KR101063046B1 - 신호 복조를 위한 방법 및 장치 - Google Patents

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Abstract

전형적인 수신기는 기준 및 데이터 신호를 토대로 스케일링 팩터를 결정함으로써 기준 신호와 관련하여 수신된 진폭 변조된 데이터 신호를 복조하는데, 데이터 신호의 송신 전력은 수신기 회로에 알려져 있지 않다. 따라서, 예시적인 수신기는 무선 채널 특성을 추정하도록 사용되는 기준 채널의 전력과 상이한 전력으로 송신되는 데이터 채널 신호의 수신된 진폭을 표시하는 스케일링 팩터를 추정한다. 이 스케일링 팩터는 수신된 데이터 신호로부터 복원되는 정보 심볼의 진폭을 정정하도록 사용되어, 이들이 진폭 변조 컨스텔레이션 내에서 의도된 위치에 진폭면에서 및/또는 수신된 심볼을 복조하는데 사용되는 기준 컨스텔레이션에서 스케일 공칭 포인트에 더 밀접하게 이동되도록 한다.
수신기 프론트-엔드, 스케일링 프로세서, 복조기, 결합 가중 발생기, 잡음 공분산 추정기, 채널 추정기

Description

신호 복조를 위한 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR SIGNAL DEMODULATION}
본 발명은 일반적으로 수신된 신호 복조에 관한 것이며, 특히, 16-ary 직교 진폭 변조(16QAM)와 같은 잠재적으로 미지의 공칭 진폭을 갖는 신호를 복조하는 것에 관한 것이다.
진보하는 무선 통신 표준은 통신 데이터 레이트를 증가시키는 기술을 목표로 한다. 변조 포맷, 변조 및 코딩 레이트 적응화, 용장도 증가, 하이브리드 ARQ 및 고속 스케쥴링 모두의 사용은 수용가능한 로버스트니스를 유지하면서 데이터를 증가시키기 위하여 증가되었다.
특히, 상대적으로 복잡한 진폭 변조 포맷의 채용은 신뢰할 수 있는 신호 복조에 관한 문제를 갖는다. 예를 들어, 직교 진폭 변조(QAM) 방식은 심볼 포인트의 "컨스텔레이션"을 규정하는데, 각 포인트는 위상 및 진폭의 특정 조합을 갖는다. 통상적으로, 컨스텔레이션 포인트는 제로 진폭 기점 주위에 대칭적으로 배치되어, 각 위상 쿼드런트가 동일한 수의 유사하게 위치되는 컨스텔레이션 포인트를 갖는다. 16QAM은 각 위상 쿼드런트에서 4개의 포인트를 갖는 16개의 컨스텔레이션 포인트를 규정한다. 컨스텔레이션 내에서 포인트의 상대적인 위치지정은 고정되지만, 컨스텔레이션 포인트의 절대 진폭들(즉, 컨스텔레이션의 진폭 기점으로부터의 거리)는 예를 들어 수신된 진폭의 함수에 따라서 가변한다.
일반적으로 특히 CDMA 시스템에서, 원격 수신기는 하나 이상의 데이터 신호들, 예를 들어, 트래픽 및/또는 제어 채널 신호들과 결합하여 기준 신호(또는 신호들)을 수신한다. 기준 신호는 예를 들어 파이로트 채널 신호, 파이로트 심볼들 등일 수 있다. 어쨌든, 수신기는 공칭 기준 신호를 인지하고 이는 관련된 수신 데이터 신호(들)을 위한 무선 채널 특성을 추정하도록 수신된 바와 같이 실제 기준 신호를 사용한다. 따라서, 수신기는 수신 기준 신호를 토대로 "채널 특성들"을 유지하는데, 이 채널 추정은 무선 채널의 현재 위상 및 감쇠 특성을 특징으로 한다. 따라서, 수신기는 이들 채널 추정치를 사용하여 채널 효과에 대한 수신된 데이터 신호를 보상한다.
그러나, 신호가 상이한 송신 전력으로 전송되는 곳에서 통상적으로 발생되는 바와 같은 기준 및 데이터 신호의 수신된 진폭이 상이한 경우, 이 기준 신호는 수신된 데이터 신호 심볼들(컨스텔레이션 포인트들)의 절대 진폭이 무엇인지를 직접적으로 나타내지 못한다. 따라서, 수신기는 어느 컨스텔레이션 포인트가 수신되는 지를 결정하는 것이 어렵다.
그러므로, 부가 정보, 즉 데이터 신호 진폭 정보를 송신하여 원격 수신기에 의해 수신된 데이터 신호의 복조를 용이하게 하는 것이 공지되어 있다. 대안적으로, 수신기가 기준 및 데이터 신호들 간의 선험적인 진폭 오프셋을 인지하도록 고정된 상대 진폭에서 데이터 신호(들)을 송신하는 것이 공지되어 있다.
본 발명은 데이터 신호를 복조하는데 사용하기 위한 수신된 기준 데이터 신호에 기초하여 스케일링 팩터를 결정하는 방법 및 장치를 포함하며, 여기서 데이터 신호의 송신 전력은 수신기에 공지되어 있지 않고, 스케일링 팩터는 데이터 및 기준 신호의 수신된 진폭과 관련된다. 따라서, 하나 이상의 예시적인 실시예에서, 본 발명은 수신된 데이터 신호의 무선 채널을 추정하는데 사용되는 기준 채널의 송신 전력과 상이한 전력으로 송신되는 데이터 채널 신호의 수신된 진폭을 추정하는 방법 및 장치를 제공한다. 따라서, 예시적인 실시예에서, 본 발명은 예를 들어, QAM 데이터 신호를 신뢰 가능하게 복조하는 것을 가능하게 하며, 여기서 데이터 및 기준 신호 간의 진폭 관계는 수신기 앞에 공지되어 있지 않다.
도1A 및 1B는 본 발명을 따른 예시적인 수신기의 도면.
도2A 및 2B는 예시적인 소망 신호 및 기준 신호의 도면.
도3은 상이한 진폭 인벨롭을 각각 가지는 두 개의 예시적인 변조 컨스텔레이션의 도면.
도4는 본 발명의 하나 이상의 실시예를 따른 예시적인 처리 논리의 도면.
도5는 본 발명의 하나 이상의 실시예를 따른 예시적인 처리 논리의 도면.
도6은 신호 페이딩을 컴베팅(combating)하기 위한 예시적인 서브-간격 시분할의 도면.
도7은 본 발명을 따른 예시적인 이동 단말기의 도면.
도1A 및 1B는 본 발명의 하나 이상의 실시예가 실행될 수 있는 수신기 회로(10)를 포함한 예시적인 무선 통신 수신기를 도시한다. 수신기 회로(10)는 하나 이상의 프로세싱 회로를 포함하며, 이와 같은 프로세싱 회로는 스케일링 프로세서(12), 복조기(14), 및 RAKE 수신기(16)를 포함한다. 수신기 회로(10)는 안테나 어셈블리(20)에 결합될 수 있는 무선 "프론트-엔드"(18)를 더 포함할 수 있다. 수신기 회로의 프로세싱 회로의 모두 또는 그 중 단지 일부는 하나 이상의 집적 회로(IC) 장치상에 실행될 수 있다. 예를 들어, 적어도 스케일링 프로세서(12)는 하드웨어, 소프트웨어, 또는 이들의 어떤 조합으로 구현된 디지털 논리 회로의 부분으로서 실행될 수 있다. 물론, 복조기(14), RAKE 수신기(16) 등이 모두 하나 이상의 프로세싱 회로 내에 개별적으로 또는 컨스텔레이션적으로 실행될 수 있다는 것이 이해되어야 한다.
동작 시에, 송신된 데이터 및 기준 신호는 안테나(20)를 통하여 수신되고 프론드-엔드(18)에 결합되며, 여기서, 상기 신호들은 필요로 되거나 소망 바와 같이 필터링되고, 증폭되고, 다운샘플링되어, RAKE 수신기(16)가 수신된 신호에 대한 샘플링된 데이터 스트림을 수신한다. 전형적으로, 수신된 신호는 다경로 전파의 결과로서 하나 이상의 영상을 수신한다. 일반적으로, 각각의 신호 영상은 자신의 상대적인 도착 시간, 및 위상 및 진폭 왜곡에서 상이하다.
예시적인 RAKE 수신기(16)는 RAKE 프로세서(22), 역확산 값을 제공하는 다수의 RAKE 핑거(24), RAKE 결합된 가중치를 각각의 핑거 출력 신호에 인가하는 다수 의 승산기, 및 가중된 역확산 값을 결합하여 RAKE 결합된 값(RAKE 결합된 신호)을 형성하는 결합 회로(26)를 포함한다. RAKE 프로세서(22)는 수신된 신호(들)의 다경로 성분을 식별하는 탐색 및 채널 추정 회로를 포함하며, 각각의 RAKE 핑거(24)를 수신된 신호의 선택된 지연 경로와 시간-정렬하는 제어 논리를 더 포함한다. 예를 들어, 예시적인 RAKE 프로세서(22)는 채널 추정기(30), 잡음 공분산 추정기(32), 및 결합 가중치 발생기(34)를 포함한다. 하나 이상의 예시적인 실시예에서, 결합 가중치 발생기(34)는 추정된 채널 임펄스 응답(들) 및 잡은 공분산 행렬(R)에 기초하여 RAKE 결합된 가중치를 발생시킨다. 그러나, 결합 가중치는 잡음 공분산 행렬과 무관한 추정된 채널 응답에 의해 결정될 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 채널 응답 및 공분산이 데이터 신호와 상이한 수신된 진폭을 가질 수 있는 기준 신호로부터 결정되므로, 스케일링 팩터가 이와 같은 차이를 고려할 수 있다는 것을 주의하라.
그럼에도 불구하고, 각각의 RAKE 핑거(24)는 수신된 데이터 신호에 대한 상이한 신호 영상와 정렬되어, 상기 신호 영상에 대한 역확산 출력 신호를 발생시킬 수 있다. 각각의 역확산 핑거 출력 신호는 가중 회로(28)에 의해 인가된 한 세트의 RAKE 결합된 가중치에 따라 RAKE 결합기(26)에서 결합되어, 복조기(14)에 의한 복조를 위한 RAKE 결합된 신호를 형성한다. 예시적인 RAKE 결합된 신호는 복원된 정보 심벌을 포함하는데, 이것은 상기 복원된 심벌에 대응하는 송신된 정보 비트의 복원을 위해 복조기(14)에 제공되는 "소프트" 심벌 값의 시퀀스로서 구현될 수 있다. RAKE 수신기(16)의 이러한 설명은 국한한다기보다는 오히려 예시적인 것이라는 것이 이해되어야 한다.
관심이 있는 소정의 수신된 데이터 신호에 대하여, RAKE 수신기(16)는 복원된 정보 심벌의 시퀀스를 복조기에 제공하고, 이 시퀀스는 그 다음에 복조기에 의해 복조된다. 이로 인해, 스케일링 프로세서(12)는 소망 데이터 신호의 수신된 진폭을 고려하기 위하여 복조 공정을 스케일링함으로써 복조를 효율적으로 개선시키는 스케일링 팩터를 결정한다. 이와 같이, 스케일링 프로세서(12)는 RAKE 프로세서 및 복조기(14) 중 하나 또는 이들 둘 다와 협동할 수 있다. 일반적으로, 복종 공정을 스케일링하는 것은 복원된 정보 심벌의 스케일링된 복조를 위하여 RAKE 결합된 데이터 신호로부터 복원된 정보 심벌 내에, 또는 공칭 심벌 값(사전규정된 변조 컨스텔레이션 포인트)을 스케일링함으로써, 스케일링 진폭 정보를 포함한다.
예시적인 스케일링 동작의 논의가 다음의 표시법을 채택한다.:
h - 소망 신호(예를 들어, 데이터 신호)의 채널 응답, 할당된 RAKE 핑거(24) 당 하나의 요소;
h r - 기준 신호(예를 들어, 소망 신호와 관련된 심벌/파일롯 신호)에 대한 채널 응답, 할당된 RAKE 핑거(24) 당 하나의 요소-수신된 기준 신호로부터 발생된 채널 추정치가 실제로 불완전할 수 있을지라도, h r 이 이상적이라고 가정될 수 있다는 것을 주의하라;
y - 소망 신호로부터 획득된 역확산 값, 할당된 RAKE 핑거(24) 당 하나의 요소;
w - RAKE 핑거(24)로부터 디스프레이드 출력 신호를 RAKE 결합하는데 사용된 RAKE 결합 가중치, 할당된 RAKE 핑거(24) 당 하나의 요소;
R - 소망 신호에 할당된 RAKE 핑거들(24) 간의 잡음 공분산;
g - 소망 신호 및 기준 산호 간의 진폭의 채널 이득차, 따라서 h=gh r ; 및
z - RAKE 결합기(26)에 의해 출력된 RAKE 결합된 신호, 예를 들어, 소망 신호로부터 복원된 심벌 시퀀스.
도2A 및 2B는 소망 신호와 관련된 기준 신호를 송신하는 두 가지 예시적인 장치를 도시한다. 제1 그래프에서, 기준 및 소망 신호가 시간 다중화되어, 수신기 회로(10)는 제1 시간 간격(T)에 걸쳐 기준 신호를 수신하고, 제2 시간 간격(T)에 걸쳐 소망 신호를 수신한다. 이러한 간격은 인접하거나 인접하는 것이 아니라, 통상적으로 규칙적인 주기를 토대로 반복되어, 회로(10)는 기준 신호의 규칙적인 수신을 토대로 하여 갱신된 채널 추정치를 유지할 수 있다는 것을 알 수 있다. 제2 그래프에서, 기준 및 소망 신호는 동시에 송신되어, 수신기 회로(10)는 상기 신호들을 함께 수신한다는 것을 알 수 있다.
하나의 예시적인 실시예에서, 소망 신호는 트래픽 또는 제어 채널과 같은 데이터 채널 신호이며, 기준 신호를 파일롯 채널 신호, 파일롯 심벌, 및/또는 소망 신호 내에 또는 소망 신호와 함께 전달된 트레이닝 시퀀스이다. 따라서, 하나 이상의 예시적인 실시예에서, 소망 신호는 IS-2000 또는 WCDMA 무선 통신 네트워크와 같은 CDMA에 기초한 통신 네트워크에서의 진폭 변조된 데이터 신호이다. 16QAM을 사용하여 변조될 수 있는 개발중인 3GPP WCDMA 표준의 "릴리스 5"에 의해 규정된 고속-다운링크 공유 채널(HS-DSCH) 신호는 본 발명의 하나 이상의 실시예를 따라서 유용하게 복조될 수 있는 진폭 변조된 신호들 중 단지 하나를 나타낸다.
도3은 한 세트의 "사각형"으로서 표현된 제1의 16QAM 컨스텔레이션에 속하는 컨스텔레이션 포인트(A-P) 한 세트의 "원"으로서 표현된 제2의 16QAM 컨스텔레이션에 속하는 컨스텔레이션 포인트(A-P)를 갖는 예시적인 16QAM 심벌 컨스텔레이션을 제공한다. "x"가 두 컨스텔레이션의 중심 포인트를 나타내므로, 두 컨스텔레이션이 자신의 진폭 "인벨롭"에서만 상이하다는 것을 알 수 있다는 것을 주의하라.
즉, 제1 컨스텔레이션은 상대적으로 작은 최대 진폭을 가져서, 자신의 16 개의 컨스텔레이션 포인트는 진폭 기점 주위에 상대적으로 짧은 거리로 규칙적으로 이격된다. (여기서, 거리는 진폭과 동일시되고 각도는 위상과 동일시된다.) 제2 컨스텔레이션은 컨스텔레이션 포인트의 동일한 상대적인 위치를 갖지만, 명백히 큰 진폭 인벨롭을 갖는다-제2 컨스텔레이션 내의 포인트는 더 떨어져 이격되지만, 컨스텔레이션 내에 동일한 상대적인 진폭 위치를 점유한다.
따라서, 도3에서 "삼각형"으로 표현되는 수신된 데이터 신호 심벌이 제1 컨스텔레이션 내의 컨스텔레이션 포인트("D")에 대응하도록 의도되는지 또는 제2 컨스텔레이션 내의 포인트("G")에 대응하도록 의도되는지의 여부를 결정하는데 잠재적인 어려움이 있다는 것을 알 수 있다. 본 발명의 예시적인 동작에 의하면, 수신기 회로(10)에 공지된 기준 컨스텔레이션 내의 공칭 심벌 및/또는 수신된 심벌은 스케일링 팩터에 기초하여 조정되어, 그렇지 않은 경우에 소망 신호의 공지되지 않 은 수신된 진폭(컨스텔레이션 인벨롭)으로 인해 발생하게 될 변조 에러를 최소화시키거나 감소시킨다. 따라서, 이러한 특정 예와 관련하여, 수신기 회로(10)는 송신된 심벌이 제1 컨스텔레이션에 속하는지 또는 제2 컨스텔레이션에 속하는지의 여부를 더 신뢰 가능하게 결정한다. 그러나, 많은 컨스텔레이션 인벨롭이 가능하고, 본 발명은 가능한 수신된 신호 진폭의 임의의 특정 수 또는 범위에 국한되지 않는다는 것이 이해되어야 한다.
도4 및 5는 본 발명의 두 개의 예시적인 실시예에 대한 처리 논리를 도시하며, 이와 같은 처리는 이산 또는 집적 논리 회로에 기초한 수신기 회로(10)에서 실행될 수 있고, 하드웨어, 소프트웨어 또는 이들의 어떤 조합으로 구현될 수 있다. 예를 들어, 수신기 회로(10)는 본 발명의 하나 이상의 실시예를 실행하기 위하여 구성된 컴퓨터 프로그램을 구현하는 프로그램 명령을 저장하기 위한 하나 이상의 메모리 장치, 또는 다른 컴퓨터 판독 가능한 매체를 포함할 수 있다. 도4 및 5가 일련의 처리 단계를 분명하게 도시하였지만, 본 발명은 도시된 처리 순서에 국한되지도 않고, 도시된 동작의 일련의 배열에 국한되지 않는다는 것을 또한 주의하라.
도4에서, 처리는 서브젝트 기준 및 소망 신호의 수신으로 시작된다(단계 100). 다수의 소망 신호가 본 발명에 따라 수신되어 처리될 수 있지만, 도면은 설명의 명확화를 위하여 단일의 희망 신호를 도시한다. RAKE 수신기(16)는 기준 신호에 기초하여 소망 신호의 무선 채널을 추정한다. 예시적인 실시예에서, RAKE 프로세서(22)는 소망 신호의 하나 이상의 지연 경로에 대한 채널 추정치를 획득하는 채널 추정기를 포함하거나, 상기 채널 추정기와 관련된다(단계 102). RAKE 프로세서 (22)는 예를 들어, 소망 신호를 디스프레딩하기 위하여 RAKE 핑거(24)에 의해 사용된 의사-잡음(PN) 시퀀스의 "코드 오프셋"을 제어함으로써, 하나 이상의 RAKE 핑거(24)를 이러한 지연 경로와 정렬시킨다. 물론, RAKE 핑거(24)를 정렬하기 위하여 시간 지연 버퍼링 또는 다른 지연 경로 정합 기술이 사용될 수 있다. 복소 계수(진폭 및 위상 값)의 벡터를 포함할 수 있는 발생된 채널 추정치는 무선 채널 응답(h r )을 나타낸다.
RAKE 프로세서(22)는 결합 가중 발생기를 포함하거나 이와 관련되어 RAKE 핑거들(24)에 의해 출력되는 역확산 신호를 RAKE 결합시킨다(단계 104). 본 발명의 일 실시예를 따르면, 스케일링 프로세서(12)는 RAKE 결합된 신호의 진폭을 스케일링하도록 사용되는 이득 조정 값으로서 스케일링 팩터를 제공한다. 이와 같이, RAKE 프로세서(16)는 스케일링 프로세서(12)에 의해 제공되는 스케일링 팩터에 의해 결합 가중치를 스케일링할 수 있다(단계 106). 이 방식에 의해, RAKE 결합기(26)에 의해 출력되는 복원된 정보 심볼들(z)은 복조를 위하여 복조기(14) 내로 공급하기 전 진폭면에서 스케일링된다(단계 108). 그러므로, 복조가 스케일링 팩터를 토대로 하는 동안, 실제 스케일링은 RAKE 결합된 신호(z)에 대해서 동작함으로써 복조기(14)에 앞서 수행된다.
도5는 대안의 전형적인 실시예를 도시한 것인데, 여기서 스케일링 팩터는 복조 동작의 부분으로서 복조기(14)에 의해 인가된다. 프로세싱은 기준 및 소망 신호의 수신으로 시작된다(단계 120). 전과 같이, 채널 추정치는 기준 신호를 토대로 발생되고(단계 122) 결합 가중치는 RAKE 결합된 신호를 형성하기 위하여 핑거 출력을 RAKE 결합하도록 발생된다(단계 124). 그러나, 이 실시예에서, 스케일링 팩터는 수신된 신호의 SNR 예를 들어 RAKE 결합된 신호에서 복원된 심볼의 SNR에 따라서 암시적으로 결정된다(단계 126). 따라서, 복조기(14)는 계산된 SNR에 따라서 기준 컨스텔레이션을 스케일링함으로써 복조 동작에서 스케일링 팩터를 암시적으로 인가한다(단계 128). 이들 및 그외 다른 동작이 이하에 더욱 상세하게 설명된다.
16QAM의 컨텍스트에서 그리고 상기 전형적인 방법을 고려하며, 소망 정보 비트들(b0, b1,...,bM-1)이 하나의 QAM 심볼로 신호 송신을 위하여 맵핑되는데, 즉 QAM 컨스텔레이션 내의 특정 포인트로 맵핑된다. (16QAM의 경우에 M=4). 그 후, QAM 심볼들로부터 정보 비트를 보조하는 것과 관련하여, 비트(bj)에 대해서 로그-가능 비(LLR: Log-Likelihood Ratio)는 다음과 같이 제공된다.
Figure 112006021073564-pct00001
여기서 Sl(j)는 bj =1로부터 맵핑되는 심볼의 세트인데, 여기서 l=1 또는 0이며, γ는 RAKE 결합 후 복원된 심볼 SNR 이다. 따라서, 분자의 값은 "0"으로서 bj를 갖는 기준 컨스텔레이션에서 공칭 심볼의 함수에 따라서 결정되는 반면에, 분모의 값은 "1"로서 bj를 갖는 기준 컨스텔레이션에서 공칭 심볼의 함수에 따라서 결정된다.
게다가, RAKE 결합된 신호(z)의 SNR(γ)는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00002
로그-맥스 원리를 적용함으로써, 다음과 같이 된다.
Figure 112006021073564-pct00003
여기서 h는 앞서 언급된 바와 같이 소망 신호를 위한 무선 채널 응답이다. 기준 신호의 무선 채널 응답의 적절한 스케일링된 버전을 치환함으로써, 다음 식으로 된다.
Figure 112006021073564-pct00004
따라서, 식 4에서 gh r은 소망 신호의 무선 채널 응답 h 으로 치환되는데, 여기서 h r은 수신된 기준 신호로부터 얻어진 채널 추정치에 따라서 발생될 수 있다.
이 치환을 살펴보면, RAKE 핑거들(24)로부터의 역확산 값들(y)이 다음과 같이 표현될 수 있다는 것을 알 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00005
RAKE 결합된 신호(z)는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00006
상기 수학식을 고려하면, 최적의 결합 가중치들 w=R -1 h가 사용되고 bj의 LLR은 다음과 같의 표현될 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00007
수학식(6)으로부터, 복조기(14)는 스케일링 팩터의 암시적 적용에 의해 RAKE 결합된 신호(z)의 LLR 복조를 구현한다. 즉, 스케일링 팩터는 수신기 회로(10)에 공지된 기준 컨스텔레이션에 속하는 공칭 심볼 값들(si)에 적용되는 계산된 SNR(γ)에서 암시적으로 구현된다.
다른 말로서, 전형적인 수신기 회로(10)는 복원된 심볼(z) 및 암시적으로 스케일링된 기준 심볼들 간의 "거리들"을 계산을 토대로 RAKE 결합된 신호를 복조하는데, 이의 진폭은 계산(γ)를 토대로 조정된다. 이를 위하여, RAKE 결합된 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00008
여기서 u'는 분산(γ)을 갖는 잡음 항을 표시한다. 잡음항을 무시하고 기준 컨스텔레이션이 단위 전력을 갖는다라는 가정을 사용하면 γ의 추정치에 대해 다음 과 같이 표현한다.
Figure 112006021073564-pct00009
수학식 8은 시간에 걸쳐서 평균화되거나 다수의 코드 채널에 걸쳐서 평균화되거나 이들 둘 다에 걸쳐서 평균화된 "평균" 값을 표시한다. 즉, 수신기 회로(10)가 다수의 CDMA 엔코딩된 채널을 수신하는 경우, 이 평균은 2개 이상의 코드 채널에 걸쳐서 취해진 샘플을 사용하여 발생될 수 있다.
어쨋든, 상기 수학식을 고려하면, 로그-가능 함수는 다음 수학식으로 감축된다.
Figure 112006021073564-pct00010
수학식 9에 의해, 복조기(14)는 기준 컨스텔레이션에서 수신된 심볼 값들 및 대응하는(조정된) 공칭 심볼 값들간의 거리들을 비교를 토대로 RAKE 결합된 신호 (z)에서 복원된 심볼들로부터 원래 전송되는 정보 비트의 로그-가능 비를 얻는다.
특히, 수학식 9에서 제1 항은 복원된 심볼 값 및 j번째 비트를 갖는 모든 공칭 심볼 값들(si) 간의 최소 거리 메트릭을 "0"으로서 구하는 반면에, 제2 항은 복원된 심볼 값 및 j번째 비트를 갖는 모든 공칭 심볼값 간의 최소 거리 메트릭을 "1"로서 구한다. 여기서, 공칭 심볼 값은 추정된 SNR
Figure 112006021073564-pct00011
에 의해 진폭 스케일링되는데, 이는 스케일링 프로세서(12)에 의해 계산되고 복조기(14)에 제공된다. 그러므로, 복조기(14)는 소망 신호의 수신된 신호 진폭을 암시적으로 고려하는 거리 항을 계산함으로써 자신의 보고 정확도를 개선한다. 이와 같이, 수학식(9)은프로세싱 논리에서 사용하기 위한 전형적인 식을 나타내지만, 도5가 이 실시예의 적용을 제한하는 것이 아니라는 것을 이해하여야 한다.
대안적으로, 도4의 컨텍스트에 언급된 바와 같이, 스케일링 프로세서(12)는 복조기(14)에 의해 또는 RAKE 수신기(16) 중 어느 하나에 의해 사용하기 위한 스케일링 팩터를 명시적으로 계산할 수 있다. 이하의 수학식(10)은 명시적 이득 팩터를 계산하는 전형적인 식을 제공한다. 어떤 임의의 결합 가중치들(w)에 대한 수학식 (5a) 및 (5b)로부터, 이득 팩터(g)는 다음 수학식을 토대로 한 소정 시간 간격(예를 들어, 정의된 코딩 유닛, 프레임, 슬롯 등)에 걸쳐서 수신된 RAKE 결합된 값드의 크기 자승을 평균화함으로써 추정될 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00012
수학식(10)은 공칭 심볼(s)이 의사-잡음이고 "1"과 동일한 제2 모멘트, 예를 들어
Figure 112006021073564-pct00013
를 갖는다라고 추정함으로써 더욱 간단하게 될 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00014
기초로서 수학식 11에 의하면, 소망 신호 및 기준 신호의 수신된 진폭에 관계하는 명시적 이득 팩터(g)는 다음 수학식을 따라서 구할 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00015
따라서, 스케일링 팩터는 소망 신호, RAKE 결합 가중치, 기준 채널 응답(예를 들어, 채널 추정치) 및 RAKE 핑거 잡음 공분산을 토대로 할 수 있다. g에 대해 풀은 후, 추정된 SNR은 다음과 같이 구해질 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00016
g 및
Figure 112006021073564-pct00017
에 의하면, QAM 변조된 비트의 소프트 값은 예를 들어 수학식 4에 따라서 발생될 수 있다. 잡음 공분산 매트릭스의 대각 요소(diagonal elements)만이 이용가능한 경우, 수학식 12 및 13에서 R은 diag(R)로 대체될 수 있다. 예를 들어 각 RAKE 핑거(24)에 대한 잡음 전력이 추적되지만 RAKE 핑거들(24) 간의 잡음 상관이 추적되지 않는 경우에 대각 값이 이용될 수 있다.
RAKE 결합된 신호(z)가 수신기 회로(10)의 GRAKE 실시예를 사용하여 얻어지며, 결합 가중치들(w)이 h r 및 R(예를 들어, w=R -1 h r )을 토대로 하며, z에 대한 심볼 SNR은 다음과 같이 더욱 효율적으로 계산될 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00018
또 다른 전형적인 실시예에서, 다음을 산출하는 수학식(12)에서 잡음 항을 무시함으로써 계산을 더욱 간단화될 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00019
상기 가정에 따라서 추정된 SNR을 구하기 위하여, 잡음 공분산 매트릭스 R은 다음 전형적인 계산을 산출하는 아이덴티파이 매트릭스(identify matrix)에 의해 근사화된다.
Figure 112006021073564-pct00020
스케일링 프로세서(12)는 수학식(16)과 일치하여 SNR을 추정하는 경우, 잡음 항은 근본적으로 무시되고 이에 따라서 추정된 SNR은 대응하는 량만큼 오프될 수 있다.
그러나, 임의의 이와 같은 추정 에러는 로그-맥스 복조 알고리즘이 터보 디코딩에서 사용되는 경우 저하된 블록 에러 레이트를 발생시키지 않을 것이다.
또 다른 예시적인 실시예에서, 예시적인 수신기 회로(10)는 우선 상술된 실시예들 중 임의의 실시예에 따라서 s에 대한 작업 값을 얻을 수 있고 하나 이상의 다음 반복에서 이 값을 리파인(refine)할 수 있다. 예시적인 반복 표현은 다음과 같이 제공된다.
Figure 112006021073564-pct00021
이는 다음과 같이 간단화된다.
Figure 112006021073564-pct00022
수학식 18을 따르면, g는 다음과 같이 추정될 수 있다.
Figure 112006021073564-pct00023
따라서, 알 수 있는 바와 같이, s*는
Figure 112006021073564-pct00024
를 결정하는데 필요로 되는데, 이는 s에 대한 초기 작업 값을 구하는데 필요로 된다. 그러므로, 스케일링 프로세서(12)는 s(즉,
Figure 112006021073564-pct00025
)의 제1 추정치를 구하고 나서 스케일링 팩터(g)의 추정치를 리파인하기 위하여 상기 수학식(18)에서
Figure 112006021073564-pct00026
를 사용하는 앞서 실시예들 중 임의의 한 실시예를 실행할 수 있다. 리파인된 스케일링 팩터(g)는 새로운 복조 공정에 사용되어 비트의 LLR 추정치를 개선시킨다. 이와 같이, 스케일링 프로세서(12)는 하나 이상의 연속적인 복조에서 복조기(14)와 협동하는데, 즉, 1, 2 또는 그 이상의 반복 복조를 수행한다. 심볼 SNR에 대해서, 수학식(13) 또는 수학식(16)중 어느 하나가 초기 복조 시도에 사용되는 복조기(14)의 특정 구현방식에 따라서 사용될 수 있다.
본 발명의 하나 이상의 실시예의 실시와 관련되는 부가적인 전형적인 상세사항은 상기 계산을 수행하는 시간 기간의 선택을 수반한다. 즉, 소망 신호의 복조를 지원하기 위하여 적절한 값의 스케일링 팩터의 결정은 무선 신호 수신의 실세계 특징을 고려하여야 한다. 예를 들어, 신호 페이딩은 수신된 신호의 진폭이상 변화되는 감쇠 특성 및/또는 변화하는 전파 경로에 따라 변화하는 일반적으로 이해되는 현상이다. 따라서, 본 발명의 하나 이상의 실시예는 하나 이상의 상대적으로 짧은 시간 간격들 중 각 간격 내에서 스케일링 팩터를 재계산한다(명시적으로 g 또는 암시적으로
Figure 112006021073564-pct00027
). 일반적으로, 소정 스케일링 팩터가 복조시 적용되는 시간 간격은 소망 신호의 페이딩 변화가 그 간격에 걸쳐서 최소화될 정도로 충분히 짧다.
도6은 WCDMA-기반으로 한 시스템에 사용되는 바와 같은 HS-DSCH의 하나의 송신 시간 간격(TTI)의 컨텍스트에서 전형적인 실시예를 도시한 것이다. 이 예는 비제한적이라는 것을 이해하여야 한다. 이 도면에서, HS-DSCH 신호는 전체 TTI 간격에 걸쳐서 페이딩 변화를 겪지만 매 6개의 서브간격들 내에서 상당히 감소된 변화를 겪는다. 따라서, 전형적인 스케일링 프로세서(12)는 페이딩-유도된 스케일링 에러를 피하도록 이들 서브간격들 중 각 서브간격에서 스케일링 팩터를 계산할 수 있다.
도7은 전형적인 수신기 회로(10)가 구현될 수 있는 전형적인 이동 단말기(200)를 도시한다. 본원에 사용된 바와 같은 용어 "이동 단말기"는 광범위의 구성으로 제공됨으로써 용어는 셀룰러 무선전화, 휴대 통신 서비스(PCS) 단말기, 개인 휴대 정보 단말기(PDAs), 랩탑, 팜탑 또는 무선 송수신기를 포함하는 다른 유형의 컴퓨터들 또는 무선 송수신기를 포함하는 다른 기구를 포함하지만 이에 제한되지 않는다. 이동 단말기는 또한 "보급되는 컴퓨팅" 장치라 칭할 수 있다.
어쨌든, 도시된 이동 단말기(200)는 수신기(202), 송신기(204), 기저대역 프로세서(206), 시스템 프로세서(208) 및 관련된 사용자 인터페이스(210), 하나 이상의 메모리 장치들(21), 주파수 합성기(214), 듀플렉서/스위치 회로(216) 및 결합된 수신/송신 안테나 어셈블리(218)를 포함한다. 수신기(202)는 상술된 전형적인 실시 예들 중 하나 이상의 실시예에 따라서 사전 서술된 스케일링 프로세서(12), 복조기(14), 및 RAKE 수신기(16)를 포함한다. 전형적인 송신기(204)는 송신 변조기(220) 및 전력 증폭기 회로(222)를 포함한다. 수신기(202)의 소자는 전체적으로 또는 부분적으로 기저대역 프로세서(206)에 통합될 수 있다. 스케일링 프로세서(12), 복조기(14) 및 RAKE 수신기(16)는 예를 들어 기저대역 프로세서(206)에 의해 실행되는 저장된 프로그램 명령을 토대로 기저대역 프로세서(206) 내에서 하나 이상의 프로세싱 회로에서 기능적으로 구현될 수 있다.
물론, 이동 단말기(200)의 아키텍쳐는 의도된 사용 및 이의 구현 특징에 따라서 광범위하게 가변될 수 있다. 그러나, 전형적인 이동 단말기(200)는 유용하게 수신된 진폭 변조 신호의 복조에서 스케일링 팩터를 사용한다. 이와 같이 당업자는 전형적인 수신기 회로(10)가 또한 기지 송수신국(BTS)이라 칭할 수 있는 무선 기지국(RBS)의 수신기 회로에서와 같은 다양한 다른 무선 통신 장치들 또는 시스템에서 사용될 수 있다는 것을 인지할 것이다.
본 발명의 전형적인 실시예를 따른 수신기는 데이터 신호를 위한 스케일링 팩터를 결정하기 위한 프로세싱 회로를 포함한다. 이를 위하여, 프로세싱 회로는 스케일링 프로세싱을 포함하고 또한 복조기 및 RAKE(GRAKE) 수신기를 더 포함할 수 있다. RAKE 수신기는 일반적인 RAKE(GRAKE) 수신기로서 구성될 수 있다. 전형적인 실시예에서, 스케일링 프로세서는 RAKE 역확산 동작들 동안 데이터 신호로부터 얻어지는 복원된 정보 심볼에 적용되는 진폭 이득 팩터로서 스케일링 팩터를 발생시킨다. 이 실시예를 따르면, RAKE 결합된 신호에서 복원된 정보 심볼이 심볼 복조에 앞서 스케일링되며, 예를 들어 진폭 조정된다. 이들 복원된 정보 심볼을 "소프트" 심볼 값이라 하거나 하지 않을 수 있다는 점에 유의하라.
대안적인 전형적인 실시예에서, 복원된 정보 심볼은 복조에 앞서 스케일링되지 않는다. 대신, 기준 컨스텔레이션의 공칭 심볼은 복조 공정의 부분으로서 스케일링된다. 예를 들어, 로그-가능 비(LLR) 복조 동작은 거리, 예를 들어 기준 컨스텔레이션에서 각 복원된 심볼 및 최근접 심볼(들) 간의 유클리드 거리 메트릭을 평가한다. 따라서, 스케일링 팩터는 데이터 신호의 송신된 전력 및/또는 수신된 진폭과 일치하여 기준 컨스텔레이션을 "스케일링"하도록 효율적으로 사용된다.
따라서, 수신된 데이터 신호의 복조는 스케일링 팩터를 토대로 하지만, 이 스케일링 팩터는 RAKE 결합된 신호의 복조 동안 다음 이점을 위한 RAKE 프로세싱의 부분으로서 적용되거나 복조 동작들 동안 직접 적용될 수 있다. 부가적인 전형적인 변화는 스케일링 팩터 그 자체의 발생을 포함한다. 예를 들어, 스케일링 팩터는 명시적으로 또는 암시적으로 결정되고 적용될 수 있다. 명시적 결정을 토대로한 전형적인 실시예에서, 스케일링 팩터는 예를 들어 RAKE 결합된 신호, RAKE 결합 가중치들, 기준 채널 응답, 및 RAKE 수신기의 핑거들 간의 잡음 공분산에서 복원된 정보 심볼의 평균 심볼 전력을 토대로 계산될 수 있다.
이와 같이 결정되면, 스케일링 팩터는 신뢰할 수 있는 복조에 필요한 진폭 스케일링을 제공하도록 RAKE 결합값에 적용될 수 있다. 즉, 복원된 심볼은 진폭면에서 조정되어 자신의 진폭에 더욱 근접한 심볼을 이동시켜, 각 심볼이 기준 컨스텔레이션에서 공칭 심볼 위치 상에 놓이거나 적어도 더욱 근접하게 되도록 한다. 따라서, 복원된 정보 심볼은 스케일링 팩터로 표시된 바와 같은 데이터 신호의 진폭 변조 인벨롭에 따라서 스케일링된다.
그러므로, 본 발명의 전형적인 실시예에 관한 상세사항을 제공하는 상기 설명에 의해 본 발명은 제한되지 않는다. 실제로, 본 발명은 상기 청구항의 범위 및 이의 합리적인 등가물에 의해서만 제한된다.

Claims (69)

  1. 무선 통신 수신기로서,
    진폭 변조된 데이터 신호 및 관련된 기준 신호를 수신하기 위한 프론트-엔드 회로로서, 데이터 신호의 송신 전력은 수신기에 알려지지 않은, 프론트-엔드 회로; 및,
    기준 및 데이터 신호를 토대로 스케일링 팩터를 결정하도록 구성된 프로세싱 회로로서, 스케일링 팩터는 데이터 및 기준 신호의 수신된 진폭을 관계시키며, 상기 프로세싱 회로는 데이터 신호로부터 복원되는 정보 심볼을 복조하기 위하여 수신기에 의해 사용되는 공칭 심볼 값에 상기 스케일링 팩터를 인가하도록 구성되는, 프로세싱 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는 RAKE 역확산 및 결합 동작들 동안 데이터 신호로부터 정보 심볼를 복원하도록 구성되는 RAKE 수신기를 포함하는 무선 통신 수신기.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 공칭 심볼 값은 사전규정된 변조 컨스텔레이션 포인트의 세트를 포함하는 무선 통신 수신기.
  4. 제 2 항에 있어서,
    상기 수신기는 기준 신호로부터 채널 임펄스 응답 추정치 및 잡음 공분산 추정치를 결정하도록 구성되는 무선 통신 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 RAKE 결합 동작은 채널 임펄스 응답 추정치 및 잡음 공분산 추정치를 토대로 결합 가중치를 얻는 것을 포함하는 무선 통신 수신기.
  6. 삭제
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는 스케일링 프로세서 및 복조기를 포함하고, 스케일링 프로세서는 스케일링 팩터를 발생시키도록 구성되고 복조기는 규정된 진폭 변조 컨스텔레이션에 대응하는 공칭 심볼 값에 스케일링 팩터를 인가함으로써 상기 복원된 정보 심볼을 복조하도록 구성되는 무선 통신 수신기.
  8. 삭제
  9. 삭제
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는 데이터 신호로부터 도출되는 RAKE 결합된 신호의 신호 대 잡음 비(SNR)를 토대로 스케일링 팩터를 결정하도록 구성되는 무선 통신 수신기.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는 상기 데이터 신호의 페이딩 변화가 최소가 되도록 추정되는 시간 기간 내에서 데이터 신호의 SNR을 결정하는 무선 통신 수신기.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는 시간 기간 동안 전송되는 모든 병렬 코드 채널에 걸쳐서 SNR을 결정하는 무선 통신 수신기.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는:
    스케일링 팩터를 발생시키는 스케일링 프로세서;
    데이터 신호를 역확산 및 RAKE 결합함으로써 RAKE 결합된 신호를 발생시키는 RAKE 수신기; 및,
    상기 RAKE 결합된 신호를 복조하는 복조기를 포함하는 무선 통신 수신기.
  14. 삭제
  15. 제 13 항에 있어서,
    상기 스케일링 프로세서는 상기 RAKE 결합된 신호에서 심볼의 평균 전력, RAKE 결합된 신호를 형성하도록 사용되는 하나 이상의 RAKE 결합 가중치, 기준 신호 채널 응답 및 RAKE 수신기의 RAKE 핑거들 간의 잡음 공분산을 토대로 이득 팩터로서 스케일링 팩터를 결정하는 무선 통신 수신기.
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 복조기는 상기 RAKE 결합된 신호를 복조하는 부분으로서 상기 스케일링 팩터를 사용하여 공칭 심볼 컨스텔레이션을 보상하는 무선 통신 수신기.
  17. 삭제
  18. 삭제
  19. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신기는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 수신기를 포함하는 무선 통신 수신기.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 CDMA 수신기는 광대역 CDMA(WCDMA) 수신기를 포함하며, 상기 프로세싱 회로는 상기 수신된 데이터 신호에 따라서 수신된 고속-다운링크 공유 채널(HS-DSCH) 신호를 위한 스케일링 팩터를 결정하도록 구성되는 무선 통신 수신기.
  21. 제 1 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는 상기 데이터 신호의 진폭 변조 인벨롭의 함수에 따라서 상기 스케일링 팩터를 발생시키도록 구성되어, 상기 프로세싱 회로가 공칭 심볼 컨스텔레이션 위치에 각 복원된 정보 신호의 컨스텔레이션 위치에 관한 거리 메트릭을 결정하도록 하는 무선 통신 수신기.
  22. 수신기에 명령하는 컴퓨터 프로그램을 저장하는 컴퓨터 판독가능한 매체로서,
    관련된 수신 기준 신호에 진폭-변조된 수신 데이터 신호에 관한 스케일링 팩터를 결정하기 위한 프로그램 명령으로서, 상기 데이터 신호의 송신 전력은 수신기에 알려지지 않은, 프로그램 명령; 및,
    상기 데이터 신호로부터 얻어진 복원된 정보 심볼을 복조시 수신기에 의해 사용되는 공칭 심볼 값에 스케일링 팩터를 인가하는 프로그램 명령;
    상기 스케일링된 공칭 심볼 값을 사용하여 상기 복원된 정보 심볼을 복조하는 프로그램 명령을 포함하는 것을 특징으로 하는 컴퓨터 판독가능한 매체.
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  36. 진폭 변조되어 수신된 데이터 신호를 복조하는 방법으로서, 상기 데이터 신호의 송신 전력은 알려지지 않은, 진폭 변조되어 수신된 데이터 신호를 복조하는 방법에 있어서,
    상기 데이터 신호의 무선 채널을 추정하는 데이터 신호와 관련하여 수신되는 기준 신호 및 상기 데이터 신호를 토대로 상기 데이터 신호에 대한 스케일링 팩터를 결정하는 단계; 및,
    상기 데이터 신호로부터 얻어진 정보 심볼들의 복조 동안 사용되는 공칭 심볼 값들을 스케일링함으로써 상기 스케일링 팩터를 토대로 상기 데이터 신호를 복조하는 단계를 포함하는 진폭 변조되어 수신된 것을 특징으로 하는 데이터 신호 복조 방법.
  37. 삭제
  38. 삭제
  39. 삭제
  40. 제 36 항에 있어서,
    상기 데이터 신호로부터 얻어진 정보 심볼의 복조 동안 사용되는 공칭 심볼 값을 스케일링하는 단계는 복원된 정보 심볼에 대한 신호-대-잡음 비(SNR)를 결정하는 단계 및 SNR에 의해 공칭 심볼 값을 스케일링하는 단계를 포함하는 진폭 변조되어 수신된 데이터 신호 복조 방법.
  41. 제 40 항에 있어서,
    상기 데이터 신호의 페이딩 변화들이 최소가 되는 하나 이상의 시간 간격들 각각에서 새로운 SNR을 결정하는 단계를 더 포함하는 진폭 변조되어 수신된 데이터 신호 복조 방법.
  42. 제 36 항에 있어서,
    상기 데이터 신호 및 상기 데이터 신호의 무선 채널을 추정하는 상기 데이터 신호와 관련하여 수신된 기준 신호를 토대로 상기 데이터 신호에 대한 스케일링 팩터를 결정하는 단계는 심볼 복조의 제1 반복을 위한 제1 스케일링 팩터를 결정하는 단계를 포함하고 나서 심볼 복조의 제2 반복을 위한 개선된 제2 스케일링 팩터을 얻기 위하여 심볼 복조의 제1 반복으로부터의 결과를 사용하는 단계를 포함하는 진폭 변조되어 수신된 데이터 신호 복조 방법.
  43. 삭제
  44. 제 36 항에 있어서,
    상기 공칭 심볼 값으로서 사전규정된 변조 컨스텔레이션 포인트의 세트를 저장하는 단계를 더 포함하는 진폭 변조되어 수신된 데이터 신호 복조 방법.
  45. 삭제
  46. 삭제
  47. 무선 통신 수신기에 사용하기 위한 프로세싱 회로로서,
    진폭 변조된 데이터 신호 및 기준 신호의 수신된 진폭을 관계시키는 스케일링 팩터를 결정하는 스케일링 회로로서, 상기 데이터 신호의 송신 전력은 상기 수신기에 알려지지 않은, 스케일링 회로를 포함하는 프로세싱 회로; 및,
    상기 스케일링 팩터를 토대로 한 기준 진폭 변조 컨스텔레이션에서 공칭 심볼 값들을 스케일링하고 데이터 신호로부터 복원되는 정보 심볼의 위치를 상기 스케일링된 공칭 심볼 값에 관하여 결정한 것을 토대로 데이터 신호로부터 복원되는 정보 심볼을 복조하도록 구성되는 복조기 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 프로세싱 회로.
  48. 삭제
  49. 삭제
  50. 삭제
  51. 삭제
  52. 무선 통신 네트워크에 사용하기 위한 무선 단말기로서,
    신호를 하나 이상의 네트워크 수신기에 전송하는 송신기; 및,
    하나 이상의 네트워크 송신기들로부터 송신된 신호를 수신하는 수신기를 포함하는데,
    상기 수신기는:
    진폭 변조된 데이터 신호 및 관련된 기준 신호를 수신하기 위한 프론트-엔드 회로로서, 상기 데이터 신호의 송신 전력은 수신기에 알려지지 않은, 프론트-엔드 회로; 및,
    상기 기준 및 데이터 신호를 토대로 스케일링 팩터를 결정하도록 구성된 프로세싱 회로로서, 상기 스케일링 팩터는 데이터 및 기준 신호의 수신된 진폭을 관계시키며, 상기 프로세싱 회로는 상기 데이터 신호로부터 복원되는 정보 심볼을 복조하기 위하여 상기 수신기에 의해 사용되는 공칭 심볼 값에 상기 스케일링 팩터를 인가하도록 부가 구성되는 것을 특징으로 하는 무선 단말기.
  53. 삭제
  54. 삭제
  55. 제 52 항에 있어서,
    상기 공칭 심볼값은 규정된 진폭 변조 컨스텔레이션에 대응하는 무선 단말기.
  56. 삭제
  57. 삭제
  58. 제 52 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는 상기 데이터 신호로부터 도출되는 RAKE 결합된 신호의 신호 대 잡음 비(SNR)을 토대로 상기 스케일링 팩터를 결정하도록 구성되는 무선 단말기.
  59. 제 58 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는 상기 데이터 신호의 페이딩 변화들이 최소가 되도록 추정되는 시간 기간 내에서 상기 데이터 신호의 SNR을 결정하는 무선 단말기.
  60. 제 59 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는 상기 시간 기간 동안 전송되는 모든 병렬 코드 채널에 걸쳐서 SNR을 결정하는 무선 단말기.
  61. 제 52 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는:
    상기 스케일링 팩터를 발생시키는 스케일링 프로세서;
    상기 데이터 신호를 역확산 및 RAKE 결합함으로써 RAKE 결합된 신호를 발생 시키는 RAKE 수신기; 및,
    상기 RAKE 결합된 신호를 복조하는 복조기를 포함하는 무선 단말기.
  62. 삭제
  63. 제 61 항에 있어서,
    상기 스케일링 프로세서는 상기 RAKE 결합된 신호에서 심볼의 평균 전력, 상기 RAKE 결합된 신호를 형성하기 위하여 사용되는 하나 이상의 RAKE 결합 가중치, 기준 신호 채널 응답 및 상기 RAKE 수신기의 RAKE 핑거들 간의 잡음 공분산을 토대로 이득 팩터로서 상기 스케일링 팩터를 결정하는 무선 단말기.
  64. 제 61 항에 있어서,
    상기 복조기는 상기 RAKE 결합된 신호를 복조하는 부분으로서 상기 스케일링 팩터를 공칭 심볼 컨스텔레이션에 인가하는 무선 단말기.
  65. 삭제
  66. 삭제
  67. 제 52 항에 있어서,
    상기 수신기는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 수신기를 포함하는 무선 단말기.
  68. 제 67 항에 있어서,
    상기 CDMA 수신기는 광대역 CDMA(WCDMA) 수신기를 포함하며, 상기 프로세싱 회로는 수신된 데이터 신호로서 수신된 고속 다운링크 공유 채널(HS-DSCH) 신호를 위한 스케일링 팩터를 결정하도록 구성되는 무선 단말기.
  69. 제 52 항에 있어서,
    상기 프로세싱 회로는 상기 데이터 신호의 진폭 변조 인벨롭의 함수로서 상기 스케일링 팩터를 발생시키도록 구성되는 스케일링 프로세서를 포함하여, 상기 프로세싱 회로가 공칭 심볼 컨스텔레이션 위치에 각 복원된 정보 심볼의 컨스텔레이션 위치를 관계시는 거리 메트릭을 결정할 수 있도록 하는 무선 단말기.
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