KR101154362B1

KR101154362B1 - 수신기에서의 순차적 추적 및 오프라인 복조

Info

Publication number: KR101154362B1
Application number: KR1020107012774A
Authority: KR
Inventors: 도미닉 게랄드 파머; 에밀리자 엠. 시믹; 지 우
Original assignee: 콸콤 인코포레이티드
Priority date: 2007-11-30
Filing date: 2008-11-26
Publication date: 2012-06-21
Also published as: CN101910859B; KR20100082371A; JP2011508188A; US8135097B2; WO2009073522A1; US20090215419A1; EP2235554A1; CN101910859A

Abstract

원하는 신호를 추적하기 위한 장치들 및 방법은, 가변 적분 시간을 갖는 원하는 신호를 순차적으로 추적하고, 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하고, 오프라인 소프트웨어를 사용하여 원하는 신호를 복조시킴으로써 이루어진다. 일 양상에서, 자동 주파수 제어는 오프라인 소프트웨어를 사용하여 수행된다. 일 양상에서, 원하는 신호는 GPS 위성으로부터 발생된다.

Description

수신기에서의 순차적 추적 및 오프라인 복조{SEQUENTIAL TRACKING AND OFFLINE DEMODULATION IN RECEIVER}

[0001] 본 출원은 2007년 11월 30일자로 "Sequential Tracking and Offline Demodulation in Receiver"란 명칭으로 출원된 가출원 번호 제 60/991,554호의 장점을 청구하며, 이는 본 명세서에 참조로 통합된다.

[0002] 본 발명은 일반적으로 수신기 추적(tracking) 및 복조(demodulation)를 위한 장치들 및 방법들에 관한 것이다.

[0003] 위성 위치결정 시스템(SPS)들을 이용하는 위치 결정 기술들은 상업적, 정치적 및 개인적 애플리케이션들에서 다양한 용도들을 갖는다. 이동하는 동안 사용자가 특정 궤도를 따르게 하는 것을 목적으로 하는 네비게이션 애플리케이션들에서는, 종종 수신기가 일정한 레이트(rate)로 연속하여 위치 고정물들(fixes)을 제공하는 것이 바람직할 수 있다. 통상적으로, 이러한 애플리케이션들은 수신기가 각각의 이용가능한 SPS 위성을 추적하고 연속적으로 네비게이션 데이터를 복조시키는 것을 요구한다.

[0004] 통상적으로, 종래의 SPS 수신기들은 범위 및 도플러(Doppler) 디멘션들에서 낮은 수신 신호 레벨들 및/또는 높은 신호 다이나믹(dynamic)들의 조건들 하에서, 연속적인 추적 및 복조를 제공할 수 없다. 높은 신호 다이나믹들은 위성과 사용자 디바이스 간의 상대적 이동(relative motion)에 의해 또는 위성 오실레이터(satellite oscillator)와 사용자 디바이스 오실레이터 간의 상대적 주파수 드리프트(frequency drift)에 의해 야기될 수 있다. 통상적으로 이러한 불리한 수신 조건들은 성능을 최적화시키기 위해 가변적인 프로세싱 방식들(schemes)을 요구한다. 그러나, 종래의 하드웨어 방안들의 사용으로는, 이러한 적응형 프로세싱 방식들을 실시간으로 구현하는 것은 불가능하거나 어렵다.

[0005] 소프트웨어-기반 오프-라인 프로세싱이 다양한 신호 프로세싱을 달성하는데 이용될 수 있다. 일 양상에서, 실시간 탐색(획득) 프로세싱은 오프-라인 주파수 추적 및 변조 기능들과 분리된다. 실시간 탐색 프로세싱 분리(decoupling)의 하나의 장점은 실시간 프로세싱 제약들(constraints)이 없는 주파수 추적 및 데이터 복조 기능들의 최적화에 있다. 이러한 개방-루프(open-loop) 프로세싱에 의해 제공되는 또 다른 장점은 보다 약한(fragile) 캐리어 루프 추적 클로저(closure)가 시도되기 이전에, 고도로 견고한 순차적 루프에 의해 신호 존재가 비준(ratify)될 수 있다는 것이다. 또한, 이러한 프로세스는 주파수가 동작하는 폐쇄 루프(closed loop) 상에서의 정상상태 검사(sanity check), 잘못된 로크(False Lock) 검출, 신속한 루프 초기화 및/또는 신호 존재 확인을 허용할 수 있다.

[0006] 수신기 추적 및 변조를 위한 장치들 및 방법이 개시된다. 일 양상에 따라, 추적 및 데이터 변조를 위한 수신기는 가변 적분 시간(variable integration time)으로 원하는 신호를 순차적으로 추적하기 위한 순차적 추적 유니트; 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하기 위해 자동 주파수 제어(AFC) 루프를 포함하는, 캐리어 추적을 위한 폐쇄 루프(closed loop); 및 오프라인 소프트웨어를 사용하여 원하는 신호를 복조시키기 위한 데이터 복조 유니트를 포함한다.

[0007] 본 발명의 일부 실시예들은 추적 및 데이터 변조를 위한 위성 수신기, 이를 테면 GPS 수신기를 제공하며, 상기 위성 수신기는 위성으로부터의 가변 적분 시간으로 원하는 위성 신호들, 이를 테면 GPS 신호를 순차적으로 추적하기 위한 순차적 추적 유니트; 원하는 위성 신호의 자동 주파수 제어를 수행하기 위한 자동 주파수 제어 루프; 및 오프라인 소프트웨어를 사용하여 원하는 위성 신호를 복조시키기 위한 데이터 복조 유니트를 포함한다.

[0008] 본 발명의 일부 실시예들은 원하는 신호를 추적하기 위한 방법을 제공하며, 상기 방법은 가변 적분 시간으로 원하는 신호를 순차적으로 추적하는 단계; 오프라인 소프트웨어를 사용하여 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하는 단계; 및 오프라인 소프트웨어를 사용하여 원하는 신호를 복조시키는 단계를 포함한다.

[0009] 본 발명의 일부 실시예들에서는 프로그램 코드가 저장된 컴퓨터-판독가능 매체가 제공되며, 상기 프로그램 코드는, 가변 적분 시간으로 원하는 신호를 순차적으로 추적하기 위한 프로그램 코드; 오프라인 소프트웨어를 사용하여 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하기 위한 프로그램 코드; 및 오프라인 소프트웨어를 사용하여 원하는 신호를 복조시키기 위한 프로그램 코드를 포함한다.

[0010] 본 발명의 일부 실시예들은 추적 및 데이터 복조를 위한 수신기를 제공하며, 상기 수신기는 I/Q 데이터를 제공하기 위한 출력을 갖는 기저대역 혼합기(baseband mixer); 가변 적분 시간으로 원하는 신호를 순차적으로 추적하기 위한 순차적 추적 유니트 ― 상기 순차적 추적 유니트는, I/Q 데이터를 수신하도록 기저대역 혼합기의 출력에 결합되는 입력을 가지며 가변 적분 시간을 이용하는 적분기, 적분기에 결합되는 피크 프로세서, 및 조정(adjustment) 신호를 제공하기 위해 피크 프로세서에 결합되는 제어기를 포함함―; 및 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하기 위한 자동 주파수 제어(AFC) 루프 ― 상기 AFC 루프는 I/Q 데이터를 수신하기 위해 기저대역 혼합기의 출력에 결합되는 데이터 입력부, 조정 신호를 수신하기 위해 제어기에 결합되는 제어 입력부, 및 원하는 신호를 복조시키는 데이터 복조 유니트를 포함함―를 포함한다.

[0011] 본 발명의 일부 실시예들은 추적 및 데이터 복조를 위한 수신기를 제공하며, 상기 수신기는 I/Q 데이터를 수신하기 위해 신호를 혼합하기 위한 수단; 가변 적분 시간으로 원하는 신호를 순차적으로 추적하기 위한 수단 ― 순차적으로 추적하기 우한 수단은, 적분된(integrated) 데이터를 형성하기 위해 I/Q 데이터를 적분하기 위한 수단, 적분된 데이터의 피크(peak)를 검출하기 위한 수단, 및 조정 신호를 제어하기 위한 수단을 포함함―; 조정 신호에 기초하여 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하기 위한 수단; 및 원하는 신호를 복조시키기 위한 수단을 포함한다.

[0012] 본 발명의 일부 실시예들은 원하는 신호를 추적하기 위한 방법을 제공하며, 상기 방법은 I/Q 데이터를 제공하기 위해 신호를 혼합하는 단계; 가변 적분 시간으로 원하는 신호를 순차적으로 추적하는 단계 ―순차적으로 추적하는 단계는, 적분된 데이터를 형성하기 위해 I/Q 데이터를 적분하는 단계, 적분된 데이터의 피크를 검출하는 단계, 및 조정 신호를 제어하는 단계를 포함함 ―; 조정 신호에 기초하여 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 형성하는 단계; 및 원하는 신호를 복조하는 단계를 포함한다.

[0013] 본 발명의 일부 실시예들은 프로그램 코드가 저장된 컴퓨터-판독가능 매체를 제공하며, 상기 프로그램 코드는, 가변 적분 신호로 원하는 신호를 순차적으로 추적하기 위한 프로그램 코드 ― 순차적으로 추적하기 위한 프로그램 코드는, 적분된 데이터를 형성하도록 I/Q 데이터를 적분하기 위한 프로그램 코드, 적분된 데이터의 피크를 검출하기 위한 프로그램 코드, 및 조정 신호를 제어하기 위한 프로그램 코드를 포함함―; 조정 신호에 기초하여 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하기 위한 프로그램 코드; 및 원하는 신호를 복조시키기 위한 프로그램 코드를 포함한다.

[0014] 본 발명의 일부 실시예들은 하기의 하나 이상의 특징들(features) 및 장점들을 제공한다 : (1) 순차적 추적 모드가 활성화될 때마다 데이터 복조 프로세싱이 수행될 수 있다; (2) 가변 길이 적분 방식 및 그의 제어 로직이 이용가능하다; 그리고 (3) 데이터는 탐색기(searcher) 적분 동안 수집된 다음 소프트웨어에서 오프라인으로 복조된다. 일부 실시예들에서, 데이터 복조 프로세싱은 하드웨어 제어를 유추(derive)하는데 이용되지 않는다. 대신, 코히런트(coherent) I/Q 데이터가 상당한(significant) 도플러 손실을 방지하도록 충분히 높은 레이트로 수집되며 오프-라인으로 처리된다. 이러한 방식은, (a) 전체 신호 레벨 동작 범위에 걸친 연속적인 데이터 복조를 지원하고, (b) 높은 신호 다이나믹 조건들하에서 성능을 최대화시키기 위해 가변 대역폭 추적 방식들을 허용하는 이중의 목적을 달성한다. 이러한 방식은 상대적으로 간단한 구현(이를 테면, 임계치 경계들(thread boundaries)에 대한 복잡한 모드 전환이 없고, 간단한 상태 머신 설계)을 허용한다.

[0015] 추가의 특징 및 장점으로는, (4) 자동 주파수 제어(AFC)/복조 루프의 개방 또는 폐쇄에 대한 결정은 강건한(robust) 순차적 추적 루프 관찰에 기초한다는 점이 포함될 수 있다. 잘못된 로크(False Lock)의 검출은 AFC 추정 주파수 및 순차적 추적 추정 주파수를 비교함으로써 달성된다. 절대차(absolute difference)가 특정(certain) 임계치를 초과하면, AFC 루프는 순차적 추적 루프 추정치와 일치되게 소프트웨어 로테이터 값(software rotator value)을 정렬함으로써 재-중심설정된다(re-centered).

[0016] 추가의 특징 및 장점으로는, (5) 주파수 드리프트(drift)로 인한 손실을 감소시키기 위해 예측된 중심 주파수 기술이 이용된다는 점이 포함될 수 있다. 이전 탐색으로부터의 추정 주파수가 다음 탐색의 중간 시점(middle time)으로 전파된다. 다음, 탐색기는 다음 탐색을 재-중심설정하기 위해 상기 전파된 주파수를 이용한다. 이러한 기술은 주파수가 드리프트되지 않거나 또는 거의 일정한(close to constnat) 레이트로 드리프트되지 않을 때 정상-상태 경우들에 대한 최상의 장점을 제공한다.

[0017] 추가의 특징 및 장점으로는, (6) 코히런트 합 수집 동안 적용되는 탐색기 주파수 델타(delta)가, 코히런트 합들이 임의의 순차적 추적 루프 주파수 변조에 대해 교정되는 것을 허용하고 주파수 잘못된 로크 검출을 유도하는 것을 기록한다는 점이 포함될 수 있다. 또 다른 장점으로는 캐리어 추적 루프의 폐쇄 루프 응답에 대한 프로세싱 지연의 효과들이 최소화되거나 또는 일괄적으로 방지된다는 점이 포함될 수 있다. 따라서, 폐쇄 루프 응답은 보장(guarantee)이 쉬울 수 있다.

[0018] 다른 양상들은 하기 상세한 설명으로부터 당업자들이 쉽게 인식할 것이며, 다양한 양상들은 예시를 목적으로 도시 및 개시된다. 도면들 및 상세한 설명은 당연히 예시를 위한 것으로 제한을 위한 것은 아니다.

[0019] 도 1은 수신기의 예시적 블록 다이어그램을 예시한다.
[0020] 도 2a, 2b 및 2c는 합성 순차적 추적 및 데이터 복조 유니트의 실시예들을 예시한다.
[0021] 도 3은 데이터 복조기/AFC 루프의 제 2차 AFC 루프 동작들을 예시한다.
[0022] 도 4는 선형화된 모델과 관련하여 루프 필터를 갖는 연속적 시간 자동 주파수 제어(AFC) 루프를 예시한다.
[0023] 도 5는 도 4에 도시된 루프 필터에 대한 디지털 루프 필터 구현의 예를 예시한다.
[0024] 도 6은 35-Hz/sec 정주파수(constant-frequency) 램프에 대한 순차적 추적 루프 및 제 2차 AFC 루프의 응답을 예시한다.
[0025] 도 7은 ±4 Hz/sec와 0 Hz/sec 사이에서 전환되는 속도 프로파일(VPF1)에 대한 순차적 추적 루프 및 제 2차 AFC 루프의 응답을 예시한다.
[0026] 도 8은 ±35 Hz/sec와 0 Hz/sec 사이에서 전환되는 속도 프로파일(VPF2)에 대한 순차적 추적 루프 및 제 2차 AFC 루프의 응답을 예시한다.
[0027] 도 9는 23 내지 29 dB-Hz의 C/N_o 범위에 대한 추적 및 데이터 복조 기능들의 몬테 카를로 시뮬레이션들(Monte Carlo simulations)로부터 유추된 비트 에러율(BER) 결과들을 예시한다.
[0028] 도 10은 시뮬레이션들 동안 관찰되는 잘못된 로크 반응(False Lock behavior)을 예시한다.
[0029] 도 11은 순차적 추적 루프 및 제 2차 AFC 루프 모두에 대해 관찰되는 주파수 에러의 표준 편차들을 예시한다.
[0030] 도 12는 VPF2 속도 프로파일에 대해 상이한 프로세싱 지연들을 갖는 비트 에러율(BER)을 예시한다.
[0031] 도 13은 상이한 프로세싱 지연들을 갖는 주파수 에러 표준 편차를 예시한다.

[0032] 첨부되는 도면들과 관련하여 하기 개시되는 상세한 설명은 본 발명의 다양한 양상들에 대한 설명으로서 의도되며 본 발명이 실행될 수 있는 양상들만을 표현하도록 의도된 것은 아니다. 본 발명에 개시된 각각의 양상은 단지 본 발명에 대한 예시 또는 예로서만 제공되며, 다른 양상들에 대해 바람직한 또는 선호되는 것으로 해석될 필요는 없다. 상세한 설명은 본 발명의 전반적 이해를 돕기 위한 특정 사항들을 포함한다. 그러나, 당업자들은 본 발명이 이러한 특정 사항들 없이 실행될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 일부 사례들에서, 공지된 구조들 및 디바이스들은 본 발명의 개념들이 모호해지지 않도록 하기 위해 블록 다이어그램으로 도시된다. 약어들 및 다른 기술적 전문용어는 단지 편의상 명료성을 위해 사용되는 것으로 본 발명의 범주를 제한하고자 의도되는 것은 아니다.

[0033] 본 발명에 개시되는 다양한 예시적인 로직 블록들, 모듈들 및 회로들은 하나 이상의 프로세서들로 구현 또는 실행될 수 있다. 프로세서는 마이크로프로세서와 같은 범용 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP)와 같은 특정 애플리케이션 프로세서, 또는 소프트웨어를 지원할 수 있는 임의의 다른 하드웨어 플랫폼일 수 있다. 소프트웨어는 소프트웨어, 펌웨어, 미들웨어, 마이크로코드 또는 임의의 다른 전문용어로 간주되든지 간에, 명령들, 데이터 구조들, 또는 프로그램 코드의 임의의 조합을 의미하는 것으로 넓게 해석될 수 있다. 대안적으로, 프로세서는 주문형 반도체(ASIC:application specific integrated circuit), 프로그램가능 로직 디바이스(PLD), 필드 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA), 제어기, 마이크로제어기, 상태 머신, 이산 하드웨어 콤포넌트들의 조합, 또는 이들의 임의의 조합일 수 있다. 또한, 본 발명에 개시되는 다양한 예시적 로직 블록들, 모듈들 및 회로들은 소프트웨어를 저장하기 위한 컴퓨터-판독가능 매체를 포함할 수 있다.

[0034] 본 발명에 개시된 방법 및 장치들은 글로벌 네비게이션 위성 시스템(GNSS)들, 이를 테면 유나이티드 스테이츠 글로벌 위치결정 시스템(GPS), 러시안 글로나스(Russian Glonass) 시스템, 유럽 갈릴레오(European Galileo) 시스템, 위성 시스템들의 조합으로부터 위성들을 사용하는 임의의 시스템, 또는 앞으로 개발될 위성 시스템들로도 불리는 다양한 위성 위치결정 시스템(SPS)들에 이용될 수 있다. 또한, 개시된 방법 및 장치들은 의사위성들(pseudolites) 또는 위성들 및 의사위성들의 조합을 이용하는 위치 결정 시스템들에 이용될 수 있다. 의사위성들은 PN 코드 또는 L-대역(또는 다른 주파수) 캐리어 신호로 변조되는 (GPS 또는 CDMA 셀룰러 신호와 유사한) 다른 범위 코드를 브로드캐스트하는 그라운드-기반(ground-based) 송신기들이며, 이는 GPS 시간과 동기화될 수 있다. 이러한 각각의 송신기에는 원격 수신기에 의한 식별(identification)을 허용하기 위한 고유(unique) PN 코드가 할당될 수 있다.

[0035] 의사위성들은 터널들, 광산들, 건물들, 산악 계곡들 또는 다른 밀폐된 지역들에서 궤도 위성이 이용될 수 없는 상황들에서 유용하다. 의사위성들에 대한 다른 구현예는 무선-비컨들(radio-beacons)로 공지되어 있다. 본 발명에서 사용되는 "위성(satellite)"이란 용어는 의사위성들, 의사위성들의 등가물들 및 가능성있는 다른 것들을 포함하는 것으로 의도된다. 본 발명에서 사용되는 "SPS 신호들"이란 용어는 의사위성들 또는 의상위성들의 등가물들로부터의 SPS-형 신호들을 포함하도록 의도된다. 부가적으로, 다른 지상(terrestrial) 소스들, 이를 테면 AFLT(Advanced Forward Link Trilateration) 기술에 이용될 수 있는 것이 사용될 수 있다.

[0036] 도 1은 수신기(100)의 예시적 블록 다이어그램을 예시한다. 수신기(100)는 신호 수신 유니트(110), 신호 획득(acquisition) 유니트(120), 순차적 추적 유니트(130) 및 데이터 복조 유니트(140)를 포함한다. 일 양상에서, 수신기(100)는 SPS 소스들로부터 신호들을 수신하는, 큰(larger) 위성 위치결정 시스템(SPS)의 일부이다. 또 다른 양상에서, 수신기(100)는 GPS 소스들로부터 신호들을 수신하는, 유나이티드 스테이츠 글로벌 위치결정 시스템(GPS)의 일부이다. 신호 수신 유니트(110)는 합성 RF 신호(112)를 수신하며 합성 RF 신호(112)를 합성 디지털 기저대역 신호(113)로 변환시킨다. 일 양상에서, 합성 디지털 기저대역 신호(113)는 동상(in-phase) 성분(I)과 직교(quadrature) 성분(Q)으로 분해된다. 신호 획득 유니트(120)는 원하는 신호(115)에 대한 합성 디지털 기저대역 신호(113)를 탐색한다. 일 양상에서, 원하는 신호(115)는 GPS 위성으로부터 요구되는 GPS 신호이다. 원하는 신호(115)를 획득하기 위한 통상의 기술들은 범위 및 도플러 디멘션들에 대한 2차원 탐색을 포함할 수 있다.

[0037] 일단 획득되면, 원하는 신호(115)는 순차적 추적 유니트(130)에 대한 입력 신호로 이용된다. 순차적 추적 유니트(130)는 신호 다이나믹들의 존재하에 원하는 신호(115)의 추적을 진행한다. 신호 다이나믹들(signal dynamics)은 관측 기간 동안 가변 강도, 가변 시간 지연 또는 가변 주파수 시프트가 야기되도록 원하는 신호(115)의 강도, 범위 및 도플러가 시간에 따라 변한다는 사실로 간주된다. 순차적 추적 유니트(130)는 원하는 신호(115)를 추적하도록 연속적으로 자체적으로 재-중심설정되도록 설계된다. 데이터 복조 유니트(140)는 원하는 신호(115)로부터 복조된 데이터(116)를 복원(recover)한다.

[0038] 일 양상에서, 현재의 샘플링 기간 동안, 순차적 추적 유니트(130)의 탐색기(205)(도 2a)는 탐색기 중심 주파수(searcher center frequency)를 포함한다. 탐색기(205)는 현재의 샘플링 기간 동안 원하는 신호(115)의 코드 위상 및 주파수(이를 테면, 추정된 주파수)를 추정한다. 중심 주파수 예측 기술은 원하는 신호(115)의 예측 주파수를 생성하는데 이용된다. 탐색기(205)는 추정된 주파수에 기초하여 다음 샘플링 기간 동안 원하는 신호(115)의 주파수(이를 테면, 예측된 주파수)를 예측한다. 탐색기 주파수 델타(277)는 예측된 주파수와 탐색기 중심 주파수 간의 차이로 정의된다. 이러한 탐색기 주파수 델타(277)를 사용함으로써, 순차적 추적 유니트(130)는 다음 샘플링을 위해 원하는 신호(115)의 탐색 중심을 재-중심설정한다.

[0039] 중심 주파수 예측 기술은 샘플링 기간으로 나뉘는 이전의 샘플링 기간의 추정된 주파수와 현재의 샘플링 기간의 추정된 주파수 간의 차이로부터 주파수 드리프트 레이트(drift rate)를 추정한다. 예측된 주파수는 샘플링 기간 및 주파수 드리프트 레이트의 곱에 추정된 주파수를 더함으로써 생성된다. 일 양상에서, 순차적 추적 유니트는 탐색기 주파수 델타(277)를 추정하며 탐색기 주파수 델타(277)(도 2a)를 자동 주파수 제어(AFC) 루프에 입력하여 오프라인 소프트웨어 프로세싱 레이턴시(latency)를 완화시킨다. 자동 주파수 제어 루프에서 탐색기 주파수 델타의 사용은 오프라인 소프트웨어 프로세싱이 사용되더라도 시스템 실행 능력들을 유지한다. 일 양상에서, 순차적 추적 유니트(130) 및 데이터 복조 유니트(140)는 하나의 유니트이다. 일 양상에서, 순차적 추적 유니트 및 데이터 복조 유니트는 소프트웨어-기반 오프라인 프로세스들이다.

[0040] 도 2a는 순차적 추적 유니트(130)와 데이터 복조 유니트(140)(합성 순차적 추적 및 데이터 복조 유니트(200)로 불림)를 예시한다. 일 양상에서, 순차적 추적 유니트(130)및 데이터 복조 유니트(140)는 SPS 소스들로부터 신호들을 수신하는, 큰 위성 위치설정 시스템(SPS)의 일부이다. 또 다른 양상에서, 순차적 추적 유니트(130) 및 데이터 복조 유니트(140)는 GPS 소스들로부터 신호들을 수신하는, 유나이티드 스테이츠 글로벌 위치결정 시스템(GPS)의 일부이다. 탐색기(205)는 원하는 신호(115)를 획득한다. 일례로, 탐색기(205)는 비대칭 주파수 빈 분포(asymmetric frequency bin distribution), 25-Hz 빈 분리, 1밀리초(ms) 비트 동기화 예비-검출 적분(integration), 칩 x2 샘플 분리를 사용하여 64 시간 가설들(time hypotheses)을 생성하도록 프로그램된다. 탐색기(205)는 원하는 신호(115)를 제 1 샘플 버퍼(210)에 입력한다.

[0041] 제 1 양상에서, 제 1 샘플 버퍼(210)는 원하는 신호(115)의 1ms 코히런트 I/Q 합들을 수집하며 이를 제 1 코히런트 합산기(213)로 지향(direct)시킨다. 일 양상에서, 제 1 코히런트 합산기(213)는 채널 제어기에 의해 지향되며 제 2 샘플 버퍼(215)에 수집된 5ms 코히런트 I/Q 합들을 생성하기 위해 5ms 동안 1-ms 코히런트 I/Q 합들을 코히런트하게 적분한다. 당업자는 1ms 및 5ms의 값들이 예로써 사용되는 것이며 본 발명의 범주 및 사상을 이탈하지 않고 다른 값들이 사용될 수 있다는 것을 이해할 것이다. 일례로, 채널 제어기는 합성 순차적 추적 및 데이터 복조 유니트(200) 외부에 있으며 제 2 샘플 버퍼(215)는 순환 버퍼(circular buffer)이다. 제 1 코히런트 적분 시간(예를 들어, 5ms)은 변조된 데이터(16)의 에지에 정렬된다. 당업자는 제 1 코히런트 적분 시간이 5ms로 제한되는 것은 아니며, 신호 다이나믹들, 시스템 제약들 또는 애플리케이션 파라미터들에 기초하여 선택된다는 것을 이해할 것이다. 가변 시간 기간 동안의 적분은 순차적 추적 유니트가 강한 신호를 위한 짧은 시간 기간(이를 테면, 1초) 및 약한(weak) 신호를 획득하기 위한 긴 시간 기간(이를 테면, 4초)에 걸쳐 적분되도록 허용하는 가변 대역폭들을 갖게 한다. 하기 개시되는 것처럼, 이러한 적분은 피크 값이 예정된 임계치 이상일 때까지 이루어질 수 있다.

[0042] 제 1 코히런트 적분 시간은 메모리 크기와 코히런시(coherency) (도플러) 손실 간의 절충안(compromise)이다. 일정 주파수 램프 입력 신호 조건들하에서, 이상적인 제 2 차(second order) 순차적 추적 루프는

의 순간적(instantaneous) 피크 주파수 에러를 나타낸다. 1초의 공칭 샘플 기간 및 35Hz/sec의 최대 디자인 램프(design ramp)는 17.5 Hz의 피크 주파수 에러 및 20*log₁₀(sinc(17.5 / 200)) 또는 0.1 dB의 연관된 손실의 양에 해당한다. 중심 주파수 예측 기술이 사용되지 않는 경우, 순간적 피크 주파수 에러는

이며, 연관된 손실은

또는 1.0 dB이다. 따라서, 중심 주파수 예측 기술은 0.9 dB 만큼 복조 감도(demodulation sensitivity)를 개선시킬 수 있다.

제 1 코히런트 적분 시간(ms)	최악의 경우 손실(dB)	메모리 (16 bit words)	20-ms 합을 생성하기 위한 나비 연산들의 수
1	0.0044	40	80
2	0.0175	20	40
5	0.1097	8	16
10	0.4421	4	8
20	1.8267	2	0

[0044] 표 1은 코히런트 I/Q 합을 합성 순차적 추적 및 데이터 복조 유니트(200)의 차후 프로세싱 스테이지들로 전송할 때, 상이한 제 1 코히런트 적분 시간들을 선택하는 코히런시 손실을 요약한다. 예를 들어, 중심 주파수 예측 기술이 가정되면, 최악의 경우 순간적 주파수 에러는 35-Hz/sec 주파수 램프에서 17.5 Hz이다. 최악의 경우 손실은 20-ms 코히런트 I/Q 합을 형성하는데 필요한 나비 연산들(butterfly operations) 또는 추정된 메모리 및 곱셈들과 함께 계산된다. 5ms 및 20ms의 값들은 논의된 예들을 예시하도록 선택된다. 당업자들은 본 발명의 사상 및 범주에 영향을 미치지 않고 다른 값들이 사용될 수 있다는 것을 이해할 것이다.

[0045] 일 양상에서, 5ms 코히런트 I/Q 합은 데이터 복조기/AFC 루프(250)를 진행하기에 앞서 제 2 샘플 버퍼(215)에 일시적으로 저장된다. 5ms 코히런트 I/Q 합은 소프트웨어 로테이터(252)에 의해 주파수 에러 신호(253)를 생성하도록 수치 제어 오실레이터(NCO:numerically controlled oscillator)(290)의 출력과 곱해진다. 주파수 에러 신호(253)는 제 2 코히런트 합산기(255)에서 코히런트하게 합산된다. 일례에서, 제 2 코히런트 적분 신호는 20 ms이다. 일 양상에서, 제 2 코히런트 적분 시간은 변조된 데이터(116)의 비트 시간과 일치되게 선택된다. (제 2 코히런트 합산기(255)로부터 출력되는) 20ms 코히런트 I/Q 합은 비트 전력 검출기 내적/외적 유니트(260)에 입력된다.

[0046] 비트 전력 검출기 내적/외적 유니트(260)는 복조된 데이터 비트(262)를 생성하기 위해 20ms 코히런트 I/Q 합을 복조시킨다. 또한, 비트 전력 검출기 내적/외적 유니트(260)는 20ms 코히런트 I/Q 합의 외적(cross product)(263)(CP) 및 내적(dot product)(264)(DP)을 출력한다. CP(263) 및 DP(264)는 원시(raw) 주파수 오프셋

(266)을 생성하도록 ATAN 판별기(discriminator)(265)에 입력된다. 원시 주파수 오프셋

(266)은 필터링된(filtered) 주파수 오프셋

(272)을 생성하도록 루프 필터(270)를 통해 필터링된다. 필터링된 주파수 오프셋

(272)은 탐색기 주파수 델타(277)가 적용될 때 심볼 인덱스(symbol index)에서 합산 유니트(275)의 탐색기 주파수 델타(277)에 부가된다. 합산 유니트(275)의 출력은 누산기(accumulator)(280)에 공급된다. 누산기 값(282)은 AFC 결정 유니트(285)의 상태와 관련하여 NCO(290)에 공급된다. AFC 결정 유니트(285)의 상태는 AFC 상태 제어 유니트(245)에 의해 결정된다. AFC 상태 제어 유니트(245)는 주파수 차이를 계산하고 주파수 차이가 예정된 임계치 이상인 경우 잘못된 로크(False Lock)를 선언한다. AFC 상태 제어 유니트(245)가 잘못된 로크를 선언하면, AFC가 리셋된다. 예를 들어, 순차적 추적 프로세스는 X Hz로서 신호 주파수를 추정한다. 이러한 추정된 신호 주파수는 AFC 루프를 통과한다. AFC 루프는 Y Hz로서 신호 주파수를 추정한다. 다음, AFL 루프는 X와 Y 간의 차를 계산한다. 차가 예정된 임계치(예를 들어, 12.5Hz) 보다 크면, AFC 루프는 자체적으로 주파수 잘못된 로크 상태를 선언하고 순차적 추적 프로세스로부터 추정된 주파수 X Hz를 사용하여 자체적으로 리셋된다.

[0047] 도 2b는 순차적 추적 유니트(130) 및 데이터 복조 유니트(140)의 합성의 또 다른 실시예를 예시한다. 합성 유니트는 하드웨어 및 소프트웨어 양상들 모두를 포함한다. 하드웨어로서 기저대역 혼합기(201)가 포함되며, 이는 합성 디지털 기저대역 신호(113) 및 (앞서 개시된) 탐색기(205)로부터의 혼합 주파수를 허용한다. 기저대역 혼합기(201)는 자동 주파수 제어(AFC) 및 복조기 유니트(250)에 I/Q 데이터를 제공한다. 또한, 하드웨어는 합성 순차적 추적(200)을 포함할 수 있다. 대안적으로, 합성 순차적 추적(200)은 하드웨어에서 또는 소프트웨어와 하드웨어의 조합에서 형성될 수 있다. 소프트웨어는 자동 주파수 제어(AFC) 및 복조기 유니트(250)를 포함하며, 이는 합성 순차적 추적(200)으로부터의 제어 신호(주파수/위상 조정 제어)를 허용한다. 복조기로부터 복조된 데이터 비트들 또는 AFC 결정 조정 주파수를 사용하지 않음으로써, I/Q 데이터는 데이터 획득 및 로테이터로부터의 AFC를 분리하는 개방 루프 방식으로 제공된다. 즉, AFC에 의해 결정된 주파수 및/또는 위상 조정들은 데이터 획득이 AFC 유니트와 무관하도록 데이터 획득 하드웨어로 다시 공급되지 않는다. 데이터 획득 하드웨어는 I/Q 데이터를 획득하는데 사용되는 임의의 주파수 또는 위상 조정들과 관련하여 AFC 유니트에 정보를 제공한다. 소프트웨어와 분리된 하드웨어를 이용하여, 회로가 보다 안정화될 수 있다.

[0048] 합성 순차적 추적(200)은 적분기(213), 피크 프로세서(230) 및 제어기를 포함한다. 앞서 개시된 제어기는 추적 제어기(24) 및 탐색 주파수/위상 제어기(295)를 포함한다. 적분기(213)는 I/Q 데이터를 수신하며 에너지 그리드에서 이러한 데이터를 합산한다. 피크 프로세서(230)는 예정된 임계치 값 이상인 피크 값에 대해 에너지 그리드를 탐색한다. 에너지 그리드는 주파수 데이터 대 시간의 로우 및 컬럼으로 구성된다. 에너지 그리드 상의 피크는 가장 강한 신호를 나타낸다. 참조 포인트 상에 피크가 중심설정되지 않는 경우, 참조 포인트로부터의 시간 오프셋 및 주파수 오프셋은 보다 정확한 위상 및 중심 주파수를 갖도록 입력 신호를 교정하는데 이용될 수 있다. 피크가 발견되지 않았다면, 적분기(213)는 I/Q 데이터 적분을 계속한다.

[0049] 일단 피크가 발견되면(이를 테면, 피크 값이 예정된 임계치 값보다 크면), 제어기는 적분기를 (예를 들어, 리셋 신호를 이용하여) 리셋한다. 수신된 이상적 신호로부터 시간 및 주파수 오프셋에 기초하여, 제어기는 탐색기(205)에 의해 현재 사용되는 시간(또는 위상) 및 주파수 모두에 대한 조정을 결정한다. 이러한 조정은 이전의 주파수 에러 뿐만 아니라 도플러 주파수에서의 클록 드리프트 및 변화들을 고려한다. 다음, 제어기는 주파수/위상 조정 신호를 탐색기(205)에 제공한다. 탐색기(205)는 기저대역 혼합기(201)에 의해 사용되는 로테이터 주파수를 조정한다. 또한, 제어기는 적절한 시기에 로테이터 주파수에 대한 조정들을 AFC가 적절히 보상하도록 AFC와 복조기 유니트(250)에 타이밍 신호를 제공한다. 즉, AFC는 제 1 I/Q 데이터가 새로운 로테이터 주파수로 수신될 때 계산된 위상/주파수 오프셋을 조정한다. 또한, AFC 루프는 AFC 아래가 잘못된 로크 상태에 있을 수 있도록 전류 주파수 조정이 이루어지는지에 대해 결정한다. AFC 루프는 AFC가 개방 루프에서 동작해야 하는지를 내부 잘못된 로크 신호로 표시하여, 가능성있는 잘못된 로크 복구를 돕는다.

[0050] 도 2c는 AFC 및 복조기 유니트(250)의 실시예를 예시한다. 유니트는 혼합기(252), 복조기(260), 판별기(265), 루프 필터(270), 누산기(280) 및 AFC 결정 유니트(285)를 포함한다. AFC 결정 유니트(285)는 제어기로부터 타이밍 신호를 수신한다. 혼합기(252)는 작은 잔류 주파수 성분을 가질 수 있는 I/Q 데이터를 수신한다. AFC는 이러한 잔류 주파수를 결정하는데 이용된다. 혼합기(252)는 AFC 결정 잔류 주파수를 허용하고 이를 I/Q 데이터와 혼합하여 DC I/Q 데이터를 제공한다. 다른 AFC회로들과는 달리, AFC 결정 잔류 주파수는 데이터 획득을 조정하기 위해 하드웨어에 의해 이용되지 않는다. 복조기(260)는 I/Q 데이터의 위상 회전을 결정하기 위해 판별기(265)에 신호를 제공한다. 판별기(265)는 루프 필터(270)에 델타 주파수 신호(266)를 제공한다. 루프 필터(270)는 자신의 필터링된 AFC 잔류 주파수를 누산기(280)에 제공하여, I/Q 데이터의 절대 주파수(absolute frequency)를 추적한다. 이러한 절대 주파수는 앞서 개시된 것처럼 탐색기에 의해 제공되는 로테이터의 주파수에 대한 변화들을 보상하기 위해 임의의 주기적 조정에 의해 조정된다. AFC 결정 유니트(285)는 AFC 루프를 완료하기 위해 이러한 절대 주파수를 혼합기(252)에 통과시킨다.

[0051] 대안적으로, AFC가 잘못된 로크 상태에 있을 수 있다는 것을 잘못된 로크 신호가 나타내는 경우, AFC 결정 유니트(285)는 AFC 주파수가 혼합기(252)로 공급되는 것을 차단하고 대신 혼합기(252)에 DC 주파수(OHz)를 제공하여, 개방 루프에서 AFC가 동작하고 변형되지 않은 I/Q 데이터가 복조기(260)를 통과한다. 앞서 개시된 일부 실시예들에서, 잘못된 로크 상태는 추정된 주파수들(AFC 루프 추정 주파수 및 신호 추적 프로세스 추적 주파수) 간의 차이를 기초로 결정된다. 잘못된 로크 결정과는 별도로, AFC 루프는 폐쇄-루프 모드 또는 개방-루프 모드 중 하나에서 동작할 수 있다.

[0052] 즉, AFC 루프(또는 데이터 변조 유니트)는 원하는 신호의 동작 범위에 걸쳐 변조된다. 예를 들어, AFC는 동작 범위내에 있는, 또는 등가적으로 예정된 임계치 이상 또는 이하인 계산된 C/N_o(또는 등가적으로 SNR)에 기초하여 개방 루프와 폐쇄 루프 사이에서 선택될 수 있다. C/N_o[dB-Hz]가 예정된 임계치 이하이면, AFC 루프는 개방 모드의 오퍼레이터이며 C/N_o가 예정된 임계치 이상이면, AFC 루프는 폐쇄 모드의 오퍼레이터이다. 주파수 잘못된 로크는 AFC 루프가 개방되거나 또는 개방되지 않는다는 것을 의미하지 않는다. 잘못된 로크 결정 및 개방-루프/폐쇄-루프 결정은 서로 독립적으로 결정된다.

[0053] 제 2 차 AFC 루프(Second Order AFC Loop)

[0054] 도 3은 데이터 복조기/AFC 루프(250)의 제 2 차 AFC 루프 동작들을 예시한다. 제 2 차 AFC 루프 필터는 주파수 램프 존재시 제로의 정상 상태 에러를 달성하는데 이용된다. ATAN 판별기(265)로부터의 원시(raw) 주파수 오프셋

(266)은 SNR(신호-대-잡음 비율)과 관련되지 않는다. 댐핑 비율

및 잡음 대역폭

을 포함하는 제 2 차 AFC 루프 특징들은 SNR에 따라 변하지 않는다. 당업자들은 다른 차수(이를 테면, 제 1 차, 제 3 차, 등)를 이해할 것이다. AFC 루프 필터들은 본 발명의 사상 및 범주에 영향을 미치지 않고 사용될 수 있다.

[0055] 에를 들어, 원하는 추적 임계치가 20 dB-Hz이면, 이에 따라 잡음 대역폭

이 선택된다. AFC 추적 임계치에 대한 일반적 어림 법칙(rule of thumb)은,

(1)

이며, 여기서

는 3-시그마 열잡음(thermal noise) 주파수 지터(jitter)이며,

는 AFC 추적 루프에서의 다이나믹 스트레스 에러이며,

초이고,

(2) 이다.

열잡음으로 인한 AFC 추적 루프 지터는,

(3)

이며, 여기서 높은 C/N_o에서 F =1이며 임계치 부근에서는 2이다. 잡음 대역폭

은,

(4)

로 풀이된다.

[0056] AFC 추적 임계치는 열잡음에 의해 결정되며, 도플러 다이나믹들에 의해서는 결정되지 않는다. 따라서, 식 (1)에서 다이나믹 스트레스 에러

=0이며, AFC 추적 루프 지터

이며, 임계치 부근에서 F=2이고

일 때,

이다. 일례로, 잡음 대역폭

은 추적 임계치 요구조건이 충족되도록 제 2 차 AFC 루프에서 3 Hz로 어림된다(rounded).

[0057] 제 2 차 AFC 루프의 고유 주파수(natural frequency)는,

(5) 이다.

[0058] 댐핑 비율

에 대한 최적화 값은 최적화 타겟과 관련하여 0.7에서 1.14 범위이다. 그러나, 성능 기준(performance criterion)은 최적화 값 부근에서 매우 서시히 변한다. 일례로, 댐핑 비율

은 1로 선택된다.

[0059] 제 2 차 AFC 루프를 구현하기 위해, 먼저 연속-시간 AFC 루프가 선택된 다음, 이중선형 변환(bilinear transform)을 이용하여 연속-시간 AFC 루프가 이산-시간(discrete-time) AFC 루프로 전환된다.

[0060] 도 4는 선형화 모델과 관련하여 루프 필터를 갖는 연속 시간 자동 주파수 제어(AFC) 루프가 예시된다. 연속 시간 자동 AFC 루프의 목적은 주파수 에러

가 제로에 근접하도록 필터링된 주파수 추정치

로 진입(incoming) 주파수 F를 추적하는 것이다. 아날로그 루프 필터 전달 함수(transfer function) L(s)는

형태를 가지며, 여기서 파라미터 K_L 및

는 제 2 차 AFC 전달 함수

에 대한 원하는 고유 주파수

및 댐핑 비율

로 부터 선택된다.

[0061] 제 2 차 AFC 설계에서의 중요한 고려사항은 아날로그 루프 전달 함수 L(s)의 특징에 있다. 주파수 램프의 존재시 제로 정상-상태 에러를 달성하기 위해, 아날로그 루프 필터 전달 함수 L(s)는 하기의 형태를 갖는다:

(6)

[0062] 연속-시간 AFC 루프 전달 함수는,

(7)이며,

여기서,

및

이며,

및 K_L은

및

으로부터,

및

(8)로 유도된다.

[0063] 연속-시간 AFC 루프 전달 함수는

및

의 항으로

(9)

로 직접 표현된다.

따라서, 아날로그 루프 필터 전달 함수는

및

의 항에서

(10)

로 유도될 수 있다.

[0064] 이산-시간에서 아날로그 루프 필터를 구현하기 위해, 이중선형 변환이 이용된다. L(s)에서 s가

(11)

로 대체된다.

[0065] 이중선형 변환의 결과가 디지털 루프 필터 전달 함수 L(z)를 갖는 루프 필터(270)(도 2a)이다 :

(12)

[0066] 디지털 루프 필터 전달 함수 L(z)는

(13)

로 다시 쓸 수 있고, 여기서

이고,

이다.

[0067] 일 양상에서, 루프 필터(270)의 주요 파라미터들은

및

로 선택된다. 대안적으로,

이며

로 정의된다.

[0068] 도 5는 도 4에 개시된 루프 필터에 대한 디지털 루프 필터 구현예의 예를 예시한다. 일례로, 루프 필터(270)는 도 5에 도시된 것처럼 구현된다. 이러한 예시적 구현예에서, 아날로그 루프 필터 L(s)의 연속 시간 라플라스(Laplace) 변환은 공지된 이중선형 변환을 이용하는 등가적 이산 시간 Z-변환 L(z)로 변환된다. 생성되는 계차 방정식(difference equation)은

의 형태이며, 여기서 x(n)은 입력 시퀀스이고 y(n)은 출력 시퀀스이다.

[0069] 도 2a의 NCO(290)는 오실레이터 전달 함수

(14) 를 갖는, 디지털 누산기로서 모델링될 수 있다.

[0070] 일례로, 이산-시간 AFC 루프 전달 함수는

(15) 이다.

이산-시간 AFC 루프 전달 함수는 SNR과 관련되지 않는다. 따라서, 이산-시간 AFC 루프는 모든 동작 C/N_o 범위, 예를 들면 20 내지 55 dB-Hz에 대해 안정적이다.

[0071] 위상 마진은 이산-시간 AFC 루프의 안정성 정도를 나타낸다. 위상 마진을 계산하기 위해,

(17)

로서 개방 루프 전달 함수를 유추한다.

로 설정하여,

(18)

로서 개방-루프 주파수 전달 함수를 얻을 수 있다.

[0072]

(19)

의 개방 루프 주파수 전달 함수의 크기를 얻기 위해 식(18)의 크기를 취한다.

일례로,

(20)

이 되도록

로 정의한다.

식(20)의 해가 구해지며(solve)

가 얻어진다. 도시된 것처럼,

는

에 가깝다.

[0073] 본 예에서 개방 루프 주파수 전달 함수의 위상은

이다. 그리고, 위상 마진은

이며, 이는 이산-시간 AFC 루프가 매우 좋은 안정성을 갖는다는 것을 의미한다.

[0074] 연속-시간 AFC 루프 전달 함수 H(s)로부터, 입력 주파수

에 대한 응답은 계차 방정식

(21)

에 의해 제어되며, 여기서

는 t의 함수로서의 입력 주파수이다.

[0075] 일례로, 1-Hz의 스텝(step) 입력으로, 제 2 차 AFC 루프의 스텝 응답은

(22)

이다. 1-Hz의 스텝(step) 입력의 존재시 정상-상태 에러는 제로이다.

[0076] 제 2 차 AFC 루프의 램프 응답은

(23)

이며 여기서, 입력 주파수

는 램프(ramp)이며

이다. 램프 응답은 입력 주파수

가 램프 함수로서 변할 때 정상-상태 주파수 에러가 없다는 것을 나타낸다.

[0077] 다이나믹 스트레스 에러는 도플러 다이나믹들 및 오실레이터 드리프트에 의해 야기되는 정상-상태 에러이며, 이는 열잡음에 의해 야기되는 지터(jitter)는 포함하지 않는다. 제 2 차 AFC 루프의 다이나믹 스트레스 에러

는,

(24)

로 계산되며, 여기서 R=범위(range)이다.

[0078] 제크(jerk) 다이나믹들이 존재할 때, 다이나믹 스트레스 에러는 제러가 아니다. 제 2 차 AFC 루프에 의해 허용될 수 있는 최대 제크 다이나믹들은

를 무한대로 설정함으로써 계산될 수 있다. 따라서,

는

보다 상당히 작아 무시할 수 있다.

[0079] 일례에서,

이다. 제 2 차 AFC 루프에 대해,

(25)이다.

해당 제크 다이나믹들은,

(26)이다.

3-Hz 잡음 대역폭을 갖는 최대 제크 톨러런스는

이다. 이러한 최대 제크 톨러런스는

에 해당하며, 이는 또한,

에 해당한다.

[0080] 도 2a에서, 또한 제 1 샘플 버퍼(210)는 이산-시간 퓨리에 변환(DFT) 엔진(220)을 통해 원하는 신호(115)의 1-ms 코히런트 I/Q 합들을 에너지 그리드(225)로 지향시킨다. 피크 프로세싱 및 에너지 그리드(225)는 Emilija M. Simic란 발명자에 의해 2008년 5월 30일자로 "Methods and Apparatuses for Processing Satellite Positioning System Signals"란 명칭으로 출원된 미국 특허 출원 12/130,520호에 추가로 개시되며, 상기 문헌의 내용들은 참조로 본 발명에 통합된다. 채널 제어기는 탐색기(205) 및 DFT 엔진(220) 하드웨어 제어를 관리한다. 모뎀 데이터 이동기(mover)는 제 1 샘플 버퍼(210)에서 탐색기의 1-ms 코히런트 I/Q 합들을 수집하며; 이러한 합들이 순차적으로 DFT 엔진(220)에 공급되고 처리되어 에너지 그리드(225)에 대한 증분 누산(incremental accumulation)이 전개된다.

[0081] 또한, DFT 엔진(220)의 모뎀 데이터 이동기는 단일 타겟 중심 탐색기 시간 빈(bin)으로부터 1-ms 코히런트 I/Q 샘플들을 추출하도록 프로그램된다. DFT 엔진(220)의 입력 메모리로부터의 전달(transfer)이 수행된다. 이는 코히런트 I/Q 데이터 수집의 소프트웨어 버든(software burden)을 감소시키고 제 1 샘플 버퍼(220)의 최소화를 허용한다.

[0082] 피크 프로세서(230)에서 유효(valid) 피크가 식별될 때 변경 명령(modify command)이 발행된다. 도 2a를 참조로, 변경 명령이 실행될 때, 탐색기(205)의 탐색 주파수는 탐색 주파수/위상 제어기(295)에 의해 재-중심설정된다. 중심 주파수 예측 기술은 주파수 드리프트로 인한 손실을 감소시킨다. 이전 탐색으로부터의 주파수 추적은 다음 세컨드(next second)의 중간으로 전파된다. 다음, 탐색기(205)는 다음 세컨드 추적(next second searching)의 재중심설정을 위해 상기 전파된 주파수를 이용한다. 이러한 기술은 주파수가 드리프트되지 않거나 또는 거의 일정한 레이트로 드리프트될 때, 정상-상태 경우들에 대해 최상의 장점을 제공한다.

[0083] 일례에서, 에너지 그리드(225)의 샘플링 기간은 공칭적으로 1초이며 적분 시간은 공칭적으로 940 내지 980ms이다. 이러한 차는 측정 제어기의 프로세싱 지연으로 인한 것이다. 원하는 신호(115)의 유효 피크가 발견되면, 에너지 그리드(225)는 측정 제어기 프로세싱의 완료시 제로로 설정(zeroed out)될 것이며, 이는 유효 피크가 발견될 때 측정 제어기에 의해 발행된 변경 명령에 의해 탐색기(205)가 재-중심설정될 수 있기 때문이다.

[0084] 에너지 그리드(225)로부터의 코히런트 I/Q 합 수집 인덱스들에 대해 동기화된 레퍼런스들은 추가의 프로세싱을 위해 피크 프로세서(230)에 제공된다. 코히런트 I/Q 합 리포트는 제 2 샘플 버퍼(215)의 개시시 탐색기(205)의 활성 주파수, 그리고 코히런트 I/Q 합 수집 동안 인가되는 (탐색기(205)의) 임의의 주파수 델타의 인덱스 및 크기를 식별한다. 이러한 정보는 코히런트 I/Q 합들이 임의의 순차적인 추적 루프 주파수 변형들에 대해 교정되게 허용하여 주파수 잘못된 로크 검출을 유도(drive)한다. 순차적 주파수 제어(240)는 탐색 주파수/위상 제어기(295) 및 AFC 상태 제어 유니트(245)에 대한 전체 제어를 제공한다.

[0085] 피크 프로세서(230)는 에너지 그리드(225)상에서의 풀(full) 피크 프로세싱을 수행하며 피크 프로세싱 결과들을 측정 제어기로 전송한다. 피크 프로세싱 결과들의 수신에 따라, 측정 제어기는 하기의 순차적 추적 루프 동작들을 수행한다:

[0086] 스텝 1 : 유효 피크가 식별되었는지 검사. 유효 피크는 교차 상관(cross correlation)의 결과는 아니지만 적분 시간의 함수인 선언된(declared) 임계치를 초과한다. 피크 프로세서(230)에 의해 제공된 피크 리포트는 주파수에서 분리된 2 피크들이 리포트되게 허용한다; 이는 에너지 그리드(225)가 교차 상관 재머(jammer)에 의해 오염될 때에도 제 2의 실제 피크의 식별을 허용한다.

[0087] 스텝 2: 유효 피크기 스텝 1에서 식별되지 않았다면, 최대 허용되는 적분 시간이 달성되었는지를 조사하기 위한 검사.

[0088] 스텝 2a: 최대 적분 시간 제한치가 도달되었다면, 적분 종료 및 전용 위성 리스트 로직 리샘플링. 현재의 위성 불활실성들이 전용 리스트 멤버쉽 요구조건들로 정렬되면, 차후 적분 시간이 개시된다.

[0089] 스텝 2b: 최대 적분 시간 제한치가 도달되지 않았다면, 적분을 지속하는 것이 허용된다.

[0090] 스텝 3 : 스텝 1에서 유효 피크가 식별된다면, 위성 측정 데이터베이스 업데이트. 특정 데이터 베이스 업테이트들은 다른 위성들의 교차 상관 테스트들을 스트로브(strobe)하며 위성 측정 차등 알고리즘을 구동시킨다. 에너지 그리드(225)에서 신호를 재-중심설정하고 채널 제어기로 전송하기 위해 요구되는 델타 캐리어 주파수 및 델타 코드 위상 변형들 계산.

[0091] 순차적 추적 루프 동작들이 완료된 후에, 측정 제어기는 제 2 샘플 버퍼(215)를 플러시(flush)한다. 이전의 순차적 루프 추적 활동에 기초한 초기 검사들은 데이터 플러싱(data flushing)이 이루어지기 이전에 수행된다.

[0092] 제 2 차 AFC 루프가 활성화되면, 적분 기간 중간 지점에 대해 참조되는 AFC 주파수 추정치와 순차적 루프 주파수 추정치를 비교함으로써 주파수 잘못된 로크에 대해 검사된다. 절대차가 12.5 Hz를 초과하면, 제 2 차 AFC 루프는 순차적 추적 루프 추정치와 소프트웨어 로테이터 값이 일치되게 정렬함으로써 재-중심설정된다. 부가적으로, 제 2 차 AFC 루프가 활성화되면, 활성 소프트웨어 로테이터에 대한 순차적 루프 변형들은 제 2 샘플 버퍼(215)로부터 제거되어야 한다. 제 2 차 AFC 루프가 개방되면 프로세싱은 수행되지 않는다.

[0093] 시뮬레이션 결과들

[0094] 수신된

및 주파수 램프의 가변 값들 하에 추적 루프 성능 및 비트 에러율(BER)에 대한 영향력(impact) 추정 및 추적 루프 함수 확인을 위한 시뮬레이션이 수행된다. 부가적으로, 시뮬레이션들은 프로세싱 레이턴시(latency)의 영향력을 정량화(quantify)한다.

[0095] 시뮬레이션은

, 수신된 신호 다이나믹들 및 프로세싱 지연의 구성(configuration)을 허용하는 매트랩(Matlab)에서 구성된다. 원시(raw) 및 전파된 측정 에러들이 추정되고, BER 분석이 추적되며, 잘못된 로크 검출 프로세싱도 측정된다. 시뮬레이션은 순차적 추적 루프 및 제 2 차 AFC 루프의 2가지 형태의 루프들의 오프-라인 프로세싱을 모방한다. 시뮬레이션 결과들이 도시되며 이는 0ms 내지 100ms의 프로세싱 레이턴시 루프들에는 차이가 없다는 것을 나타낸다.

[0096] 도 6은 35-Hz/sec 일정 주파수 램프에 대한 순차적 추적 루프 및 제 2 차 AFC 루프의 응답을 예시한다. 오프라인 주파수 델타 교정 방식은 순차적 추적 루프에 의해 적용되는 큰 주파수 스텝들은 제 2 차 AFC 루프와 충돌하지 않게 보장한다는 것이 주목된다.

[0097] 도 7은 ±4Hz/sec 내지 0Hz/sec 사이에서 전환되는 속도 프로파일(VPF1)에 대한 순차적 추적 루프 및 제 2 차 AFC 루프의 응답을 예시한다. 도 8은 ±35Hz/sec 내지 0Hz/sec 사이에서 전환되는 속도 프로파일(VPF2)에 대한 순차적 추적 루프 및 제 2 차 AFC 루프의 응답을 예시한다. 이러한 속도 프로파일들은 차량 다이나믹들(vehicle dynamics)의 존재시 루프 성능을 검증하기 위해 시뮬레이션에 이용된다.

[0098] 도 9는 몬테카를로(Monte Carlo) 시뮬레이션으로부터 유추된 23 내지 29 db-Hz의

범위에 대한 데이터 복조 함수들 및 추적의 BER 결과들을 예시한다. Hz/sec 및 35 Hz/sec의 주파수 램프들이 사용된다. 100ms(5 비트)의 프로세싱 레이턴시가 사용된다. BER 성능은 대략 0.15dB만큼 이상 곡선과 차이 난다.

[0099] 이러한 시뮬레이션들 동안 관찰된 잘못된 로크 반응이 도 10에 예시된다. 추적 성능의 측정은 관찰가능한 주파수에서의 에러로부터 유추될 수 있다. 순차적 추적 루프 및 제 2 차 AFC 루프에 대해 관찰된 주파수 에러의 표준 편차들은 도 11에 도시된다.

[00100] 도 12는 VPF2 속도 프로파일에 대해 상이한 프로세싱 지연들을 갖는 비트 에러율을 예시한다. 도 13은 상이한 프로세싱 지연들을 갖는 주파수 에러 표준 편차를 예시한다. 도 12 및 도 13으로부터, 0 ms 내지 100 ms 프로세싱 레이턴시 루프들에는 차이가 없다.

[00101] 개시된 양상들에 대한 이전의 설명은 임의의 당업자가 본 발명을 구성 또는 사용할 수 있게 하기 위해 제공된다. 이러한 양상들에 대한 다양한 변경들을 당업자들은 쉽게 인식할 것이며, 본 발명에 개시된 일반적 원리들은 본 발명의 범주 및 사상을 이탈하지 않고 다른 양상들에 적용될 수 있다.

Claims

추적(tracking) 및 데이터 복조(data demodulation)를 위한 수신기로서,
I/Q(in-phase/quadrature) 데이터를 제공하기 위한 출력을 갖는 기저대역 혼합기(baseband mixer);
가변 적분 시간(variable integration time)을 이용하여 원하는 신호를 순차적으로 추적하기 위한 순차적 추적 유니트(unit) ― 상기 순차적 추적 유니트는:
상기 I/Q 데이터를 수신하기 위해 상기 기저대역 혼합기의 상기 출력과 연결되는 입력을 포함하며 가변 적분 시간을 사용하는 적분기(integrator);
상기 적분기에 연결되는 피크 프로세서; 및
조정(adjustment) 신호를 제공하기 위해 상기 피크 프로세서에 연결되는 제어기
를 포함함 ―; 및
상기 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하기 위한 자동 주파수 제어(AFC) 루프 모듈 ― 상기 AFC 루프 모듈은,
상기 I/Q 데이터를 수신하기 위해 상기 기저대역 혼합기의 상기 출력과 연결되는 데이터 입력부;
상기 조정 신호를 수신하기 위해 상기 제어기에 연결되는 제어 입력부; 및
상기 원하는 신호를 복조시키기 위한 데이터 복조 유니트
를 포함함 ―
를 포함하는, 추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 순차적 추적 유니트는,
탐색기 주파수 델타(searcher frequency delta)를 추정하고 상기 탐색기 주파수 델타를 상기 AFC 루프 모듈에 입력하는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 2 항에 있어서,
상기 수신기는 글로벌 네비게이션 위성 시스템(GNSS) 수신기이며, 그리고 상기 원하는 신호는 위성으로부터 발생되는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 AFC 루프 모듈은,
상기 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하기 위한 오프라인 소프트웨어를 이용하는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 데이터 복조 유니트는 상기 원하는 신호의 동작 범위에 걸쳐 복조하는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 순차적 추적 유니트는 가변(variable) 대역폭들을 사용하는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 AFC 루프 모듈은,
잘못된 로크(False Lock)가 검출될 경우 비활성화되고(deactivated) 재정렬되는(realigned),
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 7 항에 있어서,
상기 잘못된 로크는 상기 AFC 루프 모듈에 의해 검출되는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 1 항에 있어서,
상기 순차적 추적 유니트는 탐색기 중심 주파수를 포함하며, 그리고 상기 순차적 추적 유니트는 추정 주파수를 생성하기 위해 상기 원하는 신호의 제 1 주파수를 추정하는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 9 항에 있어서,
상기 순차적 추적 유니트는,
예측 주파수를 생성하기 위해 상기 추정 주파수에 기초하여 상기 원하는 신호의 제 2 주파수를 예측하는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 10 항에 있어서,
상기 순차적 추적 유니트는,
상기 예측 주파수와 상기 탐색기 중심 주파수 간의 차이를 기초로 하여 현재(current) 탐색기 주파수 델타(delta)를 추정하는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 11 항에 있어서,
상기 탐색기 주파수 델타는 코히런트(coherent) I/Q 합을 교정하는데 사용되는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 12 항에 있어서,
상기 수신기는 글로벌 네비게이션 위성 시스템(GNSS) 수신기이며,
상기 원하는 신호는 위성으로부터 발생되는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기로서,
I/Q(in-phase/quadrature) 데이터를 생성하기 위해 제 1 신호와 제 2 신호를 혼합하기 위한 수단;
가변 적분 시간(variable integration time)을 이용하여 원하는 신호를 순차적으로 추적하기 위한 수단 ― 상기 순차적으로 추적하기 위한 수단은,
적분된 데이터를 형성하기 위해 상기 I/Q 데이터를 적분하기 위한 수단;
상기 적분된 데이터의 피크를 검출하기 위한 수단; 및
조정(adjustment) 신호를 제어하기 위한 수단
을 포함함 ―; 및
상기 조정 신호에 기초하여 상기 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하기 위한 수단; 및
상기 원하는 신호를 복조하기 위한 수단
을 포함하는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
제 14 항에 있어서,
상기 자동 주파수 제어를 수행하기 위한 수단은,
잘못된 로크가 검출될 경우 비활성화 및 재정렬시키기 위한 수단을 포함하는,
추적 및 데이터 복조를 위한 수신기.
원하는 신호를 추적하기 위한 수신기를 위한 방법으로서,
I/Q(in-phase/quadrature) 데이터를 생성하기 위해 제 1 신호와 제 2 신호를 혼합하는 단계;
가변 적분 시간을 이용하여 상기 원하는 신호를 순차적으로 추적하는 단계 ― 상기 순차적으로 추적하는 단계는:
적분된 데이터를 형성하기 위해 상기 I/Q 데이터를 적분하는 단계;
상기 적분된 데이터의 피크를 검출하는 단계; 및
조정 신호를 제어하는 단계
를 포함함 ―;
상기 조정 신호에 기초하여 상기 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하는 단계; 및
상기 원하는 신호를 복조시키는 단계
를 포함하는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 16 항에 있어서,
상기 원하는 신호는 글로벌 위치결정 시스템(GPS) 위성으로부터 발생되는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 16 항에 있어서,
상기 순차적으로 추적하는 단계는 탐색기 주파수 델타를 추정하는 단계를 포함하며,
상기 자동 주파수 제어를 수행하는 단계는 상기 탐색기 주파수 델타를 사용하는 단계를 포함하는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 16 항에 있어서,
상기 순차적으로 추적하는 단계는 범위 및 도플러 디멘션(dimension)들을 통해 탐색하는 단계를 포함하는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 16 항에 있어서,
입력 신호를 수신하는 단계; 및
상기 입력 신호로부터 상기 원하는 신호를 획득하는 단계
를 더 포함하며, 상기 입력 신호의 소스는 AFLT(advanced forward link trilateration)에 대하여 사용되는 위성 위치결정 시스템(SPS) 소스이며, 그리고 상기 수신하는 단계 및 상기 획득하는 단계는 상기 혼합하는 단계 이전에 수행되는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 16 항에 있어서,
입력 신호를 수신하는 단계; 및
상기 입력 신호로부터 상기 원하는 신호를 획득하는 단계
를 더 포함하며, 상기 입력 신호의 소스는 AFLT(advanced forward link trilateration)에 대하여 사용되는 지상 소스(terrestrial source)이며, 그리고 상기 수신하는 단계 및 상기 획득하는 단계는 상기 혼합하는 단계 이전에 수행되는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 16 항에 있어서,
상기 복조시키는 단계는 상기 원하는 신호의 동작 범위에 걸쳐 복조시키는 단계를 포함하는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 16 항에 있어서,
상기 순차적으로 추적하는 단계는 가변 대역폭들을 사용하는 단계를 포함하는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 16 항에 있어서,
상기 자동 주파수 제어를 수행하는 단계는,
잘못된 로크가 검출될 경우 비활성시키고 재정렬하는 단계를 포함하는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 24 항에 있어서,
상기 자동 주파수 제어를 수행하는 단계는 상기 잘못된 로크를 검출하는 단계를 포함하는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 16 항에 있어서,
상기 순차적으로 추적하는 단계는:
탐색기 중심 주파수를 사용하는 단계; 및
추정 주파수를 생성하기 위해 상기 원하는 신호의 제 1 주파수를 추정하는 단계
를 포함하는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 26 항에 있어서,
상기 순차적으로 추적하는 단계는:
예측 주파수를 생성하기 위해 상기 추정 주파수에 기초하여 상기 원하는 신호의 제 2 주파수를 예측하는 단계를 더 포함하는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 27 항에 있어서,
상기 순차적으로 추적하는 단계는,
상기 예측 주파수와 상기 탐색기 중심 주파수 간의 차이에 기초하여 탐색기 주파수 델타를 추정하는 단계를 더 포함하는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
제 28 항에 있어서,
코히런트 I/Q 합을 교정하기 위해 상기 탐색기 주파수 델타를 사용하는 단계를 더 포함하는,
원하는 신호를 추적하기 위한 방법.
프로그램 코드가 저장된 컴퓨터-판독가능 매체로서,
상기 프로그램 코드는:
가변 적분 시간을 이용하여 원하는 신호를 순차적으로 추적하기 위한 프로그램 코드 ― 상기 순차적으로 추적하기 위한 프로그램 코드는,
적분된 데이터를 형성하기 위해 I/Q(in-phase/quadrature) 데이터를 적분하기 위한 프로그램 코드;
상기 적분된 데이터의 피크를 검출하기 위한 프로그램 코드; 및
조정 신호를 제어하기 위한 프로그램 코드
를 포함함 ― ;
상기 조정 신호에 기초하여 상기 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하기 위한 프로그램 코드; 및
상기 원하는 신호를 복조시키기 위한 프로그램 코드
를 포함하는,
컴퓨터-판독가능 매체.
제 30 항에 있어서,
탐색기 주파수 델타를 추정하며, 그리고 자동 주파수 제어를 수행하기 위해 상기 탐색기 주파수 델타를 입력하기 위한 프로그램 코드를 더 포함하는,
컴퓨터-판독가능 매체.
제 31 항에 있어서,
상기 원하는 신호는 글로벌 위치결정 시스템(GPS) 위성으로부터 발생되는,
컴퓨터-판독가능 매체.
원하는 신호를 추적하기 위한 수신기로서,
프로세싱 시스템을 포함하며,
상기 프로세싱 시스템은:
I/Q(in-phase/quadrature) 데이터를 생성하기 위해 제 1 신호와 제 2 신호를 혼합하고;
가변 적분 시간을 이용하여 상기 원하는 신호를 순차적으로 추적하며
― 상기 순차적으로 추적하는 동작은:
적분된 데이터를 형성하기 위해 상기 I/Q 데이터를 적분하는 동작;
상기 적분된 데이터의 피크를 검출하는 동작; 및
조정 신호를 제어하는 동작
을 포함함 ―;
상기 조정 신호에 기초하여 상기 원하는 신호의 자동 주파수 제어를 수행하며; 그리고
상기 원하는 신호를 복조시키도록 구성되는,
원하는 신호를 추적하기 위한 수신기.