KR101458170B1

KR101458170B1 - Motor drive device and compressor using the same

Info

Publication number: KR101458170B1
Application number: KR1020130080795A
Authority: KR
Inventors: 사토시 스미타; 다츠야 도이즈메; 야스오 노토하라; 요시타카 이와지
Original assignee: 히타치 어플라이언스 가부시키가이샤
Priority date: 2012-09-03
Filing date: 2013-07-10
Publication date: 2014-11-03
Also published as: CN103684165A; KR20140031096A; JP5978074B2; JP2014050285A

Abstract

본 발명은, 교류 모터의 토크 맥동을 적절히 억제하는 모터 구동 장치 등을 제공하는 것을 과제로 한다.
이러한 과제를 해결하기 위해, 인버터 제어 장치(3)는, 전류 검출 수단(2)으로부터 입력되는 전류값에 의거하여, 교류 모터(5)의 전기 주파수와, q축 인덕턴스와, q축 전류의 곱을 산출해서 제1 전압으로 하고, 상기 제1 전압과 교류 모터(5)의 d축 전압의 합을 산출해서 제2 전압으로 하고, 이하에 나타내는 (A) 및/또는 (B)의 제어를 실행하는 것을 특징으로 한다. (A) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 위상과, 교류 모터(5)의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 위상의 차인 위상차가, 교류 모터(5)의 기계 주파수와 정의 상관 관계를 갖도록 제어한다. (B) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 진폭과, 교류 모터(5)의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 진폭의 비인 진폭비가, 교류 모터(5)의 기계 주파수와 정의 상관 관계를 갖도록 제어한다.SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide a motor drive apparatus and the like that appropriately suppress torque ripple of an AC motor.
In order to solve such a problem, the inverter control device 3 calculates the product of the electric frequency of the alternating-current motor 5, the q-axis inductance and the q-axis current on the basis of the current value inputted from the current detecting means 2 (A) and / or (B) is performed by calculating the sum of the first voltage and the d-axis voltage of the AC motor 5 as the second voltage . (A) controlling the phase difference, which is the difference between the phase of the mechanical frequency component of the second voltage and the phase of the mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor (5) to have a positive correlation with the mechanical frequency of the AC motor do. (B) control so that the amplitude ratio of the mechanical frequency component of the second voltage and the amplitude of the mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor 5 has a positive correlation with the mechanical frequency of the AC motor 5 do.

Description

BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention [0001] The present invention relates to a motor driving apparatus,

본 발명은 교류 모터를 구동하는 모터 구동 장치 등에 관한 것이다.The present invention relates to a motor driving apparatus and the like for driving an AC motor.

교류 모터의 회전자의 위치를, 인버터의 전류 검출값에 의해 추정하고, 또한 추정한 상기 위치에 의거하여 교류 모터의 구동을 제어하는 위치센서리스 제어가 공지되어 있다. 위치센서리스 제어에 의해 구동되는 교류 모터는 내(耐)환경성이 우수하여, 특히 압축기를 구동할 때에 유용하다. 압축기의 내부에는 고온의 냉매 및 윤활유가 유입하기 때문에, 위치센서를 설치하면 불량이 발생할 가능성이 있기 때문이다.A position sensorless control for estimating the position of the rotor of the AC motor by the current detection value of the inverter and controlling the drive of the AC motor based on the estimated position is also known. The AC motor driven by the position sensorless control is excellent in environmental resistance, and is particularly useful when driving a compressor. This is because a high-temperature refrigerant and lubricant flow into the inside of the compressor, so that there is a possibility of failure when the position sensor is installed.

그런데, 압축기 구동용 교류 모터를 제어할 경우, 압축기의 부하 토크는 압축 행정에 동기해서 맥동한다. 따라서, 압축기의 부하 토크와 역위상의 모터 토크를 출력하여, 교류 모터의 속도 변동을 억제하는 토크 맥동 제어를 행함으로써, 압축기의 소음이나 진동을 억제하는 것이 필요해진다.However, when the AC motor for driving the compressor is controlled, the load torque of the compressor is pulsated in synchronization with the compression stroke. Therefore, it is necessary to suppress the noise and vibration of the compressor by outputting the motor torque of the opposite phase to the load torque of the compressor and performing the torque ripple control for suppressing the speed fluctuation of the AC motor.

예를 들면, 특허문헌 1에는, 동기 모터의 3상(相) 교류 전압·전류에 의거하여, 회전자의 위상을 추정하는 것이 기재되어 있다.For example, Patent Document 1 describes that the phase of a rotor is estimated based on a three-phase AC voltage / current of a synchronous motor.

또한, 특허문헌 2에는, 전동기 및 부하 중 적어도 어느 한쪽이 발생시키는 주기 외란(外亂) 성분을, 축 오차 추정값에 의거하여 산출하는 주기 외란 추정기를 구비한 동기 전동기의 제어 장치에 대해서 기재되어 있다. 특허문헌 2에 기재된 토크 맥동 억제 제어에서는, 축 오차의 추정값을 운동 방정식에 대입함으로써 부하 토크를 추정하여, 부하 토크의 맥동 성분을 푸리에 해석(Fourier analysis)에 의해 추출하고, 이것을 해소하도록 출력 전압을 적극적으로 변동시킨다.Patent Document 2 describes a control apparatus for a synchronous motor having a period disturbance estimator that calculates a periodic disturbance component generated by at least one of an electric motor and a load on the basis of an axial error estimated value . In the torque pulsation suppression control described in Patent Document 2, the load torque is estimated by substituting the estimated value of the axial error into the equation of motion, the ripple component of the load torque is extracted by Fourier analysis, and the output voltage Actively fluctuates.

일본국 특허 제3411878호 공보Japanese Patent No. 3411878 일본국 특허 제4221307호 공보Japanese Patent No. 4221307

특허문헌 1의 기술에서는, 동기 모터의 속도나 부하가 일정한 것으로 가정하여, 모터 전류의 미분항(微分項)(즉, sIdc, sIqc)을 제로로 간주하고 있다. 그러나, 토크 맥동 억제 제어를 행하면, 모터 전류가 항상 과도 상태로 되기 때문에, 전류 미분값이 제로로 된다고는 할 수 없다. 따라서, 특허문헌 1에 기재된 기술과 같이 전류 미분값을 무시하면, 위치 추정 오차가 발생할 가능성이 있다. 즉, 특허문헌 1에 기재된 기술에서는 동기 모터의 토크 맥동을 적절히 억제할 수 없을 가능성이 있다.In the technique of Patent Document 1, the differential term (sIdc, sIqc) of the motor current is regarded as zero assuming that the speed and the load of the synchronous motor are constant. However, when the torque ripple suppressing control is performed, the motor current is always in the transient state, so that the current differential value can not be zero. Therefore, if the current differential value is ignored as in the technique described in Patent Document 1, there is a possibility that a position estimation error occurs. That is, in the technique described in Patent Document 1, there is a possibility that the torque pulsation of the synchronous motor can not be appropriately suppressed.

또한, 특허문헌 2에 기재된 기술을 사용해도 충분한 맥동 억제 효과를 얻을 수 없을 가능성이 있다. 이것은 위치센서리스 제어와 토크 맥동 제어의 단순한 조합에 의해서는 위치 추정 오차가 발생하기 때문이다. 위치 추정 오차가 발생하면, 그에 따라 부하 토크의 추정 오차가 발생하기 때문에, 출력 전압의 변동량을 최적화할 수 없어, 충분한 맥동 억제 효과를 얻을 수 없다.In addition, there is a possibility that sufficient pulsation suppression effect can not be obtained by using the technique described in Patent Document 2. This is because the position estimation error is generated by a simple combination of the position sensorless control and the torque pulsation control. When the position estimation error occurs, an estimation error of the load torque is generated thereby, so that the fluctuation amount of the output voltage can not be optimized, and sufficient pulsation suppression effect can not be obtained.

따라서, 본 발명은 교류 모터의 토크 맥동을 적절히 억제하는 모터 구동 장치 등을 제공하는 것을 과제로 한다.Accordingly, it is an object of the present invention to provide a motor drive apparatus and the like that appropriately suppress torque ripple of an AC motor.

상기 과제를 해결하기 위하여, 본 발명은, 제어 수단이, 전류 검출 수단으로부터 입력되는 전류값에 의거하여, 교류 모터의 전기 주파수와, q축 인덕턴스와, q축 전류의 곱을 산출해서 제1 전압으로 하고, 상기 제1 전압과 상기 교류 모터의 d축 전압의 합을 산출해서 제2 전압으로 하고, 이하에 나타내는 (A) 및/또는 (B)의 제어를 실행하는 것을 특징으로 한다.According to the present invention, the control means calculates a product of the electric frequency of the AC motor, the q-axis inductance and the q-axis current on the basis of the current value inputted from the current detecting means, And calculating the sum of the first voltage and the d-axis voltage of the alternating-current motor as a second voltage, and performs the following control (A) and / or control (B).

(A) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 위상과, 상기 교류 모터의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 위상의 차인 위상차를, 상기 교류 모터의 기계 주파수에 대응해서 당해 기계 주파수와 정(正)의 상관 관계를 갖도록 제어한다.(A) a phase difference, which is a difference between a phase of the mechanical frequency component of the second voltage and a phase of a mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor, Of the control signal.

(B) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 진폭과, 상기 교류 모터의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 진폭의 비인 진폭비를, 상기 교류 모터의 기계 주파수에 대응해서 당해 기계 주파수와 정의 상관 관계를 갖도록 제어한다.(B) the amplitude ratio of the mechanical frequency component of the second voltage and the amplitude of the mechanical frequency component of the d-axis current of the alternating current motor to the mechanical frequency of the alternating current motor, Respectively.

또, 상세에 대해서는 발명을 실시하기 위한 구체적인 내용에 있어서 설명한다.The details of the invention will be described in detail.

본 발명에 따르면, 교류 모터의 토크 맥동을 적절히 억제하는 모터 구동 장치 등을 제공할 수 있다.According to the present invention, it is possible to provide a motor drive apparatus and the like that appropriately suppress torque ripple of an AC motor.

도 1은 본 발명의 제1 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 구성도.
도 2는 교류 모터의 전류 및 전압의 벡터도.
도 3은 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도.
도 4는 교류 모터의 기계 주파수와 위상차 지령의 상관도.
도 5는 교류 모터의 기계 주파수와 진폭비 지령의 상관도.
도 6은 토크 맥동 억제 제어시의 파형도이며, 도 6의 (a)는 차분(差分) 토크 Δτ이고, 도 6의 (b)는 d축 변동 전압 ΔVd이고, 도 6의 (c)는 q축 변동 전압 ΔVq이고, 도 6의 (d)는 q축 전류 Iq이고, 도 6의 (e)는 q축 전류의 미분값 sIq이고, 도 6의 (f)는 도 6의 (d)의 파형도에 있어서의 시각 t3∼t4의 부분 확대도이고, 도 6의 (g)는 도 6의 (e)의 파형도에 있어서의 시각 t3∼t4의 부분 확대도.
도 7은 교류 모터를 저속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 7의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 7의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 7의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 7의 (d)는 dc축 전류 Idc.
도 8은 교류 모터를 고속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 8의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 8의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 8의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 8의 (d)는 dc축 전류 Idc.
도 9는 본 발명의 제2 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도.
도 10은 교류 모터를 저속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 10의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 10의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 10의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 10의 (d)는 dc축 전류 Idc.
도 11은 교류 모터를 고속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 11의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 11의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 11의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 11의 (d)는 dc축 전류 Idc.
도 12는 본 발명의 제3 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도.
도 13은 교류 모터를 저속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 13의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 13의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 13의 (c)는 차분 전압 ΔV이고, 도 13의 (d)는 축 오차 Δθ.
도 14는 본 발명의 제4 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도.
도 15는 교류 모터를 저속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 15의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 15의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 15의 (c)는 필터값 I_LF이고, 도 15의 (d)는 dc축 전류 Idc이고, 도 15의 (e)는 도 15의 (c)의 파형도에 있어서의 시각 0.9∼1의 부분 확대도이고, 도 15의 (f)는 도 15의 (d)의 파형도에 있어서의 시각 0.9∼1의 부분 확대도.
도 16은 본 발명의 제5 실시형태에 따른 압축기 구동 장치를 구비한 냉동 공조 시스템의 구성도.
도 17은 비교예에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도.
도 18은 비교예에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 저속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 18의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 18의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 18의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 18의 (d)는 dc축 전류 Idc.
도 19는 비교예에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 고속 회전시켰을 경우의 파형도이며, 도 19의 (a)는 모터 토크 τm 및 부하 토크 τL이고, 도 19의 (b)는 차분 토크 Δτ이고, 도 19의 (c)는 제2 전압 Vn2이고, 도 19의 (d)는 dc축 전류 Idc.1 is a configuration diagram of a motor driving apparatus according to a first embodiment of the present invention;
2 is a vector diagram of current and voltage of an alternating current motor.
3 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculating means provided in the motor driving apparatus;
4 is a diagram showing the relationship between the mechanical frequency of the alternating-current motor and the phase difference command.
5 is a view showing the relationship between the mechanical frequency and the amplitude ratio instruction of the alternating-current motor.
6 (a) and 6 (b) are waveform charts at the time of torque pulse suppression control. Fig. 6 (a) 6 (d) is a q-axis current Iq, Fig. 6 (e) is a differential value sIq of a q-axis current, and Fig. 6 (f) 6 is a partial enlarged view of time t3 to t4 in FIG. 6, and FIG. 6 (g) is a partial enlarged view of time t3 to t4 in the waveform view of FIG. 6 (e).
7A is a motor torque tau m and a load torque tau L, Fig. 7B is a differential torque DELTA tau, and Fig. 7C is a time chart of Fig. The second voltage Vn2, and Fig. 7 (d) shows the dc axis current Idc.
8 (a), 8 (b) and 8 (c) are waveform charts when the alternating-current motor is rotated at a high speed, The second voltage Vn2, and Fig. 8 (d) shows the dc axis current Idc.
9 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculating means included in the motor driving apparatus according to the second embodiment of the present invention.
10 (a) is a motor torque tau m and a load torque tau L, Fig. 10 (b) is a difference torque tau, and Fig. 10 The second voltage Vn2, and Fig. 10 (d) shows the dc axis current Idc.
11A is a motor torque tau m and a load torque tau L. Fig. 11B is a differential torque DELTA tau, and Fig. 11C is a waveform chart of Fig. 11 (d) shows the second voltage Vn2, and the dc axis current Idc.
12 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculating means included in the motor driving apparatus according to the third embodiment of the present invention;
13 (a) is a motor torque tau m and a load torque tau L, Fig. 13 (b) is a difference torque tau, and Fig. 13 Fig. 13D shows the differential voltage DELTA V, and the axis error DELTA &thetas;
Fig. 14 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculating means included in the motor driving apparatus according to the fourth embodiment of the present invention; Fig.
15 (a) is a motor torque tau m and a load torque tau L, Fig. 15 (b) is a difference torque tau, and Fig. 15 a filter value _LF I, Fig. 15 (d) is a partial close-up of 0.9 to 1 time of the waveform of (c) of Figure 15 and the dc-axis current Idc, (e) of FIG. 15, FIG. 15 (F) of FIG. 15 is a partial enlarged view of time 0.9 to 1 in the waveform diagram of FIG. 15 (d).
16 is a configuration diagram of a refrigeration and air conditioning system provided with a compressor driving device according to a fifth embodiment of the present invention;
Fig. 17 is a configuration diagram of voltage variation calculating means included in the motor driving apparatus according to the comparative example; Fig.
Fig. 18 is a waveform chart when the alternating-current motor is rotated at low speed using the motor driving apparatus according to the comparative example. Fig. 18 (a) shows the motor torque tau m and the load torque tau L, Fig. 18 (c) shows the second voltage Vn2, and Fig. 18 (d) shows the dc axis current Idc.
Fig. 19 is a waveform chart when the AC motor is rotated at a high speed by using the motor driving apparatus according to the comparative example. Fig. 19 (a) shows the motor torque tau m and the load torque tau L, Fig. 19 (c) shows the second voltage Vn2, and Fig. 19 (d) shows the dc axis current Idc.

본 발명을 실시하기 위한 형태(이하, 실시형태라 함)에 대하여, 적정 도면을 참조하면서 상세하게 설명한다.DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

《제1 실시형태》&Quot; First embodiment "

〈모터 구동 장치의 구성〉&Lt; Configuration of Motor Drive Apparatus >

도 1은 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치의 구성도이다. 도 1에 나타내는 모터 구동 장치(100)는, 인버터(1)와, 전류 검출 수단(2)과, 인버터 제어 장치(3)를 구비하고 있다. 또, 이하의 기재에서는 교류 모터(5)의 각속도(角速度)를 편의적으로 「주파수」로 기재하는 경우가 있는 것으로 한다.1 is a configuration diagram of a motor drive apparatus according to the present embodiment. The motor driving apparatus 100 shown in Fig. 1 includes an inverter 1, a current detecting means 2, and an inverter control device 3. [ In the following description, the angular velocity of the alternating-current motor 5 may be described as "frequency" for convenience.

(인버터)(inverter)

인버터(1)는, 직류 전원(4)으로부터 입력되는 직류 전압 V_DC를 소정의 3상 교류 전압으로 변환하여, 교류 모터(5)에 출력하는 전력 변환기이다. 인버터(1)는, 복수의 스위칭 소자(S1∼S6)를 가지며, 후기하는 PWM 신호 발생 수단(38)으로부터 입력되는 PWM 신호에 따라 스위칭 소자(S1∼S6)의 ON/OFF를 전환함으로써, 직류 전압 V_DC를 3상 교류 전압으로 변환한다.The inverter 1 is a power converter that converts the DC voltage V _DC input from the DC power supply 4 into a predetermined three-phase AC voltage and outputs it to the AC motor 5. The inverter 1 has a plurality of switching elements S1 to S6 and switches ON / OFF of the switching elements S1 to S6 in accordance with a PWM signal input from a later-described PWM signal generating means 38, The voltage V _DC is converted into a three-phase AC voltage.

이렇게, 인버터(1)로부터 3상 교류 전압을 인가함으로써, 교류 모터(5)에 3상 교류 전류 Iu, Iv, Iw를 유입시켜, 회전 자계를 발생시킨다. 덧붙이면, 당해 회전 자계에 의해 회전하는 교류 모터(5)로서, 예를 들면 동기 모터를 들 수 있다.Thus, three-phase alternating currents Iu, Iv and Iw are supplied to the alternating-current motor 5 by applying the three-phase alternating-current voltage from the inverter 1 to generate a rotating magnetic field. Incidentally, for example, a synchronous motor may be used as the alternating-current motor 5 rotated by the rotating magnetic field.

인버터(1)는, 스위칭 소자(S1, S2)를 구비하는 제1 레그와, 스위칭 소자(S3, S4)를 구비하는 제2 레그와, 스위칭 소자(S5, S6)를 구비하는 제3 레그가 서로 병렬 접속되어 있다. 또한, 각각의 스위칭 소자(S1∼S6)에는 전류에 의한 파괴를 방지하기 위한 환류 다이오드(D1∼D6)가 역병렬로 접속되어 있다.The inverter 1 includes a first leg having switching elements S1 and S2, a second leg having switching elements S3 and S4 and a third leg having switching elements S5 and S6, And are connected in parallel with each other. Reflux diodes D1 to D6 are connected in anti-parallel to each switching element S1 to S6 to prevent breakdown by current.

또, 스위칭 소자(S1∼S6)로서, 예를 들면 IGBT(Insulaled Gate Bipolar Transistor)를 사용할 수 있다.As the switching elements S1 to S6, for example, an insulated gate bipolar transistor (IGBT) can be used.

(전류 검출 수단)(Current detecting means)

전류 검출 수단(2)은, 교류 모터(5)의 전기자(電機子) 권선(卷線)에 유입하는 전류 Iu, Iv, Iw를 각각 검출하여, 후기하는 3상/2축 변환 수단(31)에 시시각각 출력한다. 덧붙이면, 전류 Iu, Iv, Iw 중 임의인 2개를 검출하여, 상기한 2개의 전류값으로부터 나머지 전류값을 추정해도 된다.The current detecting means 2 detects the currents Iu, Iv and Iw flowing into the armature winding of the alternating-current motor 5 and outputs the three-phase / two-axis converting means 31, Respectively. Incidentally, two arbitrary ones of the currents Iu, Iv and Iw may be detected, and the remaining current value may be estimated from the two current values.

(인버터 제어 장치)(Inverter control device)

인버터 제어 장치는, 상기한 전류 검출 수단(2)으로부터 입력되는 전류 Iu, Iv, Iw에 의거하여 PWM 신호를 생성하여, 당해 PWM 신호를 인버터(1)에 출력하는 장치이다. 이에 따라, 교류 모터(5)의 구동이 제어된다.The inverter control device is a device for generating a PWM signal based on the currents Iu, Iv and Iw inputted from the current detecting means 2 and outputting the PWM signal to the inverter 1. [ Thus, the driving of the alternating-current motor 5 is controlled.

인버터 제어 장치(3)는 예를 들면 마이크로컴퓨터(Microcomputer : 도시 생략)이며, ROM(Read Only Memory)에 기억된 프로그램을 읽어내서 RAM(Random Access Memory)에 전개하여, CPU(Central Processing Unit)가 각종 처리를 실행하도록 되어 있다.The inverter control device 3 is a microcomputer (not shown), for example, reads a program stored in a ROM (Read Only Memory) and develops the program in a RAM (Random Access Memory) And performs various kinds of processing.

이하에서는 인버터 제어 장치(3)의 구성을 교류 모터(5)의 특성과 관련지으면서 순차 설명한다. 도 2는 교류 모터의 전압·전류의 관계를 나타내는 벡터도이다. 도 2에 나타내는 U축은 교류 모터(5)가 구비하는 U상(相) 코일의 자속 방향을 나타내고 있다.Hereinafter, the configuration of the inverter control device 3 will be described in sequence while being related to the characteristics of the AC motor 5. [ 2 is a vector diagram showing the relationship between voltage and current of an alternating-current motor. The U-axis shown in Fig. 2 shows the direction of the magnetic flux of the U-phase coil provided in the AC motor 5.

도 2에 나타내는 d축은 교류 모터(5)의 자속 방향을 나타내며, d축과 직교하도록 q축을 취하고 있다. 덧붙이면, 위치센서리스 제어를 행할 경우, 실제로 d주 및 q축이 어느 위치에 있는지(즉, 교류 모터(5)의 자속이 어느 방향에 있는지)는 검출되지 않는다. 따라서, 추정되는 d축으로서의 dc축, 및 추정되는 q축으로서의 qc축을 제어 축으로 하여, 이 dc축 및 qc축 상에서 전류 제어나 속도 제어를 행한다.The d-axis shown in Fig. 2 represents the magnetic flux direction of the alternating-current motor 5, and the q-axis is taken to be orthogonal to the d-axis. In addition, when the position sensorless control is performed, it is not actually detected which position the d-main and q-axes are (i.e., in which direction the magnetic flux of the alternating-current motor 5 is). Therefore, the dc axis as the estimated d-axis and the estimated q-axis as the q-axis are used as control axes, and current control and speed control are performed on the dc-axis and the qc-axis.

즉, 제어 축(dc축, qc축)이란, 위치센서리스 제어에 있어서 제어계가 추정하는 가상적인 축이다.That is, the control axes (dc axis, qc axis) are imaginary axes estimated by the control system in position sensorless control.

도 2에 나타내는 바와 같이 dc축과 d축의 위상차를 축 오차 Δθ로 하고, dc축과 U축의 위상차를 dc축 위상 θdc으로 한다. 교류 모터(5)의 회전에 동기해서 d축은 전기 주파수 ω로 회전하고, dc축은 주파수 추정값 ω1으로 회전한다. 덧붙이면, 전기 주파수 ω은 교류 모터(5)의 전기계(전압·전류)의 주파수를 의미한다. 또한, 후기하는 기계 주파수 ωm은 교류 모터(5)의 기계계(회전축이나 베어링)가 회전할 때의 주파수를 의미한다.As shown in Fig. 2, the phase difference between the dc axis and the d axis is set as the axis error ??, and the phase difference between the dc axis and the U axis is set as the dc axis phase? Dc. In synchronization with the rotation of the alternating-current motor 5, the d-axis rotates at the electric frequency? And the dc-axis rotates at the estimated frequency? 1. Incidentally, the electric frequency? Refers to the frequency of the electric machine (voltage and current) of the alternating-current motor 5. The latter mechanical frequency? M means the frequency at which the mechanical system (rotary shaft or bearing) of the alternating-current motor 5 rotates.

모터 전압 V1은, 교류 모터(5)에 인가되는 전압이며, d축 방향의 성분을 d축 전압 Vd으로 하고 q축 방향의 성분을 q축 전압 Vq으로 한다. 또한, 모터 전압 V1에 관하여, dc축 방향의 성분을 dc축 전압 Vdc으로 하고, qc축 방향의 성분을 qc축 전압 Vqc으로 한다.The motor voltage V1 is a voltage applied to the alternating-current motor 5, and the component in the d-axis direction is the d-axis voltage Vd and the component in the q-axis direction is the q-axis voltage Vq. With respect to the motor voltage V1, the component in the dc axis direction is the dc axis voltage Vdc, and the component in the qc axis direction is the qc axis voltage Vqc.

모터 전류 I1는 교류 모터(5)에 흐르는 전류이며, d축 방향의 성분을 d축 전류 Id로 하고, q축 방향의 성분을 q축 전류 Iq로 한다. 그렇게 하면, 교류 모터(5)의 동작은 이하에 나타내는 (수식 1)의 전압 방정식을 따른다.The motor current I1 is a current flowing in the alternating-current motor 5, the component in the d-axis direction is the d-axis current Id, and the component in the q-axis direction is the q-axis current Iq. Then, the operation of the AC motor 5 follows the voltage equation of (Expression 1) shown below.

또, (수식 1)에 있어서, R : 교류 모터(5)의 저항값, Ld : d축 인덕턴스, Lq : q축 인덕턴스, Ke : 유도 기전력 정수, s : 미분 연산자, ω : 교류 모터(5)의 전기 주파수이다. 또, 상기한 R, Ld, Lq, Ke는 기지(旣知)의 값이다.L is the d-axis inductance, Lq is the q-axis inductance, Ke is the induced electromotive force constant, s is the differential operator, and? Is the AC motor 5 resistance value, Lt; / RTI > The above-mentioned R, Ld, Lq, and Ke are known values.

[수식 1] [Equation 1]

또한, 교류 모터(5)의 모터 토크 τm에 관하여, 이하에 나타내는 (수식 2)의 관계가 성립된다. 덧붙이면, (수식 2)에 있어서 Pm : 교류 모터(5)의 극대수(極對數)이다.Further, regarding the motor torque tau m of the alternating-current motor 5, the following relationship of (Expression 2) is established. In addition, Pm in Equation (2) is the pole number of the AC motor 5.

[수식 2] [Equation 2]

도 1에 나타내는 바와 같이, 인버터 제어 장치(3)는, 3상/2축 변환 수단(31)과, 축 오차 연산 수단(32)과, PLL 연산 수단(33)과, 2축/3상 변환 수단(34)과, 벡터 추출 수단(35)과, 전압 변동 연산 수단(36)과, 전압 지령 연산 수단(37)과, PWM 신호 발생 수단(38)을 구비하고 있다.1, the inverter control device 3 includes three-phase / two-axis conversion means 31, an axial error calculation means 32, a PLL calculation means 33, a two-axis / three- A vector extracting means 35, a voltage variation calculating means 36, a voltage command calculating means 37 and a PWM signal generating means 38. The PWM signal generating means 38 generates a PWM signal.

3상/2축 변환 수단(31)은, 전류 검출 수단(2)으로부터 입력되는 3상 좌표계의 전류 Iu, Iv, Iw와, PLL 연산 수단(33)에 의해 추정되는 dc축 위상 θdc에 의거하여, 제어계의 dc축 전류 Idc 및 qc축 전류 Iqc를 산출한다. 그리고, 3상/2축 변환 수단(31)은, 산출한 dc축 전류 Idc, 및 qc축 전류 Iqc을 축 오차 연산 수단(32)에 출력한다.The three-phase / two-axis converting means 31 converts the currents Iu, Iv and Iw of the three-phase coordinate system inputted from the current detecting means 2 and the dc axis phase? Dc estimated by the PLL calculating means 33 , The dc axis current Idc and the qc axis current Iqc of the control system are calculated. Then, the 3-phase / 2-axis converting means 31 outputs the calculated dc-axis current Idc and the qc-axis current Iqc to the shaft error calculating means 32. [

축 오차 연산 수단(32)은, 이하에 나타내는 (수식 3)을 사용해서 축 오차 Δθ를 산출하여, 산출한 축 오차 Δθ를 PLL 연산 수단(33)에 출력한다. 또, (수식 3)에 있어서, ω1: 교류 모터(5)의 주파수 추정값이다.The axial error computing means 32 calculates the axial error ?? using the following equation (3), and outputs the calculated axial error ?? to the PLL computing means 33. In Equation (3),? 1 is the frequency estimation value of the AC motor (5).

[수식 3] [Equation 3]

PLL(Phase Locked Loop) 연산 수단(33)은, 축 오차 연산 수단(32)으로부터 입력되는 축 오차 Δθ를 축 오차 지령값 Δθ*에 일치시키도록, 이하에 나타내는 (수식 4)를 사용해서 교류 모터(5)의 주파수 추정값 ω1을 산출한다. 그리고, PLL 연산 수단(33)은 산출한 주파수 추정값 ω1을 전압 변동 연산 수단(36)에 출력한다. 또, (수식 4)에 있어서 ωr*는 주파수 지령값이고, K_PLL은 PLL 게인이다.The PLL (Phase Locked Loop) calculation means 33 calculates the phase error of the AC motor 32 using the following equation (4) so as to match the shaft error ?? input from the shaft error calculation means 32 to the shaft error command value ?? 1 < / RTI > Then, the PLL calculation means 33 outputs the calculated frequency estimation value? 1 to the voltage variation calculation means 36. [ In Equation (4),? R * is a frequency command value, and K _PLL is a PLL gain.

[수식 4] [Equation 4]

또한, PLL 연산 수단(33)은, 이하에 나타내는 (수식 5)를 사용해서 교류 모터(5)의 dc축 위상 θdc를 산출하여, 3상/2축 변환 수단(31) 및 2축/3상 변환 수단(34)에 출력한다.The PLL calculating means 33 calculates the dc axis phase? Dc of the alternating-current motor 5 using the following Expression 5 and outputs the dc axis phase? Dc to the three-phase / two-axis converting means 31 and the two- And outputs it to the conversion means 34.

[수식 5] [Equation 5]

전압 변동 연산 수단(36)은, 3상/2축 변환 수단(31)으로부터 입력되는 dc축 전류 Idc 및 qc축 전류 Iqc와, PLL 연산 수단(33)으로부터 입력되는 주파수 추정값 ω1과, 벡터 추출 수단(35)으로부터 입력되는 전압 지령 Vd**에 의거하여, 변동 전압 ΔVd, ΔVq를 산출한다. 또, 전압 변동 연산 수단(36)의 상세에 대해서는 후기한다.The voltage variation calculating means 36 calculates the voltage variation calculating means 36 based on the dc axis current Idc and the qc axis current Iqc inputted from the 3-phase / 2-axis converting means 31, the frequency estimated value? 1 inputted from the PLL calculating means 33, Vd ** based on the voltage command Vd ** input from the voltage command Vd **. The details of the voltage variation calculating means 36 will be described later.

전압 지령 연산 수단(37)은, 정상 전압 지령(Vd*, Vq*)과, 변동 전압(ΔVd, ΔVq)에 의거하여, 전압 지령(Vd**, Vq**)을 산출한다.The voltage command calculating means 37 calculates the voltage commands Vd ** and Vq ** on the basis of the steady voltage commands Vd * and Vq * and the fluctuating voltages Vd and Vq.

덧붙이면, 상기한 d축 정상 전압 지령 Vd*, 및 q축 정상 전압 지령 Vq*은, 부하 토크 τL이 맥동하지 않는 것으로 가정했을 경우의 전압 지령이다. 이들은 통상의 벡터 제어 이론에 의거하여 산출할 수 있다.In addition, the d-axis steady voltage command Vd * and the q-axis steady voltage command Vq * described above are voltage commands when the load torque? L is not pulsating. These can be calculated based on a general vector control theory.

d축 변동 전압 ΔVd, 및 q축 변동 전압 ΔVq는, 부하 토크 τL이 맥동할 경우, 이것을 해소하기 위한 변동분의 전압이다. d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 Vq의 산출 방법에 대해서는 후기한다.The d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq are the fluctuation voltages for solving this when the load torque? L is pulsating. The calculation method of the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage Vq will be described later.

전압 지령 연산 수단(37)은, 산출한 전압 지령(Vd**, Vq**)을, 2축/3상 변환 수단(34) 및 벡터 추출 수단(35)에 출력한다.The voltage command calculation means 37 outputs the calculated voltage commands Vd ** and Vq ** to the 2-axis / 3-phase conversion means 34 and the vector extraction means 35.

벡터 추출 수단(35)은, 전압 지령 연산 수단(37)으로부터 입력되는 d축 전압 지령 Vd** 및 q축 전압 지령 Vq** 중 전자를 추출하여, 전압 변동 연산 수단(36)에 피드백한다.The vector extracting means 35 extracts electrons from the d-axis voltage command Vd ** and the q-axis voltage command Vq ** input from the voltage command calculating means 37 and feeds back the voltage to the voltage change calculating means 36.

d축 전압 지령 Vd**, 및 q축 전압 지령 Vq**은, 상기한 정상 전압 지령(Vd*, Vq*)과 변동 전압(ΔVd, ΔVq)의 합이며, 최종적인 전압 지령이다. d축 전압 지령 Vd**, 및 q축 전압 지령 Vq**은, 데드 타임 오차나 스위칭의 지연 등을 무시하면, 도 2에 나타내는 dc축 전압 Vdc, qc축 전압 Vqc와 같아진다.The d-axis voltage command Vd ** and the q-axis voltage command Vq ** are the sum of the normal voltage commands Vd * and Vq * and the variable voltages? Vd and? Vq, respectively, and are the final voltage commands. the d-axis voltage command Vd ** and the q-axis voltage command Vq ** become equal to the dc-axis voltage Vdc and the qc-axis voltage Vqc shown in FIG. 2, if the dead time error and the switching delay are ignored.

2축/3상 변환 수단(34)은, 전압 지령 연산 수단(37)으로부터 입력되는 d축 전압 지령 Vd**, 및 q축 전압 지령 Vq**과, PLL 연산 수단(33)으로부터 입력되는 dc축 위상 θdc에 의거하여, 교류 모터(5)의 3상 전압 지령 Vu, Vv, Vw를 산출한다.The two-axis / three-phase converting means 34 receives the d-axis voltage command Vd ** and the q-axis voltage command Vq ** input from the voltage command calculating means 37 and the dc Phase voltage commands Vu, Vv, and Vw of the alternating-current motor 5 based on the axial phase? Dc.

PWM(Pu1se Width Modulation) 신호 발생 수단(38)은, 2축/3상 변환 수단(34)으로부터 입력되는 3상 전압 지령 Vu, Vv, Vw에 의거하여 PWM 제어를 행할 때의 지령 신호(즉, PWM 신호)를 생성하여, 스위칭 소자(S1∼S6)에 출력한다.The PWM (Pu 1 Width Modulation) signal generating means 38 generates a command signal (that is, a PWM signal) for performing PWM control based on the three-phase voltage commands Vu, Vv, and Vw input from the two- PWM signals) and outputs them to the switching elements S1 to S6.

이에 따라, 교류 모터(5)의 위치센서리스 제어 및 토크 맥동 억제 제어가 실행된다.Thereby, the position sensorless control of the alternating-current motor 5 and the torque pulsation suppression control are executed.

〈전압 변동 연산 수단의 구성〉<Configuration of Voltage Variation Calculation Means>

도 3은 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도이다. 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치(100)의 특징은, 전압 변동 연산 수단(36)을 구비함으로써, 위치의 추정 정밀도에 의존하지 않고 토크 맥동을 억제하는 점에 있다.3 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculating means provided in the motor driving apparatus. The feature of the motor drive apparatus 100 according to the present embodiment resides in that the torque fluctuation is suppressed without depending on the estimation accuracy of the position by providing the voltage variation calculation means 36. [

전압 변동 연산 수단(36)은, 제1 전압 연산 수단(36a)과, 제2 전압 연산 수단(36b)과, 위상차 연산 수단(36c)과, 전기/기계 주파수 환산 수단(36d)과, 위상차 지령 연산 수단(36e)과, 진폭비 연산 수단(36f)과, 진폭비 지령 연산 수단(36g)과, 전압 변동 조정 수단(36j)을 갖고 있다.The voltage variation calculation means 36 includes a first voltage calculation means 36a, a second voltage calculation means 36b, a phase difference calculation means 36c, an electrical / mechanical frequency conversion means 36d, A calculation means 36e, an amplitude ratio calculation means 36f, an amplitude ratio calculation means 36g, and a voltage variation adjustment means 36j.

제1 전압 연산 수단(36a)은 이하에 나타내는 (수식 6)을 사용해서 제1 전압 Vn1을 산출한다. 덧붙이면, 주파수 추정값 ω1은 PLL 연산 수단(33)(도 1 참조)으로부터 입력되고, qc축 전류 Iqc는 3상/2축 변환 수단(31)으로부터 입력된다. 또한 q축 인덕턴스 Lq는 기지의 값이다.The first voltage calculating means 36a calculates the first voltage Vn1 by using the following Expression (6). In addition, the frequency estimation value? 1 is input from the PLL calculating means 33 (see FIG. 1), and the qc-axis current Iqc is input from the 3-phase / The q-axis inductance Lq is a known value.

[수식 6][Equation 6]

제2 전압 연산 수단(36b)은 이하에 나타내는 (수식 7)을 사용해서 제2 전압 Vn2를 산출한다. 덧붙이면, 전압 지령 Vd**은 상기한 벡터 추출 수단(35)으로부터 입력된다.The second voltage calculation unit 36b calculates the second voltage Vn2 using the following equation (7). Incidentally, the voltage command Vd ** is inputted from the above-described vector extracting means 35. [

또, (수식 7)의 변형에 있어서, 상기한 (수식 6)의 결과를 사용함과 함께, 전압 지령 Vd**가 이상적으로는 dc축 전압 Vdc와 같은 것을 이용했다.In the modification of the expression (7), the result of the expression (6) is used and the voltage command Vd ** is ideally the same as the dc-axis voltage Vdc.

[수식 7][Equation 7]

위상차 연산 수단(36c)은, 상기 (수식 7)에서 의해 구한 제2 전압 Vn2의 기계 주파수 성분의 위상과, 교류 모터(5)의 dc축 전류 Idc의 기계 주파수 성분의 위상의 차인 위상차 θa를 산출한다. 당해 위상차 θa는 예를 들면 푸리에 해석에 의해 구할 수 있다. 또, dc축 전류 Idc는 3상/2축 변환 수단(31)(도 1 참조)으로부터 입력된다.The phase difference calculating means 36c calculates the phase difference? A, which is the difference between the phase of the mechanical frequency component of the second voltage Vn2 obtained by the above-mentioned formula (7) and the phase of the mechanical frequency component of the dc axis current Idc of the AC motor 5 do. The phase difference? A can be obtained, for example, by Fourier analysis. The dc axis current Idc is input from the 3-phase / 2-axis converting means 31 (see Fig. 1).

전기/기계 주파수 환산 수단(36d)은, PLL 연산 수단(33)(도 1 참조)으로부터 입력되는 주파수 추정값 ω1을 극대수 Pm으로 나눗셈함으로써, 기계 주파수 ωm으로 환산한다. 상기한 바와 같이, 기계 주파수 ωm은 교류 모터(5)의 기계계(회전축이나 베어링)가 회전할 때의 주파수를 의미하고 있다.The electrical / mechanical frequency conversion means 36d converts the frequency estimated value? 1 inputted from the PLL operating means 33 (see FIG. 1) by the maximum number Pm to convert it into the mechanical frequency? M. As described above, the mechanical frequency? M means the frequency at which the mechanical system (rotary shaft or bearing) of the AC motor 5 rotates.

위상차 지령 연산 수단(36e)은 이하에 나타내는 (수식 8)을 사용해서 위상차 지령 θa*을 산출한다. 또, 기계 주파수 ωm은 전기/기계 주파수 환산 수단(36d)으로부터 입력된다. 또한, d축 인덕턴스 Ld, 및 교류 모터(5)의 저항 R은 기지의 값이다.The phase difference instruction calculating means 36e calculates the phase difference instruction? A * using the following equation (8). The mechanical frequency? M is input from the electrical / mechanical frequency conversion means 36d. The d-axis inductance Ld and the resistance R of the AC motor 5 are known values.

[수식 8][Equation 8]

진폭비 연산 수단(36f)은, 상기한 제2 전압 Vn2의 기계 주파수 성분의 진폭과, 교류 모터(5)의 dc축 전류 Idc의 기계 주파수 성분의 진폭의 비인 진폭비 Ga를 산출한다.The amplitude ratio calculating means 36f calculates the amplitude ratio Ga which is the ratio of the amplitude of the mechanical frequency component of the second voltage Vn2 to the amplitude of the mechanical frequency component of the dc axis current Idc of the AC motor 5. [

진폭비 지령 연산 수단(36g)은 이하에 나타내는 (수식 9)를 사용해서 진폭비 지령 Ga*를 산출한다.The amplitude ratio instruction calculating means 36g calculates the amplitude ratio command Ga * using the following equation (9).

[수식 9][Equation 9]

제1 차분 연산 수단(36h)은, 위상차 연산 수단(36c)으로부터 입력되는 위상차 θa와, 위상차 지령 연산 수단(36e)으로부터 입력되는 위상차 지령 θa*의 차분 Δθa를 산출하여, 전압 변동 조정 수단(36j)에 출력한다.The first difference calculation means 36h calculates the difference ?? a between the phase difference? A inputted from the phase difference calculation means 36c and the phase difference instruction? A * inputted from the phase difference instruction calculation means 36e, .

제2 차분 연산 수단(36)은, 진폭비 연산 수단(36f)으로부터 입력되는 진폭비 Ga와, 진폭비 지령 연산 수단(36g)으로부터 입력되는 진폭비 지령 Ga*의 차분 ΔGa를 산출하여, 전압 변동 조정 수단(36j)에 출력한다.The second difference calculation means 36 calculates the difference? Ga between the amplitude ratio Ga inputted from the amplitude ratio calculation means 36f and the amplitude ratio command Ga * inputted from the amplitude ratio calculation means 36g, .

전압 변동 조정 수단(36j)은, 제1 차분 연산 수단(36h)으로부터 입력되는 차분 Δθa와, 제2 차분 연산 수단(36i)으로부터 입력되는 차분 ΔGa에 의거하여, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 산출한다.The voltage fluctuation adjusting means 36j adjusts the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation? D based on the difference?? A inputted from the first differential calculating means 36h and the differential? Ga inputted from the second differential calculating means 36i, The voltage? Vq is calculated.

즉, 전압 변동 조정 수단(36j)은, 위상차 θa와 위상차 지령 θa*의 차분 Δθa를 제로, 또한 진폭비 Ga와 진폭비 지령 Ga*의 차분 ΔGa를 제로로 하도록, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq의 값을 조정한다. 덧붙이면, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq는 교류 모터(5)의 토크 맥동을 해소하기 위하여 덧셈되는 값이다.That is, the voltage variation adjusting means 36j adjusts the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vd so that the difference ?? a between the phase difference? A and the phase difference instruction? A * is zero and the difference? Ga between the amplitude ratio Ga and the amplitude ratio command Ga * Adjust the value of? Vq. In addition, the d-axis varying voltage? Vd and the q-axis varying voltage? Vq are values added to eliminate the torque ripple of the AC motor 5.

그리고, 전압 지령 연산 수단(37)이(도 1 참조), d축 정상 전압 지령 Vd*에 d축 변동 전압 ΔVd를 더함(합을 취함)으로써, d축 전압 지령 Vd**를 산출한다. 마찬가지로, 전압 지령 연산 수단(37)이, q축 정상 전압 지령 Vq*에 q축 변동전압 ΔVq을 더함(합을 취함)으로써, q축 전압 지령 Vq**를 산출한다.The d-axis voltage command Vd ** is calculated by adding (adding) the d-axis fluctuation voltage? Vd to the d-axis steady voltage command Vd * by the voltage command calculation means 37 (see Fig. 1). Similarly, the voltage command calculation unit 37 calculates the q-axis voltage command Vq ** by adding the q-axis fluctuation voltage? Vq to the q-axis steady voltage command Vq * (taking a sum).

이렇게 해서, 모터 구동 장치(100)는, 최종적인 전압 지령(Vd**, Vq**)을 소정 시간마다 축차 산출하여, 토크 변동 억제 제어를 실행한다.In this way, the motor drive apparatus 100 calculates the final voltage command (Vd **, Vq **) at predetermined time intervals and executes the torque fluctuation suppressing control.

덧붙이면, 상기한 차분 Δθa가 제로이고, 또한 차분 ΔGa가 제로일 경우, 제2 전압 Vn2는 이하에 나타내는 (수식 10)에 의해 일의(一意)로 표시된다.Incidentally, when the above-mentioned difference ?? a is zero and the difference? Ga is zero, the second voltage Vn2 is expressed in one form by (Expression 10) shown below.

[수식 10][Equation 10]

상기한 (수식 7)을 (수식 10)에 대입해서 정리하면, 이하에 나타내는 (수식 11)이 성립한다.The above-mentioned formula (7) is substituted into the formula (10), and the following formula (11) is established.

[수식 11] [Equation 11]

토크 맥동 억제 제어가 실행될 경우, 교류 모터(5)의 주파수 성분 중, 토크 맥동 주파수 성분 즉 기계 주파수 성분이 지배적으로 된다. 이것은, 마찰 등에 기인해서 다른 주파수 성분도 포함되지만, 교류 모터(5)의 토크 변동을 해소하도록 토크 맥동 억제 제어가 실행되기 때문이다.When the torque pulsation suppression control is executed, among the frequency components of the alternating-current motor 5, the torque pulsation frequency component, that is, the mechanical frequency component becomes dominant. This is because torque pulsation suppression control is executed so as to eliminate the torque fluctuation of the alternating-current motor 5 although other frequency components are included due to friction or the like.

따라서, s=jωm을 (수식 11)에 대입하면, 이하에 나타내는 (수식 12)가 얻어진다.Therefore, when s = jωm is substituted into (Expression 11), (Expression 12) shown below is obtained.

[수식 12] [Equation 12]

당해 (수식 12)를, 상기한 (수식 3)에 대입하면, 축 오차 Δθ의 분자는 제로가 된다(즉, 축 오차 Δθ의 값이 제로가 됨). dc축과 d축의 위상차인 축 오차 Δθ를 제로로 함으로써, 토크 맥동 억제 제어가 달성된다.Substituting this equation (12) into the above equation (3), the numerator of the axial error ?? becomes zero (i.e., the value of the axial error ?? becomes zero). Torque pulsation suppression control is achieved by setting the axial error ?? which is the phase difference between the dc axis and the d axis to zero.

즉, 차분 Δθa를 제로로 하고, 또한 차분 ΔGa를 제로로 함으로써, 고정밀도인 토크 맥동의 억제를 행할 수 있다.That is, it is possible to suppress torque pulsation with high accuracy by setting the difference ?? a to zero and setting the difference? Ga to zero.

도 4는 교류 모터의 기계 주파수와 위상차 지령의 상관도이다. 도 4에 나타내는 상관도의 가로축은 규격화한 기계 주파수 ωm[pu]이고, 세로축은 상기한 위상차 지령 θa*[deg]이다. 이하에서는 물리량을 규격화했을 경우의 단위로서 [pu]를 사용한다.4 is a diagram showing the relationship between the mechanical frequency of the AC motor and the phase difference command. The horizontal axis of the correlation diagram shown in Fig. 4 is the standardized mechanical frequency? M [pu], and the vertical axis is the phase difference command? A * [deg]. In the following, [pu] is used as a unit when the physical quantity is standardized.

도 4에 나타내는 실선은 상기한 (수식 8)로부터 구한 것이다. 또한, 도 4에 나타내는 ○ 표시는 각각, 후기하는 도 7, 도 8에 나타내는 시뮬레이션 결과에 대응하는 개소이다.The solid line shown in Fig. 4 is obtained from the above-mentioned (Expression 8). 4 are the positions corresponding to the simulation results shown in Figs. 7 and 8, respectively, which will be described later.

도 4에 나타내는 상관도, 및 상기한 (수식 8)로부터, 위상차 지령 θa*은 다음과 같은 성질을 갖는 것을 알 수 있다.From the correlation diagram shown in Fig. 4 and the above-described (Expression 8), it can be seen that the phase difference command? A * has the following characteristics.

（1） 위상차 지령 θa*은 기계 주파수 ωm과 정(正)의 상관 관계에 있다. 즉, 기계 주파수 ωm의 값이 커짐에 따라, 위상차 지령 θa*의 값(>0)도 커진다.(1) The phase difference command? A * has a positive correlation with the mechanical frequency? M. That is, as the value of the mechanical frequency? M becomes larger, the value (> 0) of the phase difference instruction? A * becomes larger.

（2） 기계 주파수 ωm이 고속으로 됨에 따라, 위상차 지령 θa* 은 90°에 점근(漸近)한다.(2) As the mechanical frequency? M becomes high, the phase difference command? A * becomes asymptotically (approaches 90 °).

（3） 기계 주파수 ωm이 저속으로 됨에 따라, 위상차 지령 θa* 0°에 점근한다.(3) As the mechanical frequency? M becomes lower, the phase difference command? A * becomes 0 °.

（4） 기계 주파수 ωm이 0[pu]인 경우, 위상차 지령 θa*은 0°가 된다.(4) When the mechanical frequency? M is 0 [pu], the phase difference command? A * becomes 0 占.

도 5는 교류 모터의 기계 주파수와 진폭비 지령의 상관도이다. 도 5에 나타내는 상관도의 가로축은 규격화한 기계 주파수 ωm[pu]이고, 세로축은 상기한 진폭비 지령 Ga*[pu]이다. 도 5에 나타내는 실선은 상기한 (수식 9)로부터 구했다. 또한, 도 5에 나타내는 ○ 표시는 각각, 후기하는 도 7, 도 8에 나타내는 시뮬레이션 결과에 대응하는 개소이다.5 is a diagram showing the relationship between the mechanical frequency and the amplitude ratio instruction of the alternating-current motor. 5 is the standardized mechanical frequency? M [pu], and the vertical axis is the above-mentioned amplitude ratio command Ga * [pu]. The solid line shown in Fig. 5 was obtained from the above-mentioned (Expression 9). 5 are the positions corresponding to the simulation results shown in Figs. 7 and 8, respectively, which will be described later.

도 5에 나타내는 상관도, 및 상기한 (수식 9)로부터, 진폭비 지령 Ga*은 다음과 같은 성질을 갖는 것을 알 수 있다.From the correlation diagram shown in Fig. 5 and the above-mentioned equation (9), it can be seen that the amplitude ratio command Ga * has the following characteristics.

（1） 진폭비 지령 Ga*은 기계 주파수 ωm과 정의 상관 관계에 있다. 즉, 기계 주파수 ωm의 값이 커짐에 따라, 진폭비 지령 Ga*의 값(>0)도 커진다.(1) The amplitude ratio command Ga * has a positive correlation with the mechanical frequency ωm. That is, as the value of the mechanical frequency? M becomes larger, the value (> 0) of the amplitude ratio command Ga * becomes larger.

（2） 기계 주파수 ωm이 고속으로 됨에 따라, 진폭비 지령 Ga*의 값은 기계 주파수 ωm과 d축 인덕턴스 Ld의 곱 ωm·Ld로 선형(線形) 근사(近似)할 수 있다.(2) As the mechanical frequency? M becomes high, the value of the amplitude ratio command Ga * can be linearly approximated to the product? M · Ld of the mechanical frequency? M and the d-axis inductance Ld.

（3） 기계 주파수 ωm이 저속으로 됨에 따라, 진폭비 지령 Ga*의 값은 교류 모터(5)의 저항값 R에 점근한다.(3) As the mechanical frequency? M becomes slower, the value of the amplitude ratio command Ga * becomes equal to the resistance value R of the AC motor 5.

（4） 기계 주파수 ωm이 0[pu]인 경우, 진폭비 지령 Ga*의 값은 교류 모터(5)의 저항값 R이 된다.(4) When the mechanical frequency? M is 0 [pu], the value of the amplitude ratio command Ga * becomes the resistance value R of the AC motor 5. [

도 4, 도 5에 나타내는 각 상관 관계에 의거하여, 위상차 지령 θa*이나 진폭비 지령 Ga*을 테이블화 또는 선형 근사하도록 전압 변동 연산 수단(36)(도 1 참조)을 설정하는 것이 바람직하다. 이에 따라, 연산 부하를 저감하면서 고정밀도인 맥동 억제 제어를 실행할 수 있다.It is preferable to set the voltage variation calculating means 36 (see Fig. 1) such that the phase difference command? A * and the amplitude ratio command Ga * are tabulated or linearly approximated on the basis of the correlations shown in Fig. 4 and Fig. As a result, it is possible to carry out the pulse wave suppression control with high accuracy while reducing the calculation load.

도 6은 토크 맥동 억제 제어시의 파형도이다.6 is a waveform diagram at the time of torque pulse suppression control.

도 6에 나타내는 바와 같이, 정현파의 부하 토크 τL을 부여한 상태에 있어서, 시각 t1로부터 토크 맥동 억제 제어를 개시했다.As shown in Fig. 6, in a state in which the sine wave load torque? L is given, the torque pulsation suppression control is started from time t1.

또, 제어계를 안정화시키기 위하여, 토크 맥동 억제 제어를 행할 때의 d축 변동 전압 ΔVd(도 6의 (b) 참조), q축 변동 전압 ΔVq(도 6의 (c) 참조)의 진폭을 서서히 증가시켰다. 도 6의 (a)에 나타내는 바와 같이, 시각 t1 이후, 차분 토크 Δτ은 해소되며, 서서히 감소되었다.To stabilize the control system, the amplitude of the d-axis fluctuation voltage? Vd (see Fig. 6B) and the q-axis fluctuation voltage? Vq (see Fig. 6C) . As shown in Fig. 6 (a), after time t1, the differential torque DELTA tau was canceled and gradually decreased.

그리고, 시각 t2에 있어서 차분 토크 Δτ은 제로로 되어(도 6의 (a) 참조), d축 변동 전압 ΔVd, q축 변동 전압 ΔVq의 진폭은 일정해졌다(도 6의 (b), 도 6의 (c) 참조). 또, 도 6에 있어서의 각 변수의 진폭·위상은 일례이며, 실제로는 교류 모터(5)의 모터 정수 R, Ld, Lq, Ke, 또는 관성 J에 의존한다.6 (a)), the amplitude of the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq became constant at time t2 (see FIG. 6 (b) (c)). The amplitude and phase of each variable in Fig. 6 are examples, and actually depend on the motor constants R, Ld, Lq, Ke, or inertia J of the alternating-current motor 5.

도 6의 (f)는, 도 6의 (d)에 나타내는 q축 전류 Iq의 시각 t3∼t4에 있어서의 부분 확대도이고, 도 6의 (g)는, 도 6의 (e)에 나타내는 q축 전류의 미분값 sIq의 시각 t3∼t4에 있어서의 부분 확대도이다.6 (f) is a partial enlarged view of the q-axis current Iq shown in Fig. 6 (d) from time t3 to t4, and Fig. 6 (g) Is a partial enlarged view at times t3 to t4 of the differential value sIq of the axial current.

도 6에 나타내는 바와 같이, 시각 t1 이후, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq의 영향을 받아, q축 전류 Iq도 변동한다. 이때, q축 전류 Iq보다 90°만큼 위상이 진행된 q축 전류 미분 sIq가 발생한다(d축측에 관해서도 마찬가지임).As shown in Fig. 6, after the time t1, the q-axis current Iq is affected by the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq. At this time, a q-axis current differential sIq having a phase shifted by 90 degrees from the q-axis current Iq is generated (the same applies to the d-axis side).

이렇게 토크 맥동 억제 제어를 행함으로써, 모터 전류는 항상 과도 상태로 된다. 본 실시형태에 따르면, 모터 전류가 상기한 바와 같은 과도 상태에 있음에도 불구하고, 결과적으로 부하 토크의 변동을 해소하도록 d축 전압 지령 Vd**(=Vd*+ΔVd), q축 전압 지령 Vq**(=Vq*+ΔVq)을 생성할 수 있다. 이것은 상기한 (수식 10)∼(수식 12)에 의해 자명하다.By performing torque pulse suppression control in this manner, the motor current is always in a transient state. According to the present embodiment, the d-axis voltage command Vd ** (= Vd * + Vd) and the q-axis voltage command Vq * (Vd **) are corrected so as to eliminate the fluctuation of the load torque, * (= Vq * + DELTA Vq). This is apparent from the above-mentioned (Expression 10) to (Expression 12).

〈효과〉<effect>

본 실시형태에 있어서 전압 변동 연산 수단(36)은, 위상차 θa가 위상차 지령 θa*에 일치하고, 진폭비 Ga가 진폭비 지령 Ga*에 일치하도록 d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정한다. 이 연산 과정에 있어서 전류의 미분값(sIdc, sIqc)은 영향을 주지 않는다((수식 8), (수식 9)를 참조).In the present embodiment, the voltage variation calculating means 36 adjusts the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq such that the phase difference? A coincides with the phase difference instruction? A * and the amplitude ratio Ga coincides with the amplitude ratio command Ga *. In this calculation process, the differential values (sIdc, sIqc) of the current do not affect (see (Expression 8) and (Expression 9)).

따라서, 위치 추정 오차 Δθ((수식 3)을 참조)에 영향받지 않아, 고정밀도인 토크 맥동 제어를 실행할 수 있다. 또한, 상기한 바와 같이 전류의 미분값을 연산할 필요가 없기 때문에, 전압 변동 연산 수단(36)의 처리 부하를 저감할 수 있다.Therefore, it is not affected by the position estimation error [Delta] [theta] (see (Expression 3)), and it is possible to perform torque pulse control with high accuracy. In addition, since it is not necessary to calculate the differential value of the current as described above, the processing load of the voltage variation calculation means 36 can be reduced.

도 7은 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 저속 회전(기계 주파수 ωm1 : 도 4, 도 5 참조)시켰을 경우의 파형도이다. 또, 도 7의 (a)∼(d)의 파형도는 가로축·세로축 모두 규격화되어 있다(후기하는 도 8, 도 10, 도 11, 도 13, 도 15, 도 18, 도 19도 마찬가지).Fig. 7 is a waveform diagram when the alternating-current motor is rotated at low speed (machine frequency? M1: see Fig. 4 and Fig. 5) using the motor driving apparatus according to the present embodiment. 7A to 7D are normalized on both of the horizontal axis and the vertical axis (the same applies to FIGS. 8, 10, 11, 13, 15, 18, and 19).

제2 전압 Vn2의 기계 주파수 성분의 위상과(도 7의 (c) 참조), dc축 전류의 기계 주파수 성분의 위상(도 7의 (d) 참조)의 차분 θa1*을 상기한 (수식 8)로부터 연산하여, 토크 맥동 억제 제어를 실행했다.The difference? A1 * between the phase of the mechanical frequency component of the second voltage Vn2 (see Fig. 7C) and the phase of the mechanical frequency component of the dc axis current (see Fig. 7D) And the torque pulsation suppression control was executed.

이에 따라, 부하 토크 τL이 변동한 경우에도(도 7의 (a) 참조), 이것을 해소하도록 모터 토크 τm을 부여하기 때문에(동 도면 참조), 토크 변동 Δτ이 대략 제로인 상태가 유지되었다(도 7의 (b) 참조). 또, 도 7의 (a)에서는 모터 토크 τm과 부하 토크 τL이 대략 일치한 상태가 계속되고 있다.Accordingly, even when the load torque? L varies (refer to Fig. 7A), the motor torque? M is applied so as to eliminate this (see the drawing) (B)). In Fig. 7 (a), the motor torque tau m and the load torque tau L substantially coincide with each other.

도 8은 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 고속 회전(기계 주파수 ωm2>ωm1 : 도 4, 도 5 참조)시켰을 경우의 파형도이다. 교류 모터(5)를 고속으로 회전시킨 경우에도, 상기한 경우와 마찬가지로 토크 변동 Δτ은 대략 제로로 되었다(도 8의 (b) 참조).Fig. 8 is a waveform diagram when the alternating-current motor is rotated at high speed (machine frequency? 2>? M1: see Fig. 4 and Fig. 5) using the motor driving apparatus according to the present embodiment. Even when the alternating-current motor 5 is rotated at a high speed, the torque variation ?? is substantially zero as in the above case (see FIG. 8 (b)).

덧붙여서, 도 7·도 8의 시뮬레이션 결과와, 도 4·도 5의 특성이 일치해 있어, 상기한 (수식 8), (수식 9)가 올바른 것을 알 수 있다.In addition, the simulation results of Figs. 7 and 8 and the characteristics of Figs. 4 and 5 coincide with each other, so that the above-described (Expression 8) and (Expression 9) are correct.

〈비교예〉<Comparative Example>

상기한 특허문헌 2에 기재된 기술을 비교예로서 설명한다. 당해 비교예에 있어서 교류 모터(5)의 전류 미분값을 제로로 한 경우, 이하에 나타내는 (수식 13)이 얻어진다. (수식 13)은 상기한 (수식 3)에 있어서 전류 미분값 sIdc=0, sIqc=0으로 한 것이다.The technique described in the above-mentioned Patent Document 2 will be described as a comparative example. In this comparative example, when the current differential value of the alternating-current motor 5 is set to zero, the following Expression 13 is obtained. (Expression 13) is obtained by setting the current differential values sIdc = 0 and sIqc = 0 in the above-mentioned (Expression 3).

덧붙이면, 전류 미분값은 전류 검출값을 샘플링 시간으로 나눔으로써 구할 수 있고, 또한 불완전 미분을 사용해도 구할 수 있다. 그러나, 전자는 검출 노이즈에 약하고, 후자는 지연을 발생시키기 때문에, 제어계를 불안정화할 가능성이 있다. 따라서, 이들을 위치센서리스 제어에 적용해도 위치 추정 오차를 소거하는 것은 곤란하다.In addition, the current differential value can be obtained by dividing the current detection value by the sampling time, and can also be obtained by using an incomplete differential. However, the former is weak against detection noise, and the latter generates delay, so there is a possibility of destabilizing the control system. Therefore, it is difficult to erase the position estimation error even if they are applied to the position sensorless control.

[수식 13] [Equation 13]

도 17은 비교예(특허문헌 2)에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도이다.Fig. 17 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculating means included in the motor driving apparatus according to the comparative example (Patent Document 2). Fig.

전압 변동 연산 수단(36K)이 갖는 차분 토크 추정 수단(36x)은, (수식 13)을 사용해서 산출되는 근사축 오차 Δθc를 입력으로 하여, 이하에 나타내는 (수식 14)를 사용해서 차분 토크 Δτ을 산출한다. 또, (수식 14)에 있어서 τm : 모터 토크, τL : 부하 토크이다.The differential torque estimating means 36x of the voltage fluctuation calculating means 36K receives the approximate axis error ?? c calculated using the equation 13 and calculates the differential torque ?? by using the following equation (14) . In Equation (14),? M is the motor torque, and? L is the load torque.

[수식 14] [Equation 14]

비교예에 따른 전압 변동 조정 수단(36y)은 이하에 나타내는 (수식 15)를 사용해서 d축 전압 변동 ΔVd, q축 전압 변동 ΔVq를 산출한다. 또, (수식 15)에 있어서, J : 교류 모터의 관성, ωm : 교류 모터의 기계 주파수이다.The voltage fluctuation adjusting means 36y according to the comparative example calculates the d-axis voltage fluctuation? Vd and the q-axis voltage fluctuation? Vq using the following equation (15). In Equation (15), J is the inertia of the AC motor, and? M is the mechanical frequency of the AC motor.

[수식 15] [Equation 15]

전압 변동 조정 수단(36y)은 차분 토크 Δτ을 제로로 하도록 d축 변동 전압 ΔVd, q축 변동 전압 ΔVq를 조정한다. 상기한 바와 같이, 토크 맥동 억제 제어를 실행하면 q축 전류 Iq가 변동하기 때문에, q축 전류 Iq보다 90°만큼 위상이 진행된 q축 전류 미분 sIq가 발생한다(도 6의 (f), 도 6의 (g) 참조).The voltage fluctuation adjusting means 36y adjusts the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq such that the differential torque? As described above, when the torque ripple suppression control is executed, the q-axis current Iq fluctuates, so that the q-axis current differential sIq having a phase shifted by 90 degrees from the q-axis current Iq is generated (Fig. 6 (f) (G)).

이 결과, 상기한 (수식 3)에 대하여, (수식 13)은 위치 추정 오차를 발생시킨다. 당해 위치 추정 오차는 (수식 15)를 통해서 차분 토크 Δτ의 추정 오차를 발생시키기 때문에, 비교예에서는 맥동 억제 효과가 약해지게 된다.As a result, for (Formula 3), (Formula 13) generates a position estimation error. Since the position estimation error generates an estimation error of the differential torque DELTA tau through (Expression 15), the pulsation suppression effect in the comparative example becomes weak.

도 18은 비교예에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 저속 회전(기계 주파수 ωm1)시켰을 경우의 파형도이다. 도 18의 구간 A1에 나타내는 바와 같이, 제2 전압 Vn2(도 18의 (c) 참조)와, dc축 전류 Idc(도 18의 (d) 참조)가 동기해 있다.18 is a waveform diagram when the alternating-current motor is rotated at low speed (machine frequency? M1) by using the motor drive apparatus according to the comparative example. The second voltage Vn2 (see Fig. 18 (c)) and the dc axis current Idc (see Fig. 18 (d)) are synchronized as shown in the section A1 of Fig.

도 19는 비교예에 따른 모터 구동 장치를 사용해서 교류 모터를 고속 회전(기계 주파수 ωm2>ωm1)시켰을 경우의 파형도이다. 도 19에 대해서도 도 18과 같다고 할 수 있다.Fig. 19 is a waveform diagram when the alternating-current motor is rotated at high speed (machine frequency? 2>? M1) by using the motor driving apparatus according to the comparative example. 19 is similar to that shown in Fig.

이렇게 비교예에서는 제2 전압 Vn2과 dc축 전류 Idc의 위상차 θa(도시 생략)가 기계 주파수 ωm에 상관없이 제로가 된다. 이 이유는 이하와 같이 해서 설명할 수 있다.In this comparative example, the phase difference? A (not shown) between the second voltage Vn2 and the dc axis current Idc is zero regardless of the mechanical frequency? M. This reason can be explained as follows.

당해 비교예에 한하지 않고, 종래의 토크 맥동 억제 제어에서는, 상기한 (수식 3)의 전류 미분의 항(즉, sIdc)을 무시하고, (수식 13)의 분자를 제로에 점근시키도록 토크 맥동 억제 제어를 행하고 있었다. 즉, 이하에 나타내는 (수식 16)에 의거하여 제어를 행하고 있었다.In the conventional torque ripple suppression control, instead of the comparative example, the term of the current derivative (i.e., sIdc) of the above-mentioned (formula 3) is ignored and the torque ripple Suppression control is performed. That is, the control is performed based on (Expression 16) shown below.

[수식 16][Equation 16]

상기한 (수식 7) 및 (수식 16)으로부터, 이하에 나타내는 (수식 17)이 얻어진다.From the above-mentioned (Expression 7) and (Expression 16), the following Expression 17 is obtained.

[수식 17][Equation 17]

(수식 17)에 나타내는 교류 모터(5)의 저항값 R은 실수(實數)이다. 따라서, 제2 전압 Vn2와 dc축 전류 Idc의 위상차 θa는 제로가 된다.The resistance value R of the alternating-current motor 5 shown in (Expression 17) is a real number. Therefore, the phase difference &thetas; a between the second voltage Vn2 and the dc axis current Idc becomes zero.

이렇게, 비교예에 따른 토크 맥동 억제에서는, 전류 파형이 항상 과도 상태로 됨에도 불고하고(즉, 전류 미분 sIdc가 제로가 아님에도 불구하고), 이것을 무시한 제어를 행하고 있었다. 따라서, 차분 토크 Δτ의 추정 오차가 남아, 토크 맥동이 충분히 억제되지 않을 가능성이 있었다(도 18의 (b), 도 19의 (b)을 참조).In this way, in the torque pulsation suppression according to the comparative example, control is performed such that the current waveform is always in the transient state (that is, the current differential sIdc is not zero), and ignored. Therefore, there is a possibility that the estimation error of the differential torque DELTA t remains, and the torque pulsation may not be sufficiently suppressed (see Figs. 18B and 19B).

이에 대하여 본 실시형태에서는, 비교예에서 설명한 근사축 오차 Δθc를 사용하지 않고, dc축 전압 Vdc나 qc축 전류 Iqc를 직접적으로 사용해서 위상차 지령 θa* 및, 진폭비 지령 Ga*을 산출한다((수식 8), (수식 9)를 참조). 그리고, 위상차 θa가 위상차 지령 θa*에 일치하고, 진폭비 Ga가 진폭비 지령 Ga*에 일치하도록 d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정하는 것으로 했다.On the other hand, in the present embodiment, the phase difference command? A * and the amplitude ratio command Ga * are calculated using the dc axis voltage Vdc and the qc axis current Iqc directly without using the approximate axis error ?? c described in the comparative example 8), (Equation 9)). The d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq are adjusted so that the phase difference? A corresponds to the phase difference instruction? A * and the amplitude ratio Ga coincides with the amplitude ratio command Ga *.

따라서, 전류 미분 sIdc 등을 산출할 필요가 없어짐과 함께, 위치 추정 정밀도에 의존하지 않고 고정밀도인 토크 맥동 억제 제어를 행할 수 있다. 또한, 미분 연산을 행할 필요가 없어지기 때문에, 노이즈의 영향이나 응답 지연을 회피하면서, 전압 변동 연산 수단(36)의 처리 부하를 저감할 수 있다.Therefore, it is not necessary to calculate the current derivative sIdc or the like, and the torque pulse suppression control can be performed with high accuracy without depending on the position estimation precision. In addition, since the differential calculation need not be performed, it is possible to reduce the processing load of the voltage variation calculating means 36 while avoiding the influence of noise and response delay.

《제2 실시형태》&Quot; Second Embodiment &

제2 실시형태는, 제1 실시형태에서 설명한 제1 전압 연산 수단(36a) 및 제2 전압 연산 수단(36b) 대신에 제3 전압 연산 수단(36k)을 구비하는 점이 상이하다. 또한, 제2 실시형태는, 제1 차분 연산 수단(36h)에 위상차 지령으로서 90°를 입력하고, 제2 차분 연산 수단(36i)에 진폭비 지령으로서 ωm·Ld를 입력하는 점이 제1 실시형태와 상이하다. 따라서, 당해 상이한 부분에 대하여 설명하고, 제1 실시형태와 중복되는 부분에 대해서는 설명을 생략한다.The second embodiment differs from the first embodiment in that a third voltage calculating means 36k is provided instead of the first voltage calculating means 36a and the second voltage calculating means 36b described in the first embodiment. The second embodiment differs from the first embodiment in that 90 ° is input as the phase difference instruction to the first difference calculation means 36h and ωm · Ld is input as the amplitude ratio instruction to the second differential calculation means 36i It is different. Therefore, the different parts will be described, and the description of the parts overlapping with those of the first embodiment will be omitted.

도 9는 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도이다. 도 9에 나타내는 제3 전압 연산 수단(36k)은 이하에 나타내는 (수식 18)을 사용해서 제3 전압 Vn3을 산출한다.Fig. 9 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculating means included in the motor driving apparatus according to the present embodiment. The third voltage calculation unit 36k shown in Fig. 9 calculates the third voltage Vn3 using the following equation (18).

[수식 18] [Equation 18]

여기에서, (수식 18)의 변형에 있어서, 상기한 (수식 7)을 사용했다. 위상차 연산 수단(36c)은, 제3 전압 Vn3의 기계 주파수 성분의 위상과, dc축 전류 Idc의 기계 주파수 성분의 위상의 위상차 θa를 산출한다.Here, in the modification of (Eq. 18), the above-mentioned (Eq. 7) was used. The phase difference calculating means 36c calculates the phase difference? A between the phase of the mechanical frequency component of the third voltage Vn3 and the phase of the mechanical frequency component of the dc-axis current Idc.

진폭비 연산 수단(36f)은, 제3 전압 Vn3의 기계 주파수 성분의 진폭과, dc축전류 Idc의 기계 주파수 성분의 진폭의 진폭비 Ga를 산출한다.The amplitude ratio calculating means 36f calculates the amplitude ratio Ga of the amplitude of the mechanical frequency component of the third voltage Vn3 and the amplitude of the mechanical frequency component of the dc current Idc.

전압 변동 조정 수단(36j)은, 위상차 θa가 90°, 또한 진폭비 Ga가 기계 주파수 ωm과 d축 인덕턴스 Ld의 곱 ωm·Ld로 될 때까지, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정한다.The voltage fluctuation adjusting means 36j adjusts the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq until the phase difference? A is 90 占 and the amplitude ratio Ga becomes the product? M 占 Ld of the mechanical frequency? M and the d-axis inductance Ld do.

상기 구성의 동작 원리를 설명한다. 위상차 θa가 90°, 또한 진폭비 Ga가 곱 ωm·Ld으로 될 때, 제3 전압 Vn3은 이하에 나타내는 (수식 19)에 의해 일의로 표시된다.The operation principle of the above configuration will be described. When the phase difference θa is 90 ° and the amplitude ratio Ga is the product ωm · Ld, the third voltage Vn3 is uniquely represented by (Expression 19) shown below.

[수식 19] [Expression 19]

(수식 18) 및 (수식 19)로부터, 제1 실시형태에서 설명한 (수식 11)이 성립한다. 상기한 바와 같이, (수식 11)이 성립하면, 토크 맥동 억제 제어는 달성된다.(Expression 11) described in the first embodiment is established from Expression (18) and Expression (19). As described above, when (Eq. 11) holds, the torque pulsation suppression control is achieved.

도 10은 교류 모터를 저속 회전(기계 주파수 ωm1)시켰을 경우의 파형도이고, 도 11은 교류 모터를 고속 회전(기계 주파수 ωm2>ωm1)시켰을 경우의 파형도이다. 도 10의 (c)와 도 10의 (d), 도 11의 (c)와 도 11의 (d)에 나타내는 바와 같이, 제3 전압 Vn3은 기계 주파수 ωm에 관계없이 dc축 전류보다 위상이 90° 진행되어 있음을 알 수 있다.FIG. 10 is a waveform diagram when the alternating-current motor is rotated at low speed (mechanical frequency? M1), and FIG. 11 is a waveform diagram when the alternating-current motor is rotated at high speed (mechanical frequency? 2). As shown in Figs. 10 (c), 10 (d), 11 (c) and 11 (d), the third voltage Vn3 has a phase 90 It can be seen that

〈효과〉<effect>

본 실시형태에 따르면, 위상차 지령 θa*을 90°로 고정화하여, 진폭비 지령 Ga*를 ωm·Ld로 선형화할 수 있다. 그리고, (수식 18)을 사용해서 연산한 제3 전압 Vn3에 의거하여 d축 변동 전압 ΔVd, q축 변동 전압 ΔVq를 산출한다. 덧붙이면, 당해 산출은 곱셈 및 뺄셈으로 충분하다.According to the present embodiment, the phase difference command? A * is fixed at 90 占 and the amplitude ratio command Ga * can be linearized to? M 占 Ld. The d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq are calculated on the basis of the third voltage Vn3 calculated by using the equation (18). In addition, multiplication and subtraction are sufficient for this calculation.

한편, 상기한 제1 실시형태에서는 (수식 8)의 위상차 지령 θa*, (수식 9)의 진폭비 지령 Ga*을 연산할 때, 역정접(逆正接) 함수 및 근호(根號)를 포함하는 연산을 행할 필요가 있었다.On the other hand, in the above-described first embodiment, when calculating the amplitude ratio command Ga * of the phase difference commands? A * and (expression 9) in Equation 8, an operation including a reciprocal function and a root .

따라서, 본 실시형태는, 제1 실시형태와 비교해서 연산 부하를 저감하면서, 고정밀도인 토크 맥동 억제 제어를 실행할 수 있다.Therefore, in the present embodiment, torque pulsation suppression control with high accuracy can be performed while the computational load is reduced as compared with the first embodiment.

《제3 실시형태》&Quot; Third Embodiment &

제3 실시형태는, 제2 실시형태에서 설명한 위상차 연산 수단(36c) 및 진폭비 연산 수단(36f) 대신에, 전압 변동 연산 수단(36b)이 차분 전압 연산 수단(36p)을 구비하는 점과, 90도 진행 수단(36m) 및 전류 미분항 전압 연산 수단(36n)을 구비하는 점이 상이하다. 또한, 제2 실시형태에서는 전압 변동 조정 수단(36j)에의 입력이 차분 Δθa. ΔGa이었던 것에 반하여, 제3 실시형태에서는 전압 변동 조정 수단(36j)에의 입력이 차분 전압 ΔV인 점이 상이하다. 따라서, 당해 상이한 부분에 대하여 설명하고, 제2 실시형태와 중복되는 부분에 대해서는 설명을 생략한다.The third embodiment differs from the second embodiment in that the voltage variation calculating means 36b includes the differential voltage calculating means 36p and the differential voltage calculating means 36b instead of the phase difference calculating means 36c and the amplitude ratio calculating means 36f described in the second embodiment, (36m) and a current differential termination voltage calculation means (36n). Further, in the second embodiment, the input to the voltage variation adjusting means 36j is the difference ?? a. In contrast, the third embodiment differs in that the input to the voltage variation adjusting means 36j is the difference voltage? V. Therefore, the different parts will be described, and the description of the parts overlapping with those of the second embodiment will be omitted.

도 12는 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도이다.Fig. 12 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculating means included in the motor driving apparatus according to the present embodiment.

90도 진행 수단(36m)은 dc축 전류 Idc의 위상을 90° 진행시킨 전류 Idc'를 출력한다. 신호 Idc'는 이하에 나타내는 (수식 20)으로 표시된다.The 90-degree traveling means 36m outputs a current Idc 'obtained by advancing the phase of the dc-axis current Idc by 90 °. The signal Idc 'is expressed by (Expression 20) shown below.

[수식 20] [Equation 20]

전압 변동 조정 수단(36j)은 입력 신호가 제2 실시형태와 상이하지만, 그 기능 자체는 제2 실시형태의 경우와 마찬가지이다. 전류 미분항 전압 연산 수단(36n)은 이하에 나타내는 (수식 21)의 전류 미분항 전압 Vnd를 산출한다. 여기에서, (수식 21)의 변형에는 상기한 (수식 20)을 사용했다.The voltage variation adjusting means 36j differs from the second embodiment in the input signal, but its function itself is the same as in the second embodiment. The current differential termination voltage calculation means 36n calculates the current differential term voltage Vnd of (Expression 21) shown below. Here, the above-mentioned (Equation 20) is used for the modification of (Equation 21).

[수식 21] [Equation 21]

전압 변동 조정 수단(36j)은, 제3 전압 Vn3과 전류 미분항 전압 Vnd의 차분 전압 ΔV가 제로가 될 때까지 d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정한다. 차분 전압 ΔV는 이하에 나타내는 (수식 22)로 표시된다. 여기에서, (수식 22)의 변형에는 상기한 (수식 18) 및 (수식 21)을 사용했다.The voltage variation adjusting means 36j adjusts the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq until the differential voltage? V between the third voltage Vn3 and the current differential voltage Vnd becomes zero. The differential voltage? V is expressed by the following equation (22). Here, the above-mentioned (Eq. 18) and (Eq. 21) are used for the modification of (Eq. 22).

[수식 22] [Equation 22]

(수식 22)로 산출되는 차분 전압 ΔV가 제로가 될 때, (수식 11)이 성립하는 것은 자명하다. 상기한 바와 같이, (수식 11)이 성립하면, 토크 맥동 억제 제어는 달성된다.(Equation 11) holds when the differential voltage? V calculated by the equation (22) becomes zero. As described above, when (Eq. 11) holds, the torque pulsation suppression control is achieved.

도 13은 교류 모터를 저속 회전(기계 주파수 ωm1)시켰을 경우의 파형도이다. 도 13에 나타내는 시각 t1로부터 토크 맥동 억제 제어를 개시했다. 도 13의 (b)에 나타내는 바와 같이, 시간이 경과함에 따라 차분 전압 ΔV가 제로에 점근하여, 토크 맥동이 억제되어 있음을 알 수 있다.13 is a waveform diagram when the alternating-current motor is rotated at low speed (machine frequency? M1). Torque pulse suppression control is started at time t1 shown in Fig. As shown in Fig. 13 (b), it can be seen that the differential voltage? V gradually approaches zero as time elapses, and torque pulsation is suppressed.

〈효과〉<effect>

본 실시형태에서는 차분 전압 ΔV만을 제로로 하도록 조정하면, 높은 맥동 억제 효과를 얻을 수 있다는 특징이 있다. 이것은, 상기한 (수식 22)의 차분 전압 ΔV가, 제1 실시형태에서 설명한 (수식 3)의 분자와 같은, 즉 축 오차 Δθ과 비례 관계에 있기 때문이다.In this embodiment, when the difference voltage? V is adjusted so as to be zero, a high ripple suppressing effect can be obtained. This is because the differential voltage DELTA V of the above-mentioned (Equation 22) is in the same proportional relation to the axial error DELTA [theta], which is the same as the numerator of (Equation 3) explained in the first embodiment.

도 13에 있어서도 차분 전압 ΔV(도 13의 (c) 참조)는 축 오차 Δθ(도 13의 (d) 참조)과 비례 관계로 되어 있음을 알 수 있다. 양자가 이러한 비례 관계에 있기 때문에, 전압 변동 조정 수단(36j)은, 도 17에서 설명한 비교예의 전압 변동 조정 수단(36K)을, 그 구성을 변경하지 않고 적용할 수 있다. 따라서, 제어계의 설계를 간략화·단축화할 수 있다.13, it can be seen that the differential voltage? V (see Fig. 13 (c)) is proportional to the axial error? (See Fig. 13 (d)). The voltage variation adjusting means 36j can apply the voltage variation adjusting means 36K of the comparative example described in Fig. 17 without changing the configuration thereof, since they are in this proportional relationship. Therefore, the design of the control system can be simplified and shortened.

《제4 실시형태》&Quot; Fourth Embodiment &

제4 실시형태는, 제1 실시형태와 비교해서, 전압 변동 연산 수단(36C)이 로우 패스 필터(low-pass filter)(36q)를 구비하는 점이 상이하다. 또한, 제1 실시형태에서는 전압 변동 조정 수단(36j)에의 입력이 차분 Δθa이었던 것에 반하여, 제4 실시형태에서는 전압 변동 조정 수단(36j)에의 입력이 차분 전류 ΔI인 점이 상이하다. 따라서, 당해 상이한 부분에 대하여 설명하고, 제1 실시형태와 중복되는 부분에 대해서는 설명을 생략한다.The fourth embodiment differs from the first embodiment in that the voltage variation calculating unit 36C includes a low-pass filter 36q. In the first embodiment, the input to the voltage variation adjusting means 36j is the difference ??, whereas the fourth embodiment is different in that the input to the voltage variation adjusting means 36j is the difference current? I. Therefore, the different parts will be described, and the description of the parts overlapping with those of the first embodiment will be omitted.

도 14는 본 실시형태에 따른 모터 구동 장치가 구비하는 전압 변동 연산 수단의 구성도이다.14 is a configuration diagram of voltage fluctuation calculating means provided in the motor driving apparatus according to the present embodiment.

로우 패스 필터(36q)는 제2 전압 Vn2를 사용해서 이하에 나타내는 (수식 23)의 필터 출력값 I_LF를 산출한다.The low-pass filter 36q uses the second voltage Vn2 to calculate the filter output value I _LF of (Expression 23) shown below.

[수식 23] [Equation 23]

차분 전류 연산 수단(36r)은, 로우 패스 필터(36q)로부터의 필터 출력값 I_LF와, 교류 모터(5)의 dc축 전류 Idc의 차분을 산출하여, 차분 전류 ΔI로서 전압 변동 조정 수단(36j)에 출력한다.The differential current calculating means 36r calculates the difference between the filter output value I _LF from the low pass filter 36q and the dc axis current Idc of the AC motor 5 and outputs the difference current I as the voltage variation adjusting means 36j, .

또, 차분 전류 ΔI는 이하에 나타내는 (수식 24)로 표시된다. 여기에서, (수식 24)의 변형에는 상기한 (수식 7) 및 (수식 23)을 사용했다.The differential current? I is expressed by the following equation (24). Here, the above-described (Equation 7) and (Equation 23) are used for the modification of (Equation 24).

[수식 24] [Equation 24]

전압 변동 조정 수단(36j)은, 차분 전류 산출 수단으로부터 입력되는 차분 전류 ΔI의 값이 제로가 될 때까지, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정한다. 즉 전압 변동 조정 수단(36j)은, 로우 패스 필터(36q)의 시정수(時定數)(Ld/R)를 교류 모터(5)의 전기적 시정수로 할 때, 상기한 필터 출력값 I_LF와 교류 모터(5)의 dc축 전류 Idc의 위상차가 제로이고 또한 진폭비가 1로 되도록 제어한다.The voltage fluctuation adjusting unit 36j adjusts the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq until the value of the differential current? I input from the differential current calculating unit becomes zero. That is, when the time constant (Ld / R) of the low-pass filter 36q is set to the electric time constant of the AC motor 5, the voltage variation adjusting means 36j sets the filter output value I _LF Control is performed such that the phase difference between the dc-axis current Idc of the alternating-current motor 5 is zero and the amplitude ratio is 1.

(수식 24)에 나타내는 차분 전류 ΔI가 제로로 될 때, 제1 실시형태에서 설명한 (수식 11)이 성립하는 것은 자명하다. 상기한 바와 같이, (수식 11)이 성립하면 토크 맥동 억제 제어는 달성된다.(Expression 11) described in the first embodiment is true when the differential current? I shown in Expression (24) becomes zero. As described above, when (Eq. 11) holds, the torque pulsation suppression control is achieved.

도 15는 교류 모터를 저속 회전(기계 주파수 ωm1)시켰을 경우의 파형도이다. 도 15에 나타내는 시각 t1로부터 토크 맥동 억제 제어를 개시했다. 도 15의 (c), 도 15의 (d)에 나타내는 바와 같이, 시각 t1로부터 시간이 경과함에 따라, 필터값 I_LF와 dc축 전류 Idc가 동기하는 것을 알 수 있다. 특히 시각 0.9 이후에 있어서는, 상기 양자는 거의 완전히 동기해 있다.15 is a waveform diagram when the alternating-current motor is rotated at low speed (mechanical frequency? M1). From the time t1 shown in Fig. 15, the torque pulsation suppression control is started. As shown in Figs. 15 (c) and 15 (d), it can be seen that the filter value I _LF and the dc axis current Idc are synchronized with time from time t1. Especially after time 0.9, both of them are almost completely synchronized.

〈효과〉<effect>

본 실시형태에서는 로우 패스 필터(36q)에 의해 필터링된 전류를 사용해서 차분 전류 ΔI를 산출하여, 이 차분 전류 ΔI만을 전압 변동 조정 수단(36j)에 입력한다. 따라서, 제1 실시형태와 비교해서, 전압 변동 조정 수단(36j)의 연산 부하가 작아진다. 또, 필터 시정수 Ld/R이 작아지도록 설정함으로써, 응답 지연을 방지할 수 있다.In the present embodiment, the difference current? I is calculated using the current filtered by the low-pass filter 36q, and only the difference current? I is input to the voltage variation adjusting means 36j. Therefore, as compared with the first embodiment, the calculation load of the voltage variation adjusting means 36j is reduced. In addition, by setting the filter time constant Ld / R to be small, the response delay can be prevented.

《제5 실시형태》&Quot; Fifth Embodiment &

본 실시형태에서는 상기 각 실시형태(예를 들면, 제1 실시형태)에 따른 모터 구동 장치(10O)에 의해 구동되는 압축기(61)에 대하여 설명한다. 또, 일례로서, 냉동 공조 시스템(6)의 냉매 회로에 압축기(61)를 설치할 경우에 대하여 설명한다.In the present embodiment, the compressor 61 driven by the motor driving apparatus 100 according to each of the above-described embodiments (for example, the first embodiment) will be described. As an example, a case where the compressor 61 is installed in the refrigerant circuit of the refrigerating and air-conditioning system 6 will be described.

도 16은 본 실시형태에 따른 압축기 구동 장치를 구비한 냉동 공조 시스템의 구성도이다.16 is a configuration diagram of a refrigeration and air conditioning system provided with a compressor driving apparatus according to the present embodiment.

냉동 공조 시스템(6)은, 압축기(61)와, 실외 열교환기(62)와, 팽창 밸브(63)와, 실내 열교환기(64)가 환상(環狀)으로 배관에 의해 접속된 구성으로 되어 있다.The refrigerating and air-conditioning system 6 is configured such that the compressor 61, the outdoor heat exchanger 62, the expansion valve 63, and the indoor heat exchanger 64 are annularly connected by piping have.

압축기(61)는, 배관(a1)을 통하여 흡입한 저온 저압의 냉매를 압축해서 고온 고압의 냉매로 하여 배관(a2)을 통하여 실외기(62)를 향하여 토출한다. 또, 당해 압축기(61)에는 상기한 모터 구동 장치(100)에 의해 구동되는 교류 모터(5)가 설치되어 있다.The compressor (61) compresses the low-temperature low-pressure refrigerant sucked through the pipe (a1) and discharges it to the outdoor unit (62) through the pipe (a2) as the high-temperature high-pressure refrigerant. The compressor 61 is provided with an alternating-current motor 5 driven by the motor driving apparatus 100 described above.

실외 열교환기(62)는, 압축기(61)로부터 유입되는 고온 고압의 냉매와, 팬(도시 생략)으로부터 보내져 오는 외기를 열교환하는 것이다. 실외 열교환기(62)를 통류하는 냉매는 외기로 방열되며 응축된다.The outdoor heat exchanger 62 exchanges heat between the high-temperature and high-pressure refrigerant introduced from the compressor 61 and the outside air sent from a fan (not shown). The refrigerant flowing through the outdoor heat exchanger (62) is radiated to the outside air and condensed.

팽창 밸브(63)는, 배관(a3)을 통해서 실외기(62)로부터 유입되는 중온(中溫) 고압의 냉매를 팽창시켜 저온 저압의 냉매로 한다. 실내 열교환기(64)는, 배관(a4)을 통해서 유입되는 저온 저압의 냉매와, 송풍 팬(도시 생략)에 의해 공급되는 실내 공기를 열교환하는 것이다. 실내 열교환기(64)를 통류하는 냉매는, 실내 공기로부터 흡열해서 증발하며, 배관(a5)을 통해서 압축기(61)로 환류된다. 한편, 냉매로 방열된 실내 공기는 송풍 팬에 의해 실내로 송출된다. 이에 따라, 냉방 운전을 행할 수 있다.The expansion valve 63 expands the medium-temperature high-pressure refrigerant introduced from the outdoor unit 62 through the pipe a3 into a low-temperature low-pressure refrigerant. The indoor heat exchanger 64 exchanges heat between the low-temperature low-pressure refrigerant flowing through the pipe a4 and the room air supplied by a blowing fan (not shown). The refrigerant flowing through the indoor heat exchanger 64 absorbs heat from the room air and evaporates, and is returned to the compressor 61 through the pipe a5. On the other hand, the indoor air that has been radiated by the refrigerant is sent out to the room by the blowing fan. Thus, the cooling operation can be performed.

덧붙이면, 압축기(61)의 하류측에, 냉매가 통류하는 방향을 전환하는 사방 밸브(도시 생략)를 설치해도 된다. 당해 사방 밸브를 전환함으로써 냉매가 통류하는 방향을 바꿔, 난방 운전을 행할 수도 있다.In addition, a four-way valve (not shown) for switching the flow direction of the refrigerant may be provided on the downstream side of the compressor 61. By switching the four-way valve, the direction in which the refrigerant flows can be changed to perform the heating operation.

〈효과〉<effect>

압축기(61)에서는 압축 행정에 동기해서 교류 모터(5)의 부하 토크 τL이 맥동한다. 상기한 비교예에서는 위치 추정 오차에 기인해서 맥동 억제 효과가 약해진다는 문제가 있었다.In the compressor 61, the load torque? L of the AC motor 5 is pulsated in synchronization with the compression stroke. In the above-described comparative example, there is a problem that the pulsation suppression effect is weakened due to the position estimation error.

이에 반하여 본 실시형태에서는 위치 추정값을 사용하는 않고 전압·전류의 위상차·진폭비에 의거하여 출력 전압의 변동량을 최적화한다. 따라서, 위치 추정 오차에 대한 감도(의존도)를 저감하여, 맥동 억제 효과를 대폭 높일 수 있다. 그 결과, 압축기(61)의 진동이나 소음을 종래와 비교해서 대폭 저감할 수 있다.On the other hand, in the present embodiment, the fluctuation amount of the output voltage is optimized on the basis of the phase difference and the amplitude ratio of voltage and current without using the estimated position value. Therefore, the sensitivity (dependence) on the position estimation error can be reduced, and the pulse wave suppression effect can be greatly enhanced. As a result, the vibration and noise of the compressor 61 can be greatly reduced compared to the prior art.

《변형예》"Variations"

이상, 본 발명에 따른 모터 구동 장치(100)에 대하여 각 실시형태에 의해 설명했지만, 본 발명의 실시 태양은 이것으로 한정되는 것이 아니며, 다양한 변경을 행할 수 있다.As described above, the motor driving apparatus 100 according to the present invention has been described with reference to each embodiment, but the embodiment of the present invention is not limited to this, and various modifications can be made.

예를 들면, 제1 실시형태에서는 (수식 8), (수식 9)를 사용해서 위상차 지령 θa* 및 진폭비 지령 Ga*을 연산하는 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다. 즉, 인버터 제어 장치(3)의 연산 성능이 불충분할 경우, 위상차 지령 θa* 및 진폭비 지령 Ga* 중, 어느 한쪽을 사용해도 맥동 억제 효과를 얻을 수 있다. 상기한 (수식 8)의 위상차 지령 θa*은 역정접 함수, (수식 9)의 진폭비 지령 Ga*은 근호를 포함하기 때문에, 덧셈·뺄셈과 비교하면 연산 부하가 높다.For example, in the first embodiment, the case where the phase difference instruction? A * and the amplitude ratio instruction Ga * are calculated by using (Expression 8) and (Expression 9) has been described, but the present invention is not limited to this. That is, when the computing performance of the inverter control device 3 is insufficient, the effect of suppressing the pulsation can be obtained by using either the phase difference instruction? A * or the amplitude ratio instruction Ga *. Since the phase difference instruction? A * of the above expression (8) includes a reciprocal function and the amplitude ratio command Ga * of the expression (9) includes a root, the calculation load is higher than that of addition and subtraction.

위상차 지령 θa* 및 진폭비 지령 Ga* 중 어느 한쪽을 사용하면, 양쪽을 사용하는 경우와 비교해서 연산 부하를 저감할 수 있다.The use of either the phase difference instruction? A * or the amplitude ratio instruction Ga * can reduce the calculation load as compared with the case of using both.

또한 제2 실시형태에서는 제3 전압 Vn3의 위상과 dc축 전류 Idc의 위상의 위상차 θa가 90°, 또한 제3 전압 Vn3의 진폭과 dc축 전류 Idc의 진폭의 진폭비 Ga가 곱 ωm·Ld로 될 때까지, d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정하는 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다.In the second embodiment, the phase difference? A between the phase of the third voltage Vn3 and the phase of the dc-axis current Idc is 90 占 and the amplitude ratio Ga of the amplitude of the third voltage Vn3 and the amplitude of the dc-axis current Idc is multiplied by? M · Ld The d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq are adjusted, but the present invention is not limited to this.

즉, 위상차 θa가 90°로 되도록 d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정하는(즉, 진폭비 Ga를 산출하지 않음) 것으로 해도 된다.That is, the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq may be adjusted (that is, the amplitude ratio Ga is not calculated) so that the phase difference? A becomes 90 占.

또한, 진폭비 Ga가 기계 주파수 ωm과 d축 인덕턴스 Ld의 곱 ωm·Ld로 되도록 d축 변동 전압 ΔVd 및 q축 변동 전압 ΔVq를 조정하는(즉, 위상차 θa를 산출하지 않음) 것으로 해도 된다.Further, the d-axis fluctuation voltage? Vd and the q-axis fluctuation voltage? Vq may be adjusted (that is, the phase difference? A is not calculated) such that the amplitude ratio Ga becomes the product? M 占 Ld of the mechanical frequency? M and the d-axis inductance Ld.

이 경우, 제2 실시형태보다 연산 부하를 저감시키면서, 토크 맥동 억제 제어를 실행할 수 있다.In this case, the torque pulsation suppression control can be performed while the calculation load is reduced as compared with the second embodiment.

또한, 상기 각 실시형태에서는 압축기(61)의 토크 맥동 주파수와, 기계 주파수 ωm의 비가 1인 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다. 즉, 교류 모터(5)의 구동 대상으로 되는 기기의 구조를 고려해서, 토크 맥동 주파수와 기계 주파수 ωm의 비를 적절히 변경하는 것이 바람직하다.In the above-described embodiments, the case where the ratio of the torque pulsation frequency of the compressor 61 to the mechanical frequency? M is 1 has been described, but this is not limited thereto. That is, in consideration of the structure of the device to be driven by the AC motor 5, it is preferable to suitably change the ratio of the torque pulsation frequency to the mechanical frequency? M.

예를 들면, 감속비 k의 변속기(도시 생략)를 구비한 압축기(61)를 구동할 경우, 상기한 (수식 8) 및 (수식 9)의 ωm을 변경해서 ωm/k로 치환하는 것이 바람직하다.For example, when the compressor 61 equipped with the transmission (not shown) having the reduction ratio k is driven, it is preferable to change? M of the above-mentioned (Expression 8) and Expression 9 to replace with? M / k.

또한, 고차(高次)의 토크 맥동 주파수 성분을 억제하는 경우도 마찬가지이다. 예를 들면, n차 토크 맥동 주파수를 억제할 경우에는 (수식 8) 및 (수식 9)의 ωm을 변경해서 n·ωm로 치환하는 것이 바람직하다.The same is true in the case of suppressing a higher-order torque pulsation frequency component. For example, when suppressing the n-th order torque pulsation frequency, it is preferable to change ωm in (Expression 8) and (Expression 9) to replace with n · ωm.

또한, 상기 각 실시형태에서는 교류 모터(5)로서 동기 모터를 사용하는 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다. 즉, 교류 모터(5)로서 유도 모터를 사용해도, 상기 각 실시형태와 마찬가지의 방법에 의해, 고정밀도인 토크 맥동 억제 제어를 실행할 수 있다.In the above-described embodiments, the case where the synchronous motor is used as the AC motor 5 has been described, but the present invention is not limited to this. That is, even if an induction motor is used as the alternating-current motor 5, the torque pulsation suppression control can be performed with high accuracy by the same method as in each of the above embodiments.

또한, 상기 각 실시형태에서는 교류 모터(5)를 위치센서리스에 의해 제어하는 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다. 즉, 홀 소자(Hall element) 등의 위치센서를 사용한 경우에도 적용할 수 있다. 위치센서를 사용할 경우, 상기한 축 오차 연산 수단(32)(도 1 참조)은 불필요해지며, d축 전압 Vd, q축 전압 Vq, d축 전류 Id, q축 전류 Iq를 직접적으로 구할 수 있다.In the above-described embodiments, the description has been given of the case where the AC motor 5 is controlled by the position sensorless, but the present invention is not limited to this. That is, the present invention is also applicable to a case where a position sensor such as a Hall element is used. When the position sensor is used, the above-described axis error calculating means 32 (see Fig. 1) becomes unnecessary, and the d-axis voltage Vd, the q-axis voltage Vq, the d-axis current Id and the q-axis current Iq can be directly obtained .

이것을 제1 실시형태에 적용할 경우, 인버터 제어 장치(3)는, 전류 검출 수단(2)으로부터 입력되는 전류값에 의거하여, 교류 모터(5)의 전기 주파수와, q축 인덕턴스와, q축 전류의 곱을 산출해서 제1 전압으로 하고, 상기 제1 전압과 교류 모터(5)의 d축 전압의 합을 산출해서 제2 전압으로 하고, 이하에 나타내는 (A) 및/또는 (B)의 제어를 실행한다.When this is applied to the first embodiment, the inverter control device 3 calculates the electric frequency of the alternating-current motor 5, the q-axis inductance, the q-axis inductance, and the q-axis inductance on the basis of the current value input from the current detecting means 2. [ The sum of the first voltage and the d-axis voltage of the alternating-current motor 5 is calculated to be a second voltage, and the control of (A) and / or (B) .

(A) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 위상과, 교류 모터(5)의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 위상의 차인 위상차가, 교류 모터(5)의 기계 주파수와 정의 상관 관계를 갖도록 제어한다.(A) controlling the phase difference, which is the difference between the phase of the mechanical frequency component of the second voltage and the phase of the mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor (5) to have a positive correlation with the mechanical frequency of the AC motor do.

(B) 상기 제2 전압의 기계 주파수 성분의 진폭과, 교류 모터(5)의 d축 전류의 기계 주파수 성분의 진폭의 비인 진폭비가, 교류 모터(5)의 기계 주파수와 정의 상관 관계를 갖도록 제어한다.(B) control so that the amplitude ratio of the mechanical frequency component of the second voltage and the amplitude of the mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor 5 has a positive correlation with the mechanical frequency of the AC motor 5 do.

이렇게 위치센서를 사용할 경우에는 제2 실시형태∼제5 실시형태에도 적용할 수 있다. 덧붙이면, 상기 각 실시형태에서는 추정되는 「d축」으로서 「dc축」, 추정되는 「q축」으로서 「qc축」과 같이 기재했다.When the position sensor is used in this manner, it is also applicable to the second to fifth embodiments. Incidentally, in each of the above-described embodiments, "dc axis" is used as the estimated "d axis" and "qc axis" is used as the estimated "q axis".

또한, 제5 실시형태에서는 모터 구동 장치(100)에 의해 구동되는 교류 모터(5)를, 냉동 공조 시스템(6)의 압축기(61)에 설치할 경우에 대하여 설명했지만, 이것에 한하지 않는다. 즉, 교류 모터(5)를 사용한 모든 기기 및 시스템에 적용할 수 있다.In the fifth embodiment, the case where the alternating-current motor 5 driven by the motor driving apparatus 100 is installed in the compressor 61 of the refrigerating and air-conditioning system 6 has been described. However, the present invention is not limited to this. That is, the present invention can be applied to all devices and systems using the AC motor 5.

100 : 모터 구동 장치
1 : 인버터
2 : 전류 검출 수단
3 : 인버터 제어 장치(제어 수단)
31 : 3상/2축 변환 수단
32 : 축 오차 연산 수단
33 : PLL 연산 수단
34 : 2축/3상 변환 수단
35 : 벡터 추출 수단
36, 36A, 36B, 36C : 전압 변동 연산 수단(제어 수단)
36a : 제1 전압 연산 수단
36b : 제2 전압 연산 수단
36c : 위상차 연산 수단
36d : 전기/기계 주파수 환산 수단
36e : 위상차 지령 연산 수단
36f : 진폭비 연산 수단
36g : 진폭비 지령 연산 수단
36h : 제1 차분 연산 수단
36i : 제2 차분 연산 수단
36j : 전압 변동 조정 수단
36k : 제3 전압 연산 수단
36m : 90도 진행 수단
36n : 전류 미분항 전압 연산 수단
36p : 차분 전압 연산 수단
36q : 로우 패스 필터
36r : 차분 전류 연산 수단
37 : 전압 지령 연산 수단
38 : PWM 신호 발생 수단
4 : 직류 전원
5 : 교류 모터
61 : 압축기
S1, S2, S3, S4, S5, S6 : 스위칭 소자100: Motor drive device
1: Inverter
2: current detection means
3: Inverter control device (control means)
31: 3-phase / 2-axis conversion means
32: Axis error calculation means
33: PLL calculation means
34: 2-axis / 3-phase conversion means
35: Vector extraction means
36, 36A, 36B, 36C: voltage variation calculation means (control means)
36a: first voltage calculating means
36b: second voltage calculating means
36c: phase difference calculating means
36d: Electrical / mechanical frequency conversion means
36e: phase difference instruction calculating means
36f: amplitude ratio calculating means
36g: Amplitude ratio instruction calculation means
36h: first difference calculating means
36i: second difference calculating means
36j: voltage fluctuation adjusting means
36k: third voltage calculating means
36m: 90 degree progressive means
36n: Current differential termination voltage calculation means
36p: Differential voltage calculating means
36q: Low-pass filter
36r: differential current calculation means
37: voltage command calculation means
38: PWM signal generating means
4: DC power source
5: AC motor
61: compressor
S1, S2, S3, S4, S5, S6:

Claims

An inverter for converting a DC voltage input from the DC power supply into an AC voltage;
Control means for driving an alternating-current motor by outputting a control signal to a switching element of the inverter;
And current detection means for detecting the current value of the inverter and outputting the current value to the control means,
Wherein,
Based on the current value input from the current detection means,
Calculating a product of an electric frequency of the AC motor, a q-axis inductance and a q-axis current to obtain a first voltage,
Calculating a sum of the first voltage and the d-axis voltage of the alternating-current motor as a second voltage,
(A) and / or (B) described below.
(A) a phase difference, which is a difference between a phase of the mechanical frequency component of the second voltage and a phase of a mechanical frequency component of the d-axis current of the AC motor, Of the control signal.
(B) the amplitude ratio of the mechanical frequency component of the second voltage and the amplitude of the mechanical frequency component of the d-axis current of the alternating current motor to the mechanical frequency of the alternating current motor, Respectively.

The method according to claim 1,
Wherein the correlation of the phase difference and the mechanical frequency,
As the mechanical frequency decreases, the phase difference gradually approaches 0 °,
And the phase difference is set to be 90 degrees as the mechanical frequency increases.

The method according to claim 1,
The control means calculates the phase difference command? A * which is the command value of the phase difference using the following expression (Expression 8), and controls the phase difference to match the phase difference command? A * in accordance with the mechanical frequency And the motor drive device.
[Equation 8]

Ωm: mechanical frequency, Ld: d-axis inductance, R: resistance value

The method according to claim 1,
Wherein the correlation of the amplitude ratio and the mechanical frequency
Wherein the amplitude ratio is asymptotic to the resistance value of the AC motor as the mechanical frequency decreases,
Wherein the amplitude ratio is set so as to become a product of the mechanical frequency and the d-axis inductance as the mechanical frequency increases.

The method according to claim 1,
The control means calculates the amplitude ratio command Ga * which is a command value of the amplitude ratio using the following expression (Expression 9), and controls the amplitude ratio to match the amplitude ratio command Ga * in correspondence to the mechanical frequency And the motor drive device.
[Equation 9]

Ωm: mechanical frequency, Ld: d-axis inductance, R: resistance value

An inverter for converting a DC voltage input from the DC power supply into an AC voltage;
Control means for driving an alternating-current motor by outputting a control signal to a switching element of the inverter;
And current detection means for detecting the current value of the inverter and outputting the current value to the control means,
Wherein,
Based on the current value input from the current detection means,
Calculating a product of an electric frequency of the AC motor, a q-axis inductance and a q-axis current to obtain a first voltage,
Calculating a sum of the first voltage and the d-axis voltage of the alternating-current motor as a second voltage,
Calculating a value obtained by subtracting the product of the resistance of the AC motor and the d-axis current from the second voltage to obtain a third voltage,
(C) and / or (D) shown below.
(C) The phase difference between the phase of the mechanical frequency component of the third voltage and the phase of the mechanical frequency component of the d-axis current is controlled to be 90 degrees.
(D) Control is performed such that the amplitude of the mechanical frequency component of the third voltage and the amplitude ratio of the amplitude of the mechanical frequency component of the d-axis current are the product of the mechanical frequency of the alternating current motor and the d-axis inductance.

An inverter for converting a DC voltage input from the DC power supply into an AC voltage;
Control means for driving an alternating-current motor by outputting a control signal to a switching element of the inverter;
And current detection means for detecting the current value of the inverter and outputting the current value to the control means,
Wherein,
Based on the current value input from the current detection means,
A product of the electric frequency of the AC motor, the d-axis inductance and the q-axis current is calculated to be a first voltage,
Calculating a sum of the first voltage and the d-axis voltage of the alternating-current motor as a second voltage,
Calculating a value obtained by subtracting the product of the resistance of the AC motor and the d-axis current from the second voltage to obtain a third voltage,
Calculating a product of a current obtained by advancing the phase of the d-axis current by 90 degrees, a mechanical frequency of the alternating current motor, and a d-axis inductance as a current differential term voltage,
And the difference between the third voltage and the current differential voltage is zero.

An inverter for converting a DC voltage input from the DC power supply into an AC voltage;
Control means for driving an alternating-current motor by outputting a control signal to a switching element of the inverter;
And current detection means for detecting the current value of the inverter and outputting the current value to the control means,
Wherein,
Based on the current value input from the current detection means,
Calculating a product of an electric frequency of the AC motor, a q-axis inductance and a q-axis current to obtain a first voltage,
Calculating a sum of the first voltage and the d-axis voltage of the alternating-current motor as a second voltage,
The second voltage is input to a low-pass filter, and the calculated current output is used as a filter output value,
When the time constant of the low-pass filter is the electric time constant of the AC motor,
Wherein the control is performed such that the phase difference between the filter output value and the d-axis current of the ac motor is zero and the amplitude ratio is 1.

The compressor according to any one of claims 1 to 8, wherein the AC motor driven by the motor drive apparatus is used as a drive source.