KR101086148B1 - 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일­스테이지 고립형 고 역률 ａｃ／ｄｃ 컨버터 - Google Patents

누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일­스테이지 고립형 고 역률 ａｃ／ｄｃ 컨버터 Download PDF

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Abstract

누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터는, 전원 공급을 스텝-다운 또는 스텝-업하는 벅-부스트 회로; 상기 스텝-다운 또는 스텝-업된 전원 공급을 변환시키기 위하여 상기 벅-부스트 회로에 전기적으로 연결된 변압기; 상기 벅-부스트 회로에 전기적으로 연결된 스위치; 및 상기 벅-부스트 회로에 전기적으로 연결된 입력 캐패시터 및 상기 변압기에 의해 변환된 전원 공급을 출력하는 출력 회로를 포함한다. 상기 스위치가 컷 오프되면, 상기 벅-부스트 회로는 상기 변압기의 누설 인덕터에 저장된 에너지를 상기 입력 캐패시터로 되돌아가게 하는 에너지 복원경로를 제공한다. 플라이백 컨버터 또는 순 방향 컨버터에서 변압기의 누설 인덕터에 저장된 에너지는 상기 에너지 복원경로를 통해 입력 캐패시터로 되돌아 간다. 변압기의 누설 인덕터에 의해 일어난 문제는 추가적인 소자를 사용함 없이 해결된다.
전원 공급, 벅-부스트 회로, 변압기, 스위치, 플라이백 컨버터, 순 방향 컨버터

Description

누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일­스테이지 고립형 고 역률 ＡＣ／ＤＣ 컨버터{SINGLE-STAGE ISOLATED HIGH POWER FACTOR AC/DC CONVERTER WITH LEAKAGE INDUCTOR ENERGY RECOVERY FUNCTION}
본 발명은 AC/DC 컨버터에 관한 것으로, 특히 누설 인덕터(leakage inductor) 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률(single-stage isolated high power factor) AC/DC 컨버터에 관한 것이다.
종래의 AC/DC 컨버터는 일반적으로 다음 구조를 가진다: 부스트 컨버터, 벅 컨버터(buck converter), 또는 벅-부스트(buck-boost) 컨버터는 제 1 스테이지 역률 보정(power factor correction)(PFC) 회로로서 사용되고, 순 방향 컨버터(forward converter) 또는 플라이백 컨버터(flyback converter)는 제 2 스테이지 구동 회로로서 사용되어, 전기 절연(electrical isolation)을 이루고 출력 전압을 설정 레벨(set level)로 전환하고, 이로써, 부하를 구동하는 안정한 전압을 제공한다. 종래의 2 개의 스테이지 구조에 대해서, 제어에 무관한 2 개의 컨버터 회로들이 요구되어서 회로 단가가 높아지고; 한편, 2개의 전원 전환(power conversion) 스테이지들도 낮은 회로 효율을 일으킬 수 있다.
도 1은 종래 기술에 있어서, 벅-부스트 PFC 회로 및 플라이백 컨버터를 포함하는 2 개의 스테이지 고립형 고 역률(power factor) AC/DC 컨버터를 도시한다. 2 개의 스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터는 플라이백 컨버터(140) 및 벅-부스트 PFC 회로(130)에 의해 형성되고, 그리고 AC 전원 공급(Vac)를 필터링하는 필터 회로(110)를 포함한다. 필터 회로(110)는 필터 인덕터(Lf) 및 필터 캐패시터(Cf)에 의해 형성된다. 필터링된 전원 공급은 다이오드들(Dr1, Dr2, Dr3 및 Dr4)에 의해 형성된 정류 회로(120)에 의해 정류된다. 벅-부스트 PFC 회로(130)는 인덕터(Lb), 캐패시터(Cdc), 다이오드(D) 및 스위치(S1)에 의해 형성된다. 플라이백 컨버터(140)는 스위치(S2)의 고-주파수 스위칭을 통해 캐패시터(Cdc)로부터 에너지를 추출하고 변압기(T)를 통해 2 차 측에 상기 에너지를 전달하고, 이로써, 전압 레벨을 변화시키고, 전기 절연을 이룬다. 벅-부스트 PFC 회로는 스위치(S1)의 고-주파수 스위칭을 통해 입력 전류를 제어하여, 이로써, PFC 효과를 이룬다. 출력 정류기(Do) 및 출력 캐패시터(Co)는 필터링을 위해 사용된다.
도 2는 종래 기술에 있어서, 벅-부스트 PFC 회로 및 순 방향 컨버터를 포함하는 2 개의 스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터를 도시한다. 이 도면에서 사용된 동일 번호는 도 1의 동일 부품으로 언급된다.
순 방향 컨버터(141)는 스위치(S2)의 고-주파수 스위칭을 통해 캐패시터(Cdc)로부터 에너지를 추출하고, 변압기를 통해 2차 측에 상기 에너지를 전달하고, 이로써, 전압 레벨을 변화시키고, 전기 절연을 이룬다. 벅-부스트 PFC 회로는 스위치(S1)의 고-주파수 스위칭을 통해 입력 전류를 제어하여, 이로써, PFC 효과를 이룬다.
전류 PFC 회로들은 수십 내지 수백 kHz 주파수 영역에서 동작하고, 입력 전원 공급 및 부하에서 상당한 범위의 변화를 가능케 하여, 고조파 왜곡을 대부분 억제하지 못할 수 있고 일정한(unity) 역률을 가질 수 있다. DC/DC 컨버터의 기본 회로 구조는 에너지 저장 인덕터 및 능동 스위치의 상대 위치들에 따른 6 개의 기본 타입, 즉, 벅 컨버터, 부스트 컨버터, 벅-부스트 컨버터, 쿡(Cuk) 컨버터, SEPIC 컨버터, 및 Zeta 컨버터로 분류될 수 있다. 부스트 및 벅-부스트 회로 구조물들은 PFC를 실행하기에 적절하다. 에너지 저장 인덕터는 연속 전류 모드(CCM) 또는 불연속 전류 모드(DCM)에서 동작해도 상관없어서 높은 역률 보정이 이루어질 수 있다. 동일한 출력 파워에 있어서, DCM에서 동작하는 인덕터는 CCM에서 동작하는 인덕터보다 더 큰 피크(peak) 전류를 가진다. 파워가 더 높고, 피크 전류가 더 높아지고, 이에 따라서 회로의 스위칭 손실은 증가한다. 그러므로, CCM은 높은 파워 출력에 적절하다. 그러나, 인덕터가 CCM에서 동작할 시, 제어 회로는 실시간으로 입력 전압, 인덕터 전류 및 출력 전압 사이의 관계를 검출해야 해서, 이로써 회로는 복잡하다. 추가적으로, 스위칭 주파수 및 스위치의 듀티 비(duty ratio)는 입력 전압 주기마다 일정하게 변화되어야만 한다. PFC 회로 및 제 2-스테이지 컨버터가 단일-스테이지 구조로 집적화되어야 할 필요가 있는 경우, PFC 회로의 스위치 소자들 및 제 2-스테이지 컨버터는 동일한 스위칭 주파수 및 듀티 비를 가져야 한다. 그러므로, PFC 회로가 CCM에서 동작할 시, PFC 회로는 제 2 스테이지 컨버터로 집적화되기에 적절하지 않다. 이와 달리, 벅-부스트 PFC 컨버터에 있어서, 스위칭 주파수 및 스위치 소자의 듀티 비가 입력 전원 공급 주기 마다 일정하게 유지되는 경우, 인덕터가 DCM에서 동작할 시 PFC 기능은 손쉽게 이루어질 수 있다.
그러나, 플라이백 컨버터가 사용될 시, 변압기의 누설 인덕터는 플라이백 컨버터의 회로의 동작 원리 및 설계로 인해 크기 때문에, 많은 에너지가 변압기의 누설 인덕터에 저장된다. 도 1에 있어서, 플라이백 컨버터의 능동 스위치(S2)가 변압기의 2차 측에 에너지를 전달하기 위해 컷 오프(cut off)되면, 변압기의 1차 측에서 누설 인덕터에 저장된 에너지를 방출하는 방식은 없다. 이 시점에서, 큰 서지(surge)가 발생되어, 중요한 회로가 손실되게 하고, 이로써 회로 효율을 감소시킨다. 그러므로, 요즘에, 많은 연구원들이 변압기의 1 차 측에서 누설 인덕터에 저장된 에너지의 방출을 연구하기 위해 전념하고 있고, 많은 방법들, 예를 들면, "능동 클램프(active clamp)" 등의 기술을 제안하고 있다. 능동 클램프 기술은 클램핑(clamping) 캐패시터를 사용함으로써, 변압기의 1차 측에서 누설 인덕터에 저장된 누출 에너지를 포획하고, 그 후 상기 에너지를 부하에 대해 재생하여 이용하여, 시스템을 통해 입력 말단으로 다시 되돌아가게 하고, 이로써 거의 손실이 없는 버퍼를 발생시킨다. 상기와 같이, 플라이백 컨버터의 누설 인덕터에 의해 일어난 문제는 해결될 수 있고, 회로 효율은 크게 향상될 수 있다. 그러나, 능동 클램프 기술은, 회로 단가를 증가시키고 제어를 복잡하게 하는 적어도 하나의 능동 스위치 및 하나의 캐패시터가 추가되는 것을 요구한다.
게다가, 도 1 및 도 2의 설계들은 2 개의 제어 회로들 및 2 개의 능동 스위치들을 필요로 하기 때문에, 회로 단가는 더 증가된다.
전류 AC/DC 컨버터들을 개선하기 위해서, 상기 AC/DC 컨버터들은 높은 역률, 높은 회로 효율, 더 적은 회로 소자들 및 더 낮은 단가를 가지도록, 본 발명은 플라이백 컨버터 또는 순 방향 컨버터를 가진 벅-부스트 회로를 증가시키는 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터에 관한 것이고, 또한 부하(예를 들면, LED)를 구동시키기 위해 회로 등을 사용한 구동 회로에 관한 것이기도 하여, 역률 보정(PFC)을 이루고, 효율을 개선시키고, 회로 단가를 감소시킨다. 본 발명의 실시예에 따른 단일-스테이지 컨버터 회로는 회로에서의 변압기의 누설 인덕터에 저장된 에너지를 입력 캐패시터로 되돌아가게 할 수 있고, 이로써, 전환 효율을 개선시킬 수 있다.
누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터가 구비되고 상기 AC/DC 컨버터는: 스텝-다운(step-down) 또는 전원 공급(power supply)을 스텝-다운하는 벅-부스트 회로; 상기 스텝-다운 또는 스텝-업(step-up)된 전원 공급을 변환시키기 위하여 상기 벅-부스트 회로에 전기적으로 연결된 변압기; 상기 벅-부스트 회로에 전기적으로 연결된 스위치; 및 상기 벅-부스트 회로에 전기적으로 연결된 입력 캐패시터; 및 상기 변압기에 의해 변환된 전원 공급을 출력하는 출력 회로를 포함한다. 상기 스위치가 컷 오프되면, 상기 벅-부스트 회로는 상기 변압기의 누설 인덕터에 저장된 에너지를 상기 입력 캐패시터 로 되돌아가게 하는 에너지 복원경로를 제공한다.
본 발명에 있어서, 플라이백 컨버터 또는 순 방향 컨버터에서 변압기의 누설 인덕터에 저장된 에너지는 상기 에너지 복원경로를 통해 입력 캐패시터로 되돌아 간다. 이로써, 플라이백 컨버터 또는 순 방향 컨버터에서 변압기의 누설 인덕터에 의해 일어난 문제는 추가적인 소자를 사용함 없이 해결될 수 있고, 이에 따라 회로 효율을 개선시킬 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 AC/DC 컨버터 회로는 전기 절연의 이점을 가질 뿐만 아니라 높은 역률, 높은 효율 및 낮은 단가(회로 소자들을 감소시킴)에 대한 산업에서의 요건들을 충족시킬 수 있다.
본 발명의 실시예에 따른 AC/DC 컨버터 회로는 안전한 설명의 PFC 요건들을 만족시킬 뿐만 아니라, 변압기를 통해 (안전한 설명에 따른) 전기 절연, 다-권취 출력 및 전압 레벨 조정의 기능들을 이룰 수도 있고, 다양한 AC 전압을 인가할 수 있고, 이로써, 주 전압이 불안정하거나 갑작스럽게 떨어질 시 불안정한 출력을 방지할 수 있다. 추가로, 상기 PFC 회로는 단일-스테이지 컨버터 회로 내로 전원 전환 회로와 함께 집적화됨에 따라, 회로 구조는 간단해지고, 상기 회로에 사용된 소자들의 수는 감소되고, 이로써 단가는 감소된다.
본 발명의 실시예에 따라서, PFC 회로가 단일-스테이지 컨버터 회로로 전원 전환 회로와 함께 집적화됨에 따라, 하나의 전원 전환 스테이지는 생략되고, 이로써 전환 효율은 개선된다. 2 개의 스테이지 구조와 비교해보면, 단일-스테이지 구 조에서의 회로가 제어하기 쉽고, 2 개의 스테이지 LC 필터링을 사용하고, 그리고 매우 낮은 리플(ripple) 전압을 출력한다.
요약의 목적에 있어서, 본 발명의 여러 실시예들의 몇몇 양태들, 이점들 및 특징들은 이 요약문에서 기술된다. 이러한 요약된 양태들, 이점들 및 특징들의 의 전체(또는 일부)가 본 발명의 특정 실시예에서 반드시 구현될 필요는 없다. 이렇게 요약된 양태들, 이점들 및 특징 및 다른 양태들, 이점들 및 특징들은 다음의 상세한 설명 및 첨부된 청구항으로부터 완전하게 명백해질 수 있다.
본 발명의 상세한 특징들 및 이점들은 다음 실시예들을 통해 더 자세하게 이하에서 기술되고, 상세한 설명의 내용은 본 발명의 기술 내용을 이해하기 위해 그리고 이에 따라서 본 발명을 실행하기 위해 기술분야의 당업자에게는 충분하다. 본 명세서, 청구항 및 도면의 내용에 기초하여, 기술 분양의 당업자는 본 발명의 목적 및 이점을 손쉽게 이해할 수 있다. 다음 실시예들은 본 발명을 더 상세하게 기술되는 의도이지만, 본 발명의 권리 범위를 여러 방식으로 한정하기 위한 의도는 아니다.
도 3은 본 발명에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터를 도시하고 있고, 이는 부하(250)를 구동하는 플라이백 변압기에 적용된다. 전형적인 실시예에 있어서, 상기 AC/DC 컨버터는 필터 회로(210), 정류 회로(220), 입력 캐패시터(Cin), 벅-부스트 회로(230), 스위치(S1), 변압기(Tb) 및 출력 회로(240)에 의해 형성된다. 이 실시예에 있어서, 스위 치(S1), 변압기(Tb) 및 출력 회로(240)는 플라이백 컨버터를 형성한다.
벅-부스트 회로(230)는 스텝-다운 또는 전원 공급을 스텝-다운하기 위해 사용된다. 이 실시예에 있어서, 전원 공급은 필터 회로(210)에 의해 필터링되고 정류 회로(220)에 의해 정류되는 AC 전원 공급(Vac)이다. 벅-부스트 회로(230)는 인덕터(L1), 캐패시터(C1) 및 정류기(Db)에 의해 형성된다. 인덕터(L1) 및 캐패시터(C1)는 직렬로 연결된다. 정류기(Db)는 직렬로 연결된 인덕터(L1) 및 캐패시터(C1)에 병렬로 연결된다. 변압기(Tb)는 스텝-다운 또는 스텝-업된 전원 공급을 변환시키는 벅-부스트 회로(230)에 전기적으로 연결된다. 스위치(S1)는 벅-부스트 회로(230)에 전기적으로 연결된다. 입력 캐패시터(Cin)는 벅-부스트 회로(230)에 전기적으로 연결된다. 출력 회로(240)는 변압기(Tb)에 의해 변형된 전원 공급을 부하(250)에 출력하기 위해 사용된다. 스위치(S1)가 컷 오프되면, 벅-부스트 회로(230)는 변압기(Tb)의 누설 인덕터에 저장된 에너지를 입력 캐패시터(Cin)로 되돌아가게 하기 위해 에너지 복원경로를 구비한다. 상기 에너지 복원경로는 정류기(Db)에 의해 형성된다. 실시예에 있어서, 정류기(Db)는 다이오드일 수 있고, 그리고 명확하게는 BJT, MOSFET, 또는 SCR 등의 정류 기능을 가진 것으로 적합하게 구성된 소자일 수도 있다.
필터 회로(210)는 필터 인덕터(Lf) 및 필터 캐패시터(Cf)에 의해 형성되고, 그리고 컨버터의 입력 전류의 고-주파수 구성요소를 제거하기 위해 사용될 수 있어서, 입력 전류가 저-주파수의 형태로 되는데, 그 이유는 입력 전압과 동일한 위상을 가진 파(wave) 때문이다.
정류 회로(220)는 적어도 하나의 정류기에 의해 형성되고, 이 실시예에서 다이오드들(Dr1-Dr4)에 의해 형성된 풀-브릿지(full-bridge) 정류 회로이다. 명확하게, 다른 형태의 정류 회로들도 사용될 수 있다. 다이오드들뿐만 아니라, 정류 회로는 BJT들, MOSFET들 및 SCR들 등의 소자들에 의해 형성될 수도 있다.
게다가, Lm1 및 Lm2 각각은 플라이백 컨버터의 변압기의 1차 측 및 2차 측에서 자화된 인덕터들이다. Llk는 1차 측에 나타난(reflected) 플라이백 컨버터의 변압기의 총 누설 인덕터이다.
출력 회로(240)는 출력 정류기(예를 들면, 다이오드)(Do) 및 출력 캐패시터(Co)에 의해 형성된다. 정류기(Do)는 BJT, MOSFET, 또는 SCR 등의 정류 기능을 가진 것으로 적합하게 구성된 소자일 수도 있다.
본 발명의 AC/DC 컨버터는 벅-부스트 회로 및 플라이백 컨버터를 집적화시키고, 에너지 복원경로로서 벅-부스트 회로의 프리-휠링(free-wheeling) 정류기를 사용한다. 이 실시예에 있어서, 프리-휠링 정류기는 플라이백 컨버터의 변압기의 누설 인덕터에서 저장된 에너지를 입력 캐패시터로 되돌아가게 하는 공통 다이오드(프리-휠링 다이오드)이다. 상기와 같은 방식으로, 플라이백 컨버터의 변압기의 누설 인덕터에 의해 일어난 문제점은 추가적인 소자 사용의 필요없이 해결될 수 있으면서, 필요한 스위치들의 수도 감소되고, 이로써 회로 효율을 개선시킬 수 있다. 이 실시예에 있어서, 다이오드는 예를 들면 일례를 위한 것이며, 명확하게는 BJT, MOSFET, 또는 SCR 등의 다른 소자들이 정류기로서 사용될 수도 있다.
다음으로, 본 발명의 단일-스테이지 고립형 고 역률 플라이백 AC/DC 컨버터 의 동작 원리를 설명할 것이다. 필터 회로(210)에 있어서, 필터 인덕터(Lf) 및 필터 캐패시터(Cf)가 컨버터의 입력 전류의 고-주파수 구성요소를 필터링하기 위해서만 사용되고 컨버터의 동작에 아무런 영향을 미치지 못하기 때문에, 이에 대한 설명은 생략한다.
PFC를 이루기 위해, 벅-부스트 회로의 인덕터(L1)는 DCM에서 동작되는 한편, 플라이백 컨버터는 이에 국한되지 않고, 즉, DCM 또는 CCM에서 동작될 수 있다. 벅-부스트 회로 및 플라이백 컨버터 모두가 DCM에서 동작될 시, 회로는 파워 스위치 소자들 및 다이오드들의 전도 상태에 따라서 각 고-주파수 주기에서 4 개의 동작 모드들을 가질 수 있다. 각 동작 모드의 등가 회로는 도 4A 내지 도 4E에서 도시되고, 이론적인 파형들은 도 5A 내지 도 5B에서 도시된 바와 같다. 도 4A 내지 도 4E에 있어 회로의 설명을 간단히 하기 위해서, Vrec는 정류된 전원 공급을 나타내기 위해 사용되고, 그리고 필터 인덕터(Lf), 필터 캐패시터(Cf) 및 다이오드들(Dr1, Dr2, Dr3 및 Dr4)은 도시되지 않았다. 게다가, 이해를 도모하기 위해, 다른 참조 번호 또한 생략하였고, 각 모드에서 동작되지 않은 소자들은 점선으로 나타내었다. 여기에서, 그리고 다음의 설명에서, Vgs는 스위치(S1)의 구동 신호를 나타내고 Irec는 정류된 전류를 나타낸다.
(1) 동작 모드 I(스위치(S1)가 켜짐):
스위치(S1)가 켜질 시, 정류된 입력 전압(Vrec)은 인덕터(L1)에 걸쳐 인가되고, 인덕터 전류(iL1)는 제로로부터 선형으로 증가되기 시작하고, 전류(iL1)의 증가비는 입력 전압(Vrec)에 비례한다. 한편, 벅-부스트 회로의 캐패시터(C1) 상의 전압은 변압기(Tb)의 1 차 측에서 자화된 인덕터(Lm1)에 걸쳐 인가되고 1 차 측의 인덕터 전류(iLm1)도 제로로부터 선형으로 증가되기 시작한다. 이 시점에서, 인덕터 전류(iL1) 및 인덕터 전류(iLm1)는 동시에 스위치(S1)를 통해 흐른다. 스위치(S1)가 컷 오프되는 순간에, 인덕터 전류(iL1) 및 인덕터 전류(iLm1) 모두는 이 주기의 피크에 이른다.
(2) 동작 모드 II(스위치(S1)가 컷 오프됨):
스위치(S1)가 컷 오프되면, 인덕터(L1)는 전류 경로를 유지시키고, 상기 인덕터(L1)에 저장된 에너지는 정류기(Db)를 통해 캐패시터(C1)로 방출하고, 그리고 인덕터 전류(iL1)는 피크로부터 떨어지기 시작한다. 한편, 플라이백 컨버터 또한 변압기의 2 차 측으로 에너지를 커플링(couple)시키고, 출력 캐패시터(Co) 및 부하(250)에 에너지를 방출시키고, 2 차 측의 커플링된 인덕터 전류(iLm2) 또한 피크로부터 떨어지기 시작한다. 추가적으로, 이 시점에서, 플라이백 컨버터의 변압기의 누설 인덕터(Llk)에 저장된 에너지는 정류기(Db)를 통해 입력 캐패시터(Cin)로 되돌아 갈 수도 있다.
이 시점에서, 벅-부스트 회로 및 플라이백 컨버터 모두가 DCM에서 동작되고, 인덕터 전류(iL1)의 피크가 입력 전압에 비례함에 따라, 인덕터 전류(iL1)는 인덕터 전류(iLm2) 보다 더 일찍 또는 더 늦게 제로로 떨어질 수 있다. 상기 인덕터 전류(iLm2)가 제로로 떨어지지만 상기 인덕터 전류(iL1)가 제로로 떨어지지 않을 시, 동작 모드 III-a로 진입한다. 상기 인덕터 전류(iL1)가 제로로 떨어지지만 상기 인덕터 전류(iLm2)가 제로로 떨어지지 않을 시, 동작 모드 III-b로 진입한다.
(3) 동작 모드 III-a(입력 전압이 높을 경우):
동작 모드 III-a에서, 인덕터 전류(iLm2)는 동작 모드 II에서 제로로 떨어지고, 그리고 인덕터 전류(iL1)도 연속적으로 떨어진다. 인덕터(L1)가 DCM에서 동작함에 따라서, 인덕터 전류(iL1)는 스위치(S1)가 다시 켜지기 전에 제로로 떨어지고, 그리고 이 시점에서, 동작 모드 IV로 진입한다.
(4) 동작 모드 III-b(입력 전압이 낮을 경우):
인덕터 전류(iL1)가 동작 모드 II에서 제로로 떨어지고 Lm2도 DCM에서 동작하기 위해 설계됨에 따라서, 인덕터 전류(iLm2)만 이 시점에서 연속적으로 떨어진다. 인덕터 전류(iLm2)도 제로로 떨어지면, 동작 모드 IV로 진입한다.
(5) 동작 모드 IV:
이 시점에서, 어떤 전류도 인덕터(L1) 또는 인덕터(Lm1)를 통해 흘러가지 않고, 출력 캐패시터(Co)만 에너지를 부하(250)에 제공한다. 스위치(S1)가 다시 켜질 시, 회로는 동작 모드 I에서 동작을 반복한다.
벅-부스트 회로가 DCM에서 동작되고, 플라이백 컨버터가 CCM에서 동작될 시, 회로는 파워 스위치 소자들 및 다이오드들의 전도 상태에 따라서 각 고-주파수 주기에서 3 개의 동작 모드들을 가질 수 있다. 각 동작 모드의 등가 회로는 도 6A 내지 도 6C에서 도시되고, 그리고 이론적인 파형은 도 7에서 도시된다.
(1) 동작 모드 I(스위치(S1)가 켜짐):
스위치(S1)가 켜질 시, 정류된 입력 전압(Vrec)은 인덕터(L1)에 걸쳐 인가되고, 인덕터 전류(iL1)는 제로로부터 선형으로 증가되기 시작하고, 전류(iL1)의 증 가비는 입력 전압에 비례한다. 한편, 벅-부스트 회로의 캐패시터(C1) 상의 전압은 플라이백 컨버터의 변압기(Tb)의 1 차 측에서 자화된 인덕터(Lm1)에 걸쳐 인가되고 1 차 측의 인덕터 전류(iLm1)도 선형으로 증가되기 시작한다. 이 시점에서, 인덕터 전류(iL1) 및 인덕터 전류(iLm1)는 동시에 스위치(S1)를 통해 흐른다. 스위치(S1)가 컷 오프되는 순간에, 인덕터 전류(iL1) 및 인덕터 전류(iLm1) 모두는 이 주기의 피크에 이른다.
(2) 동작 모드 II(스위치(S1)가 컷 오프됨):
스위치(S1)가 컷 오프되면, 인덕터(L1)는 전류 경로를 유지시키고, 상기 인덕터(L1)에 저장된 에너지는 정류기(Db)를 통해 캐패시터(C1)로 방출하고, 그리고 인덕터 전류(iL1)는 피크로부터 떨어지기 시작한다. 한편, 플라이백 컨버터 또한 변압기의 2 차 측으로 에너지를 커플링시키고, 출력 캐패시터(Co) 및 부하(250)에 에너지를 방출시키고, 2 차 측의 커플링된 인덕터 전류(iLm2) 또한 피크로부터 떨어지기 시작한다. 추가적으로, 이 시점에서, 플라이백 컨버터의 변압기의 누설 인덕터에 저장된 에너지는 정류기(Db)를 통해 입력 캐패시터(Cin)로 되돌아 갈 수도 있다. 이 시점에서, 벅-부스트 회로가 DCM에서 동작되고, 플라이백 컨버터가 CCM에서 동작됨에 따라서, 단지 인덕터 전류(iL1)만 제로로 떨어진다. 인덕터 전류(iL1)가 제로로 떨어질 시, 동작 모드 III로 진입한다.
(3) 동작 모드 III(인덕터 전류(iL1)가 제로로 떨어진 후):
인덕터 전류(iL1)가 동작 모드 II에서 제로로 떨어짐에 따라서, 인덕터 전류(iLm2)는 이 시점에서 연속적으로 떨어진다. 스위치(S1)가 다시 켜질 시, 회로 는 동작 모드 I의 동작을 반복한다.
벅-부스트 회로가 DCM에서 동작되기 위해 설계되는 경우, 예상된 회로 기능들(PFC, 전기 절연, 전압 레벨 조정 등)에는 영향을 미치지 못하고, 플라이백 컨버터는 DCM 또는 CCM에서 동작되는 것에 상관없다. 게다가, 변압기의 누설 인덕터(Llk)는 이론적으로 변압기의 자화된 인덕터보다 더 작아서, 누설 인덕터(Llk)에 저장된 에너지는 매우 짧은 시간에 입력 캐패시터(Cin)로 방출된다. 특정 실시예에 있어서, 스위치(S1)의 오프(off) 시간이 누설 인덕터(Llk) 및 입력 캐패시터(Cin)의 공진 구간의 4분의 1보다 더 길은 한, 누설 인덕터(Llk)의 에너지는 입력 캐패시터(Cin)로 완전하게 되돌아 갈 수 있다.
본 발명의 실시예에 있어서, PFC를 이루기 위해서, 인덕터(L1)는 DCM에서 동작하기 위해 설계되고, 스위치의 듀티 비가 50% 보다 적을 시, 캐패시터(C1) 상의 전압은 입력 전압보다 더 낮을 수 있다. 스위치가 컷 오프된 후, 인덕터(L1)가 DCM에서 동작되기 위해 설계됨에 따라서, 인덕터 전류(iL1)는 스위치(S1)가 다시 켜지기 전에 제로로 떨어진다. 캐패시터(C1)상의 전압이 입력 전압이 피크보다 더 크면, VC1-Vin은 인덕터(L1)에 걸쳐 역으로 되고(reverse), 인덕터 전류(iL1)를 음의 값으로 변환시키고, 이는 비정상적 회로 동작을 일으킬 수 있다. 이 경우에 있어서, 다이오드 등의 정류기(Dx)는 도 8A 내지 도 8B에 도시된 바와 같이, 인덕터(L1)의 양측에 직렬로 연결될 수 있어서, 인덕터 전류(iL1)의 역전(reversion)을 가능한 방지할 수 있다.
플라이백 컨버터가 DCM에서 동작되기 위해 설계되는 경우, 인덕터 전류(iL1) 의 피크는 입력 전압에 비례함에 따라서, 인덕터 전류(iL1)는 인덕터 전류(iLlk)보다 더 일찍 또는 더 늦게 제로로 떨어질 수 있다. 인덕터 전류(iLlk)가 인덕터 전류(iL1) 보다 더 일찍 제로로 떨어지는 경우, 인덕터 전류(iL1)는 정류기(Db)를 통해 흐르고, 캐패시터(C1)를 충전시킨다. 정류기(Db)가 켜지면, 입력 캐패시터(Cin) 상의 입력 전압(Vrec)(정류된 입력 전압)은 변압기(Tb)의 1 차 측에 걸쳐 역으로 되어, 인덕터 전류(iLm1)를 음의 값으로 변환시키고, 이는 비정상적인 회로 동작을 일으킬 수 있다. 이 경우에 있어서, 다이오드 등의 정류기(Dy)는 도 9A 내지 도 9B에 도시된 바와 같이, 변압기(Tb)의 1 차 측의 양 측에 직렬로 연결될 수 있어서, 인덕터 전류(iLm1)의 역전을 가능한 방지할 수 있다. 도 8A 내지 도 8B 및 도 9A 내지 도 9B에서, 정류기(Dy)는 직렬로 각각 연결된다. 또 다른 실시예에 있어서, 인덕터(L1)의 양 측 및 변압기(Tb)의 1 차 측의 양 측은 동시에 하나의 정류기에 각각 직렬로 연결될 수도 있다.
도 10은 본 발명에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터를 도시하고, 이는 부하(350)를 구동시키는 순 방향 변압기에 적용된다. 전형적인 실시예에 있어서, AC/DC 컨버터는 필터 회로(310), 정류 회로(320), 입력 캐패시터(Cin), 벅-부스트 회로(330), 변압기(Tf) 및 출력 회로(340)에 의해 형성된다. 이 실시예에 있어서, 스위치(S1), 변압기(Tf) 및 출력 회로(240)는 순 방향 컨버터를 형성한다.
벅-부스트 회로(330)는 스텝-다운 또는 전원 공급을 스텝-다운하기 위해 사용된다. 이 실시예에 있어서, 전원 공급은 필터 회로(310)에 의해 필터링되어 정 류 회로(320)에 의해 정류된 AC 전원 공급(Vac)이다. 벅-부스트 회로(330)는 인덕터(L1) 및 캐패시터(C1)에 의해 형성된다. 변압기(Tf)는 스텝-다운 또는 스텝-업된 전원 공급을 변환시키기 위해 벅-부스트 회로에 전기적으로 연결된다. 스위치(S1)는 벅-부스트 회로(330)에 전기적으로 연결된다. 입력 캐패시터(Cin)는 벅-부스트 회로에 전기적으로 연결된다. 출력 회로(340)는 변압기(Tf)에 의해 변환된 전원 공급을 출력시키기 위해 사용된다. 스위치(S1)가 컷 오프되면, 벅-부스트 회로(230)는 변압기(Tf)의 누설 인덕터에 저장된 에너지를 입력 캐패시터(Cin)로 되돌아가게 하기 위해 에너지 복원경로를 구비한다. 에너지 복원경로는 정류기(Db)에 의해 형성된다. 실시예에 있어서, 정류기(Db)는 다이오드일 수 있고, 명확하게는 BJT, MOSFET, 또는 SCR 등의 정류 기능을 가진 것으로 적합하게 구성된 소자일 수도 있다.
필터 회로(310)는 필터 인덕터(Lf) 및 필터 캐패시터(Cf)에 의해 형성되고, 컨버터의 입력 전류의 고-주파수 구성요소를 제거하기 위해 사용될 수 있어서, 입력 전류는 저-주파수의 형태로 되는데, 그 이유는 입력 전압과 동일한 위상을 가진 파 때문이다.
정류 회로(320)는 적어도 하나의 정류기에 의해 형성되고, 이 실시예에서 다이오드들(Dr1-Dr4)에 의해 형성된 풀-브릿지 정류 회로이다. 명확하게, 다른 형태의 정류 회로들도 사용될 수 있다. 다이오드들뿐만 아니라, 정류 회로는 BJT들, MOSFET들 및 SCR들 등의 소자들에 의해 형성될 수도 있다.
게다가, Lm1 및 Lm2 각각은 순 방향 컨버터의 변압기의 1차 측 및 2차 측에 서 자화된 인덕터들이다. Llk는 1차 측에 나타난 순 방향 컨버터의 변압기의 누설 인덕터이다.
출력 회로(340)는 출력 정류기(예를 들면, 다이오드)(Do1 및 Do2), 출력 인덕터(Lo) 및 출력 캐패시터(Co)에 의해 형성된다. 출력 정류기들(Do)은 BJT들, MOSFET들 및 SCR들 등의 정류 기능을 가진 것으로 적합하게 구성된 소자일 수도 있다.
다음으로, 본 발명의 단일-스테이지 고립형 고 역률 순 방향 AC/DC 컨버터의 동작 원리를 설명할 것이다. 필터 회로(310)에서 필터 인덕터(Lf) 및 필터 캐패시터(Cf)가 컨버터의 입력 전류의 고-주파수 구성요소를 필터링하기 위해서만 사용되고 컨버터의 동작에 아무런 영향을 미치지 못하기 때문에, 이에 대한 설명은 생략한다.
PFC를 이루기 위해, 벅-부스트 회로의 인덕터(L1)는 DCM에서 동작되기 위해 설계되는 한편, 순 방향 컨버터는 이에 국한되지 않고, 즉, DCM 또는 CCM에서 동작될 수 있다. 벅-부스트 회로 및 순 방향 컨버터 모두가 DCM에서 동작될 시, 회로는 파워 스위치 소자들 및 다이오드들의 전도 상태에 따라서 각 고-주파수 주기에서 4 개의 동작 모드들을 가질 수 있다. 각 동작 모드의 등가 회로는 도 11A 내지 도 11E에서 도시되고, 그리고 이론적인 파형은 도 12A 내지 도 12B에서 도시된다.
(1) 동작 모드 I(스위치(S1)가 켜짐):
스위치(S1)가 켜질 시, 정류된 입력 전압은 인덕터(L1)에 걸쳐 인가되고, 인덕터 전류(iL1)는 제로로부터 선형으로 증가되기 시작하고, 인덕터 전류(iL1)의 증 가비는 입력 전압(Vrec)에 비례한다. 한편, 벅-부스트 회로의 캐패시터(C1) 상의 전압은 순 방향 컨버터의 변압기(Tf)의 1 차 측에서 자화된 인덕터(Lm1)에 걸쳐 인가되고 에너지는 순 방향 컨버터의 변압기(Tf)의 2 차 측에서 부하(350), 캐패시터(Co) 및 출력 인덕터(Lo)에 커플링된다. 인덕터 전류(iLo)도 제로로부터 선형으로 증가되기 시작되고, 한편, 인덕터 전류(iLm1)는 변압기와 함께 (변압기의 권수비(turns ratio)에 따른)인덕터 전류(iLo)에 비례한 전류를 유도한다. 이 시점에서, 인덕터 전류(iL1) 및 인덕터 전류(iLm1)는 동시에 스위치(S1)를 통해 흐른다. 스위치(S1)가 컷 오프되는 순간에, 인덕터 전류(iL1) 및 인덕터 전류(iLo)(인덕터 전류(iLm1)) 모두는 이 주기의 피크에 이른다.
(2) 동작 모드 II(스위치(S1)가 컷 오프됨):
스위치(S1)가 컷 오프되면, 인덕터(L1)는 전류 경로를 유지시키고, 상기 인덕터(L1)에 저장된 에너지는 정류기(Db)를 통해 캐패시터(C1)로 방출하고, 그리고 인덕터 전류(iL1)는 피크로부터 떨어지기 시작한다. 한편, 출력 인덕터(Lo)는 출력 정류기(Do2)를 통해 부하(350) 및 출력 캐패시터(Co)로 에너지를 전달하고, 그리고 인덕터 전류(iLo)도 피크로부터 떨어지기 시작한다. 게다가, 이 시점에서, 순 방향 컨버터의 변압기(Tf)는 정류기(Db)에 의해 자기를 제거할 수도 있고, 그리고 에너지는 입력 캐패시터(Cin)로 되돌아갈 수 있다. 이 시점에서, 벅-부스트 회로 및 순 방향 컨버터 모두는 DCM에서 동작되고 인덕터 전류(iL1)의 피크가 입력 전압에 비례함에 따라서, 인덕터 전류(iL1)는 인덕터 전류(iLo)보다 더 일찍 또는 더 늦게 제로로 떨어질 수 있다. 상기 인덕터 전류(iLo)가 제로로 떨어지지만 상 기 인덕터 전류(iL1)가 제로로 떨어지지 않을 시, 동작 모드 III-a로 진입한다. 상기 인덕터 전류(iLo)가 제로로 떨어지지만 인덕터 전류(iLm2)가 제로로 떨어지지 않을 시, 동작 모드 III-b로 진입한다.
(3) 동작 모드 III-a(입력 전압이 높을 경우):
동작 모드 III-a에서, 인덕터 전류(iLo)는 동작 모드 II에서 제로로 떨어지고, 인덕터 전류(iL1)는 연속적으로 떨어진다. 인덕터(L1)가 DCM에서 동작됨에 따라, 인덕터 전류(iL1)는 스위치(S1)가 다시 켜지기 전에 제로로 떨어지고, 그리고 이 시점에서, 동작 모드 IV로 진입한다.
(4) 동작 모드 III-b(입력 전압이 낮을 경우):
인덕터 전류(iL1)가 동작 모드 II에서 제로로 떨어지고, 인덕터(Lo)도 DCM에서 동작하기 위해 설계됨에 따라서, 인덕터 전류(iLo)만 이 시점에서 연속적으로 떨어진다. 인덕터 전류(iLo)도 제로로 떨어지면, 동작 모드 IV로 진입한다.
(5) 동작 모드 IV:
이 시점에서, 어떤 전류도 인덕터(L1) 또는 출력 인덕터(Lo)를 통해 흘러가지 않고, 출력 캐패시터(Co)만 에너지를 부하에 제공한다. 스위치(S1)가 다시 켜질 시, 회로는 동작 모드 I에서 동작을 반복한다.
벅-부스트 회로가 DCM에서 동작되고, 순 방향 컨버터가 CCM에서 동작될 시, 회로는 파워 스위치 소자들 및 다이오드들의 전도 상태에 따라서 각 고-주파수 주기에서 3 개의 동작 모드들을 가질 수 있다. 각 동작 모드의 등가 회로는 도 13A 내지 도 13C에서 도시되고, 그리고 이론적인 파형은 도 14에서 도시된다.
(1) 동작 모드 I(스위치(S1)가 켜짐):
스위치(S1)가 켜질 시, 정류된 입력 전압은 인덕터(L1)에 걸쳐 인가되고, 인덕터 전류(iL1)는 제로로부터 선형으로 증가되기 시작하고, 인덕터 전류(iL1)의 증가비는 입력 전압(Vrec)에 비례한다. 한편, 벅-부스트 회로의 캐패시터(C1) 상의 전압은 순 방향 컨버터의 변압기(Tf)의 1 차 측에서 자화된 인덕터(Lm1)에 걸쳐 인가되고 에너지는 순 방향 컨버터의 변압기(Tf)의 2 차 측에서 부하(350), 캐패시터(Co) 및 출력 인덕터(Lo)에 커플링된다. 인덕터 전류(iLo)도 선형으로 증가되기 시작되고, 한편, 인덕터 전류(iLm1)는 변압기와 함께 (변압기의 권수비에 따른)인덕터 전류(iLo)에 비례한 전류를 유도한다. 이 시점에서, 인덕터 전류(iL1) 및 인덕터 전류(iLm1)는 동시에 스위치(S1)를 통해 흐른다. 스위치(S1)가 컷 오프되는 순간에, 인덕터 전류(iL1) 및 인덕터 전류(iLo)(인덕터 전류(iLm1)) 모두는 이 주기의 피크에 이른다.
(2) 동작 모드 II(스위치(S1)가 컷 오프됨):
스위치(S1)가 컷 오프되면, 인덕터(L1)는 전류 경로를 유지시키고, 상기 인덕터(L1)에 저장된 에너지는 정류기(Db)를 통해 캐패시터(C1)로 방출하고, 그리고 인덕터 전류(iL1)는 피크로부터 떨어지기 시작한다. 한편, 출력 인덕터(Lo)는 출력 정류기(Do2)를 통해 부하(350) 및 출력 캐패시터(Co)로 에너지를 전달하고, 그리고 인덕터 전류(iLo)도 피크로부터 떨어지기 시작한다. 게다가, 이 시점에서, 순 방향 컨버터의 변압기(Tf)는 정류기(Db)에 의해 자기를 제거할 수도 있고, 그리고 에너지는 입력 캐패시터(Cin)로 되돌아갈 수 있다. 이 시점에서, 벅-부스트 회 로가 DCM에서 동작되고, 순 방향 컨버터가 CCM에서 동작됨에 따라서, 인덕터 전류(iL1)만 제로로 떨어진다. 상기 인덕터 전류(iL1)가 제로로 떨어질 시, 동작 모드 III로 진입된다.
(3) 동작 모드 III(인덕터 전류(iL1)가 제로로 떨어진 후):
인덕터 전류(iL1)가 동작 모드 II에서 제로로 떨어짐에 따라서, 인덕터 전류(iLo)는 이 시점에서 연속적으로 떨어진다. 스위치(S1)가 다시 켜질 시, 회로는 동작 모드 I의 동작을 반복한다.
벅-부스트 회로가 DCM에서 동작되기 위해 설계되는 경우, 예상된 회로 기능들(PFC, 전기 절연, 전압 레벨 조정 등)에는 영향을 미치지 못하고, 순 방향 컨버터는 DCM 또는 CCM에서 동작되는 것에 상관없다. 게다가, 변압기의 누설 인덕터(Llk)는 이론적으로 변압기의 자화된 인덕터보다 더 작아서, 누설 인덕터(Llk)에 저장된 에너지는 매우 짧은 시간에 입력 캐패시터(Cin)로 방출된다. 특정 실시예에 있어서, 스위치(S1)의 오프(off) 시간이 누설 인덕터(Llk) 및 입력 캐패시터(Cin)의 공진 구간의 4분의 1보다 더 길은 한, 누설 인덕터(Llk)의 에너지는 입력 캐패시터(Cin)로 완전하게 되돌아 갈 수 있다.
본 발명의 실시예에 있어서, PFC를 이루기 위해서, 인덕터(L1)는 DCM에서 동작하기 위해 설계되고, 스위치의 듀티 비가 50% 보다 적을 시, 캐패시터(C1) 상의 전압은 입력 전압보다 더 낮을 수 있다. 스위치가 컷 오프된 후, 인덕터(L1)가 DCM에서 동작되기 위해 설계됨에 따라서, 인덕터 전류(iL1)는 스위치(S1)가 다시 켜지기 전에 제로로 떨어진다. 캐패시터(C1)상의 전압이 입력 전압이 피크보다 더 크면, VC1-Vin은 인덕터(L1)에 걸쳐 역으로 되고, 인덕터 전류(iL1)를 음의 값으로 변환시키고, 이는 비정상적 회로 동작을 일으킬 수 있다. 이 경우에 있어서, 다이오드 등의 정류기(Dx)는 도 15A 내지 도 15B에 도시된 바와 같이, 인덕터(L1)의 양측에 직렬로 연결될 수 있어서, 인덕터 전류(iL1)의 역전을 가능한 방지할 수 있다.
본 발명의 실시예에 있어서, 인덕터 전류(iL1)의 피크는 입력 전압에 비례함에 따라서, 인덕터 전류(iL1)는 인덕터 전류(iLlk)보다 더 일찍 또는 더 늦게 제로로 떨어질 수 있다. 인덕터 전류(iLlk)가 인덕터 전류(iL1)보다 더 일찍 제로로 떨어지는 경우, 인덕터 전류(iL1)는 정류기(Db)를 통해 흐르고, 캐패시터(C1)를 충전시킨다. 정류기(Db)가 켜지면, 입력 캐패시터(Cin) 상의 전압(Vrec)(정류된 입력 전압)은 변압기(Tb)의 1 차 측에 걸쳐 역으로 되어, 인덕터 전류(iLm1)를 음의 값으로 변환시키고, 이는 비정상적인 회로 동작을 일으킬 수 있다. 이 경우에 있어서, 다이오드 등의 정류기(Dy)는 도 16A 내지 도 16B에 도시된 바와 같이, 변압기(Tf)의 1 차 측의 양 측에 직렬로 연결될 수 있어서, 인덕터 전류(iLm1)의 역전을 가능한 방지할 수 있다. 도 15A 내지 도 15B 및 도 16A 내지 도 16B의 실시예들에 있어서, 정류기(Dy)는 각각 직렬로 연결된다. 또 다른 실시예에 있어서, 인덕터(L1)의 양 측 및 변압기(Tf)의 1 차 측의 양 측은 동시에 하나의 정류기에 각각 직렬로 연결될 수도 있다.
또 다른 실시예에 있어서, 예를 들면, 도 3의 실시예에 있어서, 벅-부스트 회로의 인덕터(L1)는 플라이백 컨버터의 변압기(Tb)와 철심을 공유하여서, 자기 소 자를 감소시키고 이로써 단가를 더 감소시킨다.
여전히 또 다른 실시예에 있어서, 예를 들면 도 10의 실시예에 있어서, 벅-부스트 회로의 인덕터(L1)는 순 방향 컨버터의 출력 인덕터(Lo)와 철심을 공유하거나 또는 벅-부스트 회로의 인덕터(L1)는 순 방향 컨버터의 변압기(Tf)와 철심을 공유하여서, 자기 소자를 감소시키고 이로써 단가를 더 감소시킨다.
그러므로, 본 발명에 있어서, 벅-부스트 회로는 플라이백 컨버터 또는 순 방향 컨버터로 집적화되고, 플라이백 컨버터의 변압기의 누설 인덕터에 저장된 에너지는 정밀 소자 배치를 통해 벅-부스트 회로의 프리-휠링 다이오드를 사용함으로써, 입력 캐패시터로 되돌아가게 된다. 상기와 같이, 플라이백 컨버터의 변압기의 누설 인덕터에 의해 일어난 문제는 추가적인 소자를 이용함 없이 해결될 수 있고, 이로써 회로 효율을 개선시킬 수 있다. 순 방향 컨버터의 변압기의 자기를 제거하기 위한 경로는 벅-부스트 회로의 프리-휠링 다이오드를 사용함으로써 구비되어, 에너지를 입력 캐패시터로 되돌아가게 한다. 상기와 같이, 순 방향 컨버터의 변압기가 추가적인 자기를 제거하는 권취(winding)를 필요로 하는 문제점은 다른 추가 소자 또는 추가적인 자기를 제거하는 권취의 사용없이 해결될 수 있어서, 이로써 단가 및 설계의 어려움을 감소시키고 회로 효율을 개선시킬 수 있다.
본 발명의 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터는 단지 하나의 제어 회로 및 하나의 능동 파워 스위치(S1)만을 필요로 하여 제어를 간단하게 할 수 있고 손쉽게 이룰 수 있어, 모든 컨버터 제어 방법들을 거의 적용할 수 있고, 펄스 폭 변조(PWM), 펄스 주파수 변조(PFM), 이력 현상(hysteretic) 제어, 일정한 온/오 프(on/off) 등을 통해 출력 파워를 제어할 수 있다. 제어 회로는 간단하게 되고 손쉽게 이룰 수 있다. 벅-부스트 회로의 인덕터가 DCM에서 동작될 시, 역률은 일정하게 될 수 있다. 벅-부스트 회로의 인덕터가 CCM에서 동작될 시, PFC는 이루어질 수 있다. 그러나, CCM에서의 동작이 복잡한 제어를 요구하기 때문에, DCM 만이 본원에서 설명된다. 게다가, 안전한 설명에 따른 전기 절연, 다-권취 출력 및 전압 레벨 조정의 기능들은 적합한 플라이백 또는 순 방향 변압기를 설계함으로써 이룰 수 있다. 상기와 같이, 회로 복잡성은 감소되고 회로 효율은 개선되고, 그리고 단가는 감소되고, 이로써 컨버터의 경쟁성을 개선시킨다.
본 발명은 그의 기술영역 또는 기본적인 특성으로부터 벗어남 없이 다른 특정 형태로 구현될 수 있다. 상술된 실시예들은 단지 실례가 되는 바와 같이 모든 관점들에서 간주되어야 하고 이에 국한되지는 않는다. 그러므로, 본 발명의 권리 범위는 상술된 설명보다는 오히려 첨부된 청구항에 의해 나타나게 된다. 청구항의 균등성의 범위 및 의미 내에 있는 모든 변화들은 그의 권리 범위 내에서 받아들여져야 한다.
첨부된 도면들은 본 발명의 상기의 양태들 및 다른 양태들, 이점들 및 특징들을 더 명확하게 하기 위해 바람직한 실시예들의 도면을 포함한다. 이러한 도면이 본 발명의 바람직한 실시예들만을 나타내고 본 발명의 권리 범위를 국한시키지 않는 의도로 나타내었다는 것을 인식할 것이다. 본 발명은 첨부된 도면들의 사용을 통해 추가적인 특수성 및 상세함으로 기술되고 설명될 것이고, 다음 도면에서:
도 1은 종래 기술 분야에 있어 벅-부스트 역률 보정(PFC) 회로 및 플라이백 컨버터를 포함하는 2 개의 스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터를 도시하고;
도 2는 종래 기술 분야에 있어 벅-부스트 역률 보정(PFC) 회로 및 순 방향 컨버터를 포함하는 2 개의 스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터를 도시하고;
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터를 도시하고;
도 4A 내지 도 4E 각각은 본 발명에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터의 각 동작 모드의 등가 회로를 도시하고, 여기에서 벅-부스트 회로 및 플라이백 컨버터 모두는 불연속 전류 모드(DCM)에서 동작하고;
도 5A 내지 도 5B 각각은 본 발명에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터의 이론적인 파형을 도시하고, 여기에서 벅-부스트 회로 및 플라이백 컨버터 모두는 불연속 전류 모드(DCM)에서 동작하고;
도 6A 내지 도 6C 각각은 본 발명에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터의 각 동작 모드의 등가 회로를 도시하고, 여기에서 벅-부스트 회로는 DCM에서 동작하고, 플라이백 컨버터는 연속 전류 모드(CCM)에서 동작하고;
도 7은 본 발명에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터의 이론적인 파형을 도시하고, 여기에서 벅-부스트 회로는 DCM에서 동작하고, 플라이백 컨버터는 CCM에서 동작하고;
도 8A 내지 도 8B는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터를 도시하고;
도 9A 내지 도 9B는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터를 도시하고;
도 10은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터를 도시하고;
도 11A 내지 도 11E 각각은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터의 각 동작 모드의 등가 회로를 도시하고, 여기에서 벅-부스트 회로의 인덕터는 DCM에서 동작하고;
도 12A 내지 도 12B는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터의 이론적인 파형을 도시하고, 여기에서 벅-부스트 회로의 인덕터는 DCM에서 동작하고;
도 13A 내지 도 13C 각각은 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터의 각 동작 모드의 등가 회로를 도시하고, 여기에서 벅-부스트 회로는 DCM에서 동작하고, 순 방향 컨버터는 CCM에서 동작하고;
도 14는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터의 이론적인 파형을 도시하고, 여기에서 벅-부스트 회로는 DCM에서 동작하고, 순 방향 컨버터는 CCM에서 동작하고;
도 15A 내지 도 15B는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터를 도시하고; 그리고
도 16A 내지 도 16B는 본 발명의 또 다른 실시예에 따른 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 가진 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터를 도시한다.

Claims (14)

  1. 누설 인덕터 에너지 복원 기능을 갖는 단일-스테이지 고립형 고 역률 AC/DC 컨버터에 있어서, 상기 AC/DC 컨버터는:
    인덕터, 캐패시터 및 정류기를 포함하고, 상기 인덕터는 상기 캐패시터에 직렬로 연결되고, 상기 정류기는 상기 직렬로 연결된 인덕터와 캐패시터에 병렬로 연결되는 벅-부스트 회로;
    상기 벅-부스트 회로의 정류기에 직렬로 연결되는 입력 캐패시터;
    상기 벅-부스트 회로로부터의 스텝-다운 또는 스텝-업된 전원 공급을 변환시키기 위하여 상기 벅-부스트 회로에 전기적으로 연결되는 변압기;
    상기 변압기에 의해 변환된 전원 공급을 출력하는 출력 회로; 및
    컷 오프되는 경우, 상기 변압기의 누설 인덕터에 저장된 에너지가 상기 벅-부스트 회로의 정류기를 통해 상기 입력 캐패시터로 되돌아가도록 하는 스위치를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 스위치가 컷 오프되면, 상기 벅-부스트 회로의 정류기가 에너지 복원경로를 형성하여 상기 변압기의 상기 누설 인덕터에 저장된 에너지를 상기 입력 캐패시터로 되돌리는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 벅-부스트 회로의 인덕터 일측에 연결된 정류기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
  5. 제 1 항에 있어서,
    상기 변압기의 1 차 측에 연결된 정류기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
  6. 제 1 항에 있어서,
    적어도 2 개의 정류기들을 더 포함하고,
    상기 2 개의 정류기들 각각은 상기 벅-부스트 회로의 인덕터 일측 및 상기 변압기의 1 차측 일측에 연결되는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 벅-부스트 회로의 인덕터는 상기 변압기와 동일한 철심을 공유하는 것을 특징으로 AC/DC 컨버터.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 회로는 출력 정류기 및 출력 캐패시터에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 회로는 2 개의 출력 정류기들, 출력 캐패시터 및 출력 인덕터에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 인덕터는 상기 출력 인덕터와 동일한 철심을 공유하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 전원 공급을 정류하고, 상기 입력 캐패시터에 전기적으로 연결되는 정류 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 정류 회로는 적어도 하나의 정류기를 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 정류 회로에 전기적으로 연결된 필터 회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 필터 회로는 필터 인덕터 및 필터 캐패시터에 의해 형성되는 것을 특징으로 하는 AC/DC 컨버터.
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