JP5838554B2

JP5838554B2 - Power converter

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Publication number: JP5838554B2
Application number: JP2011007858A
Authority: JP
Inventors: 関本　守満; 守満関本
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 2011-01-18
Filing date: 2011-01-18
Publication date: 2016-01-06
Anticipated expiration: 2031-01-18
Also published as: JP2012151966A

Description

本発明は、直流リンク部に小容量のコンデンサを設けた電力変換装置に関し、特に、電源電圧の位相検出に係るものである。 The present invention relates to a power conversion device in which a small-capacitance capacitor is provided in a DC link unit, and particularly relates to phase detection of a power supply voltage.

従来より、コンバータ回路と直流リンク部とインバータ回路を有した電力変換装置として、例えば特許文献１には、直流リンク部に小容量のコンデンサを設けて脈動する直流電圧をインバータ回路へ出力すると共に、インバータ回路のスイッチング制御を行うことにより、電源側の力率低下や高調波問題を解消する、いわゆる単相コンデンサレスインバータが提案されている。 Conventionally, as a power conversion device having a converter circuit, a DC link unit, and an inverter circuit, for example, in Patent Document 1, a DC capacitor with a small capacity is provided in the DC link unit and a pulsating DC voltage is output to the inverter circuit. A so-called single-phase capacitorless inverter has been proposed that eliminates power factor reduction and harmonic problems on the power source side by performing switching control of the inverter circuit.

そして、単相コンデンサレスインバータにおける電源高調波の抑制対策として、電源側の入力電流の波形が正弦波となるようにインバータをフィードバック制御するものが、例えば特許文献２に提案されている。 As a countermeasure for suppressing power supply harmonics in a single-phase capacitorless inverter, for example, Patent Document 2 proposes feedback control of an inverter so that the waveform of the input current on the power supply side becomes a sine wave.

特開２００２−５１５８９号公報JP 2002-51589 A 特許第３６９９６６３号公報Japanese Patent No. 3699663

ところで、上述した特許文献１および２の制御を行うためには、電源電圧の位相を検出する必要がある。そして、現状では、ゼロクロス検出回路を用いて電源電圧に同期した信号を得ることにより、電源電圧の位相を算出している。 By the way, in order to perform the control of Patent Documents 1 and 2 described above, it is necessary to detect the phase of the power supply voltage. At present, the phase of the power supply voltage is calculated by obtaining a signal synchronized with the power supply voltage using a zero cross detection circuit.

しかしながら、ゼロクロス検出回路はフォトカプラ等を使用しているため、そのフォトカプラ等の個体バラツキや周囲温度のバラツキによって、その特性が変化してしまうため、算出した電源電圧の位相に誤差が生じてしまう。これにより、電源側の力率低下や電源高調波の抑制を十分に行うことができないという問題があった。 However, since the zero-cross detection circuit uses a photocoupler or the like, its characteristics change due to individual variations of the photocoupler and the ambient temperature, resulting in an error in the calculated power supply voltage phase. End up. As a result, there is a problem that power factor reduction on the power source side and power harmonics cannot be sufficiently suppressed.

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、いわゆる単相コンデンサレスインバータの電力変換装置において、正確な電源電圧の位相を検出して、その位相を用いた制御の精度を向上させることにある。 The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to detect an accurate phase of a power supply voltage in a so-called single-phase capacitorless inverter power conversion device and to perform control accuracy using the phase. Is to improve.

本発明に係る電力変換装置（1）は、上記の目的を達成するために、ゼロクロス検出回路を用いて電源電圧（V_in）の位相を直接検出するのではなく、直流リンク部（3）の電圧波形の形状から、電源電圧（V_in）の位相を推定するようにしたものである。 In order to achieve the above object, the power conversion device (1) according to the present invention does not directly detect the phase of the power supply voltage (V _in ) using a zero-cross detection circuit, but instead of the DC link unit (3). The phase of the power supply voltage (V _in ) is estimated from the shape of the voltage waveform.

具体的に、第１の発明は、単相交流電源（6）の電源電圧（V_in）を全波整流するコンバータ回路（2）と、上記コンバータ回路（2）の出力端間に接続されたコンデンサ（3a）を有し、脈動する直流電圧（V_dc）を出力する直流リンク部（3）と、上記直流リンク部（3）から出力された直流電圧（V_dc）をスイッチングによって交流に変換して出力するインバータ回路（4）と、上記直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）の波形の周期から電源周波数（ωs）を推定し、推定された電源周波数（ωs）を積分することによって上記電源電圧（V_in）の位相を推定し、得られた推定位相の、上記直流電圧（V_dc）の位相に対する位相ずれと反対の向きに、上記推定位相を補正する位相推定部（70）とを備えているものである。 Specifically, the first invention is connected between the converter circuit (2) for full-wave rectification of the power supply voltage (V _in ) of the single-phase AC power supply (6) and the output terminal of the converter circuit (2). having a capacitor (3a) conversion, DC link section for outputting a pulsating DC voltage (V _dc) and (3), the DC link part (3) output from the direct current voltage (V _dc) into alternating the switching The power supply frequency (ωs) is estimated from the period of the waveform of the DC voltage (V _dc ) of the inverter circuit (4) and the DC link section (3), and the estimated power supply frequency (ωs) is integrated. Accordingly, the phase of the power supply voltage (V _in ) is estimated, and the estimated phase is corrected in the direction opposite to the phase shift of the obtained estimated phase with respect to the phase of the DC voltage (V _dc ). 70).

上記第１の発明では、先ず、直流リンク部（3）の脈動する直流電圧（V_dc）の波形の周期から電源電圧（V_in）の位相が推定される。この推定位相は、実際の直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）の位相とずれている可能性がある。そのため、推定位相と直流電圧（V_dc）の波形の位相との位相ずれを検出し、その位相ずれの分だけ推定位相が補正される。この補正された推定位相は電源電圧（V_in）の位相として各制御に用いられる。 In the first aspect of the invention, first, the phase of the power supply voltage (V _in ) is estimated from the period of the waveform of the pulsating DC voltage (V _dc ) of the DC link section (3). This estimated phase may be out of phase with the actual DC voltage (V _dc ) of the DC link section (3). Therefore, a phase shift between the estimated phase and the phase of the waveform of the DC voltage (V _dc ) is detected, and the estimated phase is corrected by the amount of the phase shift. The corrected estimated phase is used for each control as the phase of the power supply voltage (V _in ).

第２の発明は、上記第１の発明において、上記位相推定部（70）が、上記推定位相における所定時間に対する上記直流電圧（V_dc）の積分値から上記位相ずれを推定するものである。 According to a second invention, in the first invention, the phase estimation unit (70) estimates the phase shift from an integrated value of the DC voltage (V _dc ) with respect to a predetermined time in the estimated phase.

上記第２の発明では、例えば図６に示すように、直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）の波形の周期から推定した電源電圧（V_in）の推定位相における所定時間に対する直流電圧（V_dc）の積分値から、上述した位相ずれが推定される。 In the second invention, for example, as shown in FIG. 6, the DC voltage with respect to a predetermined time in the estimated phase of the power supply voltage (V _in ) estimated from the cycle of the waveform of the DC voltage (V _dc ) of the DC link unit (3). From the integral value of (V _dc ), the above-described phase shift is estimated.

第３の発明は、上記第１または第２の発明において、上記単相交流電源（6）とコンバータ回路（2）との間に設けられるリアクトル（L）を備え、上記位相推定部（70）が、上記リアクトル（L）による電圧降下分を上記直流電圧（V_dc）に対して補償するものである。 A third invention includes the reactor (L) provided between the single-phase AC power source (6) and the converter circuit (2) in the first or second invention, and the phase estimation unit (70). However, the voltage drop due to the reactor (L) is compensated for the DC voltage (V _dc ).

上記第３の発明では、直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）が、リアクトル（L）による電圧降下分だけ補償される。 In the third aspect of the invention, the DC voltage (V _dc ) of the DC link section (3) is compensated by the voltage drop caused by the reactor (L).

以上説明したように、本発明によれば、直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）の波形の周期から電源電圧（V_in）の位相を推定し、該推定位相と直流電圧（V_dc）の波形の位相との位相ずれに基づいて補正した推定位相を電源電圧（V_in）の位相としている。そのため、従来のようにゼロクロス検出回路を用いて電源電圧（V_in）の位相を直接検出する場合に比べて、フォトカプラ等の個体バラツキや周囲温度のバラツキによる影響を受けない。したがって、正確な電源電圧（V_in）の位相を把握することができる。その結果、電源側の力率低下や電源高調波を抑制する制御を高精度に行うことができる。 As described above, according to the present invention, the phase of the power supply voltage (V _in ) is estimated from the cycle of the waveform of the DC voltage (V _dc ) of the DC link unit (3), and the estimated phase and the DC voltage (V _The estimated phase corrected based on the phase shift from the waveform phase of _dc ) is used as the phase of the power supply voltage (V _in ). Therefore, compared to the case where the phase of the power supply voltage (V _in ) is directly detected using a zero-cross detection circuit as in the prior art, it is not affected by individual variations of the photocoupler or the like and variations in ambient temperature. Therefore, the accurate phase of the power supply voltage (V _in ) can be grasped. As a result, it is possible to perform control with high accuracy to suppress power factor reduction and power supply harmonics on the power supply side.

上記第２の発明によれば、推定位相における所定時間に対する直流電圧（V_dc）の積分値から、推定位相と直流電圧（V_dc）の位相との位相ずれを推定するため、位相ずれを具体的に検出することができる。これにより、正確な電源電圧（V_in）の位相を具体的に把握可能である。 According to the second aspect of the invention, since the phase shift between the estimated phase and the phase of the DC voltage (V _dc ) is estimated from the integral value of the DC voltage (V _dc ) with respect to a predetermined time in the estimated phase, the phase shift is specified. Can be detected automatically. As a result, the accurate phase of the power supply voltage (V _in ) can be specifically grasped.

上記第３の発明によれば、リアクトル（L）による電圧降下分を直流電圧（V_dc）に対して補償するので、より正確な電源電圧（V_in）の波形を把握することができ、より正確な電源電圧（V_in）の位相を把握することができる。 According to the third aspect of the invention, since the voltage drop due to the reactor (L) is compensated for the DC voltage (V _dc ), a more accurate waveform of the power supply voltage (V _in ) can be grasped. The phase of the accurate power supply voltage (V _in ) can be grasped.

図１は、実施形態に係る電力変換装置の回路構成を示す概略図である。Drawing 1 is a schematic diagram showing the circuit composition of the power converter concerning an embodiment. 図２は、実施形態に係る制御部の構成を一部省略して示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a part of the configuration of the control unit according to the embodiment. 図３は、実施形態に係る補償値演算部の構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of a compensation value calculation unit according to the embodiment. 図４は、実施形態に係る位相推定部の構成を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of the phase estimation unit according to the embodiment. 図５は、実施形態に係る位相推定部の動作を示すフローチャートである。FIG. 5 is a flowchart illustrating the operation of the phase estimation unit according to the embodiment. 図６は、実施形態に係る位相推定部の動作を説明するための図である。FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the phase estimation unit according to the embodiment. 図７は、実施形態の変形例１に係る位相推定部の動作を示すフローチャートである。FIG. 7 is a flowchart illustrating the operation of the phase estimation unit according to the first modification of the embodiment. 図８は、実施形態の変形例１に係る位相推定部の動作を説明するための図である。FIG. 8 is a diagram for explaining the operation of the phase estimation unit according to the first modification of the embodiment. 図９は、実施形態の変形例２に係る位相推定部の構成を示すブロック図である。FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration of a phase estimation unit according to the second modification of the embodiment.

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。尚、以下の実施形態及び変形例は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、或いはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In addition, the following embodiment and modification are essentially preferable illustrations, Comprising: It does not intend restrict | limiting the range of this invention, its application thing, or its use.

本発明の実施形態に係る電力変換装置（1）の概略構成を図１に示す。この電力変換装置（1）は、コンバータ回路（2）と、直流リンク部（3）と、インバータ回路（4）と、制御部（5）とを備え、単相の交流電源（6）から供給される交流の電力を所定の周波数の電力に変換し、三相交流のモータ（7）に供給するように構成されている。尚、三相交流のモータ（7）は、例えば、空気調和機の冷媒回路に設けられた圧縮機を駆動するためのものである。 A schematic configuration of a power converter (1) according to an embodiment of the present invention is shown in FIG. This power converter (1) includes a converter circuit (2), a DC link unit (3), an inverter circuit (4), and a control unit (5), and is supplied from a single-phase AC power source (6). The AC power to be converted into power having a predetermined frequency is supplied to the three-phase AC motor (7). The three-phase AC motor (7) is, for example, for driving a compressor provided in a refrigerant circuit of an air conditioner.

コンバータ回路（2）は、交流電源（6）に接続され、複数（本実施形態では４つ）のダイオード（D1〜D4）がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路と、交流電源（6）とダイオードブリッジ回路との間に直列に接続されたリアクトル（L）とを有している。交流電源（6）の電源電圧（V_in）は、ダイオード（D1〜D4）のブリッジ回路によって全波整流される。また、コンバータ回路（2）の出力と上記直流リンク部（3）の入力との間には、シャント抵抗（図示せず）が直列に接続され、コンバータ回路（2）の出力電流（|i_in|）が検出される。 The converter circuit (2) is connected to an AC power source (6), a diode bridge circuit in which a plurality (four in this embodiment) of diodes (D1 to D4) are connected in a bridge shape, and an AC power source (6) And a reactor (L) connected in series with the diode bridge circuit. The power supply voltage (V _in ) of the AC power supply (6) is full-wave rectified by a bridge circuit of diodes (D1 to D4). Further, a shunt resistor (not shown) is connected in series between the output of the converter circuit (2) and the input of the DC link unit (3), and the output current (| i _in ) of the converter circuit (2). |) Is detected.

直流リンク部（3）は、コンバータ回路（2）の出力とインバータ回路（4）の入力との間に設けられている。直流リンク部（3）には、コンバータ回路（2）の出力端間に接続されたコンデンサ（3a）が設けられている。このコンデンサ（3a）としては、例えばフィルムコンデンサが用いられ、インバータ回路（4）の後述するスイッチング素子がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧（電圧変動）を平滑化可能にする程度の静電容量を有している。つまり、コンデンサ（3a）は、コンバータ回路（2）によって整流された電圧（電源電圧に起因する電圧変動）を平滑化する程の静電容量を有さない小容量のコンデンサである。本実施形態では、単相の交流電源（6）であるため、直流リンク部（3）の直流電圧（V_dc）（以下、ＤＣ電圧（V_dc）という。）は、電源周波数（例えば５０Ｈｚ）の２倍の周波数で脈動し，且つ，その最大値がその最小値の２倍以上となるような大きな脈動を有している。 The DC link unit (3) is provided between the output of the converter circuit (2) and the input of the inverter circuit (4). The DC link unit (3) is provided with a capacitor (3a) connected between the output ends of the converter circuit (2). As this capacitor (3a), for example, a film capacitor is used, and when a switching element (to be described later) of the inverter circuit (4) performs a switching operation, a ripple voltage (voltage fluctuation) generated corresponding to the switching frequency can be smoothed. It has a sufficient capacitance. That is, the capacitor (3a) is a small-capacitance capacitor that does not have a capacitance enough to smooth the voltage rectified by the converter circuit (2) (voltage fluctuation caused by the power supply voltage). In this embodiment, since it is a single-phase AC power supply (6), the DC voltage (V _dc ) (hereinafter referred to as DC voltage (V _dc )) of the DC link unit (3) is the power frequency (for example, 50 Hz). And has a large pulsation such that its maximum value is twice or more of its minimum value.

インバータ回路（4）は、入力側が直流リンク部（3）のコンデンサ（3a）に接続され、出力側が三相交流のモータ（7）に接続されている。インバータ回路（4）は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されて構成されている。このインバータ回路（4）は、電力を三相交流のモータ（7）に出力するために、６個のスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）を備えている。詳しくは、インバータ回路（4）は、２つのスイッチング素子を互いに直列接続してなる３つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおいて上アームのスイッチング素子（Su,Sv,Sw）と下アームのスイッチング素子（Sx,Sy,Sz）との中点が、それぞれモータ（7）の各相のコイル（図示は省略）に接続されている。インバータ回路（4）は、これらのスイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作によって、入力された直流リンク部（3）のＤＣ電圧（V_dc）をスイッチングして所定の周波数の三相交流電圧に変換し、その電圧をモータ（7）に出力するように構成されている。尚、本実施形態では、各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）に対して、還流ダイオード（Du,Dv,Dw,Dx,Dy,Dz）が逆並列に接続されている。 The inverter circuit (4) has an input side connected to the capacitor (3a) of the DC link section (3) and an output side connected to a three-phase AC motor (7). The inverter circuit (4) is configured by a plurality of switching elements being bridge-connected. The inverter circuit (4) includes six switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) in order to output electric power to the three-phase AC motor (7). Specifically, the inverter circuit (4) includes three switching legs formed by connecting two switching elements in series with each other, and in each switching leg, an upper arm switching element (Su, Sv, Sw) and a lower arm switching element. The midpoints of (Sx, Sy, Sz) are respectively connected to coils (not shown) of each phase of the motor (7). The inverter circuit (4) switches the input DC voltage (V _dc ) of the DC link part (3) according to the on / off operation of these switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) to a predetermined value. Is converted into a three-phase AC voltage having a frequency of 1 and the voltage is output to the motor (7). In the present embodiment, free-wheeling diodes (Du, Dv, Dw, Dx, Dy, Dz) are connected in reverse parallel to the switching elements (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz). .

制御部（5）は、インバータ回路（4）のスイッチング（オンオフ動作）を制御し、そのスイッチング制御によって、インバータ回路（4）の出力電流、つまり、モータ（7）に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の電流（モータ電流（i_u,i_v,i_w））が制御されるように構成されている。図２〜図４に示すように、制御部（5）は、電流制御部（50）と補償値演算部（60）と位相推定部（70）とを備えている。 The control unit (5) controls the switching (on / off operation) of the inverter circuit (4), and by the switching control, the output current of the inverter circuit (4), that is, each of U, V, W flowing to the motor (7) Phase currents (motor currents (i _u , i _v , i _w )) are controlled. As shown in FIGS. 2 to 4, the control unit (5) includes a current control unit (50), a compensation value calculation unit (60), and a phase estimation unit (70).

〈電流制御部〉
電流制御部（50）は、電流指令値を生成し、その電流指令値に基づいて、モータ電流（i_u,i_v,i_w）を制御するように構成されている。電流制御部（50）は、速度制御部（51）、乗算器（52）、加算器（53）、ｄｑ電流指令値生成部（54）、座標変換部（55）、ｄｑ軸電流制御部（56）およびＰＷＭ演算部（57）を備えている。 <Current controller>
The current control unit (50) is configured to generate a current command value and control the motor current (i _u , i _v , i _w ) based on the current command value. The current controller (50) includes a speed controller (51), a multiplier (52), an adder (53), a dq current command value generator (54), a coordinate converter (55), a dq axis current controller ( 56) and a PWM calculation unit (57).

速度制御部（51）は、モータ（7）の機械角の回転角周波数（ω）と、機械角の指令値（ω*）との偏差を求め、その偏差を比例・積分演算（ＰＩ演算）し、その演算結果である第１の電流指令値（i_m*）を乗算器（52）に出力するように構成されている。 The speed controller (51) calculates the deviation between the rotation angle frequency (ω) of the mechanical angle of the motor (7) and the command value (ω *) of the mechanical angle, and the deviation is proportional / integral calculation (PI calculation) The first current command value (i _m *) that is the calculation result is output to the multiplier (52).

乗算器（52）は、交流電源（6）から出力される電源電圧（V_in）の位相（θ_in）の正弦値の絶対値（|sin（θ_in）|）が入力され、下記の式（１）に基づいて算出される変調係数（ripple）を第１の電流指令値（i_m*）に乗算し、その乗算結果を第２の電流指令値（i_T*）として出力するように構成されている。尚、式（１）中のｋは、モータ（7）の負荷の大きさに応じて変更される値である。 The multiplier (52) receives the absolute value (| sin (θ _in ) |) of the sine value of the phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in ) output from the AC power supply (6), and the following formula The modulation coefficient (ripple) calculated based on (1) is multiplied by the first current command value (i _m *), and the multiplication result is output as the second current command value (i _T *). It is configured. In addition, k in Formula (1) is a value changed according to the magnitude | size of the load of a motor (7).

加算器（53）は、第２の電流指令値（i_T*）と、後述する補償値演算部（60）で出力される補償電流指令値（i_comp*）とを加算し、その加算結果を駆動電流指令値（i_dq*）として出力するように構成されている。駆動電流指令値（i_dq*）の値は、次の式（２）で表すことができる。 The adder (53) adds the second current command value (i _T *) and the compensation current command value (i _comp *) output from the compensation value calculation unit (60) described later, and the addition result _Is output as a drive current command value (i _dq *). The value of the drive current command value (i _dq *) can be expressed by the following equation (2).

ｄｑ電流指令値生成部（54）は、駆動電流指令値（i_dq*）と、モータ（7）に流す電流の位相（β）の指令値（β*）とから、次の式（３）に基づいてｄ軸電流指令値（i_d*）及びｑ軸電流指令値（i_q*）を求め、それらをｄｑ軸電流制御部（56）に出力するように構成されている。 The dq current command value generation unit (54) _calculates the following equation (3) from the drive current command value (i _dq *) and the command value (β *) of the phase (β) of the current flowing to the motor (7). The d-axis current command value (i _d *) and the q-axis current command value (i _q *) are obtained based on the above and are output to the dq-axis current control unit (56).

座標変換部（55）は、モータ（7）の回転子（図示は省略）の回転角（電気角（θ_e））と、モータ電流（i_u,i_v,i_w）とから、ｄ軸電流（i_d）とｑ軸電流（i_q）を算出するように構成されている。具体的には、次の式（４）に基づいて、ｄ軸電流（i_d）とｑ軸電流（i_q）とが求められる。 The coordinate conversion unit (55) is configured based on the d-axis from the rotation angle (electrical angle (θ _e )) of the rotor (not shown) of the motor (7) and the motor current (i _u , i _v , i _w ). A current (i _d ) and a q-axis current (i _q ) are calculated. Specifically, the d-axis current (i _d ) and the q-axis current (i _q ) are obtained based on the following equation (4).

ｄｑ軸電流制御部（56）は、モータ電流（i_u,i_v,i_w）の指令値であるｄ軸及びｑ軸の電流指令値（i_d*,i_q*）とｄ軸及びｑ軸の実電流値（i_d,i_q）との偏差がそれぞれ小さくなるようにｄ軸及びｑ軸の電圧指令値（V_d*,V_q*）を生成し、ＰＷＭ演算部（57）に出力するように構成されている。 The dq-axis current control unit (56) is configured to control the d-axis and q-axis current command values (i _d *, i _q *), which are command values of the motor current (i _u , i _v , i _w ), The d-axis and q-axis voltage command values (V _d *, V _q *) are generated so that the deviations from the actual current values (i _d , i _q ) of the axes become small, and the PWM calculation unit (57) It is configured to output.

ＰＷＭ演算部（57）では、ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値（V_d*,V_q*）と、直流リンク部（3）のＤＣ電圧（V_dc）と、モータ（7）の回転子（図示は省略）の回転角（電気角（θ_e））とが入力される。ＰＷＭ演算部（57）は、これらの値に基づいて、インバータ回路（4）の各スイッチング素子（Su,Sv,Sw,Sx,Sy,Sz）のオンオフ動作を制御するゲート信号（G）を生成し、そのゲート信号（G）をインバータ回路（4）に出力するように構成されている。 In the PWM calculation unit (57), the d-axis and q-axis voltage command values (V _d *, V _q *), the DC voltage (V _dc ) of the DC link unit (3), and the rotor of the motor (7) A rotation angle (electrical angle (θ _e )) (not shown) is input. Based on these values, the PWM calculation unit (57) generates a gate signal (G) that controls the on / off operation of each switching element (Su, Sv, Sw, Sx, Sy, Sz) of the inverter circuit (4). The gate signal (G) is output to the inverter circuit (4).

〈補償値演算部〉
補償値演算部（60）は、検出されたコンバータ回路（2）の出力電流値（|i_in|）に基づいて、補償電流指令値（i_comp*）を演算により求めるように構成されている。 <Compensation value calculator>
The compensation value calculation unit (60) is configured to calculate a compensation current command value (i _comp *) based on the detected output current value (| i _in |) of the converter circuit (2). .

図３に示すように、補償値演算部（60）では、まず、コンバータ回路（2）の出力電流の指令値（|i_in*|）が生成される。コンバータ回路（2）の出力電流値（|i_in|）に基づいてフーリエ変換によって抽出される基本波の振幅成分（Ampi_in）と電源電圧（V_in）の位相（θ_in）の正弦値の絶対値（|sin（θ_in）|）とが乗算され、その乗算結果として上記指令値（|i_in*|）が生成される。電源電圧（V_in）の位相（θ_in）の正弦値の絶対値（|sin（θ_in）|）は、電源電圧（V_in）と同位相の正弦波の全波整流波形を表している。つまり、上記指令値（|i_in*|）は、電源電圧（V_in）と同位相の正弦波の全波整流波に基づいて生成される。 As shown in FIG. 3, in the compensation value calculation unit (60), first, a command value (| i _in * |) of the output current of the converter circuit (2) is generated. Based on the output current value (| i _in |) of the converter circuit (2), the amplitude component (Ampi _in ) of the fundamental wave extracted by Fourier transform and the sine value of the phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in ) The absolute value (| sin (θ _in ) |) is multiplied, and the command value (| i _in * |) is generated as the multiplication result. The absolute value of the sine of the phase (theta _in) of the power supply voltage _{(V in) (| sin (} θ in) |) represents the power supply voltage (V _in) and a sine wave of full-wave rectified waveform having the same phase . That is, the command value (| i _in * |) is generated based on a sine wave full-wave rectified wave having the same phase as the power supply voltage (V _in ).

次に、補償値演算部（60）では、補償電流指令値（i_comp*）が生成される。具体的には、補償電流指令値（i_comp*）は、コンバータ回路（2）の出力電流の指令値（|i_in*|）とコンバータ回路（2）の出力電流値（|i_in|）との偏差を比例・積分演算（ＰＩ演算）し、その演算結果として生成される。このように、補償電流指令値（i_comp*）は、コンバータ回路（2）の出力電流値（|i_in|）が目標値である上記指令値（|i_in*|）に近づくように算出される。つまり、補償電流指令値（i_comp*）は、コンバータ回路（2）の出力電流の波形が上記正弦波の全波整流波形に近づくように算出される。尚、コンバータ回路（2）の出力電流（|i_in|）の波形は、コンバータ回路（2）の入力電流（|i_in|）を全波整流した波形に等しい。つまり、コンバータ回路（2）の出力電流の波形が上記正弦波の全波整流波形に近づくように補償電流指令値（i_comp*）を算出することは、コンバータ回路（2）の入力電流の波形が上記正弦波に近づくように補償電流指令値（i_comp*）を算出することと同じ意味である。生成された補償電流指令値（i_comp*）は、前述の通り、モータ電流（i_u,i_v,i_w）を制御するための指令値として、電流制御部（50）の加算器（53）に出力される。この補償電流指令値（i_comp*）に基づいてモータ電流（i_u,i_v,i_w）を制御することにより、入力電流の高調波成分が抑制される。 Next, the compensation value calculation unit (60) generates a compensation current command value (i _comp *). Specifically, the compensation current command value (i _comp *) includes the output current command value (| i _in * |) of the converter circuit (2) and the output current value (| i _in |) of the converter circuit (2). Is calculated as a result of the proportional / integral calculation (PI calculation). In this way, the compensation current command value (i _comp *) is calculated so that the output current value (| i _in |) of the converter circuit (2) approaches the command value (| i _in * |), which is the target value. Is done. That is, the compensation current command value (i _comp *) is calculated so that the waveform of the output current of the converter circuit (2) approaches the sine wave full-wave rectification waveform. The waveform of the output current (| i _in |) of the converter circuit (2) is equal to the waveform obtained by full-wave rectification of the input current (| i _in |) of the converter circuit (2). In other words, calculating the compensation current command value (i _comp *) so that the waveform of the output current of the converter circuit (2) approaches the sine wave full-wave rectified waveform is the waveform of the input current of the converter circuit (2). Is equivalent to calculating the compensation current command value (i _comp *) so that is close to the sine wave. As described above, the generated compensation current command value (i _comp *) is used as a command value for controlling the motor current (i _u , i _v , i _w ) as an adder (53 ) Is output. By controlling the motor current (i _u , i _v , i _w ) based on the compensation current command value (i _comp *), the harmonic component of the input current is suppressed.

〈位相推定部〉
位相推定部（70）は、電流制御部（50）および補償値演算部（60）で用いる「電源電圧（V_in）の位相（θ_in）」を、直流リンク部（3）のＤＣ電圧（V_dc）の波形から推定するように構成されている。図４に示すように、位相推定部（70）は、周波数算出部（71）と演算部（72）と位相算出部（73）とを備えている。 <Phase estimation unit>
The phase estimator (70) uses the “phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in )” used in the current controller (50) and the compensation value calculator (60) as the DC voltage ( V _dc ) is estimated from the waveform. As shown in FIG. 4, the phase estimation unit (70) includes a frequency calculation unit (71), a calculation unit (72), and a phase calculation unit (73).

周波数算出部（71）は、ＤＣ電圧（V_dc）の波形の周期から電源周波数（ωs）を推定する。演算部（72）は、周波数算出部（71）で推定した電源周波数（ωs）を積分することによって、電源電圧（V_in）の位相（θ_in）を推定する。以下、この「電源電圧（V_in）の位相（θ_in）」は単に推定電源位相（θ_in）ともいう。位相算出部（73）は、演算部（72）で推定した推定電源位相（θ_in）とＤＣ電圧（V_dc）の位相との位相ずれを算出し、その位相ずれに基づいて上記推定電源位相（θ_in）を補正する。そして、この補正後の推定電源位相（θ_in）は、電流制御部（50）および補償値演算部（60）で用いる「電源電圧（V_in）の位相（θ_in）」として出力される。 The frequency calculation unit (71) estimates the power supply frequency (ωs) from the cycle of the waveform of the DC voltage (V _dc ). The calculation unit (72) estimates the phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in ) by integrating the power supply frequency (ωs) estimated by the frequency calculation unit (71). Hereinafter, the “phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in )” is also simply referred to as an estimated power supply phase (θ _in ). The phase calculation unit (73) calculates a phase shift between the estimated power supply phase (θ _in ) estimated by the calculation unit (72) and the phase of the DC voltage (V _dc ), and based on the phase shift, the estimated power supply phase Correct (θ _in ). The corrected estimated power supply phase (θ _in ) is output as “the phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in )” used in the current control unit (50) and the compensation value calculation unit (60).

位相算出部（73）の動作について図５および図６を参照しながら詳細に説明する。先ず、図５のステップＳＴ１では、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）の所定時間（例えば、０〜９０degの期間）に対するＤＣ電圧（V_dc）の積分値Ａ１が算出される。図５のステップＳＴ２では、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）の所定時間（例えば、９０〜１８０degの期間）に対するＤＣ電圧（V_dc）の積分値Ａ２が算出される。つまり、積分値Ａ１およびＡ２は、図６に示すように、ＤＣ電圧（V_dc）の波形における所定時間に対する面積である。 The operation of the phase calculation unit (73) will be described in detail with reference to FIGS. First, in step ST1 of FIG. 5, an integrated value A1 of the DC voltage (V _dc ) with respect to a predetermined time (for example, a period of 0 to 90 deg) of the estimated power supply phase (θ _in ) estimated by the calculation unit (72) is calculated. Is done. In step ST2 of FIG. 5, an integrated value A2 of the DC voltage (V _dc ) with respect to a predetermined time (for example, a period of 90 to 180 deg) of the estimated power supply phase (θ _in ) estimated by the calculation unit (72) is calculated. . That is, the integral values A1 and A2 are areas with respect to a predetermined time in the waveform of the DC voltage (V _dc ) as shown in FIG.

続いて、図５のステップＳＴ３では、積分値Ａ１と積分値Ａ２の大小が比較判定される。Ａ１がＡ２より大きい場合（Ａ１＞Ａ２の場合）は、推定電源位相（θ_in）がＤＣ電圧（V_dc）の位相に対して遅れていると判断して、推定電源位相（θ_in）が進み方向に補正される（図５のステップＳＴ４）。逆に、Ａ１がＡ２より小さい場合（Ａ１＜Ａ２の場合）は、推定電源位相（θ_in）がＤＣ電圧（V_dc）の位相に対して進んでいると判断して、推定電源位相（θ_in）が遅れ方向に補正される（図５のステップＳＴ５）。例えば、Ａ１がＡ２より小さい場合（Ａ１＜Ａ２の場合）は、図６（ａ）に示す状態となる。それぞれの位相の補正量は、Ａ１とＡ２の差分に対応した位相量である。図５のステップＳＴ４，５で補正された推定電源位相（θ_in）は、電流制御部（50）および補償値演算部（60）で用いる正弦値の絶対値（|sin（θ_in）|）の「位相（θ_in）」として出力される。このように、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）の位相ずれの算出と、その位相ずれに基づく補正が連続して行われる。尚、図５において図示しないが、図６（ｂ）に示すようにＡ１とＡ２が同じである場合（Ａ１＝Ａ２の場合）は、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）は位相ずれが無いとしてそのまま出力される。 Subsequently, in step ST3 of FIG. 5, the magnitudes of the integral value A1 and the integral value A2 are compared and determined. If A1 is greater than A2 (the case of A1> A2), it is determined that the estimated supply phase (theta _in) is delayed with respect to the phase of the DC voltage (V _dc), the estimated supply phase (theta _in) is Correction is made in the advancing direction (step ST4 in FIG. 5). Conversely, when A1 is smaller than A2 (when A1 <A2), it is determined that the estimated power supply phase (θ _in ) is advanced with respect to the phase of the DC voltage (V _dc ), and the estimated power supply phase (θ _in ) is corrected in the delay direction (step ST5 in FIG. 5). For example, when A1 is smaller than A2 (when A1 <A2), the state shown in FIG. Each phase correction amount is a phase amount corresponding to the difference between A1 and A2. The estimated power supply phase (θ _in ) corrected in steps ST4 and ST5 in FIG. 5 is the absolute value of the sine value (| sin (θ _in ) |) used in the current control unit (50) and the compensation value calculation unit (60). Is output as “phase (θ _in )”. In this way, the calculation of the phase shift of the estimated power supply phase (θ _in ) estimated by the calculation unit (72) and the correction based on the phase shift are continuously performed. Although not shown in FIG. 5, when A1 and A2 are the same as shown in FIG. 6B (when A1 = A2), the estimated power source phase (θ _in ) estimated by the calculation unit (72) is shown. ) Is output as it is with no phase shift.

−実施形態の効果−
以上のように、本実施形態では、ＤＣ電圧（V_dc）の波形から推定した推定電源位相（θ_in）を電源電圧（V_in）の位相（θ_in）としている。具体的に、本実施形態では、ＤＣ電圧（V_dc）の周期から推定した推定電源位相（θ_in）と、ＤＣ電圧（V_dc）の波形の位相との位相ずれを算出し、その位相ずれに基づいて推定電源位相（θ_in）を補正し、その補正後の推定電源位相（θ_in）を電源電圧（V_in）の位相（θ_in）としている。そのため、従来のようにゼロクロス検出回路を用いて電源電圧の位相を直接検出する場合に比べて、フォトカプラ等の個体のバラツキや周囲温度のバラツキによる影響を受けない。したがって、正確な電源電圧（V_in）の位相（θ_in）を把握することができる。その結果、電流制御部（50）および補償値演算部（60）で用いる電源電圧（V_in）の位相（θ_in）の正弦値の絶対値（|sin（θ_in）|）を正確に把握することができる。その結果、補償値演算部（60）において正確な補償電流指令値（i_comp*）を求めることができ、それに伴って電流制御部（50）において正確なモータ電流（i_u,i_v,i_w）を求めることができる。これにより、コンバータ回路（2）の入力電流（i_in）の波形を正弦波に十分近づけることができ、入力電流の高調波成分を高精度に抑制することができる。 -Effect of the embodiment-
As described above, in the present embodiment, a DC voltage (V _dc) of the phase of the estimated estimated supply phase from the waveform (theta _in) the supply voltage _{_{(V in) (θ in)}} . Specifically, in this embodiment, it calculates a DC voltage (V _dc) period from the estimated estimated power phase (theta _in), the phase shift between the phase of the waveform of the DC voltage (V _dc), the phase shift It corrects the estimated supply phase (theta _in) based on, and the corrected estimated power phases (theta _in) and phase (theta _in) of the power supply voltage (V _in). Therefore, compared to the case where the phase of the power supply voltage is directly detected using a zero-cross detection circuit as in the prior art, it is not affected by variations in individual photocouplers or the like and variations in ambient temperature. Therefore, it is possible to grasp the accurate phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in ). As a result, the absolute value of the sine value (| sin (θ _in ) |) of the phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in ) used in the current control unit (50) and compensation value calculation unit (60) is accurately grasped. can do. As a result, an accurate compensation current command value (i _comp *) can be obtained in the compensation value calculation unit (60), and accordingly, an accurate motor current (i _u , i _v , i) in the current control unit (50). _w ). As a result, the waveform of the input current (i _in ) of the converter circuit (2) can be made sufficiently close to a sine wave, and the harmonic component of the input current can be suppressed with high accuracy.

また、本実施形態の位相算出部（73）では、推定電源位相（θ_in）における所定時間に対するＤＣ電圧（V_dc）の積分値から、推定電源位相（θ_in）とＤＣ電圧（V_dc）の位相との位相ずれを算出しているので、位相ずれひいては電源電圧（V_in）の位相（θ_in）を具体的且つ簡易に把握することができる。 Further, the phase calculation unit in the present embodiment (73), the integrated values of the DC voltage for a predetermined time in the estimated supply phase (theta _in) (V _dc), the estimated supply phase (theta _in) and DC voltage (V _dc) Therefore, the phase shift and thus the phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in ) can be grasped in a concrete and simple manner.

−実施形態の変形例−
〈変形例１〉
本変形例１は、上記実施形態の位相推定部（70）における位相算出部（73）の構成を変更したものである。本変形例の位相算出部（73）は、図７に示すように、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）の位相ずれの算出と、その位相ずれに基づく補正を行う。電源周波数（例えば５０Ｈｚ）の２倍の周波数で脈動し，且つ，その最大値がその最小値の２倍以上となるような大きな脈動を有している。 -Modification of the embodiment-
<Modification 1>
The first modification is obtained by changing the configuration of the phase calculation unit (73) in the phase estimation unit (70) of the above embodiment. As shown in FIG. 7, the phase calculation unit (73) of the present modification calculates the phase shift of the estimated power supply phase (θ _in ) estimated by the calculation unit (72) and performs correction based on the phase shift. . It has a large pulsation that pulsates at a frequency twice the power supply frequency (for example, 50 Hz) and whose maximum value is twice or more the minimum value.

先ず、ステップＳＴ１１では、ＤＣ電圧（V_dc）に対して、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）の２倍の周波数の正弦値（sin（２θ_in））を乗算した波形の積分値Ｂが算出される。続いて、ステップＳＴ１２では、積分値Ｂが正であるか否かが判定される。Ｂが正の場合（Ｂ＞０の場合）は、推定電源位相（θ_in）がＤＣ電圧（V_dc）の位相に対して遅れていると判断して、推定電源位相（θ_in）が進み方向に補正される（ステップＳＴ１３）。逆に、Ｂがゼロまたは負の場合（Ｂ≦０の場合）は、推定電源位相（θ_in）がＤＣ電圧（V_dc）の位相に対して進んでいると判断して、推定電源位相（θ_in）が遅れ方向に補正される（ステップＳＴ１４）。 First, in step ST11, the DC voltage (V _dc ) is multiplied by a sine value (sin (2θ _in )) having a frequency twice that of the estimated power supply phase (θ _in ) estimated by the calculation unit (72). An integral value B of the waveform is calculated. Subsequently, in step ST12, it is determined whether or not the integral value B is positive. B is (if B> 0) if positive, it is determined that the estimated supply phase (theta _in) is delayed with respect to the phase of the DC voltage (V _dc), the estimated supply phase (theta _in) proceeds The direction is corrected (step ST13). Conversely, when B is zero or negative (when B ≦ 0), it is determined that the estimated power supply phase (θ _in ) is advanced with respect to the phase of the DC voltage (V _dc ), and the estimated power supply phase ( θ _in ) is corrected in the delay direction (step ST14).

実際、ＤＣ電圧（V_dc）の波形は、図８に示すＸ部のように、正弦波の全波整流の一部（低電圧部）が平滑された状態になっている。そうすると、上記実施形態１の位相算出部（73）のように、ＤＣ電圧（V_dc）の所定時間における面積の大小関係を比較する方法では、一部平滑されたＸ部の面積が小さいとは言え加味されてしまうため、面積の大小比較に多少の影響を及ぼすこととなる。ところが、本変形例の位相算出部（73）では、仮想のsin（２θ_in）をＤＣ電圧（V_dc）に乗算するため、一部平滑されたＸ部をある程度無視することができる。したがって、本変形例の位相算出部（73）によれば、より正確な位相ずれを算出することができる。よって、より正確な電源電圧（V_in）の位相（θ_in）を把握することができる。 Actually, the waveform of the DC voltage (V _dc ) is in a state in which a part of the full-wave rectification of the sine wave (low voltage part) is smoothed like the X part shown in FIG. Then, in the method of comparing the magnitude relation of the area of the DC voltage (V _dc ) for a predetermined time as in the phase calculation unit (73) of the first embodiment, the area of the X portion partially smoothed is small. In other words, since it is taken into account, the comparison of the areas is somewhat affected. However, since the phase calculation unit (73) of the present modification multiplies the virtual sin (2θ _in ) by the DC voltage (V _dc ), the partially smoothed X portion can be ignored to some extent. Therefore, according to the phase calculation unit (73) of the present modification, a more accurate phase shift can be calculated. Therefore, the phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in ) can be grasped more accurately.

〈変形例２〉
本変形例２は、図９に示すように、上記実施形態における位相推定部（70）の構成を変更したものである。つまり、本変形例は、上記実施形態の位相推定部（70）において電圧降下算出部（74）を追加して、ＤＣ電圧（V_dc）を補償するようにしたものである。 <Modification 2>
In the second modification, as shown in FIG. 9, the configuration of the phase estimation unit (70) in the above embodiment is changed. That is, in this modification, a voltage drop calculation unit (74) is added to the phase estimation unit (70) of the above embodiment to compensate for the DC voltage (V _dc ).

具体的に、本変形例の位相推定部（70）では、電圧降下算出部（74）においてコンバータ回路（2）の出力電流値（|i_in|）からリアクトル（L）による電圧降下（Ldi/dt）が算出される。この算出された電圧降下（Ldi/dt）がＤＣ電圧（V_dc）に加算されて、電源電圧（|V_in|）が推定される。以下、この推定された電源電圧（|V_in|）は推定電源電圧（|V_in|）という。周波数算出部（71）では、推定電源電圧（|V_in|）の波形の周期から電源周波数（ωs）が推定される。演算部（72）では、周波数算出部（71）で推定した電源周波数（ωs）を積分することによって、推定電源位相（θ_in）が推定される。位相算出部（73）は、演算部（72）で推定された推定電源位相（θ_in）と推定電源電圧（|V_in|）の位相との位相ずれを算出し、その位相ずれに基づいて上記推定電源位相（θ_in）を補正する。この位相算出部（73）による位相ずれの算出および補正の内容は、上記実施形態と同様である。そして、この補正後の推定電源位相（θ_in）は、電流制御部（50）および補償値演算部（60）で用いる「電源電圧（V_in）の位相（θ_in）」として出力される。 Specifically, in the phase estimation unit (70) of this modification, the voltage drop calculation unit (74) uses the voltage drop (Ldi / L) from the output current value (| i _in |) of the converter circuit (2) from the reactor (L). dt) is calculated. The calculated voltage drop (Ldi / dt) is added to the DC voltage (V _dc ) to estimate the power supply voltage (| V _in |). Hereinafter, the estimated power supply voltage (| V _in |) is referred to as an estimated power supply voltage (| V _in |). The frequency calculation unit (71) estimates the power supply frequency (ωs) from the period of the waveform of the estimated power supply voltage (| V _in |). The calculation unit (72) estimates the estimated power supply phase (θ _in ) by integrating the power supply frequency (ωs) estimated by the frequency calculation unit (71). The phase calculation unit (73) calculates a phase shift between the estimated power supply phase (θ _in ) estimated by the calculation unit (72) and the phase of the estimated power supply voltage (| V _in |), and based on the phase shift The estimated power supply phase (θ _in ) is corrected. The contents of calculation and correction of the phase shift by the phase calculation unit (73) are the same as in the above embodiment. The corrected estimated power supply phase (θ _in ) is output as “the phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in )” used in the current control unit (50) and the compensation value calculation unit (60).

このように、本変形例では、推定電源電圧（|V_in|）が上記実施形態の位相推定部（70）におけるＤＣ電圧（V_dc）として用いられる。推定電源電圧（|V_in|）は、上述したように、ＤＣ電圧（V_dc）に対してリアクトル（L）による電圧降下（Ldi/dt）が加算されたものである。つまり、本変形例では、ＤＣ電圧（V_dc）に対しリアクトル（L）による電圧降下（Ldi/dt）を補償した値として推定電源電圧（|V_in|）が用いられる。したがって、本変形例では、リアクトル（L）による影響を受けないため、より正確な電源電圧（V_in）の位相（θ_in）を把握することができる。 Thus, in this modification, the estimated power supply voltage (| V _in |) is used as the DC voltage (V _dc ) in the phase estimation unit (70) of the above embodiment. As described above, the estimated power supply voltage (| V _in |) is obtained by adding the voltage drop (Ldi / dt) due to the reactor (L) to the DC voltage (V _dc ). That is, in this modification, the estimated power supply voltage (| V _in |) is used as a value obtained by compensating for the voltage drop (Ldi / dt) caused by the reactor (L) with respect to the DC voltage (V _dc ). Therefore, in this modified example, since it is not influenced by the reactor (L), the phase (θ _in ) of the power supply voltage (V _in ) can be grasped more accurately.

以上説明したように、本発明は、直流リンク部に小容量のコンデンサを設けた、いわゆる単相コンデンサレスインバータの電力変換装置として有用である。 As described above, the present invention is useful as a power conversion device for a so-called single-phase capacitorless inverter in which a small-capacitance capacitor is provided in a DC link portion.

1 電力変換装置
2 コンバータ回路
3 直流リンク部
3a コンデンサ
4 インバータ回路
L リアクトル
70 位相推定部 1 Power converter
2 Converter circuit
3 DC link
3a capacitor
4 Inverter circuit
L reactor
70 Phase estimator

Claims

A converter circuit (2) for full-wave rectification of the power supply voltage (V _in ) of the single-phase AC power supply (6);
A DC link part (3) having a capacitor (3a) connected between the output terminals of the converter circuit (2) and outputting a pulsating DC voltage (V _dc );
An inverter circuit (4) for converting the DC voltage (V _dc ) output from the DC link part (3) into AC by switching, and
The power supply frequency (ωs) is estimated from the cycle of the waveform of the DC voltage (V _dc ) of the DC link unit (3), and the phase of the power supply voltage (V _in ) is integrated by integrating the estimated power supply frequency (ωs). And a phase estimation unit (70) for correcting the estimated phase in a direction opposite to the phase shift of the estimated phase obtained with respect to the phase of the DC voltage (V _dc ). Power converter.

In claim 1,
The phase converter (70) estimates the phase shift from an integral value of the DC voltage (V _dc ) with respect to a predetermined time in the estimated phase.

In claim 1 or 2,
A reactor (L) provided between the single-phase AC power source (6) and the converter circuit (2);
The phase estimation unit (70) compensates for a voltage drop due to the reactor (L) with respect to the DC voltage (V _dc ).