KR101042807B1 - 주파수 직접변환 방식 수신기의 부정합 보상 장치 및 방법 - Google Patents

주파수 직접변환 방식 수신기의 부정합 보상 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따른 주파수 직접 변환 방식 수신기에서, 이득 및 위상 부정합으로 인해 왜곡된 수신 신호를 보상하기 위한 장치는, 상기 왜곡된 수신 신호로부터 추정하고자 하는 원 신호의 절대값을 계산하고, 상기 계산된 원 신호의 절대값과 상기 왜곡된 수신 신호의 성상도상의 위치 값에 따른 부호를 결합하여 상기 원 신호를 추정하는 원 신호 추정부와, 미리 정해진 적응 알고리즘에 따라 상기 추정된 원 신호와 상기 왜곡된 수신 신호의 오차값이 최소화되도록 가중치 행렬을 업데이트하는 가중치 행렬 업데이트부와, 상기 업데이트된 가중치 행렬과 상기 왜곡된 수신 신호를 곱하여 상기 왜곡된 수신 신호를 보상하는 보상부를 포함한다.
부정합, 왜곡 신호, 원신호 추정부, 가중치 행렬 업데이트부, 보상부.

Description

주파수 직접변환 방식 수신기의 부정합 보상 장치 및 방법{Device and Method ompensating mismatch in receiver of Zero-IF}
도 1은 이동통신 시스템의 직접변환방식 수신기의 구조를 도시한 도면,
도 2는 이동통신 시스템의 수신기에서 RF회로의 부정합 모델링을 도시한 도면,
도 3은 이동통신 시스템의 수신기에서 원 신호와 왜곡된 신호를 도시한 도면.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 가중치 행렬을 구하기 위한 장치를 도시한 도면,
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 원 신호 추정부의 상세 구조를 도시한 도면.
본 발명은 중간 주파수 단계가 없는 주파수 직접변환방식에 관한 것으로, 특 히 주파수변환방식의 수신기에서 고주파 회로의 부정합 보상방법에 관한 것이다.
코드분할 다중 접속(Code Division Multiple Acess 이하, CDMA이라 함) 시스템에서 전송하고자 하는 데이터는 고주파(radio frequency 이하, RF라 함) 신호로 변조되며, 변조된 신호는 무선 채널을 통하여 CDMA 시스템의 특정 혹은 다수의 단말기로 전송된다. 상기 이동 단말로 전송된 RF 신호는 페이딩, 다중경로 전파등 다양한 무선 환경의 영향을 받아서 100dB 혹은 그 이상의 전력 레벨의 동작 범위(dynamic range)를 가지게 된다.
일반적으로 이동통신시스템에서 단말의 수신기는 헤테로다인(heterodyne) 수신 방식을 이용하여 수신된 RF 변조 신호를 기저대역 신호로 여러 단계를 거쳐 하향 변환(down conversion)한다. 상기 헤테로다인 수신 방식은 RF 신호를 사람의 귀로 들을 수 있는 가청주파수로 전환시켜주는 방식으로서, 실제 무선 통신에 사용되는 RF나 음성 신호인 저주파가 아닌 특정 중간 주파수(Intermediate Frequency : IF)를 사용한다. 그러므로 상기 헤테로다인 수신 방식은 증폭 및 여파를 수신된 주파수와는 관계없이 고정된 중심 주파수에서 수행할 수 있다.
상기 헤테로다인 방식은 RF단의 저잡음 증폭기(Low Noise Amplifier : LNA) 및 IF단의 자동 이득 조절기(AGC)를 이용하여 광범위한 동작 범위(dynamic range)를 조절하며, 아날로그적으로 DC 오프셋을 제거한다. 이러한 RF 프로세싱을 거친 후, 상기 헤테로다인 방식을 사용하는 이동 단말의 수신기는 아날로그 디지털 변환기(A/D converter)를 거친 후 디지털 프로세싱을 수행한다.
이와 같은 헤테로다인 방식의 헤테로다인 수신기는 여러 필터와 가변 이득 증폭기(variable gain amplifier : VGA)를 RF 단 및 IF 단에 사용하여 수신신호를 적절히 필터링 및 증폭할 수 있다. 예를 들어 헤테로다인 수신기는 RF 단에서 40dB의 이득 범위(gain range), IF 단에서 60dB의 이득 범위(gain range)를 조절 할 수 있도록 설계함으로써 수신 신호에 대하여 100dB의 증폭 범위를 제공할 수 있다.
그러나, 사업자들은 이동 통신 단말기의 경우 수신기 설계를 적절히 함으로써 크기 및 제조 원가에 이득을 볼 수 있으며, 특히 이동 단말기의 경우 전력 소모를 줄이기 위한 설계를 지향하고 있다. 그런데, 상기 헤테로다인 방식의 수신기는 IF단에서 이미지 채널을 제거하고, 원하는 채널만을 수신하기 위한 채널 선택 필터를 사용하므로 회로의 복잡도가 가중된다. 이로 인해 이동 단말의 부하가 증가하는 문제점이 있다. 이러한 문제점으로 인해 최근에는 중간 주파수 단계가 없는 주파수 직접변환방식이 이용되고 있다.
중간주파수 단계가 없는 즉, 제로(Zero) IF 주파수 직접변환방식은 IF 관련 칩이 없으므로 필요한 부품 수를 줄이 수 있으며, 이에 따른 부품 비용을 줄일 수 있다. 그리고 보드의 면적도 더 작게 차지한다. 또한, 다중밴드 다중모드지원 단말기를 구현할 경우에도 IF단이 전혀 필요없으므로 헤테로다인방식 보다 훨씬 유리한 점을 가지고 있다. 그리고 IF 단에 존재하는 이미지 문제도 쉽게 해결할 수 있다.
그러나 상기 유리한 점에도 불구하고 주파수 직접변환 기술이 주로 사용되지 못하고 있다. 주파수 직접변환 수신기는 주파수 직접변환 과정에서 부가적으로 발생하는 직류(DC) 옵셋, 혼합변조 왜곡(IMD), 흔들림 잡음(Flicker Noise) 등으로 인해 즉, 부정합으로 인해 심각한 비트/프레임 에러율(Bite Error Rate : BER/Frame Error Rate : FER) 성능저하가 발생하게 되며, 구현에 어려움이 있다. 게다가 이러한 I/Q 부정합에 따른 QPSK 신호의 수신 성능저하는 미약하나, CDMA2000 1x EVDV 시스템과 같이 16QAM의 변조방식을 사용하는 시스템에서는 상기 I/Q 부정합은 수신 성능에 치명적이다.
따라서, 본 발명의 목적은 주파수 직접변환방식 수신기에서 I/Q 부정합에 따른 BER 또는 FER 성능 저하를 개선하기 위한 부정합 보상 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 주파수 직접 변환방식 수신기에서 성능저하의 한 원인이 되는 I/Q 부정합을 적응신호처리를 통해 보상하기 위한 방법을 제공함에 있다.
본 발명에 따른 주파수 직접 변환 방식 수신기에서, 이득 및 위상 부정합으로 인해 왜곡된 수신 신호를 보상하기 위한 장치는, 상기 왜곡된 수신 신호로부터 추정하고자 하는 원 신호의 절대값을 계산하고, 상기 계산된 원 신호의 절대값과 상기 왜곡된 수신 신호의 성상도상의 위치 값에 따른 부호를 결합하여 상기 원 신호를 추정하는 원 신호 추정부와, 미리 정해진 적응 알고리즘에 따라 상기 추정된 원 신호와 상기 왜곡된 수신 신호의 오차값이 최소화되도록 가중치 행렬을 업데이트하는 가중치 행렬 업데이트부와, 상기 업데이트된 가중치 행렬과 상기 왜곡된 수신 신호를 곱하여 상기 왜곡된 수신 신호를 보상하는 보상부를 포함한다.
또한 본 발명에 따른 주파수 직접 변환 방식 수신기에서, 이득 및 위상 부정합으로 인해 왜곡된 신호를 보상하기 위한 방법은, 상기 왜곡된 수신 신호로부터 추정하고자 하는 원 신호의 절대값을 계산하고, 상기 계산된 원 신호의 절대값과 상기 왜곡된 수신 신호의 성상도상의 위치 값에 따른 부호를 결합하여 상기 원 신호를 추정하는 과정과, 미리 정해진 적응 알고리즘에 따라 상기 추정된 원 신호와 상기 왜곡된 수신 신호의 오차값이 최소화되도록 가중치 행렬을 업데이트하는 과정과, 상기 업데이트된 가중치 행렬과 상기 왜곡된 수신 신호를 곱하여 상기 왜곡된 수신 신호를 보상하는 과정을 포함한다.
이하 본 발명의 바람직한 실시 예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 그리고 본 발명을 설명함에 있어, 관련된 공지 기능 혹은 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그 상세한 설명을 생략한다.
후술되는 본 발명의 실시예는, I/Q 부정합을 보상하기 위해 잡음이 없는 QPSK 신호를 수신할 수 있는 상황에서, I/Q 부정합에 의한 왜곡정도를 계산하여 이러한 오차를 줄이는 파라미터를 적응신호처리방법을 이용하여 구한다. 여기서 I/Q 부정합에 의한 왜곡은 시간이나 변조방식에 따라 변하는 값이 아니므로 파라미터 계산을 지속적으로 할 필요가 없으며, 한번의 계산으로 구해진 파라미터를 여타의 다른 변조방식의 수신신호에 적용이 가능함에 유의하여야 한다.
도 1은 이동통신 시스템의 직접변환방식 수신기의 구조를 도시한 도면이다.
안테나(11)를 통해 수신된 무선 신호(Radio Frequence 이하, RF라 함)는 RF 필터(12)를 통해 필터링되어 잡음이 제거되고, 저잡음 증폭기(LNA)(13)을 통해 저잡음 증폭된다. 저잡음 증폭된 RF 신호의 직교 신호(I, Q)는 주파수 혼합기들(14a, 14b)에 의해 각각 기저대역 신호로 변환되어 출력된다. 이때, 상기 기저대역 신호로 변환된 각 직교 신호는 국부 발진기(16)의 신호에 따라 보간기(15)를 통해 각각 0deg, 90deg로 위상 변환된다.
이후, 상기 기저대역 신호로 변환된 I, Q 신호는 각각 증폭기(17a, 17b)에 의해 증폭되고, 필터들(18a, 18b)를 통해 필터링되어 아날로그 디지털 변환기들(Analog Digital Converter 이하, ADC라 함)(19a, 19b)로 입력된다. 이에 따라 상기 필터링된 신호는 ADC들(19a, 19b)를 통해 각각 디지털 신호로 변환되어 수배의 칩율을 가지는 기저대역 I, Q 샘플로 출력된다.
이와 같은 구조를 갖는 수신기의 무선 신호 또는 고주파(Radio Frequence 이하, RF라 함) 회로는 데이터 경로에 부정합이 발생되는데, 이러한 부정합은 크게 증폭 이득 부정합과 위상 부정합으로 구분된다. 상기 두 가지의 부정합 모두 신호를 왜곡시키며, 이는 결과적으로 비트/프레임 에러율(Bite Error Rate : BER/Frame Error Rate : FER)을 나쁘게하여 전체적으로 시스템 성능이 저하된다.
상기 증폭 이득 부정합은 증폭기의 차동증폭회로의 소자들간의 부정합에 의해 발생되며, 위상 부정합은 국부 발진기의 I, Q 신호간의 정확한 90도 위상차를 유지하지 못함에 따라 발생된다.
도 2는 이동통신 시스템의 수신기에서 RF회로의 부정합 모델링을 도시한 도면이다.
도 2를 참조하면, 상기 혼합기(14a, 14b)는 저잡음 증폭기(13)으로부터 출력되는 신호 I(t)cos(2πfct)+Q(t)sin(2πfct)를 각각 I 채널에는 cos(2πfct+φ/2) 와 Q 채널에는 sin(2πfct+φ/2)와 혼합한다. 그러면 상기 증폭기(17a)는 상기 혼합기의 출력 신호를 A+α/2 만큼 증폭 하고, 상기 증폭기(17b)는 상기 혼합기의 출력 신호를 A-α/2 만큼 증폭한다.
상기 RF 부정합으로 인한 왜곡된 신호는 하기 <수학식 1>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112003048382259-pat00001
상기 <수학식 1>과 같은 왜곡된 신호는 첨부된 도 3과 같이 나타낼 수 있다.
도 3을 참조하면, 가로축은 "In-phase"를 나타내며, 세로축은 "Quadrature"를 나타낸다. 상기 도 3에서 성상도상에 표시된 직교신호 데이터의 위치인 Ax(A1, A2, A3, A4)는 정상적인 원 신호를 나타내며, Bx(B1, B2, B3, B4)는 왜곡된 신호를 나타낸다.
상기 <수학식 1>에서
Figure 112003048382259-pat00002
가 QPSK 변조 신호일 경우,
Figure 112003048382259-pat00003
는 도 3에 도시된 바와 같이, 정상 신호 Ax에서 화살표 방향으로 왜곡된 Bx 신호가 된다. 따라서 이하, 설명에서
Figure 112003048382259-pat00004
는 변조 신호 또는 원 신호라 칭하고,
Figure 112003048382259-pat00005
는 왜곡 신호라 칭하기로 한다.
상기 <수학식 1>과 같은 왜곡 현상을 통해 수신기는 BER 또는 FER 성능이 저하될 수 있다. 여기서 변조 신호의 변조 방식의 차수가 높을수록 성능저하는 더 두드러진다.
이와 같은 부정합을 방지하기 위해서 시험 신호로 QPSK 변조 신호를 사용하여 RF회로의 증폭이득 부정합과 위상 부정합을 보상하는 선형 보상값을 구하여 왜곡 신호를 곱함으로써 정상 신호로 만드는 방법을 설명하기로 한다. 여기서 QPSK 시험 신호로 구한 보상값은 RF회로의 정적 소자들의 부정합을 보상하는 것이므로 8-PSK 방식, 16-QAM 방식 등의 여타의 변조방식에서도 적용 가능함에 유의하여야 한다.
선형연산에 의해 왜곡신호로부터 원 신호를 얻기 위해 계산되는 식을 나타내면 하기 <수학식 2>와 같다.
Figure 112003048382259-pat00006
상기 <수학식 2>는 왜곡신호로부터 원 신호를 얻을 수 있는데 반해, 이득차이 α와 위상차이φ를 알 수가 없으므로 가중치 행렬(이하, W라 함)을 구할 수 없다. 이에 따라 W 행렬을 적응 기법을 이용하여 계산하는 방법을 설명하면 다음과 같다.
Figure 112003048382259-pat00007
상기 <수학식 1>에서 수신 신호를 각 사분면의 위치에 따라서 왜곡 신호 절대값의 합(
Figure 112003048382259-pat00008
)을 계산해보면, 신호가 1, 3 사분면에 있을 경우, 상기 <수학식 3>과 같이 계산된다.
그리고 신호가 2, 4 사분면에 있을 경우에는 하기 <수학식 4>와 같이 계산된 다.
Figure 112003048382259-pat00009
이러한 상기 <수학식 3>과 상기 <수학식 4>를 더하여 왜곡이 없는 신호의 크기를 계산할 수 있으며, 이러한 계산식은 하기 <수학식 5>과 같다.
Figure 112003048382259-pat00010
만약, 이득 및 위상 부정합이 없는 경우, 즉 α=0, φ=0일 때, 하기 <수학식 6>과 같이, 왜곡 신호의 값을 구할 수 있다.
Figure 112003048382259-pat00011
이에 따라 상기 추정된 원 신호가 되는 방향으로 가중치 행렬을 업데이트하여 원 신호 복구가 가능할 수 있다.
한편, 적응 알고리즘의 일 예로 구현성이 간단한 최소 평균 정사각(Least Mean Square 이하, LMS라 함) 알고리즘을 적용한 가중치 업데이트를 위한 계산식은 하기 <수학식 7>과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112003048382259-pat00012
상기 <수학식 7>에서 W(n)는 n번째 입력에 적용되는 가중치 행렬이며, E(n)은 입력된 왜곡 신호와 가중치 행렬의 곱인 출력신호에서 상기 <수학식 6>에서 추정된 원 신호와의 오차이며, X(n)는 부정합에 의해 왜곡된 I/Q 입력신호이며, (.)T는 행렬의 트랜스포즈(Transpose)를 뜻한다. 그리고 μ는 오차가 최소화되는 방향으로 가중치 행렬을 업데이트할 때의 스텝(step)의 크기이다. 이에 따라 가중치 행렬은 오차의 제곱이 최소화되는 방향으로 업데이트될 수 있다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 가중치 행렬을 구하기 위한 장치를 도시한 도면이다.
도 4를 참조하면, 원 신호 추정부(D_SEL_UPD)(110)와, 가중치 행렬 업데이트부(W_SEL_UPD)(120)와, 이득 모드에 따른 보상부(130)로 구성된다.
상기 원신호 추정부(110)는 아나로그 디지털(AD) 변환되어 왜곡된 입력신호로부터 원 신호를 추정해 내는 블록으로 상기 <수학식 6>과 같이 계산하여 왜곡 신호의 부호와 같은 dI(t), dQ(t)를 각각 출력한다.
상기 보상부(130)는 상기 <수학식 2>와 같이, 가중치 행렬(W(n))과 입력 신호 즉, 왜곡 신호(
Figure 112003048382259-pat00013
)와의 곱을 계산하여 부정합이 보상된 정상 신호를 출력한다.
상기 가중치 행렬 업데이트부(120)는 가중치 행렬을 업데이트 한다. 여기서 업데이트 방법은 적응 알고리즘에 따라 달라질 수 있으며, RF 회로의 이득값이 결정되는 이득모드(GAIN_MODE)에 따라 가중치 행렬이 다르게 정해질 수 있으므로 각 이득 모드마다 달리하여 가중치 행렬을 선택하도록 한다.
상기 이득 모드는 수신기의 자동 이득 조정기(AGC)에 의해서 결정될 수 있는 값이며, 상기 값에 의해 RF 회로의 저잡음 증폭기(13), 혼합기(14a, 14b)의 이득값이 달라질 수 있다.
상기 덧셈기(141, 142)는 dI(t), dQ(t)와 부정합 보상 신호와의 차이를 계산한다. 상기 덧셈기(141, 142)는 가중치 행렬 업데이트부(120)와 연결되며, 출력값을 가중치 행렬의 업데이트에 이용되는 오차값으로 하여 가중치 행렬 업데이트부(120)로 입력한다.
도 5는 본 발명의 실시예에 따른 원 신호 추정부(110)의 상세 구조를 도시한 도면이다.
원 신호 추정부(110)는 입력되는 왜곡 신호의 절대값을 계산하는 절대값 계산기(111)와, 절대값 계산된 신호의 평균값을 계산하는 절대값 계산기(112)와 최상 위 비트들이 입력되는 배타적 선택기(113)를 구비한다. 그리고 상기 원 신호 추정부(110)는 평균값 계산기(112)의 출력 신호를 제곱하는 제곱기(114a, 114b)와 제곱된 신호를 더하는 합산기(210)와, 원 신호 크기를 계산하는 원 신호 계산기(116)를 구비한다.
상기 평균값 계산기(112)는 두 개의 평균값 계산기(112a, 112b)를 가지고 있으며, 수신 신호의 성상도상에서 위치를 나타내는 V값에 따라 선택적으로 입력을 취하여 평균값 출력을 낸다.
이와 같은 구조를 갖는 원 신호 추정부(110)의 동작을 설명하기로 한다.
원 신호 추정부(110)의 원 신호 추정은 상기 <수학식 3> 내지 상기 <수학식 5>에 의해 계산된다.
우선, 상기 절대값 계산기(111)는 입력되는 왜곡 신호의 절대값을 구해 각 절대값을 합한 출력을 평균값 계산기(112)로 입력한다. 이때, 왜곡 신호의 최상위 비트(MSB_I, MSB_Q)는 배타적 선택기(XOR)(113)로 입력된다. 이에 따라 XOR(113)은 상기 최상위 비트들이 같은 값을 가지면, "0"으로 다른 값을 가지면 "1"로 설정되는 V값을 출력하여 평균값 계산기(112)로 입력한다.
그러면, 평균값 계산기(112)는 수신 신호의 성상도상에서 위치를 나타내는 V값에 따라 선택적으로 입력을 취하여 평균값 출력을 낸다. 이때, V값이 1인 경우, 왜곡 신호는 상기 도 3에 도시된 A2, A4 신호인 2 또는 4 사분면의 신호이다. 절대값 계산기(111)는 출력신호를 평균값 계산기(112)로 입력한다. 이에 따라 평균값 계산부는 V값에 따라 내부의 평균값 계산기(112a, 112b)들 중 하나를 선택한다. 반면, V값이 0인 경우, 왜곡신호는 상기 도 3에 도시된 A1, A3 신호인 1 또는 3 사분면의 신호이다. 이에 따라 절대값 계산기(111)로부터 출력되는 절대값은 평균값 계산기(112a)로 입력된다.
상기 평균값 계산기들(112a, 112b)은 과거 입력신호의 평균과 현재 입력된 신호를 이용하여 현재까지의 평균값을 출력하며, 무한 임펄스 응답의 필터 또는 유한 임펄스 응답의 이동 평균(Moving Average : MA)으로 구현될 수 있다.
상기 평균값 계산부(112)의 출력은 각 평균값 계산기(112a, 112b)로부터 출력된 2개의 출력값을 출력하며, 각 출력값은 상기 <수학식 3> 및 상기 <수학식 4>의 각각의 평균치를 의미하는 값이 된다. 상기 출력값들은 각각 제곱기(114a, 114b)로 입력되어 제곱되어진다. 이후, 제곱기(114a, 114b)에서 제곱되어 출력된 값들은 덧셈기(115)를 통해 합해져서 원 신호 계산기(116)로 입력된다. 이에 따라 원 신호 계산기(116)는 상기 <수학식 5>와 같은 입력을 받아 상기 <수학식 6>의 원 신호의 크기를 계산하고, 입력 신호의 부호를 이용하여 하기 <수학식 8>과 같은 원 신호를 출력한다.
Figure 112003048382259-pat00014
상술한 바와 같이, 가중치 행렬 업데이트부(120)는 각 이득 모드에 따른 가중치 행렬을 따로 구할 수 있으며, 이는 QPSK 변조 신호를 이용하여 가중치 업데이트가 더 이상 없을 정도의 적정 시간 동안 계산한 후에는 더 이상 업데이트 하지 않아도 된다. RF 부정합값을 보상해주는 행렬은 시간에 따라 변화는 것이 아니므로 초기에 한번만 구하면 되는 것이다. 여기서 상기 가중치 행렬은 다른 변조 방식에 사용될 수 있다.
한편, 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시 예에 관하여 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도 내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시 예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 발명청구의 범위뿐 만 아니라 이 발명청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같이 본 발명은 I, Q 부정합에 따른 왜곡 신호를 가중치를 적용하여 원 신호를 보상함으로써, 주파수 직접 변환 방식의 수신기의 성능 저하를 줄일 수 있는 효과가 있다.

Claims (8)

  1. 주파수 직접 변환 방식 수신기에서, 이득 및 위상 부정합으로 인해 왜곡된 수신 신호를 보상하기 위한 장치에 있어서,
    상기 왜곡된 수신 신호로부터 추정하고자 하는 원 신호의 절대값을 계산하고, 상기 계산된 원 신호의 절대값과 상기 왜곡된 수신 신호의 성상도상의 위치 값에 따른 부호를 결합하여 상기 원 신호를 추정하는 원 신호 추정부와,
    미리 정해진 적응 알고리즘에 따라 상기 추정된 원 신호와 상기 왜곡된 수신 신호의 오차값이 최소화되도록 가중치 행렬을 업데이트하는 가중치 행렬 업데이트부와,
    상기 업데이트된 가중치 행렬과 상기 왜곡된 수신 신호를 곱하여 상기 왜곡된 수신 신호를 보상하는 보상부를 포함하는 보상 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 추정된 원 신호와 상기 보상된 수신 신호를 근거로 상기 업데이트된 가중치 행렬을 업데이트하기 위한 오차값을 계산하여 상기 가중치 행렬 업데이트부로 출력하는 덧셈기를 더 포함하는 보상 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 원 신호 추정부는,
    상기 왜곡된 수신 신호의 절대값을 계산하는 절대값 계산기와,
    상기 왜곡된 수신 신호의 성상도상의 위치 값에 따라 상기 왜곡된 수신 신호의 직교 데이터들을 선택하여 미리 계산된 평균값과 상기 계산된 왜곡된 수신 신호의 절대값의 평균값을 구하는 평균값 계산기와,
    상기 평균값에 따라 상기 원 신호의 절대값을 계산하고, 상기 계산된 원 신호의 절대값에 상기 왜곡된 수신 신호의 성상도상의 위치 값에 따른 부호를 결합하여 상기 원 신호를 추정하는 원신호 계산기를 포함하는 보상 장치.
  4. 제3항에 있어서, 상기 원 신호 추정부는,
    상기 왜곡된 수신 신호의 직교 데이터들에서 각각 최상위 비트만을 수신하고 상기 수신된 왜곡된 수신 신호의 직교 데이터들의 최상위 비트들을 비교하여 동일 여부에 따라 상기 왜곡된 수신 신호의 성상도상의 위치 값을 설정하여 상기 평균값 계산기로 출력하는 배타적 선택기와,
    상기 평균값을 제곱하여 상기 원 신호 계산기로 출력하는 제곱기를 더 포함하는 보상 장치.
  5. 주파수 직접 변환 방식 수신기에서, 이득 및 위상 부정합으로 인해 왜곡된 신호를 보상하기 위한 방법에 있어서,
    상기 왜곡된 수신 신호로부터 추정하고자 하는 원 신호의 절대값을 계산하고, 상기 계산된 원 신호의 절대값과 상기 왜곡된 수신 신호의 성상도상의 위치 값에 따른 부호를 결합하여 상기 원 신호를 추정하는 과정과,
    미리 정해진 적응 알고리즘에 따라 상기 추정된 원 신호와 상기 왜곡된 수신 신호의 오차값이 최소화되도록 가중치 행렬을 업데이트하는 과정과,
    상기 업데이트된 가중치 행렬과 상기 왜곡된 수신 신호를 곱하여 상기 왜곡된 수신 신호를 보상하는 과정을 포함하는 보상 방법.
  6. 제5항에 있어서,
    상기 추정된 원 신호와 상기 보상된 수신 신호를 근거로 상기 업데이트된 가중치 행렬을 업데이트하기 위한 오차값을 계산하여 상기 업데이트하는 과정으로 출력하는 과정을 더 포함하는 보상 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 원 신호를 추정하는 과정은,
    상기 왜곡된 수신 신호의 절대값을 계산하는 단계와,
    상기 왜곡된 수신 신호의 성상도상의 위치 값에 따라 상기 왜곡된 수신 신호의 직교 데이터들을 선택하여 미리 계산된 평균값과 상기 계산된 절대값의 평균값을 구하는 단계와,
    상기 평균값에 따라 상기 원 신호의 절대값을 계산하고, 상기 계산된 원 신호의 절대값에 상기 왜곡된 수신 신호의 성상도상의 위치 값에 따른 부호를 결합하여 상기 원 신호를 추정하는 단계를 포함하는 보상 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 원 신호를 추정하는 과정은,
    상기 왜곡된 수신 신호의 직교 데이터들에서 각각 최상위 비트만을 수신하고 상기 수신된 직교 데이터들의 최상위 비트들을 비교하여 동일 여부에 따라 상기 왜곡된 수신 신호의 성상도상의 위치 값을 설정하는 단계와,
    상기 평균값을 제곱하여 상기 원 신호를 추정하는 단계로 출력하는 단계를 더 포함하는 보상 방법.
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KR20010076711A (ko) * 2000-01-27 2001-08-16 윤종용 Ｉ/ｑ 부정합 오차를 고려한 채널추정 장치 및 이를구비한 디지털 신호 수신기
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