KR101303952B1

KR101303952B1 - Induction motor control apparatus

Info

Publication number: KR101303952B1
Application number: KR1020120069940A
Authority: KR
Inventors: 박영민; 이세현; 이현원; 유한승
Original assignee: 현대중공업 주식회사
Priority date: 2012-06-28
Filing date: 2012-06-28
Publication date: 2013-09-05

Abstract

PURPOSE: An induction motor controller is provided to improve moving torque at a low velocity zone by performing high voltage high power induction motor speed sensorless control. CONSTITUTION: A dynamic current compensator (210) removes a vibration component of a d-shaft stator current. The dynamic current compensator comprises a subtractor and a proportional-integral controller. The vibration component reflects a vibration state of an induction motor. A summer (220) sums up a current which removes the vibration component of the d-shaft stator current in the dynamic current compensator. The summer inputs the summed current in the induction motor with a q- shaft voltage reference value.

Description

Induction motor control device {INDUCTION MOTOR CONTROL APPARATUS}

본 발명은 유도 전동기 제어 장치에 관한 것으로, 보다 상세하게는, H-브릿지 멀티레벨 인버터(H-Bridge Multi-level Inverter)를 이용하여 속도 센서 없이(Speed Sensorless) 고전압 대용량의 유도 전동기(High Voltage and High Power Induction Motor)를 제어하도록 한 유도 전동기 제어 장치에 관한 것이다.
BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an induction motor control device. More specifically, a high-voltage large-capacity induction motor (Speed Sensorless) using a speed sensorless (H-Bridge Multi-level Inverter) is used. It relates to an induction motor control device for controlling a high power induction motor.

일반적으로, 유지 및 보수가 매우 간편한 유도 전동기에 대한 드라이브 기술이 급격히 발전함에 따라, 산업계에서의 유도 전동기 이용이 더욱더 확대되어 가고 있는 실정이다. 이러한 유도 전동기의 제어 방식에는, V/F(Voltage/Frequency) 제어, 슬립 주파수 제어, 벡터 제어, 속도 센서리스 벡터 제어, 직접 토크 제어가 있다.In general, as the drive technology for the induction motor is very easy to maintain and repair, the use of the induction motor in the industry is expanding. Control methods of such induction motors include V / F (Voltage / Frequency) control, slip frequency control, vector control, speed sensorless vector control, and direct torque control.

V/F 제어 방식은, 인버터 출력 전압과 출력 주파수의 비를 일정하게 제어하여 전동기의 자속 크기를 일정하게 제어하고, 전동기에 부하가 걸리는 만큼 전동기의 전류도 자동적으로 증가하여 토크가 제어되도록 하는 방식으로, 구현이 단순하고 별도의 센서 없이도 운전이 가능하므로 제작상의 경제성이 뛰어나 범용 인버터 (General Purpose Inverter)에 가장 널리 사용된다. 하지만, 자속의 크기만을 제어하므로 자속과 토크를 효율적으로 나누어 제어할 수 없으며, 또한 저속 운전이 불안정하고 순간적인 응답성이 떨어져서 고성능 제어에는 불리한 단점이 있다.The V / F control method controls the magnetic flux of the motor constantly by controlling the ratio of the inverter output voltage and the output frequency constantly, and the motor current also increases automatically as the load on the motor causes the torque to be controlled. As it is simple to implement and can be operated without a separate sensor, it is very economical in manufacturing and is widely used for general purpose inverter. However, since only the magnitude of the magnetic flux is controlled, the magnetic flux and the torque cannot be effectively divided and controlled, and the low speed operation is unstable and the instantaneous responsiveness is disadvantageous.

슬립 주파수 제어 방식은, 출력 전압에 비례하여 운전 주파수를 증가시키는 방식이므로 기본적으로는 V/F 제어 방식과 동일하다. 부하 전류에 비례하여 전동기 슬립 주파수를 증가시키는 기능을 두어 부하에 의한 속도 감소를 억제하도록 하며, 출력 주파수는 현재의 속도와 슬립 지령 주파수의 합으로 결정된다. 단순한 V/F 제어 방식보다 성능이 우수하지만, 속도 센서를 추가로 사용해야 하고 제어도 복잡해지는 단점이 있다.The sleep frequency control method is basically the same as the V / F control method because the driving frequency is increased in proportion to the output voltage. The function of increasing the motor slip frequency in proportion to the load current is provided to suppress the speed decrease caused by the load, and the output frequency is determined by the sum of the current speed and the slip command frequency. Performance is superior to simple V / F control, but it has the disadvantage of using additional speed sensors and complicated control.

벡터 제어 방식은, 토크 및 자속을 분리 제어하는 대표적인 제어 방식으로, 전동기의 자속이 공간 벡터 상에서 회전할 때, 고정자 또는 회전자 자속 벡터의 순시 위치를 검출하여 기준 벡터로 정한 다음, 고정자 전류를 검출하여 자속 기준 벡터에 투영하며, 이 과정을 통해서 고정자 전류를 자속 기준 벡터와 동일한 방향을 갖는 전류 성분(즉, 여자 전류 성분)과 자속과 90° 위상차를 갖는 성분(즉, 토크 전류 성분)으로 각각 분리하며, 검출된 여자 전류 및 토크 전류는 전류 제어기를 통해 각각의 지령치를 따라가도록 제어되며, 이때 토크 전류 및 여자 전류의 지령치는 전동기의 정격 및 운전 조건에 따라 결정된다. 제어 성능이 뛰어나 고성능 가변속 제어에 널리 이용되고 있으나, 제어기의 수가 많고 복잡하다는 단점이 있다.The vector control method is a representative control method for separating and controlling torque and magnetic flux. When the magnetic flux of the motor rotates on a space vector, the instantaneous position of the stator or the rotor magnetic flux vector is detected as a reference vector, and then the stator current is detected. The stator current is projected onto the magnetic flux reference vector, and the stator current is converted into a current component having the same direction as the magnetic flux reference vector (i.e., excitation current component) and a component having a 90 [deg.] Phase difference with the magnetic flux (i.e., torque current component). Separately, the detected excitation current and the torque current are controlled to follow each setpoint via a current controller, where the setpoint of the torque current and the excitation current is determined in accordance with the rating and operating conditions of the motor. It is widely used for high performance variable speed control because of its excellent control performance, but has a disadvantage in that the number of controllers is large and complicated.

속도 센서리스 벡터 제어 방식은, 고정자 전압 방정식을 이용하여 속도를 추정하는 고정자 전압 모델(Voltage Model) 방식과, 고정자의 전압모델에 고주파 통과필터(High Pass Filter; HPF)를 사용하고 회전자의 전류모델에 저주파 통과필터(Low Pass Filter; LPF)를 추가하여 회전자의 자속을 추정함으로써 속도를 추정하는 모델 기준 적응 제어 방식과, 적응형 스킴(Adaptive Scheme)을 이용해서 속도를 추정하는 적응형 관측기 방식이 있다.The speed sensorless vector control method includes a stator voltage model method for estimating speed using a stator voltage equation, and a high pass filter (HPF) for the stator voltage model and the rotor current. A model-based adaptive control method for estimating the speed by adding a low pass filter (LPF) to the model and estimating the magnetic flux of the rotor, and an adaptive observer for estimating the speed using an adaptive scheme. There is a way.

여기서, 고정자 전압 모델 방식은 전압 또는 전류에 옵셋이 존재할 경우 적분기가 발산하며, 저속에서 고정자 저항 오차 시 자속에 심한 오차가 발생할 수 있는 불안 요소가 있다. 따라서 순수적분 대신 고주파 통과필터를 사용하는 것이 바람직하며, 역기전력의 크기가 측정 잡음보다 충분히 큰 영역(즉, 통상 정격 속도의 10% 이상)에서 용이하다. 다시 말해, 저속 영역에서는 제어 불안 요소가 존재한다.Here, in the stator voltage model method, an integrator diverges when there is an offset in voltage or current, and there is an anxiety factor that may cause a severe error in magnetic flux when stator resistance error is performed at low speed. Therefore, it is preferable to use a high-frequency pass filter instead of pure integration, and it is easy in the region where the magnitude of the counter electromotive force is sufficiently larger than the measurement noise (that is, usually 10% or more of the rated speed). In other words, there is a control anxiety factor in the low speed region.

그리고 모델 기준 적응 제어 방식은 속도 추정에 있어 속도 추정식 자체가 전동기의 파라미터에 의해 계산되므로 파라미터의 변동(예를 들어, 열, 전동기 운전 방식 등)에 불리함이 있다.In addition, the model-based adaptive control method is disadvantageous in the variation of parameters (for example, heat, motor driving method, etc.) because the speed estimation formula itself is calculated by the parameters of the motor in the speed estimation.

그리고 적응형 관측기 방식은 유도 전동기를 정지 좌표계에서 상태 방정식을 이용해서 표현하며, 이렇게 표현된 유도 전동기의 상태 방정식에 대해서 고정자 전류와 회전자 자속을 동시에 추정하는 전 차원 상태 관측기를 구성하며, 이렇게 구성된 전 차원 상태 관측기의 이득 행렬을 계산하면 전 차원 상태 관측기의 극점이 유도 전동기 자체의 극점에 ‘k’에 비례하도록 위치시킬 수 있으며, 속도 센서 없는 벡터 제어를 구현하기 위해서 모터의 속도를 추정하는 적응형 스킴이 필요하며, 이에 따라 모터 속도의 추정식을 얻도록 하며, 이때 유도 전동기의 속도를 상수라 가정하고 그 가정 하에 리아프노프(Lyapunov) 함수를 정의하며, 이 시스템이 안정하려면 리아프노프의 안정성(Lyapunov's Stability) 조건을 만족해야 하므로 이 조건으로부터 속도 추정식을 얻을 수 있다. 그러나 실제로 유도 전동기의 속도는 상수가 아니라 순시적으로 빠르게 변화할 수 있는 값이므로 속도 추정식을 그대로 사용할 수 없다는 단점이 있다.And the adaptive observer method expresses the induction motor using the state equation in the stationary coordinate system, and constructs a full-dimensional state observer that estimates the stator current and the rotor flux simultaneously for the state equation of the induction motor. By calculating the gain matrix of the full-dimensional state observer, the poles of the full-dimensional state observer can be positioned so that they are proportional to 'k' at the poles of the induction motor itself, and are adapted to estimate the speed of the motor to implement vector control without speed sensor A type scheme is required, so that an estimate of the motor speed is obtained, where the speed of the induction motor is assumed to be a constant and the Lyapunov function is defined under that assumption. Since we need to meet the conditions of Lyapunov's Stability, we need to Can be obtained. However, in fact, the speed of the induction motor is not a constant, but a value that can be changed quickly and instantaneously, there is a disadvantage that the speed estimation equation cannot be used as it is.

직접 토크 제어 방식은, 고정자 자속과 토크를 제어함에 있어서 매 샘플링 주기마다 실제 값과 지령치를 비교하여 가장 제어 오차를 최소화하는 적절한 인버터 전압벡터를 선정하여 출력하는 방식으로, 출력 전압의 결정에 PWM 방식을 사용하지 않고 자속과 토크가 각각 직접적으로 제어한다. 벡터 제어 방식에 비해 그 구조가 매우 단순하여 고정자 좌표계에서 회전자 좌표계로의 좌표축 변환을 필요로 하지 않고, 비교적 간단한 하드웨어로도 구현이 가능하며 토크 응답 특성이 우수하다는 장점이 있다. 하지만, 기동 시 또는 저속 운전 시 큰 토크 리플을 발생하기가 쉽고, 전동기의 운전 주파수 및 부하 상황에 따라서도 스위칭 주파수가 변화하는 단점이 있다.The direct torque control method uses the PWM method to determine the output voltage by selecting the appropriate inverter voltage vector that minimizes the control error by comparing the actual value and the command value at every sampling period in controlling the stator flux and torque. The magnetic flux and torque are directly controlled without using them. Compared to the vector control method, the structure is very simple and does not require the transformation of the coordinate axis from the stator coordinate system to the rotor coordinate system, and can be implemented with relatively simple hardware and has an excellent torque response characteristic. However, it is easy to generate a large torque ripple during start-up or low speed operation, and there is a disadvantage that the switching frequency changes according to the operating frequency and load conditions of the motor.

다시 말해서, 기존의 V/F 제어 방식은 단순하지만 많은 문제점을 가지고 있으며, 기존의 슬립 주파수 제어 방식, 벡터 제어 방식 및 직접 토크 제어 방식은 속도 센서가 설치되어야만 하고, 기존의 속도 센서리스 벡터 제어 방식은 전동기 상수에 너무 민감하여 범용 인버터에 적용이 어렵다는 문제점이 있다.In other words, the conventional V / F control method is simple but has many problems. The conventional slip frequency control method, the vector control method and the direct torque control method need to install a speed sensor, and the existing speed sensorless vector control method. Has a problem that it is difficult to apply to a general-purpose inverter because it is too sensitive to the motor constant.

한편, 한국등록특허 제10-0734050호, ‘에이치-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 전동기 피드백 제어 방법’에 따르면, 인버터 파워 셀과 인버터 출력 전압의 위상 지연을 검출하고, 그 위상 오차를 보상하는 함수를 전류 제어기 출력에 곱하여 전류 제어기의 위한 지연에 의한 불안정 요인이 제거되도록 함으로써, 멀티레벨 인버터의 제어기를 분산화, 모듈화 시킬 수 있도록 한 전동기 피드백 제어 방법을 제공하고 있다.Meanwhile, according to Korean Patent No. 10-0734050, “Motor Feedback Control Method Using H-Bridge Multi-Level Inverter,” a function for detecting a phase delay between an inverter power cell and an inverter output voltage and compensating for the phase error is provided. The present invention provides a method for controlling the feedback of an electric motor by decentralizing and modularizing a controller of a multilevel inverter by multiplying the current controller output to remove the instability caused by the delay of the current controller.

여기서, H-브릿지 멀티레벨 인버터의 각 상은 단상 인버터 파워 셀(Power Cell) 직렬 연결 구조이며, 여러 개의 파워 셀을 직렬로 연결함으로써 저전압 파워 셀, 즉 저전압 전력용 반도체를 사용하여 고전압을 얻을 수 있고, 또한 파워 셀의 수에 따라 출력 전압 레벨의 개수가 증가하여 정현파에 가까운 전압 파형을 얻을 수 있다.Here, each phase of the H-bridge multilevel inverter has a single-phase inverter power cell series connection structure, and by connecting several power cells in series, a high voltage can be obtained using a low voltage power cell, that is, a low voltage power semiconductor. In addition, the number of output voltage levels increases with the number of power cells to obtain a voltage waveform close to the sine wave.

입력 측 변압기는 2차측 권선 간에 위상차를 두어 멀티펄스(Multi-pulse) 방식의 정류기형 컨버터를 구성함으로써, 기존의 6-펄스 정류 방식에 비하여 아주 낮은 입력단 전류 고조파 특성이 있다. 인버터 최종 출력 전압은 파워 셀의 개수를 조정함으로써 대응이 가능하다. 따라서 입출력 전력 품질이 우수하며 강압 및 승압 변압기, 입출력 필터 그리고 고전압 전력용 반도체 소자를 사용하지 않으면서 고전압 전동기를 직접 구동할 수 있는 우수한 전력 토폴로지이다.The input transformer is composed of a multi-pulse rectifier type converter with a phase difference between the secondary windings, and has a much lower input stage current harmonic characteristic than the conventional 6-pulse rectification method. The inverter final output voltage can be responded by adjusting the number of power cells. Therefore, it has excellent input / output power quality and is an excellent power topology that can directly drive high voltage motors without using step-down and step-up transformers, input / output filters and high voltage power semiconductor devices.

그런데, H-브릿지 멀티레벨 인버터는 고전압 대용량화, 우수한 입출력 전력품질, 모듈화, 그리고 설치 조건 편의성으로 인해 고전압 대용량 유도 전동기 가변속 용도로 적용이 확대되고 있지만, V/F 운전 시의 대표적인 단점인 저속 영역에서의 낮은 토오크, 무부하 혹은 경부하 조건의 전류 및 전동기 진동, 그리고 전동기 슬립에 의한 속도 변동은 대용량 유도 전동기의 인버터 적용에 걸림돌이 되는 문제점이 있다.By the way, H-bridge multi-level inverter has been widely applied to high-voltage high-capacity induction motor variable speed because of high voltage capacity, excellent input / output power quality, modularity, and ease of installation conditions, but in the low speed range, which is a typical disadvantage of V / F operation, Low torque, no-load or light load current and motor vibration, and speed fluctuation due to motor slip are obstacles to the inverter application of the large-capacity induction motor.

따라서 기존의 슬립 주파수 제어 방식, 벡터 제어 방식 및 직접 토크 제어 방식처럼 속도 센서를 필요로 하지 않으면서도, 기존의 속도 센서리스 벡터 제어 방식처럼 전동기 상수에 민감하지도 않고, 단순한 기존 V/F 제어 방식의 장점을 가지면서도, 기존 V/F 제어 방식의 대표적인 문제점인 정상 상태(Steady-state) 무부하 혹은 경부하 조건 운전시의 전동기 진동 현상, 고정자 저항의 영향으로 인한 저속 영역에서의 토크 생성 문제, 그리고 부하 토크가 증가하면 유도 전동기 슬립이 증가하므로 인버터가 발생하는 주파수가 일정하더라도 유도 전동기의 회전 속도는 슬립 속도만큼 떨어지게 되어 속도 제어가 어렵다는 문제점을 해결해야 할 필요성이 있다고 하겠다.
Therefore, it does not require speed sensors like conventional slip frequency control, vector control and direct torque control, and is not as sensitive to motor constants as conventional speed sensorless vector control. Despite the advantages, the motor vibration phenomenon during steady-state no-load or light-load operation, which is a typical problem of the conventional V / F control method, the torque generation problem in the low speed region due to the stator resistance, and the load As the torque increases, the induction motor slip increases, so even if the frequency generated by the inverter is fixed, the rotational speed of the induction motor drops by the slip speed, so it is necessary to solve the problem that speed control is difficult.

한국등록특허 제10-0734050호Korea Patent Registration No. 10-0734050

본 발명의 일 실시예는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용하여 속도 센서 없이 고전압 대용량의 유도 전동기를 제어하여 경부하 진동을 억제하도록 한 유도 전동기 제어 장치를 제공하고자 한다.One embodiment of the present invention is to provide an induction motor control apparatus for suppressing light load vibration by controlling a high voltage large-capacity induction motor without a speed sensor by using an H-bridge multilevel inverter.

또한, 본 발명의 일 실시예는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 통해 기동 토크를 향상시키도록 한 유도 전동기 제어 장치를 제공하고자 한다.In addition, an embodiment of the present invention is to provide an induction motor control device to improve the starting torque through the high-voltage large-capacity induction motor speed sensorless control using the H-bridge multi-level inverter.

또한, 본 발명의 일 실시예는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어 및 경부하 진동 억제 제어를 통해 단순하고 강인한 속도 제어가 이루어지도록 한 유도 전동기 제어 장치를 제공하고자 한다.
In addition, an embodiment of the present invention is to provide an induction motor control device to achieve a simple and robust speed control through high-voltage large-capacity induction motor speed sensorless control and light load vibration suppression control using the H-bridge multi-level inverter. .

실시예들 중에서, 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행하는 유도 전동기 제어 장치에 있어서, 상기 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류의 진동 성분을 제거하는 다이나믹 전류 보상기; 및 상기 다이나믹 전류 보상기에서 d-축 고정자 전류의 진동 성분이 제거된 전류를 합산하여 q-축 전압 기준값으로 상기 유도 전동기에 입력시키는 합산기를 포함한다.Among the embodiments, the induction motor control device is an induction motor control device for performing a high-voltage large-capacity induction motor speed sensorless control using an H-bridge multi-level inverter, d-axis stator current reflecting the vibration state of the induction motor A dynamic current compensator to remove the vibration component of the; And a summer in which the vibration component of the d-axis stator current is removed from the dynamic current compensator and added to the induction motor as a q-axis voltage reference value.

일 실시예에서, 상기 다이나믹 전류 보상기는 자속을 생성하는 전류 기준값에서 전류 센서를 사용해서 관측된 자속분 전류값을 감산하는 감산기; 및 상기 감산기에서 감산된 값을 비례 적분하여 상기 d-축 고정자 전류의 진동 성분이 제거된 전류로 상기 합산기로 출력하는 비례 적분 제어기를 포함한다.
In one embodiment, the dynamic current compensator comprises: a subtractor which subtracts the observed magnetic flux current value using a current sensor from a current reference value for generating magnetic flux; And a proportional integration controller for proportionally integrating the value subtracted from the subtractor to output the current to the summer with the vibration component of the d-axis stator current removed.

실시예들 중에서, 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행하는 유도 전동기 제어 장치에 있어서, 자속을 만드는 전류와 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 인가받아 슬립 각 주파수 추정값을 구하는 슬립 추정기; 상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 슬립 수정값을 곱하는 곱셈기; 상기 곱셈기에서 구한 값을 속도 기준값에 합산하여, d-축 전압 기준값과 좌표 변환을 위한 각을 연산하기 위한 제1주파수 기준값을 생성하는 제1합산기; 상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 속도 기준값을 합산하여, q-축 전압 기준값을 연산하기 위한 제2주파수 기준값을 생성하는 제2합산기; 상기 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 저역 통과 필터링 처리하는 저역 통과 필터; 상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값을 인가받아 좌표 변환을 위한 각을 연산하는 연산기; 상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류를 인가받아 d-축 전압 기준값을 추정하는 d-축 전압 기준값 추정기; 상기 제2합산기에서 생성된 제2주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류를 인가받아 q-축 전압 기준값을 추정하는 q-축 전압 기준값 추정기; 및 상기 d-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 d-축 전압 기준값과 상기 q-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 q-축 전압 기준값을 인가받아 상기 연산기에서 연산된 좌표 변환을 위한 각에 따라 유도 전동기 a, b, c 상 고정자 전압을 구하여 상기 유도 전동기에 입력하는 변환기를 포함한다.Among the embodiments, the induction motor control apparatus is an induction motor control apparatus for performing high-voltage large-capacity induction motor speed sensorless control using an H-bridge multilevel inverter, wherein the current generating the magnetic flux and the load current observed using the current sensor A slip estimator obtaining a slip angular frequency estimate by applying a? A multiplier for multiplying a slip correction value by a slip angular frequency estimate obtained by the slip estimator; A first adder for adding a value obtained by the multiplier to a speed reference value to generate a first frequency reference value for calculating an d-axis voltage reference value and an angle for coordinate transformation; A second summer for generating a second frequency reference value for calculating a q-axis voltage reference value by adding a speed reference value to the slip angular frequency estimate obtained by the slip estimator; A low pass filter for low pass filtering the observed load current using the current sensor; An operator for calculating an angle for coordinate transformation by receiving a first frequency reference value generated by the first summer; A d-axis voltage reference value estimator configured to estimate a d-axis voltage reference value by receiving a first frequency reference value generated by the first summer, a current for generating magnetic flux, and a load current filtered by the low pass filter; A q-axis voltage reference estimator for estimating a q-axis voltage reference value by receiving a second frequency reference value generated by the second summer, a current for generating magnetic flux, and a load current filtered by the low pass filter; And an induction motor a according to an angle for coordinate transformation calculated by the calculator by receiving the d-axis voltage reference value estimated by the d-axis voltage reference value estimator and the q-axis voltage reference value estimated by the q-axis voltage reference value estimator. and a converter for obtaining a stator voltage of b, c phase and inputting the stator voltage to the induction motor.

일 실시예에서, 상기 곱셈기에서 사용되는 슬립 수정값은 상기 제1합산기와 제2합산기에서 사용되는 속도 기준값에 의해 조절되며, 상기 속도 기준값이 중간 이상의 속도 영역일 때 램프 함수나 1차 지상 함수에 의해 점차적으로 ‘1’로 되돌아간다.In one embodiment, the slip correction value used in the multiplier is adjusted by the speed reference value used in the first summer and the second summer, and a ramp function or a first-order ground function when the speed reference value is in the middle or higher speed range. Gradually return to '1'.

일 실시예에서, 상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값은 자속을 생성하는 전류 기준값에 관측된 부하 전류에 비례하는 값으로 만들어진다.
In one embodiment, the slip angular frequency estimate obtained by the slip estimator is made to be a value proportional to the load current observed in the current reference value generating the magnetic flux.

실시예들 중에서, 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행하는 유도 전동기 제어 장치에 있어서, 상기 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류의 진동 성분을 제거하는 다이나믹 전류 보상기; 자속을 만드는 전류와 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 인가받아 슬립 각 주파수 추정값을 구하는 슬립 추정기; 상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 슬립 수정값을 곱하는 곱셈기; 상기 곱셈기에서 구한 값을 속도 기준값에 합산하여, d-축 전압 기준값과 좌표 변환을 위한 각을 연산하기 위한 제1주파수 기준값을 생성하는 제1합산기; 상기 슬립 추정기에서 구한 슬립 각 주파수 추정값에 속도 기준값을 합산하여, q-축 전압 기준값을 연산하기 위한 제2주파수 기준값을 생성하는 제2합산기; 상기 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류를 저역 통과 필터링 처리하는 저역 통과 필터; 상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값을 인가받아 좌표 변환을 위한 각을 연산하는 연산기; 상기 제1합산기에서 생성된 제1주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류를 인가받아 d-축 전압 기준값을 추정하는 d-축 전압 기준값 추정기; 상기 제2합산기에서 생성된 제2주파수 기준값, 자속을 만드는 전류, 상기 저역 통과 필터에서 필터링 처리된 부하 전류, 상기 다이나믹 전류 보상기에서 d-축 고정자 전류의 진동 성분이 제거된 전류를 인가받아 q-축 전압 기준값을 추정하는 q-축 전압 기준값 추정기; 및 상기 d-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 d-축 전압 기준값과 상기 q-축 전압 기준값 추정기에서 추정된 q-축 전압 기준값을 인가받아 상기 연산기에서 연산된 좌표 변환을 위한 각에 따라 유도 전동기 a, b, c 상 고정자 전압을 구하여 상기 유도 전동기에 입력하는 변환기를 포함한다.
Among the embodiments, the induction motor control device is an induction motor control device for performing a high-voltage large-capacity induction motor speed sensorless control using an H-bridge multi-level inverter, d-axis stator current reflecting the vibration state of the induction motor A dynamic current compensator to remove the vibration component of the; A slip estimator which obtains a slip angle frequency estimate by receiving a load current observed using a current generating a magnetic flux and a current sensor; A multiplier for multiplying a slip correction value by a slip angular frequency estimate obtained by the slip estimator; A first adder for adding a value obtained by the multiplier to a speed reference value to generate a first frequency reference value for calculating an d-axis voltage reference value and an angle for coordinate transformation; A second summer for generating a second frequency reference value for calculating a q-axis voltage reference value by adding a speed reference value to the slip angular frequency estimate obtained by the slip estimator; A low pass filter for low pass filtering the observed load current using the current sensor; An operator for calculating an angle for coordinate transformation by receiving a first frequency reference value generated by the first summer; A d-axis voltage reference value estimator configured to estimate a d-axis voltage reference value by receiving a first frequency reference value generated by the first summer, a current for generating magnetic flux, and a load current filtered by the low pass filter; Receiving a second frequency reference value generated by the second summer, a current generating a magnetic flux, a load current filtered by the low pass filter, and a current from which the vibration component of the d-axis stator current is removed from the dynamic current compensator q A q-axis voltage reference estimator for estimating the -axis voltage reference value; And an induction motor a according to an angle for coordinate transformation calculated by the calculator by receiving the d-axis voltage reference value estimated by the d-axis voltage reference value estimator and the q-axis voltage reference value estimated by the q-axis voltage reference value estimator. and a converter for obtaining a stator voltage of b, c phase and inputting the stator voltage to the induction motor.

본 발명의 일 실시예에 따른 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용하여 속도 센서 없이 고전압 대용량의 유도 전동기를 제어함으로써, 속도 센서가 필요 없으며, 전동기 상수에 민감하지도 않고, 정상 상태 무부하 혹은 경부하 조건 운전시의 전동기 진동을 억제할 수 있다.Induction motor control apparatus according to an embodiment of the present invention by using the H-bridge multi-level inverter to control the high-voltage large-capacity induction motor without the speed sensor, does not require a speed sensor, is not sensitive to the motor constant, steady state no load Alternatively, the vibration of the motor during light load condition operation can be suppressed.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어를 수행함으로써, 저속 영역에서의 기동 토크를 향상시켜 줄 수 있다.In addition, the induction motor control apparatus according to an embodiment of the present invention can improve the starting torque in the low speed region by performing the high-voltage large-capacity induction motor speed sensorless control using the H-bridge multilevel inverter.

또한, 본 발명의 일 실시예에 따른 유도 전동기 제어 장치는 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어 및 경부하 진동 억제 제어를 수행함으로써, 단순하고 강인한 속도 제어가 이루어질 수 있다.
In addition, the induction motor control apparatus according to an embodiment of the present invention can perform simple and robust speed control by performing high-voltage large-capacity induction motor speed sensorless control and light load vibration suppression control using an H-bridge multilevel inverter. .

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제를 위한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 및 속도 센서리스 제어를 위한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 단순하고 강인한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.
도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 적용 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이다.
도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 적용 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.
도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 속도 제어 적용 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이다.
도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 속도 제어 적용 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.1 is a block diagram illustrating an induction motor control apparatus for suppressing light load vibration according to an embodiment of the present invention.
2 is a block diagram illustrating an induction motor control apparatus for improving starting torque and speed sensorless control according to an embodiment of the present invention.
3 is a block diagram illustrating a simple and robust induction motor control apparatus according to an embodiment of the present invention.
4 is a graph showing a comparison waveform before and after light load vibration suppression according to an embodiment of the present invention.
5 is a comparative monitoring screen before and after light load vibration suppression according to an embodiment of the present invention.
6 is a graph showing a comparison waveform before and after applying the starting torque improvement according to an embodiment of the present invention.
7 is a comparison monitoring screen before and after applying the starting torque improvement according to an embodiment of the present invention.
8 is a graph showing a comparison waveform before and after applying the speed control according to an embodiment of the present invention.
9 is a comparison monitoring screen before and after applying the speed control according to an embodiment of the present invention.

본 발명에 관한 설명은 구조적 내지 기능적 설명을 위한 실시예에 불과하므로, 본 발명의 권리범위는 본문에 설명된 실시예에 의하여 제한되는 것으로 해석되어서는 아니 된다. 즉, 실시예는 다양한 변경이 가능하고 여러 가지 형태를 가질 수 있으므로 본 발명의 권리범위는 기술적 사상을 실현할 수 있는 균등물들을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 또한, 본 발명에서 제시된 목적 또는 효과는 특정 실시예가 이를 전부 포함하여야 한다거나 그러한 효과만을 포함하여야 한다는 의미는 아니므로, 본 발명의 권리범위는 이에 의하여 제한되는 것으로 이해되어서는 아니 될 것이다.The description of the present invention is merely an example for structural or functional explanation, and the scope of the present invention should not be construed as being limited by the embodiments described in the text. That is, the embodiments are to be construed as being variously embodied and having various forms, so that the scope of the present invention should be understood to include equivalents capable of realizing technical ideas. Also, the purpose or effect of the present invention should not be construed as limiting the scope of the present invention, since it does not mean that a specific embodiment should include all or only such effect.

한편, 본 발명에서 서술되는 용어의 의미는 다음과 같이 이해되어야 할 것이다.Meanwhile, the meaning of the terms described in the present invention should be understood as follows.

"제1", "제2" 등의 용어는 하나의 구성요소를 다른 구성요소로부터 구별하기 위한 것으로, 이들 용어들에 의해 권리범위가 한정되어서는 아니 된다. 예를 들어, 제1 구성요소는 제2 구성요소로 명명될 수 있고, 유사하게 제2 구성요소도 제1 구성요소로 명명될 수 있다.The terms "first "," second ", and the like are intended to distinguish one element from another, and the scope of the right should not be limited by these terms. For example, the first component may be referred to as a second component, and similarly, the second component may also be referred to as a first component.

어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "연결되어"있다고 언급된 때에는, 그 다른 구성요소에 직접적으로 연결될 수도 있지만, 중간에 다른 구성요소가 존재할 수도 있다고 이해되어야 할 것이다. 반면에, 어떤 구성요소가 다른 구성요소에 "직접 연결되어"있다고 언급된 때에는 중간에 다른 구성요소가 존재하지 않는 것으로 이해되어야 할 것이다. 한편, 구성요소들 간의 관계를 설명하는 다른 표현들, 즉 "~사이에"와 "바로 ~사이에" 또는 "~에 이웃하는"과 "~에 직접 이웃하는" 등도 마찬가지로 해석되어야 한다.It is to be understood that when an element is referred to as being "connected" to another element, it may be directly connected to the other element, but there may be other elements in between. On the other hand, when an element is referred to as being "directly connected" to another element, it should be understood that there are no other elements in between. On the other hand, other expressions describing the relationship between the components, such as "between" and "immediately between" or "neighboring to" and "directly neighboring to", should be interpreted as well.

단수의 표현은 문맥상 명백하게 다르게 뜻하지 않는 한 복수의 표현을 포함하는 것으로 이해되어야 하고, "포함하다"또는 "가지다" 등의 용어는 설시된 특징, 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것이 존재함을 지정하려는 것이며, 하나 또는 그 이상의 다른 특징이나 숫자, 단계, 동작, 구성요소, 부분품 또는 이들을 조합한 것들의 존재 또는 부가 가능성을 미리 배제하지 않는 것으로 이해되어야 한다.It should be understood that the singular " include "or" have "are to be construed as including a stated feature, number, step, operation, component, It is to be understood that the combination is intended to specify that it does not preclude the presence or addition of one or more other features, integers, steps, operations, elements, components, or combinations thereof.

각 단계들에 있어 식별부호(예를 들어, a, b, c 등)는 설명의 편의를 위하여 사용되는 것으로 식별부호는 각 단계들의 순서를 설명하는 것이 아니며, 각 단계들은 문맥상 명백하게 특정 순서를 기재하지 않는 이상 명기된 순서와 다르게 일어날 수 있다. 즉, 각 단계들은 명기된 순서와 동일하게 일어날 수도 있고 실질적으로 동시에 수행될 수도 있으며 반대의 순서대로 수행될 수도 있다.In each step, the identification code (e.g., a, b, c, etc.) is used for convenience of explanation, the identification code does not describe the order of each step, Unless otherwise stated, it may occur differently from the stated order. That is, each step may occur in the same order as described, may be performed substantially concurrently, or may be performed in reverse order.

본 발명은 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현될 수 있고, 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록 장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피 디스크, 광 데이터 저장 장치 등이 있으며, 또한, 캐리어 웨이브(예를 들어 인터넷을 통한 전송)의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한, 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록 매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산 방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.The present invention can be embodied as computer-readable code on a computer-readable recording medium, and the computer-readable recording medium includes all kinds of recording devices for storing data that can be read by a computer system . Examples of the computer-readable recording medium include a ROM, a RAM, a CD-ROM, a magnetic tape, a floppy disk, an optical data storage device, and the like, and also implemented in the form of a carrier wave (for example, transmission over the Internet) . In addition, the computer-readable recording medium may be distributed over network-connected computer systems so that computer readable codes can be stored and executed in a distributed manner.

여기서 사용되는 모든 용어들은 다르게 정의되지 않는 한, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 일반적으로 이해되는 것과 동일한 의미를 가진다. 일반적으로 사용되는 사전에 정의되어 있는 용어들은 관련 기술의 문맥상 가지는 의미와 일치하는 것으로 해석되어야 하며, 본 발명에서 명백하게 정의하지 않는 한 이상적이거나 과도하게 형식적인 의미를 지니는 것으로 해석될 수 없다.
All terms used herein have the same meaning as commonly understood by one of ordinary skill in the art to which this invention belongs, unless otherwise defined. Commonly used predefined terms should be interpreted to be consistent with the meanings in the context of the related art and can not be interpreted as having ideal or overly formal meaning unless explicitly defined in the present invention.

도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제를 위한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.1 is a block diagram illustrating an induction motor control apparatus for suppressing light load vibration according to an embodiment of the present invention.

도 1을 참조하면, 유도 전동기 제어 장치(200)는 경부하 진동 억제를 위해서, 다이나믹 전류 보상기(Dynamic Current Compensator)(210), 합산기(220)를 포함한다.Referring to FIG. 1, the induction motor control apparatus 200 includes a dynamic current compensator 210 and a summer 220 for suppressing light load vibration.

다이나믹 전류 보상기(210)는 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분을 제거하고 해당 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분이 제거된 전류를 합산기(220)로 인가한다.Dynamic current compensator 210 is a d-axis stator current reflecting the vibration state of the induction motor (

), Remove the vibration component of the corresponding d-axis stator current (

The current, from which the vibration component of the γ) is removed, is applied to the summer 220.

그리고 다이나믹 전류 보상기(210)는 감산기(211), 비례 적분 제어기(220)를 포함한다. 감산기(211)는 자속을 생성하는 전류 기준값(

)에서 전류 센서를 사용해서 관측된 자속분 전류값(

)을 감산하고 해당 감산된 값을 비례 적분 제어기(220)에 인가한다. 비례 적분 제어기(220)는 감산기(211)에서 감산된 값을 비례 적분하여 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분이 제거된 전류로 합산기(220)로 출력한다.The dynamic current compensator 210 includes a subtractor 211 and a proportional integral controller 220. Subtractor 211 is a current reference value for generating a magnetic flux (

Magnetic flux current value observed using the current sensor at

) And apply the subtracted value to the proportional integral controller 220. The proportional integration controller 220 proportionally integrates the value subtracted from the subtractor 211 to obtain a d-axis stator current (

The oscillation component is removed and output to the summer 220 as a current.

합산기(220)는 다이나믹 전류 보상기(210)에서 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분이 제거된 전류를 합산하여 q-축 전압 기준값(

)으로 유도 전동기(100)에 입력해 준다.Summer 220 is the d-axis stator current in the dynamic current compensator 210 (

Summing the currents from which the vibration component of

Input to the induction motor (100).

기존의 기술에 있어서, 정상 상태 무부하 혹은 경부하 조건 운전시의 전동기 진동 현상은 인버터의 과전류를 발생시켜 산업 현장에서 전동기 실용 드라이브 상의 문제점이 된다. 따라서 본 발명에서는 이러한 전동기의 경부하 진동으로부터 자유로운 새로운 V/F 운전 방식을 적용하도록 한다.In the existing technology, the motor vibration phenomenon during the steady state no-load or light-load operation generates an overcurrent of the inverter, which is a problem on the motor practical drive in the industrial field. Therefore, in the present invention, a new V / F driving scheme free from the light load vibration of the electric motor is applied.

본 발명에 의해 적용된 V/F 제어 방식은 벡터 제어 방식에 근거하며, 전통적인 V/F 일정 출력 방식과는 달리, 유도 전동기 드라이브 시스템의 안정도를 향상시키기 위한 다이나믹 전류 보상기(210)를 이용하도록 한다. 여기서, d-q 동기 좌표계 상에서 유도 전동기 고정자 전류의 다이나믹 방정식(Dynamic Equation)은 아래의 수학식 1과 2로 주어진다.The V / F control method applied by the present invention is based on the vector control method, and unlike the conventional V / F constant output method, it is possible to use the dynamic current compensator 210 to improve the stability of the induction motor drive system. Here, the dynamic equation of the induction motor stator current on the d-q synchronous coordinate system is given by Equations 1 and 2 below.

기존의 V/F 제어 방식은 유도 전동기의 정상 상태 해석에 근거하므로 어느 정도 한계가 있다. 이러한 한계로 인하여 자연적으로 과도 상태를 제어할 수 있는 어떠한 수단도 가지지 못한다. 그러므로 본 발명에 의한 유도 전동기 고정자 전류의 다이나믹 방정식인 수학식 1과 2는, 기존 V/F 제어 방식에서의 정상 상태 형식(

)으로부터 아래의 수학식 3과 4로 변형되도록 한다.The existing V / F control method has some limitations because it is based on the steady state analysis of the induction motor. Due to this limitation, there is no natural means of controlling the transient state. Therefore,

Equations

1 and 2, which are dynamic equations of the induction motor stator current according to the present invention, represent a steady state form in the conventional V / F control method.

To be transformed into

Equations

3 and 4 below.

전통적인 V/F 제어 방식으로 동작하는 인버터에서의 전압 기준값은, 주어진 각 주파수 기준값(

)으로부터 결정된다. 이때 각 주파수 기준값(

)은 유도 전동기의 실제 전기적 각 주파수(

)와 같은데, 즉 아래의 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.In inverters operating in the traditional V / F control scheme, the voltage threshold is given for each given frequency threshold.

Is determined from At this time, each frequency reference value (

) Is the actual electrical angular frequency (

), That is, as shown in Equation 5 below.

여기서는, 각 주파수 기준값(

)은 제어의 편의상 전동기 회전자 각 주파수(

)에 근사한 것으로 간주하여 아래의 수학식 6과 같이 나타내며, 전동기 회전자 각 주파수(

)의 기준값(

)를 ‘

’로 설정하여 아래의 수학식 7과 같이 나타내며, 슬립 각 주파수(

)은 고려하지 않도록 수학식 8과 같이 나타낸다.Here, each frequency reference value (

) Is the frequency of each motor rotor (for convenience of control)

It is approximated to) and is expressed as Equation 6 below, and each frequency of the motor rotor (

) 'S reference value (

)

'As shown in Equation 7 below, and each slip frequency (

) Is expressed as in Equation 8 so as not to be considered.

그러므로 이상의 사실을 바탕으로 보다 용이한 V/F 제어가 가능하다.Therefore, based on the above facts, easier V / F control is possible.

또한, V/F 일정 출력 방식이라고도 하는 V/F 제어 방식은 전압과 주파수의 비(V/F)를 일정하게 유지함으로써, 궁극적으로 전동기의 고정자 자속을 일정하게 유지하도록 한다. 따라서 V/F 일정 제어 하에서 ‘

’는 결국 정격 고정자 자속을 유지할 때의 고정자 d-축 전류가 될 것임을 예측할 수 있다.In addition, the V / F control method, also called the V / F constant output method, maintains a constant ratio of voltage and frequency (V / F), thereby ultimately maintaining the stator flux of the motor. So under V / F schedule control

Can be expected to be the stator d-axis current when maintaining the rated stator flux.

그러므로 위와 같은 서술을 바탕으로, V/F 제어 방식은 벡터 제어 방식에 근거하여 아래의 수학식 9와 10과 같은 방식으로 적용이 가능하다.Therefore, based on the above description, the V / F control method can be applied in the following equations (9) and (10) based on the vector control method.

전통적인 V/F 제어 기법에 유도 전동기 고정자 전류의 다이나믹 특성은 아래의 수학식 11과 12와 같이 변형된다.In the conventional V / F control technique, the dynamic characteristics of the induction motor stator current are modified as shown in Equations 11 and 12 below.

수학식 11과 12로부터 다음과 같은 사실을 각각 알 수 있다.The following facts can be seen from Equations 11 and 12, respectively.

d-축 전류(

)에서의 변동은 실제 동작 주파수에 의존하며, 전동기 토크의 함수인 q-축 전류(

)에서의 변동은 실제 동작 주파수와는 거의 무관하다.d-axis current (

The variation in) depends on the actual operating frequency and the q-axis current (

The variation in) is almost independent of the actual operating frequency.

이러한 사실은 만약 전통적인 V/F 제어 방식으로 동작하는 유도 전동기 드라이브 시스템에서 전동기가 특정 주파수에서 진동을 하게 된다면, 그 진동을 억제하기 위하여서는 q-축 전류(

)의 변동보다 d-축 전류(

)의 변동에 대하여 더 관심을 기울여야만 한다는 것을 말해 준다. 즉, 전통적인 V/F 제어 방식에 의한 유도 전동기 드라이브 시스템에서의 전동기 속도는 전기적 동작 주파수에 의존하게 되므로, 전동기의 진동으로 인한 전동기 속도의 변화가 결국 d-축 전류(

)에 반영된다는 것을 의미한다는 것이다.This fact is that if the motor vibrates at a certain frequency in an induction motor drive system operating in a traditional V / F control scheme, the q-axis current (

D-axis current (

Tell them that you should pay more attention to the variation in). In other words, since the motor speed in the induction motor drive system by the conventional V / F control method is dependent on the electrical operating frequency, the change of the motor speed due to the vibration of the motor eventually results in d-axis current (

) Is reflected.

그러므로 지금까지 설명한 바와 같이, 정상 상태 무부하 혹은 경부하 조건 하에서 동작하는 범용 인버터의 V/F 제어 유도 전동기 드라이브 시스템에서 유도 전동기의 진동 상태를 반영하는 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분을 제거하기 위하여, 아래의 수학식 14와 같이 ‘

’인 다이나믹 전류 보상기(210)를 이용하는 방식을 적용한다.Therefore, as described so far, the d-axis stator current (V-F stator current) in the V / F controlled induction motor drive system of a general-purpose inverter operating under steady state no-load or light load conditions (

In order to remove the vibration component of),

The method of using the dynamic current compensator 210 is applied.

여기서, ‘

’는 자속을 생성하는 전류 기준값이며, ‘

’는 전류 센서를 사용해서 관측된 자속분 전류값이며, 그리고 ‘PI’는 비례 적분 제어기(220)이다.
here, '

'Is the current threshold for generating magnetic flux,

'Is the flux current value observed using the current sensor, and' PI 'is the proportional integral controller 220.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 및 속도 센서리스 제어를 위한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.2 is a block diagram illustrating an induction motor control apparatus for improving starting torque and speed sensorless control according to an embodiment of the present invention.

도 2를 참조하면, 유도 전동기 제어 장치(300)는 기동 토크 향상 및 속도 센서리스 제어를 위해서, 슬립 추정기(301), 곱셈기(302), 제1합산기(303), 제2합산기(304), 저역 통과 필터(Low-band Pass Filter; LPF)(305), 연산기(306), d-축 전압 기준값 추정기(307), q-축 전압 기준값 추정기(308), 변환기(309)를 포함한다.Referring to FIG. 2, the induction motor control device 300 includes a slip estimator 301, a multiplier 302, a first summer 303, and a second summer 304 for improving starting torque and speed sensorless control. Low-pass filter (LPF) 305, an operator 306, a d-axis voltage reference estimator 307, a q-axis voltage reference estimator 308, and a converter 309. .

슬립 추정기(301)는 자속을 만드는 전류(

)와 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류(

)를 인가받아 슬립 각 주파수 추정값(

)을 구하여 곱셈기(302) 및 제2합산기(304)에 인가한다.Slip estimator 301 is a current that generates a magnetic flux (

) And the load current observed using the current sensor (

) And the slip angular frequency estimate (

) Is applied to the multiplier 302 and the second summer 304.

곱셈기(302)는 슬립 추정기(301)에서 구한 슬립 각 주파수 추정값(

)에 슬립 수정값(k)(여기서,

)을 곱하여 제1합산기(303)에 인가한다.The multiplier 302 is a slip angle frequency estimate obtained by the slip estimator 301 (

) To the slip correction value (k) (where

) Is multiplied by and applied to the first summer 303.

제1합산기(303)는 속도 기준값(

)에 곱셈기(302)에서 구한 값을 합산하여, d-축 전압 기준값(

)과 좌표 변환을 위한 각(

)을 연산하기 위한 제1주파수 기준값(

)을 생성하고, 해당 생성된 제1주파수 기준값(

)을 연산기(306)와 d-축 전압 기준값 추정기(307)로 인가한다.The first summer 303 is a speed reference value (

) Is added to the value obtained by the multiplier 302, and the d-axis voltage reference value (

) And the angle for coordinate transformation (

The first frequency reference value (

) And the corresponding generated first frequency reference value (

) Is applied to the calculator 306 and the d-axis voltage reference estimator 307.

제2합산기(304)는 슬립 추정기(301)에서 구한 슬립 각 주파수 추정값(

)을 속도 기준값(

)에 합산하여, q-축 전압 기준값(

)을 연산하기 위한 일반적인 방식과 동일하게 제2주파수 기준값(

)을 생성하고, 해당 생성된 제2주파수 기준값(

)을 q-축 전압 기준값 추정기(308)로 인가한다.The second summer 304 is a slip angle frequency estimate obtained from the slip estimator 301 (

) Is the speed threshold (

), The q-axis voltage reference value (

The second frequency reference value (

) And the corresponding generated second frequency reference value (

) Is applied to the q-axis voltage reference estimator 308.

저역 통과 필터(305)는 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류(

)를 저역 통과 필터링 처리하고, 해당 필터링 처리된 부하 전류(

)를 q-축 전압 기준값 추정기(308)로 인가한다.The low pass filter 305 uses the current sensor to monitor the load current (

) Is low pass filtered, and the filtered load current (

) Is applied to the q-axis voltage reference estimator 308.

연산기(306)는 제1합산기(303)에서 생성된 제1주파수 기준값(

)을 인가받아 좌표 변환을 위한 각(

)을 연산하여 변환기(309)에 인가한다.The calculator 306 is configured to generate a first frequency reference value generated by the first summer 303.

) And the angle (for coordinate transformation

) Is applied to the converter 309.

d-축 전압 기준값 추정기(307)는 제1합산기(303)에서 생성된 제1주파수 기준값(

), 자속을 만드는 전류(

), 저역 통과 필터(305)에서 필터링 처리된 부하 전류(

)를 인가받아 d-축 전압 기준값(

)을 추정하여 변환기(309)에 인가한다.The d-axis voltage reference estimator 307 is configured to generate the first frequency reference value generated by the first summer 303.

), The current that creates the magnetic flux (

), The load current filtered by low pass filter 305 (

) Is applied to the d-axis voltage reference value (

) Is estimated and applied to the converter 309.

q-축 전압 기준값 추정기(308)는 제2합산기(304)에서 생성된 제2주파수 기준값(

), 자속을 만드는 전류(

), 저역 통과 필터(305)에서 필터링 처리된 부하 전류(

)를 인가받아 q-축 전압 기준값(

)을 추정하여 변환기(309)에 인가한다.The q-axis voltage reference estimator 308 generates a second frequency reference value (generated by the second summer 304).

), The current that creates the magnetic flux (

), The load current filtered by low pass filter 305 (

) Is applied to the q-axis voltage reference value (

) Is estimated and applied to the converter 309.

변환기(309)는 d-축 전압 기준값 추정기(307)에서 추정된 d-축 전압 기준값(

)과 q-축 전압 기준값 추정기(308)에서 추정된 q-축 전압 기준값(

)을 인가받아 연산기(306)에서 연산된 좌표 변환을 위한 각(

)에 따라 유도 전동기 a, b, c 상 고정자 전압을 구하여 유도 전동기에 입력해 준다.The converter 309 calculates the d-axis voltage reference value estimated by the d-axis voltage reference estimator 307.

) And the q-axis voltage reference value estimated by the q-axis voltage reference estimator 308 (

) For the coordinate transformation calculated by the operator 306 (

Obtain stator voltage of induction motor a, b, c according to) and input it to induction motor.

기동 토크 향상 및 속도 센서리스 제어를 위한 유도 전동기 제어 장치(300)는, 아주 단순해서 속도 제어기와 토크 성분 및 자속 성분의 전류 제어기가 존재하지 않는다. 각각의 제어 블록을 제어하기 위한 샘플링 시간은 1ms이며, 주파수 기준값(

)은 속도 기준값(

)에 슬립 각 주파수 추정값(

)을 더함으로써 얻어진다.The induction motor control device 300 for starting torque enhancement and speed sensorless control is so simple that there is no speed controller and no current controller of torque component and flux component. The sampling time for controlling each control block is 1ms and the frequency reference value (

) Is the speed threshold (

Slip angle frequency estimate

Is obtained by adding

슬립 각 주파수 추정값(

)은 두 가지로 나누어진다. 하나는 q-축 전압 기준값(

)을 연산하기 위한 일반적인 방식과 동일하게 ‘

’를 생성하는데 적용되며, 다른 하나는 작은 값으로 수정되어 d-축 전압 기준값(

)과 좌표 변환을 위한 각(

)을 연산하기 위한 ‘

’를 생성하는데 적용된다.Slip angle frequency estimate (

) Is divided into two. One is the q-axis voltage threshold (

Same as the usual way to compute)

', The other is modified to a small value so that the d-axis voltage reference (

) And the angle for coordinate transformation (

) To calculate

Is applied to create '

그리고 슬립 각 주파수 추정값(

)은 슬립 수정값(k)(여기서,

)을 곱함으로써 감소하며, 이러한 작은 슬립의 효과는 자속의 감소를 방지하는 것이다.And the slip angle frequency estimate (

) Is the slip correction value (k) (where

Multiply by), and the effect of this small slip is to prevent a decrease in magnetic flux.

슬립 수정값(k)은 속도 기준값(

)에 의해 조절된다. 저속 영역에서는 슬립 수정값(k)이 작은 값이고, 속도 기준값(

)이 중간 이상의 속도 영역일 때 램프 함수나 1차 지상 함수에 의해 점차적으로 ‘1’로 되돌아간다. 슬립 수정값(k)의 빠른 변화는 전동기 전류와 토크의 진동을 발생시킨다.The slip correction value (k) is the speed reference value (

Is controlled by In the low speed range, the slip correction value (k) is small and the speed reference value (

) Is gradually returned to '1' by the ramp or primary ground function when the velocity region is in the middle or above velocity range. The rapid change in the slip correction value k causes vibration of the motor current and torque.

감소된 슬립 각 주파수가 ‘

’보다 ‘

’를 연산하는데 사용되는 이유는 자속을 만드는 전류(

)가 감소하는 것을 방지하지 위한 것이며, 이것은 나중에 설명된다.Reduced slip angular frequency

'see '

Is used to calculate the current that creates the magnetic flux (

) Is not to be reduced, which will be explained later.

‘

’는 전류 센서를 사용해서 관측된 부하 전류이고, ‘

’는 간단하게 저역 통과 필터(305)를 통해 ‘

’로부터 계산된다.'

'Is the load current observed using a current sensor,'

'Is simply a low pass filter (305)

Is calculated from '.

이 방식의 세부 내용은 아래에 설명한다.Details of this approach are described below.

아래의 수학식 15와 16은 d-축 전압 기준값(

)과 q-축 전압 기준값(

)을 나타낸다.Equations 15 and 16 below represent the d-axis voltage reference value (

) And the q-axis voltage threshold (

).

아래의 수학식 17과 18에 보여진 것처럼 다른 각 주파주(

,

)에 의해 계산된다.Each other frequency (as shown in equations 17 and 18 below)

,

Is calculated by

그리고 d-축과 q-축 성분의 디스커플드 크로스(Decoupled-cross) 항이‘

’와 ‘

’의 연산에 고려된다. 슬립 각 주파수 추정값(

)은 아래의 수학식 19와 같이 자속을 생성하는 전류 기준값(

)에 관측된 부하 전류(

)에 비례하는 값으로 만들어진다.And the decoupled cross terms of the d-axis and q-axis components are

'Wow '

Is considered in the operation of '. Slip angle frequency estimate (

) Is the current reference value (

Observed load current ()

Is made proportional to).

이때, ‘

’는 고정자 저항이며, ‘

’은 회전자 저항이며, ‘

’는 고정자 인덕턴스이며, ‘

’은 회전자 인덕턴스이며, ‘

’는 과도 인덕턴스이며, 그리고 ‘

’은 회전자 시정수이다.
At this time, '

'Is the stator resistance,'

Is the rotor resistance,

Is the stator inductance,

Is the rotor inductance,

Is a transient inductance, and

Is the rotor time constant.

도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 단순하고 강인한 유도 전동기 제어 장치를 설명하는 블록도이다.3 is a block diagram illustrating a simple and robust induction motor control apparatus according to an embodiment of the present invention.

도 3을 참조하면, 유도 전동기 제어 장치(400)는 도 1에서 적용된 경부하 진동 억제를 위한 다이나믹 전류 보상기(210)를 도 2의 유도 전동기 제어 장치(300)에 추가하여 단순하고 강인한 구성을 이루도록 한다.Referring to FIG. 3, the induction motor control device 400 adds a dynamic current compensator 210 for suppressing light load vibration applied to the induction motor control device 300 of FIG. 2 to achieve a simple and robust configuration. do.

)의 진동 성분을 제거하고 해당 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분이 제거된 전류를 q-축 전압 기준값 추정기(308)로 인가한다.Dynamic current compensator 210 is a d-axis stator current reflecting the vibration state of the induction motor (

), Remove the vibration component of the corresponding d-axis stator current (

Current is removed from the oscillation component to the q-axis voltage reference estimator 308.

), 자속을 만드는 전류(

), 저역 통과 필터(305)에서 필터링 처리된 부하 전류(

), 다이나믹 전류 보상기(210)에서 d-축 고정자 전류(

)의 진동 성분이 제거된 전류를 인가받아 q-축 전압 기준값(

), The current that creates the magnetic flux (

), The load current filtered by low pass filter 305 (

), The d-axis stator current in the dynamic current compensator 210 (

Q-axis voltage reference value (

) Is estimated and applied to the converter 309.

도 1에서 적용된 경부하 진동 억제를 위한 다이나믹 전류 보상기(210)를 아래의 수학식 20과 같이 추가하여 단순하고 강인한 유도 전동기 제어 장치(400)를 새로이 제안 및 적용할 수 있다.A simple and robust induction motor control device 400 may be newly proposed and applied by adding a dynamic current compensator 210 for suppressing light load vibration applied in FIG. 1 as shown in Equation 20 below.

단순하고 강인한 유도 전동기 제어 장치(400)는, H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 구동을 위한 단순하고 강인한 속도 센서리스 제어를 수행하도록 함으로써, 속도 센서가 필요 없으며, 전동기 상수에 강인한 속도 센서리스 제어를 전류 및 슬립 보상을 적용하여 유도 전동기의 기동 토오크 증대, 경부하 진동 억제, 그리고 속도 제어 특성을 향상시킬 수 있다.The simple and robust induction motor control device 400 performs a simple and robust speed sensorless control for driving a high voltage large-capacity induction motor using an H-bridge multilevel inverter, thereby eliminating the need for a speed sensor and providing a robust speed to the motor constant. Sensorless control can be applied to current and slip compensation to increase starting torque of induction motors, suppress light load vibrations, and improve speed control characteristics.

한편, 속도 센서리스 제어 실부하 적용 실험, 벡터 제어 실부하 적용 실험, 부하 프로파일(Load Profile) 적용 벡터 제어 실험, 전력품질 및 효율 측정을 수행한 내용을 아래와 같이 살펴본다.Meanwhile, the contents of the speed sensorless control actual load application experiment, the vector control actual load application experiment, the load profile applied vector control experiment, and the power quality and efficiency measurement will be described as follows.

본 실험에 적용된 인버터는 4160[V]-750[kVA]-9레벨 사양의 N5000 고압 인버터이며, 전동기는 3300[V]-450[kW]-60[Hz]-1789[rpm]-2401[Nm] 사양의 유도 전동기다. 한국 전기연구원 전동력 연구센터의 다이나모미터 부하를 이용하여 실시하도록 한다.The inverter applied in this experiment is N5000 high voltage inverter of 4160 [V] -750 [kVA] -9 level specification, and the motor is 3300 [V] -450 [kW] -60 [Hz] -1789 [rpm] -2401 [Nm ] Induction motor of specification. This is done using the dynamometer load of the Korea Electric Power Research Center.

9-레벨로 구성된 3Φ 4160V 750kVA 용량의 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 3300V/450kW 유도 전동기 센서리스 실험 시에, 실험에 사용된 750 kVA 멀티레벨 인버터 사양은 아래의 표 1과 같으며, 실험에 사용된 450 kW 유도전동기 사양은 아래의 표 2와 같다.In the sensorless experiment of 3300V / 450kW induction motor using a 9-level 3Φ 4160V 750kVA H-bridge multilevel inverter, the specifications of the 750 kVA multilevel inverter used in the experiment are shown in Table 1 below. The specifications of 450 kW induction motors used are shown in Table 2 below.

인버터 토폴로지 Inverter topology H-브릿지 멀티레벨 인버터H-bridge multilevel inverter 출력 전압 레벨Output voltage level 9-레벨9-level 정격 용량Rated capacity 750 [kVA]750 [kVA] 정격 전압Rated voltage 4160 [V]4160 [V]

정격 출력 Rated power 450 [kW]450 [kW] 운전 주파수Driving frequency 60 [Hz]60 [Hz] 선간 전압Line voltage 3300 [V]3300 [V] 고정자저항Stator resistance 0.1231 [Ω]0.1231 [Ω] 정격 전류Rated current 95.9 [A]95.9 [A] 회전자저항Rotor resistance 0.1182 [Ω]0.1182 [Ω] 극수Number of poles 44 고정자 인덕턴스Stator inductance 156.4 [mH]156.4 [mH] 정격 속도Rated speed 1789 [r/min]1789 [r / min] 상호 인덕턴스Mutual inductance 150.5 [mH]150.5 [mH] 정격 토크Rated torque 2401.0[N-m]2401.0 [N-m] 회전자인덕턴스Rotor inductance 157.3 [mH]157.3 [mH] 무부하 전류No-load current 28.65 [A]28.65 [A] 관성 계수Inertia coefficient 6.0 [kgm²]6.0 [kgm ² ]

그리고 고압인버터의 속도 센서리스 제어 실험은 고압 인버터와 농형 유도 전동기로 구성된 피실험용 구동시스템, 부하용 시험 시스템, 그리고 측정장치 등으로 구성된다. 토크 센서와 속도 센서로 구성되는 측정 장치는 피실험용 전동기의 토크 발생량과 구동 속도를 측정하는 역할을 하고, 부하용 시험 시스템은 속도 제어나 토크 제어를 통해 성능시험 시스템의 시험조건을 만들어 준다. 피실험용 구동 시스템의 토크 제어 성능 평가 시에는 부하 시스템을 속도 제어 모드로 두어 정속도를 유지하고, 피실험용 구동시스템의 토크지령을 다양하게 변동시키면서 출력토크가 지령치를 잘 추정하는지 시험한다. 피실험 구동시스템의 속도제어 성능 평가 시에는 피실험용 구동시스템의 속도 지령치를 일정하게 하고 부하용 시스템을 토크제어 모드로 두어 부하토크를 다양하게 인가하였을 때 속도 제어가 정확히 되는지를 실험하게 된다.And the speed sensorless control experiment of the high voltage inverter consists of a test drive system composed of a high voltage inverter and a squirrel cage induction motor, a load test system, and a measuring device. The measuring device, which consists of a torque sensor and a speed sensor, measures the torque generation and the driving speed of the motor under test, and the load test system makes the test conditions of the performance test system through speed control or torque control. When evaluating the torque control performance of the test drive system, put the load system in speed control mode to maintain constant speed, and test the output torque to estimate the command value while varying the torque command of the test drive system. When evaluating the speed control performance of the test drive system, the speed command value of the test drive system is fixed and the load system is placed in the torque control mode to test whether the speed control is correct when various load torques are applied.

다이나모미터 시스템은 회생용 컨버터를 사용하여 실험 시에 발생하는 에너지를 전원부로 회생시켜 실험할 수 있으며, 다이나모미터용 인버터는 ABB ACS600 모델 1400[kW] 2세트로 구성되어 있으며, 다이나모미터용 전동기는 1100[kW] 2세트/1800[rpm]이다.Dynamometer system can regenerate the energy generated during the experiment by using the regenerative converter to the power supply section.Dynamometer inverter consists of two sets of ABB ACS600 model 1400 [kW], and the motor for dynamometer 1100 [kW] 2 sets / 1800 [rpm].

이 실험에서는 제안된 단순하고 강인한 센서리스 제어 방식으로 운전하는 유도 전동기의 기동 특성과 경부하 진동 억제를 N5000 인버터 실제 시스템에서 실험적으로 확인하는데 목적이 있다. 실험 방법은 V/F 제어와 제안된 센서리스 제어를 비교 실험하였으며, 아래의 표 3과 같이 센서리스 제어 항목 특성을 비교하여 수치적으로 정량화하였다.The purpose of this experiment is to experimentally verify the starting characteristics and light load vibration suppression of the induction motor operated by the proposed simple and robust sensorless control method in a practical system of N5000 inverter. The experimental method was compared with the V / F control and the proposed sensorless control. The characteristics of the sensorless control items were compared and quantified numerically as shown in Table 3 below.

V/F 운전V / F driving 센서리스 제어Sensorless control 벡터 제어Vector control 경부하 전류 진동Light Load Current Vibration 130 [%]130 [%] 3.0 [%]3.0 [%] 1.0 [%]1.0 [%] 최대 기동 토크Starting torque 33 [%]33 [%] 100 [%]100 [%] 120 [%]120 [%] 속도 제어Speed control 0.61 [%]0.61 [%] 0.02 [%]0.02 [%] 0.01 [%]0.01 [%]

도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이며, 도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 경부하 진동 억제 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.4 is a graph showing a comparison waveform before and after light load vibration suppression according to an embodiment of the present invention, Figure 5 is a comparison monitoring screen before and after light load vibration suppression according to an embodiment of the present invention.

도 4와 5를 참조하면, 경부하 조건의 전류 및 속도의 진동 억제에 관한 실험으로 V/F 운전 시의 진동과 다이나믹 전류 보상기(210)를 이용한 진동 억제를 보여 준다.Referring to FIGS. 4 and 5, the vibration suppression using the dynamic current compensator 210 and the vibration during V / F operation is shown as an experiment on the vibration suppression of current and speed under light load conditions.

다시 말해서, 도 4의 (a)와 도 5의 (a)는 정상 상태 경부하 조건 중에서 최악의 조건인 무부하 조건으로 전통적인 V/F 제어 기법에 어떠한 보상도 하지 않은 채 공진 주파수로 동작할 때, 정격 무부하 전류의 4배로 진동하는 고정자 상전류의 파형과 전동기 입력 선간 전압 파형을 보여 준다.In other words, FIGS. 4A and 5A are no-load conditions, which are the worst conditions among the steady state light load conditions, and operate at the resonance frequency without any compensation to the conventional V / F control technique. The waveform of the stator phase current oscillating at four times the rated no-load current and the voltage waveform between the motor input lines are shown.

그러나 도 4의 (b)와 도 5의 (b)는 도 4의 (a)와 도 5의 (a)와 동일한 조건 하에서 다이나믹 전류 보상기(210)를 이용하는 새로운 V/F 제어 기법이 적용된 파형으로써, 동일하게 상전류의 파형과 전동기 입력 선간 전압 파형을 보여 준다. 이것은 제안된 제어 기법이 상전류의 진동을 상당히 제거하였음을 보여줌을 잘 알 수 있다.However, FIGS. 4B and 5B are waveforms to which the new V / F control technique using the dynamic current compensator 210 is applied under the same conditions as those of FIGS. 4A and 5A. In the same way, the waveform of phase current and the voltage waveform between motor input line are shown. It can be seen that the proposed control technique significantly removed the vibration of the phase current.

도 6은 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 적용 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이며, 도 7은 본 발명의 일 실시예에 따른 기동 토크 향상 적용 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.6 is a graph showing a comparison waveform before and after the starting torque improvement application according to an embodiment of the present invention, Figure 7 is a comparison monitoring screen before and after the starting torque improvement application according to an embodiment of the present invention.

도 6과 7을 참조하면, 기동 토크에 관한 실험으로 V/F 운전 시 기동 토크는 정격의 33(%)이며, 제안된 제어방법 적용 시 기동 토크가 100(%)로 향상되었음을 보여준다.6 and 7, the experiment on the starting torque shows that the starting torque is 33 (%) of V / F operation, and the starting torque is increased to 100 (%) when the proposed control method is applied.

다시 말해서, 도 6의 (a)와 도 7의 (a)는 전통적인 V/F 제어 기법으로 기동 토크를 측정하였을 때의 전동기 속도, 토크, 전압, 그리고 전류 파형을 측정한 실험 결과이다. 실험 조건은 최대의 기동 토크를 출력하기 위해 수동으로 튜닝하여 토크 부스트 전압을 2.2(%), 토크 부스트 주파수를 5(%)로 설정하여 최대의 기동 토크를 출력할 수 상태로 설정하였다. 인버터 과전류 고장은 전동기 정격 전류의 130(%)로 설정하고, 가속 시간을 50초로 설정한 후 다이나모미터 부하를 이용하여 정격 토크의 33(%)로 정격 속도의 100(%)로 가속하는 실험이다. 토크를 33(%) 이상으로 설정할 경우에는 과전류 고장으로 인해 전동기가 기동되지 않았다. 따라서 최대의 기동 토크는 33(%)이다.In other words, (a) and (a) of FIG. 6 are experimental results of measuring motor speed, torque, voltage, and current waveforms when starting torque is measured by a conventional V / F control technique. Experimental conditions were manually tuned to output the maximum starting torque, and the torque boost voltage was set to 2.2 (%) and the torque boost frequency to 5 (%) to set the state capable of outputting the maximum starting torque. Inverter overcurrent fault is an experiment to set 130 (%) of rated current of motor and acceleration time to 50 seconds and then accelerate to 100 (%) of rated speed by 33 (%) of rated torque using dynamometer load. . If the torque was set above 33 (%), the motor did not start due to an overcurrent fault. Therefore, the maximum starting torque is 33 (%).

그러나 도 6의 (b)와 도 7의 (b)는 전통적인 V/F 제어 기법과 동일한 조건에서 기동 토크를 수동으로 튜닝하지 않고 기동 토크를 측정한 실험 결과로써 최대 100(%)의 기동 토크를 발생하였다. 따라서 제안된 슬립 시정수에 의한 기동 토크 향상 방법으로 기존의 전통적인 V/F 제어 기법과 비교해서 3배의 기동 토크 향상이 되었음을 잘 알 수 있다.6 (b) and 7 (b), however, are the results of experiments in which the starting torque is measured without manually tuning the starting torque under the same conditions as the conventional V / F control technique. Occurred. Therefore, it can be seen that the proposed method improves the starting torque by 3 times compared with the conventional V / F control method.

도 8은 본 발명의 일 실시예에 따른 속도 제어 적용 전과 후의 비교 파형을 나타낸 그래프이며, 도 9는 본 발명의 일 실시예에 따른 속도 제어 적용 전과 후의 비교 모니터링 화면이다.8 is a graph showing a comparison waveform before and after applying the speed control according to an embodiment of the present invention, Figure 9 is a comparison monitoring screen before and after applying the speed control according to an embodiment of the present invention.

도 8과 9를 참조하면, 부하에 의한 속도 변동을 보상하는 실험으로 정격 속도에서 100(%) 부하를 인가하여 유도 전동기의 고유한 슬립 특성에 의해 속도가 변동하는 V/F 운전과 속도 제어를 적용하여 부하 변동에 관계없이 속도 제어가 원활히 수행됨을 보여준다.Referring to FIGS. 8 and 9, the V / F operation and the speed control in which the speed fluctuates due to the inherent slip characteristic of the induction motor by applying a 100% load at the rated speed as an experiment to compensate for the speed fluctuation caused by the load It shows that speed control is performed smoothly regardless of load variation.

다시 말해서, 도 8의 (a)와 도 9의 (a)는 전통적인 V/F 제어 기법에서 부하를 인가하였을 때의 속도 변동을 측정한 것으로 전동기 속도, 토크, 전압, 그리고 전류 파형을 측정한 실험 결과이다. 정격 속도에서 100(%) 부하를 인가하였을 때에 유도 전동기의 고유한 슬립 특성에 의해 속도가 정격 속도의 0.61(%)인 11(rpm) 변동됨을 확인할 수 있다.In other words, (a) and (a) of FIG. 8 are speed fluctuations when a load is applied in a conventional V / F control technique, and an experiment in which motor speed, torque, voltage, and current waveforms are measured. The result is. When the 100 (%) load is applied at the rated speed, it can be seen that the speed varies by 11 (rpm) which is 0.61 (%) of the rated speed due to the inherent slip characteristics of the induction motor.

그러나 도 8의 (b)와 도 9의 (b)는 제안된 속도 제어를 적용하였을 때의 속도 변동을 측정한 실험 결과로써, 전통적인 V/F 제어 기법과 동일한 조건인 정격 속도에서 100(%) 부하를 인가하였을 때 정격 속도의 0.02(%)인 0.36(rpm) 변동됨을 확인할 수 있다. 따라서 속도 제어 정도는 전통적인 V/F 제어 기법에 비해 30배 증가하였으며, 부하 변동에 관계없이 속도 제어가 원활히 수행됨을 알 수 있다.However, FIG. 8 (b) and FIG. 9 (b) are experimental results of measuring the speed variation when the proposed speed control is applied, and 100 (%) at the rated speed which is the same condition as the conventional V / F control technique. It can be seen that when the load is applied, 0.36 (rpm) fluctuation, 0.02 (%) of the rated speed, can be confirmed. Therefore, the speed control degree is increased by 30 times compared with the traditional V / F control technique, and it can be seen that the speed control is performed smoothly regardless of the load variation.

상술한 바와 같이, 제안된 제어 방법의 타당성과 실용성을 검증하기 위해 다이나모미터 부하 조건에서 H-브릿지 멀티레벨 인버터를 이용한 고전압 대용량 유도 전동기 속도 센서리스 제어 실험에 대해서 설명하였다. 제안된 제어 방법은 속도 센서를 취부한 벡터 제어보다 기동 토크 및 속도 제어 특성은 떨어지지만, 정밀한 속도 제어를 요구하지 않으면서 속도 센서를 취부할 수 없는 대용량 동력용 전동기 드라이브에 적합한 현실적인 대안으로 선택할 수 있음을 잘 알 수 있다.
As described above, in order to verify the validity and practicality of the proposed control method, a high-voltage large-capacity induction motor speed sensorless control experiment using an H-bridge multilevel inverter under a dynamometer load condition has been described. The proposed control method has lower starting torque and speed control characteristics than vector control with speed sensor, but it can be selected as a realistic alternative for large-capacity power motor drives that cannot mount speed sensors without requiring precise speed control. I can see that there is.

상기에서는 본 출원의 바람직한 실시예를 참조하여 설명하였지만, 해당 기술 분야의 숙련된 당업자는 하기의 특허청구의 범위에 기재된 본 발명의 사상 및 영역으로부터 벗어나지 않는 범위 내에서 본 발명을 다양하게 수정 및 변경시킬 수 있음을 이해할 수 있을 것이다.
It will be apparent to those skilled in the art that various modifications and variations can be made in the present invention without departing from the spirit or scope of the present invention as defined by the following claims It can be understood that

100: 유도 전동기
200, 300, 400: 유도 전동기 제어 장치
210: 다이나믹 전류 보상기
211: 감산기
212: 비례 적분 제어기
220, 303, 304: 합산기
301: 슬립 추정기
302: 곱셈기
305: 저역 통과 필터
306: 연산기
307: d-축 전압 기준값 추정기
308: q-축 전압 기준값 추정기
309: 변환기100: induction motor
200, 300, 400: induction motor controller
210: dynamic current compensator
211: subtractor
212: proportional integral controller
220, 303, 304: summer
301: slip estimator
302: multiplier
305: low pass filter
306: operator
307: d-axis voltage reference estimator
308: q-axis voltage reference estimator
309: converter

Claims

An induction motor control apparatus for performing high voltage large capacity induction motor speed sensorless control using an H-bridge multilevel inverter,
A dynamic current compensator for removing a vibration component of a d-axis stator current reflecting the vibration state of the induction motor; And
And a summer for adding the currents from which the vibration component of the d-axis stator current is removed from the dynamic current compensator and inputting the q-axis voltage reference value to the induction motor.
The dynamic current compensator subtracts a magnetic flux current value observed using a current sensor from a current reference value for generating magnetic flux, and proportionally integrates the value subtracted from the subtractor to remove the vibration component of the d-axis stator current. And a proportional integration controller for outputting the current to the summer as a current.

delete

An induction motor control apparatus for performing high voltage large capacity induction motor speed sensorless control using an H-bridge multilevel inverter,
A slip estimator which obtains a slip angle frequency estimate by receiving a load current observed using a current generating a magnetic flux and a current sensor;
A multiplier for multiplying a slip correction value by a slip angular frequency estimate obtained by the slip estimator;
A first adder for adding a value obtained by the multiplier to a speed reference value to generate a first frequency reference value for calculating an d-axis voltage reference value and an angle for coordinate transformation;
A second summer for generating a second frequency reference value for calculating a q-axis voltage reference value by adding a speed reference value to the slip angular frequency estimate obtained by the slip estimator;
A low pass filter for low pass filtering the observed load current using the current sensor;
An operator for calculating an angle for coordinate transformation by receiving a first frequency reference value generated by the first summer;
A d-axis voltage reference value estimator configured to estimate a d-axis voltage reference value by receiving a first frequency reference value generated by the first summer, a current for generating magnetic flux, and a load current filtered by the low pass filter;
A q-axis voltage reference estimator for estimating a q-axis voltage reference value by receiving a second frequency reference value generated by the second summer, a current for generating magnetic flux, and a load current filtered by the low pass filter; And
Induction motor a, according to the angle for the coordinate conversion calculated by the calculator receives the d-axis voltage reference value estimated by the d-axis voltage reference value estimator and the q-axis voltage reference value estimated by the q-axis voltage reference value estimator; b, c induction motor control device including a converter for obtaining a stator voltage and input to the induction motor.

4. The slip correction value used in the multiplier according to claim 3,
It is controlled by the speed reference value used in the first summer and the second summer, and gradually returns to '1' by the ramp function or the first terrestrial function when the speed reference value is in the middle or higher speed range. Induction motor control device.

The method of claim 3, wherein the slip angle frequency estimate obtained by the slip estimator
Induction motor control device, characterized in that made to a value proportional to the observed load current to the current reference value for generating the magnetic flux.

An induction motor control apparatus for performing high voltage large capacity induction motor speed sensorless control using an H-bridge multilevel inverter,
A dynamic current compensator for removing a vibration component of a d-axis stator current reflecting the vibration state of the induction motor;
A slip estimator which obtains a slip angle frequency estimate by receiving a load current observed using a current generating a magnetic flux and a current sensor;
A multiplier for multiplying a slip correction value by a slip angular frequency estimate obtained by the slip estimator;
A first adder for adding a value obtained by the multiplier to a speed reference value to generate a first frequency reference value for calculating an d-axis voltage reference value and an angle for coordinate transformation;
A second summer for generating a second frequency reference value for calculating a q-axis voltage reference value by adding a speed reference value to the slip angular frequency estimate obtained by the slip estimator;
A low pass filter for low pass filtering the observed load current using the current sensor;
An operator for calculating an angle for coordinate transformation by receiving a first frequency reference value generated by the first summer;
A d-axis voltage reference value estimator configured to estimate a d-axis voltage reference value by receiving a first frequency reference value generated by the first summer, a current for generating magnetic flux, and a load current filtered by the low pass filter;
Receiving a second frequency reference value generated by the second summer, a current generating a magnetic flux, a load current filtered by the low pass filter, and a current from which the vibration component of the d-axis stator current is removed from the dynamic current compensator q A q-axis voltage reference estimator for estimating the -axis voltage reference value; And
Induction motor a, according to the angle for the coordinate conversion calculated by the calculator receives the d-axis voltage reference value estimated by the d-axis voltage reference value estimator and the q-axis voltage reference value estimated by the q-axis voltage reference value estimator; b, c induction motor control device including a converter for obtaining a stator voltage and input to the induction motor.