을 취하여 각 서브 그룹별로 상관 행렬을 산출하고, 서브 그룹별 상관 행렬을 더하여 간섭을 제거한 상관 행렬을 산출하는 상관행렬산출기; 상기 간섭이 제거된 상관 행렬을 이용하여 MMSE 방식에 따라 채널을 추정하는 MMSE채널추정기; 및 상기 추정한 채널에 의거하여 왜곡된 채널을 보상하는 등화기를 포함한다.

상술한 바와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 바람직한 실시 예에 따른 무선 통신 시스템의 채널 추정 장치는, 수신된 신호로부터 파일럿 심벌을 추출하는 파일럿추출기; 상기 파일럿 심벌에서 LS 추정치를 산출하는 LS 추정기; PDP(Power Delay Profile)를 유니폼으로 가정하고, 가정한 유니폼 PDP로부터 상관 행렬을 도출하는 상관행렬산출기; 상기 간섭이 제거된 상관 행렬을 이용하여 MMSE 방식에 따라 채널을 추정하는 MMSE채널추정기; 및 상기 추정한 채널에 의거하여 왜곡된 채널을 보상하는 등화기를 포함한다.

상술한 바와 같은 본 발명의 실시 예에 따르면, CCI 환경에서 간섭 신호의 상관 행렬이 소거될 수 있도록 하는 그룹핑을 통해 상관 행렬을 추정하고, 이를 통해 채널을 추정함으로써 인접 셀의 간섭 신호를 효과적으로 제거하여 채널을 추정할 수 있는 방법 및 장치를 제공할 수 있다.

또한, 유니폼 PDP로부터 상관 행렬을 얻어, 이를 통해 채널을 추정함으로써, 간섭 환경에서 원하는 신호 및 간섭 신호의 상관 행렬을 모른다 하더라도, 상관 행렬을 추정하기 위한 추가적인 작업이나 장치 없이 간섭 환경에서의 채널을 추정할 수 있다.

이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명의 실시 예에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며, 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

이하에서 설명되는 본 명세서 및 청구범위에 사용된 용어나 단어는 통상적이거나 사전적인 의미로 한정해서 해석되어서는 아니 되며, 발명자는 그 자신의 발명을 가장 최선의 방법으로 설명하기 위해 용어의 개념으로 적절하게 정의할 수 있다는 원칙에 입각하여 본 발명의 기술적 사상에 부합하는 의미와 개념으로 해석되어야만 한다. 따라서 본 명세서에 기재된 실시 예와 도면에 도시된 구성은 본 발명의 가장 바람직한 일실시 예에 불과할 뿐이고, 본 발명의 기술적 사상을 모두 대변하는 것은 아니므로, 본 출원시점에 있어서 이들을 대체할 수 있는 다양한 균등물과 변형 예들이 있을 수 있음을 이해하여야 한다.

먼저, 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 네트워크의 구성에 대해서 설명하기로 한다. 도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 네트워크의 구성을 설명하기 위한 도면이다.

도 1을 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 네트워크는 OFDM 시스템을 사용하며, 이러한 무선 통신 네트워크의 구성은, 단말기(101), 상기 단말기의 서빙 기지국(103), 및 상기 서빙 기지국(103)에 인접한 인접 기지국(105)을 포함한다. 여기서, 단말기는 상기 서빙 기지국(103)의 셀 에지에 위치한다고 가정한다.

본 발명의 실시 예에 따르면, 서빙 기지국(103) 및 인접 기지국(105)은 하향 링크 프레임에 동일한 위치에서 파일럿 심벌을 전송한다고 가정한다. 또한, 단말기(101)는 이러한 파일럿 정보를 가지고 있다.

그러면, 보다 자세히, 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 통신 시스템의 프레임 구조를 설명하기로 한다. 도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 통신 시스템의 프레임 구조를 설명하기 위한 도면이다.

도 2를 참조하면, OFDM 프레임 구조는 파일럿 심볼(210)과 데이터 심볼(220)로 구성되며, 각각의 OFDM 심볼은

개의 부반송파를 갖는다. 주파수 동기 및 타이밍 동기 그리고 채널 추정을 위해 이용되는 파일럿 심벌(210)은 기지국(또는 송신기) 및 단말기(또는 수신기)가 미리 알고 있는 신호를 할당한다. 도면부호 230을 참조하면, 먼저 파일럿 심벌(210)을 동일 간격

의 파일럿 용 부반송파(240)에 할당한다. 그런 다음, 데이터 전송을 위한 데이터 심벌(220)을 나머지 모든 가용 부반송파들에 할당하여 데이터 용 부반송파(250)로 이용한다. 도면부호 260을 참조하면, 데이터 심벌(220)에 할당되는 파일럿 심벌은 분산 파일럿(Scattered pilot subcarrier)이 적용된다.

앞서 설명한 바와 같이, 서빙 기지국(103) 및 인접 기지국(105)의 파일럿 용 부반송파(240)에 할당하는 파일럿 심벌(210)의 위치는 동일하다.

본 발명의 실시 예에 따르면, 상술한 바와 같이, 동일한 위치에서 수신되는 파일럿 신호는 셀 에지에 있는 단말기(101)에게는 간섭이 된다. 본 발명은 이러한 경우 간섭을 제거하여 채널 추정의 정확도를 높이기 위한 방법을 제공한다.

먼저, 본 발명의 실시 예에 따른 송신기의 데이터 전송 방법에 대해서 설명하기로 한다. 본 발명의 실시 예에 따른 송신기는 서빙 기지국(103) 및 인접 기지국(105)이 될 수 있다. 또한, 수신기는 단말기(101)가 될 수 있다.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 송신기의 데이터 전송 방법을 설명하기 위한 도면이다.

도 3을 참조하면, 송신기는 S301 단계에서 BPSK(Binary Phase Shift Key)에 따라 변조된 파일럿 심벌을 생성한다. 이때, 파일럿 심벌은 송신기 및 수신기가 동일하게 알고 있는 파일럿 심벌이 생성된다.

그런 다음, 송신기는 S303 단계에서 전송하고자 하는 이진 데이터를 변조하여 데이터 심벌을 생성한다. 데이터 심벌은 다양한 변조 방법을 사용할 수 있다. 즉, 4QAM, 8QAM 및 16QAM 등의 변조 방법을 이용할 수 있다.

송신기는 S305 단계에서 생성된 데이터 심벌과 파일럿 심벌을 부반송파에 할당한다. 그런 다음, 송신기는 S307 단계에서 이러한 심벌들을 IFFT를 통해 시간 영역의 신호로 변환하고, S309 단계에서 GI(Guard Interval)를 삽입함으로써 최종적으로 전송되는 기저 대역 신호를 생성하여 전송한다.

제1 실시예

먼저, 본 발명의 일 실시 예에 따르면, 상술한 바와 같이, 서빙 기지국 및 인접 기지국이 동일한 위치에서 파일럿 심볼을 전송하며, 단말기(101)는 서빙 기지국의 셀 에지에 위치하며, 채널 추정을 위해 충분한 수의 파일럿 심벌을 수신할 수 있는 상황을 가정한다.

그러면, 도 3에서 설명한 바와 같이 전송된 신호를 수신하는 수신기의 동작에 대해서 살펴보기로 한다. 즉, 상술한 바와 같은 신호에서 파일럿 심볼을 추출하여 채널을 추정하고, 추정한 채널을 이용하여 데이터 심볼을 수신하는 방법을 설명하기로 한다.

도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 채널 추정 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.

도 4를 참조하면, 수신기는 S401 단계에서 신호를 수신한다. 수신된 신호는 다음의 <수학식 1>과 같이 표현할 수 있다.

수신 신호(

)는 서빙 기지국으로부터 수신된 신호(

), 인접 기지국으로부터 수신되는 간섭 신호(

) 및 잡음(

)으로 이루어진다.

여기서,

는 채널을 의미하며,

는 송신 심볼을 의미한다. 또한, i는 OFDM 심볼 인덱스(OFDM symbol index), k는 부반송파 인덱스(subcarrier index)이다. 어깨글자(Superscript)인 "(0)"과 "(1)"은 각각 서빙 기지국으로부터 수신한 원하는 신호(desired signal)와 인접 기지국으로부터 수신한 간섭 신호(interferer)를 의미한다.

그런 다음, 수신기는 S403 단계에서 LS(Least square) 추정 기법에 따라 LS 추정치(LS estimator,

)를 구한다. 구해진 LS 추정치는 다음의 <수학식 2>와 같이 표현할 수 있다.

<수학식 2>에 나타난 바와 같이, LS 추정 기법은 잡음의 통계적 특성을 고려하지 않고 수신된 심벌을 송신기 및 수신기가 동일하게 알고 있는 파일럿 심벌로 일대일로 나누어 추정한다.

즉, <수학식 2>에 보인 LS 추정치(LS estimator,

)는 <수학식 1>에서 보인 수신 신호를 수신기 및 수신기의 서빙 기지국의 송신기가 동일하게 알고 있는 파일럿 심벌(

)로 나눈 값이다. 잡음을 논외로 하면, 이러한 LS 추정치는 간섭 신호(

)의 영향으로 그 성능이 열화된다. 또한, 이러한 LS 추정치에서 샘플 평균(sample mean)을 취해 구해진 상관 행렬(correlation matrix)은 매우 부정확하다.

따라서 본 발명의 실시 예에서, LS 추정치를 구한 수신기는 S405 단계에서 LS 추정치를 상관 행렬이 동일한 값을 가질 수 있는 인자별로 그룹화한다.

상관 행렬(Correlation matrix,

)의

행

열의 인자는

번째 부반송파 위치에서의 LS 추정치와,

번째 부반송파 위치에서의 LS 추정치의 허미션을 곱한 값에 샘플 평균을 취해 얻을 수 있다. 본 발명의 실시 예에서 그룹화는 상관 행렬(Correlation matrix,

)이

에서 종속(dependent)되는 특성을 이용한다. 상관 행렬은 그 행렬의 각 인자가 대각선에서 동일한 값을 갖는다.

부연하여 설명하면, 상관 행렬은 LS 추정치와, LS 추정치의 허미션을 곱한 값에서 샘플 평균을 취해 구할 수 있다. 이때, 상관 행렬의 행과 열은 LS 추정치와 LS 추정치의 허미션에 대응하므로, 상관 행렬은 그 행 및 열의 수가 동일하다(n

n). 또한, 상관 행렬의 행의 인덱스를

, 열의 인덱스를

라 한 경우,

는 수신 신호의 부반송파 인덱스

에서의 LS 추정치이며,

은 수신 신호의 부반송파 인덱스

에서의 LS 추정치의 허미션이다. 여기서, 상관 행렬(Correlation matrix,

)이

에서 종속(dependent)되는 특성이라 함은, (

-

) 값이 동일한 인자는 그 상관 행렬의 값이 동일한 값을 가진다. 부반송파 인덱스

,

에 의거하여, (

-

) 값이 동일한 인자별로 그룹화한다.

예컨대, 3

3 크기를 가지는 상관 행렬인 경우, "1행 1열, 2행 2열, 3행 3열", "1행 2열, 2행 3열", 및 "2행 1열, 3행 2열"이 동일한 값을 가진다. 이에 따라 수신기는 상관 행렬이 동일한 값을 가질 수 있는 파일럿 심벌별로 다음의 <수학식 3>과 같이 그룹화를 수행한다.

일 때,

즉, <수학식 3>에 따르면,

이라고 정의하고, 이러한 정의에 따라, 전체 파일럿 심벌을 다수개의 파일럿 심벌 그룹으로 그룹화한다.

그런 다음, 수신기는 S407 단계에서 각 파일럿 그룹 각각을 두 개의 서브 그룹으로 나눈다. 두 개의 서브 그룹은 송신기의 다음의 <수학식 4>에 따라 구분할 수 있다.

<수학식 2> 및 <수학식 4>를 참조하면, 송신기가 BPSK 방식으로 변조를 수행하여 전송하였으므로, <수학식 2>의 LS 추정치에서 "

"는 1 또는 -1의 값을 가진다. 또한, LS 추정치의 허미션 값의 "

"도 1 또는 -1의 값을 가진다.

이에 따라 수신기는 이러한 값이 1 또는 -1 값을 가지는 인자 별로 서브 그룹을 형성한다. <수학식 4>에서 첫 번째 식은 1의 값을 가지는 서브 그룹이며, 두 번째 식은 -1의 값을 가지는 서브 그룹이다.

이어서, 수신기는 S409 단계에서 서브 그룹 각각에 샘플 평균(Sample mean)을 취하여 각 서브 그룹별 상관 행렬을 산출한다. 이와 같이, 서브 그룹 각각에 샘플 평균을 취해 얻어진 각 서브 그룹별 상관 행렬을 다음의 <수학식 5>에 나타내었다.

여기에서

는 OFDM 심볼 수를 의미하고

와

는 각 서브 그룹의 인자 수를 의미한다.

<수학식 5>는 다음의 <수학식 6>과 같이 나타낼 수 있다.

(1)

(2)

그런 다음, 수신기는 S411 단계에서 상술한 각 서브 그룹별 상관 행렬을 더하여 간섭을 제거하고 원하는 신호의 상관 행렬을 산출한다.

이와 같이 간섭을 제거하여 원하는 신호 혹은 간섭 신호의 상관 행렬을 산출하는 것을 다음의 <수학식 7>에 나타내었다.

<수학식 6> 및 <수학식 7>을 참조하면, <수학식 7>의 첫 번째 식과 같이 각 서브 그룹별로 산출된 상관 행렬을 더하는 경우, 원하는 신호의 상관 행렬인 "2

"만 남게 되며, 간섭 신호의 상관 행렬인 "

"는 제거된다.

한편, <수학식 7>의 두 번째 식과 같이 각 서브 그룹별로 산출된 상관 행렬을 빼는 경우, 원하는 신호의 상관 행렬인 "

"는 제거되며, 간섭 신호의 상관 행렬인 "

"만 남게 된다.

따라서 각 서브 그룹별로 산출된 상관 행렬을 더하는 경우, 원하는 신호의 상관 행렬을 얻을 수 있으며, 각 서브 그룹별로 산출된 상관 행렬을 빼는 경우, 간섭 신호의 상관 행렬을 각각 구할 수 있다.

이에 따라, 서빙 기지국(103) 및 인접 기지국(105) 각각에 대한 상관 행렬을 따로 구할 수 있다. 특히, 각 서브 그룹별로 산출된 상관 행렬을 더하는 경우, 단말기의 서빙 기지국(103)으로부터 수신된 신호의 상관 행렬을 얻을 수 있다.

이어서, 수신기는 S413 단계에서 앞서 얻어진 상관 행렬을 이용하여 채널을 추정한다. 이때, 채널 추정 방법은 MMSE(minimum mean square error) 방식에 따라 추정함이 바람직하다. 그런 다음, 수신기는 S415 단계에서 추정한 채널을 이용하여 원하는 신호의 채널을 보상한다. 수신기는, 이와 같이, 추정된 채널에 의해 채널이 보상된 상태에서의 데이터 심벌을 복조하여 데이터를 수신한다.

제2 실시예

다음으로 본 발명의 다른 실시 예에 따른 채널 추정 방법을 설명하기로 한다.

본 발명의 다른 실시 예에 따르면, 상술한 바와 같이, 서빙 기지국 및 인접 기지국이 동일한 위치에서 파일럿 심볼을 전송하는 것은 동일하나, 단말기(101)는 채널 추정을 위한 충분한 수의 파일럿 심벌을 수신할 수 없는 상황을 가정한다. 단 말기의 이동 속도가 아주 빠른 경우, 단말기는 채널 추정을 위해 필요한 수의 파일럿 심벌을 수신할 수 없다.

그러면, 도 3에서 설명한 바와 같이 전송된 신호를 수신하는 수신기의 동작에 대해서 살펴보기로 한다. 즉, 상술한 바와 같은 신호에서 파일럿 심벌을 추출하여 채널을 추정하고, 추정한 채널을 이용하여 데이터 심벌을 수신하는 방법을 설명하기로 한다.

도 5는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 채널 추정 방법을 설명하기 위한 흐름도이다.

도 5를 참조하면, 수신기는 S501 단계에서 신호를 수신한다. 수신된 신호는 상기 <수학식 1>과 같이 표현할 수 있다.

그런 다음, 수신기는 S503 단계에서 LS(Least square) 추정 기법에 따라 LS 추정치(LS estimator,

)를 구한다. LS 추정치는 상기 <수학식 2>에 따라 구해진다.

그런 다음, 수신기는 S505 단계에서 PDP(Power Delay Profile)로부터 상관 행렬을 얻는다. PDP는 채널의 타임 딜레이 및 평균 파워 등의 특성 값을 가진다. 따라서 수신기는 PDP를 유니폼하다고 가정하고, 이러한 유니폼 PDP로부터 상관 행렬을 도출한다. 이러한 상관 행렬은 자기 상관 행렬(Auto-correlation matrix) 및 상호 상관 행렬(Cross-correlation matrix)을 포함하며, 다음의 <수학식 8>에 나타내었다.

: Auto-correlation matrix

: Cross-correlation matrix:

<수학식 8>에서

과

은 원하는 신호(desired signal)와 간섭 신호(interferer) 상관 행렬이며, PDP로부터 도출할 수 있다. 이때, 아래글자(subscript) p는 파일럿 심벌의 위치를 의미하고, 원하는 신호와 간섭 신호의 파일럿 시퀀스는 수신기에 제공되는 것으로 가정한다.

채널 추정치(MMSE channel estimator)(

및

)를 얻기 위해서는 원하는 신호(desired signal)의 채널에 대한 상관 행렬(correlation matrix,

) 및 간섭 신호(interferer)의 채널에 대한 상관 행렬(

)이 필요하다.

제2 실시 예에 따르면, 원하는 신호(Desired signal)와 간섭 신호(interferer)의 상관 행렬을 구할 수 없거나, 주어지지 않은 경우 상관 행렬을 PDP로부터 도출한다.

제2 실시예에 가정에 따르면, 상관 행렬을 구하기 위한 충분한 수의 파일럿 심벌을 얻을 수 없는 상황이다. 이러한 이유로 제2 실시 예에서는 채널 응답(Channel impulse response)을 다음의 <수학식 9>와 같이 가정한다.

이러한 <수학식 9>에 따라, 상관 행렬의 계수(coefficient)는 다음의 <수학식 10>과 같이 산출할 수 있다.

따라서 채널에 대한 상관 행렬(channel correlation matrix)을 구하기 위해서는 PDP(power delay profile)에 의해 정해지는 평균 파워 및 타임 딜레이(

)의 값이 필요하다.

이러한 이유로, 본 발명의 제2 실시 예에 따르면, MMSE 채널 추정시 요구되는 상관 행렬을 얻기 위해 원하는 신호(desired signal)와 간섭 신호(interferer)의 PDP를 유니폼(uniform)으로 가정한다. 유니폼 PDP를 가정할 경우, 채널 임펄스 응답(channel impulse response)은 다음의 <수학식 11>과 같다.

이러한 <수학식 11>으로부터 얻어지는 채널에 대한 상관 행렬(channel correlation matrix coefficient)은 다음의 <수학식 12>와 같이 나타낼 수 있다.

이와 같이, 원하는 신호(Desired signal)와 간섭 신호(interferer)의 상관 행렬을 구할 수 없거나, 주어지지 않은 경우, 상술한 바와 같이, 유니폼 PDP(uniform PDP)를 가정하고, 가정한 유니폼 PDP로부터 상관 행렬을 도출한다. 도출한 상관 행렬은 <수학식 7>에 나타낸 바 있다.

한편, PDP가 주어진 경우에는 주어진 PDP를 이용하여 채널 응답 및 상관 행렬 계수를 구하고, 상관 행렬을 도출할 수 있다.

이어서, 수신기는 S507 단계에서 앞서 유니폼 PDP를 통해 얻어진 상관 행렬을 이용하여 채널을 추정한다. 이때, 채널 추정 방법은 MMSE(minimum mean square error) 방식에 따라 추정함이 바람직하다. 그런 다음, 수신기는 S509 단계에서 추정한 채널을 이용하여 원하는 신호의 채널을 보상한다. 수신기는 이와 같이, 추정된 채널에 의해 채널이 보상된 상태에서의 데이터 심벌을 복조하여 데이터를 수신한다.

다음으로, 본 발명의 실시 예에 따른 송신기 및 수신기의 구성에 대해서 살펴보기로 한다.

먼저, 본 발명의 실시 예에 따른 송신기의 구조에 대해서 설명하기로 한다. 도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 송신기 구조를 설명하기 위한 도면이다.

도 6을 참조하면, 송신기는 이진 데이터 생성기(Information Generator)(610), 데이터 심볼 맵퍼(Data Symbol Mapper)(620), 파일럿 심벌 생성기(Pilot generator)(630), 심벌 삽입기(Symbol Insertion)(640), IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)기(650), 및 GI(Guard Interval)삽입기(660)를 포함하여 구성된다.

전송하고자 하는 이진 데이터는 이진 데이터 생성기(610)로부터 생성되어, Data symbol Mapper(620)에서 변조(mapping/modulation)되며, 파일럿 심벌 생성기(630)에서는 송, 수신단간에 동일하게 알고 있는 파일럿 심벌이 생성된다. 매핑(Mapping)된 데이터 심벌과 파일럿 심벌은 심벌 삽입기(130)에서 부반송파에 할당된다. 이때, 서빙 기지국(103) 및 인접 기지국(105) 모두 동일한 위치에 파일럿 심벌이 삽입된다. 이러한 신호는 IFFT(150)를 통해 시간 영역의 신호로 변환되고, 이 신호는 GI삽입기(160)을 거쳐서 최종적으로 전송되는 기저 대역 신호를 생성한다.

특히, 본 발명의 제1 실시 예에 따르면 파일럿 심벌 생성기는 BPSK에 따라, 변조된 파일럿 심벌을 생성한다. BPSK에 따라 변조된 파일럿 심벌은 1 또는 -1의 값을 가진다. 따라서 본 발명이 제1 실시 예에서는 상관 행렬이 동일한 값을 가져야 하는 그룹의 서브 그룹을 파일럿 심벌의 값에 따라 2개로 형성할 수 있다.

다음으로, 본 발명의 실시 예에 따른 수신기의 구조에 대해서 설명하기로 한다.

도 7a 내지 도 7c는 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정을 위한 수신기의 구조를 설명하기 위한 도면이다. 특히, 도 7b는 본 발명의 제1 실시 예에 따른 구성이며, 도 7c는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 구성이다.

도 7a 내지 도 7c를 참조하면, 본 발명의 실시 예에 따른 수신기는 GI제거(Guard Interval Removal)기(710), FFT(Fast Fourier Transform)기(720), 파일럿추출(Pilot Symbol Extraction)기(730), 데이터추출기(740), 등화(Equalizer)기(750), 복조기(Data Symbol Demapper)(760), 및 채널 추정기(Channel Estimator)(770)를 포함한다.

GI제거기(710)는 수신되는 OFDM 심볼의 가드 인터벌(Guard Interval)을 제거하여 출력한다. FFT(Fast Fourier Transform)기(720)는 입력되는 시간 영역의 신호를 고속 푸리에 변환을 수행하여 주파수 영역의 신호로 출력한다.

파일럿추출기(730)는 주파수 영역으로 변환된 신호에서 파일럿 심벌을 추출하여 채널 추정기(780)에 입력한다.

데이터추출기(740)는 주파수 영역으로 변환된 신호에서 데이터 심벌을 추출하여 등화기(750)에 입력한다.

등화기(750)는 채널 추정기(770)의 채널 추정에 따라 입력되는 데이터 심벌을 등화하여 채널의 영향을 보상한다.

복조기(760)는 입력되는 데이터 심벌을 변조방식에 따라 역사상(demapping) 및 복조(demodulation)하여 이진 데이터로 출력한다.

채널추정기(770)는 본 발명의 실시 예에 따라 채널을 추정하되, 이러한 채널 추정기의 채널 추정 방법은 제1 및 제2 실시 예에 따라 달라진다.

도 7b를 참조하면, 본 발명의 제1 실시 예에 따른 채널 추정기(770)는 LS추정(LS(Least Square) Estimation)기(801), 그룹핑기(803), 상관행렬산출기(805), 보간기(interpolation)(807) 및 MMSE채널추정기(809)를 포함한다.

LS추정(LS(Least Square) Estimation)기(801), LS 추정 방법에 따라 LS 추정치를 산출한다. LS 추정치는 수신된 심볼을 송신기 및 수신기가 동일하게 알고 있는 파일럿 심벌로 파일럿 심벌 위치에서 일대일로 나누어 산출한 값이다. 이를 <수학식 2>에서 보인바 있다.

그룹화기(803)는 앞서 설명한 바와 같이, LS 추정치에서 상관 행렬이 동일한 값을 가질 수 있는 인자별로 그룹화하고, 그 그룹화된 LS 추정치의 값(1, -1)에 따라 서브 그룹을 형성한다.

상관행렬산출기(805)는 각 서브 그룹별 LS 추정치에 샘플 평균을 취하여 각 서브 그룹별로 상관 행렬을 산출한다. 이를 <수학식 6>에서 보인바 있다. 또한, 상관행렬산출기(805)는 <수학식 6>과 같이 구해진 서브 그룹별 상관 행렬을 더하거나 빼는 과정을 통해 간섭을 제거하고, 원하는 신호의 상관 행렬을 산출할 수 있다.

보간기(807)는 상술한 상관 행렬의 데이터 심벌 위치에서의 값들을 보간(interpolation)한다. 이러한 보간은 선택적으로 수행할 수 있다.

MMSE채널추정기(809)는 상관 행렬을 입력받아, 입력받은 상관 행렬을 통해 MMSE 방식에 따라 채널을 추정한다. 그런 다음, MMSE채널추정기(809)는 추정된 채널 값을 등화기(750)에 제공한다.

도 7c를 참조하면, 본 발명의 제2 실시 예에 따른 채널 추정기(770)는 LS채 널추정(LS(Least Square) Estimation)기(901), 상관행렬산출기(903) 및 MMSE채널추정기(809)를 포함한다.

LS채널추정(LS(Least Square) Estimation)기(901), LS 추정 방법에 따라 LS 추정치를 산출한다. LS 추정치는 수신된 심벌을 송신기 및 수신기가 동일하게 알고 있는 파일럿 심벌로 파일럿 심벌 위치에서 일대일로 나누어 산출한 값이다. 이를 <수학식 2>에서 보인바 있다.

상관행렬산출기(903)는 PDP에 의거하여 상관 행렬을 도출한다. 즉, 상관행렬산출기(903)는 특정의 채널 응답을 가정하고, 가정한 채널 응답에서 PDP(Power Delay Profile)를 이용하여 상관 행렬을 도출하는

MMSE채널추정기(905)는 상관 행렬을 입력받아, 입력받은 상관 행렬을 통해 채널을 추정한다. 그런 다음, MMSE채널추정기(809)는 추정된 채널 값을 등화기(750)에 제공한다.

다음으로 본 발명의 제2 실시 예에 따른 채널 추정 방법의 효과에 대해서 설명하기로 한다. 도 8a 및 도 8b는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 채널 추정 방법의 효과를 설명하기 위한 도면이다.

본 발명의 제2 실시 예에 따른 유니폼(Uniform) PDP를 이용한 간섭환경에서의 채널 추정 방식(MMSE channel estimation)은 간섭을 고려하지 않은 기존의 채널 추정 방식에 비해 간섭 환경에서의 채널 추정 성능이 향상되었다.

또한, 원하는 신호와 간섭 신호의 추정된 채널을 얻을 수 있게 됨에 따라 2개의 수신 안테나(receive antennas)를 이용한 "CCI suppression"이 가능하다. 이 에 따라, 원하는 신호(desired signal)의 BER 성능 향상을 얻을 수 있게 된다. 이 방식은 직접 원하는 신호(desired signal)와 간섭 신호(interferer)의 상관 행렬을 추정하지 않아도 되므로, 상관 행렬을 직접 추정하는 제1 실시 예와 같은 방식에 비해 복잡도 측면에서 이득을 얻을 수 있다.

도 8a 및 도 8b를 참조하면, 유니폼(uniform) PDP를 이용한 간섭 환경에서의 채널 추정 방식(Uniform PDP)이 상관 행렬이 주어진 경우(Known PDP)에 비하여서는 성능 열화가 있지만 간섭을 고려하지 않은 기존의 채널 추정(MMSE channel estimation) 방식인(No CCI consideration)에 비해서는 더 좋은 MSE 성능과 BER 성능을 보여준다는 것을 알 수 있다.

다음으로 본 발명의 제1 실시 예에 따른 채널 추정 방법의 효과에 대해서 설명하기로 한다. 도 9a 및 도 9b는 본 발명의 제1 실시 예에 따른 채널 추정 방법의 효과를 설명하기 위한 도면이다.

제1 실시 예에 따른 방식은 제2 실시 예에 따른 방식에 비해 간섭 환경에서의 채널 추정 성능이 향상된다. 또한 채널 추정 성능이 향상됨에 따라 "CCI suppression"의 정확도도 높아져 uniform PDP를 이용하는 방식에 비해 원하는 신호(desired signal)의 BER 성능 향상도 얻을 수 있게 된다. 상관 행렬 추정에 따른 복잡도의 증가가 있지만 그에 상응하는 성능 향상을 얻을 수 있게 된다. 그리고 파일럿(pilot) 정보를 충분히 확보하기 위해 여러 프레임(frame) 동안의 파일럿(pilot) 정보를 이용해야 하지만 채널(channel)의 통계적 특성인 상관 행렬(channel correlation matrix)은 여러 프레임동안 크게 변하지 않을 것이므로, 여러 프레임의 파일럿(pilot) 정보를 이용하는 동안 채널 상관(channel correlation) 값이 변하는 데에 따른 에러(error)는 크지 않을 것이다.

도 9a를 참조하면, 제1 실시 예에 따른 MMSE 채널 추정시 추정된 상관 행렬을 이용하는 경우(Proposed)가 유니폼(uniform) PDP로부터의 상관 행렬(correlation matrix)을 얻는 경우(Uniform PDP)에 비해 채널 추정 성능이 뛰어난 것을 알 수 있으며, 상관 행렬이 주어졌을 때('Known PDP')의 채널 추정 성능에도 근접한다는 것을 알 수 있다.

도 9b를 참조하면, 원하는 신호 및 간섭 신호의 상관 행렬을 uniform PDP를 통해 얻은(Uniform PDP)에 비해 상관 행렬을 추정하여 MMSE 채널을 추정한 경우, 원하는 신호의 BER 성능이 더 뛰어난 것을 수 있다. 또한 상관 행렬이 주어졌다고 가정한 경우(Known PDP)에도 근접한 성능을 보여준다.

여기서, "Known channel"은 채널이 완벽하게 추정되었다고 가정한 경우이고, "Proposed 1FRM"는 LTE 기준으로 1 frame 동안의 파일럿(pilot)을 이용한 것이며, "Proposed 10FRM"는 10 frame 동안의 파일럿을 이용한 것이다.

이상 본 발명을 몇 가지 바람직한 실시 예를 사용하여 설명하였으나, 이들 실시 예는 예시적인 것이며 한정적인 것이 아니다. 이와 같이, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 지닌 자라면 본 발명의 사상과 첨부된 특허청구범위에 제시된 권리범위에서 벗어나지 않으면서 균등론에 따라 다양한 변화와 수정을 가할 수 있음을 이해할 것이다.

도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 무선 통신 네트워크의 구성을 설명하기 위한 도면.

도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 OFDM 통신 시스템의 프레임 구조를 설명하기 위한 도면.

도 3은 본 발명의 실시 예에 따른 송신기의 데이터 전송 방법을 설명하기 위한 도면.

도 4는 본 발명의 일 실시 예에 따른 채널 추정 방법을 설명하기 위한 흐름도.

도 5는 본 발명의 다른 실시 예에 따른 채널 추정 방법을 설명하기 위한 흐름도.

도 6은 본 발명의 실시 예에 따른 송신기 구조를 설명하기 위한 도면.

도 7a 내지 도 7c는 본 발명의 실시 예에 따른 채널 추정을 위한 수신기의 구조를 설명하기 위한 도면.

도 8a 및 도 8b는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 채널 추정 방법의 효과를 설명하기 위한 도면.

도 9a 및 도 9b는 본 발명의 제1 실시 예에 따른 채널 추정 방법의 효과를 설명하기 위한 도면.

Claims (7)

1. 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법에 있어서,

   수신된 신호의 파일럿 신호를 이용하여 LS 추정치를 산출하는 과정과,

   상기 산출된 LS 추정치를 상관 행렬이 동일한 값을 가질 수 있는 인자별로 그룹화하고, 상기 그룹화된 LS 추정치를 각 인자의 값에 따라 2개의 서브 그룹으로 서브 그룹화하는 과정과,

   상기 각 서브 그룹별로 샘플 평균을 취해 상관 행렬을 산출하는 과정과,

   각 서브 그룹별 상관 행렬을 더하여 간섭 신호를 제거한 상관 행렬을 산출하는 과정과,

   상기 간섭 신호를 제거한 상관 행렬을 이용하여 채널을 추정하는 과정을 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법.
2. 삭제
3. 무선 통신 시스템의 채널 추정을 위한 장치에 있어서,

   수신된 신호로부터 파일럿 심벌을 추출하는 파일럿추출기;

   상기 파일럿 심벌에서 LS 추정치를 산출하는 LS 추정기;

   상기 산출된 LS 추정치에서 상관 행렬이 동일한 값을 가질 수 있는 인자별로 그룹핑하고, 그 그룹핑된 LS 추정치의 값(1, -1)에 따라 서브 그룹을 형성하는 그룹핑기; 및

   상기 서브 그룹별 LS 추정치에 샘플 평균을 취하여 각 서브 그룹별로 상관 행렬을 산출하고, 서브 그룹별 상관 행렬을 더하여 간섭을 제거한 상관 행렬을 산출하는 상관행렬산출기;

   상기 간섭이 제거된 상관 행렬을 이용하여 MMSE 방식에 따라 채널을 추정하는 MMSE채널추정기; 및

   상기 추정한 채널에 의거하여 왜곡된 채널을 보상하는 등화기를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 추정을 위한 장치.
4. 삭제
5. 제 1 항에 있어서,

   상기 그룹화된 LS 추정치를 서브 그룹화하는 과정은,

   상기 그룹화된 LS 추정치의 값이 1인지 또는 -1인지에 따라, 상기 그룹화된 LS 추정치를 서로 다른 상기 2개의 서브 그룹으로 나누는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법.
6. 제 1 항에 있어서,

   상기 채널을 추정하는 과정은,

   MMSE(minimum mean square error) 방식에 따라 채널을 추정하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법.
7. 제 1 항에 있어서,

   추정한 채널을 이용하여 원하는 신호의 채널을 보상하는 과정을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템의 채널 추정 방법.

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