KR101289938B1

KR101289938B1 - 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 신호 수신 장치 및 방법

Info

Publication number: KR101289938B1
Application number: KR1020060094164A
Authority: KR
Inventors: 정영호; 황인수; 민찬호; 이충용; 함재상; 김경연
Original assignee: 연세대학교 산학협력단; 삼성전자주식회사
Priority date: 2006-09-27
Filing date: 2006-09-27
Publication date: 2013-07-25
Also published as: KR20080028629A

Abstract

본 발명은 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 신호 수신 장치에서, 채널 행렬을 사용하여 다수의 신호 검출 방식들중 상기 신호 수신 장치가 사용할 신호 검출 방식을 선택하는데 사용되는 선택 파라미터를 검출하고, 상기 선택 파라미터를 임계값과 비교하고, 그 비교 결과에 상응하게 상기 다수의 신호 검출 방식들중 어느 한 신호 검출 방식을 선택하고, 상기 신호 검출 방식에 상응하게 송신 신호를 검출한다.

ML 수신기, 하이브리드 방식, FDFR 시공간 코드, 선택 파라미터, MIMO

Description

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR RECEIVING A SIGNAL IN A MOBILE COMMUNICATION SYSTEM USING MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SCHEME}

도 1은 일반적인 MIMO 이동 통신 시스템에서 공간 다중화(SM) 방식과 FDFR 방식, 특히 Golden code 방식을 사용할 경우의 BER 성능을 도시한 그래프

도 2는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 수신 장치 구조를 도시한 도면

도 3은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 과정을 도시한 순서도

도 4는 MIMO 이동 통신 시스템에서 FDFR 방식과 하이브리드 방식을 함께 사용할 경우의 BER 성능과, FDFR 방식과 ML 방식을 함께 사용할 경우의 BER 성능과, SM 방식과 ML 방식을 함께 사용할 경우의 BER 성능을 도시한 그래프

도 5는 MIMO 이동 통신 시스템에서 변조 방식에 따른 FDFR 방식과 하이브리드 방식을 함께 사용할 경우의 곱 연산량 감소 비율을 도시한 그래프

본 발명은 이동 통신 시스템에서 신호 수신 장치 및 방법에 관한 것으로서, 특히 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하, 'MIMO 이동 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 신호를 수신하는 장치 및 방법에 관한 것이다.

차세대 통신 시스템은 이동 단말기(MS: Mobile Station, 이하 'MS'라 칭하기로 한다)들에게 고속의 대용량 데이터 송수신이 가능한 서비스를 제공하기 위한 이동 통신 시스템 형태로 발전해나가고 있다. 그런데, 이동 통신 시스템의 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 같은 다양한 요인들로 인해 불가피한 에러가 발생하여 정보의 손실이 발생한다.

상기 정보 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 상기 이동 통신 시스템 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 따라서, 상기 페이딩 현상으로 인한 통신의 불안정성을 제거하기 위해 다이버시티 방식을 사용하며, 상기 다이버시티 방식은 크게 시간 다이버시티(time diversity) 방식과, 주파수 다이버시티(frequency diversity) 방식 및 안테나 다이버시티(antenna diversity) 방식, 즉 공간 다이버시티(space diversity) 방식으로 분류된다.

상기 안테나 다이버시티 방식은 다중 안테나(multiple antenna)를 사용하는 방식으로서, 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식 및 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식으로 분류된다. 여기서, 상기 MIMO 방식은 일종의 시공간 부호화(STC: Space-Time Coding, 이하 'STC'라 칭하기로 한다) 방식이며, 상기 STC 방식은 미리 설정된 부호화 방식으로 부호화된 신호를 다수개의 송신 안테나들을 사용하여 송신함으로써 시간 영역(time domain)에서의 부호화 방식을 공간 영역(space domain)으로 확장하여 보다 낮은 에러 레이트를 달성하는 방식을 나타낸다.

또한, 상기 MIMO 이동 통신 시스템에서는 신호 송신 방식으로서 풀 다이버시티 풀 레이트(FDFR: Full Diversity Full Rate, 이하 'FDFR'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용한다. 상기 FDFR 방식은 채널 품질 정보(CQI: Channel Quality Information, 이하 'CQI'라 칭하기로 한다)를 피드백하지 않는 개루프(open-loop) 방식의 신호 송신 방식으로서, 송신 다이버시티와 데이터 레이트를 동시에 최대화시키는 이득을 가진다. 특히, 신호 송신 장치가 2개의 송신 안테나들을 사용하고, 신호 수신 장치가 2개의 수신 안테나들을 사용하는 MIMO 이동 통신 시스템에서 사용하는 FDFR 방식의 대표적인 예로는 골든 코드(Golden code, 이하 'Golden code'라 칭하기로 한다) 방식이 존재한다. 그러면 여기서 상기 Golden code 방식에 대해서 설명하기로 한다.

먼저, 상기 Golden code 방식은 4개의 심벌들을 2개의 심벌 구간 동안 2개의 송신 안테나를 통해 시공간 영역(space-time domain)으로 분산시켜 송신하는 방식으로서, 하기 수학식 1과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 1에서, x_i(i = 1,2,3,4)는 4개의 송신 심벌들을 나타내며,

이다.

신호 송신 장치에서 상기 수학식 1에 나타낸 바와 같은 형태로 심벌들을 송신하고, 신호 수신 장치에서 최대 우도(ML: Maximum Likelihood, 이하 'ML'이라 칭하기로 한다) 검출기를 사용할 경우 송신 안테나와 수신 안테나의 개수의 곱에 해당하는 4의 다이버시티 이득을 획득하게 된다. 상기 신호 수신 장치에서 수신 심벌 벡터는 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 2에서,

는

수신 심벌 벡터를 나타내며,

는

송신 심벌 벡터를 나타내며,

는 각 엘리먼트(element)가 평균이 0인 가우시안(Gaussian) 잡음 벡터를 나타내며,

는 유효 채널 행렬로서 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.

상기 수학식 3에서, h_i,j는 j번째 송신 안테나에서 i번째 수신 안테나로의 채널 계수를 나타낸다. 상기 수학식 2에 나타낸 바와 같은 수신 심벌 벡터를 ML 검출기를 사용하여 송신 심벌로 검출하기 위한 방식은 하기 수학식 4에 나타낸 바와 같다.

=

상기 수학식 4에서 Ψ는 신호 송신 장치에서 사용한 변조 방식에 상응하는 모든 심벌 벡터들의 집합을 나타내며, 송신 심벌 벡터

의 길이가 N_T이고, 상기 변조 방식의 차수(order)가 M일 경우 집합 Ψ의 엘리먼트들은 총

개 존재한다. 따라서, 상기 수학식 4에 나타낸 바와 같은 방식을 사용하여 수신 심벌 벡터에서 송신 심벌들을 검출하기 위해서는 동시에

개의 심벌 벡터들을 비교해야만 한다.

이렇게, FDFR 방식을 사용할 경우에는 송신 다이버시티와 데이터 레이트 측 면에서 그 성능을 최대화할 수 있지만, 상기 FDFR 방식은 ML 검출기 사용을 전제로 한다. 따라서, 제로 포싱(ZF: Zero-forcing, 이하 'ZF'라 칭하기로 한다) 방식이나 최소 평균 제곱 에러(MMSE: Minimum Mean Square Error, 이하 'MMSE'라 칭하기로 한다) 방식 등과 같이 비교적 간단한 구조의 수신기를 사용할 경우 그 이득이 저하되며, 이를 도 1을 참조하여 설명하기로 한다.

상기 도 1은 일반적인 MIMO 이동 통신 시스템에서 공간 다중화(SM: Spatial Multiplexing, 이하 'SM'이라 칭하기로 한다) 방식과 FDFR 방식, 특히 Golden code 방식을 사용할 경우의 비트 에러 레이트(BER: Bit Error Rate, 이하 'BER'이라 칭하기로 한다) 성능을 도시한 그래프이다.

상기 도 1을 참조하면, ZF 수신기와 MMSE 수신기와 같은 선형 수신기를 사용할 경우에는 FDFR 방식과 SM 방식의 BER 성능이 유사한 반면, ML 검출기를 사용할 경우에는 FDFR 방식이 SM 방식보다 큰 다이버시티 이득을 획득하여 BER 성능이 우수함을 알 수 있다. 따라서, FDFR 방식을 사용할 경우에는 ML 검출기를 사용하는 것이 사용해야만 함을 알 수 있다.

그러나, 상기에서 설명한 바와 같이 ML 검출기의 경우 수신 심벌 벡터에서 송신 심벌들을 검출하기 위해서는 동시에 수행되는 연산의 수가 많다, 특히, 송신 심벌 검출을 위해 비교 대상이 되는 심벌 벡터들의 개수가 송신 심벌 벡터의 길이와 변조 방식의 차수 증가에 따라 급격하게 증가하기 때문에 ML 검출기의 연산 복잡도 역시 급격하게 증가된다. 따라서, FDFR 방식의 이득을 유지하면서도 비교적 낮은 연산 복잡도를 가지는 수신기에 대한 필요성이 대두되고 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 FDFR 방식을 사용할 경우의 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 FDFR 방식을 사용할 경우 연산 복잡도를 최소화시키는 신호 수신 장치 및 방법을 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 FDFR 방식을 사용할 경우 채널 상태에 상응하게 신호 수신 방식을 선택하여 신호를 수신하는 장치 및 방법을 제공함에 있다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 장치는; 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 신호 수신 장치에 있어서, 채널 행렬을 사용하여 다수의 신호 검출 방식들중 상기 신호 수신 장치가 사용할 신호 검출 방식을 선택하는데 사용되는 선택 파라미터를 검출하고, 상기 선택 파라미터를 임계값과 비교하고, 그 비교 결과에 상응하게 상기 다수의 신호 검출 방식들중 어느 한 신호 검출 방식을 선택하는 선택기와, 상기 신호 검출 방식에 상응하게 송신 신호를 검출하는 신호 검출부를 포함한다.

상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 신호 수신 방법에 있어서, 채널 행렬을 사용하여 다수의 신호 검출 방식들중 상기 신호 수신 장치가 사용할 신호 검출 방식을 선택하는데 사용되는 선택 파라미터를 검출하는 과정과, 상기 선 택 파라미터를 임계값과 비교하고, 그 비교 결과에 상응하게 상기 다수의 신호 검출 방식들중 어느 한 신호 검출 방식을 선택하는 과정과, 상기 신호 검출 방식에 상응하게 송신 신호를 검출하는 과정을 포함한다.

이하, 본 발명에 따른 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.

본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하 'MIMO 이동 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)에서 신호 수신 장치 및 방법을 제안한다. 또한, 본 발명은 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 풀 다이버시티 풀 레이트(FDFR: Full Diversity Full Rate, 이하 'FDFR'이라 칭하기로 한다) 방식을 사용할 경우 그 연산 복잡도가 최소화된 신호 수신 장치 및 방법을 제안한다. 또한, 본 발명은 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 FDFR 방식을 사용할 경우 채널 상태에 상응하게 신호 수신 방식을 선택하여 신호를 수신하는 장치 및 방법을 제안한다.

본 발명에서는 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 송신 장치에서 FDFR 방식을 사용할 경우, 신호 수신 장치가 채널 상태에 상응하게 그 신호 수신 방식을 선택하여 신호를 수신하도록 한다. 본 발명에서는 신호 수신 장치가 2개의 신호 수신 방식들, 즉 최대 우도(ML: Maximum Likelihood, 이하 'ML'이라 칭하기로 한다) 방식과 2단계 ML 방식을 지원하며, 채널 상태가 비교적 양호할 경우에는 상기 2단계 ML 방식을 사용하여 신호를 수신하고, 채널 상태가 비교적 열악할 경우에는 상기 ML 방식을 사용하여 신호를 수신하도록 한다.

먼저, 종래 기술 부분의 수학식 3에 기재한 바와 같은 유효 채널 행렬

은 치환(permutaion, 이하 'permutaion'이라 칭하기로 한다)과 QR 인수 분해(factorization, 이하 'factorization'라 칭하기로 한다)를 통해 하기 수학식 5와 같이 정리할 수 있다.

상기 수학식 5에서,

는 유니타리(unitary) 행렬을 나타내며,

이고,

이다.

또한, 행렬

의 대각(diagonal) 엘리먼트들 r_i,i(i = 1,2,3,4)는 모두 양의 실수이고, 행렬

역시 유니타리 행렬이다. 상기 수학식 5로부터 종래 기술 부분 에 기재한 수학식 2의 양변에

를 곱하여 상기 수학식 2와 등가의 신호 모델을 구성할 수 있으며, 이는 하기 수학식 6에 나타낸 바와 같다.

=

상기 수학식 6에서,

이고,

은

영(zero) 행렬을 나타내며,

이고,

이고,

이다.

상기 수학식 6으로터 수신기의 연산량을 감소시키기 위한 2단계 ML 방식을 제안하며, 상기 2단계 ML 방식에 따른 송신 심벌 검출 방식은 하기와 같은 3단계로 이루어진다.

(1) 1단계:

로부터 수학식 6의

를 검출한다.

(2) 2단계: 1단계에서 추정된

를

로부터 제거한다. 이 경우,

로 정리된다.

(3) 3단계:

로부터 수학식 6의

를 검출한다.

상기에서 설명한 바와 같이 블록 단위로 3단계를 통해 송신 심벌을 검출하는 방식이 2단계 ML 방식이다. 상기 2단계 ML 방식은 상기에서 설명한 바와 같이 1단계 및 3단계의 심벌 벡터의 길이가 원 심볼 벡터의 길이의 1/2이 되기 때문에 ML 검출기의 연산량이 크게 감소하게 된다. 즉, 심볼 벡터를 검출하기 위한 비교 대상의 수가

에서

로 감소하기 때문에 ML 검출기의 연산량이 크게 감소하게 된다. 일 예로, 변조 차수 M이 64이고(M = 64), 송신 심벌 벡터

의 길이가 N_T가 4일 경우(N_T= 4), 수신 심벌 벡터에서 송신 심벌들을 검출하기 위해서 동시에 비교해야하는 심벌 벡터들의 수가 64⁴ =16777216에서

으로 크게 감소하게 된다.

그런데, 상기 2단계 ML 방식은 특정한 채널 상태에서 그 성능이 열화되는 경우가 발생한다. 즉, 공간 상관도가 높은 채널 상태를 가지거나 적어도 1개의 채널 상태가 매우 열악할 경우 그 성능이 열화되는 경우가 발생한다. 따라서, 본 발명에서는 상기 2단계 ML 방식의 특정 채널 상태에서의 성능 열화 발생을 극복하기 위해서 일반적인 ML 방식과 상기 2단계 ML 방식을 혼용하는 하이브리드(hybrid) 방식을 제안한다. 상기 하이브리드 방식은 일반적인 ML 방식과 2단계 ML 방식을 채널 상태에 상응하게 선택적으로 사용하는 방식으로서, 상기 하이브리드 방식을 사용하기 위해서는 상기 선택을 위한 선택 파라미터(parameter)기 필요하다. 본 발명에서는 상기 수학식 5에 나타낸 바와 같은 행렬

의 대각 엘리먼트들 분포를 상기 선택 파라미터로 제안하며, 이는 하기 수학식 7에 나타낸 바와 같다.

γ =

상기 수학식 7에서 γ는 선택 파라미터이며, 상기 선택 파라미터 γ은 행렬

의 대각 엘리먼트의 최대값과 최소값의 비를 나타낸다.

상기 신호 수신 장치에서 채널 행렬을 추정한 후, 그 추정한 채널 행렬로부터 QR factorization을 수행하여 상기 수학식 7에 나타낸 바와 같은 선택 파라미터 γ을 검출할 수 있다.

그러면 여기서 도 2를 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 수신 장치 구조에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 2는 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 수신 장치 구조를 도시한 도면이다.

상기 도 2를 참조하면, 상기 신호 수신 장치는 2개의 수신 안테나들(210-1,210-2)과, 선택기(220)와, 채널 추정기(230)와, 신호 검출부(240)를 포함한다. 상기 검출부(240)는 2단계 ML 검출기(241)와, ML 검출기(243)를 포함한다.

먼저, 2개의 수신 안테나들(210-1,210-2)을 통해 수신된 신호는 상기 선택 기(220)와 채널 추정기(230)로 전달된다. 상기 채널 추정기(230)는 상기 2개의 수신 안테나들(210-1,210-2)을 통해 수신된 신호로부터 채널 행렬을 추정하고, 그 추정한 채널 행렬을 상기 선택기(220)와 신호 검출부(243)로 출력한다. 상기 선택기(220)는 상기 채널 추정기(230)에서 출력한 채널 행렬을 사용하여 선택 파라미터 γ를 계산한다. 그리고, 상기 선택기(220)는 상기 계산한 선택 파라미터 γ와 미리 설정되어 있는 임계값 γ₀를 비교하여 상기 수신 신호에 대한 검출 방식으로 2단계 ML 검출 방식을 사용할 것인지 ML 검출 방식을 사용할 것인지를 결정한다. 여기서, 상기 선택 파라미터 γ의 값이 상기 임계값 γ₀ 미만일 경우 상기 선택기(220)는 상기 2개의 수신 안테나들(210-1,210-2)을 통해 수신된 신호를 상기 2단계 ML 검출기(241)로 입력되도록 제어하고, 상기 선택 파라미터 γ의 값이 상기 임계값 γ₀ 이상일 경우 상기 선택기(220)는 상기 2개의 수신 안테나들(210-1,210-2)을 통해 수신된 신호를 상기 ML 검출기(243)로 입력되도록 제어한다.

상기 2단계 ML 검출기(241)는 상기 선택기(220)에서 출력한 신호와 상기 채널 추정기(230)에서 추정한 채널 행렬을 입력한 후, 2단계 ML 방식을 사용하여 송신 심벌로 검출한다. 상기 2단계 ML 방식은 상기에서 설명하였으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 또한, 상기 ML 검출기(243)는 상기 선택기(220)에서 출력한 신호와 상기 채널 추정기(230)에서 추정한 채널 행렬을 입력한 후, ML 방식을 사용하여 송신 심벌로 검출한다.

결과적으로, 상기 도 2에 나타낸 바와 같은 방식으로 수신 신호에서 송신 심 벌을 검출할 경우 채널 상태에 상응하게 2단계 ML 방식 혹은 ML 방식을 사용하므로, 2단계 ML 방식을 사용할 경우에는 연산 복잡도를 최소화시킬 수 있으며, 또한 ML 방식을 사용할 경우에는 그 FDFR 성능을 그대로 획득할 수 있어 시스템 성능을 향상시킬 수 있다.

다음으로 도 3을 참조하여 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 과정에 대해서 설명하기로 한다.

상기 도 3은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 이동 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 신호를 수신하는 과정을 도시한 순서도이다.

상기 도 3을 참조하면, 상기 신호 수신 장치는 311단계에서 다수개, 일 예로 2개의 수신 안테나들을 통해 수신한 신호를 사용하여 채널 행렬을 추정한 후 313단계로 진행한다. 상기 313단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 추정한 채널 행렬을 사용하여 선택 파라미터 γ를 계산한 후 315단계로 진행한다. 상기 315단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 계산한 선택 파라미터 γ와 임계값 γ₀를 비교하여 신호 검출 방식을 선택하고 317단계로 진행한다. 여기서, 상기 신호 수신 장치는 상기 도 2에서 설명한 바와 같이 상기 선택 파라미터 γ의 값이 상기 임계값 γ₀미만일 경우 신호 검출 방식을 2단계 ML 방식으로 선택하고, 상기 선택 파라미터 γ의 값이 상기 임계값 γ₀이상일 경우 신호 검출 방식을 ML 방식으로 선택한다. 상기 317단계에서 상기 신호 수신 장치는 상기 선택된 신호 검출 방식에 상응하게 상기 수신 신호에서 송신 심벌을 검출하고 종료한다.

다음으로 도 4를 참조하여 MIMO 이동 통신 시스템에서 FDFR 방식과 하이브리드 방식을 함께 사용할 경우의 비트 에러 레이트(BER: Bit Error Rate, 이하 'BER'이라 칭하기로 한다) 성능과, FDFR 방식과 ML 방식을 함께 사용할 경우의 BER 성능과, 공간 다중화(SM: Spatial Multiplexing, 이하 'SM'이라 칭하기로 한다) 방식과 ML 방식을 함께 사용할 경우의 BER 성능에 대해서 비교 설명하기로 한다.

상기 도 4는 MIMO 이동 통신 시스템에서 FDFR 방식과 하이브리드 방식을 함께 사용할 경우의 BER 성능과, FDFR 방식과 ML 방식을 함께 사용할 경우의 BER 성능과, SM 방식과 ML 방식을 함께 사용할 경우의 BER 성능을 도시한 그래프이다.

상기 도 4에 도시되어 있는 BER 성능 그래프들은 신호 송신 장치가 2개의 송신 안테나들을 사용하고, 신호 수신 장치가 2개의 수신 안테나들을 사용하고, 송신 안테나마다 사용하는 송신 전력은 동일하고, 송신 안테나마다 사용하는 변조 방식은 동일하고, 채널은 독립적인 레일레이 페이딩(Rayleigh fading) 채널이라고 가정하였을 경우의 BER 성능 그래프들이다. 여기서, 변조 방식은 4QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식이며, 상기 하이브리드 방식에서 사용하는 임계값 γ₀은 2.2라고 가정하였다.

상기 도 4를 참조하면, BER 성능 자체는 FDFR 방식과 ML 방식을 함께 사용할 경우가 가장 좋고, FDFR 방식과 하이브리드 방식을 함께 사용할 경우의 BER 성능이 그 다음으로 좋고, SM 방식과 ML 방식을 함께 사용할 경우의 BER 성능이 가장 나쁘다. 특히, FDFR 방식과 하이브리드 방식을 함께 사용할 경우의 BER 성능은 FDFR 방 식과 ML 방식을 함께 사용할 경우에 비해 10^-3 BER에서 약 0.2[dB] 이내의 손실만이 존재하여 거의 유사함을 알 수 있다.

그런데, 상기에서 설명한 바와 같이 FDFR 방식과 ML 방식을 함께 사용할 경우는 ML 방식으로 인해 그 연산 복잡도가 굉장히 높지만, FDFR 방식과 하이브리드 방식을 함께 사용할 경우는 상기 FDFR 방식과 ML 방식을 함께 사용할 경우에 비해 그 BER 성능 면에서는 약간 저하되지만, 그 연산 복잡도 면에서의 이득이 높다.

다음으로 도 5를 참조하여 MIMO 이동 통신 시스템에서 변조 방식에 따른 FDFR 방식과 하이브리드 방식을 함께 사용할 경우의 곱(multiplication) 연산량 감소 비율에 대해서 비교 설명하기로 한다.

상기 도 5는 MIMO 이동 통신 시스템에서 변조 방식에 따른 FDFR 방식과 하이브리드 방식을 함께 사용할 경우의 곱 연산량 감소 비율을 도시한 그래프이다.

상기 도 5에 도시되어 있는 곱 연산량 감소 비율 성능 그래프는 신호 송신 장치가 2개의 송신 안테나들을 사용하고, 신호 수신 장치가 2개의 수신 안테나들을 사용하고, 송신 안테나마다 사용하는 송신 전력은 동일하고, 송신 안테나마다 사용하는 변조 방식은 동일하고, 채널은 독립적인 레일레이 페이딩 채널이라고 가정하였을 경우의 곱 연산량 감소 비율 성능 그래프들이다. 여기서, 변조 방식은 4QAM 방식이며, 상기 하이브리드 방식에서 사용하는 임계값 γ₀은 2.2라고 가정하였다.

상기 도 5를 참조하면, 변조 차수가 증가할수록 그 곱 연산량 감소 비율이 높아짐을 알 수 있다. 상기 도 4 및 도 5에서 설명한 바와 같이 FDFR 방식과 하이 브리드 방식을 함께 사용할 경우 그 BER 성능은 FDFR 방식과 ML 방식을 함께 사용할 경우와 거의 유사하면서도 그 연산량이 크게 감소되어 연산 복잡도를 최소화시킬 수 있다,

한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.

상술한 바와 같은 본 발명은, MIMO 이동 통신 시스템에서 FDFR 방식을 사용할 경우 채널 상태에 상응하게 2단계 ML 방식과 ML 방식을 하이브리드 방식으로 사용함으로써 수신 성능을 유지하면서도 연산 복잡도를 최소화시킬 수 있다는 이점을 가진다.

Claims

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 신호 수신 장치에서 신호 수신 방법에 있어서,

채널 행렬을 사용하여 최대 우도 ML(Maximum Likelihood) 방식과 상기 신호 수신 장치의 연산 복잡도를 감소시키는 2단계 ML 방식 중 상기 신호 수신 장치가 사용할 신호 검출 방식을 선택하는데 사용되는 선택 파라미터를 검출하는 과정과,

상기 선택 파라미터를 임계값과 비교하고, 그 비교 결과에 상응하게 상기 ML 방식 또는 상기 2단계 ML 방식을 선택하는 과정과,

상기 선택한 신호 검출 방식에 상응하게 수신신호로부터 송신 신호를 검출하는 과정을 포함하는 신호 수신 방법.
제1항에 있어서,

상기 2단계 ML 방식에 상응하게 송신 신호를 검출하는 과정은;

수신 신호가 하기 수학식 8과 같을 경우,
로부터 하기 수학식 8의
를 추정하는 과정과,

추정된
를
로부터 제거하여
로 정리하는 과정과,

로부터 하기 수학식 8의
를 검출하는 과정을 포함하는 신호 수신 방법.

=

상기 수학식 8에서,
는 송신 신호를 나타내며,
는 유니타리 행렬을 나타내며,
이,
이며,
이고,
은
영(zero) 행렬을 나타내며,
이고,
이고,
임.
제2항에 있어서,

상기 선택 파라미터는 상기 행렬
의 대각 엘리먼트의 최대값과 최소값의 비임을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
제2항에 있어서,

상기 선택 파라미터는 하기 수학식 9에 나타낸 바와 같음을 특징으로 하는 신호 수신 방법.

γ =

상기 수학식 9에서, γ는 선택 파라미터이며, r_i,i(i = 1,2,3,4)는 상기 행렬
의 대각 엘리먼트를 나타냄.
제3항 혹은 제4항에 있어서,

상기 비교 결과에 상응하게 상기 ML 방식 또는 상기 2단계 ML 방식을 선택하는 과정과,

상기 선택 파라미터의 값이 임계값 미만일 경우 상기 2단계 ML 방식을 선택하고, 상기 선택 파라미터의 값이 임계값 이상일 경우 상기 ML 방식을 선택하는 것임을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 신호 수신 장치에 있어서,

채널 행렬을 사용하여 최대 우도(ML: Maximum Likelihood) 방식과 상기 신호 수신 장치의 연산 복잡도를 감소시키는 2단계 ML 방식 중 상기 신호 수신 장치가 사용할 신호 검출 방식을 선택하는데 사용되는 선택 파라미터를 검출하고, 상기 선택 파라미터를 임계값과 비교하고, 그 비교 결과에 상응하게 상기 ML 방식 또는 상기 2단계 ML 방식을 선택하는 선택기와,

상기 선택한 신호 검출 방식에 상응하게 수신신호로부터 송신 신호를 검출하는 신호 검출부를 포함하는 신호 수신 장치.
제6항에 있어서,

상기 신호 검출부가 상기 2단계 ML 방식을 사용할 경우,

수신 신호가 하기 수학식 10과 같을 경우,
로부터 하기 수학식 10의
를 추정하고,

추정된
를
로부터 제거하여
로 정리하고,

로부터 하기 수학식 10의
를 검출함을 특징으로 하는 신호 수신 장치.

=

상기 수학식 10에서,
는 송신 신호를 나타내며,
는 유니타리 행렬을 나타내며,
이고,
이며,
이고,
은
영(zero) 행렬을 나타내며,
이고,
이고,
임.
제7항에 있어서,

상기 선택 파라미터는 상기 행렬
의 대각 엘리먼트의 최대값과 최소값의 비임을 특징으로 하는 신호 수신 장치.
제7항에 있어서,

상기 선택 파라미터는 하기 수학식 11에 나타낸 바와 같음을 특징으로 하는 신호 수신 장치.

γ =

상기 수학식 11에서, γ는 선택 파라미터이며, r_i,i(i = 1,2,3,4)는 상기 행렬
의 대각 엘리먼트를 나타냄.
제8항 혹은 제9항에 있어서,

상기 선택기는;

상기 선택 파라미터의 값이 임계값 미만일 경우 상기 2단계 ML 방식을 선택하고, 상기 선택 파라미터의 값이 임계값 이상일 경우 상기 ML 방식을 선택함을 특징으로 하는 신호 수신 장치.