KR101402027B1

KR101402027B1 - 임피던스 매칭을 위한 고주파 솔리드 스테이트 스위칭

Info

Publication number: KR101402027B1
Application number: KR1020110128155A
Authority: KR
Inventors: 씨 메이슨 크리스토퍼
Original assignee: 씨 메이슨 크리스토퍼
Priority date: 2011-11-03
Filing date: 2011-12-02
Publication date: 2014-06-02
Also published as: KR20130049135A

Abstract

본 발명에 따르면, 종래의 문제점은 쌍의 병렬 솔리드 스테이트 다이오드(예컨대, PN 다이오드)를 갖고, RMM 중의 하나는 임피던스 매칭 회로의 가변 용량 소자에 있어서 또는 그로부터의 커패시터를 스위칭하기 위해 트랜지스터(예컨대, 파워 MOSFET 또는 IGBT)에 접속되는 스위칭 회로를 사용하는 스위칭 장치 및 방법에 의해 해결된다. 트랜지스터의 보디 용량을 충전하는 것은, 저가이고 대용량의 트랜지스터가 사용될 수 있도록 RF 신호로부터 트랜지스터를 분리시키기 위해 두 개의 다이오드 중 하나를 역방향 바이어스시킨다. 다수의 이러한 스위칭 회로드르 및 커패시터들은 임피던스 매칭을 위해 가변 임피던스를 제공하도록 병렬로 접속된다.

Description

임피던스 매칭을 위한 고주파 솔리드 스테이트 스위칭{HIGH FREQUENCY SOLID STATE SWITCHING FOR IMPEDANCE MATCHING}

본 발명은 일반적으로 플라즈마 처리에 관한 것이다. 특히, 이에 한정되지는 않지만, 본 발명은 반도체 처리 챔버에 있어서 무선 주파수 발생기로부터 플라즈마 부하로 전송되는 무선 주파수 파워를 임피던스 매칭하기 위한 시스템, 방법 및 장치에 관한 것이다.

반도체 제조 세계에 있어서, 제조자들은 플라즈마를 발생하기 위한 무선 주파수(RF) 파워를 이용하는 플라즈마 처리 챔버를 생산한다. RF 발생기("발생기"와 플라즈마 부하 간의 효율적인 파워 전송을 달성하기 위해, 임피던스 매칭 회로("매칭부")가 종종 사용되어 부하 임피던스를 전형적으로 50Ω의 소망 입력 임피던스에 매칭시킨다. 플라즈마 부하 임피던스는, 발생기 주파수, 파워, 챔버 압력, 가스 조성 및 플라즈마 점화와 같은 변수에 따라 변동할 수도 있다. 매칭부는, 소망 입력 임피던스를 유지하도록 상기 매칭부 내부의, 전형적으로 진공 가변 커패시터와 같은 전기적 요소들을 변경함으로써 부하 임피던스의 이들 변수들을 고려한다.

매칭 회로는 전형적으로, 전력을 분산하는 저항성 요소들과 반대의, 전계 및 자계에 있어서 에너지를 저장하는 요소들을 의미하는 리액턴스 요소들을 포함한다. 가장 일반적인 리액턴스 요소들은 커패시터들, 인덕터들 및 결합된 인덕터들이나 분배 회로와 같은 다른 요소들로 사용된다. 매칭 회로들은 또한 전송 라인 및 트랜스를 포함하는 무손실 요소들을 포함할 수 있다. 매칭 회로에서 저항성 요소들만 전형적으로, 비 이상적인 리액티브 및 무손실 부품 또는 전압, 전류 전력 또는 온도를 감지하기 위한 부품과 같은 임피던스 변환에 기여하지 않는 부품들과 연관된다.

매칭 회로들은 다수의 가변 리액턴스 요소들을 포함할 수 있다. 예컨대, 진공 가변 커패시터들이 사용될 수 있다. 그러나, 이들은 부피가 크고 고가이다. 다른 예에서, 상이한 용량(capacitance)를 갖고 전기적 스위치들을 통해 병렬 회로로부터 제거되거나 그에 부가되는 병렬 커패시터들의 뱅크들도 고려되고 있다. 종종, 이러한 커패시터 뱅크들은 병렬 시스템의 내외에서 커패시터를 스위칭하기 위해 (트랜지스터에 의해 제어되는) 고출력 PIN 다이오드를 사용한다. 그러나, 이와 같은 PIN 다이오드는 RF 파워 응용에 대해 너무 느리거나, 또는 허용가능한 스피드로 스위칭을 행하기 위해 과도한 전력을 필요로 할 수 있다. 이는 PIN 다이오드의 온도를 높이는 결과를 가져온다. 또한, PIN 다이오드는 고가이며 소수의 제조자들에 의해서만 생산된다.

도면에 나타낸 본 발명의 예시적인 실시예들은 이하와 같이 요약된다. 이들 및 다른 실시예들은 상세한 설명 란에서 보다 완전히 기술된다. 그러나, 본 발명이 발명의 개요 또는 상세한 설명란에 기술된 형태로 제한된다는 뜻은 아님을 이해하여야 할 것이다. 당업자라면 본 청구범위에 나타낸 발명의 사상 및 범주 안에 있는 많은 변형, 균등 및 대체 구성을 인식할 수 있을 것이다.

본 발명의 어떤 실시예들은 임피던스 매칭 회로의 가변 용량 소자의 회로로서 특정될 수 있다. 매칭부는 커패시터, 제1 및 제2 다이오드, 및 트랜지스터를 포함한다. 커패시터는 제1 전압 라인과 제1 노드 사이에 결합된다. 제1 다이오드는 제1 노드에 결합된 애노드 및 제2 노드에 결합된 캐소드를 갖는다. 제2 다이오드는 제2 전압 라인에 결합된 애노드 및 제1 노드에 결합된 캐소드를 갖는다. 트랜지스터는 제1 및 제2 단자 및, 제어 단자를 갖는다. 제1 단자는 제2 노드에 결합되고, 제2 단자는 제2 전압 라인에 결합되고, 제어 단자는 제어기에 결합된다. 커패시터는, 트랜지스터가 ON되었을 때 가변 용량 소자로 스위칭되고 트랜지스터가 OFF된 후 스위치 아웃된다.

본 발명의 다른 실시예는 임피던스 매칭 회로의 가변 용량 소자의 회로로서 특정될 수 있다. 매칭 회로는 커패시터, 제1 다이오드, 저 전력 DC 바이어스 소스 및 트랜지스터를 포함한다. 커패시터는 제1 전압 라인과 제1 노드 사이에 결합된다. 제1 다이오드는 제1 노드에 결합된 애노드 및 제2 노드에 결합된 캐소드를 갖는다. 저 전력 DC 바이어스는 제2 다이오드를 통해 제1 DC 바이어스를 제공한다. 트랜지스터는 제1 단자, 제2 단자 및 제어 단자를 갖는다. 제1 단자는 제2 노드에 결합되고, 제2 단자는 제2 전압 라인에 결합되고, 제어 단자는 트랜지스터의 스위칭을 제어하는 신호들을 수신한다. 커패시터는, 트랜지스터가 ON되었을 때 가변 용량 소자로 스위칭되고 트랜지스터가 OFF된 후 스위치 아웃된다.

본 발명의 다른 실시예는 임피던스 매칭 회로의 가변 용량 소자에서 또한 그로부터 커패시터를 스위칭하는 방법으로서 특정될 수 있다. 상기 방법은 가변 용량 소자를 OFF 시키는 것을 포함한다. 또한, 커패시터를 통과하는 RF신호로부터의 전류를 사용하여 제1 다이오드를 통해 트랜지스터의 보디 용량(body capacitance)을 충전시키는 것을 포함한다. 또한, 상기 방법은, 충전 후 트랜지스터의 보디 용량에 의해 공급되는 전압으로 제1 다이오드를 역방향 바이어스하는 것을 포함한다. 또한, 가변 용량 소자의 임피던스를 감소시키기 위해 커패시터를 통한 RF 신호로부터의 전류를 0(zero) 암페어 부근으로 감소시키는 것을 포함한다. 또한, 상기 방법은. 트랜지스터의 보디 용량을 방전시키고 커패시터를 통과하는 RF 신호로부터의 전류로 제1 다이오드를 순방향 바이어스 하는 것을 포함한다.

본 발명의 여러가지 목적과 이점 및 보다 완벽한 이해는 이하 첨부 도면을 참조하여 상세한 설명과 청구범위에 의해 보다 명백하고 쉽게 이해될 수 있다. 전체 도면에 걸쳐 유사한 요소들은 동일한 참조 부호로 기재된다.
도1은 본 발명의 1 실시예에 따른 플라즈마 처리 시스템의 회로도이다.
도2는 기술된 1 실시예에 따른 가변 용량 소자를 나타낸다.
도3은 도2에 도시된 가변 용량 소자의 전압 및 전류 특성을 나타낸다.
도4는 스위치드 커패시터 및 그의 각각의 스위칭 회로의 다른 실시예를 나타낸다.
도5는 스위치드 커패시터 및 그의 각각의 스위칭 회로의 또 다른 실시예를 나타낸다.
도6은 임피던스 매칭 회로의 튜닝 방법을 나타낸다.
도7은 예시적 형태의 컴퓨터 시스템에 있어서 머신의 1 실시예를 입체적으로 나타낸 도면이다.
도8은 예시적 RF 전압 플롯을 나타낸다.
도9는 다른 예시적 전압 플롯을 나타낸다.
도10은 또 다른 예시적 전류 플롯을 나타낸다.
도11은 또 다른 예시적 전압 플롯을 나타낸다.

본 발명은 일반적으로 플라즈마 처리에 관한 것이다. 특히, 이에 한정되지는 않지만, 본 발명은 플라즈마 처리 챔버에 있어서 플라즈마를 발생하고 유지하거나 플라즈마 처리 챔버에 제공하기 위한 파워 서플라이의 매칭 회로에 관한 것이다.

도1은 본 발명의 1 실시예에 따른 플라즈마 처리 시스템의 회로도이다. 발생기(102)는 전송 라인(108)(예컨대, 동축 케이블)을 통해 매칭 회로(104)("매칭부") 에 RF 파워를 전송한 다음 이를 전기적 접속부(110)를 통해 플라즈마 부하(106)에 보낸다. 매칭 회로(104)는, 이 매칭 회로(104)의 입력 임피던스가 소망하는 입력 임피던스에 가깝도록 하기 위해 그의 내부 전기적 요소들을 가변시킨다.

매칭부(104)는 병렬로 결합된 둘 이상의 가변 용량 소자들을 포함한다. 종종 이와 같은 가변 용량 소자들은 상기한 바와 같이 부피가 크고 느리고 고가인 기계적으로 가변되는 커패시터로 될 수 있다. 다른 실시예에서, 가변 용량 소자들은 병렬의 전자적으로 스위치드 커패시터의 뱅크들로 형성될 수 있으며, 이들은 그들의 기계적 대체품보다 작고, 빠르고, 저렴하다.

종래에는 가변 용량 소자에 대한 커패시터들을 스위칭하기 위해 PIN 다이오드를 사용하며, 도2는 일반적이고 저렴한 트랜지스터들이 다이오드(예컨대, PIN 다이오드)를 스위칭하기 위해 사용되고 이에 따라 가변 용량 소자의 내외에서 커패시터를 스위칭할 수 있는 실시예를 도시한다.

가변 용량 소자(200)는, 각각의 각종 스위치드 커패시터들(208)이 가변 용량 소자(200)의 임피던스를 변경하도록 병렬로 결합된 각종 스위치드 커패시터들(208)을 포함한다. 스위치드 커패시터들(208)은 각각 가변 용량 소자에서 또한 그로부터 스위치드 커패시터(208)를 스위칭하기 위한 스위칭 회로(203)를 갖는다. 각 스위칭 회로(203)는 한 쌍의 솔리드 스테이트 다이오드(예컨대, PN 또는 쇼트키 다이오드)(204, 206)를 가질 수 있으며, 상기 다이오드 중의 하나는, 트랜지스터(210)가 ON(클로즈)될 때 가변 용량 소자(200)로 스위치드 커패시터(208)를 스위칭하도록 구성되는 트랜지스터(210)(예컨대, 몇몇 명칭으로, MOSFET, 파워 MOSFET, IGBT)에 접속될 수 있다. 이 스위칭은 (비록 후술되는 상황에서 적은 바이어스가 바람직하더라도) 다이오드(206)의 임의의 외부 바이어스의 사용없이 달성될 수 있다.

트랜지스터(210)가 ON될 때, RF 전류는, 교대로 다이오드들(204,206)의 각각을 순방향 바이어스 방향으로 통과하는 제1 전압 라인(202)과 제2 전압 라인(201) 간을 통과한다. 이와 같이, 스위치드 커패시터(208)가 가변 용량 소자(200)로 스위칭될 때, AC(예컨대, RF) 전류는 제1 전압 라인(202)과 제2 전압 라인(201) 간을 통과하고 매칭부(104)의 임피던스는 증가한다.

트랜지스터(210)가 OFF될 때, RF 신호의 플러스(positive) 부분들은 전류가 다이오드(206)를 통하도록 하여, 노드(218)로부터 제2 전압 라인(201) 까지, 트랜지스터(210)에 걸쳐 인가되는 전압이 노드(222)와 제2 전압 라인(201) 간의 전압(즉, 다이오드 204에 걸린 전압) 보다 클 때까지 트랜지스터의 보디 용량을 충전시킨다. 이와 같은 전압이 존재하면, 다이오드(206)는 역 바이어되어, 전류가 실질적으로 스위치드 커패시터(208)를 통과하지 않도록 한다. 이 점에서, 스위칭 회로(203)는 OFF로 고려될 수 있고 매칭부(204)의 임피던스는 감소된다.

커패시터(208)는, 그들의 용량이 가변 용량 소자(200)에서 좌측에서 우측으로 2의 승으로서 증가하도록 선택될 수 있다. 따라서, 커패시턴스는 최 좌측 커패시터의 커패시턴스의 스퀘어들(예컨대, C^*1, C^*2, C^*4, C^*8, C^*16, C^*32, C^*64, C^*128)로서 좌측에서 우측으로 증가할 수 있다. 따라서, 스위칭 회로(203)를 선택적으로 구동함으로서 256 스텝으로 매칭부의 커패시턴스를 가변시킬 수 있다.

가변 용량 소자(200)는, 비록 도시된 실시예에서는 8개가 도시되어 있으나, 임의 수의 스위치드 커패시터들(208)을 포함할 수 있다. 각각의 스위치드 커패시터(208)는, 발생기(102) 및 플라즈마 부하(106)에 병렬로 결선되어 있고, 제1 전압 라인(202)과 제2 전압 라인(201) 간에 부동 가변 용량 소자(200)로서 상정된다. 어떤 실시예에서, 제2 전압 라인(201)은 이 제2 전압 라인(201)에 결합되는 것으로 도시된 각 요소들에 대해 접지된 전압 라인 또는 접지 접속으로 교체될 수 있다. 스위치드 커패시터(208)는, 제1 전압 라인(202)에 또는 그로부터 전류가 스위치드 커패시터(208)를 통과할 때 (매칭 회로의 리액턴스를 변경시키는) 가변 용량 소자(200)로 스위칭된다. 이는 트랜지스터(210)가 클로즈(ON) 될 때 일어난다.

스위치드 커패시터들을 스위칭하기 위해 부호 208과 같은 저렴한 트랜지스터들은 사용되지 않았는데, 그 이유는 이들이 플라즈마 처리와 관련된 고 출력과 RF 파워로 동작될 때 전형적으로 다량의 열을 발산하기 때문이다. 이들은 또한 발생기(102)로부터의 RF 신호의 그것보다 훤씬 큰 천이 시간(transient time)을 갖는 경향이 있고, 그 경우 트랜지스터는 전형적으로 턴 오프하는 것이 불가능하다. 천이 시간은 소자를 ON 또는 OFF하기 위해 요구되는 시간이다. 즉, 스위칭 동작의 개시와 보다 높고/보다 낮은 정상 상태의 전압 또는 전류가 달성된 시점 간의 시간 량이다. 무시할 수 있는 천이 시간을 갖는 SiC 트랜지스터가 이를 성공적으로 달성하기 위해 사용되나, 플라즈마 부하(106)로의 RF 신호의 왜곡에 따른 그들의 비용이 이들을 덜 바람직 않게 한다.

전형적인 매칭 회로는 부하 임피던스가 변할 때까지 튜닝하고 튜닝된 임피던스를 유지하도록 설계된다. 튜닝의 완료 후 매칭부의 임피던스가 계속 변할 때 왜곡이 발생한다. 튜닝 동안 스위치 아웃되는 스위치드 커패시터(208)가 주어지면, 왜곡은, 비록 스위치 아웃되더라도 어떤 전류는 스위치드 커패시터(208를 여전히 통과하는 것을 의미한다. 튜닝 동안 스위칭되는 스위치드 커패시터(208)가 주어지면, 왜곡은, 비록 스위칭 인 되더라도 전체 전류 미만이 스위치드 커패시터(208를 통과하는 것을 의미한다. 예컨대, 스위칭 회로(203)에 있어서 트랜지스터가 단독 스위칭 부재로서 사용될 경우, 전류가 스위치드 커패시터(208)을 계속 통과하고 그것이 오프일 때 트랜지스터의 보디 용량을 충방전하기 때문에 이는 왜곡을 야기하게 된다(보디 용량은 BJT 또는 IGBT의 콜렉터와 접지 단자 간 또는 FET의 드레인과 그라운드 간에 측정된 트랜지스터 구조에 있어서의 고유 용량이다). 즉, 스위치드 커패시터(208)는 완전히 스위치 아웃 되지 못하며 이에 따라 튜닝이 완료된 후 RF 신호를 왜곡시킨다.

또한, 트랜지스터의 보디 용량은 스위치드 커패시터(208)와 직렬로 있기 때문에 스위칭 동안 일어나는 스위치드 커패시터(208)를 통해 변동하는 전류에 영향을 미친다. 트랜지스터의 전형적인 보디 용량은 커패시터(208)의 보디 용량보다 여러 배(예컨대, 두 자릿수 내지 네 자릿수의 크기) 크다 . 이에 따라, 이들이 직렬로 있고 트랜지스터가 오프일 때 트랜지스터의 보디 용량에 걸친 것보다 스위치드 커패시터(208)에 걸쳐 상당한 전압 강하가 일어난다. 트랜지스터의 ON 시, 스위치드 커패시터(208)에 걸쳐 인가되는 전압 강하의 적은 증가만 발생하며 이에 따라 전류에 있어서 적은 변화만 일어난다. 따라서, 스위치드 커패시터(208)는 가변 용량 소자(200)의 임피던스 변화에 효율적이 아닐 수도 있는데 그 이유는 스위칭 시 그를 통하는 전류는 단지 최소의 변화만 일어나기 때문이다. 단적으로, 스위칭 회로(203)가 오직 트랜지스터만 포함할 경우, 스위치드 커패시터(208)는 가변 용량 소자(200)의 스위칭 인 및 아웃 시 임피던스에 대해 상당한 영향을 미치지 않는다.

본 명세서는 트랜지스터의 OFF 시 스위치드 커패시터(208)로부터 트랜지스터(및 그의 보디 용량)을 차폐하고 트랜지스터가 ON일 때 오직 한 방향으로 통과하도록 RF 전류를 동작시킴으로써 이들 문제를 극복한다. 이들 목적을 달성하기 위해, 역극성을 갖는 두 개의 병렬 다이오드의 구성이 사용된다. 제1 다이오드(206)는 스위치드 커패시터(208)와 트랜지스터(210) 사이에 배열되며, 이때 애노드는 제1 노드(222)에 결합되고 캐소드는 제2 노드(218)에 결합되고, 트랜지스터의 오프(개방)시 전류가 제1 전압 라인(202)으로부터 제1 다이오드(206)를 통해 트랜지스터(210)로 통과하지 못하도록 제1 다이오드(206)가 바이어스된다. 즉, 트랜지스터의 오프 시, 제1 다이오드(206)는 역방향 바이어스된다.

제1 전압 라인(202) 상의 전압이 낮게 변동하면, 제1 다이오드(206)가 여전히 역방향 바이어스되기 때문에 트랜지스터(210)의 보디 용량은 스위치드 커패시터(208)를 통해 방전되지 않는다. 즉, 트랜지스터(210)가 오프일 때, 제1 다이오드(206)는, 제1 전압 라인(202) 상의 전압이 플러스 또는 마이너스인지에 무관하게 역방향 바이어스된다. 이와 같이, 제1 전압 라인(202) 또는 제2 전압 라인(201)로부터의 전류는 대부분 트랜지스터의 오프 시 트랜지스터(210)을 통과할 수 없게 되고 트랜지스터(210)의 오프 상태 보디 용량은 스위치드 커패시터(208)에 의해 대부분 나타나지 않는다.

당업자는, 제1 전압 라인(202) 상의 전압이 네가티브로 변동할 때 제1 다이오드(206)가 역방향 바이어스되는 것을 명백히 이해할 것이다. 그러나 제1 전압 라인(202) 상의 전압이 포지티브로 변동할 때 역방향 바이어스 상태를 유지하기 위한 제1 다이오드(206)의 능력은 새로운 것으로 기대되지 않는다. 이 경우, 제1 다이오드(206)가 순방향 바이어스될 수 있는 짧은 시간이 있으나, 이 시간 동안 트랜지스터(210)의 보디 용량이 충전되고 제1 노드(218)와 제2 전압 라인(201) 간의 전압이 상승한다. 이 전압("트랜지스터 보디 전압")이 제2 노드(222)로부터 제2 전압 라인(201)보다 클 때(마이너스 다이오드 전압 강하), 제1 다이오드206)는 역방향 바이어스된다. 이는 오토바이어스로 지칭될 수 있는데, 그 이유는 제1 다이오드206)가, 외부 바이어스 공급을 통하는 것보다는 스위칭 회로(203)에 고유한 전압에 의해 역방향 바이어스되기 때문이다.

따라서, 본 발명의 어떤 실시예는 가변 용량 소자에 대해 스위치드 커패시터(208)를 스위칭하기 위한 스위칭 회로(203)을 포함하고, 이는 커패시터(208)가 가변 용량 소자에 대해 스위칭될 때 스위치드 커패시터(208)에 걸친 큰 전압 변화를 달성하는 저가 트랜지스터를 사용한다. 이들은 제1 전압 라인(202) 상의 RF 신호의 저 왜곡을 달성하고 또한 최소의 디바이스(예컨대, 병렬의 두 다이오드)로 행하고 다른 바이어스 소스를 갖지 않는다.

스위칭 회로(203)의 동작 예를 도시하기 위해, RF 신호가 200 V의 피크 대 피크 전압을 갖고, 트랜지스터(210)는 OFF인 것으로 가정한다. 노드(220)의 전압은 RF신호의 마이너스 반주기에서 -100 V이다. 제2 다이오드(204)는 순방형 바이어스이므로, 제1 노드(222)에서의 전압은 그라운드 바로 아래(~-.7V)이다. 제1 다이오드(206)는 역방향 바이어스로 된다. 노드(222)에서의 전압은 - 100 V로부터 + 100V까지이고, 제1 노드(222)에서의 전압은 + 200V를 향해 상승한다. 제1 노드(222)에서의 전압이 플러스이므로 제1 노드(206)는 ON되어 트랜지스터(210)의 보디 용량을 충전하기 시작하는 데 트랜지스터가 오프되기 때문이다. 트랜지스터(210)의 보디 용량 상의 전압이 제2 다이오드(204)에 걸친 전압보다 더 큰 플러스로 갈 때, 제1 다이오드(206)는 오프된다. RF 신호의 주파수에 따라, 트랜지스터(210)의 보디 용량 상의 전압은 하나 이상의 주기에서 200 V로 상승한다. 두 개의 다이오드(204,206)가 역방향 바이어스(바이어스 오프)됨에 따라, 전류는 스위치드 커패시터(208)를 통해 흐르지 않고, 스위치드 커패시터(208)는 가변 용량 소자(200)로부터 전기적으로 제거되어 매칭 임피던스를 감소시킨다.

트랜지스터(210)가 ON(클로즈)될 때, 트랜지스터(210)의 보디 용량 상의 전압은 방전되고, 제1 노드(222)의 전압은 제2 전압 라인(201)의 전압 가까이 간다. 지금, 다이오드(204,206)가, RF 신호의 전체 주기에 걸쳐 제2 전압 라인(201)의 전압 가까이 제1 노드(222)의 전압을 유지하면, 스위치드 커패시터(208)는 가변 용량 소자(200)의 회로에 전기적으로 부가되어 매칭 임피던스를 증가시킨다.

트랜지스터(210)는 N채널 MOSFET로 예시되었으나, 이에 한정되지 않고 IGBT를 포함한 다른 트랜지스터들로도 구현될 수 있다.

제어기(212)는 트랜지스터(210)의 온/오프 상태를 제어하기 위해 트랜지스터(210)의 제어단자에 제어 신호(예컨대, FET의 게이트 신호 또는 BJT 또는 IGBT의 베이스 신호)를 제공한다.

도3은 도2에 도시된 가변 용량 소자(200)의 전압 및 전류 특성을 나타낸다. 이들 도시에 있어서, 사인파의 RF 신호가 노드(220)에서 측정된 전류(304) 및 전압(306)에 의해 나타낸 바와 같이 도시된다. 전압(306)은 (선택적으로 접지된) 제2 전압 라인(201)에 대해 측정된다. 실제로는 보다 복잡한 RF 신호가 사용될 수 있으나, 이들 설명은 간단한 사인파 신호를 사용함으로써 보다 간단히 한 것이다. 터터(210)의 오프 시, 전류(304)와 전압(306)은 스위치드 커패시터(208) 및 스위칭 회로(203)에 인가되는 전압 및 전류를 위해 약간 떨어진다.

노드(222)에서, 스위치드 커패시터(208)와 다이오드(204,206) 간에, 트랜지스터(21)가 ON일 때 제1 노드(222)의 전류(308)는 노드(222)에서의 전류(304)에 비례한다. 트랜지스터(210)가 OFF일 때 스위치드 커패시터(208)는 가변 용량 소자(200)로부터 스위치 아웃되고 전류(308)는 스위치드 커패시터(208)의 통과를 중지한다.

반대로, 트랜지스터(210)가 ON인 동안, 다이오드(204,206) 및 트랜지스터 (210)에 걸쳐 매우 적은 전압 강하가 있으며, 그에 따라 노드(222)에서의 전압(310)이 0에 가깝게 된다(전압 310은 트랜지스터 210가 ON일 때 O V 부근으로 변동할 수도 있으나, 설명의 편의를 위해 도3에는 도시되어 있지 않다). 트랜지스터(21)가 OFF일 때, 제1 노드(222)의 전압(310)은 제1 전압 라인(202) 상의 전압과 동 상으로 변동하기 시작하며, 이때 진폭은 제1 전압 라인(202) 상의 피크 대 피크 전압과 거의 같다. 또한, 트랜지스터(210)가 OFF인 동안, 어떤 전류는 스위치드 커패시터(208) 및 제1 다이오드(206)를 주기적으로 통과하고 트랜지스터(210)의 보디 용량을 충전한다. 이 효과는 트랜지스터(210)이 오프인 동안 나타나는 전압(310)의 점진적 상승에 기여한다. 트랜지스터가 닫히면, 전압(310)은 0 부근으로 돌아오고 전류(308)는 다시 제1 전압 라인(202) 상의 전류(304)와 비슷하게 된다.

노드(218)에서, 제1 다이오드(206)와 트랜지스터(210) 간에, 오직 플러스 전류(312)만 제2 노드(218)에 도달하도록 제1 다이오드(206)가 전류를 정류하는 것을 제외하고, 전류는 노드(222)에서의 전류(308)와 같다. 트랜지스터(210)에 걸쳐 인가되는 전압인 전압(314)은, 트랜지스터(210)가 ON일 때 적어지며, 설명의 편의를 위해 도시되지는 않았다. 트랜지스터(21)가 OFF일 때, 노드(222)에서의 전압(310)은, 전압(310)이 트랜지스터(210)에 걸쳐 인가되는 전압보다 클 때마다 트랜지스터(210)의 보디 용량을 충전하기 시작한다. 이는 도도시된 스텝형 파형으로 되며, 전압(314)은 전압(310)이 트랜지스터 전압(314) 보다 높아지는 매번 승압 또는 상승한다. 이 전압(314)은 트랜지스터(210)가 다시 ON될 때 0 가까이 떨어지며, 이와 비슷하게 정류된 전류(312)가 다시 제1 다이오드(206) 및 트랜지스터(210)를 통해 흐르기 시작한다.

트랜지스터(21)가 ON일 때 제1 다이오드(206)에 걸린 전압(318)은 거의 없다. 그러나, 트랜지스터(21)가 OFF일 때, 제1 다이오드(206)는 전압(318)에 의해 순방향 바이어스된다. 순방향 바이어스의 양은 트랜지스터(210)의 보디 용량이 충전되고 트랜지스터(210)에 걸쳐 인가되는 전압(314)이 증가하는 동안 신속히 감소한다. 따라서, 트랜지스터(210)에 걸쳐 인가되는 전압(314)은 제1 다이오드(206)를 역방향 바이어스시킬 정도로 크며 그에 따라 제1 다이오드(206)를 오프시키고 트랜지스터(210)를 RF 전압(306,310)으로부터 분리한다. 이 RF 전압 및 트랜지스터(210)의 보디 용량을 사용하여 제1 다이오드(206)를 역방향 바이어스시키는 절차는 본 명세서에 제1 다이오드(206)를 오토바이어스시키는 것으로 언급된다.

도3에는 바람직한 주파수 또는 진폭을 나타내는 것으로 도시되지 않았다. 이들은, 도2의 회로 소자들의 기능 및 및 후술하는 실시예들을 보다 잘 이해하도록 하기 위해 전압 및 전류 특성을 다소 과장되고 단순화하여 도시하였다. 보다 실제적인 도면들은 도8-11에 도시하였으며, 이들 도면들은 스파이스 모델(Spice model)에 기초하였고 실제 전류 및 전압 파형들을 정확히 나타내지는 않는다. (예컨대 ㅂ보다 크거나 적은 용량의) 다른 실시예들에 사용된 화로 소자들에 있어서의 변형 예는, 도8-11에 도시된 파형들의 형상, 위상 및 진폭을 변경시킬 수도 있다.

도8은 노드(220)에서의 예시적 RF 전압 신호를 나타낸다. 예시된 RF 전압 신호는 도3에 있어서의 전압과 유사하다. 이 신호는 발생기(102)와 같은 발생기에 의해 제공되고 제1 전압 라인(202) 상에 측정된 간단한 사인파 RF 신호를 나타낸다.

도9는 제1 노드(220)에서의 예시적 전압을 나타낸다. 예시된 RF 전압은 도3에 있어서의 전압과 유사하다. 피크 전압에 있어서의 점진적 증가는, 트랜지스터(210)의 보디 용량이 충전되는 동안 9μs와 20μs 사이 및 29μs와 40μs 사이에 나타날 수 있다. 트랜지스터(210)이 ON될 때, 전압은 0V 부근으로 강하한다.

도10은 제1 노드(220)에서의 예시적 전류를 나타낸다. 예시된 전류는 도3에 있어서의 전류(308)와 유사하다. 트랜지스터(210)이 ON일 때, 전류는 제1 전압 라인(202) 상의 전류와 유사한 방식으로 발진한다. 트랜지스터(210)가 OFF일 때(예컨대, 9μs와 20μs 사이, 29μs와 40μs 사이 및 39μs와 50μs 사이), 제1 노드(220)에서의 전류는 0 암페어 부근에서 변동한다. 이때, 트랜지스터(210)가 OFF일 때에도 소량의 전류 발진이 여전히 나타날 수 있다. 적은 플러스 발진은 트랜지스터(210)의 보디 용량을 충전하기 위해 스위치드 커패시터(208) 및 제1 다이오드(206)를 통과하는 전류를 나타낸다. 나타낸 바와 같이, 이들 적은 플러스 발진들은 보디 용량이 충전되는 동안 점차적으로 감소한다.

한 양태에서, 제1 다이오드(206)를 역방향 바이어스 하기 위해 보디 용량이 충분히 충전될 때 적은 플러스 변동은 기대되는 바와 같이 전체적으로 소멸하지 않는다. 이는, 실제로, 트랜지스터(210)가 제2 전압 라인(201)으로의 누설 전류를 경험할 수도 있기 때문이다. 이 누설 전류는 사이클 마다 보디 용량의 전하의 적은 부분을 방전하기 때문에, 누설 전류로 소실된 전하를 교체하도록 매 사이클에 보다 많은 전류가 사용된다. 도5에 도시된 실시예에서 기술된 바와 같이, 이 효과는 RF 신호의 왜곡으로 유도하며, 이는 RF전압이 낮은(예컨대, 두 배의 다이오드 전압 강하 미만) 경우에 대해 문제로 될 수 있다. 즉, 왜곡이 RF 전압에 비해 비교적 큰 경우, 왜곡은 도8-11에 도시된 것들과 같은 높은 파워에서 보다 더욱 해롭다. 도5에 도시된 부가적 바이어스는 이 왜곡을 완화하기 위해 구현될 수 있다.

도11은 트랜지스터(210)에 걸쳐 인가되는 예시적 전압을 나타낸다. 예시된 전류눈 도3에 있어서의 전압(314)과 유사하다. 트랜지스터가 ON일 때 트랜지스터(210)에는 전압이 거의 나타나지 않으나, 트랜지스터(210)가 OFF일 때, 전압이 빠르게 형성된다. 트랜지스터(210)의 보디 용량에 걸린 전하 및 전압의 생성에 대응하여, 트랜지스터(210)가 OFF인 동안 점진적인 스테어-스텝(stair-step)의 증가가 나타날 수 있다. 도시되지는 않았으나, 또 다른 전류가 트랜지스터(210)를 통하지 않도록 하고 그에 따라 보디 용량이 더 충전되지 않도록 충분히 높은 전압으로 제1 다이오드(206)가 스위치 오프된다. 트랜지스터가 다시 ON될 때, 전압은 O V 또는 그 부근으로 신속히 방전한다.

도4는 스위치드 커패시터(408) 및 그의 각 스위칭 회로(403)의 다른 실시예를 나타낸다. 스위칭 회로(403)는 특히 저전력 장치(예컨대, RF 파워가 ~ 30W인)에 적용가능하다. 스위칭 회로(403)는 203과 유사하나, 제3 다이오드(405) 및 바이어스(424)(예컨대 소신호 전류원)가 부가된다. 제3 다이오드(405) 및 바이어스(424)가 없는 스위칭 회로는 (순방향 또는 역방향 바이어스되는) 다이오드(404,406)을 바이어스시키기 위한 RF 신호에 있어서 충분한 전압을 나타낼 수 없다. 예컨대, RF 신호 전압이 다이오드 전압 강하의 두 배 미만일 경우, 전압은 (이들을 온 또는 오프시키는) 다이오드(404,406)를 바이어스 시키기에 불충분할 할 수도 있다. 일례로서, 0.7V 다이오드 전압 강하가 다이오드에 주어지면, 1.4 V 미만의 RF 신호는, 제1 및 제2 다이오드(404,406)를 부분적으로만 스위칭시키거나 또는 온/오프 스위칭을 전혀 하지 않을 수도 있다.

DC 바이어스(424)는 제1 다이오드(406)가 순방향 바이어스되는 것을 보장하기 위해 충분한 전류를 제공할 수 있다. 제3 다이오드(405)는 제1 다이오드(406)를 ON시킬 수 있도록 하기 위해 제1 다이오드(406)에 충분한 바이어스를 제공하는 것에 도움을 줄 수 있다. 1 실시예에서, DC 바이어스(424)는 정전류를 발생하는 소신호 전류원이다.

낮은 RF 신호 전압(예컨대, 다이오드 전압 강하의 두 배 미만)에서, 제2 다이오드(404)는 제1 전압 라인(402) 상의 RF 신호의 마이너스 부분 동안 순방향 바이어스되지 않을 수도 있다. DC 바이어스(424)는 이들 시간 동안 제1 전압 라인(402)에 커패시터(408)을 통해 전류를 제공할 수도 있다. 제1 전압 라인(402)의 전압이, 제2 다이오드(404)가 순방향 바이어스되고 ON 되도록 충분히 떨어짐에 다라, 전류는, DC 바이어스(424)로부터 또한 제2 다이오드(404)를 통해 제2 전압 라인(401)(선택적으로 접지되거나 또는 그라운드에 접속)로부터 인출되기 시작한다. 이 추세가 계속되는 동안, 전류의 증가분이 제2 다이오드(404)를 통해 인출되며 전류의 한정된 분량만 DC 바이어스(424)로부터 인출된다. 이와 같이, DC 바이어스(424)는 큰 바이어스 소스(예컨대, 전형적으로 4V 미만 또는 소신호 전류원)일 필요가 없다.

DC 바이어스(424) 및 제2 다이오드(404)는 RF 신호 전압이 낮을 때 유용한 것으로 기술되었으나, 이들 부재들은 높고 낮은 RF 전압 체계 모두에 유용함을 이해할 것이다. 예컨대, 높은 RF 전압(예컨대, 다이오드 전압 강하의 두 배보다 큰)이 주어지면, 전압이 변동하고 0 V에 걸릴 때, 다이오드(404, 406)를 바이어스 하기 위한 불충분한 전압으로 될 수도 있으며, 이에 따라 RF 전압이 0에 있는 짧은 시간 동안, 스위칭 회로(403)는 가변 용량 회로에 있어서 스위치드 커패시터(408)의 스위칭 시 효과적으로 동작하지 않을 수도 있으며, 이는 RF 신호를 왜곡시킨다. DC 바이어스(424)는, RF 신호가 O V 또는 그 부근을 통과할 때에도 제1 다이오드(406)가 순방향 바이어스되도록 함으로써 이와 같은 왜곡을 감소시킨다. 실시예들에 있어서, 높은 파워가 필요하지 않을 때, 스위치드 커패시터(408)를 통해 제1 전압 라인(402)으로 흐르는 전류가 DC 바이어스(424)에 의해 전적으로 제공될 수 있도록 제2 다이오드(404)가 배제될 수 있다. 도시된 바와 같이, 도4에 나타낸 실시예는 낮은 RF 전압에서 동작하는 시스템은 물론 높은 RF 전압에서 동작하는 시스템 및 이들 양 체계에서 동작하는 시스템에 유용하다.

도5는 스위치드 커패시터(508) 및 그의 각 스위칭 회로(503)의 또 다른 실시예를 도시한다. 각 스위칭 회로(503)는 스위칭 회로(303)와 유사하게 동작하나, 트랜지스터(530)을 통해 제2 노드(518)에서 스위칭되는 DC 바이어스(528)가 부가되어 있다. DC 바이어스(528)는, 제1 다이오드(506)의 OFF 튜닝(이에 따라 스위칭 속도를 증가시킨다) 및 누설 전류로 소실되는 트랜지스터(510)의 보디 용량 상의 전하를 보상하는 데 일조한다.

전술한 바와 같이, 스위칭 회로(503)는 트랜지스터(510)의 스위칭을 통해 가변 용량 소자에 있어서의 스위치드 커패시터(508)를 스위칭한다. 스위칭 회로(503)는 병렬로 구성되나 역극성을 갖는 다이오드(505,506)를 포함한다. DC 바이어스(528)는, 제1 다이오드(506)가 순방향 바이어스되도록 충분한 전압을 갖지 않을 때 RF 전압 기간 동안 제1 다이오드(506)를 순방향 바이어스 시키도록 제3 다이오드(505)를 통해 전류를 제공한다. 1 실시예에서, DC 바이어스(528)는 정전류를 제공하는 소신호 전류원이다.

또한, 스위칭 회로(503)는 DC 바이어스(528)에 의해 제공되는, 트랜지스터(510)의 단자(518)에 대한 DC 바이어스를 포함한다. DC 바이어스(528)는 트랜지스터(510)가 개방(OFF)될 때 제 노드(518)에 전압 바이어스를 제공하도록 동작하며, 이때 DC 바이어스(528)는 스위치 콘트롤(532)이 트랜지스터(530)를 ON시킬 때마다 제 2 노드(518)에서 스위칭된다. 이에 따라, DC 바이어스(528)는 트랜지스터(510)가 스위치 오프될 때 스위칭 온 되거나 그 반대로 된다. 스위치 콘트롤(532)은 트랜지스터(510)의 (FET에 대한) 게이트 또는 (BJT 또는 IGBT에 대한) 베이스를 콘트롤하기 위해 트랜지스터(510)의 제어 단자에 신호를 보내며 스위치 콘트롤(526)은 트랜지스터(510)에 대해 그를 제어한다.

전형적으로, 트랜지스터(510)는 제1 전압 라인(502)로부터 스위치드 커패시터(508) 및 제1 다이오드(506)를 통과하는 전류에 의해 충전되는 보디 용량을 갖는다. 트랜지스터(510)는, 단자(518)로부터 제2 전압 라인(501)로의 전압이 다이오드(506)를 역방향 바이어스시키도록 충분히 커질 때까지 충전한다. 그러나, 트랜지스터(510)에 있어서의 누설 전류는, 제1 다이오드(506)가 역방향 바이어스된 상태로 있지 않도록 하고 보다 많은 전류가 제1 다이오드(506)를 통과하도록 하여 트랜지스터(510)의 보디 용량을 재충전하도록, 보디 용량을 서서히 방전시킨다. 보디 용량이 충전되는 기간 동안, RF 신호는 왜곡된다. 이와 같은 왜곡은 (예컨대 다이오드 전압 강하의 두 배보다 큰) 높은 RF 신호 전압에서는 무시될 수 있으나, (예컨대, 다이오드 전압 강하의 두 배보다 적은) 낮은 전압에서는 문제로 될 수 있다.

DC 바이어스(528)는, 트랜지스터(510)의 누설 전류에도 불구하고 제1 다이오드(506)를 역방향 바이어스 상태로 유지하기에 충분한 전압으로 보디 용량이 계속 유지되도록 한다. 이에 따라, DC 바이어스(528)는 누설 전류를 통해 소실되는 트랜지스터(510)의 보디 용량에 대한 전하를 보충한다. 이와 같이, DC 바이어스(528)는, 트랜지스터(510)의 누설 전류의 결과로서 일어날 수 있는 RF 신호의 왜곡을 극복하기 위해 사용될 수 있다.

또한, 매칭부(104)의 신속한 튜닝을 위해 고속 스위칭이 요망된다. 제1 다이오드(506)는, 그의 천이 시간이 RF 신호 주파수에 대해 클 경우 스위칭 시간을 느리게 할 수 있다. 이 경우, 제1 다이오드(506)는 소망대로 신속히 OFF하지 않는다. DC 바이어스(528)는 트랜지스터(510)가 개방(OFF)될 때 더욱 빨리 제1 다이오드(506)을 오프시키도록 제1 다이오드(506)에 역 전압 바이어스를 인가함으로써 스위칭 속도를 증가시키고 이 문제를 해결한다. 이에 따라, DC 바이어스(528)는 스위칭 회로(503)의 스위칭 속도를 감소시킬 수 있다.

DC 바이어스들(524 및 528)은 모두 (예컨대 트랜지스터 510이 오프일 때) 가같은 시간에 온 될 수 있고 상충하는 방식으로 제1 다이오드(506)를 바이어스하는 것으로 보일 수도 있으나, 이들은, DC 바이어스(524)가 저전압 전류원(전류 제한 소스)인 반면 DC 바이어스(528)는 전압원(전압 제한 소스)이기 때문에 서로 대응하지 않는다. DC 바이어스(524)는 저 전압원이기 때문에 DC 바이어스(528)가 제1 다이오드(506)에 인가하는 역 전업 바이어스와 상충하지 않는다.

제2 전압 라인(201)과 유사하게, 제2 전압 라인(501)은 선택적으로 접지될 수 있으며 또는 제2 전압 라인(501)에 결합되는 것으로 도시된 바와 같이 각 소자에 대한 접지 접속으로 대체될 수 있다.

도6은 임피던스 매칭 회로의 튜닝 방법을 나타낸다. 이 방법은 일반적으로, 본 명세서의 1 실시예에 따른 매칭 회로의 가변 용량 소자에 있어서 또는 그로부터의 커패시터를 스위칭하는 것을 수반한다. 예컨대, 이 방법은 가변 용량 소자(예컨대, 부호 200)에 있어서 또는 그로부터 스위치드 커패시터(예컨대, 부호 208, 408, 508)를 스위칭하도록 트랜지스터(예컨대, 부호 210, 410, 510)를 스위칭하는 것을 포함한다.

상기 방법은 결정 601에 있어서 임피던스를 증가 또는 감소시킬 것인지를 선택함으로써 튜닝을 개시한다. 이 결정은 플라즈마 부하에 대한 적은 파워가 임피던스의 증가 또는 감소를 통해 반사되는지에 대한 계산, 임피던스 및/또는 반사의 측정들에 기초할 수 있다. 이 결정(601)은 임피던스의 실제 또는 가상 부재가 변경되는 지에 기초할 수도 있다.

결정(601)이 행해진 후, 두 개의 예시된 그룹의 동작들의 어느 것이 후속될 수 있다. 임피던스가 감소되면, 방법은 트랜지스터 동작을 오프시킨다(602). 특히, 트랜지스터의 오프 동작(602)은 가변 용량 소자의 트랜지스터를 오프시킨다. 트랜지스터 동작의 보디 용량 충전(604)은 임피던스 매칭 회로(예컨대, 부호 104)에 의해 정합되는 RF 신호로부터의 전류를 사용하여 제1 다이오드(예컨대, 부호 206, 406, 506)를 통해 트랜지스터의 보디 용량을 충전시킨다. 상기 방법은 또한, 역방향 바이어스 동작(606)에 있어서 제1 다이오드를 역방향 바이어스 시키는 것을 포함한다. 이러한 역방향 바이어스는 충전 후 트랜지스터의 보디 용량에 의해 인가되는 전압을 통해 행해진다. 즉, 트랜지스터 보디 용량이 충분히 충전되었을 때, 다이오드는 역방향 바이어스되고, 이에 따라 전류가 다이오드를 통과하지 못하도록 한다. 이는 RF 신호로부터의 전류가 감소 전류 동작(608)에 있어서 커패시터를 통과하는 것을 감소시키거나 중지시킨다. 즉, 이 감소는 가변 용량 소자의 임피던스를 감소시킨다.

다음, 상기 방법은 튜닝이 완료하였는지를 결정한다. 완료한 경우에는 튜닝이 종료하고, 그렇지 않은 경우, 방법은 결정 601로 돌아가서 다시 임피던스를 증가시킬 것인지 또는 그를 더 감소시킬 것인지를 결정한다.

임피던스를 증가시키기 위한 동작을 설명한다. 트랜지스터의 ON 동작(610)은 가변 용량 소자의 트랜지스터를 ON 시킨다. 이때, 보디 용량 동작의 방전(612)은 트랜지스터의 보디 용량을 방전시킨다. 또한, 제1 다이오드는 순방향 다이오드 동작(614)에 있어서 커패시터를 통해 통과하는 RF 신호로부터의 전류로 순방향 바이어스된다. 끝으로, 커패시터 동작(616)을 통한 증가 전류는 스위치드 커패시터를 통과하는 RF 신호로부터의 전류를 증가시킨다. 이는 가변 용량 소자의 임피던스를 증가시킨다.

동작들의 어느 한 세트 또는 양 세트는, 그 방법이 완료한 것을 결정할 때 까지 (임피던스가 충분히 매칭되었을 때) 루프(looping) 방식으로 행해질 수 있다. 또한, 상기 방법은 루프 방식으로 가변 용량 소자의 있어서의 하니 이상의 스위칭 회로들 및 스위치드 커패시터들로 동작할 수 있다.

기술된 시스템 및 방법은 기술된 특정 물리적 장치에 더하여 컴퓨터 시스템과 같은 기계로 구현될 수 있다. 도7은, 디바이스가 본 방법의 하나 이상의 양태 및/또는 방법론을 수행 또는 실행하도록 하기 한 세트의 명령들이 실행할 수 있는 컴퓨터 시스템(700)의 예시적 형태에 있어서의 1 실시예를 입체적으로 나타낸 도면이다. 도7에서 부재들은 단지 예시적일 뿐으로 특정 실시예를 구현하는 어떠한 하드웨어, 내장 로직 부품, 또는 둘 이상의 조합의 기능 또는 사용의 범위를 제한하지 않는다.

컴퓨터 시스템(700)은 버스(740)를 통해, 서로 또는 다른 부품들과 통신하는 프로세서(701), 메모리(703), 및 저장부(708)를 포함할 수도 있다. 버스(740)는 또한, (예컨대, 키패드, 키보드, 마우스, 스틸러스 등을 포함할 수 있는) 하나 이상의 입력 장치(733), 하나 이상의 출력 장치(734), 하나 이상의 저장 장치(735) 및 각종의 탠저블 저장 매체(736)를 포함할 수 있다. 이들 모든 요소들은 버스(740)에 대해 하나 이상의 인터페이스 또는 어댑터를 통하거나 또는 직접 중계할 수도 있다. 컴퓨터 시스템(700)은, 이에 한정되지는 않지만, 하나 이상의 집적회로(IC), 인쇄회로 기판(PCB), (휴대폰 또는 PDA와 같은) 모바일 핸드헬드 장치, 랩탑 또는 노트북 컴퓨터, 디스트리뷰티드 컴퓨터 시스템, 컴퓨팅 그리드 및 서버를 포함한 임의의 적절한 물리적 형태를 가질 수도 있다.

프로세서(들)(701)(또는 중앙처리장치;CPU)는 선택적으로 명령, 데이터, 도는 컴퓨터 어드레스들의 일시적 국부 저장을 위한 캐시 메모리 장치(702)를 포함할 수도 있다. 프로세서(들)(701)는 컴퓨터 판독가능 명령들의 실행에 일조하도록 구성된다. 컴퓨터 시스템(700)은, 메모리(703), 저장부(708), 저장 장치(735), 및/또는 저장 매체(736)와 같은 하나 이상의 탠저블 컴퓨터-판독가능 저장 매체에 있어서 구현된 소프트웨어를 실행하는 프로세서(들)(701)의 결과로서 기능성을 제공할 수도 있다. 컴퓨터-판독가능 매체는 특정 실시예를 구현하는 소프트웨어를 저장할 수도 있으며, 프로세서(들)(701)는 상기 소프트웨어를 실행할 수 있다. 메모리(703)는 (대용량 저장장치 735, 736과 같은) 하나 이상의 다른 컴퓨터 판독가능 매체로부터 또는 네트워크 인터페이스(720)과 같은 적절한 인터페이스를 통해 하나 이상의 다른 소스들로부터 소프트웨어를 판독할 수도 있다. 상기 소프트웨어는 프로세서(들)(701)가, 기술 및 도시된 하나 이상의 프로세스들 또 하나 이상의 프로세스들의 하나 이상의 스텝들을 행하도록 할 수 있다. 이러한 프로세스 또는 스텝들을 행하는 것은 메모리(703)에 저장된 데이터 명령을 규정하는 것 및 소프트웨어에 의해 명령된 바와 같이 데이터 구조들을 변경하는 것을 포함할 수도 있다.

메모리(703)는, 예시적인, 랜덤 액세스 메모리 부재(예컨대, RAM 704)(예컨대 스테이틱 램 "SRAM", 다이나믹 램 "DRAM" 등), 판독 전용 부재(예컨대, ROM 705) 및 이들의 조합을 포함한 각종 QANWO들(예컨대, 머신 리더블 미디어)을 포함할 수도 있다. ROM(705)은 프로세서(들)(701)에 일방향으로 데이터 및 명령들을 통신하도록 작용할 수 있고, RAM(704)은 프로세서(들)(701)과 쌍방향으로 데이터 및 명령들을 통신하도록 작용할 수 있다. ROM(705)과 RAM(704)은 후술되는 임의의 적절한 탠저블 컴퓨터 판독가능 매체를 포함할 수 있다. 1 예에 있어서, 기동시와 같이, 컴퓨터 시스템(700) 내의 요소들 간에 정보를 전송하도록 하는 기본 루틴을 포함하는 베이식 입출력 시스템(706)(BIOS)이 메모리(703)에 저장될 수도 있다.

고정 저장부(708)는, 선택적으로 저장부 콘트롤 유닛(707)을 통해, 프로세서(들)(701)에 쌍방향으로 접속된다. 고정 저장부(708)는 부가적 데이터 저장 용량을 제공하고 또한, 기술된 임의의 적절한 탠저블 컴퓨터 판독가능 매체를 포함할 수도 있다. 저장부(708)는 연산 시스템(709), EXOTEC(710)(실행가능;executables), 데이터(711), APV 애플리케이션(712)(애플리케이션 프로그램) ㄷ등을 저장하도록 사용될 수 있다. 종종, 항상은 아니지만, 저장부(708)는, 1차 저장부(예컨데, 메모리 703)보다 느린 (하드 디스크와 같은) 2차 저장 매체이다. 저장부(708)는 또한 광 디스크 드라이브, 솔리드 스테이트 메모리 디바이스(예컨대, 플래시 기반 시스템), 또는 이들의 임의의 조합을 포함할 수 있다. 저장부(708)의 정보는 적절한 경우에 있어서, 메모리(703)에 있어서의 가상 메모리로서 채용될 수도 있다.

1 예에 있어서, 저장 장치(들)(735)는 저장 장치 인터페이스(725)를 통해 (예컨대, 도시하지 않은 외부 포트 커넥터를 통해) 컴퓨터시스템(700)과 제거가능하게 인터페이스될 수도 있다. 특히, 저장 장치(들)(735) 및 조합된 머신-리더블 매체는 머신-리더블 명령들, 데이터 구조, 프로그램 모듈의 비휘발성 및/또는 휘발성 저장 장치의 제공 및/또는 컴퓨터 시스템(700)에 대한 다른 데이터를 제공할 수도 있다. 1 예에서, 소프트웨어는 저장 장치(들)(735) 상의 머신-리더블 매체 내에, 완전히 또는 부분적으로 제공될 수도 있다. 다른 예에서, 소프트웨어는 프로세서(들)(701) 내에, 완전히 또는 부분적으로 제공될 수도 있다.

버스(740)는 광범위하고 다양한 서브시스템들을 연결한다. 버스는, 적절한 곳에, 공통 기능을 보조하는 하나 이상의 디지털 신호 라인을 망라할 수 있다. 버스(740)는 예시적이지만, 임의의 다양한 버스 아키텍쳐를 사용하는, 메모리 버스, 메모리 콘트롤러, 주변 버스, 로컬 버스, 및 이들의 조합을 포함한 몇몇 형태의 버스 구조 중 어느 것으로 될 수도 있다. 1 예로서 이에 한정되지는 않지만, 이와 같은 아키텍쳐는 Industry Standard Architecture(ISA) 버스, Enhanced ISA(EISA) 버스, Micro Channel Architecture(MCA) 버스, Video Electronics Standards Association local bus(VLB), Peripheral Component Interconnect(PCI) 버스, PCI-Express(PCI-X) 버스, Accelerasted Graphics Port(AGP) 버스, Hyper Transport(HTX) 버스, 시리얼 어드밴스드 테크놀로지 어태치먼트(SATA) 버스 및 이들의 임의의 조합을 포함한다.

컴퓨터 시스템(700)은 입력 장치(733)를 포함할 수도 있다. 1 예에 있어서, 컴퓨터 시스템(700)의 사용자는 입력 장치(들)(733)를 통해 컴퓨터 시스템(700)에 명령들 및/또는 다른 정보를 입력할 수 있다. 입력 장치(들)(733)의 예로는, 이에 한정되지는 않지만, 알파 뉴머릭 입력 장치(예컨대, 키보드), 포인팅 디바이스(에컨대, 마우스 또는 터치패드), 터치패드, 조이스틱, 게임패드, 음성 입력 장치(쳬컨대, 마이크로폰, 보이스 응답 시스템 등), 광 스캐너, 비디오 또는 정치 화상 캡쳐 디바이스(예컨대, 카메라) 및 이들의 임의의 조합을 포함할 수 있다. 입력 장치(들)(733)는 이에 한정되지는 않지만, 직렬, 병렬, 게임 포트, USB, FIREWIRE, THUNDERBOLT, 또는 이들의 조합을 포함하는 다양한 입력 인터페이스(예컨대, 입력 인터페이스 723)의 어느 것을 통해 버스(740)에 인터페이스될 수 있다.

특정 실시예에서, 컴퓨터 시스템(700)이 네트워크(730)에 접속될 때, 컴퓨터 시스템(700)은 네트워크(730)에 연결된 다른 디바이스, 특히 모바일 장치 및 엔터프라이즈 시스템과 통신할 수도 있다. 컴퓨터 시스템(700)에 대해 또한 그로부터의 통신은 네트워크 인터페이스(720)를 통해 전송될 수도 있다. 예컨대, 네트워크 인터페이스(720)는 네트워크(730)로부터 (인터넷 프로토콜(IP) 패깃과 같은) 하나 이상의 패킷의 형태로 (다른 장치로부터의 요구 또는 응답과 같은) 입력 통신들을 수신할 수 있고, 컴퓨터 시스템(700)은 처리를 위해 메모리에 상기 입력 통신들을 저장할 수도 있다. 컴퓨터 시스템(700)은 이와 유사하게, 네트워크 인터페이스(720)로부터 네트워크(730)에 전송되고 메모리(703)에 하나 이상의 패킷의 형태로 (다른 장치에 대한 요구 또는 응답과 같은) 출력 통신들을 저장할 수 있다. 프로세서(들)(701)는 처리를 위해 메모리(703)에 저장된 이들 통신 패킷들을 액세스할 수도 있다.

네트워크 인터페이스(720)의 예로는, 이에 한정되지는 않지만, 네트워크 인터페이스 카드, 모뎀 및 이들의 조합을 포함한다. 네트워크(730) 또는 내트워크 세그먼트(730)의 예로는, 이에 한정되지는 않지만, 와이드 에어리어 네트워크(WAN)(예컨대, 인터넷, 인터프라이즈 네트워크), 로컬 에어리어 네트워크(LAN)(예컨대, 오피스, 빌딩, 캠퍼스 또는 다른 비교적 적은 지리적 공간과 관련된 네트워크), 텔레폰 네트워크, 두 연산 장치 간의 직접 접속, 및 이들의 조합을 포함한다. 네트워크(730)와 같은 네트워크는 유선 및/또는 무선 방식 통신을 채용할 수도 있다. 일반적으로 어떤 네트워크 방식도 사용될 수 있다.

정보 및 데이터는 표시장치(732)를 표시될 수 있다. 표시장치(732)의 예로는, 이에 한정되지는 않지만, 액정 표시장치(LCD), 유기 액정 표시장치(OLED), 음극선관(CRT), 플라즈마 표시장치, 및 이들의 조합을 포함한다. 표시장치(732)는, 버스(740)를 통해, 프로세서(들)(701), 메모리(703) 및 고정 저장부(708)은 물론 입력 장치(들)(733)과 같은 다른 장치들에 인터페이스할 수 있다. 표시장치(732)는, 비디오 인터페이스(722)를 통해 버스(740)에 링크되고, 표시장치(732)와 버스(740 간의 데이터의 전송은 그래픽 콘트롤러(721)를 통해 제어될 수 있다.

표시장치(732)에 더하여, 컴퓨터 시스템(700)은 이에 한정되지는 않지만, 오디오 스피커, 프린터 및 이들의 조합을 포함하는 하나 이상의 다른 주변 출력 장치(734)를 포함할 수도 있다. 이러한 주변 출력 장치는 출력 인터페이스(724)를 통해 버스에 연결될 수도 있다. 출력 인터페이스(724)의 예로는, 이에 한정되지는 않지만, 직렬 포트, 병렬 접속, USB 포트, FIREWIRE 포트, THUNDERBOLT 포트, 또는 이들의 조합을 포함한다.

부가적 또는 다른 예로서, 컴퓨터 시스템(700)은 회로에 있어서 하드와이어링 또는 다른 방식으로 구현된 로직의 결과로서 기능성을 제공할 수 있으며, 이는 기술된 하나 이상의 프로세스 또는 하나 이상의 프로세스의 하나 이상의 스텝들을 실행하기 위해 소프트웨어 대신 또는 그와 함께 동작할 수도 있다. 본 발명의 소프트웨어는 로직을 포함할 수도 있으며, 로직은 소프트웨어를 포함할 수도 있다. 또한, 컴퓨터 판독가능 매체는, 적절한 경우에, 실행을 위한 소프트웨어를 저장하는 (IC와 같은 회로), 실행을 위한 로직을 내장하는 회로 또는 이들 모두를 포함할 수 있다. 본 발명은 하드웨어 소프트웨어 또는 이들 모두의 적절한 조합을 포함할 수 있다.

어떤 실시예에서, 매칭 회로(104)는 도7에 도시된 하나 이상의 요소들을 통해 제어될 수 있다. 예컨대, 제어기(212)는 하나 이상의 프로세서(701)에서 구현될 수 있고 트랜지스터(210)의 스위칭을 제어하기 위한 스위칭 알고리즘은 예컨대, 메모리(703), 저장부(708) 및/또는 저장 매체(736)에 저장될 수 있다. 튜닝의 촉 파라미터들의 제어 데이터 또는 튜닝 알고리즘의 다른 양태는 입력 장치(들)(733) 또는 네트워크(730)를 통해 사용자에 의해 입력될 수 있다. 이들은 본 발명의 각종 양태가 도7에 도시되고 그에 관해 기술된 요소들에서 구현될 수 있는 방법의 몇몇 예에 불과하다.

결론적으로 본 발명은 무엇보다도, 네트워크에 있어서 회로 부재들을 부가 도는 제거하도록 스위칭하기 위한 방법, 시스템, 및 장치를 제공한다. 본 발명에 있어서, 여러가지 변형과 대체예가 당업자에게 용이하게 인식될 수 있으며, 그 용도와 구성은 여기 설명된 실시예들에 의해 거의 같은 결과를 성취할 수 있다. 따라서, 개시된 예시적인 형태들이 발명을 한정할 의도는 아니다. 많은 변형 및 대체 구성들이 청구항들에 표현된 바와 같이 개시된 발명의 범위 및 사상 안에 들어온다.

Claims

임피던스 매칭 회로의 가변 용량 소자의 회로로서,
제1 전압 라인과 제1 노드 사이에 결합된 커패시터;
제1 노드에 결합된 애노드 및 제2 노드에 결합된 캐소드를 갖는 제1 다이오드;
제2 전압 라인에 결합된 애노드 및 제1 노드에 결합된 캐소드를 갖는 제2 다이오드; 및
제1 및 제2 단자 및, 제어 단자를 갖는 트랜지스터를 구비하고,
상기 제1 단자는 제2 노드에 결합되고,
상기 제2 단자는 제2 전압 라인에 결합되고,
상기 제어 단자는 제어기에 결합되며,
상기 커패시터는, 트랜지스터가 ON되었을 때 가변 용량 소자로 스위칭되고 트랜지스터가 OFF된 후 스위치 아웃되는, 가변 용량 소자의 회로.
제1항에 있어서, 상기 트랜지스터는 전계 효과 트랜지스터(FET) 또는 바이폴라 정션 트랜지스터(BJT)인, 회로.
제2항에 있어서, 상기 트랜지스터는 IGBT인, 회로.
제1항에 있어서, 상기 제1 및 제2 다이오드는 PN 다이오드인, 회로.
제1항에 있어서, 상기 트랜지스터가 OFF인 동안, 트랜지스터에 걸쳐 인가되는 전압이 제1 다이오드를 역방향 바이어스시킬 때까지 제1 다이오드를 통과하는 전류에 의해 상기 트랜지스터의 보디 용량이 충전되는, 회로.
제1항에 있어서, 상기 트랜지스터가 OFF인 동안, 상기 트랜지스터의 보디 용량의 충전 결과로서 제2 노드로부터 제1 노드로의 전압이 제1 다이오드를 역방향 바이어스시킬 때까지 제1 다이오드를 도통시키는, 회로.
제6항에 있어서, 상기 트랜지스터가 OFF인 동안, 일단 상기 트랜지스터의 보디 용량이 제1 다이오드를 스위치 오프시키기에 충분하게 충전하면 상기 커패시터가 가변 용량 소자를 스위치 아웃시키는, 회로.
제7항에 있어서, 상기 트랜지스터가 OFF인 동안, 제1 전압 라인 상의 RF 전압 신호에 의해 제공된 충전의 결과로서 제1 다이오드가 스위치 오프되는, 회로.
제6항에 있어서, 상기 트랜지스터는 일단 제1 다이오드가 스위치 오프하면 제1 전압 라인 상의 RF 신호로부터 분리되는, 회로.
제1항에 있어서, 제1 노드에 인가되는 제1 DC 바이어스를 더 포함하는, 회로.
제10항에 있어서, 상기 트랜지스터가 OFF인 동안, 상기 제1 DC 바이어스는, 상기 트랜지스터의 보디 용량이 충전되는 동안 제1 다이오드가 순방향 바이어스되도록 하는, 회로.
제10항에 있어서, RF 신호가 상기 제1 DC 바이어스의 소스에 도달하지 않도록 하는 다이오드를 더 포함하는, 회로.
제10항에 있어서, RF 신호가 상기 제1 또는 제2 다이오드의 어느 것의 전압 강하의 두 배 이하의 전압일 때 상기 제1 DC 바이어스가 RF 신호의 왜곡을 감소시키는, 회로.
제1항에 있어서, 상기 트랜지스터가 OFF인 동안, 제2 노드에 인가되는 제2 DC 바이어스를 더 포함하는, 회로.
제14항에 있어서, 상기 제2 DC 바이어스는, 상기 트랜지스터가 OFF인 동안 제1 다이오드를 역방향 바이어스시키기에 충분한 전압으로 트랜지스터의 보디 용량을 유지하는, 회로.
제14항에 있어서, 상기 제2 DC 바이어스는 트랜지스터의 누설 전류에 위해 야기되는 RF 신호의 왜곡을 감소시키는, 회로.
제14항에 있어서, 상기 제2 DC 바이어스는 또한, 제1 다이오드를 스위치 오프시키기 위한 시간을 감소시키도록 제1 노드에 대해 제2 노드의 전위를 상승시키록 인가되는, 회로.
제17항에 있어서, 상기 제2 DC 바이어스는 스위칭 회로의 스위칭 시간을 감소시키는, 회로.
삭제
임피던스 매칭 회로의 가변 용량 소자의 회로로서,
제1 전압 라인과 제1 노드 사이에 결합된 커패시터;
제1 노드에 결합된 애노드 및 제2 노드에 결합된 캐소드를 갖는 제1 다이오드;
제2 다이오드를 통해 제1 DC 바이어스를 제공하는 저 전력 DC 바이어스;
제1 단자, 제2 단자 및 제어 단자를 갖는 트랜지스터를 포함하고,
상기 제1 단자는 제2 노드에 결합되고,
상기 제2 단자는 제2 전압 라인에 결합되고,
상기 제어 단자는 트랜지스터의 스위칭을 제어하는 신호들을 수신하며,
상기 커패시터는, 트랜지스터가 ON되었을 때 가변 용량 소자로 스위칭되고 트랜지스터가 OFF된 후 스위치 아웃되는, 회로.
제20항에 있어서, 상기 트랜지스터가 OFF인 동안, 트랜지스터에 걸린 전압이 제1 다이오드를 역방향 바이어스시킬 때까지 제1 다이오드를 통과하는 전류에 의해 상기 트랜지스터의 보디 용량이 충전되는, 회로.
제20항에 있어서, 상기 트랜지스터가 OFF이고 제1 다이오드가 스위치 오프인 인 동안, 상기 커패시터는 가변 용량 소자를 스위치 오프시키는, 회로.
제20항에 있어서, 상기 트랜지스터는 일단 제1 다이오드가 스위치 오프하면 제1 전압 라인 상의 RF 신호로부터 분리되는, 회로.
제20항에 있어서, 상기 트랜지스터가 OFF인 동안 제2 노드에 인가되는 제2 DC 바이어스를 더 포함하는, 회로.
삭제
제20항에 있어서, 제2 전압 라인에 결합된 애노드 및 제1 노드에 결합된 캐소드를 갖는 제3 다이오드를 더 포함하는, 회로.
임피던스 매칭 회로의 가변 용량 소자의 내외에 커패시터를 스위칭하는 방법으로서, 상기 방법은,
가변 용량 소자를 OFF 시키고;
커패시터를 통과하는 RF신호로부터의 전류를 사용하여 제1 다이오드를 통해 트랜지스터의 보디 용량을 충전하고;
충전 후 트랜지스터의 보디 용량에 의해 공급되는 전압으로 제1 다이오드를 역방향 바이어스하고;
가변 용량 소자의 임피던스를 감소시키기 위해 커패시터를 통한 RF 신호로부터의 전류를 0 암페어 부근으로 감소시키고;
가변 용량 소자의 트랜지스터를 ON시키고;
트랜지스터의 보디 용량을 방전시키고;
커패시터를 통과하는 RF 신호로부터의 전류로 제1 다이오드를 순방향 바이어스시키고;
가변 용량 소자의 임피던스를 증가시키기 위해 커패시터를 통한 RF 신호로부터의 전류를 증가시키는 것을 포함하는, 방법.