KR101289631B1 - OrgAniC Light Emitting Diode DisplAy And Driving Method Thereof - Google Patents
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Abstract
본 발명은 구동전류의 변화량을 최소화하여 표시 품질을 높일 수 있는 유기 발광다이오드 표시장치와 그 구동방법에 관한 것이다.The present invention relates to an organic light emitting diode display and a method of driving the same which can improve display quality by minimizing the amount of change in driving current.
본 발명에 따른 유기 발광다이오드 표시장치는 데이터라인들과 게이트라인들이 교차되고 구동전압원과 기저전압원 사이에 형성되어 구동전류에 의해 발광하는 유기발광다이오드소자, 제1 노드와 상기 기저전압원 사이에 접속된 커패시터, 및 상기 제1 노드를 통해 게이트에 인가되는 전압에 따라 상기 유기발광다이오드소자에 흐르는 전류를 제어하는 구동소자를 구비하는 유기발광다이오드 표시장치는, 데이터전압이 공급되는 데이터라인; 제1 스캔펄스가 공급되는 제1 게이트라인; 상기 제1 스캔펄스에 이어서 제2 스캔펄스가 공급되는 제2 게이트라인; 제1 기간 동안 상기 제1 스캔펄스의 전압에서 상기 구동소자와 함께 한 화소 내에 배치되는 제1 스위치소자의 문턱전압을 뺀 리셋전압을 상기 제1 노드에 충전시킨 후, 상기 데이터전압이 상기 데이터라인에 공급되는 제2 기간 동안 상기 제2 스캔펄스에 응답하여 상기 제1 노드와 분리된 제2 노드와 상기 데이터라인 사이의 제3 스위치소자를 턴-온시켜 상기 제2 노드를 상기 데이터전압으로 충전시킴과 아울러 상기 제1 노드와 상기 제2 노드 사이의 제2 스위치소자를 이용하여 상기 제2 스위치소자의 문턱전압이 가산된 데이터전압까지 상기 리셋전압을 방전시킴과 동시에 상기 커패시터에 상기 제2 스위치소자의 문턱전압이 가산된 데이터전압을 충전시킨 다음, 제3 기간 동안 상기 스위치소자들을 턴 오프시켜 상기 제1 노드의 전압으로 상기 구동소 자를 구동시키는 스위치 구동회로를 구비한다.An organic light emitting diode display device according to the present invention includes an organic light emitting diode device intersecting data lines and gate lines and formed between a driving voltage source and a base voltage source, and connected between a first node and the base voltage source. An organic light emitting diode display device having a capacitor and a driving device for controlling a current flowing through the organic light emitting diode device according to a voltage applied to a gate through the first node, the organic light emitting diode display device comprising: a data line to which a data voltage is supplied; A first gate line supplied with a first scan pulse; A second gate line supplied with a second scan pulse subsequent to the first scan pulse; After charging the first node with a reset voltage obtained by subtracting a threshold voltage of a first switch element disposed in one pixel together with the driving element from the voltage of the first scan pulse, the data voltage is applied to the data line. Charging the second node to the data voltage by turning on a third switch element between the second node separated from the first node and the data line in response to the second scan pulse supplied to the second period. And discharging the reset voltage to a data voltage to which the threshold voltage of the second switch element is added by using a second switch element between the first node and the second node, and simultaneously discharging the reset voltage to the capacitor. After charging the data voltage to which the threshold voltage of the device is added, the switch device is turned off for a third period to drive the driving device to the voltage of the first node. A switch driving circuit for driving is provided.
Description
도 1은 종래 유기 발광다이오드 표시장치의 발광원리를 설명하기 위한 다이어그램을 나타내는 도면.1 is a diagram illustrating a light emitting principle of a conventional organic light emitting diode display.
도 2는 종래 유기 발광다이오드 표시장치를 개략적으로 나타내는 블록도.2 is a block diagram schematically illustrating a conventional organic light emitting diode display.
도 3은 도 2에 도시된 화소를 상세히 나타내는 회로도.3 is a circuit diagram illustrating in detail a pixel illustrated in FIG. 2;
도 4는 포지티브 게이트-바이어스 스트레스(Positive gAte-BiAs stress)로 인해 구동 TFT의 문턱전압이 증가하는 일 예를 보여주는 도면.4 is a diagram illustrating an example in which a threshold voltage of a driving TFT is increased due to a positive gAte-BiAs stress.
도 5는 구동 TFT의 문턱전압 상승에 따른 유기발광다이오드소자의 전류 감소를 보여주기 위한 도면.FIG. 5 is a diagram illustrating a current decrease of an organic light emitting diode device according to an increase in a threshold voltage of a driving TFT.
도 6은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치를 나타내는 블럭도.6 is a block diagram illustrating an organic light emitting diode display device according to a first embodiment of the present invention.
도 7은 도 6의 화소들 중 어느 하나에 공급되는 스캔펄스의 타이밍도.7 is a timing diagram of a scan pulse supplied to any one of the pixels of FIG. 6.
도 8은 본 발명에 제1 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치에 구비된 화소를 나타내는 회로도.8 is a circuit diagram illustrating a pixel included in an organic light emitting diode display according to a first embodiment of the present invention.
도 9는 도 7의 리셋 구간(A)에 대한 화소의 등가회로도.FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of a pixel for the reset period A of FIG. 7.
도 10은 도 7의 보상 구간(B)에 대한 화소의 등가회로도.FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of a pixel for the compensation period B of FIG. 7.
도 11은 도 7의 발광 구간(C)에 대한 화소의 등가회로도.FIG. 11 is an equivalent circuit diagram of a pixel for the light emission period C of FIG. 7.
도 12는 도 7의 A,B, 및 C 구간에서의 제1 노드에 인가되는 전압의 과도상태를 도시한 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.FIG. 12 is a diagram illustrating a simulation result showing a transient state of a voltage applied to a first node in sections A, B, and C of FIG. 7.
도 13은 동일 계조 표현시, 실제로 구동 TFT의 문턱전압 상승에 대응하여 구동전류의 감소가 최소가 되는 것을 보여주기 위한 시뮬레이션 결과를 나타내는 도면.FIG. 13 is a diagram showing a simulation result for showing that the reduction in driving current is minimized in response to the increase in the threshold voltage of the driving TFT when the same gray scale is expressed. FIG.
도 14는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치를 나타내는 블럭도.14 is a block diagram illustrating an organic light emitting diode display device according to a second exemplary embodiment of the present invention.
도 15는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치에 구비된 화소를 나타내는 회로도.15 is a circuit diagram illustrating a pixel included in an organic light emitting diode display according to a second exemplary embodiment of the present invention.
도 16은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치를 나타내는 블럭도.16 is a block diagram illustrating an organic light emitting diode display device according to a third exemplary embodiment of the present invention.
도 17은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치에 구비된 화소를 나타내는 회로도.FIG. 17 is a circuit diagram illustrating a pixel included in an organic light emitting diode display according to a third exemplary embodiment of the present invention. FIG.
도 18a 내지 도 18c는 도 7의 A,B, 및 C 구간 동안 제1 노드에 인가되는 전압에 따른 구동전류의 과도상태를 도시한 도면.18A to 18C illustrate transient states of a driving current according to a voltage applied to a first node during sections A, B, and C of FIG. 7.
도 19는 도 7의 A 구간 동안 구동 TFT의 문턱전압 상승에 따른 도 18a 내지 도 18c 각각의 구동전류 변화량을 도시한 도면.FIG. 19 is a view illustrating an amount of change in driving current of each of FIGS. 18A to 18C according to an increase in the threshold voltage of the driving TFT during the section A of FIG.
< 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 >Description of the Related Art
116 : 표시패널 118 : 게이트 구동회로116: display panel 118: gate driving circuit
120 : 데이터 구동회로 122,222,322 : 화소들120: data driving circuit 122,222,322: pixels
124 : 타이밍 콘트롤러 130 : 유기발광다이오드소자 구동회로124: timing controller 130: organic light emitting diode element driving circuit
S[n-1] : 전단 스캔펄스 S[n] : 후단 스캔펄스 S [n-1]: front end scan pulse S [n]: back end scan pulse
Vd : 데이터전압 DR : 구동 TFT Vd: Data Voltage DR: Driving TFT
SW1,SW2,SW3 : 제1, 제2 및 제3 스위치 TFT SW1, SW2, SW3: first, second and third switch TFT
SWa : 과전류 억제 스위치 TFT C : 커패시터 SWa: Overcurrent Suppression Switch TFT C: Capacitor
Ca : 과전류 억제 커패시터Ca: Overcurrent Suppression Capacitor
본 발명은 유기 발광다이오드 표시장치와 그 구동방법에 관한 것으로 특히, 구동전류의 변화량을 최소화하여 표시 품질을 높일 수 있는 유기 발광다이오드 표시장치와 그 구동방법에 관한 것이다.BACKGROUND OF THE
최근, 음극선관(CAthode RAy TuBe)의 단점인 무게와 부피를 줄일 수 있는 각종 평판표시장치들이 개발되고 있다. 이러한 평판표시장치는 액정표시장치(Liquid CrystAl DisplAy : 이하, “LCD”라 함), 전계 방출 표시장치(Field Emission DisplAy : FED), 플라즈마 디스플레이 패널(PlAsmA DisplAy PAnel : 이하, “PDP” 라 함) 및 유기 발광다이오드 표시장치(OrgAniC Light Emitting Diode DisplAy) 등이 있다. Recently, various flat panel displays have been developed to reduce weight and volume, which are disadvantages of cathode ray tubes. Such a flat panel display device is a liquid crystal display device (Liquid CrystAl DisplAy: hereinafter referred to as "LCD"), a field emission display (Field Emission DisplAy: FED), a plasma display panel (PlAsmA DisplAy PAnel: hereinafter, "PDP") And an organic light emitting diode display (OrgAniC Light Emitting Diode DisplAy).
이들 중 PDP는 구조와 제조공정이 단순하기 때문에 경박 단소하면서도 대화면화에 가장 유리한 표시장치로 주목받고 있지만 발광효율과 휘도가 낮고 소비전력이 큰 단점이 있다. 또한,스위칭 장치로 박막 트랜지스터(Thin Film TrAnsistor : 이하, “TFT”라 함)가 적용된 액티브 매트릭스 LCD는 반도체 공정을 이용하기 때문에 대화면화에 어렵고 백라이트 유닛으로 인하여 소비전력이 큰 단점이 있다. Among these PDPs, PDPs are attracting attention as a display device that is most advantageous for large screen size but large screen size because of simple structure and manufacturing process, but it has disadvantage of low luminous efficiency, low luminance and high power consumption. In addition, an active matrix LCD having a thin film transistor (“TFT”) applied as a switching device has a disadvantage in that it is difficult to make a large screen due to the semiconductor process and consumes a lot of power due to the backlight unit.
이에 비하여, 유기 발광다이오드 표시장치는 발광층의 재료에 따라 무기 발광다이오드 표시장치와 유기 발광다이오드 표시장치로 대별되며 스스로 발광하는 자발광 장치로서 응답속도가 빠르고 발광효율, 휘도 및 시야각이 큰 장점이 있다. 무기 발광다이오드 표시장치는 유기 발광다이오드 표시장치에 비하여 전력소모가 크고 고휘도를 얻을 수 없으며 R(Red), G(Green), B(Blue)의 다양한 색을 발광시킬 수 없다. 반면에, 유기 발광다이오드 표시장치는 수십 볼트의 낮은 직류 전압에서 구동됨과 아울러, 빠른 응답속도를 가지고, 고휘도를 얻을 수 있으며 R, G, B의 다양한 색을 발광시킬 수 있어 차세대 평판 디스플레이장치에 적합하다.In contrast, organic light emitting diode display devices are classified into inorganic light emitting diode display devices and organic light emitting diode display devices according to the material of the light emitting layer. The organic light emitting diode display devices are self-luminous devices that emit light and have high response speed, high luminous efficiency, high luminance, and a wide viewing angle. . In comparison with the organic light emitting diode display, the inorganic light emitting diode display has higher power consumption and cannot obtain high brightness, and cannot emit various colors of R (Red), G (Green), and B (Blue). On the other hand, the organic light emitting diode display is driven at a low DC voltage of several tens of volts, has a fast response speed, obtains high luminance, and emits various colors of R, G, and B, which is suitable for next-generation flat panel display devices. Do.
이러한, 유기 발광다이오드 표시장치는 도 1에 도시된 바와 같이 양극(100)과 음극(70) 사이에 전압이 인가되면, 음극(70)으로부터 발생된 전자는 전자 주입층(78A) 및 전자 수송층(78B)을 통해 유기 발광층(78C) 쪽으로 이동된다, 또한, 양극(100)으로 부터 발생된 정공은 정공 주입층(78e) 및 정공 수송층(78d)을 통해 유기 발광층(78C) 쪽으로 이동한다. 이에 따라, 유기 발광층(78C)에서는 전자 수 송층(78B)과 정공 수송층(78d)으로부터 공급되어진 전자와 정공이 충돌하여 재결합함으로써 빛이 발생하게 되고, 이 빛은 양극(100)을 통해 외부로 방출되어 화상이 표시되게 된다. In the organic light emitting diode display, when a voltage is applied between the
도 2는 종래의 유기 발광다이오드 표시장치를 개략적으로 나타내는 블록도로서 도 2를 참조하면, 종래 유기 발광다이오드 표시장치는 게이트 라인(GL)과 데이터 라인(DL)의 교차로 정의된 영역에 각각 배열되어진 화소들(28)을 구비하는 표시패널(20)과, 표시패널(20)의 게이트 라인들(GL)을 구동하는 게이트 구동회로(22)와, 표시패널(20)의 데이터 라인들(DL)을 구동하는 데이터 구동회로(24)와, 데이터 구동회로(24)에 다수의 감마전압들을 공급하는 감마전압 생성부(26) 및 데이터 구동 회로(24) 및 게이트 구동회로(22)를 제어하기 위한 타이밍 콘트롤러(27)를 구비한다.FIG. 2 is a block diagram schematically illustrating a conventional organic light emitting diode display. Referring to FIG. 2, a conventional organic light emitting diode display is arranged in an area defined by the intersection of a gate line GL and a data line DL. The
표시패널(20)에는 화소들(28)이 매트릭스 형태로 배치된다. 그리고, 표시패널(20)에는 외부의 고전위 전압원(VDD)으로부터 고전위 전압을 공급받는 공급패드(10)와, 외부의 기저전압원(GND)으로부터 기저전압을 공급받는 기저패드(12)가 설치된다. (일례로, 공급전압원(VDD) 및 기저전압원(GND)은 전원부로부터 공급될 수 있다) 공급패드(10)로 공급된 고전위 전압은 각각의 화소들(28)로 공급된다. 그리고, 기저패드(12)로 공급된 기저전압은 각각의 화소들(28)로 공급된다. In the
게이트 구동회로(22)는 게이트 라인들(GL)에 게이트 신호를 공급하여 게이트 라인들(GL)을 순차적으로 구동한다.The
감마전압 생성부(26)는 다양한 전압 값을 가지는 감마전압을 데이터 구동회 로(24)로 공급한다. The
데이터 구동회로(24)는 타이밍 콘트롤러(27)로부터 입력된 디지털 데이터 신호를 감마전압 생성부(26)로부터의 감마전압을 이용하여 아날로그 데이터 신호로 변환한다. 그리고, 데이터 구동회로(24)는 아날로그 데이터 신호를 게이트 신호가 공급될 때마다 데이터 라인들(DL)에 공급한다.The
타이밍 콘트롤러(27)는 다수의 동기신호들을 이용하여 데이터 구동회로(24)를 제어하기 위한 데이터 제어신호 및 게이트 구동회로(22)를 제어하기 위한 게이트 제어신호를 생성한다. 타이밍 콘트롤러(27)에서 생성된 데이터 제어신호는 데이터 구동회로(24)로 공급되어 데이터 구동회로(24)를 제어한다. 타이밍 콘트롤러(27)에서 생성된 게이트 제어신호는 게이트 구동회로(22)로 공급되어 게이트 구동회로(22)를 제어한다. 아울러, 타이밍 콘트롤러(27)는 스케일러로부터 공급되는 디지털 데이터 신호를 데이터 구동회로(24)로 공급한다. The
화소들(28) 각각은 게이트 라인(GL)에 게이트 신호가 공급될 때 데이터 라인(DL)으로부터의 데이터 신호를 공급받아 그 데이터 신호에 상응하는 빛을 발생하게 된다.Each of the
이를 위하여, 화소들(28) 각각은 도 3에 도시된 바와 같이 기저전압원(GND)(기저패드(12)로부터 공급되는 전압)에 음극이 접속된 유기발광다이오드소자(OLED)와, 게이트 라인(GL), 데이터 라인(DL) 및 고전위 전압원(VDD)(공급패드(10)로부터 공급되는 전압)에 접속되고 유기발광다이오드소자(OLED)의 양극에 접속되어 그 유기발광다이오드소자(OLED)를 구동하기 위한 셀 구동 회로(30)를 구비 한다.To this end, each of the
셀 구동회로(30)는 게이트 라인(GL)에 접속되는 게이트와 데이터 라인(DL)에 접속되는 소스 및 노드(N)에 접속되는 드레인을 구비하는 스위칭 TFT(T1)와, 노드(N)에 접속되는 게이트와 고전위 전압원(VDD)에 접속되는 소스 및 유기발광다이오드소자(OLED)에 접속되는 드레인을 구비하는 구동 TFT(T2)와, 고전위 전압원(VDD)과 노드(N) 사이에 접속된 커패시터(C)를 구비한다.The
스위칭 TFT(T1)는 게이트 라인(GL)에 게이트 신호가 공급되면 턴-온되어 데이터 라인(DL)에 공급된 데이터 신호를 노드(N)에 공급한다. 노드(N)에 공급된 데이터 신호는 커패시터(C)에 충전됨과 아울러 구동 TFT(T2)의 게이트로 공급된다. 구동 TFT(T2)는 게이트로 공급되는 데이터 신호에 응답하여 고전위 전압원(VDD)으로부터 유기발광다이오드소자(OLED)로 공급되는 전류량(I)을 제어함으로써 유기발광다이오드소자(OLED)의 발광량을 조절하게 된다. 그리고, 스위칭 TFT(T1)가 턴 오프 되더라도 커패시터(C)에 저장된 데이터 신호에 의해, 구동 TFT(T2)는 구동전류(I)를 유지하여 유기발광다이오드소자(OLED)의 발광을 한 프레임 동안 유지되게 한다. 여기서, 실제 셀 구동회로(30)는 상술한 구조 이외에 다양한 구조로 설정될 수 있다. The switching TFT Tl is turned on when a gate signal is supplied to the gate line GL to supply a data signal supplied to the data line DL to the node N. [ The data signal supplied to the node N is charged to the capacitor C and supplied to the gate of the driving TFT T2. The driving TFT T2 controls the amount of light emitted from the organic light emitting diode OLED by controlling the amount of current I supplied from the high potential voltage source VDD to the organic light emitting diode OLED in response to the data signal supplied to the gate. Done. Then, even when the switching TFT T1 is turned off, the driving TFT T2 maintains the driving current I to emit light of the organic light emitting diode OLED by one frame by the data signal stored in the capacitor C. To be. Here, the actual
그런데, 일반적으로 이와 같이 구동되는 유기 발광다이오드 표시장치에서 동일한 극성의 게이트전압이 장시간 인가되면 구동 TFT(T2)의 문턱 전압(Vth)이 상승하여 동작 특성에 변동이 발생되는 문제점이 있다. 이러한 구동 TFT(T2)의 동작특성 변화는 도 4의 실험결과에서도 알 수 있다. However, in general, when the gate voltage of the same polarity is applied for a long time in the organic light emitting diode display device driven as described above, the threshold voltage Vth of the driving TFT T2 increases, causing a change in operating characteristics. Such a change in the operating characteristics of the driving TFT T2 can also be seen from the experimental results of FIG. 4.
도 4는 채널폭/채널길이(W/L)가 120μm/6μm인 시료용 수소화된 비정질 실리콘 TFT(A-Si:H TFT)에 포지티브 게이트-바이어스 스트레스(Positive gAte-BiAs stress)를 인가하였을 때 그 시료용 A-Si:H TFT의 특성 변화를 초래한다는 것을 보여 주는 실험 결과이다. 도 4에 있어서 횡축은 시료용 A-Si:H TFT의 게이트전압[V]이며 종축은 시료용 A-Si:H TFT의 소스단자와 드레인단자 사이의 전류[A]를 나타낸다. 박스 내의 인덱스는 그래프 색별로 게이트전압 인가시간[seC]을 나타낸다. FIG. 4 shows a case where positive gAte-BiAs stress is applied to a hydrogenated amorphous silicon TFT (A-Si: H TFT) for a sample having a channel width / channel length (W / L) of 120 μm / 6 μm. It is an experimental result showing that the characteristic change of the A-Si: H TFT for a sample is brought about. In Fig. 4, the horizontal axis represents the gate voltage [V] of the sample A-Si: H TFT, and the vertical axis represents the current [A] between the source terminal and the drain terminal of the sample A-Si: H TFT. The index in the box represents the gate voltage application time [seC] for each graph color.
도 4는 시료용 A-Si:H TFT의 게이트단자에 +30V의 전압을 인가할 때 전압 인가 시간에 따른 TFT의 문턱전압과 전달 특성 곡선의 이동을 보여 준다. 도 4에서 알 수 있는 바, A-Si:H TFT의 게이트단자에 정극성의 전압의 인가되는 시간이 길어질수록 TFT의 전달 특성 곡선이 우측으로 이동(31)하고 그 A-Si:H TFT의 문턱전압이 상승한다. (Vth1 에서 Vth4 로 문턱 전압이 상승) 4 shows the shift of the threshold voltage and the transfer characteristic curve of the TFT according to the voltage application time when a voltage of +30 V is applied to the gate terminal of the sample A-Si: H TFT. As can be seen in FIG. 4, as the time for applying the positive voltage to the gate terminal of the A-Si: H TFT increases, the transfer characteristic curve of the TFT shifts 31 to the right, and the threshold of the A-Si: H TFT Voltage rises. (Threshold voltage rises from Vth 1 to Vth 4 )
이와 같이 구동 TFT(T2)의 문턱전압이 상승하게 되면 구동 TFT(T2)의 동작이 불안정하게 되므로, 동일한 데이터전압(Vd)이 인가되더라도 유기발광다이오드소자(OLED)에 흐르는 전류(I)는 감소하게 된다. When the threshold voltage of the driving TFT T2 rises as described above, the operation of the driving TFT T2 becomes unstable, so that the current I flowing through the organic light emitting diode OLED is reduced even when the same data voltage Vd is applied. Done.
도 5는 구동 TFT(T2)의 문턱전압(Vth) 상승에 따른 유기발광다이오드소자(OLED)의 전류(I) 감소를 보여주기 위한 도면이다. 도 5에 도시된 바와 같이, 구동 TFT(T2)의 문턱전압(Vth)이 1V 에서 5V 까지 상승하게 되면, 동일한 데이터전압(Vd= 4V일때)이 인가되더라도 유기발광다이오드소자(OLED)에 흐르는 전류(I)는 550nA 로부터 점점 감소되어 결국 0A로 수렴하게 된다. FIG. 5 is a diagram illustrating a decrease in current I of the organic light emitting diode OLED according to an increase in the threshold voltage Vth of the driving TFT T2. As shown in FIG. 5, when the threshold voltage Vth of the driving TFT T2 rises from 1V to 5V, the current flowing through the organic light emitting diode OLED even if the same data voltage (when Vd = 4V) is applied. (I) gradually decreases from 550nA and eventually converges to 0A.
결과적으로, 종래 유기 발광다이오드 표시장치에서는 동일한 데이터전압(Vd)이 인가되더라도 구동 TFT(T2)의 문턱전압 특성에 의존하는 구동전류(I)의 편차로 인해 휘도 불균일 현상이 나타나게 되고, 이에 따라 표시품질이 저하되는 문제점이 있다.As a result, in the conventional organic light emitting diode display, even if the same data voltage Vd is applied, luminance unevenness occurs due to the deviation of the driving current I depending on the threshold voltage characteristic of the driving TFT T2. There is a problem that the quality is degraded.
따라서, 본 발명의 목적은 구동전류의 변화량을 최소화하여 표시 품질을 높일 수 있는 유기 발광다이오드 표시장치와 그 구동방법을 제공하는 데 있다.Accordingly, it is an object of the present invention to provide an organic light emitting diode display and a method of driving the same which can improve display quality by minimizing the amount of change in driving current.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 실시 예에 따라 데이터라인들과 게이트라인들이 교차되고 구동전압원과 기저전압원 사이에 형성되어 구동전류에 의해 발광하는 유기발광다이오드소자, 제1 노드와 상기 기저전압원 사이에 접속된 커패시터, 및 상기 제1 노드를 통해 게이트에 인가되는 전압에 따라 상기 유기발광다이오드소자에 흐르는 전류를 제어하는 구동소자를 구비하는 유기발광다이오드 표시장치는, 데이터전압이 공급되는 데이터라인; 제1 스캔펄스가 공급되는 제1 게이트라인; 상기 제1 스캔펄스에 이어서 제2 스캔펄스가 공급되는 제2 게이트라인; 제1 기간 동안 상기 제1 스캔펄스의 전압에서 상기 구동소자와 함께 한 화소 내에 배치되는 제1 스위치소자의 문턱전압을 뺀 리셋전압을 상기 제1 노드에 충전시킨 후, 상 기 데이터전압이 상기 데이터라인에 공급되는 제2 기간 동안 상기 제2 스캔펄스에 응답하여 상기 제1 노드와 분리된 제2 노드와 상기 데이터라인 사이의 제3 스위치소자를 턴-온시켜 상기 제2 노드를 상기 데이터전압으로 충전시킴과 아울러 상기 제1 노드와 상기 제2 노드 사이의 제2 스위치소자를 이용하여 상기 제2 스위치소자의 문턱전압이 가산된 데이터전압까지 상기 리셋전압을 방전시킴과 동시에 상기 커패시터에 상기 제2 스위치소자의 문턱전압이 가산된 데이터전압을 충전시킨 다음, 제3 기간 동안 상기 스위치소자들을 턴 오프시켜 상기 제1 노드의 전압으로 상기 구동소자를 구동시키는 스위치 구동회로를 구비한다.In order to achieve the above object, according to an embodiment of the present invention, an organic light emitting diode device, a first node and the base voltage source, the data lines and the gate lines are intersected and formed between a driving voltage source and a base voltage source to emit light by a driving current. An organic light emitting diode display device having a capacitor connected therebetween and a driving element controlling a current flowing through the organic light emitting diode element according to a voltage applied to a gate through the first node, the data line to which a data voltage is supplied. ; A first gate line supplied with a first scan pulse; A second gate line supplied with a second scan pulse subsequent to the first scan pulse; After charging the first node with a reset voltage obtained by subtracting the threshold voltage of the first switch element disposed in one pixel with the driving element from the voltage of the first scan pulse, the data voltage is set to the data. During the second period supplied to the line, in response to the second scan pulse, a third switch device between the second node separated from the first node and the data line is turned on to turn the second node to the data voltage. Charging and discharging the reset voltage to a data voltage to which the threshold voltage of the second switch element is added using a second switch element between the first node and the second node and simultaneously charging the second capacitor to the capacitor. After charging the data voltage to which the threshold voltage of the switch device is added, the switch device is turned off for a third period to drive the driving device to the voltage of the first node. A switch driving circuit for driving is provided.
상기 제1 기간은 상기 제1 스캔펄스의 하이논리기간과 상기 제2 스캔펄스의 라이징에지를 포함하는 기간으로 결정되고, 상기 제2 기간은 상기 제2 스캔펄스의 하이논리기간과 상기 제2 스캔펄스의 폴링에지를 포함하는 기간으로 결정되며, 상기 제3 기간은 상기 제2 스캔펄스의 로우논리기간으로 결정된다.The first period is determined as a period including a high logic period of the first scan pulse and a rising edge of the second scan pulse, and the second period is a high logic period of the second scan pulse and the second scan. The third period is determined as the low logical period of the second scan pulse.
상기 구동소자 및 상기 복수의 스위치소자들은 N 타입 전자 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터이다.The driving element and the plurality of switch elements are N-type electron metal oxide semiconductor field effect transistors.
상기 구동소자 및 상기 복수의 스위치소자들은 비정질 실리콘층으로 형성되는 반도체층을 구비한다.The driving device and the plurality of switch devices include a semiconductor layer formed of an amorphous silicon layer.
상기 구동소자는, 상기 제1 노드에 접속되는 게이트와, 상기 유기발광다이오드소자의 캐소드에 접속되는 드레인과, 상기 기저전압원에 접속되는 소스를 구비한다.The drive element includes a gate connected to the first node, a drain connected to the cathode of the organic light emitting diode element, and a source connected to the base voltage source.
상기 제1 스위치소자는, 상기 제1 게이트라인에 공통접속되는 게이트 및 드 레인과, 상기 제1 노드에 접속되는 소스를 구비한다.The first switch element includes a gate and a drain commonly connected to the first gate line, and a source connected to the first node.
상기 제2 스위치소자는, 상기 제1 노드에 공통접속되는 게이트 및 드레인과, 상기 제2 노드에 접속되는 소스를 구비한다.The second switch element includes a gate and a drain commonly connected to the first node, and a source connected to the second node.
상기 제3 스위치소자는, 상기 제2 게이트라인에 접속되는 게이트와, 상기 데이터라인에 접속되는 드레인과, 상기 제2 노드에 접속되는 소스를 구비한다.The third switch element includes a gate connected to the second gate line, a drain connected to the data line, and a source connected to the second node.
상기 제3 기간 동안 상기 유기발광다이오드소자에 흐르는 전류(IOLED)는, 아래의 수식과 같다.The current I OLED flowing through the organic light emitting diode device during the third period is represented by the following equation.
여기서, VthDR은 상기 구동소자를 턴 온 시키기 위한 구동소자 문턱전압, Vth2는 상기 제2 스위치소자 문턱전압, IOLED는 구동전류, kn은 상기 구동소자의 이동도와 기생용량에 의해 결정되는 상수값, Vgs는 상기 구동소자의 게이트와 소스간 차전압, Vd는 상기 데이터전압을 각각 의미한다. Here, Vth DR is a driving device threshold voltage for turning on the driving device, Vth2 is the second switching device threshold voltage, I OLED is a driving current, and kn is a constant value determined by mobility and parasitic capacitance of the driving device. , Vgs denotes the voltage difference between the gate and the source of the driving element, and Vd denotes the data voltage, respectively.
또한, 본 발명의 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치는 상기 제1 노드에 충전되는 리셋전압으로 인해 상기 제1 기간 동안 상기 유기발광다이오드소자 에 흐르는 과전류를 억제하기 위해 상기 제1 노드와 상기 유기발광다이오드의 캐소드 사이에 과전류 억제 커패시터를 더 구비한다.In addition, the organic light emitting diode display according to the exemplary embodiment of the present invention may suppress the overcurrent flowing through the organic light emitting diode element during the first period due to the reset voltage charged in the first node. An overcurrent suppression capacitor is further provided between the cathodes of the light emitting diodes.
또한, 본 발명의 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치는 상기 제1 노드에 충전되는 리셋전압으로 인해 상기 제1 기간 동안 상기 유기발광다이오드소자에 흐르는 과전류를 억제하기 위해 상기 제1 스위치소자의 게이트 및 드레인과 상기 유기발광다이오드의 캐소드 사이에 과전류 억제 스위치소자를 더 구비한다.In addition, the organic light emitting diode display according to the exemplary embodiment of the present invention has a gate of the first switch element in order to suppress an overcurrent flowing through the organic light emitting diode element during the first period due to the reset voltage charged to the first node. And an overcurrent suppression switch element between the drain and the cathode of the organic light emitting diode.
본 발명의 실시 예에 따라 데이터라인들과 게이트라인들이 교차되고 구동전압원과 기저전압원 사이에 형성되어 구동전류에 의해 발광하는 유기발광다이오드소자, 제1 노드와 상기 기저전압원 사이에 접속된 커패시터, 및 상기 제1 노드를 통해 게이트에 인가되는 전압에 따라 상기 유기발광다이오드소자에 흐르는 전류를 제어하는 구동소자를 구비하는 유기발광다이오드 표시장치의 구동방법은, 제1 스캔펄스를 제1 게이트라인에 공급한 후에 제2 스캔펄스를 제2 게이트라인에 공급하는 단계; 제1 기간 동안 상기 구동소자와 함께 한 화소 내에 배치되는 제1 스위치소자의 문턱전압만큼 상기 제1 스캔펄스의 전압을 낮춘 리셋전압을 상기 제1 노드에 충전시키는 단계; 데이터전압이 상기 데이터라인에 공급되는 제2 기간 동안 상기 제2 스캔펄스에 응답하여 상기 제1 노드와 분리된 제2 노드를 상기 데이터전압으로 충전시킴과 아울러 상기 구동소자와 함께 한 화소내에 배치되는 제2 스위치소자의 문턱전압이 가산된 데이터전압까지 상기 리셋전압을 방전시킴과 동시에 상기 커패시터에 상기 제2 스위치소자의 문턱전압이 더해진 데이터전압을 충전시키는 단계; 및 제3 기간 동안 상기 제1 노드의 전압으로 상기 구동소자를 구동시키는 단계를 포함 한다.According to an exemplary embodiment of the present invention, an organic light emitting diode device intersecting data lines and gate lines and formed between a driving voltage source and a base voltage source to emit light by a driving current, a capacitor connected between a first node and the base voltage source, and In a driving method of an organic light emitting diode display device having a driving element that controls a current flowing through the organic light emitting diode element according to a voltage applied to a gate through the first node, a first scan pulse is supplied to a first gate line. Then supplying a second scan pulse to the second gate line; Charging the first node with a reset voltage which lowers the voltage of the first scan pulse by a threshold voltage of a first switch element disposed in one pixel together with the driving element for a first period; During the second period in which the data voltage is supplied to the data line, the second node separated from the first node is charged with the data voltage in response to the second scan pulse and disposed in one pixel together with the driving element. Discharging the reset voltage to the data voltage to which the threshold voltage of the second switch element is added and simultaneously charging the capacitor with the data voltage to which the threshold voltage of the second switch element is added; And driving the driving device with the voltage of the first node for a third period of time.
상기 목적 외에 본 발명의 다른 목적 및 특징들은 첨부도면을 참조한 실시 예에 대한 설명을 통하여 명백하게 드러나게 될 것이다.Other objects and features of the present invention in addition to the above object will be apparent from the description of the embodiments with reference to the accompanying drawings.
이하, 도 6 내지 도 19를 참조하여 본 발명의 바람직한 실시 예에 대하여 설명하기로 한다.Hereinafter, exemplary embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. 6 to 19.
도 6 내지 도 13은 본 발명의 제1 실시 예를 나타낸다.6 to 13 show a first embodiment of the present invention.
도 6은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치를 나타내는 블럭도이고, 도 7은 도 6의 화소들(122) 중 어느 하나에 공급되는 스캔펄스(S[n-1],S[n])의 타이밍도이다.6 is a block diagram illustrating an organic light emitting diode display according to a first exemplary embodiment of the present invention, and FIG. 7 is a scan pulse S [n-1], which is supplied to any one of the
도 6 및 도 7을 참조하면, 본 발명의 제1 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치는 m×n 개의 화소들(122)이 형성되는 표시패널(116)과, 데이터라인들(DL1 내지 DLm)에 데이터전압을 공급하기 위한 데이터 구동회로(120)와, 데이터라인들(DL1 내지 DLm)과 교차하는 게이트라인들(GL1[0] 내지 GL1[n])에 스캔펄스(S1[0] 내지 S1[n])를 공급하기 위한 게이트 구동회로(118)와, 데이터 구동회로(120) 및 게이트 구동회로(118)를 제어하기 위한 타이밍 콘트롤러(124)를 구비한다. 6 and 7, an organic light emitting diode display according to a first embodiment of the present invention includes a
표시패널(116)은 n 개의 게이트라인들(GL1[1] 내지 GL1[n])과 m 개의 데이터라인들(DL1 내지 DLm)의 교차로 정의된 화소 영역들에 형성된 화소들(122)을 구비한다. 이러한 표시패널(116)에는 구동전압을 각각의 화소들(122)에 공급하기 위한 신호배선들이 형성된다. 또한, 도시하지는 않았지만, 표시패널(116)에는 기저전압을 각각의 화소들(122)에 공급하기 위한 신호배선들이 형성된다. 게이트라 인(GL[0])은 첫 번째 수평라인에 위치하는 화소들(122)에 리셋전압을 공급하기 위한 것이다.The
데이터 구동회로(120)는 타이밍 콘트롤러(124)로부터의 디지털 비디오 데이터(RGB)를 아날로그 데이터전압으로 변환한다. 데이터 구동회로(120)는 타이밍 콘트롤러(124)로부터의 제어신호(DDC)에 응답하여 데이터전압을 데이터라인들(DL1 내지 DLm)에 공급한다. 이 데이터전압은 데이터라인들(DL1 내지 DLm)에 접속된 화소들(122)에 공급된다. The
게이트 구동회로(118)는 타이밍 콘트롤러(124)로부터의 제어신호(GDC)에 응답하여 도 7에 도시된 스캔펄스(S)를 게이트라인들(GL1[0] 내지 GL1[n])에 순차적으로 공급한다. 이 스캔펄스(S)는 게이트라인들(GL1[1] 내지 GL1[n])에 접속된 화소들(122)에 공급된다.The
타이밍 콘트롤러(124)는 디지털 비디오 데이터(RGB)를 데이터 구동회로(120)에 공급하고 수직/수평 동기신호와 클럭신호 등을 이용하여 게이트 구동회로(118)와 데이터 구동회로(120)의 동작 타이밍을 제어하기 위한 제어신호(DDC, GDC)를 발생한다. The
도 7의 타이밍도에서, A는 화소들(122)을 구동시키기 위한 구동 TFT의 게이트에 리셋전압을 공급하기 위한 리셋구간이고, B는 구동 TFT의 문턱전압의 변화에 대응하여 유기발광다이오드소자(OLED)에 흐르는 구동전류의 편차를 최소화하기 위한 보상구간이고, C는 구동 TFT의 문턱전압 변화에 상관없이 디지털 비디오 데이터의 계조에 상응되는 아날로그 감마전압에 의해 유기발광다이오드소자(OLED)가 발광 되는 발광구간이다. 여기서, 리셋구간(A)은 전단 스캔펄스(S[n-1])의 하이논리기간과 후단 스캔펄스(S[n])의 라이징에지 사이의 기간으로 결정되며, 보상구간(B)은 후단 스캔펄스(S[n])의 하이논리기간과 후단 스캔펄스(S[n])의 폴링에지 사이의 기간으로 결정된다. 또한, 발광구간(C)은 후단 스캔펄스(S2[n])의 로우논리기간으로 결정된다. 이러한, A, B, 및 C 에서의 화소들(122)의 동작에 대해서는 도 9 내지 도 11을 참조하여 상세히 설명하기로 한다.In the timing diagram of FIG. 7, A is a reset section for supplying a reset voltage to the gate of the driving TFT for driving the
한편, 표시패널(116)에는 화소들(122)로 구동전압을 공급하기 위한 구동전압원(VDD)과, 화소들(122)로 기저전압을 공급하기 위한 기저전압원(GND)이 접속된다. The
화소들(122) 각각은 도 8과 같이 유기발광다이오드소자(OLED), 1 개의 구동 TFT, 3 개의 스위치 TFT, 및 1 개의 커패시터를 구비한다. Each of the
도 8은 본 발명의 제1 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치에 구비된 화소(122)를 나타내는 회로도이다. 8 is a circuit diagram illustrating a
도 8을 참조하면, 본 발명의 제1 실시 예에 따른 화소(122)는 데이터 라인(DL1 내지 DLm)과 게이트 라인(GL[0] 내지 GL[n])으로부터 공급되는 구동신호에 따라 유기발광다이오드소자(OLED)를 구동시키기 위한 유기발광다이오드소자 구동회로(130)와, 유기발광다이오드소자 구동회로(130)와 구동전압원(VDD) 사이에 접속되어 구동신호에 따라 발광되는 유기발광다이오드소자(OLED)를 구비한다. Referring to FIG. 8, the
유기발광다이오드소자 구동회로(130)는 유기발광다이오드소자(OLED)의 구동전류(IOLED)를 제어하기 위한 구동 TFT(DR), 제1 노드(N1 : 구동 TFT(DR)의 게이 트(G))에 리셋전압을 공급하기 위한 제1 스위치 TFT(SW1), 제2 노드(N2)에 데이터전압(Vp)을 공급하기 위한 제3 스위치 TFT(SW3), 제1 노드(N1)에 충전된 리셋전압을 보상전압치까지 방전시키기 위한 제2 스위치 TFT(SW2), 및 리셋전압과 보상전압을 저장하기 위한 커패시터(C)를 구비한다. 여기서, TFT들은 N 타입 전자 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET, MetAl-Oxide SemiConduCtor Field EffeCt TrAnsistor)이다. 특히, TFT들의 반도체층은 비정질 실리콘층으로 형성되어 동일한 게이트 바이어스 스트레스에 의한 TFT들 간의 문턱전압의 변화량은 거의 동일하다.The organic light emitting
구동 TFT(DR)의 게이트(G)는 제1 노드(N1)에 접속되고, 구동 TFT(DR)의 드레인(D)은 유기발광다이오드소자(OLED)의 캐소드에 접속되며, 구동 TFT(DR)의 소스는 기저전압원(GND)에 접속된다. 이러한 구동 TFT(DR)는 제1 노드(N1)를 통해 게이트(G)에 인가되는 전압에 따라 유기발광다이오드소자(OLED)에 흐르는 전류를 제어한다.The gate G of the driving TFT DR is connected to the first node N1, the drain D of the driving TFT DR is connected to the cathode of the organic light emitting diode device OLED, and the driving TFT DR The source of is connected to the ground voltage source GND. The driving TFT DR controls the current flowing through the organic light emitting diode OLED according to the voltage applied to the gate G through the first node N1.
제1 스위치 TFT(SW1)의 게이트(G)와 드레인(D)은 전단 게이트라인(GL[n-1])에 공통접속되고, 제1 스위치 TFT(SW1)의 소스(S)는 제1 노드(N1)에 접속된다. 이러한, 제1 스위치 TFT(SW1)는 전단 게이트라인(GL[n-1])으로부터의 전단 스캔펄스(S[n-1])에 응답하여 턴 온 됨으로써, 리셋전압이 제1 노드(N1)에 공급되게 한다. 여기서, 리셋전압은 전단 스캔펄스(S[n-1])의 하이논리전압(VGH)과 제1 스위치 TFT(SW1)의 문턱전압(Vth1)의 차전압으로 정의된다. 리셋전압(VGH-Vth1)은 커패시터(C)를 통해 제1 노드(N1)에 충전된다.The gate G and the drain D of the first switch TFT SW1 are commonly connected to the front gate line GL [n-1], and the source S of the first switch TFT SW1 is the first node. It is connected to (N1). The first switch TFT SW1 is turned on in response to the front end scan pulse S [n-1] from the front end gate line GL [n-1], whereby the reset voltage is applied to the first node N1. To be supplied. Here, the reset voltage is defined as the difference voltage between the high logic voltage VGH of the front end scan pulse S [n-1] and the threshold voltage Vth1 of the first switch TFT SW1. The reset voltage VGH-Vth1 is charged to the first node N1 through the capacitor C.
제3 스위치 TFT(SW3)의 게이트(G)는 후단 게이트라인(GL[n])에 접속되고, 제3 스위치 TFT(SW3)의 드레인(D)은 데이터라인(DLk(1≤k≤m))에 접속되며, 제3 스위치 TFT(SW3)의 소스(S)는 제2 노드(N2)에 접속된다. 이러한 제3 스위치 TFT(SW3)는 후단 게이트라인(GL[n])으로부터의 후단 스캔펄스(S[n])에 응답하여 턴 온 됨으로써, 데이터전압(Vd)이 제2 노드(N2)에 공급되게 한다.The gate G of the third switch TFT SW3 is connected to the rear gate line GL [n], and the drain D of the third switch TFT SW3 is connected to the data line DLk (1 ≦ k ≦ m). ), And the source S of the third switch TFT SW3 is connected to the second node N2. The third switch TFT SW3 is turned on in response to the trailing scan pulse S [n] from the trailing gate line GL [n], so that the data voltage Vd is supplied to the second node N2. To be.
제2 스위치 TFT(SW2)의 게이트(G)와 드레인(D)은 제1 노드(N1)에 공통접속되고, 제2 스위치 TFT(SW2)의 소스(S)는 제2 노드(N2)에 접속된다. 이러한 제2 스위치 TFT(SW2)는 제1 노드(N1)에 충전된 리셋전압(VGH-Vth1)에 응답하여 턴 온 됨으로써, 제1 노드(N1)에 충전된 리셋전압(VGH-Vth1)을 보상전압치까지 방전시킨다. 여기서, 보상전압은 데이터전압(Vd)과 제2 스위치 TFT(SW2)의 문턱전압(Vth2)의 합산전압(Vd+Vth2)으로 정의된다. 보상전압(Vd+Vth2)은 커패시터(C)를 통해 제1 노드(N1)에 충전된다.The gate G and the drain D of the second switch TFT SW2 are commonly connected to the first node N1, and the source S of the second switch TFT SW2 is connected to the second node N2. do. The second switch TFT SW2 is turned on in response to the reset voltage VGH-Vth1 charged in the first node N1 to compensate for the reset voltage VGH-Vth1 charged in the first node N1. Discharge to voltage value. The compensation voltage is defined as the sum voltage Vd + Vth2 of the data voltage Vd and the threshold voltage Vth2 of the second switch TFT SW2. The compensation voltage Vd + Vth2 is charged to the first node N1 through the capacitor C.
커패시터(C)의 일측은 제1 노드(N1)에 접속되고, 커패시터(C)의 타측은 기저전압원(GND)에 접속된다. 이러한 커패시터(C)는 전단 스캔펄스(S[n-1])의 하이논리기간(도 7의 A 구간) 동안 제1 노드(N1)에 공급되는 리셋전압(VGH-Vth1)을 저장한 후, 후단 스캔펄스(S[n])의 하이논리기간(도 7의 B 구간) 및 후단 스캔펄스(S[n])의 로우논리기간(도 7의 C 구간) 동안 제1 노드(N1)의 전압을 보상전압(Vd+Vth2)으로 유지한다. One side of the capacitor C is connected to the first node N1, and the other side of the capacitor C is connected to the ground voltage source GND. The capacitor C stores the reset voltage VGH-Vth1 supplied to the first node N1 during the high logic period (section A in FIG. 7) of the front end scan pulse S [n-1]. The voltage of the first node N1 during the high logic period (B section in FIG. 7) of the trailing scan pulse S [n] and the low logic period (C section in FIG. 7) of the trailing scan pulse S [n]. Is maintained at the compensation voltage (Vd + Vth2).
유기발광다이오드소자(OLED)의 애노드는 구동전압원(VDD)에 접속되고, 캐소드는 구동 TFT(DR)의 드레인(D)에 접속된다. 이러한 유기발광다이오드소나(OLED) 는 도 1과 같은 구조를 가지며, 제1 노드(N1)를 통해 구동 TFT(DR)의 게이트(G)에 인가되는 전압에 따라 제어되는 구동전류(IOLED)에 의해 발광한다. 여기서, 투명전극으로 형성되는 유기발광다이오드소자(OLED)의 애노드는 구동 TFT(DR)가 형성되는 기판의 반대쪽에 형성된다. 이에 따라, 본 발명에 따른 유기발광다이오드 표시장치의 화소들(122)는 상부 발광(Top Emission) 방식에 따라 발광하게 된다. The anode of the organic light emitting diode OLED is connected to the driving voltage source VDD, and the cathode is connected to the drain D of the driving TFT DR. The organic light emitting diode OLED has a structure as shown in FIG. 1 and is applied to a driving current I OLED controlled according to a voltage applied to the gate G of the driving TFT DR through the first node N1. Emits light. Here, the anode of the organic light emitting diode OLED formed of the transparent electrode is formed on the opposite side of the substrate on which the driving TFT DR is formed. Accordingly, the
이러한 화소들(122)의 동작을 도 9 내지 도 12를 참조하여 단계적으로 설명하면 다음과 같다.The operations of the
도 9는 도 7의 리셋구간(A)에 대한 화소(122)의 등가회로도이다. FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of the
도 9를 참조하면, 리셋구간(A) 동안 전단 스캔펄스(S[n-1])는 하이논리전압(VGH)으로 발생되어 제1 스위치 TFT(SW1)를 턴 온시키고, 후단 스캔펄스(S[n]) 는 로우논리전압(VGL)으로 발생되어 제3 스위치 TFT(SW3)를 턴 오프 시킨다. 이에 따라, 제1 스위치 TFT(SW1)는 문턱전압(Vth1) 이상의 전압에서 턴 온되는 다이오드처럼 동작하게 된다. 이 다이오드(SW1)에는 포워드 바이어스가 인가되고 있으므로, 제1 노드(N1)에는 커패시터(C)를 통해 아래의 수학식 1 과 같은 리셋전압(Vr)이 충전되게 된다.Referring to FIG. 9, during the reset period A, the front end scan pulse S [n-1] is generated at the high logic voltage VGH to turn on the first switch TFT SW1 and the rear end scan pulse S [n] is generated at the low logic voltage VGL to turn off the third switch TFT SW3. Accordingly, the first switch TFT SW1 operates as a diode turned on at a voltage higher than or equal to the threshold voltage Vth1. Since the forward bias is applied to the diode SW1, the reset voltage Vr as shown in
여기서, VGH는 전단 스캔펄스(S[n-1])의 하이논리전압, Vth1는 제1 스위치 TFT(SW1)의 문턱전압을 각각 의미한다. Here, VGH denotes a high logic voltage of the front end scan pulse S [n-1], and Vth1 denotes a threshold voltage of the first switch TFT SW1.
이 리셋전압(Vr)은 리셋구간(A) 동안 커패시터(C)에 저장되어 유지된다. This reset voltage Vr is stored and maintained in the capacitor C during the reset period A.
도 10은 도 7의 보상구간(B)에 대한 화소(122)의 등가회로도이다. FIG. 10 is an equivalent circuit diagram of the
도 10을 참조하면, 보상구간(B) 동안 전단 스캔펄스(S[n-1])는 로우논리전압(VGL)으로 상태가 반전되어 제1 스위치 TFT(SW1)를 턴 오프시키고, 후단 스캔펄스(S[n])는 하이논리전압(VGH)으로 상태가 반전되어 제3 스위치 TFT(SW3)를 턴 온 시킨다. 제3 스위치 TFT(SW3)가 턴 온 됨에 따라, 제2 노드(N2)에는 데이터전압(Vd)이 공급된다. 이때, 제2 스위치 TFT(SW2)는 문턱전압(Vth1) 이상의 전압에서 턴 온되는 다이오드처럼 동작하게 된다. 이에 따라, 제1 노드(N1)에 충전된 리셋전압(Vr)은 제2 노드(N2)에 인가되는 데이터전압(Vd)보다 높은 전위를 가지므로, 다이오드(SW2)에는 포워드 바이어스가 인가되게 되고, 이에 따라 제1 노드(N1)의 전압은 리셋전압(Vr) 값으로부터 방전되어 보상전압(Vd+Vth2)값으로 수렴하게 된다. Referring to FIG. 10, during the compensation period B, the front end scan pulse S [n-1] is inverted to the low logic voltage VGL to turn off the first switch TFT SW1 and the rear end scan pulse. (S [n]) is inverted to the high logic voltage VGH to turn on the third switch TFT SW3. As the third switch TFT SW3 is turned on, the data voltage Vd is supplied to the second node N2. In this case, the second switch TFT SW2 operates as a diode turned on at a voltage equal to or higher than the threshold voltage Vth1. Accordingly, since the reset voltage Vr charged in the first node N1 has a higher potential than the data voltage Vd applied to the second node N2, a forward bias is applied to the diode SW2. Accordingly, the voltage of the first node N1 is discharged from the reset voltage Vr value and converges to the compensation voltage Vd + Vth2 value.
이 보상전압(Vc)은 보상구간(A) 및 발광구간(C) 동안 커패시터(C)에 저장되어 유지된다.The compensation voltage Vc is stored and maintained in the capacitor C during the compensation period A and the light emission period C.
여기서, 본 발명의 실시 예에 따른 TFT들의 반도체층은 비정질 실리콘으로 형성되므로, 구동 TFT(DR)의 문턱전압(VthDR)값과 제2 스위치 TFT(SW2)의 문턱전압(Vth2)값은 거의 동일하다. 따라서, 구동 TFT(DR)의 문턱전압(VthDR)은 아래의 수학식 2 와 같이 소거되어, 결과적으로 구동전류(IOLED)는 데이터전압(Vd)만의 함수가 된다. Here, since the semiconductor layers of the TFTs according to the exemplary embodiment of the present invention are formed of amorphous silicon, the threshold voltage Vth DR of the driving TFT DR and the threshold voltage Vth2 of the second switch TFT SW2 are almost equal. same. Therefore, the threshold voltage Vth DR of the driving TFT DR is erased as in
여기서, VthDR은 구동 TFT(DR)의 문턱전압, Vth2는 제2 스위치 TFT(SW2)의 문턱전압, IOLED는 구동전류, kn는 구동 TFT(DR)의 이동도와 기생용량에 의해 결정되는 상수값, Vgs는 구동 TFT(DR)의 게이트와 소스 간 차전압, Vd는 데이터전압을 각각 의미한다. Here, Vth DR is a threshold voltage of the driving TFT DR, Vth2 is a threshold voltage of the second switch TFT SW2, I OLED is a driving current, and kn is a constant determined by mobility and parasitic capacitance of the driving TFT DR. The value Vgs denotes the difference voltage between the gate and the source of the driving TFT DR, and Vd denotes the data voltage, respectively.
수학식 2에서 보는 바와 같이, 구동전류(IOLED)는 데이터전압(Vd)만의 함수로 결정되므로, 구동 TFT(DR)의 문턱전압(VthDR)이 게이트 바이어스 스트레스로 인해 변화되더라도 구동전류(IOLED)에는 거의 영향을 미치지 않게 된다.As shown in
도 11은 도 7의 발광구간(C)에 대한 화소(122)의 등가회로도이다.FIG. 11 is an equivalent circuit diagram of the
도 11을 참조하면, 발광구간(C) 동안 전단 스캔펄스(S[n-1])는 로우논리전압(VGL)을 유지하여 제1 스위치 TFT(SW1)의 턴 오프 상태를 유지시키고, 후단 스캔펄스(S[n])는 로우논리전압(VGL)으로 상태가 반전되어 제3 스위치 TFT(SW3)를 턴 오프 시킨다. 제3 스위치 TFT(SW3)가 턴 오프됨에 따라, 수학식 2에서 보는 바와 같이, 데이터전압(Vd)만의 함수로 결정되는 구동전류(IOLED)에 의해 유기발광다이오드소자(OLED)가 발광하게 된다.Referring to FIG. 11, the front end scan pulse S [n−1] maintains the low logic voltage VGL to maintain the turn-off state of the first switch TFT SW1 during the light emitting period C, and scans the rear end. The pulse S [n] is inverted to the low logic voltage VGL to turn off the third switch TFT SW3. As the third switch TFT SW3 is turned off, as shown in
도 12는 도 7의 A,B, 및 C 구간에서의 제1 노드(N1)에 인가되는 전압(V(N1))의 과도상태를 도시한 시뮬레이션 결과이다.FIG. 12 is a simulation result illustrating a transient state of the voltage V (N1) applied to the first node N1 in the sections A, B, and C of FIG.
도 12를 참조하면, 리셋기간(A) 동안 제1 노드(N1)에 인가되는 전압(V(N1))은, 리셋전압(Vr = VGH - Vth1)으로 충전된 후 보상기간(B) 동안 방전을 통해 보상전압(Vc = Vd + Vth2)으로 수렴되어 수학식 2를 만족시키는 것을 알 수 있다. Referring to FIG. 12, the voltage V (N1) applied to the first node N1 during the reset period A is charged to the reset voltage Vr = VGH−Vth1 and then discharged during the compensation period B. FIG. It can be seen that the convergence to the compensation voltage (Vc = Vd + Vth2) to satisfy the equation (2).
도 13은 동일 계조 표현시, 실제로 구동 TFT(DR)의 문턱전압(VthDR) 상승에 대응하여 구동전류의 감소가 최소가 되는 것을 보여주기 위한 시뮬레이션 결과이다.FIG. 13 is a simulation result to show that the reduction of the driving current is minimized in response to the increase in the threshold voltage Vth DR of the driving TFT DR when the same gray scale is represented.
도 5에서 본 바와 같이, 종래에는 구동 TFT(T2)의 문턱전압(Vth)이 1V에서 5V까지 상승할 때, 동일한 데이터전압이 인가되더라도 유기발광다이오드소자(OLED)에 흐르는 구동전류의 변화량(△I)는 100% 였다.As shown in FIG. 5, when the threshold voltage Vth of the driving TFT T2 rises from 1V to 5V, the change amount of the driving current flowing to the organic light emitting diode OLED is applied even if the same data voltage is applied. I) was 100%.
그러나, 도 13에서 보는 바와 같이, 본 발명의 실시 예에서는 구동 TFT(DR)의 문턱전압(VthDR)이 1V에서 5V까지 상승하더라도, 동일 계조에서 유기발광다이오드소자(OLED)에 흐르는 구동전류의 변화량(△IOLED)은 최대 10% 이내로 그 변화폭이 대폭적으로 감소됨을 알 수 있다.However, as shown in FIG. 13, in the exemplary embodiment of the present invention, even when the threshold voltage Vth DR of the driving TFT DR rises from 1V to 5V, the driving current flowing through the organic light emitting diode device OLED in the same gray level is measured. It can be seen that the change amount ΔI OLED is significantly reduced within a maximum of 10%.
이상적인 경우, 수학식 2에서 본 바와 같이 게이트 바이어스 스트레스에 의 해 제2 스위치 TFT(SW2) 및 구동 TFT(DR)의 문턱전압(Vth2,VthDR)의 변화량은 완전히 동일하다. 이처럼 이상적인 경우에는 구동전류(IOLED)가 데이터전압(Vd)만의 함수로 결정되므로, 구동 TFT(DR)의 문턱전압(VthDR)의 변화에 대한 구동전류의 변화량(△IOLED)은 0%를 나타낸다. 그러나, 실제적인 경우, 제2 스위치 TFT(SW2) 및 구동 TFT(DR)에서 다른 크기로 발생되는 기생용량(Cgs, Cgd)과 이들(Cgd,Cgs)의 커플링(Coupling) 현상에 의해 제2 스위치 TFT(SW2) 및 구동 TFT(DR)의 문턱전압(Vth2, VthDR)의 변화량이 완전히 동일하게 되지는 않는다. 여기서, Cgs는 게이트 - 소스 간 기생용량, Cgd는 게이트 - 드레인 간 기생용량(Cgd)을 의미한다. 결과적으로, 구동 TFT(DR)의 문턱전압(VthDR)의 변화에 대한 구동전류의 변화량(△IOLED)은 인가되는 데이터전압의 크기에 반비례하여 1 % 내지 10 % 의 값을 나타낸다. In an ideal case, as shown in
도 14 내지 도 19는 본 발명의 제2 및 제3 실시 예를 나타낸다.14 to 19 show a second and a third embodiment of the present invention.
도 14는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치를 나타내는 블럭도이다.14 is a block diagram illustrating an organic light emitting diode display according to a second exemplary embodiment of the present invention.
도 14를 참조하면, 본 발명의 제2 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치는 화소들(222)외에는 제1 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치와 동일한 구성을 가지므로, 화소들(222)을 제외한 나머지 구성수단들에는 제1 실시 예와 동일한 도면 기호를 부여하고, 이들에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.Referring to FIG. 14, the organic light emitting diode display according to the second exemplary embodiment of the present invention has the same configuration as the organic light emitting diode display according to the first exemplary embodiment except for the
화소들(222) 각각은 도 15와 같이 유기발광다이오드소자(OLED), 1 개의 구동 TFT, 3 개의 스위치 TFT, 및 2 개의 커패시터를 구비한다. Each of the
도 15는 본 발명의 제2 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치에 구비된 화소(222)를 나타내는 회로도이다. 15 is a circuit diagram illustrating a
본 발명의 제2 실시 예에 따른 화소(222)는 제1 실시 예에 따른 화소(122)에 비해 과전류억제 커패시터(Ca)를 제외하고는 동일한 구성을 가지므로, 과전류억제 커패시터(Ca)를 제외한 나머지 구성수단들에는 제1 실시 예와 동일한 도면 기호를 부여하고, 이들의 동작에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.Since the
리셋구간(도 7의 A) 동안 제1 노드(N1)에 충전되는 리셋전압(Vr = VGH-Vth1)에 의해 유기발광다이오드소자(OLED)에는 화이트 계조에 상응하는 구동전류(약 1㎂)보다 큰 과전류가 순간적으로 흐르게 된다.(도 18a 참조) During the reset period (A in FIG. 7), the organic light emitting diode device OLED has a driving current (about 1 mA) corresponding to the white gray level due to the reset voltage (Vr = VGH-Vth1) charged to the first node N1. Large overcurrent will flow instantaneously (see FIG. 18A).
이러한 과전류를 억제하기 위해, 과전류억제 커패시터(Ca)의 일측은 제1 노드(N1)에 접속되고, 과전류억제 커패시터(Ca)의 타측은 구동 TFT(DR)의 드레인(D)에 접속된다. 이 과전류억제 커패시터(Ca)는 제1 노드(N1)와 구동 TFT(DR)의 드레인(D)을 커패시터 커플링시킴으로써, 구동 TFT(DR)의 드레인(D) 전위를 과전류억제 커패시터(Ca)의 접속 전보다 상승시킨다. 이에 따라, 구동전압원(VDD)과 구동 TFT(DR)의 드레인(D) 간의 전위차가 감소되어 도 18b와 같이 유기발광다이오드소자(OLED)를 통해 흐르는 과전류량은 감소하게 된다.In order to suppress such overcurrent, one side of the overcurrent suppression capacitor Ca is connected to the first node N1, and the other side of the overcurrent suppression capacitor Ca is connected to the drain D of the driving TFT DR. The overcurrent suppression capacitor Ca capacitor-couples the first node N1 and the drain D of the driving TFT DR to thereby convert the potential of the drain D of the driving TFT DR into the overcurrent suppression capacitor Ca. It is raised than before connection. Accordingly, the potential difference between the driving voltage source VDD and the drain D of the driving TFT DR is reduced, so that the amount of overcurrent flowing through the organic light emitting diode OLED is reduced as shown in FIG. 18B.
도 16은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치를 나타내는 블럭도이다.16 is a block diagram illustrating an organic light emitting diode display according to a third exemplary embodiment of the present invention.
도 16을 참조하면, 본 발명의 제3 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장 치는 화소들(322)외에는 제1 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치와 동일한 구성을 가지므로, 화소들(322)을 제외한 나머지 구성수단들에는 제1 실시 예와 동일한 도면 기호를 부여하고, 이들에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.Referring to FIG. 16, the organic light emitting diode display device according to the third embodiment of the present invention has the same configuration as the organic light emitting diode display device according to the first embodiment except for the
화소들(322) 각각은 도 17과 같이 유기발광다이오드소자(OLED), 1 개의 구동 TFT, 4 개의 스위치 TFT, 및 1 개의 커패시터를 구비한다. Each of the
도 17은 본 발명의 제3 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치에 구비된 화소(322)를 나타내는 회로도이다. 17 is a circuit diagram illustrating a
본 발명의 제3 실시 예에 따른 화소(322)는 제1 실시 예에 따른 화소(122)에 비해 과전류억제 스위치 TFT(SWa)를 제외하고는 동일한 구성을 가지므로, 과전류억제 스위치 TFT(SWa)를 제외한 나머지 구성수단들에는 제1 실시 예와 동일한 도면 기호를 부여하고, 이들의 동작에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.Since the
리셋구간(도 7의 A) 동안 제1 노드(N1)에 충전되는 리셋전압(Vr = VGH-Vth1)에 의해 유기발광다이오드소자(OLED)에는 화이트 계조에 상응하는 구동전류(약 1㎂)보다 큰 과전류가 순간적으로 흐르게 된다.(도 18a 참조) During the reset period (A in FIG. 7), the organic light emitting diode device OLED has a driving current (about 1 mA) corresponding to the white gray level due to the reset voltage (Vr = VGH-Vth1) charged to the first node N1. Large overcurrent will flow instantaneously (see FIG. 18A).
이러한 과전류를 억제하기 위해, 과전류억제 스위치 TFT(SWa)의 게이트(G)와 드레인(D)은 전단 게이트라인(GL[n-1])에 공통접속되고, 과전류억제 스위치 TFT(SWa)의 소스(S)는 구동 TFT(DR)의 드레인(D)에 접속된다. 이러한, 과전류억제 스위치 TFT(SWa)는 전단 게이트라인(GL[n-1])으로부터의 전단 스캔펄스(S[n-1])에 응답하여 턴 온 되어 다이오드처럼 동작함으로써, 리셋전압(Vr = VGH-Vth1)과 유사한 크기를 가지는 고전위전압(VGH-Vtha)이 구동 TFT(DR)의 드레인(D)에 공급되게 한다. 이에 따라, 구동전압원(VDD)과 구동 TFT(DR)의 드레인(D) 간의 전위차가 과전류억제 스위치 TFT(SWa)의 접속 전보다 감소되어 도 18c와 같이 유기발광다이오드소자(OLED)를 통해 흐르는 과전류량은 감소하게 된다.In order to suppress such an overcurrent, the gate G and the drain D of the overcurrent suppression switch TFT SWa are commonly connected to the front gate line GL [n-1] and the source of the overcurrent suppression switch TFT SWa. S is connected to the drain D of the driving TFT DR. The overcurrent suppression switch TFT SWa is turned on in response to the front end scan pulse S [n-1] from the front end gate line GL [n-1] and acts as a diode, thereby resetting the reset voltage Vr =. A high potential voltage VGH-Vtha having a magnitude similar to VGH-Vth1 is supplied to the drain D of the driving TFT DR. Accordingly, the potential difference between the driving voltage source VDD and the drain D of the driving TFT DR is reduced than before the overcurrent suppression switch TFT SWa is connected, so that the amount of overcurrent flowing through the organic light emitting diode device OLED as shown in FIG. 18C. Will decrease.
도 18a 내지 도 18c는 도 7의 A,B, 및 C 구간 동안 제1 노드(N1)에 인가되는 전압(V(N1))에 따른 구동전류의 과도상태를 도시한 시뮬레이션 결과이며, 도 19는 도 7의 A 구간 동안 구동 TFT(DR)의 문턱전압(VthDR) 상승에 따른 도 18a 내지 도 18c 각각의 구동전류 변화량을 도시한 시뮬레이션 결과이다.18A to 18C are simulation results illustrating the transient state of the driving current according to the voltage V (N1) applied to the first node N1 during the sections A, B, and C of FIG. FIG. 7A is a simulation result illustrating changes in driving currents of FIGS. 18A to 18C according to an increase in the threshold voltage Vth DR of the driving TFT DR during the section A of FIG. 7.
도 18a 내지 도 18b에 있어서 횡축은 시간(time(s))을, 종축은 구동전류(IOLED)를 나타낸다. 도 19에 있어서 횡축은 구동소자의 문턱전압(VthDR)을, 종축은 구동전류(IOLED)를 나타낸다. 18A to 18B, the horizontal axis represents time (s), and the vertical axis represents driving current I OLED . In FIG. 19, the horizontal axis represents the threshold voltage Vth DR of the driving device, and the vertical axis represents the driving current I OLED .
본 발명의 제1 실시 예와 같이 과전류 억제수단을 구비하지 않는 경우에는, 도 18a 에서와 같이 리셋구간(A) 동안에 과전류가 상대적으로 크게 발생된다. 그러나, 본 발명의 제2 및 제3 실시 예와 같이 과전류 억제수단(Ca,SWa)을 구비하는 경우에는 각각 도 18b 및 도 18c에서와 같이 리셋구간(A) 동안에 과전류가 상대적으로 작게 발생 됨을 알 수 있다. 이러한 리셋구간(A) 동안에 발생되는 과전류는 도 19에 도시된 바와 같이, 구동 TFT(DR)의 문턱전압(VthDR)의 상승에 반비례하여 점점 감소하게 된다. When the overcurrent suppressing means is not provided as in the first embodiment of the present invention, the overcurrent is relatively generated during the reset period A as shown in Fig. 18A. However, when the overcurrent suppressing means Ca and SWa are provided as in the second and third embodiments of the present invention, it is understood that the overcurrent is relatively small during the reset period A as shown in FIGS. 18B and 18C, respectively. Can be. As shown in FIG. 19, the overcurrent generated during the reset period A gradually decreases in inverse proportion to the increase in the threshold voltage Vth DR of the driving TFT DR.
상술한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 유기발광다이오드 표시장치와 그 구동방법은 유기발광다이오드소자에 흐르는 구동전류가 구동 TFT의 문턱전압변화에 상관없이 데이터전압에 의해서만 변화되도록 함으로써 구동 TFT의 문턱전압 변화에 따른 구동전류의 변화량을 최소화하여 표시 품질을 높일 수 있다.As described above, the organic light emitting diode display and the driving method thereof according to the embodiment of the present invention allow the driving current flowing through the organic light emitting diode element to be changed only by the data voltage regardless of the threshold voltage change of the driving TFT. The display quality can be improved by minimizing the amount of change in the driving current due to the change of the threshold voltage.
또한, 본 발명의 실시 예에 따른 유기 발광다이오드 표시장치와 그 구동방법은 과전류 억제수단을 구비함으로써 구동 TFT의 게이트에 리셋전압이 공급되는 기간 동안 유기발광다이오드소자에 흐르는 순간적인 과전류의 크기를 줄일 수 있다.In addition, the organic light emitting diode display and the driving method thereof according to an embodiment of the present invention include an overcurrent suppression means to reduce the magnitude of the instantaneous overcurrent flowing to the organic light emitting diode element during a period in which the reset voltage is supplied to the gate of the driving TFT. Can be.
나아가, 본 발명의 실시 예에 따른 유기 발광다이오드 표시장치와 그 구동방법은 구동 TFT의 문턱전압 변화에 따른 구동전류의 변화량을 최소화하여 표시 품질을 높임으로써 신뢰성을 향상시킴과 동시에, 구동 TFT의 문턱전압을 일정하게 하기 위한 부가적인 구성수단을 생략하여 표시모듈을 단순하게 설계할 수 있다.Furthermore, the organic light emitting diode display and the driving method thereof according to the embodiment of the present invention improve the reliability by minimizing the amount of change of the driving current according to the change of the threshold voltage of the driving TFT, thereby improving the reliability and at the same time the threshold of the driving TFT. It is possible to simply design the display module by omitting additional configuration means for keeping the voltage constant.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다. 따라서, 본 발명의 기술적 범위는 명세서의 상세한 설명에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의해 정하여져야만 할 것이다.It will be apparent to those skilled in the art that various modifications and variations can be made in the present invention without departing from the spirit or scope of the invention. Therefore, the technical scope of the present invention should not be limited to the contents described in the detailed description of the specification, but should be defined by the claims.
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