KR101275920B1 - 서로 다른 지연 시간을 갖는 ｏｆｄｍａ 기반의 무선 통신 네트워크를 위한 신호 검출 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명에 따르면, 서로 다른 지연 시간을 갖는 OFDMA 기반의 무선 통신 네트워크를 위한 통신 장치 및 신호 검출 방법을 개시한다. 본 발명은 각 부반송파별 최적 FFT(Fast Fourier Transform) 윈도우 시작 위치를 결정하는 FFT 윈도우 시작 위치 결정부; 및 상기 결정된 FFT 윈도우 시작 위치에 기초하여 주파수 영역 신호를 검출하는 FFT 연산부를 포함한다. 본 발명에 따르면 TDoA/DUR에 의한 간섭 영향을 극복할 수 있는 장점이 있다.

Description

서로 다른 지연 시간을 갖는 ＯＦＤＭＡ 기반의 무선 통신 네트워크를 위한 신호 검출 방법 및 장치{SIGNAL DETECTION METHOD AND APPARATUS FOR OFDMA-based Wireless Networks with Different Time Delays}
본 발명은 서로 다른 지연 시간을 갖는 OFDMA 기반의 무선 통신 네트워크를 위한 신호 검출 방법 및 시스템에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 TDoA가 존재하는 OFDMA 기반 무선 네트워크에서 신호를 검출하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
차세대 무선 통신 시스템에서는 데이터와 멀티미디어 서비스를 위해 높은 전송률과 함께 안정적인 품질의 QoS(Quality of Service)를 필요로 한다.
또한, 무선 단말이 셀 내의 어느 곳에 있던지 균일한 고속 데이터 전송이 요구되며, 셀 커버리지의 증가가 요구된다. 비록 MIMO(Multi-Input Multi-Output) 및 채널 코딩 기법과 신호 처리 기법 등으로 채널의 용량과 함께 통신 시스템의 신뢰도가 향상되었지만, 사용자가 밀집된 지역 또는 음영 지역에서는 더욱 많은 기지국의 증설이 요구된다. 그러나 이와 같은 방법은 추가적인 유선 망(networks)을 필요로 하며, 이는 사업자와 사용자에게 비용 부담을 초래한다. 최근 이에 대한 해결책으로 기존의 망을 활용하여 보다 저렴한 비용으로 설치 및 운용이 가능한 MRS(Multihop Relay Systems)와 WMNs(Wireless Mesh Networks)에 대한 연구가 진행되고 있다.
유연한 자원 할당과 분산 MIMO(distributed MIMO) 기법을 이용하여 오수신(outage) 확률을 줄이고 시스템 수율을 향상시킬 수 있는 WMNs에서는 핸드오버와 자원할당의 유연성을 지원하고, 간단한 부반송파 할당 기법만으로 다중 채널간에 간섭을 회피하기 위하여 최근 OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access) 기법이 고려되고 있다.
근래에 WiMAX와 UMTS LTE를 플랫폼으로 하는 EURECOM의 OpenAirInterface를 이용한 single-frequency full-synchronized WMN가 구현되었으며, 클러스터(Cluster)간 동기를 획득하기 위하여 CH(Cluster Header)와 MR(Mesh Router)의 협력을 통한 분산 동기 기법이 제안되었다. 그러나 클러스터 간에 동기를 이룬 경우에도 MR-TTI(MR-Transmission Time Interval) 구간에서 다수의 MR간에 서로 다른 지연 시간을 가질 수 있으며, 이로 인하여 ISI(Inter-Symbol Interference)와 ICI(Inter-Carrier Interference) 및 ILI(Inter Link Interference)에 의한 심각한 성능 열화가 발생될 수 있다.
특히 WMNs의 상향링크에서는 분산 노드 간에 통신을 위해 송신된 신호가 인접한 노드에 undesired 신호로 수신되며, 이로 인해 TDoA(Time Difference of Arrival)가 발생한다.
이와 같이 클러스터 내에서 다수의 수신 노드가 존재하는 WMNs에서는 근본적으로 TDoA가 제거될 수 없으며 이로 인해 간섭에 의한 심각한 성능 열화가 발생될 수 있다.
기존의 OFDMA 기반 셀룰러 통신 시스템에서는 초기 레인징 과정에서 단말기의 송신 시간 및 전력을 조절하여 NFP(Near-Far Problem)를 극복할 수 있지만, WMN에서는 근본적으로 송신 시간 및 전력 조절을 통하여 NFP를 완벽히 극복할 수 없는 문제점이 있다.
도 1은 WMN에서 MR-TTI(Multihop Relay-Transmission Time Interval) 구간 시 전형적인 신호 전송 경로를 도시한 도면이다.
도 1을 참조하면, WMN은 클러스터 헤더(Cluster Header: CH) 및 복수의 멀티홉 릴레이(MR1~MR4)를 포함한다.
도 1에서, MR0와 MR3, MR4는 CH로 상향링크를 송신하며, MAI(Multiple Access Interference)를 회피하기 위하여 MR-RACH(Random Access Channel)를 이용하여 CH에 수신 시간을 동기화 시킨다. MR1은 MR2로부터 수신된 신호를 MR0에 송신하며, MR0과 MR1, MR2는 ILI를 회피하기 위하여 서로 다른 부반송파를 사용하는 것을 가정한다. 또한, MR1과 MR2는 각각 MR0과 MR1에서 ILI를 회피하기 위하여 MR-RACH를 이용하여 송신시간을 조절한다. 따라서 MR2는 MR1보다 r/c만큼 앞서 신호를 송신하며, MR0에 수신되는 요구(desired) 신호(MR1의 송신 신호)와 불요(undesired) 신호(MR2의 송신 신호) 사이에 TDoA와 그 CDF(누적 도수 분포, Cumulative Distribution Function)는 다음의 수학식 1 및 2와 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00001
Figure 112010058649827-pat00002
여기서
Figure 112010058649827-pat00003
과
Figure 112010058649827-pat00004
는 uniform 분포를 갖는다.
Figure 112010058649827-pat00005
의 범위는
Figure 112010058649827-pat00006
인 경우에
Figure 112010058649827-pat00007
이며,
Figure 112010058649827-pat00008
인 경우에
Figure 112010058649827-pat00009
이다.
Figure 112010058649827-pat00010
는
Figure 112010058649827-pat00011
과
Figure 112010058649827-pat00012
에 대해서 단조 증가하며, TDoA의 CDF는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00013
Figure 112010058649827-pat00014
Figure 112010058649827-pat00015
Figure 112010058649827-pat00016
여기서
Figure 112010058649827-pat00017
이며,
Figure 112010058649827-pat00018
이다. 도 1에서 MR1과 MR2의 송신 전력은 각각 MR0과 MR1에서
Figure 112010058649827-pat00019
의 수신 전력을 갖도록 경로 손실이 보상된
Figure 112010058649827-pat00020
와
Figure 112010058649827-pat00021
으로 모델링 될 수 있으며, 여기서
Figure 112010058649827-pat00022
와
Figure 112010058649827-pat00023
는 각각 상수와 경로 손실 지수를 나타낸다.
Figure 112010058649827-pat00024
로 가정하고, shadowing은 고려하지 않을 때, MR0에 수신되는 신호의 DUR(Desired-to-Undesired power Ratio)과 그 CDF는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00025
Figure 112010058649827-pat00026
여기서
Figure 112010058649827-pat00027
는
Figure 112010058649827-pat00028
에 대해서 단조 증가하지만,
Figure 112010058649827-pat00029
에 대해서는 단조 증가 또는 감소하지 않는다. 또한,
Figure 112010058649827-pat00030
는 모든
Figure 112010058649827-pat00031
에 대해서 닫힌 형태로 표현되지 않는다. 그러나 undesired 신호의 전력이 desired 신호의 전력보다 높게 수신될 확률
Figure 112010058649827-pat00032
은 다음과 같이 주어질 수 있다.
Figure 112010058649827-pat00033
Figure 112010058649827-pat00034
도 2 및 도 3은
Figure 112010058649827-pat00035
인 경우에 MR0와 MR1의 거리에 따른 TDoA와 DUR의 CDF이며, 모의실험 결과와 앞서 유도된 이론적인 분석이 일치하는 것을 확인할 수 있다. 도 2와 도 3으로부터 MR0가 MR1에서 멀어질수록 발생 가능한 TDoA의 범위가 증가하며, MR0가 MR1에 가까워질수록 undesired 신호가 desired 신호보다 높은 전력으로 수신되는 확률은 증가하는 것을 확인할 수 있다. 따라서 WMN에서는 MR의 위치에 관계없이 TDoA에 의한 ILI가 발생할 수 있으며, DUR에 따라서 NFP로 인한 성능 열하가 심각함을 알 수 있다. 이를 완화하기 위하여 모든 MR은 MR-RACH를 이용하여 송신 시간과 전력을 조절할 필요가 있다. 그러나 이러한 경우에도 TDoA를 완벽히 제거하는 것은 근본적으로 불가능하며, 자원 할당의 유연성과 형평성을 동시에 보장하기 어려운 단점이 있다.
본 발명에서는 상기한 바와 같은 종래기술의 문제점을 해결하기 위해, TDoA/DUR에 의한 간섭 영향을 극복할 수 있는 서로 다른 지연 시간을 갖는 OFDMA 기반의 무선 통신 네트워크를 위한 신호 검출 방법 및 장치를 제안하고자 한다.
상기한 목적을 달성하기 위해 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따르면, 서로 다른 지연 시간을 갖는 OFDMA 기반의 무선 통신 네트워크를 위한 통신 장치로서, 각 부반송파별 최적 FFT(Fast Fourier Transform) 윈도우 시작 위치를 결정하는 FFT 윈도우 시작 위치 결정부; 및 상기 결정된 FFT 윈도우 시작 위치에 기초하여 주파수 영역 신호를 검출하는 FFT 연산부를 포함하는 통신 장치가 제공된다.
상기 FFT 윈도우 시작 위치 결정부는, 단일 송신기로부터의 요구(desired) 심볼 및 복수의 송신기로부터의 불요(undesired) 심볼이 서로 다른 시간에 수신되고 서로 중첩되지 않는 부반송파 집합을 사용하는 조건에서, 상기 요구 심볼을 기준으로 상기 각 부반송파에서 유효 SINR(Signal to Interference and Noise Ratio)을 최대화시키는 위치를 상기 최적 FFT 윈도우 시작 위치로 결정할 수 있다.
바람직하게, 상기 FFT 윈도우 시작 위치 결정부는, 1개의 요구 심볼과 U개의 불요 심볼이 존재하는 조건 하에서, u번째
Figure 112010058649827-pat00036
불요 심볼과 상기 요구 심볼의 TDoA(Time Difference of Arrival,
Figure 112010058649827-pat00037
), 상기 요구 심볼을 기준으로 하는 FFT 윈도우 시작 위치와 상기 요구 심볼의 데이터 시작 위치와의 차이(
Figure 112010058649827-pat00038
), 상기 FFT 윈도우 시작 위치와 상기 u번째 불요 심볼의 데이터 시작 위치와의 차이(
Figure 112010058649827-pat00039
)를 고려하여 상기 최적 FFT 윈도우 시작 위치를 결정할 수 있다.
보다 바람직하게, 상기 FFT 윈도우 시작 위치 결정부는, m번째 심볼에서 수신되는 신호를 요구 신호, 간섭 신호 및 잡음으로 정의하며, 상기 간섭 신호는 상기 요구 심볼 내의 ISI, ICI 및 상기
Figure 112010058649827-pat00040
에 의한 상기 u번째 불요 심볼로부터 발생되는 ILI로 정의될 수 있다.
보다 바람직하게, 상기 FFT 윈도우 시작 위치 결정부는, 상기 만큼의 오차가 발생한 경우에 k번째 부반송파가
Figure 112010058649827-pat00041
만큼 인접한 부반송파 위치에 미치는 영향을 고려하여 상기 최적 FFT 윈도우 시작 위치를 결정할 수 있다.
상기 FFT 연산부는, m번째로 수신된 심볼의 FFT 출력 벡터는 다음과 같이 정의되는 것을 고려하여 상기 주파수 영역 신호를 검출할 수 있다.
[수학식]
Figure 112010058649827-pat00042
여기서,
Figure 112010058649827-pat00043
는 AWGN(Addictive White Gaussian Noise)의 주파수 영역 표현이며,
Figure 112010058649827-pat00044
Figure 112010058649827-pat00045
번째 송신기로부터 수신된
Figure 112010058649827-pat00046
번째 심볼의 FFT 출력임
상기 의 범위가
Figure 112010058649827-pat00047
인 경우, 상기 출력 벡터는 다음의 수학식과 같이 정의될 수 있다.
[수학식]
Figure 112010058649827-pat00048
여기서,
Figure 112010058649827-pat00049
는
Figure 112010058649827-pat00050
번째 송신기로부터 수신되는 CIR의 길이,
Figure 112010058649827-pat00051
는 FFT 행렬로서
Figure 112010058649827-pat00052
이고,
Figure 112010058649827-pat00053
는
Figure 112010058649827-pat00054
번째 송신기의
Figure 112010058649827-pat00055
번째 심볼에 FFT 입력이며,
Figure 112010058649827-pat00056
집합에 포함되지 않은 행의 값은 0이고, 채널 행렬
Figure 112010058649827-pat00057
의 (
Figure 112010058649827-pat00058
)번째 열은
Figure 112010058649827-pat00059
를 갖는 순환 행렬이며,
Figure 112010058649827-pat00060
는 다음과 같이 정의된다.
[수학식]
Figure 112010058649827-pat00061
여기서
Figure 112010058649827-pat00062
은
Figure 112010058649827-pat00063
번째 송신기로부터 수신된
Figure 112010058649827-pat00064
번째 심볼의 (
Figure 112010058649827-pat00065
)번째 CIR 길이이다.
상기 의 범위가
Figure 112010058649827-pat00066
인 경우, 상기 출력 벡터는 다음의 수학식과 같이 정의될 수 있다.
[수학식]
Figure 112010058649827-pat00067
여기서
Figure 112010058649827-pat00068
는 보호구간 길이
Figure 112010058649827-pat00069
에 따른 주파수 영역에서 위상회전을 나타내는 대각 행렬이며,
Figure 112010058649827-pat00070
이고, 채널 행렬
Figure 112010058649827-pat00071
의
Figure 112010058649827-pat00072
번째 열은
Figure 112010058649827-pat00073
를 갖는 순환 행렬이며, 다음 심볼에 의한 ISI와 ICI를 나타내는 채널 행렬
Figure 112010058649827-pat00074
는 다음과 같이 주어짐.
[수학식]
Figure 112010058649827-pat00075
상기
Figure 112010058649827-pat00076
의 범위가
Figure 112010058649827-pat00077
인 경우, 상기 출력 벡터는 다음의 수학식과 같이 정의될 수 있다.
[수학식]
Figure 112010058649827-pat00078
여기서,
Figure 112010058649827-pat00079
는
Figure 112010058649827-pat00080
번째 송신기로부터 수신되는 CIR의 길이, 채널 행렬
Figure 112010058649827-pat00081
의 (
Figure 112010058649827-pat00082
)번째 열은
Figure 112010058649827-pat00083
를 갖는 순환 행렬이며, 이전 심볼에 의한 ISI와 ICI를 나타내는 채널 행렬
Figure 112010058649827-pat00084
는 다음과 같이 주어짐.
[수학식]
Figure 112010058649827-pat00085
상기 FFT 연산부는, ZF-2DOSIC(Zero Forcing - 2 Dimensional Ordered Successive Interference Cancellation) 방식으로 M개의 연속된 요구 심볼을 검출할 수 있다.
상기 FFT 연산부는, 상기 요구 심볼의 부반송파 집합에서 높은 유효 SINR을 갖는 부반송파부터 신호 검출 및 제거 과정을 반복 수행한다.
상기 FFT 연산부는, m-1번째 요구 심볼을 제거한 후 m번째 심볼 내에서 k번째 부반송파 위치의 신호 검출을 위해 이미 검출된 1 내지 k-1번째 부반송파 위치에서의 신호를 제거할 수 있다.
본 발명의 다른 측면에 따르면, 서로 다른 지연 시간을 갖는 OFDMA 기반의 무선 통신 네트워크를 위한 신호 검출 방법으로서, 각 부반송파별 최적 FFT(Fast Fourier Transform) 윈도우 시작 위치를 결정하는 단계(a); 및 상기 결정된 FFT 윈도우 시작 위치에 기초하여 주파수 영역 신호를 검출하는 단계(b)를 포함하는 신호 검출 방법이 제공된다.
상기 (a) 단계는, 단일 송신기로부터의 요구(desired) 심볼 및 복수의 송신기로부터의 불요(undesired) 심볼이 서로 다른 시간에 수신되고 서로 중첩되지 않는 부반송파 집합을 사용하는 조건에서, 상기 요구 심볼을 기준으로 상기 각 부반송파에서 유효 SINR(Signal to Interference and Noise Ratio)을 최대화시키는 위치를 상기 최적 FFT 윈도우 시작 위치로 결정할 수 있다.
본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 서로 다른 지연 시간을 갖는 OFDMA 기반의 무선 통신 네트워크를 위한 신호 검출 방법으로서, 단일 송신기로부터의 요구(desired) 심볼 및 복수의 송신기로부터의 불요(undesired) 심볼이 서로 다른 시간에 수신되고 서로 중첩되지 않는 부반송파 집합을 사용하는 조건에서, 상기 요구 심볼을 기준으로 상기 각 부반송파의 유효 SINR(Signal to Interference and Noise Ratio)을 유도하는 단계; 및 상기 각 부반송파별로 유효 SINR을 최대화시키는 위치를 결정하는 단계를 포함하되, 상기 결정된 FFT 윈도우 시작 위치에 기초하여 주파수 영역 신호를 검출하는 신호 검출 방법이 제공된다.
본 발명에 따르면, 각 부반송파별로 최적 FFT 윈도우 시작 위치를 결정하고 이를 기반으로 신호를 검출하기 때문에 서로 다른 지연 시간을 갖는 OFDMA 기반의 무선 통신 네트워크에서 간섭 영향을 최소화할 수 있는 장점이 있다.
도 1은 WMN에서 MR-TTI(Multihop Relay-Transmission Time Interval) 구간 시 전형적인 신호 전송 경로를 도시한 도면.
도 2는 도 1의 WMN에서 TDoA의 CDF를 나타낸 도면.
도 3은 도 1의 WMN에서 DUR의 CDF를 나타낸 도면.
도 4는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록도.
도 5는 desired 심볼과 undesired 심볼 간에 TDoA 및 FFT 윈도우 시작 위치를 나타낸 도면.
도 6은 OdB의 DUR과 지수(exponential) 모델의 PDP(Power Delay Profile)를 갖는 환경에서,
Figure 112010058649827-pat00086
에 따른 각 부반송파 위치의 effective SINR을 도시한 도면.
도 7은 기존의 FFT 윈도우 시작 위치 설정 기법(Conventional)과 본 발명에 따른 방법을 사용하는 경우에 TDoA와 DUR에 따른 effective SINR을 도시한 도면.
도 8은 기존의 FFT 윈도우 시작 위치 설정 기법과 제안된 기법을 사용하는 경우에
Figure 112010058649827-pat00087
에 따른 effective SINR의 CDF를 나타낸 도면.
도 9는 기존의 FFT 윈도우 시작 위치 설정 기법과 제안된 기법을 사용하는 경우에 TDoA와 DUR 및 Eb/N0에 따른 16QAM의 uncoded BER을 나타낸 도면.
본 발명은 다양한 변경을 가할 수 있고 여러 가지 실시예를 가질 수 있는 바, 특정 실시예들을 도면에 예시하고 상세한 설명에 상세하게 설명하고자 한다. 그러나, 이는 본 발명을 특정한 실시 형태에 대해 한정하려는 것이 아니며, 본 발명의 사상 및 기술 범위에 포함되는 모든 변경, 균등물 내지 대체물을 포함하는 것으로 이해되어야 한다. 각 도면을 설명하면서 유사한 참조부호를 유사한 구성요소에 대해 사용하였다.
이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면들을 참조하여 상세히 설명하기로 한다. 본 발명을 설명함에 있어 전체적인 이해를 용이하게 하기 위하여 도면 번호에 상관없이 동일한 수단에 대해서는 동일한 참조 번호를 사용하기로 한다.
본 발명은 부반송파를 이용하는 OFDMA 기반 무선 네트워크에서 무선 메시 네트워크(WMN)에서 분산 노드(node)간 NFP 영향을 극복할 수 있는 신호 검출 방법 및 장치에 관한 것으로서, 본 발명에 따른 장치는 도 1의 클러스터 헤더 또는 멀티홉 릴레이일 수 있다.
도 4는 본 발명의 바람직한 일 실시예에 따른 통신 장치의 블록도이다.
도 4에 도시된 바와 같이, 본 실시예에 따른 통신 장치는 RF 처리부(400), ADC(402), FFT 연산부(404), FFT 윈도우 제어부(406) 및 FFT 윈도우 시작 위치 결정부(408)를 포함할 수 있다.
RF 처리부(400)는 전처리부(front end unit)와 필터(filter) 등을 포함하며 무선채널을 통과한 고주파 대역의 신호를 기저대역 신호로 변환하여 출력한다.
ADC(402)는 RF 처리부(400)로부터의 아날로그 기저대역 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력한다.
FFT 연산부(404)는 디지털 신호를 고속 푸리에 변환 연산하여 주파수 영역의 신호를 출력한다. FFT 연산부(404)는 FFT 윈도우 제어부(406)의 제어에 따라 FFT 연산을 수행한다.
본 발명에 따른 통신 장치는 심볼동기 획득, CP(Cyclic Prefix) 제거 및 ADC(402)에서 출력된 데이터를 병렬로 변환하여 출력하는 구성을 추가로 포함할 수 있다.
본 실시예에 따르면, 각 부반송파별 유효(effective) SINR(Signal to Interference and Noise Ratio)을 최대화시키는 FFT(Fast Fourier Transform) 윈도우 시작 위치가 결정되며, FFT 연산부(404)는 각 부반송파에 대해 결정된 최적 FFT 윈도우 시작 위치에 기초하여 신호 검출 과정을 수행한다.
여기서, FFT 윈도우 시작 위치 결정부(408)가 각 부반송파별 FFT 윈도우 시작 위치를 결정하며, FFT 윈도우 제어부(406)는 FFT 연산부(404)가 각 부반송파 위치에서 미리 결정된 윈도우 시작 위치에 기초하여 신호 검출이 이루어지도록 제어한다.
하기에서는 부반송파별 최적 FFT 윈도우 시작 위치를 결정하는 과정을 상세하게 설명한다.
도 5는 desired 심볼과 undesired 심볼 간에 TDoA 및 FFT 윈도우 시작 위치를 나타낸 도면이다.
도 5는 하나의 통신 장치가 소정 심볼 구간에서 1개의 desired 심볼과 U개의 undesired 심볼을 서로 다른 시간에 수신하는 상태를 도시한 도면이다.
Figure 112010058649827-pat00088
번째 송신기(예를 들어, 다른 멀티홉 릴레이)는 ILI를 회피하기 위하여 서로 중첩되지 않는 부반송파 집합
Figure 112010058649827-pat00089
를 사용한다고 가정한다.
여기서
Figure 112010058649827-pat00090
는 desired 심볼(
Figure 112010058649827-pat00091
)과
Figure 112010058649827-pat00092
번째 undesired 심볼 사이에 TDoA를 나타내며,
Figure 112010058649827-pat00093
는 desired 심볼을 기준으로 FFT 윈도우 시작 위치로서, desired 심볼의 데이터 시작 위치와 FFT 윈도우 시작 위치와의 차이를 나타낸다. 따라서 번째 undesired 심볼은 FFT 윈도우와
Figure 112010058649827-pat00095
의 샘플 오차를 갖는다. 보다 상세하게,
Figure 112010058649827-pat00096
는 상기한 FFT 윈도우 시작 위치와 u번째 undesired 심볼 데이터 시작 위치와의 차이를 나타낸다. 이때,
Figure 112010058649827-pat00097
번째 OFDM 심볼의
Figure 112010058649827-pat00098
번째 부반송파 위치에 수신된 신호는 desired 신호와 간섭 신호 및 잡음으로 구성되며, 간섭 신호는 다음의 수학식 7과 같이
Figure 112010058649827-pat00099
에 의한 desired 심볼 내의 ISI와 ICI 및
Figure 112010058649827-pat00100
에 의한 undesired 심볼로부터 발생되는 ILI로 표현될 수 있다.
Figure 112010058649827-pat00101
여기서
Figure 112013018532120-pat00349
수학식 8과 같이 주어진다.
Figure 112013018532120-pat00350
Figure 112013018532120-pat00351
는
Figure 112013018532120-pat00105
의 오차가 발생한 경우에
Figure 112013018532120-pat00106
번째 부반송파가
Figure 112013018532120-pat00352
만큼 인접한 부반송파 위치에 미치는 영향을 나타내며, 이는
Figure 112013018532120-pat00108
의 범위에 따라 다음과 같이 주어진다.
Figure 112013018532120-pat00348
이때, 수신 심볼의
Figure 112010058649827-pat00110
번째 부반송파 위치에서 desired 신호와 간섭 신호 및 잡음의 전력은 각각 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00111
여기서
Figure 112013018532120-pat00112
와
Figure 112013018532120-pat00113
는 각각 AWGN(Addictive White Gaussian Noise)과
Figure 112013018532120-pat00114
번째 송신기의 (
Figure 112013018532120-pat00115
)번째 CIR(Channel Impulse Response) 전력을 나타낸다. 또한,
Figure 112013018532120-pat00353
는
Figure 112013018532120-pat00117
의 오차가 발생한 경우에
Figure 112013018532120-pat00354
만큼 인접한 부반송파 위치에 발생되는 간섭 전력을 나타내며, 이는
Figure 112013018532120-pat00119
의 범위에 따라 다음과 같이 주어진다.
Figure 112013018532120-pat00355
따라서, 통신 장치에서
Figure 112010058649827-pat00121
의 FFT 윈도우 시작 지점을 갖는 경우에
Figure 112010058649827-pat00122
번째 부반송파 위치에서 effective SINR 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00123
상기한 바와 같이, effective SINR은 FFT 윈도우 시작 위치에 따라 달라지며, 그 크기는 각 부반송파 위치에 따라서 다를 수 있다. 이때 만약 부반송파 위치에 관계없이
Figure 112010058649827-pat00124
으로 가정하면 effective SINR은 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00125
도 6은 OdB의 DUR과 지수(exponential) 모델의 PDP(Power Delay Profile)를 갖는 환경(
Figure 112010058649827-pat00126
)에서,
Figure 112010058649827-pat00127
에 따른 각 부반송파 위치의 effective SINR을 도시한 도면이다.
도 6에서, given SNR과
Figure 112010058649827-pat00128
는 각각 30dB와 1 이며,
Figure 112010058649827-pat00129
,
Figure 112010058649827-pat00130
이다.
도 6과 같이 기존의 OFDMA 상향 링크 시스템의 effective SINR(square)은 각 부반송파 위치에 따라 다르며, 약 4.5~10.5dB의 성능 열화가 발생됨을 알 수 있다.
이와 같이 통신 장치에서는
Figure 112010058649827-pat00131
를 조절함으로써 TDoA에 의한 간섭의 영향을 완화할 수 있다.
Figure 112010058649827-pat00132
-QAM변조를 사용하는 경우, Rayleigh Fading 환경에서
Figure 112010058649827-pat00133
번째 부반송파의 uncoded BER은 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00134
여기서
Figure 112010058649827-pat00135
는
Figure 112010058649827-pat00136
번째 부반송파에서 effective Eb/N0이며,
Figure 112010058649827-pat00137
이다. 따라서
Figure 112010058649827-pat00138
번째 부반송파에서 BER을 최소화 시키는 최적의 FFT 윈도우 시작 위치는 다음과 같이 정의될 수 있다.
Figure 112010058649827-pat00139
여기서 몇 가지 inequality 관계를 사용하면,
Figure 112010058649827-pat00140
는 다음과 같이
Figure 112010058649827-pat00141
번째 부반송파 위치에서 effective SINR을 최대화 시키는 FFT 윈도우 시작 위치로 유도된다.
Figure 112010058649827-pat00142
또한,
Figure 112010058649827-pat00143
과
Figure 112010058649827-pat00144
를 각각
Figure 112010058649827-pat00145
와
Figure 112010058649827-pat00146
로 정의할 때, 수학식 12와 수학식 10으로부터
Figure 112010058649827-pat00147
의 범위는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00148
본 실시예에 따르면, 각 부반송파 별로 최적 FFT 윈도우 시작 위치를 결정함으로써 BER을 최소화시킬 수 있다.
이때, 최대 FFT 연산 횟수는 할당된 부반송파 수와 관계없으며, TDoA에 의존적이다.
상기와 같이, 부반송파별로 유효 SINR이 최대화되는 FFT 윈도우 시작 시간이 결정된 이후, FFT 연산부(404)는 FFT 윈도우 시작 위치에 따라 주파수 영역 신호 검출 과정을 수행한다.
FFT 연산부(404)에서의 신호 검출 과정을 하기에서 상세하게 설명한다.
도 5에서 m번째로 수신된 OFDM 심볼의 FFT 출력 벡터는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112013018532120-pat00356
여기서
Figure 112010058649827-pat00150
는 AWGN의 주파수 영역 표현이다. 또한,
Figure 112010058649827-pat00151
는
Figure 112010058649827-pat00152
번째 송신기로부터 수신된
Figure 112010058649827-pat00153
번째 심볼의 FFT 출력이며,
Figure 112010058649827-pat00154
의 범위에 따라 다음과 같이 주어진다.
(1) ISI와 ICI가 발생되지 않는 경우
Figure 112010058649827-pat00155
인 경우에
Figure 112010058649827-pat00156
는 다음과 같이 주어지며,
Figure 112010058649827-pat00157
는
Figure 112010058649827-pat00158
번째 송신기로부터 수신되는 CIR의 길이를 나타낸다.
Figure 112010058649827-pat00159
여기서
Figure 112013018532120-pat00357
는 FFT 행렬이며,
Figure 112013018532120-pat00161
이다.
Figure 112013018532120-pat00358
는
Figure 112013018532120-pat00163
번째 송신기의
Figure 112013018532120-pat00164
번째 심볼에 FFT 입력을 나타내며,
Figure 112013018532120-pat00165
집합에 포함되지 않은 행의 값은 0이다. 또한, 채널 행렬
Figure 112013018532120-pat00166
의 (
Figure 112013018532120-pat00167
)번째 열은
Figure 112013018532120-pat00168
를 갖는 순환 행렬이며,
Figure 112013018532120-pat00169
는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00170
여기서
Figure 112010058649827-pat00171
은
Figure 112010058649827-pat00172
번째 송신기로부터 수신된
Figure 112010058649827-pat00173
번째 심볼의 (
Figure 112010058649827-pat00174
)번째 CIR이다.
(2) 다음 심볼에 의한 ISI와 ICI가 발생되는 경우
Figure 112010058649827-pat00175
인 경우에
Figure 112010058649827-pat00176
는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00177
여기서
Figure 112013018532120-pat00359
는 보호구간 길이
Figure 112013018532120-pat00179
에 따른 주파수 영역에서 위상회전을 나타내는 대각 행렬이며,
Figure 112013018532120-pat00180
이다. 또한, 채널 행렬
Figure 112013018532120-pat00181
의
Figure 112013018532120-pat00182
번째 열은
Figure 112013018532120-pat00183
를 갖는 순환 행렬이며, 다음 심볼에 의한 ISI와 ICI를 나타내는 채널 행렬
Figure 112013018532120-pat00360
는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00185
(3) 이전 심볼에 의한 ISI와 ICI가 발생되는 경우
Figure 112010058649827-pat00186
인 경우에
Figure 112010058649827-pat00187
는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00188
여기서 채널 행렬
Figure 112013018532120-pat00189
의 (
Figure 112013018532120-pat00190
)번째 열은
Figure 112013018532120-pat00191
를 갖는 순환 행렬이며, 이전 심볼에 의한 ISI와 ICI를 나타내는 채널 행렬
Figure 112013018532120-pat00361
는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112010058649827-pat00193
수학식 19에서 effective 채널 행렬
Figure 112010058649827-pat00194
는 대각 행렬이며, one-tap ZF 검출 기법을 사용하는 경우에
Figure 112010058649827-pat00195
번째 부반송파 위치에 송신 신호
Figure 112010058649827-pat00196
는 다음과 같이 검출될 수 있다.
Figure 112010058649827-pat00197
그러나, 수학식 21과 23에서는 one-tap ZF 기법을 사용하는 경우에 ISI와 ICI로 인한 잡음 증가(noise enhancement)가 발생하며, 이는 백색 잡음과 같은 특성을 갖지 않기 때문에, 그 영향은 각 부반송파 별로 다를 수 있다. 또한, 일반적으로 PDP는 지연 시간에 따라 감소하기 때문에, 수학식 21에서 간섭 채널 행렬
Figure 112010058649827-pat00198
에 의한 잡음 증가는 수학식 23보다 크다.
표 1은
Figure 112010058649827-pat00199
개의 연속된 desired OFDM 심볼을 검출하기 위한 ZF-2DOSIC 검출 방식의 pseudo-code를 나타낸다. 여기서
Figure 112010058649827-pat00200
는 desired OFDM 심볼에 할당된 부반송파 수이며, 집합
Figure 112010058649827-pat00201
의 크기와 같다.
Figure 112010058649827-pat00202
는
Figure 112010058649827-pat00203
(desired 심볼에 할당된 부반송파 집합)에서
Figure 112010058649827-pat00204
번째로 큰 effective SINR을 갖는 부반송파 인덱스이다. 표 1에서 2DOSIC 과정은 ISI의 영향을 완화하기 위하여 이미 검출된 (
Figure 112010058649827-pat00205
)번째 desired OFDM 심볼
Figure 112010058649827-pat00206
을 제거하는 과정과
Figure 112010058649827-pat00207
번째 심볼내에서 ICI의 영향을 완화하기 위하여 이미 검출된
Figure 112010058649827-pat00208
번째 부반송파 위치의 신호를 제거하는 과정으로 이루어진다. 또한, 표 1에서는 초기에
Figure 112010058649827-pat00209
와
Figure 112010058649827-pat00210
를 한번만 계산하는 준 최적 OSIC 검출 방법을 고려하였다.
[표 1]
WMN의 신호 검출을 위한 pseudo-code
Figure 112010058649827-pat00211
OSIC와 같은 비선형 검출 기법에서는 검출된 신호를 제거함으로써 이후 검출될 심볼의 SINR을 증가시켜 다이버시티 이득을 얻을 수 있지만, 잘못 검출된 신호를 제거하면 오차 전파로 인한 성능 열하가 발생한다. 따라서, 본 발명에 따른 FFT 윈도우 시작 위치 선정 기법은 각 부반송파 별로 effective SINR을 최대화 시켜 오차 전파 확률이 감소하며 높은 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
하기에서는 본 발명에 따른 FFT 윈도우 시작 위치 설정 기법과 기존의 FFT 윈도우 시작 위치 설정 방법을 사용하는 경우에, TDoA와 DUR에 따른 effective SINR을 관찰하고,
Figure 112010058649827-pat00212
경우에 effective SINR의 CDF를 비교한다. 또한, ZF 검출 방식과 ZF-2DOSIC 검출 방식을 사용하는 경우에, TDoA와 DUR에 따른 uncoded BER 성능을 비교한다. 모의실험에서는 256개의 부반송파(
Figure 112010058649827-pat00213
)와 32 샘플의 보호구간(
Figure 112010058649827-pat00214
)을 갖는 시스템을 사용하였으며, 33 샘플을 갖는 CIR의 PDP는 지수 모델을 사용하였다.
도 7은 기존의 FFT 윈도우 시작 위치 설정 기법(Conventional)과 본 발명에 따른 방법을 사용하는 경우에 TDoA와 DUR에 따른 effective SINR을 보여준다. 여기서 desired 심볼에서 사용된 부반송파 수
Figure 112010058649827-pat00215
는 32와 128이며, undesired 심볼에 사용된 부반송파 수는
Figure 112010058649827-pat00216
이다. 일반적으로 OFDMA 상향링크 시스템에서는 0dB의 DUR을 갖지만, WMN에서는 undesired 심볼의 수신 전력이 desired 심볼의 수신 전력보다 높을 수 있다. 따라서, DUR은 0dB(실선)와 -10dB(점선)를 고려하였다.
본 발명에 따른 FFT 윈도우의 시작 위치 설정 기법을 사용하는 경우에, effective SINR의 분포는 0dB와 -10dB의 DUR 환경에서 동일하며,
Figure 112010058649827-pat00217
에 따른 effective SINR의 차이가 크지 않은 것을 확인할 수 있다. 또한,
Figure 112010058649827-pat00218
인 경우에 effective SINR의 감소는
Figure 112010058649827-pat00219
인 경우와 비교하여 given SNR이 20dB와 30dB인 경우에 각각 0.5dB와 3dB 보다 작다. 그러나 기존의 FFT 윈도우 시작 위치 설정 기법을 사용하는 경우에는 DUR과
Figure 112010058649827-pat00220
에 따라서 effective SINR이 크게 다른 것을 확인할 수 있다.
-10dB의 DUR을 갖는 경우에 32개의
Figure 112010058649827-pat00221
에 대하여 effective SINR은 given SNR에 관계없이
Figure 112010058649827-pat00222
에서 약 7dB이며, 128개의
Figure 112010058649827-pat00223
에 대하여 effective SINR은 given SNR이 20dB와 30dB일 때,
Figure 112010058649827-pat00224
에서 약 13dB와 14dB이다. 또한, 0dB의 DUR을 갖는 경우에 32개의
Figure 112010058649827-pat00225
에 대하여 effective SINR은 given SINR이 20dB와 30dB일 때,
Figure 112010058649827-pat00226
에서 약 15dB와 17dB이다.
또한 128개의
Figure 112010058649827-pat00227
에 대하여 effective SINR은 given SINR이 20dB와 30dB일 때,
Figure 112010058649827-pat00228
에서 약 18dB와 23dB이다. 따라서 제안된 FFT 윈도우의 시작 위치 설정 기법은 기존의 기법과 비교하여 WMN에서 효과적으로 NFP를 극복할 수 있음을 알 수 있다.
도 8은 기존의 FFT 윈도우 시작 위치 설정 기법과 제안된 기법을 사용하는 경우에
Figure 112010058649827-pat00229
에 따른 effective SINR의 CDF를 보여준다. 여기서
Figure 112010058649827-pat00230
이며, undesired 심볼에 사용된 부반송파 수는
Figure 112010058649827-pat00231
이다.
Figure 112010058649827-pat00232
인 경우에 기존의 기법은 given SNR 에 관계 없이 약 10% 이상의 MR에서 5dB 이하의 effective SINR을 가지며,
Figure 112010058649827-pat00233
인 경우에도 effective SINR은 크게 감소되는 것을 확인 할 수 있다. 그러나 본 발명에 따른 신호 검출 방법을 사용하는 경우에는 given SNR과
Figure 112010058649827-pat00234
에 관계 없이 effective SINR이 약 1dB 이상 감소될 확률이 거의 존재하지 않는 것을 확인할 수 있다. 따라서 본 발명이 WMN에서 통계적으로 높고 안정적인 effective SINR을 얻을 수 있음을 알 수 있다.
도 9는 기존의 FFT 윈도우 시작 위치 설정 기법과 제안된 기법을 사용하는 경우에 TDoA와 DUR 및 Eb/N0에 따른 16QAM의 uncoded BER을 보여준다.
여기서
Figure 112010058649827-pat00235
이며,
Figure 112010058649827-pat00236
은 -2와 -20이다. 또한, 기존의 기법에서는 desired 심볼 내의 간섭이 발생하지 않기 때문에 ZF-2DOSIC 검출 기법에서 표 1에 주어진 기법만 적용되었다(즉,
Figure 112010058649827-pat00237
). 도 9로부터 본 발명에 따른FFT 윈도우 시작 위치 설정 기법은 DUR에 관계 없이 동일한 BER 성능을 갖게 됨을 알 수 있다. 또한,
Figure 112010058649827-pat00238
인 경우에 본 발명에 따른 방법과 기존의 기법은 ZF 검출 기법과 ZF-2DOSIC 기법이 동일한 BER 성능을 갖는다. 그러나 기존의 기법은 0dB(실선)와 -10dB(점선)의 DUR에 대해서 각각 약 20dB와 8dB의 Eb/N0에서 오차 마루가 발생된다. 이와 달리 본 발명은 오차 마루가 없으며, 이론적인 성능과 비교하여 약 1dB 미만의 성능 열화만 발생한다.
Figure 112010058649827-pat00239
인 경우에 기존의 기법은 ZF 검출 기법과 ZF-2DOSIC 기법이 동일한 BER 성능을 갖지만, 제안된 기법에서는 ZF-2DOSIC 검출이 2x10-3의 BER에서 ZF 검출 보다 약 5dB의 성능 이득이 발생한다. 또한, 기존의 기법은 DUR이 0dB와 -10dB인 경우에 각각 약 10dB와 0dB의 Eb/N0에서 오차 마루 현상이 발생한다. 이와 같이 기존의 기법은 OSIC 기법을 사용하는 경우에도, 비선형 검출 과정에서 높은 간섭으로 인하여 오차 전파가 발생하며, 이로 인하여 검출 과정에서 다이버시티 이득을 얻지 못한다. 그러나 본 발명은
Figure 112010058649827-pat00240
인 경우에 desired 심볼 내에 간섭이 발생할 수 있지만, 초기 검출 과정에서 높은 effective SINR을 획득하여, 이후 SIC 과정에서 충분한 다이버시티 이득을 얻을 수 있다.
상기한 본 발명의 바람직한 실시예는 예시의 목적을 위해 개시된 것이고, 본 발명에 대해 통상의 지식을 가진 당업자라면 본 발명의 사상과 범위 안에서 다양한 수정, 변경, 부가가 가능할 것이며, 이러한 수정, 변경 및 부가는 하기의 특허청구범위에 속하는 것으로 보아야 할 것이다.

Claims (15)

  1. 서로 다른 지연 시간을 갖는 OFDMA 기반의 무선 통신 네트워크를 위한 통신 장치로서,
    각 부반송파별 최적 FFT(Fast Fourier Transform) 윈도우 시작 위치를 결정하는 FFT 윈도우 시작 위치 결정부; 및
    상기 결정된 FFT 윈도우 시작 위치에 기초하여 주파수 영역 신호를 검출하는 FFT 연산부를 포함하되,
    상기 FFT 윈도우 시작 위치 결정부는,
    단일 송신기로부터의 요구(desired) 심볼 및 복수의 송신기로부터의 불요(undesired) 심볼이 서로 다른 시간에 수신되고 서로 중첩되지 않는 부반송파 집합을 사용하며 1개의 요구 심볼과 U개의 불요 심볼이 존재하는 조건 하에서, u번째(
    Figure 112013018532120-pat00303
    )불요 심볼과 상기 요구 심볼의 TDoA(Time Difference of Arrival,
    Figure 112013018532120-pat00304
    ),상기 요구 심볼을 기준으로 하는 FFT 윈도우 시작 위치와 상기 요구 심볼의 데이터 시작 위치와의 차이(
    Figure 112013018532120-pat00305
    ),상기 FFT 윈도우 시작 위치와 상기 u번째 불요 심볼의 데이터 시작 위치와의 차이(
    Figure 112013018532120-pat00306
    )중 적어도 하나를 고려하여 상기 최적 FFT 윈도우 시작 위치를 결정하는 통신 장치.
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서,
    상기 FFT 윈도우 시작 위치 결정부는,
    m번째 심볼에서 수신되는 신호를 요구 신호, 간섭 신호 및 잡음으로 정의하며,
    상기 간섭 신호는 상기 요구 심볼 내의 ISI, ICI 및 상기
    Figure 112013018532120-pat00245
    에 의한 상기 u번째 불요 심볼로부터 발생되는 ILI로 정의되는 통신 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 FFT 윈도우 시작 위치 결정부는,
    상기
    Figure 112013018532120-pat00307
    만큼의 오차가 발생한 경우에 k번째 부반송파가
    Figure 112013018532120-pat00308
    만큼 인접한 부반송파 위치에 미치는 영향을 고려하여 상기 최적 FFT 윈도우 시작 위치를 결정하는 통신 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 FFT 연산부는,
    m번째로 수신된 심볼의 FFT 출력 벡터는 다음과 같이 정의되는 것을 고려하여 상기 주파수 영역 신호를 검출하는 통신 장치.
    [수학식]
    Figure 112013018532120-pat00309

    여기서,
    Figure 112013018532120-pat00310
    는 AWGN(Addictive White Gaussian Noise)의 주파수 영역 표현이며,
    Figure 112013018532120-pat00311
    Figure 112013018532120-pat00312
    번째 송신기로부터 수신된
    Figure 112013018532120-pat00313
    번째 심볼의 FFT 출력임.
  7. 제6항에 있어서,
    상기
    Figure 112013018532120-pat00314
    의 범위가
    Figure 112013018532120-pat00315
    인 경우, 상기 출력 벡터는 다음의 수학식과 같이 정의되는 통신 장치.
    [수학식]
    Figure 112013018532120-pat00316

    여기서,
    Figure 112013018532120-pat00317
    는
    Figure 112013018532120-pat00318
    번째 송신기로부터 수신되는 CIR의 길이,
    Figure 112013018532120-pat00319
    는 FFT 행렬로서
    Figure 112013018532120-pat00320
    이고,
    Figure 112013018532120-pat00321
    는
    Figure 112013018532120-pat00322
    번째 송신기의
    Figure 112013018532120-pat00323
    번째 심볼에 FFT 입력이며,
    Figure 112013018532120-pat00324
    집합에 포함되지 않은 행의 값은 0이고, 채널 행렬
    Figure 112013018532120-pat00325
    의 (
    Figure 112013018532120-pat00326
    )번째 열은
    Figure 112013018532120-pat00327
    를 갖는 순환 행렬이며,
    Figure 112013018532120-pat00328
    는 다음과 같이 정의됨
    [수학식]
    Figure 112013018532120-pat00329

    여기서
    Figure 112013018532120-pat00330
    은
    Figure 112013018532120-pat00331
    번째 송신기로부터 수신된
    Figure 112013018532120-pat00332
    번째 심볼의 (
    Figure 112013018532120-pat00333
    )번째 CIR 길이
  8. 제6항에 있어서,
    상기
    Figure 112010058649827-pat00273
    의 범위가
    Figure 112010058649827-pat00274
    인 경우, 상기 출력 벡터는 다음의 수학식과 같이 정의되는 통신 장치.
    [수학식]
    Figure 112010058649827-pat00275

    여기서
    Figure 112010058649827-pat00276
    는 보호구간 길이
    Figure 112010058649827-pat00277
    에 따른 주파수 영역에서 위상회전을 나타내는 대각 행렬이며,
    Figure 112010058649827-pat00278
    이고, 채널 행렬
    Figure 112010058649827-pat00279
    의
    Figure 112010058649827-pat00280
    번째 열은
    Figure 112010058649827-pat00281
    를 갖는 순환 행렬이며, 다음 심볼에 의한 ISI와 ICI를 나타내는 채널 행렬
    Figure 112010058649827-pat00282
    는 다음과 같이 주어짐
    [수학식]
    Figure 112010058649827-pat00283
  9. 제6항에 있어서,
    상기
    Figure 112013018532120-pat00334
    의 범위가
    Figure 112013018532120-pat00335
    인 경우, 상기 출력 벡터는 다음의 수학식과 같이 정의되는 통신 장치.
    [수학식]
    Figure 112013018532120-pat00336

    여기서,
    Figure 112013018532120-pat00337
    는
    Figure 112013018532120-pat00338
    번째 송신기로부터 수신되는 CIR의 길이, 채널 행렬
    Figure 112013018532120-pat00339
    의 (
    Figure 112013018532120-pat00340
    )번째 열은
    Figure 112013018532120-pat00341
    를 갖는 순환 행렬이며, 이전 심볼에 의한 ISI와 ICI를 나타내는 채널 행렬
    Figure 112013018532120-pat00342
    는 다음과 같이 주어짐
    [수학식]
    Figure 112013018532120-pat00343
  10. 제6항에 있어서,
    상기 FFT 연산부는,
    ZF-2DOSIC(Zero Forcing - 2 Dimensional Ordered Successive Interference Cancellation) 방식으로 M개의 연속된 요구 심볼을 검출하는 통신 장치.
  11. 제10항에 있어서,
    상기 FFT 연산부는,
    상기 요구 심볼의 부반송파 집합에서 높은 유효 SINR을 갖는 부반송파부터 신호 검출 및 제거 과정을 반복 수행하는 통신 장치.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 FFT 연산부는,
    m-1번째 요구 심볼을 제거한 후 m번째 심볼 내에서 k번째 부반송파 위치의 신호 검출을 위해 이미 검출된 1 내지 k-1번째 부반송파 위치에서의 신호를 제거하는 통신 장치.
  13. 서로 다른 지연 시간을 갖는 OFDMA 기반의 무선 통신 네트워크를 위한 신호 검출 방법으로서,
    각 부반송파별 최적 FFT(Fast Fourier Transform) 윈도우 시작 위치를 결정하는 단계(a); 및
    상기 결정된 FFT 윈도우 시작 위치에 기초하여 주파수 영역 신호를 검출하는 단계(b)를 포함하되,
    상기 (a) 단계는,
    단일 송신기로부터의 요구(desired) 심볼 및 복수의 송신기로부터의 불요(undesired) 심볼이 서로 다른 시간에 수신되고 서로 중첩되지 않는 부반송파 집합을 사용하며 1개의 요구 심볼과 U개의 불요 심볼이 존재하는 조건 하에서, u번째(
    Figure 112013018532120-pat00344
    )불요 심볼과 상기 요구 심볼의 TDoA(Time Difference of Arrival,
    Figure 112013018532120-pat00345
    ),상기 요구 심볼을 기준으로 하는 FFT 윈도우 시작 위치와 상기 요구 심볼의 데이터 시작 위치와의 차이(
    Figure 112013018532120-pat00346
    ),상기 FFT 윈도우 시작 위치와 상기 u번째 불요 심볼의 데이터 시작 위치와의 차이(
    Figure 112013018532120-pat00347
    )중 적어도 하나를 고려하여 상기 최적 FFT 윈도우 시작 위치를 결정하는 통신 방법.
  14. 삭제
  15. 삭제
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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KR20070115570A (ko) * 2006-05-31 2007-12-06 후지쯔 가부시끼가이샤 Ｏｆｄｍ 수신기, 방해파 판별 방법, 창 제어 장치, 및 창제어 방법
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