JP2002374699A - Electric rolling stock controller - Google Patents
Electric rolling stock controllerInfo
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- JP2002374699A JP2002374699A JP2001179413A JP2001179413A JP2002374699A JP 2002374699 A JP2002374699 A JP 2002374699A JP 2001179413 A JP2001179413 A JP 2001179413A JP 2001179413 A JP2001179413 A JP 2001179413A JP 2002374699 A JP2002374699 A JP 2002374699A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【発明の属する技術分野】この発明は、速度センサを用
いずに誘導電動機の磁束とトルクとを制御するいわゆる
速度センサレスベクトル制御を適用した電気車制御装置
に係り、特に電気車が惰行動作から加速または減速の再
起動動作に移行した際の制御動作の安定性を確保するも
のである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an electric vehicle control apparatus to which so-called speed sensorless vector control for controlling magnetic flux and torque of an induction motor without using a speed sensor, and more particularly to an electric vehicle that accelerates from coasting operation. Alternatively, the stability of the control operation at the time of shifting to the deceleration restart operation is ensured.
【０００２】[0002]
【従来の技術】ベクトル制御を適用した典型的な電気車
制御装置においては、制御に必要となる誘導電動機のロ
ータ回転周波数は電動機に取り付けられた速度検出器で
検出される。ところで、速度検出器に接続される弱電線
は、動力線と同様に引き回されており、電気車の保守性
を低下させる要因となり、あるいは信号線に重畳するノ
イズや振動による信号パルスの欠落によって、制御的に
も悪影響を及ぼす可能性がある。また、速度検出器を取
り付けるスペース分を誘導電動機の鉄心長の延長にあて
誘導電動機の容積拡大による誘導電動機の出力向上が期
待できる。このような観点から、速度検出器を用いない
速度センサレスベクトル制御を用いた電気車制御装置が
強く望まれる。2. Description of the Related Art In a typical electric vehicle control device to which vector control is applied, a rotor rotation frequency of an induction motor required for control is detected by a speed detector attached to the motor. By the way, the weak electric wire connected to the speed detector is routed in the same way as the power line, which may reduce the maintainability of the electric vehicle, or may be caused by the lack of signal pulses due to noise or vibration superimposed on the signal line. However, there is a possibility that control may be adversely affected. In addition, the output of the induction motor can be expected to be improved by increasing the volume of the induction motor by extending the space for installing the speed detector to extend the core length of the induction motor. From such a viewpoint, an electric vehicle control device using speed sensorless vector control without using a speed detector is strongly desired.
【０００３】このような期待に応えるべく開発された速
度センサレスベクトル制御装置が、例えば、特開平１１
−４５９９号公報に紹介されている。ここでは詳しい説
明は省略するが、同公報における回転角速度推定手段
は、誘導電動機の電流、電圧に基づいて誘導電動機の推
定２次磁束、推定１次電流および推定回転角速度を演算
する適応観測器と、その適応観測器から得られた推定回
転角速度に基づいてその適応観測器内のフィードバック
ゲインを演算するゲイン演算器とから構成され、上記ゲ
イン演算器は、上記電流と１次推定電流との偏差信号に
含まれる上記推定２次磁束と同位相成分が零となるよう
に上記フィードバックゲインの演算を行うことを特徴と
するものである。そして、これによって、運転状況によ
って応答性が変化したり、不安定現象が発生し得るとい
うそれまでの問題点を解決し、安定かつ高応答の制御特
性が得られるという効果を奏するというものである。A speed sensorless vector control device developed to meet such expectations is disclosed in, for example,
No. 4599. Although the detailed description is omitted here, the rotational angular velocity estimating means in the publication includes an adaptive observer that calculates an estimated secondary magnetic flux, an estimated primary current, and an estimated rotational angular velocity of the induction motor based on the current and voltage of the induction motor. A gain calculator for calculating a feedback gain in the adaptive observer based on the estimated rotational angular velocity obtained from the adaptive observer. The gain calculator is configured to calculate a deviation between the current and the primary estimated current. The feedback gain is calculated so that the in-phase component of the estimated secondary magnetic flux included in the signal becomes zero. This solves the problem that the responsiveness changes depending on the driving situation or an unstable phenomenon may occur, and has an effect that a stable and high-response control characteristic is obtained. .
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】ところで、速度センサ
レスベクトル制御を用いた電気車制御装置では、電気車
が惰行状態に入ると誘導電動機のロータ回転周波数を検
知する速度検出器が存在せず、ロータ回転周波数を推定
し得る誘起電圧も発生していない。従って、この惰行中
はロータ回転周波数の推定演算は不可能になる。このよ
うに、電気車がそのロータ回転周波数が特定できない惰
行動作から再び加速または減速動作に入って誘導電動機
を再起動する場合、ロータ回転周波数の引き込みに失敗
する現象、即ち、推定不可の状態から急に推定演算を開
始するとロータ回転周波数の本来の推定値レベルに到達
できない現象や、この現象に起因して過電流・過電圧等
の保護動作が生じることによってＶＶＶＦインバータが
停止する可能性が高い。また、不要なトルクを引き起こ
して乗り心地を低下させる可能性もある。By the way, in the electric vehicle control device using the speed sensorless vector control, when the electric vehicle enters the coasting state, there is no speed detector for detecting the rotor rotation frequency of the induction motor. There is no induced voltage for estimating the rotation frequency. Therefore, during this coasting, the estimation calculation of the rotor rotation frequency becomes impossible. In this way, when the electric vehicle restarts the induction motor after entering the acceleration or deceleration operation again from the coasting operation whose rotor rotation frequency cannot be specified, the phenomenon of failing to pull in the rotor rotation frequency, that is, from the state where estimation is impossible If the estimation calculation is suddenly started, there is a high possibility that the VVVF inverter stops due to a phenomenon that the original estimated value level of the rotor rotation frequency cannot be reached, or a protection operation such as overcurrent and overvoltage occurs due to this phenomenon. In addition, there is a possibility that unnecessary torque may be caused to reduce ride comfort.
【０００５】速度センサレスベクトル制御を適用した電
気車制御装置における、この惰行から再起動にかけて生
じ得る不安定性を解決するものとして、例えば、特開２
０００−２５３５０５号公報、特開２０００−２５３５
０６号公報に開示された方法がある。前者の公報は、惰
行から再起動する際、出力周波数演算部から出力される
周波数推定値に補正量を加算する出力周波数補正量演算
部を別途設けるものである。また、後者の公報は、惰行
から再起動を行う場合、ゲート制御部に所定の出力周波
数指令を与える出力周波数指令演算部を別途設けるもの
である。即ち、両公報に開示された方式はいずれも、ロ
ータ回転周波数を推定演算する出力周波数演算部自体に
安定化対策を施すのではない。従って、その対策が制御
回路の構成全体に影響を及ぼす複雑なものとなるととも
に、ロータ回転周波数の推定値自体を安定化させるもの
でないので、安定化の達成効果についても必ずしも十分
とは言えないという問題点があった。In order to solve the instability that can occur from the coasting to the restart in an electric vehicle control device to which the speed sensorless vector control is applied, for example, Japanese Unexamined Patent Publication No.
000-253505, JP-A-2000-2535
No. 06 publication. The former publication separately provides an output frequency correction amount calculation unit that adds a correction amount to the frequency estimation value output from the output frequency calculation unit when restarting from coasting. Further, in the latter publication, when restarting from coasting, an output frequency command calculation unit for giving a predetermined output frequency command to the gate control unit is separately provided. In other words, none of the methods disclosed in both publications take a stabilization measure for the output frequency calculation unit itself that estimates and calculates the rotor rotation frequency. Therefore, the countermeasures are complicated and affect the entire configuration of the control circuit, and do not stabilize the estimated value of the rotor rotational frequency itself, so that the effect of achieving the stabilization is not necessarily sufficient. There was a problem.
【０００６】この発明は以上のような問題点を解決する
ためになされたもので、速度センサレスベクトル制御の
電気車にあって、その惰行から再起動に至る過程での不
安定性を、ロータ回転周波数推定手段の構成内部で解決
することで、全体の制御回路構成に及ぼす影響が小さ
く、しかも安定化の効果の大きな電気車制御装置を得る
ことを目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-mentioned problems. In an electric car of a speed sensorless vector control, the instability in the process from coasting to restarting is reduced by the rotor rotation frequency. It is an object of the present invention to provide an electric vehicle control device that has a small effect on the entire control circuit configuration and a large stabilization effect by solving the problem inside the configuration of the estimating means.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】この発明に係る電気車制
御装置は、電気車を駆動する誘導電動機に可変電圧可変
周波数の電力を供給する電力変換装置をベクトル制御で
制御する電気車制御装置であって、磁束指令とトルク指
令とから電流指令値を演算する電流指令演算手段、上記
電流指令値から滑り周波数を演算する滑り周波数演算手
段、上記誘導電動機の電流を検出する電流検出手段、上
記誘導電動機のロータ回転周波数推定値を演算するロー
タ回転周波数演算手段、上記滑り周波数とロータ回転周
波数推定値とを加算して上記電力変換装置の出力周波数
を演算する出力周波数演算手段、上記電流指令値と電流
検出値と出力周波数とから上記電力変換装置の電圧指令
値を演算する電圧指令演算手段、および上記電圧指令値
により上記電力変換装置を制御する制御手段を備え、上
記ロータ回転周波数演算手段は、上記電圧指令値と出力
周波数とロータ回転周波数推定値と磁束推定値と電流誤
差ベクトル（電流誤差ベクトル＝電流推定値−上記電流
検出値）とを入力して上記磁束推定値を演算する誘導電
動機モデル部、この誘導電動機モデル部からの磁束推定
値を入力して上記電流推定値を演算するモータ電流推定
部、上記電流推定値と電流検出値とを入力して上記電流
誤差ベクトルを演算する減算部、および上記電流誤差ベ
クトルと磁束推定値とを入力して上記ロータ回転周波数
推定値を演算するロータ回転周波数推定部からなるもの
において、上記電気車が惰行動作に移行して上記誘導電
動機モデル部から出力される磁束推定値が低下した後、
上記電気車が加速または減速動作に移行する時点で上記
モータ電流推定部に入力される上記磁束推定値の立ち上
げを加速補正する磁束推定値補正手段を備えたものであ
る。An electric vehicle control device according to the present invention is an electric vehicle control device for controlling a power converter for supplying electric power of a variable voltage and a variable frequency to an induction motor for driving an electric vehicle by vector control. A current command calculating means for calculating a current command value from the magnetic flux command and the torque command; a slip frequency calculating means for calculating a slip frequency from the current command value; a current detecting means for detecting a current of the induction motor; Rotor rotation frequency calculation means for calculating an estimated rotor rotation frequency of the electric motor; output frequency calculation means for calculating the output frequency of the power converter by adding the slip frequency and the estimated rotor rotation frequency; Voltage command calculating means for calculating a voltage command value of the power converter from the detected current value and the output frequency; and the power conversion by the voltage command value. Control means for controlling the apparatus; wherein the rotor rotation frequency calculation means includes: the voltage command value, the output frequency, the rotor rotation frequency estimation value, the magnetic flux estimation value, and the current error vector (current error vector = current estimation value−the current detection Value) to calculate the magnetic flux estimation value, the motor current estimation unit to calculate the current estimation value by inputting the magnetic flux estimation value from the induction motor model unit, A subtraction unit that receives the current detection value and calculates the current error vector, and a rotor rotation frequency estimation unit that receives the current error vector and the magnetic flux estimation value and calculates the rotor rotation frequency estimation value. After the electric vehicle shifts to coasting operation and the estimated magnetic flux output from the induction motor model unit decreases,
A magnetic flux estimation value correction means for accelerating and correcting the rise of the magnetic flux estimation value input to the motor current estimation unit when the electric vehicle shifts to an acceleration or deceleration operation.
【０００８】また、この発明に係る電気車制御装置の誘
導電動機モデル部は、磁束推定値として、１次ｄ軸磁束
推定値ｐｄｓ、１次ｑ軸磁束推定値ｐｑｓ、２次ｄ軸磁
束推定値ｐｄｒ、および２次ｑ軸磁束推定値ｐｑｒを出
力するものであり、磁束推定値補正手段は、磁束指令か
ら上記２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒを減算して偏差出力Ｐ
ｐｄｒを出力する減算部、この減算部からの偏差出力Ｐ
ｐｄｒを入力としてＰＩ制御で補正出力ｐｄｒ０を出力
するＰＩ制御部、および上記誘導電動機モデル部からの
２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒに上記ＰＩ制御部からの補正
出力ｐｄｒ０を加算し補正２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ１
としてモータ電流推定部に出力する加算部を備えたもの
である。Further, the induction motor model of the electric vehicle control device according to the present invention uses the primary d-axis magnetic flux estimated value pds, the primary q-axis magnetic flux estimated value pqs, and the secondary d-axis magnetic flux estimated value as the magnetic flux estimated value. pdr and the secondary q-axis magnetic flux estimated value pqr, and the magnetic flux estimated value correction means subtracts the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the magnetic flux command to output a deviation output Pdr.
a subtractor that outputs pdr, and a deviation output P from the subtractor
a PI control unit that outputs a correction output pdr0 by PI control with pdr as an input, and a correction secondary d by adding a correction output pdr0 from the PI control unit to a secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the induction motor model unit. Axial magnetic flux estimated value pdr1
And an adder for outputting to the motor current estimator.
【０００９】また、他の磁束推定値補正手段は、電気車
の惰行動作への移行を所定時間前に検出する惰行検出手
段、上記誘導電動機モデル部からの２次ｄ軸磁束推定値
ｐｄｒを入力し上記惰行検出手段が惰行検出を出力した
とき上記入力した値を保持するラッチ部、および上記惰
行検出手段からの検出出力がないときは上記誘導電動機
モデル部からの２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒをそのままモ
ータ電流推定部に出力し、上記惰行検出手段が惰行検出
を出力したときは上記ラッチ部に保持された値を惰行終
了後の２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒの初期値として上記モ
ータ電流推定部に出力する切替部を備えたものである。The other magnetic flux estimation value correction means inputs coasting detection means for detecting a shift to the coasting operation of the electric vehicle a predetermined time before, and inputs the secondary d-axis magnetic flux estimation value pdr from the induction motor model unit. A latch unit for holding the input value when the coasting detection unit outputs the coasting detection; and a secondary d-axis magnetic flux estimation value pdr from the induction motor model unit when there is no detection output from the coasting detection unit. Is output to the motor current estimating section as it is, and when the coasting detecting means outputs the coasting detection, the value held in the latch section is used as an initial value of the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr after the coasting ends. It is provided with a switching unit for outputting to the estimating unit.
【００１０】更に他の磁束推定値補正手段は、電気車の
惰行動作への移行を所定時間前に検出する惰行検出手
段、上記誘導電動機モデル部からの２次ｄ軸磁束推定値
ｐｄｒを入力し上記惰行検出手段が惰行検出を出力した
とき上記入力した値を保持するラッチ部、上記惰行検出
手段からの検出出力がないときは上記誘導電動機モデル
部からの２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒをそのままモータ電
流推定部に出力し、上記惰行検出手段が惰行検出を出力
したときは上記ラッチ部に保持された値を惰行終了後の
２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒの初期値として上記モータ電
流推定部に出力する第１の切替部、および上記惰行検出
手段からの検出出力がないときは上記誘導電動機モデル
部からの１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓをそのままモータ電
流推定部に出力し、上記惰行検出手段が惰行検出を出力
したときは上記ラッチ部に保持された値を惰行終了後の
１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓの初期値として上記モータ電
流推定部に出力する第２の切替部を備えたものである。[0010] Still another magnetic flux estimated value correcting means is a coasting detecting means for detecting the shift to the coasting operation of the electric vehicle a predetermined time before inputting the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the induction motor model unit. A latch unit that holds the input value when the coasting detection unit outputs the coasting detection. When there is no detection output from the coasting detection unit, the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the induction motor model unit is used as it is. Output to the motor current estimating section, and when the coasting detecting means outputs coasting detection, the value held in the latch section is used as an initial value of the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr after the coasting is completed. When there is no detection output from the first switching unit and the coasting detection unit, the primary d-axis magnetic flux estimation value pds from the induction motor model unit is output to the motor current estimation unit as it is, A second switching unit that outputs the value held in the latch unit to the motor current estimating unit as an initial value of the primary d-axis magnetic flux estimated value pds after the end of the coasting when the coasting detection unit outputs the coasting detection; It is provided with.
【００１１】また、この発明に係る電気車制御装置の惰
行検出手段は、電流検出値の実効値を演算する実効値演
算部、およびこの実効値演算部からの電流実効値と所定
の電流設定値との大小を比較し前者が後者より小さくな
ることで惰行を検出する電流比較部を備えたものであ
る。Further, the coasting detecting means of the electric vehicle control device according to the present invention includes an effective value calculating section for calculating an effective value of the detected current value, and a current effective value from the effective value calculating section and a predetermined current set value. And a current comparison unit that detects the coasting when the former becomes smaller than the latter.
【００１２】また、この発明に係る電気車制御装置のロ
ータ回転周波数推定部は、ｄ軸電流誤差ベクトルとｑ軸
電流誤差ベクトルと２次ｄ軸磁束推定値と２次ｑ軸磁束
推定値とを入力してロータ回転周波数演算値ＰＷｒ０を
演算する演算部、およびこの演算部からの演算値ＰＷｒ
０を入力としてＰＩ制御でロータ回転周波数推定値Ｗｒ
０を出力するＰＩ制御部を備えたものである。Further, the rotor rotation frequency estimating unit of the electric vehicle control device according to the present invention is configured to calculate the d-axis current error vector, the q-axis current error vector, the secondary d-axis magnetic flux estimated value, and the secondary q-axis magnetic flux estimated value. A calculation unit for calculating a rotor rotation frequency calculation value PWr0 by inputting, and a calculation value PWr from this calculation unit
Rotor frequency estimated value Wr by PI control with 0 as input
It has a PI control unit that outputs 0.
【００１３】[0013]
【発明の実施の形態】実施の形態１．以下、本発明の実
施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１
は、この発明の実施の形態１による速度センサレスベク
トル制御を用いた電気車制御装置の概略構成例を示すブ
ロック図であり、直流電気車を例とする構成を示すもの
である。なお、ここでは、直流電気車を例に挙げている
が、交流電気車の場合も同様に適用できることは言うま
でもない。DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Embodiment 1 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration example of an electric vehicle control device using speed sensorless vector control according to Embodiment 1 of the present invention, and shows a configuration using a DC electric vehicle as an example. Here, a DC electric car is taken as an example, but it goes without saying that the present invention can be similarly applied to an AC electric car.
【００１４】図１において、パンタグラフ１５は、架線
１１より集電し、直流リアクトル１６を介してフィルタ
コンデンサ３の一端に接続される。フィルタコンデンサ
３のもう一端は、車輪１７を介して、レール１８へと接
地される。フィルタコンデンサ３には、直流を可変電圧
可変周波数の交流に変換する電力変換装置としてのＶＶ
ＶＦインバータ１が接続され、ＶＶＶＦインバータ１の
交流側には、誘導電動機２が接続される。In FIG. 1, a pantograph 15 collects power from the overhead wire 11 and is connected to one end of the filter capacitor 3 via a DC reactor 16. The other end of the filter capacitor 3 is grounded via a wheel 17 to a rail 18. The filter capacitor 3 has a VV as a power converter for converting a direct current into an alternating current having a variable voltage and a variable frequency.
A VF inverter 1 is connected, and an induction motor 2 is connected to the AC side of the VVVF inverter 1.
【００１５】ここで、誘導電動機２の駆動方式として適
用する速度センサレスベクトル制御方式は、電流・電圧
・磁束をベクトル量として制御する方式であり、磁束軸
に一致した軸をｄ軸とし、このｄ軸に直交する軸（トル
ク軸）をｑ軸とするｄｑ軸回転座標系上で、速度検出器
を用いずにＶＶＶＦインバータ１の制御を行う。Here, the speed sensorless vector control system applied as a drive system of the induction motor 2 is a system in which current, voltage, and magnetic flux are controlled as vector quantities, and an axis coinciding with the magnetic flux axis is defined as d-axis. The VVVF inverter 1 is controlled without using a speed detector on a dq-axis rotating coordinate system having an axis (torque axis) orthogonal to the axis as a q-axis.
【００１６】電流検出手段としての電流検出器４は、誘
導電動機２に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出す
る。座標変換器７は、電流検出器４により検出された誘
導電動機２に流れる相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗをｄｑ軸回
転座標系の２軸に変換し、ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑ
を演算する。電流指令演算手段としての電流指令値演算
部５は、下記（１）式により、磁束指令Φ＊とトルク指
令Ｔｍ＊とに基づいて、トルク軸電流指令であるｑ軸電
流指令値Ｉｑ＊と磁束軸電流指令であるｄ軸電流指令Ｉ
ｄ＊とを演算する。A current detector 4 as a current detecting means detects phase currents Iu, Iv, Iw flowing through the induction motor 2. The coordinate converter 7 converts the phase currents Iu, Iv, Iw flowing through the induction motor 2 detected by the current detector 4 into two axes of a dq-axis rotating coordinate system, and outputs a d-axis current Id and a q-axis current Iq.
Is calculated. The current command value calculation unit 5 serving as a current command calculation unit calculates a q-axis current command value Iq * , which is a torque axis current command, and a flux based on the magnetic flux command Φ * and the torque command Tm * according to the following equation (1). D-axis current command I which is the axis current command
and d * .
【００１７】[0017]
【数１】 (Equation 1)
【００１８】滑り周波数演算手段としての滑り周波数演
算部１４は、下記（２）式により、電流指令値演算部５
からの出力であるｄｑ軸電流指令Ｉｑ＊とＩｄ＊に基づ
いて、与えるべき滑り周波数ωｓを演算する。The slip frequency calculating section 14 as the slip frequency calculating means includes a current command value calculating section 5 according to the following equation (2).
Is calculated on the basis of the dq-axis current commands Iq * and Id * , which are the outputs from.
【００１９】[0019]
【数２】 (Equation 2)
【００２０】電圧指令演算手段としての電圧ベクトル制
御演算部６は、下記（３）式により、電流指令値演算部
５により演算されたトルク軸電流指令であるｑ軸電流指
令Ｉｑ＊と磁束軸電流指令であるｄ軸電流指令Ｉｄ＊、
ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑ、および後述する誘導電動
機２の出力周波数ωｉを入力とし、この入力に基づいて
ｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令Ｖq＊とを演算す
る。The voltage vector control calculation unit 6 as a voltage command calculation means includes a q-axis current command Iq * , which is a torque axis current command calculated by the current command value calculation unit 5 according to the following equation (3), and a magnetic flux axis current. D-axis current command Id * ,
A d-axis current Id, a q-axis current Iq, and an output frequency ωi of the induction motor 2 described later are input, and a d-axis voltage command Vd * and a q-axis voltage command Vq * are calculated based on the inputs.
【００２１】[0021]
【数３】 [Equation 3]
【００２２】ロータ回転周波数演算部１０は、出力周波
数ωｉ、磁束指令Φ＊、座標変換器７により演算された
ｄ軸電流Ｉｄとｑ軸電流Ｉｑ、および電圧ベクトル制御
演算部６により演算されたｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とｑ軸電
圧指令Ｖq＊に基づいて、ロータ回転周波数推定値Ｗｒ
０を演算する。なお、ロータ回転周波数演算部１０は本
願発明の主要部であり、後段で更に詳細に説明する。The rotor rotation frequency calculator 10 outputs the output frequency ωi, the magnetic flux command Φ * , the d-axis current Id and the q-axis current Iq calculated by the coordinate converter 7, and d calculated by the voltage vector control calculator 6. Based on shaft voltage command Vd * and q-axis voltage command Vq * , rotor rotation frequency estimated value Wr
Calculate 0. The rotor rotation frequency calculation unit 10 is a main part of the present invention, and will be described in more detail later.
【００２３】ロータ回転周波数演算部１０で演算された
ロータ回転周波数推定値Ｗｒ０と滑り周波数演算部１４
で演算された滑り周波数ωｓを出力周波数演算手段とし
ての加算器１２で加算してＶＶＶＦインバータ１の出力
周波数ωｉを演算する。積分器９は、入力されたＶＶＶ
Ｆインバータ１の出力周波数ωｉを積分して位相θａｂ
を演算する。制御手段としてのゲート制御部８は、積分
器９により演算された位相θａｂと、電圧ベクトル制御
演算部６により演算された電圧指令Ｖｄ＊とＶq＊とに
基づいて、ＶＶＶＦインバータ１のゲートを制御する。The estimated rotor rotation frequency Wr0 calculated by the rotor rotation frequency calculator 10 and the slip frequency calculator 14
The output frequency ωi of the VVVF inverter 1 is calculated by adding the slip frequency ωs calculated in step (1) by the adder 12 as output frequency calculating means. The integrator 9 receives the input VVV
The output frequency ωi of the F inverter 1 is integrated to obtain the phase θab
Is calculated. The gate control unit 8 as a control unit controls the gate of the VVVF inverter 1 based on the phase θab calculated by the integrator 9 and the voltage commands Vd * and Vq * calculated by the voltage vector control calculation unit 6. I do.
【００２４】次に、図２に基づきロータ回転周波数演算
部１０の構成について説明する。先ず、本願発明の前提
となる部分、即ち、図２の構成の内、惰行から再起動へ
の移行時の不安定性を解消する本願発明の特徴点である
磁束推定値補正部４０を除く部分について説明するが、
これらの部分は、前掲の特開平１１−４５９９号公報に
記載された適応観測器の動作理論を具体化したものであ
り、ここでは各演算式の導出根拠についての詳細な説明
は省略する。誘導電動機モデル部２０はフィードバック
制御部２１と積分器２２〜２５とからなる。フィードバ
ック制御部２１は、下記（４）式により、図１の加算器
１２からの出力周波数ωｉおよび電圧ベクトル制御演算
部６からのｄ軸電圧指令Ｖｄ ＊、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊を
入力し、更に、フィードバック信号として、１次ｄ軸磁
束推定値ｐｄｓ、１次ｑ軸磁束推定値ｐｑｓ、２次ｄ軸
磁束推定値ｐｄｒ（ここではｐｄｒ１）、２次ｑ軸磁束
推定値ｐｑｒ、ｄ軸電流誤差ベクトルｅｉｄ、ｑ軸電流
誤差ベクトルｅｉｑおよびロータ回転周波数演算部１０
自体の出力であるロータ回転周波数推定値Ｗｒ０を入力
し、これら入力に基づいて、各磁束推定値の微分値ｄｐ
ｄｓ、ｄｐｑｓ、ｄｐｄｒ、ｄｐｑｒを演算する。Next, calculation of the rotor rotation frequency will be described with reference to FIG.
The configuration of the unit 10 will be described. First, the premise of the present invention
From the coasting to the restart in the configuration of Fig. 2,
Is the feature of the present invention that eliminates instability at the transition of
The part excluding the magnetic flux estimation value correction unit 40 will be described.
These parts are disclosed in the above-mentioned Japanese Patent Application Laid-Open No. 11-4599.
It embodies the theory of operation of the described adaptive observer.
Here, a detailed explanation of the basis for deriving each arithmetic expression
Is omitted. Induction motor model 20 is feedback
It comprises a control unit 21 and integrators 22 to 25. Feedback
The clock control unit 21 calculates the adder shown in FIG.
12 output frequency ωi and voltage vector control operation
D-axis voltage command Vd from unit 6 *, Q-axis voltage command Vq*To
Input, and as a feedback signal, the primary d-axis magnetic
Flux estimate pds, primary q-axis magnetic flux estimate pqs, secondary d-axis
Magnetic flux estimation value pdr (here, pdr1), secondary q-axis magnetic flux
Estimated value pqr, d-axis current error vector eid, q-axis current
Error vector eiq and rotor rotation frequency calculation unit 10
Input rotor rotation frequency estimated value Wr0 which is its own output
Then, based on these inputs, the differential value dp of each magnetic flux estimation value
Calculate ds, dpqs, dpdr, and dpqr.
【００２５】[0025]
【数４】 (Equation 4)
【００２６】積分器２２〜２５は、下記（５）式によ
り、各磁束推定値の微分値ｄｐｄｓ、ｄｐｑｓ、ｄｐｄ
ｒ、ｄｐｑｒを積分演算して各磁束推定値ｐｄｓ、ｐｑ
ｓ、ｐｄｒ、ｐｑｒを出力する。なお、この内、２次ｄ
軸磁束推定値ｐｄｒは後述する磁束推定値補正部４０に
より補正されて２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ１となる。The integrators 22 to 25 calculate the differential values dpds, dpqs, dpd of the estimated magnetic flux values according to the following equation (5).
r and dpqr are integrated and each magnetic flux estimation value pds, pq
Output s, pdr, and pqr. Among them, the secondary d
The estimated axial magnetic flux value pdr is corrected by the estimated magnetic flux value correction unit 40 described later, and becomes the estimated secondary d-axis magnetic flux value pdr1.
【００２７】[0027]
【数５】 (Equation 5)
【００２８】モータ電流推定部２６は、下記式（６）に
より、各磁束推定値ｐｄｓ、ｐｑｓ、ｐｄｒ１、ｐｑｒ
を入力し、この入力に基づいて、ｄ軸電流推定値ｉｄｓ
ｏおよびｑ軸電流推定値ｉｑｓｏを演算する。The motor current estimator 26 calculates the estimated magnetic flux values pds, pqs, pdr1, pqr by the following equation (6).
, And based on this input, the d-axis current estimated value ids
The o and q-axis current estimated values iqso are calculated.
【００２９】[0029]
【数６】 (Equation 6)
【００３０】減算器２７、２８は、下記（７）式によ
り、両軸電流推定値ｉｄｓｏ、ｉｑｓｏと両軸電流検出
値Ｉｄ、Ｉｑとからｄ軸電流誤差ベクトルｅｉｄおよび
ｑ軸電流誤差ベクトルｅｉｑを演算する。The subtractors 27 and 28 calculate the d-axis current error vector eid and the q-axis current error vector eiq from the biaxial current estimation values idso and iqso and the biaxial current detection values Id and Iq according to the following equation (7). Calculate.
【００３１】[0031]
【数７】 (Equation 7)
【００３２】ロータ回転周波数推定部２９は演算部３０
とＰＩ制御部３１とからなる。演算部３０は、下記
（８）式により、両軸電流誤差ベクトルｅｉｄ、ｅｉｑ
と２次両軸磁束推定値ｐｄｒ１、ｐｑｒとを入力し、こ
の入力に基づいて、ロータ回転周波数演算値ＰＷｒ０を
演算する。The rotor rotation frequency estimating section 29 includes an arithmetic section 30
And a PI control unit 31. The arithmetic unit 30 calculates the biaxial current error vectors eid and eiq by the following equation (8).
And the estimated values of the secondary dual-axis magnetic fluxes pdr1 and pqr are input, and the rotor rotation frequency calculation value PWr0 is calculated based on the inputs.
【００３３】[0033]
【数８】 (Equation 8)
【００３４】ＰＩ制御部３１は、下記（９）式により、
ロータ回転周波数演算値ＰＷｒ０を入力し、ロータ回転
周波数演算部１０としての最終出力であるロータ回転周
波数推定値Ｗｒ０を演算する。The PI controller 31 calculates the following equation (9).
The rotor rotation frequency calculation value PWr0 is input, and the rotor rotation frequency estimation value Wr0 as the final output as the rotor rotation frequency calculation unit 10 is calculated.
【００３５】[0035]
【数９】 (Equation 9)
【００３６】以上で説明したロータ回転周波数演算部１
０の基本構成部分は、既述したとおり、安定した演算動
作で高応答の制御特性を得る機能を備えている。本願発
明は、この優れたロータ回転周波数推定機能をベース
に、電気車が惰行から再起動した際の不安定性を改善す
る対策を付加したもので、特に、図２に示す演算の一過
程で得られる各磁束推定値に着目しその改善策を創案し
たものである。即ち、電気車が惰行でない加速または減
速動作にあるときは、各磁束推定値はほぼ下式の状態に
ある。 １次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓ≒磁束指令φ＊ １次ｑ軸磁束推定値ｐｑｓ≒０ ２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ＝磁束指令φ＊ ２次ｑ軸磁束推定値ｐｑｒ≒０ 図２の磁束推定値補正部４０は以上の関係に着目し、電
気車が惰行動作に入りすべての磁束推定値が零レベルに
低下した後、再起動時に瞬時に立ち上がる磁束指令φ＊
を有効に利用して当該再起動時における２次ｄ軸磁束推
定値ｐｄｒの立ち上げを加速させるようにするものであ
る。The rotor rotation frequency calculation unit 1 described above
As described above, the basic constituent part of No. 0 has a function of obtaining a high response control characteristic with a stable arithmetic operation. The present invention is based on this excellent rotor rotation frequency estimation function, and has added a measure for improving the instability when the electric vehicle is restarted from coasting. Focusing on each of the estimated magnetic flux values, a countermeasure was devised. That is, when the electric vehicle is in an acceleration or deceleration operation without coasting, the estimated magnetic flux values are substantially in the state of the following expression. Primary d-axis magnetic flux estimated value pds ≒ magnetic flux command φ * Primary q-axis magnetic flux estimated value pqs ≒ 0 Secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr = magnetic flux command φ * Secondary q-axis magnetic flux estimated value pqr ≒ 0 Magnetic flux in FIG. The estimated value correction unit 40 pays attention to the above relationship, and after the electric vehicle enters the coasting operation and all the estimated magnetic flux values decrease to the zero level, the magnetic flux command φ * which rises instantaneously upon restarting .
Is effectively used to accelerate the rise of the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr at the time of the restart.
【００３７】図２において、磁束推定値補正部４０は、
減算器４１と、ＰＩ制御部４２と、加算器４３とからな
る。そして、減算器４１は、下記（１０）式により、磁
束指令φ＊と積分器２４からの２次ｄ軸磁束推定値ｐｄ
ｒとの差を演算して偏差出力Ｐｐｄｒを出力する。In FIG. 2, the magnetic flux estimation value correction unit 40
It comprises a subtractor 41, a PI controller 42, and an adder 43. The subtractor 41 calculates the magnetic flux command φ * and the secondary d-axis magnetic flux estimated value pd from the integrator 24 according to the following equation (10).
The difference from the value r is calculated to output a deviation output Ppdr.
【００３８】[0038]
【数１０】 (Equation 10)
【００３９】ＰＩ制御部４２は、下記（１１）式によ
り、偏差出力Ｐｐｄｒを入力して比例積分（ＰＩ）制御
で補正出力ｐｄｒ０を出力する。The PI controller 42 receives the deviation output Ppdr and outputs a correction output pdr0 by proportional integration (PI) control according to the following equation (11).
【００４０】[0040]
【数１１】 (Equation 11)
【００４１】加算器４３は、下記（１２）式により、Ｐ
Ｉ制御部４２からの補正出力ｐｄｒ０と積分器２４から
の２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒとを加算し補正２次ｄ軸磁
束推定値ｐｄｒ１としてモータ電流推定部２６に出力す
る。The adder 43 calculates P by the following equation (12).
The correction output pdr0 from the I control unit 42 and the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the integrator 24 are added and output to the motor current estimating unit 26 as a corrected secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr1.
【００４２】[0042]
【数１２】 (Equation 12)
【００４３】次にこの惰行から再起動にかけての、磁束
推定値演算の補正動作について図３のタイミングチャー
トをも参照して説明する。図３は、例えば加速動作から
一旦惰行動作に移行し、次に減速動作に入る場合の各特
性値を示す。惰行に入るとすべての磁束推定値が零とな
り、その結果、ロータ回転周波数演算部１０の出力であ
るロータ回転周波数推定値Ｗｒ０も零となる（同図
（ｅ））。惰行に入る前の加速中は、１次ｑ軸磁束推定
値ｐｑｓ≒０、２次ｑ軸磁束推定値ｐｑｒ≒０で、２次
ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ＝磁束指令φ＊、１次ｄ軸磁束推
定値ｐｄｓ≒磁束指令φ＊（１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓ
は磁束指令φ＊の９０〜９５％程度）が成立している
が、惰行に入る直前から加速を緩める操作が始まるの
で、同図（ａ）（ｂ）に示すように、磁束指令φ＊が減
少し、これに伴って２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ、１次ｄ
軸磁束推定値ｐｄｓも低下する。同様に、モータ電流も
減少し（同図（ｃ））、モータ速度もその増分が減少す
る（同図（ｄ）（ｅ））。Next, the correction operation of the magnetic flux estimation value calculation from the coasting to the restart will be described with reference to the timing chart of FIG. FIG. 3 shows each characteristic value when, for example, the operation temporarily shifts from the acceleration operation to the coasting operation and then starts the deceleration operation. When the coasting starts, all the magnetic flux estimation values become zero, and as a result, the rotor rotation frequency estimation value Wr0 output from the rotor rotation frequency calculation unit 10 also becomes zero (FIG. 9E). During acceleration before coasting, primary q-axis magnetic flux estimated value pqs ≒ 0, secondary q-axis magnetic flux estimated value pqr ≒ 0, secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr = magnetic flux command φ * , primary d-axis Magnetic flux estimation value pds ≒ magnetic flux command φ * (primary d-axis magnetic flux estimation value pds
Is about 90% to 95% of the magnetic flux command φ * ). However, since the operation to slow down the acceleration starts immediately before the coasting, the magnetic flux command φ * is set as shown in FIGS. And the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr, primary d
The estimated shaft magnetic flux value pds also decreases. Similarly, the motor current also decreases (FIG. 9C), and the motor speed also decreases in increments (FIGS. 9D and 9E).
【００４４】以上のように、加速から惰行に入りこの惰
行動作が終了するまでは、２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ＝
磁束指令φ＊が成立しているので、図２の減算器４１か
らの偏差出力Ｐｐｄｒは零のままである。次に、この惰
行動作が終了し減速動作に入ると、従来の場合（磁束推
定値補正部４０がない場合）は、磁束推定値がすべて零
の状態からロータ回転周波数演算部１０の推定演算が再
開されるので、これらの磁束推定値の立ち上がりには一
定の時間を要し、既述したように、この過渡時の条件に
よっては、元の正確な推定値に収斂せず、過電流等の不
具合が生じ得る。しかるにこの発明にあっては、磁束指
令φ＊は減速動作に入った瞬間に立ち上がるので、未だ
零の状態の２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒとに大差が生じ、
図２の減算器４１からは大きな偏差出力Ｐｐｄｒが出力
される。従って、ＰＩ制御部４２のＰＩ定数を適当に設
定しておくことにより、その補正出力ｐｄｒ０を、速や
かに磁束指令φ＊従って惰行前の２次ｄ軸磁束推定値ｐ
ｄｒのレベルに立ち上がる特性のものにすることができ
る。As described above, the secondary d-axis magnetic flux estimation value pdr =
Since the magnetic flux command φ * is satisfied, the deviation output Ppdr from the subtractor 41 in FIG. 2 remains at zero. Next, when the coasting operation is completed and the deceleration operation is started, in the conventional case (when there is no magnetic flux estimation value correction unit 40), the estimation calculation of the rotor rotation frequency calculation unit 10 starts from the state where the magnetic flux estimation values are all zero. Since the magnetic flux estimation is restarted, it takes a certain time for the rise of these magnetic flux estimation values. Failures can occur. However, according to the present invention, the magnetic flux command φ * rises at the moment when the deceleration operation starts, so that there is a large difference between the magnetic flux command φ * and the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr which is still zero.
A large deviation output Ppdr is output from the subtractor 41 in FIG. Accordingly, by appropriately setting the PI constant of the PI control unit 42, the correction output pdr0 can be promptly changed to the magnetic flux command φ *, and thus the secondary d-axis magnetic flux estimated value p before coasting.
It can be of a characteristic that rises to the level of dr.
【００４５】減速動作に入った瞬間は、積分器２４から
の２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒはほぼ零であるので、加算
器４３からの出力はＰＩ制御部４２からの補正出力ｐｄ
ｒ０にほぼ等しくなり、これが補正２次ｄ軸磁束推定値
ｐｄｒ１としてモータ電流推定部２６に出力される。こ
の結果、図３（ｂ）に示すように、再起動（減速）時、
補正２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ１は定常値に近い値にま
で瞬時に立ち上がり、すべての磁束推定値が零の状態か
ら推定演算を再スタートせざるを得なかった従来の場合
に比較し、再起動時のレベルから定常時のレベルまでの
レベル差が大幅に減少するので、再起動後、安定確実に
且つ速やかに正確なロータ回転周波数推定値Ｗｒ０を得
ることができる。At the moment when the deceleration operation is started, the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the integrator 24 is almost zero, and the output from the adder 43 is the corrected output pd from the PI control unit 42.
It becomes substantially equal to r0, and this is output to the motor current estimation unit 26 as the corrected secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr1. As a result, as shown in FIG.
The corrected secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr1 instantaneously rises to a value close to the steady-state value, and the estimated calculation has to be restarted from the state where all the magnetic flux estimated values are zero. Since the level difference from the level at the time of startup to the level at the time of steady state is greatly reduced, an accurate rotor rotation frequency estimated value Wr0 can be obtained stably, reliably and promptly after the restart.
【００４６】再起動後、本来の推定演算で、積分器２４
からの２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒが次第に立ち上がって
くると、それに伴ってＰＩ制御部４２からの補正出力ｐ
ｄｒ０が減少し、やがて零となり、積分器２４からの２
次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒがそのままｐｄｒ１としてモー
タ電流推定部２６に出力されることになる。After the restart, the integrator 24 performs the original estimation operation.
When the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr gradually rises, the correction output p from the PI control unit 42 is accordingly increased.
dr0 decreases and eventually becomes zero, and 2 from the integrator 24
The next d-axis magnetic flux estimated value pdr is output to the motor current estimating unit 26 as pdr1 as it is.
【００４７】以上のように、この発明の実施の形態１で
は、ロータ回転周波数演算部１０自体に磁束推定値補正
部４０を付加するという簡単な構成で、惰行から再起動
する際の不安定性を解消するようにしたので、ベクトル
制御回路の他の部分に影響を及ぼすことなく、しかも上
記不安定性がより確実に改善されるわけである。As described above, in the first embodiment of the present invention, the instability at the time of restarting from coasting is reduced by a simple configuration in which the magnetic flux estimation value correction unit 40 is added to the rotor rotation frequency calculation unit 10 itself. Since this is eliminated, the other parts of the vector control circuit are not affected, and the instability is more reliably improved.
【００４８】実施の形態２．図４はこの発明の実施の形
態２における電気車制御装置のロータ回転周波数演算部
１０の構成を示すブロック図である。ロータ回転周波数
演算部１０以外の部分は先の形態１と全く同一であり、
ロータ回転周波数演算部１０の内容も、磁束推定値補正
部に係る部分以外は形態１と同一である。従って、以下
この異なる部分である磁束推定値補正部５０を中心に説
明する。Embodiment 2 FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the rotor rotation frequency calculation unit 10 of the electric vehicle control device according to Embodiment 2 of the present invention. The parts other than the rotor rotation frequency calculation unit 10 are exactly the same as those of the first embodiment,
The content of the rotor rotation frequency calculation unit 10 is the same as that of the first embodiment except for the portion related to the magnetic flux estimation value correction unit. Therefore, the following description will focus on the magnetic flux estimation value correction unit 50 which is a different part.
【００４９】磁束推定値補正部５０は、実効値演算部５
１と電流比較部５２とラッチ部５３と切替部５４とから
なる。実効値演算部５１は、下記（１３）式により、ｄ
軸電流検出値Ｉｄおよびｑ軸電流検出値Ｉｑを入力して
電流実効値Ｉｍを演算する。The magnetic flux estimation value correction unit 50 includes an effective value calculation unit 5
1, a current comparison unit 52, a latch unit 53, and a switching unit 54. The effective value calculation unit 51 calculates d by the following equation (13).
The shaft current detection value Id and the q-axis current detection value Iq are input to calculate the current effective value Im.
【００５０】[0050]
【数１３】 (Equation 13)
【００５１】電流比較部５２は、下記（１４）式によ
り、電流実効値Ｉｍおよび電流設定値Ｉｍｌｅｖｅｌを
入力して惰行検知出力１または０を出力する。The current comparing section 52 outputs the coasting detection output 1 or 0 by inputting the current effective value Im and the current set value Imlevel according to the following equation (14).
【００５２】[0052]
【数１４】 [Equation 14]
【００５３】なお、以上の実効値演算部５１および電流
比較部５２により、電気車の惰行動作への移行を惰行が
開始される時点より所定時間前に検出する惰行検出手段
を構成する。ラッチ部５３は、積分器２４からの２次ｄ
軸磁束推定値ｐｄｒを入力し、電流比較部５２の出力が
１になると上記２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒの値を保持
し、切替部５４の図示下段の接点に出力する。切替部５
４は、電流比較部５２の出力が０の時は、図示上段の接
点を選択して積分器２４からの出力をそのままモータ電
流推定部２６に出力する。電流比較部５２の出力が１に
なった後再び０になった時（再起動時）は、図示下段の
接点を選択してラッチ部５３からの出力をモータ電流推
定部２６に出力する。The effective value calculating section 51 and the current comparing section 52 constitute a coasting detecting means for detecting the shift to the coasting operation of the electric vehicle a predetermined time before the coasting is started. The latch unit 53 receives the second order d from the integrator 24.
When the estimated value of the axial magnetic flux pdr is input and the output of the current comparison unit 52 becomes 1, the value of the estimated secondary d-axis magnetic flux pdr is held and output to the lower contact point of the switching unit 54 in the figure. Switching unit 5
Reference numeral 4 indicates that when the output of the current comparison unit 52 is 0, the contact at the upper stage in the figure is selected and the output from the integrator 24 is output to the motor current estimation unit 26 as it is. When the output of the current comparing section 52 becomes 1 after it becomes 1 (at the time of restart), the lower contact point is selected and the output from the latch section 53 is output to the motor current estimating section 26.
【００５４】次に惰行から再起動にかけての、磁束推定
値演算の補正動作について図５のタイミングチャートを
も参照して説明する。図５は、例えば加速動作から一旦
惰行動作に移行し、次に減速動作に入る場合の各特性値
を示す。惰行に入るとすべての磁束推定値が零となり、
その結果、ロータ回転周波数演算部１０の出力であるロ
ータ回転周波数推定値Ｗｒ０も零となる（同図
（ｅ））。惰行に入る前の加速中は、１次ｑ軸磁束推定
値ｐｑｓ≒０、２次ｑ軸磁束推定値ｐｑｒ≒０で、２次
ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ＝磁束指令φ＊、１次ｄ軸磁束推
定値ｐｄｓ≒磁束指令φ ＊（１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓ
は磁束指令φ＊の９０〜９５％程度）が成立している
が、惰行に入る直前から加速を緩める操作が始まるの
で、同図（ａ）（ｂ）に示すように、磁束指令φ＊が減
少し、これに伴って２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ、１次ｄ
軸磁束推定値ｐｄｓも低下する。同様に、モータ電流も
減少し（同図（ｃ））、モータ速度もその増分が減少す
る（同図（ｄ）（ｅ））。Next, magnetic flux estimation from coasting to restarting
FIG. 5 is a timing chart showing the correction operation of the value calculation.
The description will be made with reference to FIG. FIG.
Each characteristic value when shifting to coasting operation and then entering deceleration operation
Is shown. When coasting, all magnetic flux estimates become zero,
As a result, the rotor speed output from the rotor
The rotor rotation frequency estimated value Wr0 also becomes zero (see FIG.
(E)). During acceleration before coasting, primary q-axis magnetic flux estimation
Value pqs ≒ 0, secondary q-axis magnetic flux estimated value pqr ≒ 0, secondary
d-axis magnetic flux estimated value pdr = magnetic flux command φ*, Primary d-axis magnetic flux
Constant value pds ≒ magnetic flux command φ *(Primary d-axis magnetic flux estimation value pds
Is the magnetic flux command φ*About 90-95% of
However, the operation to slow down the acceleration starts just before coasting
Then, as shown in FIGS.*Is reduced
The secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr, primary d
The estimated shaft magnetic flux value pds also decreases. Similarly, the motor current
((C) in the same figure), and the motor speed also decreases its increment
((D) and (e) in the same figure).
【００５５】この実施の形態２においては、図４の実効
値演算部５１が常時、電流検出値Ｉｄ、Ｉｑから電流実
効値Ｉｍを演算しており、この電流実効値Ｉｍが電流設
定値Ｉｍｌｅｖｅｌより大きいときは電流比較部５２の
出力は０で、切替部５４は積分器２４からの２次ｄ軸磁
束推定値ｐｄｒをそのままモータ電流推定部２６に出力
し、ロータ回転周波数演算部１０は通常の推定演算でロ
ータ回転周波数推定値Ｗｒ０を出力する。電気車が加速
動作から惰行動作に移行する過程で電流実効値Ｉｍが減
少し電流設定値Ｉｍｌｅｖｅｌに至ると（図５
（ｃ））、電流比較部５２が惰行検知出力１を出力す
る。そして、ラッチ部５３はこの検知出力１を受けて、
そのときの２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒの値を保持する。
そして、惰行が終了し再び電流比較部５２の出力が０に
なると、切替部５４はラッチ部５３に保持された値を２
次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒの初期値としてモータ電流推定
部２６に出力する。In the second embodiment, the effective value calculating section 51 shown in FIG. 4 always calculates the current effective value Im from the current detection values Id and Iq, and the current effective value Im is calculated based on the current set value Imlevel. When it is larger, the output of the current comparison unit 52 is 0, the switching unit 54 outputs the secondary d-axis magnetic flux estimation value pdr from the integrator 24 to the motor current estimation unit 26 as it is, and the rotor rotation frequency calculation unit 10 The estimation calculation outputs a rotor rotation frequency estimation value Wr0. As the electric vehicle shifts from the acceleration operation to the coasting operation, the effective current value Im decreases and reaches the current setting value Imlevel (FIG. 5).
(C)), the current comparison unit 52 outputs the coasting detection output 1. Then, the latch unit 53 receives the detection output 1 and
The value of the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr at that time is held.
When the coasting ends and the output of the current comparison unit 52 becomes 0 again, the switching unit 54 sets the value held in the latch unit 53 to 2.
The next d-axis magnetic flux estimation value pdr is output to the motor current estimation unit 26 as an initial value.
【００５６】この結果、図５（ｂ）に示すように、再起
動（減速）時、モータ電流推定部２６に入力される２次
ｄ軸磁束推定値ｐｄｒの値はラッチ部５３に保持された
値にまで瞬時に立ち上がり、すべての磁束推定値が零の
状態から推定演算を再スタートせざるを得なかった従来
の場合に比較し、再起動時のレベルから定常時のレベル
までのレベル差が減少するので、再起動後、安定確実に
且つ速やかに正確なロータ回転周波数推定値Ｗｒ０を得
ることができる。電流比較部５２における電流設定値Ｉ
ｍｌｅｖｅｌの値を適当に設定することにより、ラッチ
部５３で保持する値を定常時の値に近い値にして再起動
時からの回転周波数の推定演算の立ち上がりを一層速
め、且つ安定したものとすることができる。As a result, as shown in FIG. 5B, at the time of restart (deceleration), the value of the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr input to the motor current estimating unit 26 is held in the latch unit 53. The level difference from the level at the time of restart to the level at the steady state is compared with the conventional case where the estimation calculation has to be restarted from the state where all the magnetic flux estimated values are zero and the estimated value of all magnetic fluxes is zero. Since it decreases, the rotor rotational frequency estimated value Wr0 can be obtained stably, reliably and promptly after the restart. Current setting value I in current comparing section 52
By appropriately setting the value of mllevel, the value held by the latch unit 53 is set to a value close to the value at the time of steady state, and the rise of the rotation frequency estimation calculation from the time of restart is further accelerated and stabilized. be able to.
【００５７】実施の形態３．図６はこの発明の実施の形
態３における電気車制御装置のロータ回転周波数演算部
１０の構成を示すブロック図である。実施の形態２では
２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒに補正処理を行ったが、この
実施の形態３においては、これに加えて１次ｄ軸磁束推
定値ｐｄｓにも補正処理を行っている。即ち、図６の磁
束推定値補正部６０は、実効値演算部５１、電流比較部
５２、ラッチ部５３に加え、第１の切替部６１および第
２の切替部６２を設けている。Embodiment 3 FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of the rotor rotation frequency calculation unit 10 of the electric vehicle control device according to Embodiment 3 of the present invention. In the second embodiment, the correction processing is performed on the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr, but in the third embodiment, the correction processing is also performed on the primary d-axis magnetic flux estimated value pds. That is, the magnetic flux estimation value correction unit 60 in FIG. 6 includes a first switching unit 61 and a second switching unit 62 in addition to the effective value calculation unit 51, the current comparison unit 52, and the latch unit 53.
【００５８】そして、タイミングチャートの図７（ａ）
（ｂ）に示すように、電流比較部５２の出力が１となっ
た時にラッチ部５３に保持された２次ｄ軸磁束推定値ｐ
ｄｒの値を、第１の切替部６１により再起動時の２次ｄ
軸磁束推定値ｐｄｒの初期値としてモータ電流推定部２
６に出力するとともに、第２の切替部６２により再起動
時の１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓの初期値としてモータ電
流推定部２６に出力する。この結果、再起動時にモータ
電流推定部２６に入力される各磁束推定値の立ち上がり
が、実施の形態２の場合に比較して実質的に速まり、惰
行から再起動への移行時における回転周波数の推定動作
の不安定性がより確実に解消される訳である。電流設定
値Ｉｍｌｅｖｅｌの値を適当に設定することにより、再
起動時の立ち上げを更に改善できることは実施の形態２
の場合と同様である。Then, FIG. 7A of the timing chart
As shown in (b), when the output of the current comparison unit 52 becomes 1, the secondary d-axis magnetic flux estimated value p held by the latch unit 53
The value of dr is changed by the first switching unit 61 to the secondary d at the time of restart.
The motor current estimator 2 is used as the initial value of the shaft magnetic flux estimated value pdr.
6 and output to the motor current estimating unit 26 by the second switching unit 62 as an initial value of the primary d-axis magnetic flux estimated value pds at the time of restart. As a result, the rise of each magnetic flux estimation value input to the motor current estimation unit 26 at the time of restart is substantially faster than that of the second embodiment, and the rotation frequency at the time of transition from coasting to restart is reduced. Is more reliably eliminated. Embodiment 2 is that the start-up at the time of restart can be further improved by appropriately setting the current setting value Imlevel.
Is the same as
【００５９】[0059]
【発明の効果】以上のように、この発明に係る電気車制
御装置は、電気車を駆動する誘導電動機に可変電圧可変
周波数の電力を供給する電力変換装置をベクトル制御で
制御する電気車制御装置であって、磁束指令とトルク指
令とから電流指令値を演算する電流指令演算手段、上記
電流指令値から滑り周波数を演算する滑り周波数演算手
段、上記誘導電動機の電流を検出する電流検出手段、上
記誘導電動機のロータ回転周波数推定値を演算するロー
タ回転周波数演算手段、上記滑り周波数とロータ回転周
波数推定値とを加算して上記電力変換装置の出力周波数
を演算する出力周波数演算手段、上記電流指令値と電流
検出値と出力周波数とから上記電力変換装置の電圧指令
値を演算する電圧指令演算手段、および上記電圧指令値
により上記電力変換装置を制御する制御手段を備え、上
記ロータ回転周波数演算手段は、上記電圧指令値と出力
周波数とロータ回転周波数推定値と磁束推定値と電流誤
差ベクトル（電流誤差ベクトル＝電流推定値−上記電流
検出値）とを入力して上記磁束推定値を演算する誘導電
動機モデル部、この誘導電動機モデル部からの磁束推定
値を入力して上記電流推定値を演算するモータ電流推定
部、上記電流推定値と電流検出値とを入力して上記電流
誤差ベクトルを演算する減算部、および上記電流誤差ベ
クトルと磁束推定値とを入力して上記ロータ回転周波数
推定値を演算するロータ回転周波数推定部からなるもの
において、上記電気車が惰行動作に移行して上記誘導電
動機モデル部から出力される磁束推定値が低下した後、
上記電気車が加速または減速動作に移行する時点で上記
モータ電流推定部に入力される上記磁束推定値の立ち上
げを加速補正する磁束推定値補正手段を備えたので、速
度センサレスベクトル制御の電気車にあって、その惰行
から再起動に至る過程での不安定性を簡単な構成で確実
に解決することができる。As described above, the electric vehicle control device according to the present invention controls the electric power converter for supplying the electric power of the variable voltage and the variable frequency to the induction motor for driving the electric vehicle by the vector control. A current command calculating means for calculating a current command value from a magnetic flux command and a torque command; a slip frequency calculating means for calculating a slip frequency from the current command value; a current detecting means for detecting a current of the induction motor; Rotor rotation frequency calculation means for calculating an estimated rotor rotation frequency of the induction motor; output frequency calculation means for calculating the output frequency of the power converter by adding the slip frequency and the estimated rotor rotation frequency; and the current command value Voltage command calculating means for calculating a voltage command value of the power converter from the current, the detected current value and the output frequency; and the power conversion by the voltage command value. Control means for controlling the apparatus; wherein the rotor rotation frequency calculation means includes: the voltage command value, the output frequency, the rotor rotation frequency estimation value, the magnetic flux estimation value, and the current error vector (current error vector = current estimation value−the current detection Value) to calculate the magnetic flux estimation value, the motor current estimation unit to calculate the current estimation value by inputting the magnetic flux estimation value from the induction motor model unit, A subtraction unit that receives the current detection value and calculates the current error vector, and a rotor rotation frequency estimation unit that receives the current error vector and the magnetic flux estimation value and calculates the rotor rotation frequency estimation value. After the electric vehicle shifts to coasting operation and the estimated magnetic flux output from the induction motor model unit decreases,
Since the electric vehicle is provided with magnetic flux estimation value correction means for accelerating the rise of the magnetic flux estimation value input to the motor current estimating unit when the electric vehicle shifts to the acceleration or deceleration operation, the electric vehicle of the speed sensorless vector control is provided. Therefore, the instability in the process from the coasting to the restart can be reliably solved with a simple configuration.
【００６０】また、この発明に係る電気車制御装置の誘
導電動機モデル部は、磁束推定値として、１次ｄ軸磁束
推定値ｐｄｓ、１次ｑ軸磁束推定値ｐｑｓ、２次ｄ軸磁
束推定値ｐｄｒ、および２次ｑ軸磁束推定値ｐｑｒを出
力するものであり、磁束推定値補正手段は、磁束指令か
ら上記２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒを減算して偏差出力Ｐ
ｐｄｒを出力する減算部、この減算部からの偏差出力Ｐ
ｐｄｒを入力としてＰＩ制御で補正出力ｐｄｒ０を出力
するＰＩ制御部、および上記誘導電動機モデル部からの
２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒに上記ＰＩ制御部からの補正
出力ｐｄｒ０を加算し補正２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ１
としてモータ電流推定部に出力する加算部を備えたの
で、惰行から再起動にかけての磁束推定値の補正が円滑
確実になされ、正確なロータ回転周波数推定値が得られ
る。Further, the induction motor model of the electric vehicle control device according to the present invention uses the primary d-axis magnetic flux estimated value pds, the primary q-axis magnetic flux estimated value pqs, and the secondary d-axis magnetic flux estimated value as the magnetic flux estimated value. pdr and the secondary q-axis magnetic flux estimated value pqr, and the magnetic flux estimated value correction means subtracts the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the magnetic flux command to output a deviation output Pdr.
a subtractor that outputs pdr, and a deviation output P from the subtractor
a PI control unit that outputs a correction output pdr0 by PI control with pdr as an input, and a correction secondary d by adding a correction output pdr0 from the PI control unit to a secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the induction motor model unit. Axial magnetic flux estimated value pdr1
, The correction of the magnetic flux estimation value from coasting to restart is smoothly and reliably performed, and an accurate rotor rotation frequency estimation value is obtained.
【００６１】また、他の磁束推定値補正手段は、電気車
の惰行動作への移行を所定時間前に検出する惰行検出手
段、上記誘導電動機モデル部からの２次ｄ軸磁束推定値
ｐｄｒを入力し上記惰行検出手段が惰行検出を出力した
とき上記入力した値を保持するラッチ部、および上記惰
行検出手段からの検出出力がないときは上記誘導電動機
モデル部からの２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒをそのままモ
ータ電流推定部に出力し、上記惰行検出手段が惰行検出
を出力したときは上記ラッチ部に保持された値を惰行終
了後の２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒの初期値として上記モ
ータ電流推定部に出力する切替部を備えたので、惰行か
ら再起動にかけての磁束推定値の補正が確実になされ、
正確なロータ回転周波数推定値が得られる。The other magnetic flux estimation value correction means receives coasting detection means for detecting the shift to the coasting operation of the electric vehicle a predetermined time before, and inputs the secondary d-axis magnetic flux estimation value pdr from the induction motor model unit. A latch unit for holding the input value when the coasting detection unit outputs the coasting detection; and a secondary d-axis magnetic flux estimation value pdr from the induction motor model unit when there is no detection output from the coasting detection unit. Is output to the motor current estimating section as it is, and when the coasting detecting means outputs the coasting detection, the value held in the latch section is used as an initial value of the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr after the coasting ends. Since the switching unit for outputting to the estimation unit is provided, the correction of the magnetic flux estimation value from coasting to restart is reliably performed,
An accurate rotor rotation frequency estimate is obtained.
【００６２】更に他の磁束推定値補正手段は、電気車の
惰行動作への移行を所定時間前に検出する惰行検出手
段、上記誘導電動機モデル部からの２次ｄ軸磁束推定値
ｐｄｒを入力し上記惰行検出手段が惰行検出を出力した
とき上記入力した値を保持するラッチ部、上記惰行検出
手段からの検出出力がないときは上記誘導電動機モデル
部からの２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒをそのままモータ電
流推定部に出力し、上記惰行検出手段が惰行検出を出力
したときは上記ラッチ部に保持された値を惰行終了後の
２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒの初期値として上記モータ電
流推定部に出力する第１の切替部、および上記惰行検出
手段からの検出出力がないときは上記誘導電動機モデル
部からの１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓをそのままモータ電
流推定部に出力し、上記惰行検出手段が惰行検出を出力
したときは上記ラッチ部に保持された値を惰行終了後の
１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓの初期値として上記モータ電
流推定部に出力する第２の切替部を備えたので、惰行か
ら再起動にかけての磁束推定値の補正がより確実になさ
れ、正確なロータ回転周波数推定値が得られる。Further, another magnetic flux estimation value correction means receives coasting detection means for detecting the shift to the coasting operation of the electric vehicle a predetermined time before, and inputs the secondary d-axis magnetic flux estimation value pdr from the induction motor model unit. A latch unit that holds the input value when the coasting detection unit outputs the coasting detection. When there is no detection output from the coasting detection unit, the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the induction motor model unit is used as it is. Output to the motor current estimating section, and when the coasting detecting means outputs coasting detection, the value held in the latch section is used as an initial value of the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr after the coasting is completed. When there is no detection output from the first switching unit and the coasting detection unit, the primary d-axis magnetic flux estimation value pds from the induction motor model unit is output to the motor current estimation unit as it is, A second switching unit that outputs the value held in the latch unit to the motor current estimating unit as an initial value of the primary d-axis magnetic flux estimated value pds after the end of the coasting when the coasting detection unit outputs the coasting detection; , The correction of the magnetic flux estimation value from coasting to restart is more reliably performed, and an accurate rotor rotation frequency estimation value is obtained.
【００６３】また、この発明に係る電気車制御装置の惰
行検出手段は、電流検出値の実効値を演算する実効値演
算部、およびこの実効値演算部からの電流実効値と所定
の電流設定値との大小を比較し前者が後者より小さくな
ることで惰行を検出する電流比較部を備えたので、磁束
推定値の補正に最適な惰行検出が容易にできる。Further, the coasting detecting means of the electric vehicle control device according to the present invention comprises an effective value calculating section for calculating an effective value of the detected current value, a current effective value from the effective value calculating section and a predetermined current set value. Since the current comparison unit that detects the coasting when the former is smaller than the latter by comparing the former with the latter is provided, the optimum coasting detection for correcting the estimated magnetic flux value can be easily performed.
【００６４】また、この発明に係る電気車制御装置のロ
ータ回転周波数推定部は、ｄ軸電流誤差ベクトルとｑ軸
電流誤差ベクトルと２次ｄ軸磁束推定値と２次ｑ軸磁束
推定値とを入力してロータ回転周波数演算値ＰＷｒ０を
演算する演算部、およびこの演算部からの演算値ＰＷｒ
０を入力としてＰＩ制御でロータ回転周波数推定値Ｗｒ
０を出力するＰＩ制御部を備えたので、ロータ回転周波
数推定値Ｗｒ０の出力が円滑になされる。Further, the rotor rotation frequency estimating unit of the electric vehicle control device according to the present invention calculates the d-axis current error vector, the q-axis current error vector, the secondary d-axis magnetic flux estimated value, and the secondary q-axis magnetic flux estimated value. A calculation unit for calculating a rotor rotation frequency calculation value PWr0 by inputting, and a calculation value PWr from this calculation unit
Rotor frequency estimated value Wr by PI control with 0 as input
Since the PI control unit that outputs 0 is provided, the output of the rotor rotation frequency estimated value Wr0 is smoothly performed.
【図１】 この発明の実施の形態１による速度センサレ
スベクトル制御を用いた電気車制御装置の概略構成を示
すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of an electric vehicle control device using speed sensorless vector control according to a first embodiment of the present invention.
【図２】 図１のロータ回転周波数演算部１０の内部構
成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing an internal configuration of a rotor rotation frequency calculator 10 of FIG.
【図３】 図２のロータ回転周波数演算部１０による惰
行前後の動作を説明するためのタイミングチャートであ
る。FIG. 3 is a timing chart for explaining an operation before and after coasting by a rotor rotation frequency calculation unit 10 in FIG. 2;
【図４】 この発明の実施の形態２におけるロータ回転
周波数演算部１０の内部構成を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing an internal configuration of a rotor rotation frequency calculator 10 according to Embodiment 2 of the present invention.
【図５】 図４のロータ回転周波数演算部１０による惰
行前後の動作を説明するためのタイミングチャートであ
る。FIG. 5 is a timing chart for explaining an operation before and after coasting by a rotor rotation frequency calculation unit 10 of FIG. 4;
【図６】 この発明の実施の形態３におけるロータ回転
周波数演算部１０の内部構成を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing an internal configuration of a rotor rotation frequency calculator 10 according to Embodiment 3 of the present invention.
【図７】 図６のロータ回転周波数演算部１０による惰
行前後の動作を説明するためのタイミングチャートであ
る。FIG. 7 is a timing chart for explaining operations before and after coasting by a rotor rotation frequency calculation unit 10 of FIG. 6;
１ ＶＶＶＦインバータ、２ 誘導電動機、４ 電流検
出器、５ 電流指令値演算部、６ 電圧ベクトル制御演
算部、８ ゲート制御部、９ 積分器、１０ ロータ回
転周波数演算部、１２ 加算器、１４ 滑り周波数演算
部、２１ フィードバック制御部、２２〜２５ 積分
器、２６ モータ電流推定部、２７，２８ 減算器、２
９ ロータ回転周波数推定部、３０ 演算部、３１ Ｐ
Ｉ制御部、４０ 磁束推定値補正部、４１ 減算器、４
２ ＰＩ制御部、４３ 加算器、５０ 磁束推定値補正
部、５１ 実効値演算部、５２ 電流比較部、５３ ラ
ッチ部、５４ 切替部、６０ 磁束推定値補正部、６１
第１の切替部、６２ 第２の切替部、φ＊ 磁束指
令、Ｔｍ＊ トルク指令、Ｖｄ＊ ｄ軸電圧指令、Ｖｑ
＊ ｑ軸電圧指令、ωｉ 出力周波数、ｐｄｓ １次ｄ
軸磁束推定値、ｐｑｓ １次ｑ軸磁束推定値、ｐｄｒ
２次ｄ軸磁束推定値、ｐｄｒ１ 補正２次ｄ軸磁束推定
値、ｐｑｒ ２次ｑ軸磁束推定値、ｅｉｄ ｄ軸電流誤
差ベクトル、ｅｉｑ ｑ軸電流誤差ベクトル、Ｗｒ０
ロータ回転周波数推定値、ｉｄｓｏ ｄ軸電流推定値、
ｉｑｓｏ ｑ軸電流推定値、Ｉｄ ｄ軸電流検出値、Ｉ
ｑ ｑ軸電流検出値、ＰＷｒ０ ロータ回転周波数演算
値、Ｐｐｄｒ 偏差出力、ｐｄｒ０ 補正出力、Ｉｍ
電流実効値、Ｉｍｌｅｖｅｌ 電流設定値。1 VVVF inverter, 2 induction motor, 4 current detector, 5 current command value calculation unit, 6 voltage vector control calculation unit, 8 gate control unit, 9 integrator, 10 rotor rotation frequency calculation unit, 12 adder, 14 slip frequency Calculation unit, 21 feedback control unit, 22 to 25 integrator, 26 motor current estimation unit, 27, 28 subtractor, 2
9 Rotor frequency estimator, 30 calculator, 31P
I control unit, 40 magnetic flux estimated value correction unit, 41 subtractor, 4
2 PI control unit, 43 adder, 50 magnetic flux estimation value correction unit, 51 effective value calculation unit, 52 current comparison unit, 53 latch unit, 54 switching unit, 60 magnetic flux estimation value correction unit, 61
First switching unit, 62 Second switching unit, φ * magnetic flux command, Tm * torque command, Vd * d-axis voltage command, Vq
* Q-axis voltage command, ωi output frequency, pds primary d
Estimated value of axial magnetic flux, pqs Estimated value of primary q-axis magnetic flux, pdr
Secondary d-axis magnetic flux estimated value, pdr1 Corrected secondary d-axis magnetic flux estimated value, pqr Secondary q-axis magnetic flux estimated value, eid d-axis current error vector, eiq q-axis current error vector, Wr0
Rotor rotation frequency estimated value, idso d-axis current estimated value,
iqso q-axis current estimated value, Id d-axis current detected value, I
q q-axis current detection value, PWr0 rotor rotation frequency calculation value, Ppdr deviation output, pdr0 correction output, Im
Effective current value, Imlevel current set value.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H115 PC02 PG01 PI03 PU09 PV09 QE08 QE09 QE10 QE20 QN03 QN06 QN09 QN22 QN23 RB26 SE04 SF01 TO12 TO30 5H576 AA01 CC01 DD04 EE01 FF02 FF04 GG02 GG04 HB02 JJ03 JJ06 JJ17 JJ22 KK06 LL14 LL22 LL34 LL41 ──────────────────────────────────────────────────続 き Continued on the front page F term (reference) 5H115 PC02 PG01 PI03 PU09 PV09 QE08 QE09 QE10 QE20 QN03 QN06 QN09 QN22 QN23 RB26 SE04 SF01 TO12 TO30 5H576 AA01 CC01 DD04 EE01 FF02 FF04 GG02 GG14 JJ22 JJ22 JJ17 LL41
Claims (6)
可変周波数の電力を供給する電力変換装置をベクトル制
御で制御する電気車制御装置であって、 磁束指令とトルク指令とから電流指令値を演算する電流
指令演算手段、上記電流指令値から滑り周波数を演算す
る滑り周波数演算手段、上記誘導電動機の電流を検出す
る電流検出手段、上記誘導電動機のロータ回転周波数推
定値を演算するロータ回転周波数演算手段、上記滑り周
波数とロータ回転周波数推定値とを加算して上記電力変
換装置の出力周波数を演算する出力周波数演算手段、上
記電流指令値と電流検出値と出力周波数とから上記電力
変換装置の電圧指令値を演算する電圧指令演算手段、お
よび上記電圧指令値により上記電力変換装置を制御する
制御手段を備え、 上記ロータ回転周波数演算手段は、上記電圧指令値と出
力周波数とロータ回転周波数推定値と磁束推定値と電流
誤差ベクトル（電流誤差ベクトル＝電流推定値−上記電
流検出値）とを入力して上記磁束推定値を演算する誘導
電動機モデル部、この誘導電動機モデル部からの磁束推
定値を入力して上記電流推定値を演算するモータ電流推
定部、上記電流推定値と電流検出値とを入力して上記電
流誤差ベクトルを演算する減算部、および上記電流誤差
ベクトルと磁束推定値とを入力して上記ロータ回転周波
数推定値を演算するロータ回転周波数推定部からなるも
のにおいて、 上記電気車が惰行動作に移行して上記誘導電動機モデル
部から出力される磁束推定値が低下した後、上記電気車
が加速または減速動作に移行する時点で上記モータ電流
推定部に入力される上記磁束推定値の立ち上げを加速補
正する磁束推定値補正手段を備えたことを特徴とする電
気車制御装置。1. An electric vehicle control device for controlling, by vector control, a power converter for supplying electric power of a variable voltage and a variable frequency to an induction motor for driving an electric vehicle, wherein a current command value is obtained from a magnetic flux command and a torque command. Current command calculating means for calculating; slip frequency calculating means for calculating a slip frequency from the current command value; current detecting means for detecting a current of the induction motor; rotor rotation frequency calculation for calculating an estimated rotor rotation frequency of the induction motor; Means, an output frequency calculating means for calculating the output frequency of the power converter by adding the slip frequency and the rotor rotation frequency estimated value, and a voltage of the power converter based on the current command value, the current detection value, and the output frequency. A voltage command calculating means for calculating a command value; and a control means for controlling the power conversion device based on the voltage command value; The wave number calculation means receives the voltage command value, the output frequency, the rotor rotation frequency estimated value, the magnetic flux estimated value, and the current error vector (current error vector = current estimated value−current detected value), and calculates the magnetic flux estimated value. An induction motor model section for calculating, a motor current estimating section for inputting the magnetic flux estimation value from the induction motor model section and calculating the current estimation value, and inputting the current estimation value and the current detection value to obtain the current error vector And a rotor rotation frequency estimating unit that inputs the current error vector and the magnetic flux estimation value to calculate the rotor rotation frequency estimation value. After the estimated magnetic flux output from the induction motor model unit has decreased, the electric vehicle is input to the motor current estimating unit when the electric vehicle shifts to an acceleration or deceleration operation. Electric vehicle control apparatus characterized by having a magnetic flux estimation value correction means for acceleration correction the launch of the serial flux estimation value.
て、１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓ、１次ｑ軸磁束推定値ｐ
ｑｓ、２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ、および２次ｑ軸磁束
推定値ｐｑｒを出力するものであり、 磁束推定値補正手段は、磁束指令から上記２次ｄ軸磁束
推定値ｐｄｒを減算して偏差出力Ｐｐｄｒを出力する減
算部、この減算部からの偏差出力Ｐｐｄｒを入力として
ＰＩ制御で補正出力ｐｄｒ０を出力するＰＩ制御部、お
よび上記誘導電動機モデル部からの２次ｄ軸磁束推定値
ｐｄｒに上記ＰＩ制御部からの補正出力ｐｄｒ０を加算
し補正２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ１としてモータ電流推
定部に出力する加算部を備えたことを特徴とする請求項
１に記載の電気車制御装置。2. An induction motor model section includes a primary d-axis magnetic flux estimated value pds and a primary q-axis magnetic flux estimated value p as a magnetic flux estimated value.
qs, a secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr, and a secondary q-axis magnetic flux estimated value pqr. The magnetic flux estimated value correcting means subtracts the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the magnetic flux command. A subtraction unit that outputs a deviation output Ppdr, a PI control unit that receives a deviation output Ppdr from the subtraction unit as an input and outputs a correction output pdr0 by PI control, and a secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the induction motor model unit. The electric vehicle control device according to claim 1, further comprising an adding unit that adds a correction output pdr0 from the PI control unit and outputs the corrected output pdr0 as a corrected secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr1 to a motor current estimating unit.
て、１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓ、１次ｑ軸磁束推定値ｐ
ｑｓ、２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ、および２次ｑ軸磁束
推定値ｐｑｒを出力するものであり、 磁束推定値補正手段は、電気車の惰行動作への移行を所
定時間前に検出する惰行検出手段、上記誘導電動機モデ
ル部からの２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒを入力し上記惰行
検出手段が惰行検出を出力したとき上記入力した値を保
持するラッチ部、および上記惰行検出手段からの検出出
力がないときは上記誘導電動機モデル部からの２次ｄ軸
磁束推定値ｐｄｒをそのままモータ電流推定部に出力
し、上記惰行検出手段が惰行検出を出力したときは上記
ラッチ部に保持された値を惰行終了後の２次ｄ軸磁束推
定値ｐｄｒの初期値として上記モータ電流推定部に出力
する切替部を備えたことを特徴とする請求項１に記載の
電気車制御装置。3. The induction motor model unit calculates a primary d-axis magnetic flux estimated value pds and a primary q-axis magnetic flux estimated value p as a magnetic flux estimated value.
qs, a secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr, and a secondary q-axis magnetic flux estimated value pqr, wherein the magnetic flux estimated value correcting means detects the shift to the coasting operation of the electric vehicle before a predetermined time. Detecting means, a secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the induction motor model section, and a latch section for holding the input value when the coasting detecting section outputs coasting detection, and detection from the coasting detecting section. When there is no output, the secondary d-axis magnetic flux estimation value pdr from the induction motor model section is output to the motor current estimation section as it is, and when the coasting detection means outputs coasting detection, the value held in the latch section is output. 2. The electric vehicle control device according to claim 1, further comprising: a switching unit that outputs to the motor current estimation unit as an initial value of the secondary d-axis magnetic flux estimation value pdr after the coasting is completed. 3.
て、１次ｄ軸磁束推定値ｐｄｓ、１次ｑ軸磁束推定値ｐ
ｑｓ、２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒ、および２次ｑ軸磁束
推定値ｐｑｒを出力するものであり、 磁束推定値補正手段は、電気車の惰行動作への移行を所
定時間前に検出する惰行検出手段、上記誘導電動機モデ
ル部からの２次ｄ軸磁束推定値ｐｄｒを入力し上記惰行
検出手段が惰行検出を出力したとき上記入力した値を保
持するラッチ部、上記惰行検出手段からの検出出力がな
いときは上記誘導電動機モデル部からの２次ｄ軸磁束推
定値ｐｄｒをそのままモータ電流推定部に出力し、上記
惰行検出手段が惰行検出を出力したときは上記ラッチ部
に保持された値を惰行終了後の２次ｄ軸磁束推定値ｐｄ
ｒの初期値として上記モータ電流推定部に出力する第１
の切替部、および上記惰行検出手段からの検出出力がな
いときは上記誘導電動機モデル部からの１次ｄ軸磁束推
定値ｐｄｓをそのまま上記モータ電流推定部に出力し、
上記惰行検出手段が惰行検出を出力したときは上記ラッ
チ部に保持された値を惰行終了後の１次ｄ軸磁束推定値
ｐｄｓの初期値として上記モータ電流推定部に出力する
第２の切替部を備えたことを特徴とする請求項１に記載
の電気車制御装置。4. An induction motor model unit includes a primary d-axis magnetic flux estimated value pds and a primary q-axis magnetic flux estimated value p as a magnetic flux estimated value.
qs, a secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr, and a secondary q-axis magnetic flux estimated value pqr, wherein the magnetic flux estimated value correcting means detects the shift to the coasting operation of the electric vehicle before a predetermined time. A detection unit, a latch unit that receives the secondary d-axis magnetic flux estimated value pdr from the induction motor model unit and holds the input value when the coasting detection unit outputs coasting detection, and a detection output from the coasting detection unit When there is no, the secondary d-axis magnetic flux estimation value pdr from the induction motor model unit is output to the motor current estimation unit as it is, and when the coasting detection means outputs coasting detection, the value held in the latch unit is output. Secondary d-axis magnetic flux estimated value pd after coasting ends
The first value output to the motor current estimating unit as an initial value of r
When there is no detection output from the switching unit and the coasting detection unit, the primary d-axis magnetic flux estimation value pds from the induction motor model unit is output to the motor current estimation unit as it is,
A second switching unit that outputs the value held in the latch unit to the motor current estimating unit as an initial value of the primary d-axis magnetic flux estimated value pds after the end of the coasting when the coasting detection unit outputs the coasting detection; The electric vehicle control device according to claim 1, further comprising:
演算する実効値演算部、およびこの実効値演算部からの
電流実効値と所定の電流設定値との大小を比較し前者が
後者より小さくなることで惰行を検出する電流比較部を
備えたことを特徴とする請求項３または４に記載の電気
車制御装置。5. A coasting detecting means for calculating an effective value of a detected current value, and comparing a magnitude of a current effective value from the effective value calculating section with a predetermined current set value, and determining that the former is the latter. 5. The electric vehicle control device according to claim 3, further comprising a current comparison unit that detects coasting by becoming smaller. 6.
差ベクトルとｑ軸電流誤差ベクトルと２次ｄ軸磁束推定
値と２次ｑ軸磁束推定値とを入力してロータ回転周波数
演算値ＰＷｒ０を演算する演算部、およびこの演算部か
らの演算値ＰＷｒ０を入力としてＰＩ制御でロータ回転
周波数推定値Ｗｒ０を出力するＰＩ制御部を備えたこと
を特徴とする請求項２ないし５のいずれかに記載の電気
車制御装置。6. A rotor rotation frequency estimator inputs a d-axis current error vector, a q-axis current error vector, a secondary d-axis flux estimation value, and a secondary q-axis flux estimation value, and calculates a rotor rotation frequency calculation value PWr0. And a PI control unit that receives the operation value PWr0 from the operation unit and outputs a rotor rotation frequency estimated value Wr0 by PI control. An electric vehicle control device as described in the above.
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Cited By (8)
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|---|---|---|---|---|
| JP2006014553A (en) * | 2004-06-29 | 2006-01-12 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Induction machine controller |
| JP2007520987A (en) * | 2004-02-05 | 2007-07-26 | ハネウェル・インターナショナル・インコーポレーテッド | Motor control and driver for electrical boost applications |
| JP2007325427A (en) * | 2006-06-01 | 2007-12-13 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Speed sensorless vector control unit of induction motor |
| JP4459301B1 (en) * | 2009-04-27 | 2010-04-28 | 三菱電機株式会社 | Power converter |
| KR101303952B1 (en) | 2012-06-28 | 2013-09-05 | 현대중공업 주식회사 | Induction motor control apparatus |
| KR20150075198A (en) * | 2013-12-24 | 2015-07-03 | 현대자동차주식회사 | Motor torque compensation system for environmental friendly vehicle |
| US11264927B2 (en) | 2017-03-10 | 2022-03-01 | Mitsubishi Electric Corporation | Electric vehicle propulsion control device |
| CN116648848A (en) * | 2021-05-20 | 2023-08-25 | 三菱电机株式会社 | Rotary machine control device, machine learning device, and estimation device |
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2001
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Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007520987A (en) * | 2004-02-05 | 2007-07-26 | ハネウェル・インターナショナル・インコーポレーテッド | Motor control and driver for electrical boost applications |
| JP2006014553A (en) * | 2004-06-29 | 2006-01-12 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | Induction machine controller |
| JP4731133B2 (en) * | 2004-06-29 | 2011-07-20 | 東洋電機製造株式会社 | Induction machine controller |
| JP4661692B2 (en) * | 2006-06-01 | 2011-03-30 | 富士電機システムズ株式会社 | Speed sensorless vector controller for induction motor |
| JP2007325427A (en) * | 2006-06-01 | 2007-12-13 | Fuji Electric Systems Co Ltd | Speed sensorless vector control unit of induction motor |
| JP4459301B1 (en) * | 2009-04-27 | 2010-04-28 | 三菱電機株式会社 | Power converter |
| WO2010125637A1 (en) * | 2009-04-27 | 2010-11-04 | 三菱電機株式会社 | Power conversion device |
| CN102414978A (en) * | 2009-04-27 | 2012-04-11 | 三菱电机株式会社 | Power conversion device |
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| KR20150075198A (en) * | 2013-12-24 | 2015-07-03 | 현대자동차주식회사 | Motor torque compensation system for environmental friendly vehicle |
| US11264927B2 (en) | 2017-03-10 | 2022-03-01 | Mitsubishi Electric Corporation | Electric vehicle propulsion control device |
| CN116648848A (en) * | 2021-05-20 | 2023-08-25 | 三菱电机株式会社 | Rotary machine control device, machine learning device, and estimation device |
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