KR101317227B1 - 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스 - Google Patents

패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스 Download PDF

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Abstract

본 발명은 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스에 관한 것으로, 본 발명에 따른 터치 센서 인터페이스는 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용하기 때문에 설계 면적을 감소시키고, 센싱 정확도를 향상시킬 수가 있다.

Description

패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스{Touch sensor interface using passive sigma-delta modulator}
본 발명은 터치 센서 인터페이스에 관한 것으로, 더욱 구체적으로는 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용함으로써 설계 면적을 감소시키고, 센싱 정확도를 향상시킨 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스에 관한 것이다.
다양한 전자기기에서 화면의 출력과 함께 사용자의 명령을 입력받을 수 있는 수단으로, 터치 스크린과 같은 터치 패널의 사용이 증가하고 있으며, 멀티미디어 기술의 발전과 함께 꾸준히 성장하고 있다.
터치 패널 상에서 터치가 이루어진 위치를 검출하는 방식은, 저항막 방식, 적외선 방식, 커패시티브 방식 등 여러 가지가 있다. 초창기에는 낮은 비용으로 구현할 수 있는 저항막 방식 터치스크린이 널리 사용되었으며, 근래에는 정전용량의 변화를 검출하는 커패시티브 방식(정전용량식)이 정확도가 높아 사용량이 늘고 있다.
기본적으로 커패시티브 방식(정전용량식)에서는 터치 패널 정전용량의 변화를 검출하는 터치 센서 회로를 필요로 하고 있다.
기존의 커패시티브 방식에서 터치 센서 회로는 전하 이송(charge transfer), 이장 발진(relaxation oscillator), 차지 트랜스퍼 방식 등의 검출 방식을 사용하였다.
하지만 전하 이송 방식은 오프칩 커패시터와 저항을 필요로 하기 때문에, 집적화가 어려워 칩 상에 구현하는 것이 어렵다.
또한 도1에 도시된 바와 같은 이장 발진 방식에서는 큰 값의 저항과 커패시터를 사용해야하기 때문에 전력 소모와 검출 회로의 면적이 증가한다.
그리고 도2에 도시된 바와 같은 차지 트랜스퍼 방식에서도 대용량의 커패시터가 반드시 필요하여 설계 면적이 크며, 커패시터의 미스매치에 따라 오류가 발생할 가능성이 높아 센싱 정확도가 떨어진다는 단점이 있다.
본 발명은 상술한 바와 같은 종래 기술의 문제점을 해결하기 위해 안출된 것으로, 용량이 작은 커패시터를 사용하여 설계면적을 줄이면서도, 커패시터 간 미스매치에 영향을 덜 받도록 하여 센싱 정확도를 향상 시킨 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스를 제공하는 데 그 목적이 있다.
상기 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스는, 터치 패널에 설치된 다수의 패널 커패시터들과 순차적으로 연결하여 상기 터치 패널 상의 터치 유무에 따라 서로 다른 개수의 펄스 파형을 출력하는 패시브 시그마 델타 모듈레이터; 및 상기 패시브 시그마 델타 모듈레이터에서 출력되는 펄스 파형을 통해 일정 동작 시간 동안의 펄스 개수를 카운트하고, 상기 카운트된 펄스 개수에 따라 서로 다른 디지털 로직 신호를 출력하는 카운터 앤 로직부;를 포함한다.
여기서, 상기 패시브 시그마 델타 모듈레이터는 검출용 커패시터(C1), 비교기 및 복수의 스위치들로 구성되며, 터치 여부에 따라 커패시턴스가 변화하는 상기 패널 커패시터(C2)의 일단은 접지 연결되고 타단은 상기 비교기의 입력단(Vx)에 연결되며, 상기 검출용 커패시터(C1)의 일단은 상기 스위치 동작에 따라 상기 비교기의 출력단(VR) 또는 접지에 선택적으로 연결되고 타단은 상기 스위치 동작에 따라 입력전압(Vb) 또는 상기 비교기의 입력단(Vx)에 선택적으로 연결되며, 상기 스위치들은 2 구간으로 동작하여 상기 검출용 커패시터(C1)와 패널 커패시터(C2)의 연결 관계를 변화시켜 전하량이 분배되도록 하되, 1 구간에서는 상기 검출용 커패시터(C1)의 일단을 상기 비교기의 출력단(VR)에 연결되도록 하고 타단은 상기 입력전압(Vb)에 연결되도록 하여, 상기 C1은 상기 VR을 기준으로 Vb가 샘플링되도록 하고 C2는 Vx로 충전되도록 하며, 2 구간에서는 상기 검출용 커패시터(C1)의 일단을 접지 연결되도록 하고 타단은 상기 비교기의 입력단(Vx)에 연결되도록 하여, 상기 C1과 C2의 전체 전하량이 C1과 C2에 배분되도록 함으로써, 터치 유무에 따라 상기 C2의 커패시턴스가 바뀌면 상기 C1과 C2에 배분되는 전하량이 바뀌어 상기 비교기의 입력단(Vx) 전압 레벨이 바뀌도록 한다.
또한, 상기 패시브 시그마 델타 모듈레이터는, 상기 패시브 시그마 델타 모듈레이터가 상기 터치 패널에 설치된 다수의 패널 커패시터들과 순차적으로 연결될 시, 어느 하나의 패널 커패시터에서 다음 패널 커패시터로 연결을 변경하는 시점에 상기 검출용 커패시터와 직전에 연결된 패널 커패시터의 양단을 모두 접지에 연결시켜 방전되도록 하는 리셋수단을 더 포함할 수 있다.
본 발명에 따르면, 터치 패널의 터치 유무를 판독하기 위하여 다수의 스위치와 검출용 커패시터 및 비교기로 이루어진 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용하기 때문에 회로를 설계하는 면적이 대폭 축소된다.
즉, 기존의 이장 발진 방식에서는 큰 값의 R, C를 사용해야했고, 기존의 차지 트랜스퍼 방식에서도 큰 값의 커패시터를 사용해야만 했기 때문에 설계 면적이 커질 수 밖에 없었으며, 커패시터의 미스매치에 민감하여 센싱 정확도가 낮았으나, 본 발명에서는 시그마 델타 방식을 이용하여 매우 작은 검출용 커패시터 (C1 = 1pF)를 사용하여 설계 면적을 줄일 수 있으며, 커패시터 간의 미스매치가 있더라도 터치 유무를 판독하는데 큰 지장을 주지 않아 센싱 정확도가 향상되는 효과가 있다.
도1은 기존의 이장 발진 방식을 이용한 터치 센서 인터페이스의 예를 설명하기 위한 도면.
도2는 기존의 차지 트랜스퍼 방식을 이용한 터치 센서 인터페이스의 예를 설명하기 위한 도면.
도3은 본 발명의 실시예에 따른 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스와 패널 커패시터의 연결 관계를 설명하기 위한 도면.
도4는 도3에 도시된 터치 센서 인터페이스의 회로 구성을 간략화 하여 도시한 도면.
도5는 도4에 도시된 터치 센서 인터페이스에서 스위치 동작에 따라 각 구간별 커패시터의 연결 관계를 간략화하여 도시한 도면.
도6은 도4에 도시된 터치 센서 인터페이스에서 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 리니어 모델로 변환한 도면.
도7은 도4에 도시된 터치 센서 인터페이스의 패시브 시그마 델타 모듈레이터의 회로 구성을 설명하기 위한 도면.
도8은 도4에 도시된 터치 센서 인터페이스의 패시브 시그마 델타 모듈레이터에서 비교기의 회로 구성을 설명하기 위한 도면.
도9는 도4에 도시된 터치 센서 인터페이스의 카운터 앤 로직부에서 카운터의 회로 구성을 설명하기 위한 도면.
도10은 도4에 도시된 터치 센서 인터페이스의 카운터 앤 로직부에서 로직 회로의 구성을 설명하기 위한 도면.
도11은 도10에 도시된 로직 회로의 각 블록인 1비트 디지털비교기의 회로 구성을 설명하기 위한 도면.
도12는 본 발명의 실시예에 따른 터치 센서 인터페이스 회로의 시뮬레이션 과정에서 터치가 없을 시 패시브 시그마 델타 모듈레이터의 출력 펄스 파형과 최종 디지털 출력을 나타낸 도면.
도13은 본 발명의 실시예에 따른 터치 센서 인터페이스 회로의 시뮬레이션 과정에서 터치가 있을 시 패시브 시그마 델타 모듈레이터의 출력 펄스 파형과 최종 디지털 출력을 나타낸 도면.
이하에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부된 도면을 참조하여 설명한다. 다만 발명의 요지와 무관한 일부 구성은 생략 또는 압축할 것이나, 생략된 구성이라고 하여 반드시 본 발명에서 필요가 없는 구성은 아니며, 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 결합되어 사용될 수 있다.
도3은 본 발명의 실시예에 따른 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스(이하 '터치 센서 인터페이스'라 함)와 패널 커패시터의 연결 관계를 설명하기 위한 블록도이다. 도3에 도시된 터치 센서 인터페이스는 궁극적으로 터치 패널에 위치하는 패널 커패시터의 커패시턴스를 통해 터치 여부를 검출하여 논리 High 또는 Low를 출력하는 것이며, 이 때문에 '패시브 시그마 델타 CDC(Passive sigma-delta capacitance to digital converter)'라 불리우기도 한다. 본 실시예에 따른 터치 센서 인터페이스는 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10), 카운터 앤 로직부(20)를 포함한다.
먼저 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10)(이하에서는 설명의 편의를 위해 '패시브 시그마 델타 모듈레이터'와 '모듈레이터'를 병행하여 사용함)는 터치 패널에 구비된 패널 커패시터의 커패시턴스 C2의 변화를 검출하고 C2 값에 따라 다른 펄스 폭을 갖는 변조신호를 발생시킨다.
일반적으로 커패시티브 터치 패널에 통용되는 패널 커패시터는 터치가 없을 시 10pF, 터치가 있을 시 20pF이며, 본 실시예에서도 이러한 패널 커패시터(C2)를 사용한다고 가정한다.
C2의 한쪽 단자는 접지에 연결되어 있고, 다른쪽 단자가 터치 센서 인터페이스 측으로 연결된다. 이러한 C2는 터치 여부에 따라 다른 커패시턴스 값을 가지며, 이를 통해 모듈레이터(10)가 펄스 신호를 발생시킨다. 모듈레이터(10)로부터 제공된 펄스 신호는 카운터 앤 로직부(20)를 통해 디지털 출력으로 변환된다.
즉 도4를 잠시 참조하면, C2의 한쪽 단자는 접지에 연결되고, 다른쪽 단자는 모듈레이터(10)의 비교기(11) 입력단자 Vx에 연결되어 있다. 그리고 모듈레이터(10)의 검출용 커패시터 C1과 패널 커패시터 C2가 스위치의 동작으로 2 구간 동안의 서로 다른 연결 관계를 가지면서 전하량을 나눠 갖게 되는데, 이때 패널 커패시터 C2는 터치 여부에 따라 커패시턴스가 바뀌기 때문에, 터치 유무에 따라 전하량의 분배량도 달라지게 된다. 따라서 비교기(11)의 입력인 Vx의 전압레벨도 터치 유무에 따라 바뀌게 되고, 이에 대응하여 서로 다른 펄스 파형이 비교기(11)의 출력 VR로 나타나게 되는 것이다. Vx가 높으면 출력되는 펄스와 펄스 사이의 간격이 좁아지고(도12 참조), Vx가 낮으면 출력되는 펄스와 펄스 사이의 간격이 넓어진다(도13 참조). 즉 일정 시간 동안 출력되는 펄스의 개수가 적어지거나 많아지는 것이며, 이러한 모듈레이터(10)에서 출력되는 펄스 파형을 카운터 앤 로직부(20)에서 카운트 함으로써 터치 여부를 디지털 로직으로 출력해줄 수 있는 것이다. 이에 대한 구체적인 설명을 이하에서 자세히 하도록 한다.
본 실시예에 따른 터치 센서 인터페이스는 16채널의 터치 센싱을 위해 사용될 수 있다. 즉 16개의 패널 커패시터와 순차적으로 연결되면서 센싱 동작을 반복한다. 모듈레이터(10)의 각 채널 동작 시간을 Tchannel이라고 한다면 16채널 전체를 센싱하는데 걸리는 시간은 16*Tchannel이 된다. 따라서 Tchannel의 값은 회로의 동작속도를 결정하는 데에 중요한 인자가 된다.
모듈레이터(10)는 검출용 커패시터(C1), 다수의 스위치 및 비교기(11)를 포함하는데, 도4는 이러한 터치 센서 인터페이스의 회로 구성을 간략화 하여 도시한 것이다.
도4를 참조하면, 패널 커패시턴스 C2는 모듈레이터(10)의 적분 파트가 되며, 모듈레이터(10)는 2 구간(phase)으로 동작한다. 먼저 1 구간(phase 1)에서는 도4에 도시된 스위치 Φ1이 닫히고 스위치 Φ2는 열린다. 따라서 도5의 좌측에 도시된 바와 같이 출력전압 VR을 기준으로 검출용 커패시터 C1에 입력전압 Vb가 샘플링된다. 또한 패널 커패시터 C2는 전압 Vx로 충전된다. 이러한 첫 번째 구간(1 phase)에서 커패시터 C1과 C2에 각각 충전되는 전하량은 수학식 1로 표현될 수 있다.
Figure 112012028736609-pat00001
여기서 Qc1(n-1)은 1 구간에서의 커패시터 C1에 충전되는 전하량이고, Qc2(n-1)는 1 구간에서 커패시터 C2에 충전되는 전하량이며, Vb(n-1)은 1구간에서의 입력전압 Vb이고, VR(n-1)은 1구간에서의 VR(비교기(11) 출력전압)이며, C1과 C2는 각 커패시터 용량이다.
2 구간(phase 2)에서는 도4에 도시된 스위치 Φ1이 열리고 스위치 Φ2가 닫힌다. 따라서 도5의 우측에 도시된 바와 같이 검출용 커패시터 C1이 패널 커패시터 C2에 연결되고, C1과 C2의 전체 전하량이 두 개의 커패시터에 똑같이 나누어진다. 2 구간이 완료되는 시점에서 C1과 C2의 전하량은 수학식 2로 표현될 수 있다.
Figure 112012028736609-pat00002
여기서 검출용 커패시터 C1에서 잃어버린 전하량은 패널 커패시터 C2에 추가된 전하량과 같아야만 하는데, 이를 수식으로 표현하면 수학식 3과 같다.
Figure 112012028736609-pat00003
모듈레이터(10)를 리니어 모델로 변환하기 위해 수학식 3을 z변환하면 수학식 4 및 5처럼 표현된다.
Figure 112012028736609-pat00004
Figure 112012028736609-pat00005
z변환 결과인 수학식 5를 사용하여 도4의 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10)를 리니어 모델로 변환한 것을 도6에 도시하였다.
도6을 참조하면, 이득 G1과 G2는 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112012028736609-pat00006
이때 패널 커패시터 C2 값이 △C2만큼 변화된다면 G1과 G2는 수학식 7과 같이 표현된다.
Figure 112012028736609-pat00007
C1의 값은 1pF으로 설정하였다고 가정하고, 터치가 없을 시 C2 값은 10pF이라고 하자. 그러면 G1과 G2의 값은 수학식 8과 같이 표현된다.
Figure 112012028736609-pat00008
만약 터치가 있을 경우에는 C2 값이 20pF이 되기 때문에 G1과 G2의 값은 수학식 9와 같이 바뀐다.
Figure 112012028736609-pat00009
즉, 터치가 일어났을 경우 모듈레이터(10)의 출력 펄스 폭 변화에 따라 이득 G2는 많이 변하지 않지만, 이득 G1은 상당히 많이 변하는 것을 알 수 있다.
다시 설명하면, 수학식 8과 9에 나타난 것처럼 터치가 있을 때의 이득 G1이 터치가 없을 때보다 거의 절반 정도로 작은 값을 갖는 다는 것을 확인할 수 있는데, 이는 수학식 5에서 터치가 있을 시 Vx 값이 크게 작아진다는 것을 의미한다.
본 실시예에 따른 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10)에서 비교기(11)의 입력 Vx가 높으면 출력되는 펄스들 사이의 간격이 좁아지고, Vx가 낮으면 출력되는 펄스들 사이의 간격이 넓어지는 특성이 있다. 따라서 터치가 있을 시 Vx가 크게 작아진다는 것은 비교기(11)의 출력 펄스들의 간격이 넓어짐으로써 일정 시간 내에서 펄스들의 개수가 터치 유무에 따라 확연이 차이를 보인다는 것을 의미한다.
이상에서 살펴본 바와 같이 터치 패널에 터치가 있을 경우 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10)의 출력에 변화가 있음을 알게 되었다. 모듈레이터(10)의 출력 펄스 변화량을 감지하기 위해서는 카운터 앤 로직부(20)가 필요하다. 카운터 앤 로직부(20)는 모듈레이터(10)의 출력에서 High 펄스의 개수를 카운트하기 위해 다운 카운터를 사용한다. 카운터에 필요한 비트수는 모듈레이터(10)의 출력에서 기대되는 High 펄스의 최대 개수에 따라 결정되는데, 결국 모듈레이터(10)의 입력 DC전압값, 모듈레이터(10)의 동작 주파수, Tchannel 값 등에 의존한다. Tchannel 한주기 후에 터치패널의 터치 여부에 따라 카운터 앤 로직부(20)는 로직 High 또는 Low의 디지털 값을 출력하는데, 로직 High인지 Low인지 정하기 위해 디지털 비교기를 이용하여 미리 정해진 디지털 값과 비교하게 된다.
이하에서는 본 발명의 실시예에 따른 터치 센서 인터페이스의 각 구성들에 대해 더욱 상세히 설명토록 한다.
먼저 도7에는 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10)의 회로구성이 도시되어 있다. 모듈레이터(10)는 7개의 스위치(S1, S2, S3, S4, S5, S6, S7), 검출용 커패시터(C1) 및 비교기(11)를 포함한다. 검출용 커패시터 C1의 한쪽 단자를 접지 측 또는 비교기(11)의 출력단 측으로 연결 또는 해제하기 위한 스위치 S3, S4는 CMOS 스위치가 사용되었다. 이는 구간(phase)이 바뀔 때 C1의 전하를 빠르게 이동시키기 위한 것이다. 그 외의 스위치 S1, S2, S5, S6, S7은 단순한 연결 해제 기능만 수행하면 되기 때문에 NMOS 또는 PMOS 스위치가 사용되었다. 각 스위치들(S1~S7)의 ON 저항은 50Ω 정도가 되도록 스위치 폭(width)을 설정하였다. 또한 모든 스위치(S1~S7)들은 회로 성능에 영향을 주는 기생 커패시턴스(parasitic capacitance)와 채널 전하 주입(channel charge injection)을 최소화하기 위해 최소 길이 트랜지스터(minimum length transistor)를 사용하였다.
한편 스위치 S5, S6, S7은 clrbar 신호에 의해 컨트롤 되는데, 이는 한 채널에서의 스캔이 끝나면 다음 채널로 넘어가기 전 C1과 C2의 양단을 모두 접지에 연결시켜 방전시키는 구성으로, 일종의 리셋수단이다.
도7에 도시된 모듈레이터(10)는 컨트롤 클럭 CK와 컴플리먼트리 클럭 CKB에 의해 동작한다. 1구간(phase 1)에서 클럭 CK가 High 상태이면 S1과 S4가 C1의 양단을 Vb와 VR에 연결하게 되고, 이에 따라 C1이 출력전압 VR을 기준으로 입력전압 Vb로 충전된다. 반면 2 구간(phase 2)에서 클럭 CKB가 High 상태이면 S3와 S2가 C1의 양쪽 단자를 각각 접지와 C2에 연결하게 되고, 이에 따라 C1과 C2의 상판전극이 서로 연결되어 두 개 커패시터의 전체 전하량을 나눠 갖게 된다.
매 Tchannel 주기 후에 모듈레이터(10)가 한 채널에서 다른 채널로 전환할 때 clrbar 신호는 High가 되고, 이에 따라 C1과 C2의 모든 단자전극은 접지에 연결되어 방전된다.
도8은 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10)에 포함된 Self-bias된 비교기(11) 회로를 나타낸 것이다. 도8에 도시된 비교기(11) 회로는 static 전류가 없기 때문에 저소비 전력 어플리케이션을 구현하는데 유리하다. 도8에 도시된 바와 같이 비교기(11)는 마스터 인버터(M1~M4)와 슬레이브 인버터(M5~M8)로 구성된다. 이러한 마스터 인버터 및 슬레이브 인버터는 푸시풀(push-pull)형 증폭기(M1,M2,M5,M6)와, triode 영역에서 동작하는 active load(M3,M4,M7,M8)로 분류될 수도 있다.
도8에 도시된 비교기(11) 회로의 기본 동작은 비교기(11)의 변환점을 네거티브 피드백을 이용하여 VTH와 같도록 설정하는 것에서 이루어진다. 즉, 슬레이브 인버터의 입력으로 VTH가 인가되고 출력은 active load의 입력에 연결된다. 결과적으로 슬레이브 인버터의 출력 레벨에 따라 active load는 PMOS와 NMOS의 부하 저항을 크게하거나 또는 작게 조절하며, 결국 그 변환점을 VTH와 같도록 한다. 더군다나 네거티브 피드백 동작 때문에 동작이 진행될 때에나 온도 변화가 있더라도 변환점이 안정적이다. 본 회로에서는 VTH를 1.65V(VREF = 3.3V)로 설정하였다. 비교기(11)의 출력은 카운터 앤 로직부(20)로 넘어간다.
도9는 모듈레이터(10)의 출력 펄스를 카운트하기 위한 카운터 앤 로직부(20)의 카운터 회로 구성을 도시한 것이다. 본 실시예에서는 6비트 다운 카운터를 사용하였으며, 이러한 카운터는 positive edge에서 동작하고 CLR단자를 갖는 6개의 D 플립플롭으로 구성된다. 낮은쪽 비트의 플립플롭의 Q 단자는 그 상위비트 플립플롭의 클럭에 연결되고 Qbar 단자는 같은 플립플롭의 D에 연결된다. 그리고 최하위 비트 플립플롭의 클럭은 모듈레이터(10)의 출력 펄스에 연결되어 구동된다. 따라서 도9에 도시된 카운터는 모듈레이터(10)의 출력이 High 일때마다 카운트를 하며, 매 Tchannel 주기 후에 모듈레이터(10)가 다른 채널로 전환될 시에는, 모든 D플립플롭을 리셋하기 위해 CLR가 low 상태가 된다.
모듈레이터(10)에서 출력되는 출력 펄스는 터치 패널 상의 터치 유무에 따라 그 형태가 달라진다. 즉, 한정된 시간동안 출력되는 펄스의 개수가 많거나 적어지게 되는 것이다. 따라서 카운터 앤 로직부(20)의 카운터에서 출력 펄스의 개수를 카운트하면 로직회로에서 이에 대응하는 최종 신호(High 또는 Low)를 출력한다. 이러한 로직 회로의 구성이 도10에 도시되어 있다.
도10에 도시된 로직 회로는 디지털비교기로 구현되어 매 Tchannel 주기 후에 카운터의 출력 비트들을 통해 터치 유무를 알아낸다. 이를 위해 본 실시예에서는 6비트 디지털비교기가 로직 회로로 사용되었으며, 도10에 도시된 6비트 디지털비교기의 각 블록은 도11에 도시된 패스 트랜지스터 로직을 사용한 1비트 비교기 회로들로 구현된다.
도11에 도시된 1비트 비교기의 디지털 로직을 수식으로 표현하면 수학식 10 및 11과 같다.
Figure 112012028736609-pat00010
Figure 112012028736609-pat00011
여기서 aj와 bj는 unsigned number인 A와 B의 j번째 비트를 나타낸다. 숫자들은 MSB부터 한비트씩 차례대료 비교된다. 비교데이터가 같을 경우 코드는
Figure 112012028736609-pat00012
이 된다.
MS 슬라이스에 "01"코드를 입력할 시,
1) a5 = a6 이면 같은 코드를 슬라이스의 출력으로 내보내어 슬라이스의 출력코드가 "01"이 된다.
2) 반면, a5 = 1, b5 = 0 이면 A와 B보다 크다는 의미이고 슬라이스의 출력코드는 "11"로 바뀐다.
3) 또한 a5 = 0, b5 = 1 이면 B가 A보다 크다는 의미이며, 슬라이스의 출력코드는 "00"으로 바뀐다.
일단 코드가 "11" 또는 "00"으로 바뀌면 그 다음의 모든 슬라이스의 단계가 진행될 동안 그 값을 계속 유지한다. 따라서 이를 정리하면
A = B일 경우
Figure 112012028736609-pat00013
,
A > B일 경우
Figure 112012028736609-pat00014
,
A < B일 경우
Figure 112012028736609-pat00015
가 성립된다.
이상에서 설명한 터치 센서 인터페이스에 대하여 회로 시뮬레이션을 통해 동작을 검증하였다. 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10)의 샘플링주파수는 fs = 100kHz로 설정하였고, DC 입력전압 Vb는 2V로 설정하였다. 또한 각 커패시턴스의 검출주기는 800us로 설정하였다.
하나의 검출주기 동안에 터치된 경우와 터치되지 않았을 경우의 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10)의 출력 펄스 개수는 표1을 통해 확인할 수 있다.
Figure 112012028736609-pat00016
표1을 통해 확인할 수 있듯이, 모듈레이터(10)에서는 터치가 없을 경우 39개의 출력 펄스가 발생하며, 터치가 있을 경우 32개의 출력 펄스가 발생한다. 또한 커패시터 C1과 C2간의 미스매치가 ±20%인 경우를 설정하여 펄수의 개수가 얼마인지 함께 표시하였다. 커패시터 간의 미스매치는 이득 G1과 G2의 값을 변화시키고, G1과 G2 값이 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10)의 출력 펄스 패턴에 영향을 주기 때문에 함께 시뮬레이션한 것이다. 그러나 커패시터간의 미스매치를 고려하더라도, 최악의 상황인 -20%의 미스매치일 때 터치가 없으면 36개의 출력 펄스가 발생하고, 터치가 있을 땐 31개의 출력 펄스가 발생한다. 따라서 로직 회로의 경계치를 34로 설정한다면 커패시터 간의 미스매치를 고려하더라도 터치유무를 정확하게 판독할 수가 있다.
시뮬레이션을 통해 터치가 없을 경우와 터치가 있을 경우에 대한 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10)의 출력파형 결과치가 각각 도12와 도13에 도시되어 있다. 도12와 도13에서 하단에 도시된 그림은 로직 회로를 통한 최종 출력을 나타낸 것이다. 즉 도12에서는 터치가 없을 경우 모듈레이터(10)의 출력 펄스 개수가 경계치인 34보다 크기 때문에 로직 회로의 출력이 Low이며, 도13에서는 터치가 있을 경우 모듈레이터(10)의 출력 펄스 개수가 경계치인 34보다 작기 때문에 로직 회로의 출력이 High인 것을 확인할 수가 있다.
이상에서 상세히 설명한 바와 같이 본 발명에 따르면 터치 패널의 터치 유무를 판독하기 위하여 다수의 스위치(S1~S7)와 검출용 커패시터(C1) 및 비교기(11)로 이루어진 패시브 시그마 델타 모듈레이터(10)를 이용하기 때문에 회로를 설계하는 면적이 대폭 축소된다.
즉, 기존의 이장 발진 방식에서는 큰 값의 R, C를 사용해야했고, 기존의 차지 트랜스퍼 방식에서도 큰 값의 커패시터를 사용해야만 했기 때문에 설계 면적이 커질 수 밖에 없었으며, 커패시터의 미스매치에 민감하여 센싱 정확도가 낮았다.
하지만 본 발명에서는 시그마 델타 방식을 이용하여 매우 작은 검출용 커패시터 (C1 = 1pF)를 사용하여 설계 면적을 줄일 수 있으며, 커패시터 간의 미스매치가 있더라도 터치 유무를 판독하는데 큰 지장을 주지 않아 센싱 정확도가 향상되는 효과가 있다.
상기한 본 발명의 바람직한 실시예는 예시의 목적을 위해 개시된 것이고, 본 발명에 대해 통상의 지식을 가진 당업자라면, 본 발명의 사상과 범위 안에서 다양한 수정, 변경 및 부가가 가능할 것이며, 이러한 수정, 변경 및 부가는 본 발명의 특허청구 범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다.
C2 : 패널 커패시터
10 : 패시브 시그마 델타 모듈레이터
C1 : 검출용 커패시터
11 : 비교기
20 : 카운터 앤 로직부

Claims (3)

  1. 터치 패널에 설치된 다수의 패널 커패시터들과 순차적으로 연결하여 상기 터치 패널 상의 터치 유무에 따라 서로 다른 개수의 펄스 파형을 출력하는 패시브 시그마 델타 모듈레이터; 및
    상기 패시브 시그마 델타 모듈레이터에서 출력되는 펄스 파형을 통해 일정 동작 시간 동안의 펄스 개수를 카운트하고, 상기 카운트된 펄스 개수에 따라 서로 다른 디지털 로직 신호를 출력하는 카운터 앤 로직부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 패시브 시그마 델타 모듈레이터는 검출용 커패시터(C1), 비교기 및 복수의 스위치들로 구성되며, 터치 여부에 따라 커패시턴스가 변화하는 상기 패널 커패시터(C2)의 일단은 접지 연결되고 타단은 상기 비교기의 입력단(Vx)에 연결되며, 상기 검출용 커패시터(C1)의 일단은 상기 스위치 동작에 따라 상기 비교기의 출력단(VR) 또는 접지에 선택적으로 연결되고 타단은 상기 스위치 동작에 따라 입력전압(Vb) 또는 상기 비교기의 입력단(Vx)에 선택적으로 연결되며, 상기 스위치들은 2 구간으로 동작하여 상기 검출용 커패시터(C1)와 패널 커패시터(C2)의 연결 관계를 변화시켜 전하량이 분배되도록 하되,
    1 구간에서는 상기 검출용 커패시터(C1)의 일단을 상기 비교기의 출력단(VR)에 연결되도록 하고 타단은 상기 입력전압(Vb)에 연결되도록 하여, 상기 C1은 상기 VR을 기준으로 Vb가 샘플링되도록 하고 C2는 Vx로 충전되도록 하며,
    2 구간에서는 상기 검출용 커패시터(C1)의 일단을 접지 연결되도록 하고 타단은 상기 비교기의 입력단(Vx)에 연결되도록 하여, 상기 C1과 C2의 전체 전하량이 C1과 C2에 배분되도록 함으로써,
    터치 유무에 따라 상기 C2의 커패시턴스가 바뀌면 상기 C1과 C2에 배분되는 전하량이 바뀌어 상기 비교기의 입력단(Vx) 전압 레벨이 바뀌도록 하는 것을 특징으로 하는 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 패시브 시그마 델타 모듈레이터는, 상기 패시브 시그마 델타 모듈레이터가 상기 터치 패널에 설치된 다수의 패널 커패시터들과 순차적으로 연결될 시, 어느 하나의 패널 커패시터에서 다음 패널 커패시터로 연결을 변경하는 시점에 상기 검출용 커패시터와 직전에 연결된 패널 커패시터의 양단을 모두 접지에 연결시켜 방전되도록 하는 리셋수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 패시브 시그마 델타 모듈레이터를 이용한 터치 센서 인터페이스.
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