KR101346282B1 - 단일 반송파 ｍｉｍｏ 시스템 기반의 pn 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법 - Google Patents

단일 반송파 ｍｉｍｏ 시스템 기반의 pn 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR101346282B1
KR101346282B1 KR1020120154446A KR20120154446A KR101346282B1 KR 101346282 B1 KR101346282 B1 KR 101346282B1 KR 1020120154446 A KR1020120154446 A KR 1020120154446A KR 20120154446 A KR20120154446 A KR 20120154446A KR 101346282 B1 KR101346282 B1 KR 101346282B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
sequences
control unit
frequency error
code string
carrier frequency
Prior art date
Application number
KR1020120154446A
Other languages
English (en)
Inventor
김준태
오종규
Original Assignee
건국대학교 산학협력단
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 건국대학교 산학협력단 filed Critical 건국대학교 산학협력단
Priority to KR1020120154446A priority Critical patent/KR101346282B1/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR101346282B1 publication Critical patent/KR101346282B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/0202—Channel estimation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B17/00—Monitoring; Testing
    • H04B17/30—Monitoring; Testing of propagation channels
    • H04B17/309—Measuring or estimating channel quality parameters
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
    • H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
    • H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
    • H04B7/0413—MIMO systems

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Abstract

본 발명은 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 관한 것으로, 제어부가 각각의 송신 안테나를 통해 전송되는 PN 부호열들의 위상차이가 나도록 위상 회전부를 통해 위상을 회전시키는 (a) 단계; 제어부가 각각의 수신 안테나를 통해 PN 부호열들을 PN 부호열 수신부를 통해 수신하는 (b) 단계; 제어부가 수신한 PN 부호열들을 합하여 이루는 복소 벡터 값의 가공된 PN 부호열을 출력하는 (c) 단계; 제어부가 수신한 PN 부호열과 가공된 PN 부호열의 공액곱셈 연산을 통해 변조 심벌을 제거하는 (d) 단계; 및 제어부가 변조 심벌이 제거된 PN 부호열에 다수의 자기상관기를 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정하는 (e) 단계;를 포함한다.
상기와 같은 본 발명에 따르면, 다중 경로를 갖는 RF 전력 증폭기 송신기에서 각 경로의 상이한 비선형 특성으로 인해 기존 방식이 갖는 모델 추출 성능 한계를 개선한다. 또한 기존 방식인 집중형 사전왜곡 장치는 서로 다른 전력 증폭기의 비선형 특성을 보상해주지 못하기 때문에 성능 개선에 한계를 갖는다. 따라서 각 경로의 비선형 특성을 고려한 분산형 사전왜곡 장치를 구성함으로써 선형성 저하와 효율 감소의 단점을 개선하는데 그 효과가 있다.

Description

단일 반송파 ＭＩＭＯ 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법{CARRIER FREQUENCY OFFSET ESTIMATION METHOD FOR SINGLE-CARRIER MIMO SYSTEMS}
본 발명은 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 관한 것으로 더욱 상세하게는, 각각의 송신 PN 시퀀스의 위상을 달리하여 전송하여 송신 PN 시퀀스들이 상쇄되는 것을 방지하고, 수신한 PN 시퀀스와 수신기에서 자체 생성한 PN 시퀀스와의 공액곱셈 연산을 수행한 뒤, 알려진 ML 방식의 반송파 주파수 오차 추정 알고리듬을 이용하여 반송파 주파수 오차를 견고하고 정확하게 추정하는 기술에 관한 것이다.
최근 단일 반송파 기반의 주파수 축 등화 (Single Carrier Frequency Domain Equalization,SC-FDE) 기법을 채용한 SISO (Single-Input Single Output) 시스템에 대해 많은 연구들이 진행되었다. 이러한 시스템의 경우, 프레임 단위로 데이터를 전송하며, 다중경로 채널에 대한 보호구간으로 CP (Cyclic Prefix), ZP (Zero Padding), 또는 PN(Pseudo Noise) 부호열 등을 채용한다. 이 중 PN 부호열을 보호구간으로 이용할 경우, PN 부호열만으로 다중경로 채널에 대한 보호구간의 기능뿐만 아니라 심벌 간 간섭(Inter Symbol Interference)을 제거하고 채널을 추정할 수 있기 때문에 주파수 효율을 높일 수 있는 장점이 있다.
한편, BPSK로 변조되어 전송되는 PN 부호열은 약속된 심벌이기 때문에 수신기를 위한 반송파 동기에도 이용될 수 있다. 단일 반송파 SISO 시스템 기반의 약속된 훈련열(Training Sequence)을 이용한 DA (Data Aided)-ML(Maximum Likelihood) 방식의 주파수 오차 추정 알고리즘들이 잘 알려져 있으며, 연속한 훈련열들의 위상 차이를 다수의 자기상관기를 이용하여 정확하게 반송파 주파수 오차를 추정한다.
또한, S. Ren, J. Guo, and H. Xiang, "A PN-based channel estimation algorithm in MIMO-single carrier frequency-domain equalization system," in Proc. Wireless Communications, Networking and Mobile Computing' 2007, Beijing , China, Sept. 2007. 에는 단일 반송파 MIMO (Multi-Input Multi-Output) 시스템을 위해서 보호구간으로 PN 부호열을 채용하고, 이를 이용한 MIMO 채널 추정 기법이 개시되어 있다.
이러한 MIMO 시스템에서는 각각의 채널 추정을 위해 서로 상관성이 없는 다른 종류의 PN 부호열을 각각의 송신 안테나를 통해 전송하며, 송신된 PN 부호열들은 각각의 수신 안테나를 통해 합쳐져서 수신된다.
하지만, 송신되는 서로 다른 두 개의 PN 부호열의 위상 차이가 ??일 경우, 두 개의 PN 부호열이 상쇄되는 현상이 발생하여 위상 차이 값을 구하기가 어려워 반송파 주파수 오차 추정에 이용하기가 어려운 문제점이 있다.
본 발명의 목적은, 송신되는 각각의 PN 부호열들의 위상을 회전시켜 전송하여, 일부 PN 부호열들이 서로 상쇄되어 버리는 것을 방지하고, 수신한 PN 부호열과 수신기에서 자체 생성한 PN 부호열의 공액곱셈 연산을 통해 변조를 제거한 뒤, 다수의 자기 상관기를 이용한 ML 알고리듬 계열의 L&R 기법을 이용하여 반송파 주파수 오차를 정확하게 추정하는데 그 목적이 있다.
이러한 기술적 과제를 달성하기 위한 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법은, 제어부가 각각의 송신 안테나를 통해 전송되는 PN 부호열들의 위상차이가 나도록 위상 회전부를 통해 위상을 회전시키는 (a) 단계; 제어부가 각각의 수신 안테나를 통해 PN 부호열들을 PN 부호열 수신부를 통해 수신하는 (b) 단계; 제어부가 수신한 PN 부호열들을 합하여 이루는 복소 벡터 값의 가공된 PN 부호열을 출력하는 (c) 단계; 제어부가 수신한 PN 부호열과 가공된 PN 부호열의 공액곱셈 연산을 통해 변조 심벌을 제거하는 (d) 단계; 및 제어부가 변조 심벌이 제거된 PN 부호열에 다수의 자기상관기를 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정하는 (e) 단계;를 포함한다.
상기 본 발명에 따르면 다중 경로를 갖는 RF 전력 증폭기 송신기에서 각 경로의 상이한 비선형 특성으로 인해 기존 방식이 갖는 모델 추출 성능 한계를 개선한다. 또한 기존 방식인 집중형 사전왜곡 장치는 서로 다른 전력 증폭기의 비선형 특성을 보상해주지 못하기 때문에 성능 개선에 한계를 갖는다. 따라서 각 경로의 비선형 특성을 고려한 분산형 사전왜곡 장치를 구성함으로써 선형성 저하와 효율 감소의 단점을 개선하는 효과가 있다.
도 1은 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 따라 제한된 위상 회전을 이용한 PN 부호열 전송 기법을 도시한 도면.
도 2는 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 기법을 도시한 도면.
도 3은 본 발명의 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 따른 전송 주파수 오차 추정 기법을 적용하였을 때의 정규화 주파수 오차 추정 범위를 도시한 도면.
도 4는 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법을 기반으로 한, 채널 정보를 이용한 주파수 오차 복구부를 도시한 도면.
도 5는 본 발명의 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 따라 PN 보호열을 보호구간으로 이용한 프레임의 구조를 도시한 도면.
도 6은 본 발명의 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 따라 채널 정보를 이용하여 거친 주파수 복구부의 PLL을 나타낸 도면.
도 7은 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법의 컴퓨터 모의실험 환경을 도시한 도면.
도 8은 본 발명의 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 따라 AWGN 환경에서의 MSE 성능을 나타낸 도면.
도 9는 본 발명의 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 따라 40 Km/h Rayleigh 채널에서의 MSE 성능을 도시한 도면.
도 10은 본 발명의 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 따라 80 Km/h Rayleigh 채널에서의 MSE 성능을 도시한 도면.
도 11은 본 발명의 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 따라 120 Km/h Rayleigh 채널에서의 MSE 성능을 도시한 도면.
도 12는 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법을 도시한 순서도.
각각의 PN 부호열들의 위상을 회선시켜 전송함으로써, 동일한 위상으로 PN 부호열들을 전송할 때의 문제점을 해결할 수 있다.
도 1은 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 따라 제한된 위상 회전을 이용한 PN 부호열 전송 기법을 도시한 도면이다.
송신 안테나 및 수신 안테나가 각각 2개인 2x2 MIMO시스템의 경우, 도 1에 도시된 바와 같이
Figure 112012108284448-pat00001
와
Figure 112012108284448-pat00002
가 서로 직각 위상(
Figure 112012108284448-pat00003
)을 가지도록 의 위상을 회전시켜 전송한다. 이 때, 이상적인 채널 환경에서 수신되는
Figure 112012108284448-pat00004
는 [수학식 1]과 같다.
[수학식 1]
Figure 112012108284448-pat00005

전술한 바와 같이 본 발명에 따라 PN 부호열을 회전시켜 전송하는 경우, 도 2의 (a)에 도시된 바와 같이, 모든 경우에 대해
Figure 112012108284448-pat00006
를 이용하여 주파수 오차를 추정할 수 있다.
또한, 연속된 모든
Figure 112012108284448-pat00007
를 이용할 수 있으므로, 도 2의 (b)에 도시된 바와 같이 연속된 2개의 지연 심벌간의 주파수 오차를 추정하여 기존 ML 계열의 알고리즘과 같이 다수의 자기상관기를 이용하여 정확하게 오차를 추정할 수 있다.
먼저, 수신한
Figure 112012108284448-pat00008
와 수신기에서 자체 생성한
Figure 112012108284448-pat00009
의 공액곰셈 연산을 통해 변조 심벌을 제거하면 아래의 [수학식 2]를 도출할 수 있다.
[수학식 2]
Figure 112012108284448-pat00010
여기서,
Figure 112012108284448-pat00011
를 의미한다.
[수학식 2]를 통해 변조 심벌을 제거한 뒤,
Figure 112012108284448-pat00012
와
Figure 112012108284448-pat00013
의 곱셈연산을 수행하여 위상을 도출하면 [수학식 3]과 같다.
[수학식 3]
Figure 112012108284448-pat00014
여기서,
Figure 112012108284448-pat00015
Figure 112012108284448-pat00016
를,
Figure 112012108284448-pat00017
를 의미한다.
상기 [수학식 3]을 통해
Figure 112012108284448-pat00018
와 같은 잡음 항이 존재하는 상황에서 연속한 두 개의 PN 시퀀스를 이용하여
Figure 112012108284448-pat00019
를 추정할 수 있다는 것을 알 수 있다. 이러한 잡음에 의한 영향을 줄이기 위해, L&R 알고리즘은 다수의 자기상관기를 이용한 ML 기법을 적용하여 주파수 오차를 추정한다.
또한,
Figure 112012108284448-pat00020
의 자기상관 함수인
Figure 112012108284448-pat00021
은 [수학식 4]와 같이 도출할 수 있으며, 최종적으로 다수의 자기상관기를 이용하여 주파수 오차를 [수학식 5]와 같이 도출할 수 있다.
[수학식 4]
Figure 112012108284448-pat00022
[수학식 5]
Figure 112012108284448-pat00023
여기서,
Figure 112012108284448-pat00024
는 PN 시퀀스의 심벌 수를,
Figure 112012108284448-pat00025
은 자기상관기의 개수이다.
자기상관기의 개수가 증가할수록 추정 주파수 오차의 정확도는 높아지나 오차 추정 범위가 줄어드는 상충관계가 있다.
도 3은 본 발명의 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 따른 전송 주파수 오차 추정 기법을 적용하였을 때의 정규화 주파수 오차 추정 범위를 도시한 도면이다.
이때, L&R 오차 추정기의 자기상관기 개수
Figure 112012108284448-pat00026
은 8로 상정하였다. 이 경우, L&R 기법의 특성에 따라 다수의 자기상관기를 사용함으로 인해 추정 주파수 오차의 정확도는 높아지나, 오차 추정 범위는 줄어들어 -0.11 내지 +0.11 사이의 정규화 주파수 오차를 추정할 수 있다.
하지만 일반적인 지상파 방송 시스템에서의 최대 주파수 오차가 약 심벌율 대기 1%인 점을 감안할 시 충분한 추정 범위이고, 위성 방송 시스템과 같이 큰 주파수 오차를 추정해야할 경우 자기상관기의 개수를 줄이거나 또는 모든 범위의 주파수 오차가 추정 가능한 M&M 기법 등을 이용할 수 있다.
한편, 시변 Rayleigh 채널에서 첫 번째 수신 안테나를 통해 수신한 i 번째 PN 부호열
Figure 112012108284448-pat00027
는 [수학식 6]과 같이 도출할 수 있다.
[수학식 6]
Figure 112012108284448-pat00028
이때,
Figure 112012108284448-pat00029
은 첫 번째 송신 안테나로부터 첫 번째 수신 안테나까지의 채널 임펄스 응답이고, 는 두 번째 송신 안테나로부터 첫 번째 수신 안테나까지의 채널 임펄스 응답(Channel Impulse Response)을 나타낸다. Rayleigh 채널에서
Figure 112012108284448-pat00031
과
Figure 112012108284448-pat00032
는 시간에 따라 변화하며, 그 변화율은 수신기의 속도에 따른 도플러 주파수에 비례하여 변화한다.
또한, 본 발명에 따른 PN 부호열 전송 기법은 서로 다른 송신 안테나를 통해 전송되는 PN 부호열들 간의 상쇄 현상을 방지하기 위해 PN 부호열을 회전시켜 전송하는데, Rayleigh 채널에서 변화하는
Figure 112012108284448-pat00033
과
Figure 112012108284448-pat00034
의 위상 차이가
Figure 112012108284448-pat00035
일 경우, AWGN(Additive White Gaussian Noise)환경과 달리 상쇄 현상이 다시 발생하게 되어 추정 주파수 오차의 정확도가 낮아지게 된다.
즉,
Figure 112012108284448-pat00036
과
Figure 112012108284448-pat00037
의 절대 위상 차이가
Figure 112012108284448-pat00038
에 가까워질수록 추정되는 주파수 오차의 정확도는 낮아지고, 작아질수록 추정 주파수 오차의 정확도는 높아진다.
도 4는 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법을 기반으로 한, 채널 정보를 이용한 주파수 오차 복구부를 도시한 도면이고, 도 5는 PN 보호열을 보호구간으로 이용한 프레임의 구조를 도시한 도면이다.
도 4에 도시된 바와 같이 Feed-Back 방식의 거친 반송파 주파수 오차 복구부와 Feed-Forward 방식의 미세 주파수 복구부 및 채널간 위상 추정부로 구성된다.
또한, 두 채널 임펄스 응답의 절대 위상 차이가
Figure 112012108284448-pat00039
보다 작은 경우에 한하여 추정된 주파수 오차를 PLL에 반영하고 그렇지 않은 경우 반영되는 추정 주파수 오차를 '0'로 설정한다.
또한, 도 5에 도시된 바와 같이, 매 프레임 내의 PN 부호열에 대해서 미세 주파수 오차를 추정하여 반영하나, 거친 주파수 오차 복구부는 매 프레임마다 거친 주파수 오차를 추정한 뒤 채널간 위상 정보를 이용하여 주파수 오차를 반영한다. 채널간 위상 추정부는 주파수 복구부 이후의 PN 부호열을 이용하여 채널을 추정하고,
Figure 112012108284448-pat00040
과
Figure 112012108284448-pat00041
의 절대 위상 차이가
Figure 112012108284448-pat00042
보다 작은 경우에 한하여 추정된 주파수 오차를 PLL(Phase Locked Loop)에 반영하게 된다.
하지만, 일정한 주파수 오차의 복구가 이루어지기 전에 채널을 추정하여 채널 정보를 이용하기는 어려운 단점을 가지며, 이는 일정한 주파수 오차의 복구가 이루어지기 전까지는 채널 정보를 이용하지 않는 방법으로 해결할 수 있다.
도 6은 거친 주파수 복구부의 PLL을 나타낸 도면으로, PLL 출력의 분산이
Figure 112012108284448-pat00043
이상인 약 10,000 프레임 이전 (실선) 까지는 채널 정보를 이용하지 않았으며 이후에는 채널 정보를 이용하여 PLL에 반영하였다.
도 6에 도시된 바와 같이 채널 정보를 이용하지 않더라도 일정한 수준까지 PLL이 수렴하며 이를 통해 매우 정확하지는 않지만 일정한 수준까지 거친 주파수 오차가 복구됨을 알 수 있다.
또한, 뒷단의 미세 주파수 복구부를 통해서도 잔류 주파수 오차가 복구가 되므로, PLL이 수렴하고 난 뒤에 (약 10,000 프레임 이후) 채널 정보를 이용하여 PLL에 대한 거친 주파수 오차 반영 유무를 결정할 수 있다.
이러한 주파수 오차 추정 구조를 이용할 경우, 기존의 방법에서 동위상으로 PN 부호열을 전송할 때 생기는 상쇄 현상으로 인한 문제점을 해결할 수 있다. PN 부호열들간의 상쇄현상이 발생하지 않는 경우, 즉,
Figure 112012108284448-pat00044
과
Figure 112012108284448-pat00045
의 절대 위상 차이가
Figure 112012108284448-pat00046
이상인 경우에만 다수의 자기 상관기를 이용하여 추정된 주파수 오차를 반영하도록 하는 것이다.
따라서, 본 발명에 따른 PN 위상회전 전송 기법 및 주파수 복구부의 경우 모든 채널 상황(AWGN 환경 및시변 Rayleigh 채널)에 적용이 가능한 반면, 본 발명에 따른 주파수 오차 추정 구조를 이용하더라도 종래의 방법으로는 AWGN 환경에서의 성능 저하를 피할 수 없다.
이하, 도 7 내지 도 11을 참조하여 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법의 모의실험 결과를 살피면 아래와 같다.
본 발명에 따른 PN 부호열 전송 기법과 L&R 알고리듬을 이용한 주파수 오차 추정 기법을 적용하여, AWGN 환경 및 Rayleigh 채널에서의 MSE(Mean Square Error) 성능을 컴퓨터 모의실험을 통해서 측정하였다. 이상적인 심벌 타이밍 복구 및 프레임 검출상황을 가정하였다.
도 7에 도시된 바와 같이 모의실험 환경은, 심벌율 및 중심 주파수 (UHF 15번)는 현 DTV 방송 환경에서 사용하는 파라메터를 이용하였고, 반송파 주파수 오차는 심벌율 대비 1%로 설정하였다. 또한, 일반적인 방송 환경에서와 같이 송신기와 수신기 사이의 거리가 충분히 멀어 각각의 송신 안테나와 수신 안테나 사이의 송신 신호 지연시간이 거의 동일하다고 가정하였다.
도 8은 본 발명에 따른 AWGN 환경에서의 MSE 성능을 나타낸 도면이다.
도 8에 도시된 바와 같이, 동위상으로 PN 부호열을 전송하여 주파수 오차를 추정할 때의 MSE 성능보다 제안된 주파수 오차 추정 기법을 적용하였을 때의 높은 MSE 성능을 보였다.
또한, AWGN 환경에서는 SISO 시스템에서의 MSE 성능과 MIMO 시스템에서의 제안된 기법에 의한 동일한 MSE 성능을 보인다.
도 9는 본 발명에 따른 수신기의 속도가 40Km/h인 시변 Rayleigh 채널에서의 MSE 성능을 도시한 도면이고, 도 10은 본 발명에 따른 수신기의 속도가 80Km/h인 시변 Rayleigh 채널에서의 MSE 성능을 도시한 도면이며, 도 11은 본 발명에 따른 수신기의 속도가 120Km/h인 시변 Rayleigh 채널에서의 MSE 성능을 도시한 도면이다.
AWGN 환경과는 다르게 SNR이 높아질수록 종래의 방법을 이용한 MSE 성능이 본 발명에 따른 방법에 비해 높아지는 것을 알 수 있으며, 이는 본 발명에 따라 추정된 주파수 오차 중 일부가
Figure 112012108284448-pat00047
과
Figure 112012108284448-pat00048
의 위상 차이가
Figure 112012108284448-pat00049
에 가까울 경우 추정되어 정확도가 떨어져 발생하는 현상이다.
이에 비해 채널정보를 이용하는 본 발명에 따른 구조를 적용하는 경우, MSE 성능은 종래의 방법 및 SISO 시스템에서의 MSE 성능들보다 높은 성능을 보인다.
또한, 주파수 오차의 추정이 짧게는 바로 연접한, 길게는 7 심벌 지연된 PN 부호열 간의 위상 차이를 통해 추정하는데, 이에 비해 도플러 주파수의 증가에 의해 채널이 변화하는 속도에 비해 추정되는 PN 부호열 간의 채널 변화가 크지 않아 그 성능에 있어 큰 차이점을 보이지 않는다.
이하, 도 12를 참조하여 본 발명에 따른 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 대해 살피면 아래와 같다.
먼저, 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정을 위한 각 구성들을 제어하는 기능을 수행하는 제어부가 각각의 송신 안테나를 통해 전송되는 PN 부호열들의 위상차이가 나도록 위상 회전부를 통해 위상을 회전시킨다(S10).
이어서, 제어부가 각각의 수신 안테나를 통해 상기 PN 부호열들을 PN 부호열 수신부를 통해 수신한다(S20).
뒤이어, 제어부가 수신한 PN 부호열들을 합하여 이루는 복소 벡터 값의 가공된 PN 부호열을 출력한다(S30).
이어서, 제어부가 수신한 PN 부호열과 가공된 PN 부호열의 공액곱셈 연산을 통해 변조 심벌을 제거한다(S40).
그리고, 제어부가 변조 심벌이 제거된 PN 부호열에 다수의 자기상관기를 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정한다(S50).
또한, 바람직하게 상기 제S10단계는, 위상 회전부가 송수 안테나와 수신 안테나가 각각 2개인
Figure 112012108284448-pat00050
와
Figure 112012108284448-pat00051
가 서로 직각 위상(
Figure 112012108284448-pat00052
)을 가지도록
Figure 112012108284448-pat00053
의 위상을 회전시킨다.
이때, 수신 안테나가 수신한 PN 부호열인
Figure 112012108284448-pat00054
는 [수학식 1]과 같이 도출된다.
[수학식 1]
Figure 112012108284448-pat00055

또한, 바람직하게 상기 제S40단계는, 수신 안테나가 수신한
Figure 112012108284448-pat00056
와 수신 안테나에서 자체 생성한
Figure 112012108284448-pat00057
의 공액곱셈 연산을 통해 변조 심벌을 제거하며, 이는 [수학식 2]와 같이 표현된다.
[수학식 2]
Figure 112012108284448-pat00058
여기서,
Figure 112012108284448-pat00059
를 의미한다.
또한, 바람직하게 상기 제S50단계는, 제어부가 반송파 주파수 오차를
Figure 112012108284448-pat00060
의 자기상관 함수인
Figure 112012108284448-pat00061
을 [수학식 4]와 같이 도출하고, 다수의 자기상관기를 이용하여 주파수 오차를 [수학식 5]를 통해 추정한다.
[수학식 4]
Figure 112012108284448-pat00062
[수학식 5]
Figure 112012108284448-pat00063
이때,
Figure 112012108284448-pat00064
는 PN 시퀀스의 심벌수이고,
Figure 112012108284448-pat00065
은 자기상관기의 개수이다.
이상으로 본 발명의 기술적 사상을 예시하기 위한 바람직한 실시예와 관련하여 설명하고 도시하였지만, 본 발명은 이와 같이 도시되고 설명된 그대로의 구성 및 작용에만 국한되는 것이 아니며, 기술적 사상의 범주를 일탈함이 없이 본 발명에 대해 다수의 변경 및 수정이 가능함을 당업자들은 잘 이해할 수 있을 것이다. 따라서 그러한 모든 적절한 변경 및 수정과 균등 물들도 본 발명의 범위에 속하는 것으로 간주되어야 할 것이다.

Claims (4)

  1. 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법에 있어서,
    (a) 제어부가 각각의 송신 안테나를 통해 전송되는 PN 부호열들의 위상차이가 나도록 위상 회전부를 통해 위상을 회전시키는 단계;
    (b) 제어부가 각각의 수신 안테나를 통해 상기 PN 부호열들을 PN 부호열 수신부를 통해 수신하는 단계;
    (c) 제어부가 수신한 PN 부호열들을 합하여 이루는 복소 벡터 값의 가공된 PN 부호열을 출력하는 단계;
    (d) 제어부가 수신한 PN 부호열과 가공된 PN 부호열의 공액곱셈 연산을 통해 변조 심벌을 제거하는 단계; 및
    (e) 제어부가 변조 심벌이 제거된 PN 부호열에 다수의 자기상관기를 이용하여 반송파 주파수 오차를 추정하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 (a) 단계는,
    위상 회전부가 송수 안테나와 수신 안테나가 각각 2개인
    Figure 112012108284448-pat00066
    와
    Figure 112012108284448-pat00067
    가 서로 직각 위상(
    Figure 112012108284448-pat00068
    )을 가지도록
    Figure 112012108284448-pat00069
    의 위상을 회전키며,
    수신 안테나가 수신한 PN 부호열인
    Figure 112012108284448-pat00070
    는 [수학식 1]과 같이 도출되는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법.
    [수학식 1]
    Figure 112012108284448-pat00071
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 (d) 단계는,
    수신 안테나가 수신한
    Figure 112012108284448-pat00072
    와 수신 안테나에서 자체 생성한
    Figure 112012108284448-pat00073
    의 공액곱셈 연산을 통해 변조 심벌을 제거하는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 (e) 단계는,
    제어부가 반송파 주파수 오차를
    Figure 112012108284448-pat00074
    의 자기상관 함수인
    Figure 112012108284448-pat00075
    을 [수학식 4]와 같이 도출하고, 다수의 자기상관기를 이용하여 주파수 오차를 [수학식 5]를 통해 추정하는 것을 특징으로 하는 단일 반송파 MIMO 시스템 기반의 PN 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법.
    [수학식 4]
    Figure 112012108284448-pat00076

    [수학식 5]
    Figure 112012108284448-pat00077

    이때,
    Figure 112012108284448-pat00078
    는 PN 시퀀스의 심벌수이고,
    Figure 112012108284448-pat00079
    은 자기상관기의 개수이다.
KR1020120154446A 2012-12-27 2012-12-27 단일 반송파 ｍｉｍｏ 시스템 기반의 pn 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법 KR101346282B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020120154446A KR101346282B1 (ko) 2012-12-27 2012-12-27 단일 반송파 ｍｉｍｏ 시스템 기반의 pn 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020120154446A KR101346282B1 (ko) 2012-12-27 2012-12-27 단일 반송파 ｍｉｍｏ 시스템 기반의 pn 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR101346282B1 true KR101346282B1 (ko) 2014-01-06

Family

ID=50144235

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020120154446A KR101346282B1 (ko) 2012-12-27 2012-12-27 단일 반송파 ｍｉｍｏ 시스템 기반의 pn 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR101346282B1 (ko)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113783814A (zh) * 2021-08-31 2021-12-10 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） Mimo高速接收机频偏估计及补偿方法

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20070093870A (ko) * 2006-03-14 2007-09-19 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 파일롯 심볼 전송 방법 및 장치
KR101108054B1 (ko) 2005-07-15 2012-01-25 엘지전자 주식회사 Ｍｉｍｏ-ｏｆｄｍ 시스템에서의 전치부호 전송 방법 및데이터 전송 장치

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101108054B1 (ko) 2005-07-15 2012-01-25 엘지전자 주식회사 Ｍｉｍｏ-ｏｆｄｍ 시스템에서의 전치부호 전송 방법 및데이터 전송 장치
KR20070093870A (ko) * 2006-03-14 2007-09-19 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 파일롯 심볼 전송 방법 및 장치

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113783814A (zh) * 2021-08-31 2021-12-10 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） Mimo高速接收机频偏估计及补偿方法
CN113783814B (zh) * 2021-08-31 2023-06-16 西南电子技术研究所（中国电子科技集团公司第十研究所） Mimo高速接收机频偏估计及补偿方法

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10778496B2 (en) OFDM system synchronization tracking method and apparatus
US8085859B2 (en) Platform noise mitigation
US8325790B2 (en) Equalization for OFDM communication
CN102404268B (zh) 高速移动环境下莱斯信道中多普勒频偏估计与补偿方法
EP1872551A1 (en) Time domain windowing and inter-carrier interference cancellation
JP2007208967A (ja) 無線通信装置
US20120195399A1 (en) Apparatus, method and receiving terminal for ldpc decoding
WO2006006044A1 (en) High doppler channel estimation for ofd multiple antenna systems
KR20130016920A (ko) Ｏｆｄｍ 통신 시스템의 수신 장치 및 그의 위상 잡음 완화 방법
WO2001020831A1 (fr) Dispositif de communication ofdm et procede de detection
Abdelkareem et al. Adaptive time varying Doppler shift compensation algorithm for OFDM-based underwater acoustic communication systems
US20170265202A1 (en) Time domain pilot of single-carrier mimo system and synchronization method thereof
JP2012500588A (ja) アップリンクｓｄｍａパイロット推定
Zhu et al. Carrier frequency offset estimation for OFDM systems with null subcarriers
WO2008052732A1 (en) Subblock-wise frequency domain equalizer
KR101346282B1 (ko) 단일 반송파 ｍｉｍｏ 시스템 기반의 pn 부호열을 이용한 반송파 주파수 오차 추정 방법
EP3090519B1 (en) Methods and devices for doppler shift compensation in a mobile communication system
Wu et al. Efficient decision-directed channel estimation for OFDM systems with transmit diversity
CN102957641B (zh) 一种用于tds-ofdm系统的信道估计方法
CN105991489A (zh) 利用频域过采样来实现信道均衡的方法
Assaf et al. Sample Clock Offset Compensation in the fifth-generation new radio Downlink
KR101351603B1 (ko) 단일 반송파 ｍｉｍｏ기반의 ｐｎ시퀀스를 이용한 반송파 주파수 오차 추정시스템 및 그 방법
Liu et al. Compressive sensing based narrowband interference cancellation for power line communication systems
KR102231906B1 (ko) 시변 채널 추정을 위한 채널추정장치 및 방법
KR100801645B1 (ko) Ofdm 시스템에서 수신 성좌도를 이용한 도플러 편이 주파수 측정 및 보정방법

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20161201

Year of fee payment: 4

FPAY Annual fee payment

Payment date: 20171211

Year of fee payment: 5

LAPS Lapse due to unpaid annual fee