KR101036934B1 - 압전 트랜스듀서 컨버터, 이를 이용한 발광 다이오드 구동 장치 및 전력 변환 방법 - Google Patents

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Abstract

압전 트랜스듀서 컨버터는, 전원으로부터 직류 전압을 인가받으며 온/오프 스위칭되는 스위칭부; 및 상기 스위칭부에 전기적으로 연결되며, 상기 스위칭부로부터 인가된 전압에 의해 공진하여 교류 전력을 출력하는 압전 트랜스듀서를 포함할 수 있다. 압전 트랜스듀서 컨버터는, 전력 전달에 의한 변환 손실이 없으며, 단순한 구조를 가지므로 집적화 및 대량 생산에 유리하다. 또한, 압전 소자의 기본적인 장점인 박형화 및 저가격화의 이점이 있으며, 압전 트랜스듀서의 공진을 이용하여 스위칭 소자를 소프트 스위칭 시킴으로써 고효율을 달성할 수도 있다.
압전 트랜스듀서, 컨버터, 공진, 소프트 스위칭

Description

압전 트랜스듀서 컨버터, 이를 이용한 발광 다이오드 구동 장치 및 전력 변환 방법{Converter using piezoelectric transducer, apparatus for driving light emitting diode and method for power conversion using the same}
실시예들은 압전 트랜스듀서를 이용한 컨버터(이하, '압전 트랜스듀서 컨버터'라 한다), 이를 이용한 발광 다이오드 구동 장치 및 전력 변환 방법에 관한 것이다.
종래 기술에 따른 전력 변환 장치는 상당히 긴 설계 주기를 가지고 설계 및 제작된다. 이는 각 부품들이 표준화되지 않아서 집적화가 불가능하기 때문이다. 따라서, 제품의 제조 과정이 노동집약적이 되고, 결국 높은 제조원가 및 낮은 제품 신뢰성이라는 결과로 나타난다.
이러한 문제를 해소하기 위하여 통합된 기능과 표준화된 인터페이스 및 자동화 대량생산에 적합하게 설계된 "집적화"된 전력회로에 기반한 전력전자 기술이 시도되고 있다. 이런 기술이 실용화 되면, 인력대신 반도체 공정에 의해서 일괄적으로 전력변환 기기들을 생산하게 됨으로써, 높은 가격 경쟁력과 우수한 신뢰성을 가진 제품을 양산할 수 있게 되고, 궁극적으로 노동 집약적인 형태의 전력전자 산업 을 혁신적으로 개선할 수 있다.
그러나, 이러한 연구에는 몇 가지 문제점이 존재한다. 첫째로 컨버터에 들어가는 수동소자인 "자화 인덕터(magnetic inductor)"가 통상의 반도체 공정으로는 집적이 안 된다는 것이며, 둘째는 자화 인덕터를 사용하지 않을 경우 변환효율 및 출력 제어능력이 개별소자(discrete device)를 사용하여 조립한 시스템에 비하여 상당히 떨어진다는 점이다.
인덕터는 일반적으로 코어 및 이와 물리적으로 분리되는 권선으로 구성되는데, 이러한 복잡한 구조의 인덕터를 반도체 공정으로 제조하는 것은 실질적으로 불가능한 일이다. 이를 극복하기 위하여 다양한 재료 및 공정기술 개발을 시도하고 있으나 이는 집적회로의 장점인 저가격화 및 제품개발주기 단축에 부정적인 영향을 주게 된다. 또한 낮은 효율은 시스템에 많은 열 손실을 발생하게 하여, 높은 온도에 의해 패키징 및 방열 설계에 어려움을 준다.
따라서 전력전자분야에서는 이와 같은 문제점을 놓고 다양한 각도에서 해결책이 모색되고 있다. 그 중 가능성 있는 대안으로 제시되고 있는 것 중의 하나가 압전(piezoelectric) 소자이다. 압전 소자는 최근 휴대용 전자장비에 대한 폭발적인 수요증가와 함께 소형화, 경량화에 대한 요구가 점점 증대되면서 각광을 받고 있으며, 이러한 압전 소자의 응용으로 압전 변압기를 들 수 있다.
종래의 마그네틱 권선 변압기를 이용하는 컨버터의 경우, 내부의 마그네틱 권선 변압기의 원천적인 크기 한계에 부딪혀 수년 동안 근본적인 기술 변화가 거의 없는 실정이다 또한, 전원공급 장치가 개인 휴대장비의 본체에 비해 크고 무거워서 휴대의 편리성을 저해하는 결정적인 요소로 작용하고 있다.
이러한 문제점을 근본적으로 해결하기 위한 방법으로, 전기 에너지를 기계적 진동 에너지로 변환하는 압전 트랜스듀서(piezoelectric transducer), 및 기계 에너지를 전기 에너지로 변환하는 압전 하베스터(piezoelectric harvester)를 접합시킨 압전 변압기를 마그네틱 권선 변압기의 대체품으로 개발하려는 연구가 활발하게 진행되고 있다. 이러한 압전 변압기는 권선이 없고 제작이 간단하여 집적화에도 용이할 것으로 예상된다.
압전 변압기는 마그네틱 권선 변압기에 비해 구조가 간단하고 박형화가 쉬우며 불연성이라는 장점을 가지고 있다. 또한, 기계적인 진동 에너지를 매개로 하여 전기 에너지를 전달하는 소자로 이루어져 있기 때문에 전자기 노이즈(electromagnetic interference noise; EMI noise) 발생이 거의 없다는 장점이 있다. 특히 권선을 필요로 하지 않으므로 대량 생산에 유리하여 가격 경쟁력에서 유리하다는 면이 마그네틱 권선 변압기에 비해 강점으로 여겨지고 있다.
그러나 압전 변압기는, 전술한 장점을 가진 반면, 부하 및 주파수에 의존적인 복잡한 전기적인 특성으로 인하여 구동회로 설계에 어려움이 존재한다. 현재까지 휴대용 AC/DC 압전 변압기 어댑터 구현을 위한 여러가지 회로 토폴로지 및 제어방법에 대한 많은 연구가 진행되고 있다. 또한 압전 변압기를 집적 회로에 적용하는 데는 몇 가지 어려움이 있다. 첫째로는 압전 변압기의 스위치 구동에 있어서, 고효율을 얻기 위해서는 소프트 스위칭(soft-switching)이 필수적인데, 이를 위해서 다시 부가적인 마그네틱 인덕터를 필요로 하는 문제가 있다. 둘째로 압전 변압 기에서는 1차측에서 2차측으로의 전력 전달 과정에서, 전기 에너지에서 기계 에너지, 기계 에너지에서 기계 에너지(1차측에서 2차측), 기계 에너지에서 다시 전기 에너지로 에너지가 변환된다. 따라서 마그네틱 권선 변압기에 비하여 손실이 커지므로, 효율 성능 및 열 설계상으로 불리하다.
본 발명의 실시예들은, 압전 트랜스듀서를 이용함으로써 압전변압기에 대비하여 전력 전달에 의한 변환 손실을 저감 및/또는 제거시키고 제조 비용을 감소시켜, 집적화 및 대량 생산에 적합한 압전 트랜스듀서 컨버터, 이를 이용한 발광 다이오드 구동 장치 및 전력 변환 방법을 제공할 수 있다.
일 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터는, 전원으로부터 직류 전압을 인가받으며 온/오프 스위칭되는 스위칭부; 및 상기 스위칭부에 전기적으로 연결되며, 상기 스위칭부로부터 인가된 전압에 의해 공진하여 교류 전력을 출력하는 압전 트랜스듀서를 포함할 수 있다.
다른 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터는, 전원의 일단에 전기적으로 연결된 제1 스위칭 소자; 상기 제1 스위칭 소자와 전원의 타단 사이에 전기적으로 연결되며 서로 직렬 연결된 제1 압전 트랜스듀서 및 제2 스위칭 소자; 상기 제1 압전 트랜스듀서 및 상기 제2 스위칭 소자 사이의 제1 노드; 상기 제1 스위칭 소자와 전원의 타단 사이에 전기적으로 연결되며 서로 직렬 연결된 제4 스위칭 소자 및 제2 압전 트랜스듀서; 상기 제4 스위칭 소자 및 상기 제2 압전 트랜스듀서 사이의 제2 노드; 및 상기 제1 노드 및 상기 제2 노드 사이에 전기적으로 연결된 제3 스위칭 소자를 포함할 수 있다.
또 다른 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터는, 전원의 양단 사이에 전기 적으로 연결되며 서로 직렬 연결된 제1 커패시터 및 제2 커패시터; 상기 제1 커패시터 및 상기 제2 커패시터 사이의 제1 노드; 전원의 일단 및 상기 제1 노드 사이에 전기적으로 연결되며 서로 직렬 연결된 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자; 상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자 사이의 제2 노드; 전원의 타단 및 상기 제1 노드 사이에 전기적으로 연결되며 서로 직렬 연결된 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자; 상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 사이의 제3 노드; 및 상기 제2 노드 및 상기 제3 노드 사이에 전기적으로 연결된 압전 트랜스듀서를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따른 발광 다이오드 구동 장치는, 전원으로부터 직류 전압을 인가받으며 온/오프 스위칭되는 스위칭부; 상기 스위칭부로부터 인가된 전압에 의해 공진하여 교류 전력을 출력하는 압전 트랜스듀서; 상기 압전 트랜스듀서로부터 출력되는 교류 전력에 의하여 구동되는 하나 이상의 발광 다이오드; 상기 하나 이상의 발광 다이오드의 전압 또는 전류를 미리 설정된 기준값과 비교하여 제어 신호를 생성하는 제어부; 및 상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭부를 피드백 구동시키는 구동부를 포함할 수 있다.
일 실시예에 따른 전력 변환 방법은, 하나 이상의 스위칭 소자에 직류 전압을 인가하는 단계; 상기 하나 이상의 스위칭 소자를 온/오프 스위칭시켜 직류 전압을 구형 전압으로 변환하는 단계; 변환된 구형 전압을 이용하여 압전 트랜스듀서를 공진시키는 단계; 및 상기 압전 트랜스듀서에서 교류 전력을 출력하는 단계를 포함할 수 있다.
실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터, 이를 이용한 발광 다이오드 구동 회로 및 전력 변환 방법에 의하면, 압전변압기와 같은 1차측, 2차측의 구분 없이 인덕터와 같이 단일측 입출력 방식으로 사용하기 위하여, 2차측이 없는 압전 트랜스듀서를 이용하여 1차측 및 2차측 간 전력 전달에 의한 변환 손실을 저감 및/또는 제거할 수 있다. 또한, 압전 트랜스듀서는 단순한 구조를 가지므로 집적화 및 대량 생산에 유리하고, 압전 소자의 기본적인 장점인 박형화 및 저가격화의 이점이 있다. 나아가, 압전 트랜스듀서의 공진을 이용하여 스위칭 소자를 소프트 스위칭 시킴으로써 고효율을 달성할 수도 있다.
이하에서는, 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 구체적으로 설명한다. 그러나, 본 발명이 하기 실시예에 의하여 제한되는 것은 아니다.
도 1은 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터에 포함되는 압전 트랜스듀서의 임피던스 특성 곡선을 도시한 그래프이다. 도 1의 그래프는 압전 트랜스듀서에 인가되는 전압의 주파수에 따른 압전 트랜스듀서의 임피던스의 크기 및 위상을 나타낸다.
기본적으로 압전 트랜스듀서의 임피던스는 용량성(capacitive) 특성을 가지지만, 소정의 주파수 대역에서는 유도성(inductive) 특성을 가지게 된다. 본 명세서에서는 압전 트랜스듀서의 임피던스가 유도성 특성을 갖게 되는 주파수 대역을 압전 트랜스듀서의 공진 주파수 대역이라고 지칭하며, 공진 주파수 대역에 속하는 주파수를 공진 주파수라고 지칭한다.
도 1을 참조하면, 압전 트랜스듀서에 인가되는 전압의 주파수 대역을 복수 개의 구간(B1, B2, B3)으로 구분할 경우, 구간(B1, B3)에서는 압전 트랜스듀서의 임피던스의 위상이 약 -90˚ 로서 용량성 특성을 갖는다. 반면 구간(B2)에서는 압전 트랜스듀서의 임피던스의 위상이 약 90˚ 로서 유도성 특성을 갖는다. 따라서, 구간(B2)에 속하는 주파수의 전압을 인가하면 압전 트랜스듀서를 공진기로 사용할 수 있으며, 종래의 자화 소자를 압전 트랜스듀서로 대체하는 것이 가능하다.
본 명세서에서 압전 트랜스듀서는, 압전 물질이 하나의 층으로 된 단층 트랜스듀서, 또는 복수 개의 압전 물질의 층이 적층되어 형성된 적층(또는 다층) 트랜스듀서를 포함할 수 있다. 적층 트랜스듀서의 경우 각 층 간 전극은 모두 전기적으로 연결되어 있으며, 이는 종래의 압전변압기가 1차측 및 2차측의 2쌍의 전극을 갖는 것과 구별된다.
도 2a 및 2b는 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터의 등가 회로도이다. 도 2a 및 2b에 도시된 실시예들은 하프 브리지(half bridge)형 강압형 컨버터에 해당한다.
도 2a를 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 압전 트랜스듀서(20) 및 스위칭부(21)를 포함할 수 있다. 스위칭부(21)는 직류 전압을 공급하는 전원(VDC)의 양단과 압전 트랜스듀서(20)의 일단 사이에 각각 전기적으로 연결되는 제1 및 제2 스 위칭 소자(S1, S2)를 포함할 수 있다. 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)는 압전 트랜스듀서(20)의 공진 주파수 대역의 주파수를 스위칭 주파수로 온/오프 스위칭 동작할 수 있다.
본 명세서에서 "스위칭 소자"란 온/오프 스위칭되면서 선택적으로 전력을 전달하도록 구성된 장치를 지칭한다. 실시예에 따라 스위칭 소자는 금속산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터(Metal-Oxide Semiconductor Field Effect Transistor; MOSFET) 또는 절연 게이트 양극성 트랜지스터(Insulated Gate Bipolar Transistor; IGBT)와 같은 트랜지스터일 수 있으며, 또는 다이오드일 수도 있다.
제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)는 서로 번갈아 온/오프 스위칭 되도록 동작할 수 있으며, 예컨대 대칭으로(synchronous) 동작하거나 또는 약간의 오프 시간을 두고 서로 상보적으로(complementary) 동작할 수도 있다. 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)의 스위칭 동작은 통상의 하프 브리지 회로로부터 당업자에게 용이하게 이해될 수 있으므로 자세한 설명을 생략한다. 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)가 온/오프 스위칭됨으로써 전원(VDC)의 직류 전압을 구형파(square wave) 형태의 전압으로 변환할 수 있다.
압전 트랜스듀서(20)는 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)를 경유하여 전원(VDC)에 전기적으로 연결될 수 있다. 압전 트랜스듀서(20)는 전기 에너지를 압전 재료의 변형에 의한 기계 에너지로 변환하는 소자이나, 압전 트랜스듀서(20)의 공 진 주파수 부근을 주파수로 갖는 전압이 인가되는 경우에는 저항(Rm), 커패시터(Cd, Cm) 및 인덕터(Lm)를 포함하는 공진 회로로 등가적으로 표현될 수 있다. 압전 트랜스듀서(20)의 등가 회로에서 저항(Rm), 커패시터(Cm) 및 인덕터(Lm)는 서로 직렬 연결되며, 서로 직렬 연결된 이들 소자들에 커패시터(Cd)가 병렬 연결된다.
제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)의 스위칭 동작에 의하여 압전 트랜스듀서(20)의 공진 주파수에 해당하는 주파수를 갖는 구형 전압이 인가되므로, 저항(Rm), 커패시터(Cd, Cm) 및 인덕터(Lm)를 포함하는 공진 회로가 구형 전압에 의하여 공진하게 된다. 그 결과 압전 트랜스듀서(20)의 공진에 의하여 구형 전압이 교류 전류로 변환되고, 또한 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)의 소프트 스위칭이 이루어질 수 있다.
제1 스위칭 소자(S1)가 온(on)이며 제2 스위칭 소자(S2)가 오프(off)인 상태에서, 전원(VDC)의 직류 전압이 압전 트랜스듀서(20)의 커패시터(Cm, Cd)에 인가되어 커패시터(Cm, Cd)에 전하가 충전된다. 이때 커패시터(Cm, Cd)가 일정량 충전된 후 제1 스위칭 소자(S1)를 오프시키고 제2 스위칭 소자(S2)를 온시켜 소프트 스위칭시킬 수 있다. 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)의 동작 모드는 기존의 마그네틱 소자를 쓴 공진형 컨버터와 동일할 수도 있다. 커패시터(Cm, Cd)에 충전된 전하는 출력단을 통 하여 부하(RL)에 공급될 수 있으며, 부하(RL)의 종류에 따라 교류 전압 또는 교류 전류의 형태로 출력될 수 있다.
일 실시예에서, 압전 트랜스듀서(20)에는 정류부(22)가 전기적으로 연결될 수도 있다. 정류부(22)는 압전 트랜스듀서(20)에 의하여 변환된 교류 전류/전압을 정류하여 다시 직류 전류/전압으로 변환하여 부하(RL)에 인가할 수 있다. 이 경우 정류부(22)를 포함하는 압전 트랜스듀서 컨버터는 직류-직류 컨버터(DC-DC converter)로 동작할 수 있다.
도 2a에서는 제1 내지 제4 다이오드(D1~D4) 및 커패시터(C0)로 이루어진 전파 정류기(full wave rectifier)를 포함하는 정류부(22)를 도시하였으나, 도 2b에 도시되는 것과 같이 정류부(23)는 제1 및 제2 다이오드(D1, D2) 및 커패시터(C0)로 이루어진 반파 정류기(half wave rectifier)를 포함하여 이루어질 수도 있다. 또한 다른 실시예에서 정류부는 기타 상이한 회로를 포함할 수도 있다.
본 명세서에 첨부된 도면들에서 부하(RL)는 저항으로 등가적으로 표현되었으나, 이는 예시적인 것으로서, 부하(RL)는 압전 트랜스듀서 컨버터가 적용되는 장치의 용도 및 종류에 따라 발광 다이오드(Light Emitting Diode; LED)를 포함하여 다른 상이한 종류의 소자 또는 복수 개의 소자에 의하여 등가적으로 표현될 수도 있다.
도 3은 다른 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 등가 회로도이다. 도 3에 도시된 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터는 공진형 강압형 컨버터이다.
도 3을 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 압전 트랜스듀서(30) 및 스위칭부(31)를 포함할 수 있다. 스위칭부(31)는 전원(VDC) 및 압전 트랜스듀서(30) 사이에 직렬 연결된 제1 스위칭 소자(S1)를 포함할 수 있다. 이때 제1 스위칭 소자(S1)의 스위칭 주파수는 압전 트랜스듀서(30)의 공진 주파수 대역에 속하는 주파수일 수 있다.
압전 트랜스듀서(30)의 공진 주파수를 주파수로 갖는 전압이 인가되는 경우 압전 트랜스듀서(30)는 전술한 것과 같이 저항(Rm), 커패시터(Cm, Cd) 및 인덕터(Lm)로 이루어지는 회로로 등가적으로 표현될 수 있다. 압전 트랜스듀서(30)의 등가 회로는 도 2a 및 2b를 참조하여 전술한 실시예에서와 동일하므로 자세한 설명을 생략한다.
일 실시예에서, 압전 트랜스듀서 컨버터는 압전 트랜스듀서(30)에 전기적으로 연결된 정류부(32)를 더 포함할 수 있다. 정류부(32)는 압전 트랜스듀서(30)에 전기적으로 연결된 제2 스위칭 소자(S2), 및 제2 스위칭 소자(S2)에 전기적으로 연결되어 출력단에 병렬 연결된 커패시터(C0)를 포함할 수 있다. 제1 스위칭 소자(S1)와 마찬가지로 제2 스위칭 소자(S2)의 스위칭 주파수는 압전 트랜스듀서(30)의 공진 주파수일 수 있으며, 제1 스위칭 소자(S1)와 제2 스위칭 소자(S2)는 서로 번갈아 스위칭될 수 있다.
이상과 같이 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터에서, 제1 스위칭 소자(S1)의 온/오프 스위칭 동작에 의하여 압전 트랜스듀서(30)에 공진 주파수에 해당하는 주파수의 구형 전압이 압전 트랜스듀서(30)에 인가될 수 있다. 압전 트랜스듀서(30)는 구형 전압에 의하여 공진되어, 구형 전압을 교류 전류로 변환할 수 있다.
즉, 제1 스위칭 소자(S1)가 온이며 제2 스위칭 소자(S2)가 오프이면, 전원(VDC)의 직류 전압이 압전 트랜스듀서(30)의 커패시터(Cm, Cd)에 인가되어 전하가 충전될 수 있다. 커패시터(Cm, Cd)가 일정량 충전된 후 제1 스위칭 소자(S1)를 오프시키고 제2 스위칭 소자(S2)를 온시켜 소프트 스위칭 시킨다. 제2 스위칭 소자(S2)가 온이 되면, 압전 트랜스듀서(300)의 커패시터(Cm, Cd)에 충전된 전하는 제2 스위칭 소자(S2)를 통하여 부하(RL)에 공급될 수 있다.
도 4a 및 4b는 또 다른 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터에 포함되는 정류부를 도시한 등가 회로도이다. 도 4a 및 도 4b에 도시된 정류부들은 예시적인 승압형 정류부를 도시한다.
실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터에서 스위칭부 및 압전 트랜스듀서는 전원으로부터 직류 전압을 인가받고 인가된 직류 전압을 온/오프 스위칭 동작 및 공진에 의하여 교류 전력으로 변환하여 정류부에 인가한다. 따라서, 도 4a 및 4b에서 스위칭부 및 압전 트랜스듀서는 정류부의 관점에서 등가적으로 교류 전원(VAC)으로 표시될 수 있다.
도 4a를 참조하면, 정류부(41)는 교류 전원(VAC)의 양단에 전기적으로 연결된 제1 내지 제6 커패시터(C1~C6)를 포함할 수 있다. 이때 제1, 제3 및 제5 커패시터(C1, C3, C5)는 교류 전원(VAC)의 일단에 전기적으로 연결되며, 제2, 제4 및 제6 커패시터(C2, C4, C6)는 타단에 전기적으로 연결될 수 있다. 또한, 교류 전원(VAC)의 각 단에 연결된 커패시터들(C1, C3, C5 또는 C2, C4, C6)끼리는 서로 직렬 연결될 수 있다.
정류부(41)는 각 커패시터(C1~C6)들 사이에 전기적으로 연결된 다이오드(D1~D6)를 더 포함할 수 있다. 각각의 커패시터(C1~C6)의 양단을 교류 전원(VAC)으로부터의 거리를 기준으로 교류 전원(VAC)에 상대적으로 인접한 끝을 전단, 교류 전원(VAC)으로부터 상대적으로 먼 끝을 후단으로 정의할 수 있다. 이때, 제1 다이오드(D1)는 제1 커패시터(C1)의 전단 및 제2 커패시터(C2)의 후단 사이에 전기적으로 연결될 수 있으며, 제2 다이오드(D2)는 제2 커패시터(C2)의 후단 및 제3 커패시터(C3)의 전단 사이에 전기적으로 연결될 수 있다. 제3 내지 제6 다이오드(D3~D6)도 이에 대응되는 방식으로 순차적으로 연결될 수 있다.
이상과 같이 구성된 정류부(41)를 전원(VAC)에 전기적으로 연결하면 교류 전압이 각 커패시터(C1~C6)에 전하를 충전하며, 또한 전압의 극성이 바뀌는 것을 이용하여 각 커패시터(C1~C6)에 충전된 전하를 인접한 후단의 커패시터(C1~C6)에 전달함으로써 출력단의 전압을 승압시킬 수 있다. 이상과 같이 구성된 정류부(41)의 동작에 대해서는 당업자에게 잘 알려져 있으므로 자세한 설명을 생략한다.
도 4b를 참조하면, 승압형 정류부의 다른 형태로서, 정류부(42)는 교류 전원(VAC)에 전기적으로 연결되는 제1 및 제2 다이오드(D1, D2) 및 제1 및 제2 커패시터(C1, C2)를 포함할 수도 있다. 제1 다이오드(D1) 및 제1 커패시터(C1)는 서로 직렬 연결될 수 있으며, 마찬가지로 제2 다이오드(D2) 및 제2 커패시터(C2)도 서로 직렬 연결될 수 있다. 또한, 서로 직렬 연결된 제1 다이오드(D1) 및 제1 커패시터(C1)는, 서로 직렬 연결된 제2 다이오드(D2) 및 제2 커패시터(C2)와 병렬로 연결될 수 있다.
이상과 같이 구성된 정류부(42)에서는 교류 전원(VAC)의 전압의 방향이 전환함에 따라 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)가 번갈아 충전된다. 부하(RL)는 제1 커패시터(C1) 및 제2 커패시터(C2)의 양단 사이에 연결되므로 부하(RL)에 인가되는 전압의 크기를 제1 커패시터(C1)의 전압 및 제2 커패시터(C2)의 전압의 합으로 승압시킬 수 있다.
이상에서 도 4a 및 4b를 참조하여 전술한 승압형 정류부의 회로 구성은 예시적인 것으로서, 다른 실시예에서 정류부는 기타 상이한 형태의 승압형 정류 회로를 포함할 수도 있다.
도 5는 또 다른 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다.
도 5를 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 압전 트랜스듀서(50), 스위칭부(51) 및 전압 조절기(52)를 포함할 수 있다. 일 실시예에서 전압 조절기(52)는, 보통 인덕터 없이 커패시터와 스위치로만 구성되는 스위치드-커패시터(switched caparitor) 회로 혹은 차지 펌프(charge pump)라고 불리는 회로이며, 연속적인 전압조정이 안되고, 대신 정수 혹은 분수의 전압이득을 가지는 불연속 전압조정 회로이다. 또한 다른 실시예에서 전압조절기 부분은 공지된 어떠한 차지 펌프 회로도 적용 가능하다. 도 5에 도시된 실시예에서 전압 조절기(52)는 전원(VDC)과 스위칭부(51) 사이에 전기적으로 연결되었으나, 전압 조절기(52)는 연결 순서에 관계 없이 압전 트랜스듀서 컨버터의 어느 다른 부분에 연결될 수도 있다. 예컨대, 전압 조절기(52)는 압전 트랜스듀서(50) 및 부하(RL) 사이에 전기적으로 연결될 수도 있다.
도 5에 도시된 전압 조절기(52)는 스위칭 소자(S), 제1 및 제2 커패시터(C1, C2) 및 제1 내지 제3 다이오드(D1~D3)를 포함할 수 있다. 스위칭 소자(S)는 전원(VDC)의 일단에 연결되며, 스위칭 소자(S)와 전원(VDC)의 타단 사이에 제1 및 제2 커패시터(C1, C2) 및 제1 내지 제3 다이오드(D1~ D3)가 전기적으로 연결된다.
제1 커패시터(C1) 및 제1 다이오드(D1)는 서로 직렬 연결되고, 또한 제2 커패시터(C2) 및 제2 다이오드(D2)도 서로 직렬 연결될 수 있다. 서로 직렬 연결된 제1 커패시터(C1) 및 제1 다이오드(D1)는, 서로 직렬 연결된 제2 커패시터(C2) 및 제2 다이오드(D2)와 병렬 연결될 수 있다. 제3 다이오드(D3)는, 제1 커패시터(C1) 및 제1 다이오드(D1) 사이의 노드(node)와 제2 커패시터(C2) 및 제2 다이오드(D2) 사이의 노드를 전기적으로 연결할 수 있다.
이상과 같이 구성된 전압 조절기(52)에서, 스위칭 소자(S)가 온되면 제1 및 제2 다이오드(D1, D2)는 차단되고 제3 다이오드(D3)는 도통되어, 제1 및 제2 커패시터(C1, C2)는 제3 다이오드(D3)를 경유하여 직렬 연결될 수 있다. 따라서 각 커패시터(C1, C2)에 전원(VDC)의 전압의 절반이 충전될 수 있다. 각 커패시터(C1, C2)에 전하가 일정량 충전된 후 스위칭 소자(S)를 오프시켜 소프트 스위칭 시킬 수 있다. 스위칭 소자(S)가 오프되면, 제3 다이오드(D3)는 차단되고 제1 및 제2 다이오드(D1, D2)가 도통되어 각 커패시터(C1, C2)는 서로 병렬 연결된다. 따라서 전압 조절 기(52)의 출력단에는 입력된 전압의 절반에 해당하는 전압이 인가된다.
이상과 같이 구성된 전압 조절기(52)를 이용하면, 압전 트랜스듀서(50))에 의하여 전압이 변환되는 것과 별도로 전압 조절기(52)의 양단에서 출력 전압의 크기를 조절할 수 있다. 따라서, 전원(VDC)의 입력 전압에 대한 압전 트랜스듀서 컨버터의 출력 전압의 변환에 전압 조절기(52)의 변환비까지 더해지므로, 전압/전류 이득의 범위에 있어 압전 트랜스듀서(50)가 갖는 제한을 보상할 수 있는 효과가 있다.
도 5에 도시된 실시예에서는 차지 펌프 회로 형태의 전압 조절기(52)를 도시하였으나, 이는 예시적인 것으로서, 다른 실시예들에서 전압 조절기는 기타 상이한 형태의 회로를 포함할 수도 있다.
도 6은 또 다른 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다.
도 6을 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 압전 트랜스듀서(60), 스위칭부(61) 및 압전 변압기(62)를 포함할 수 있다. 압전 트랜스듀서(60) 및 스위칭부(61)의 구성 및 동작에 대해서는 도 2 내지 도 5를 참조하여 전술한 실시예에서와 동일하므로 자세한 설명을 생략한다.
압전 변압기(62)는 압전 트랜스듀서(60)의 출력단에 전기적으로 연결될 수 있다. 스위칭부(61) 및 압전 트랜스듀서(60)의 동작에 의하여 전원(VDC)의 직류 전 압이 교류 전력으로 변환될 수 있다. 이때, 압전 변압기(62)의 1차측은 압전 트랜스듀서(60)에 연결되며 2차측은 부하(RL)에 연결되어, 압전 트랜스듀서(60)의 교류 전력을 부하 측으로 전달할 수 있다. 일 실시예에서는, 압전 변압기(62)와 부하(RL) 사이에 정류부(미도시)를 전기적으로 연결함으로써, 압전 변압기(62)에 의하여 전달된 교류 전력을 정류하여 직류 전력으로 변환할 수도 있다.
압전 트랜스듀서(60)와 더불어 압전 변압기(62)를 사용하여 전력을 전달함으로써, 변환된 교류 전력의 전달 효율을 증가시켜 고효율을 달성할 수 있는 이점이 있다. 또한 이 경우, 압전 트랜스듀서(60)가 소프트 스위칭을 위한 공진 에너지를 생성하며, 압전 변압기(62)는 절연을 담당하는 역할을 할 수 있다.
도 7a 및 7b는 또 다른 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다. 도 7a 및 7b는 압전 트랜스듀서를 이용하여 공진형으로 만든 '공진형 스위치드 커패시터(switched capacitor)' 회로를 나타낸다.
도 7a를 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 압전 트랜스듀서(70) 및 하나 이상의 스위칭 소자를 포함할 수 있다. 상기 하나 이상의 스위칭 소자는 전원(VDC) 양단 및 압전 트랜스듀서(70)의 일단 사이에 하프 브리지 형태로 연결된 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2), 전원(VDC)의 일단 및 압전 트랜스듀서(70)의 타단 사이에 전기적으로 연결된 제3 스위칭 소자(S3) 및 압전 트랜스듀서(70)의 타단과 부하(RL) 사이에 연결된 제4 스위칭 소자(S4)를 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 압전 트랜스듀서 컨버터는 교류 전력을 직류 전력으로 정류하기 위하여 부하(RL)에 병렬 연결되는 커패시터(C0)를 더 포함할 수도 있다.
도 7a에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터는 승압형 컨버터로서, 구체적인 동작은 다음과 같다. 제2 및 제3 스위칭 소자(S2, S3)가 온이고 제1 및 제4 스위칭 소자(S1, S4)가 오프이면, 전원(VDC)의 직류 전압이 모두 압전 트랜스듀서(70)에 인가되어 압전 트랜스듀서(70)가 충전된다. 일정 시간 후 공진에 의하여 압전 트랜스듀서(70)는 방전 모드에 들어가며, 이때 제1 및 제4 스위칭 소자(S1, S4)를 온시키고 제2 및 제3 스위칭 소자(S2, S3)를 오프시켜 부하에 전력을 전달한다.
제4 스위칭 소자(S4)가 온이 되면 전원(VDC)의 직류 전압이 부하(RL)에 인가되며, 이때 부하(RL)에 인가되는 전압은 압전 트랜스듀서(70)에 충전되어 있던 에너지만큼 승압된다. 이상적으로 동작하는 경우, 부하(RL)에 인가되는 전압은 전원(VDC)의 직류 전압의 2배가 될 수도 있다. 스위칭 타이밍을 조절하여 스위치에 영전류, 혹은 영전압을 발생시켜 제1 및 제4 스위칭 소자(S1, S4) 및 제2 및 제3 스위칭 소자(S2, S3)를 모두 소프트 스위칭시킬 수도 있다. 일 실시예에서, 제1 내지 제4 스위칭 소자(S1~S4)의 동작모드는 기존의 마그네틱 공진형 차지펌프 회로와 동일 할 수 있다. 그러나, 모든 동작점에서 소프트 스위칭을 유지하기 위해서는 공진점 추적을 위한 위상 동기 루프(Phase lock loop) 등을 포함하게 되어 제어부가 복잡해지는 단점이 있으므로, 다른 실시예에서는 간단한 제어기를 쓰기 위해서는 하드 스위칭을 할 수도 있다.
도 7b는 도 7a에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터의 구성을 2단으로 반복하여 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한다. 도 7b에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터는 도 7a에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터에 더하여 추가적인 압전 트랜스듀서(71), 제5 및 제6 스위칭 소자(S5, S6) 및 추가적인 커패시터(C1)를 더 포함할 수 있다.
도 7b에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터는, 압전 트랜스듀서(71)의 출력단에 제5 및 제6 스위칭 소자(S5, S6)를 직렬로 연결하고, 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2) 사이의 노드와 제5 및 제6 스위칭 소자(S5, S6) 사이의 노드 사이에 추가적인 압전 트랜스듀서(71)가 전기적으로 연결되도록 구성될 수 있다. 제6 스위칭 소자(S6)에는 추가적인 커패시터(C1)가 부하와 병렬로 연결될 수 있다.
이상과 같이 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터에서는 2개의 압전 트랜스듀서(70, 71)에 전하가 충전되었다가 부하(RL)에 공급되므로, 이상적으로 동작하는 경우 부하(RL)에 인가되는 전압을 전원(VDC)의 직류 전압의 3배까지 승압시킬 수도 있다.
이상과 같이 복수 개의 압전 트랜스듀서(70, 71)가 사용되는 경우 제어를 위하여 각 압전 트랜스듀서(70, 71)의 공진 주파수를 서로 일치시킬 수 있다. 이것은 각 압전 트랜스듀서(70, 71)를 동일한 방식을 이용하여 동일한 형상으로 제작하여 스택(stack) 구조로 일체화한 뒤, 각 층의 전극을 연결하지 않고 개별적으로 사용함으로써 달성될 수 있다.
도 7b는 2개의 압전 트랜스듀서(70, 71)를 이용하여 2단으로 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시하였으나, 이는 예시적인 것으로서, 다른 실시예에서는 3개 이상의 압전 트랜스듀서를 이용하여 다단으로 압전 트랜스듀서 컨버터를 구성할 수도 있다. 다단으로 구성된 압전 트랜스듀서의 구조는 도 7a 및 7b로부터 당업자에게 용이하게 이해될 수 있으므로 자세한 설명을 생략한다.
도 7c는 도 7a에 도시된 실시예와 대칭적으로 구성된 강압형의 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한다.
도 7c를 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 압전 트랜스듀서(70) 및 하나 이상의 스위칭 소자를 포함할 수 있다. 상기 하나 이상의 스위칭 소자는 전원(VDC) 및 압전 트랜스듀서(70)의 일단 사이에 전기적으로 연결된 제3 스위칭 소자(S3), 압전 트랜스듀서(70)의 타단에 전기적으로 연결된 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2), 및 제1 스위칭 소자(S1)와 제3 스위칭 소자(S3) 사이에 전기적으로 연결된 제4 스위 칭 소자(S4)를 포함할 수 있다. 또한 제2 스위칭 소자(S2)는 압전 트랜스듀서(70)의 타단과 전원(VDC)의 타단 사이에 전기적으로 연결될 수 있다.
도 7b에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터의 구체적인 동작은 다음과 같다. 제1 및 제3 스위칭 소자(S1, S3)가 온이고 제2 및 제4 스위칭 소자(S2, S4)가 오프이면, 전원(VDC)의 직류 전압이 압전 트랜스듀서(70)에 인가되어 입출력 전압차만큼 에너지가 충전된다. 충전 후 일정 시간 후에 압전 트랜스듀서(70)가 공진에 의해 방전 모드로 들어가게 되며, 이때 제2 및 제4 스위칭 소자(S2, S4)를 온시키고 제1 및 제3 스위칭 소자(S1, S3)를 오프시켜 소프트 스위칭시킬 수 있다. 제2 및 제4 스위칭 소자(S2, S4)를 통하여 압전 트랜스듀서(70)에 충전된 에너지가 부하(RL)로 방출될 수 있다.
도 7d는 도 7c에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터의 구성을 2단으로 반복하여 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한다.
도 7d에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터는 도 7c에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터에 더하여 추가적인 압전 트랜스듀서(71) 및 각 압전 트랜스듀서(70, 71)의 사이에 전기적으로 연결되는 제1 내지 제3 다이오드(D1~D3)를 더 포함할 수 있다. 제1 다이오드(D1)는 압전 트랜스듀서(71)와 제3 스위칭 소자(S3) 사이에 전기적으로 연결될 수 있으며, 제2 다이오드(D2)는 각 압전 트랜스듀서(70, 71) 사이에 전기적 으로 연결될 수 있고, 제3 다이오드(D3)는 압전 트랜스듀서(70)와 전원(VDC) 사이에 전기적으로 연결될 수 있다.
도 7d는 2개의 압전 트랜스듀서(70, 71)를 사용하여 2단으로 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시하였으나, 이는 예시적인 것으로서, 다른 실시예에서는 3개 이상의 압전 트랜스듀서를 이용하여 다단으로 압전 트랜스듀서 컨버터를 구성할 수도 있다. 다단으로 구성된 압전 트랜스듀서의 구조는 도 7c 및 7d로부터 당업자에게 용이하게 이해될 수 있으므로 자세한 설명을 생략한다.
도 8a 및 8b는 또 다른 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다.
도 8a를 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 제1 압전 트랜스듀서(81), 제2 압전 트랜스듀서(82) 및 제1 내지 제4 스위칭 소자(S1~S4)를 포함할 수 있다. 제1 및 제2 압전 트랜스듀서(81, 82)는 서로 동일한 공진 주파수 대역을 가질 수도 있다.
제1 스위칭 소자(S1)는 전원(VDC)의 일단에 전기적으로 연결될 수 있다. 제1 스위칭 소자(S1)에는 제1 압전 트랜스듀서(81) 및 제2 스위칭 소자(S2)가 서로 직렬로 연결될 수 있다. 또한, 제1 스위칭 소자(S1)에는 제4 스위칭 소자(S4) 및 제2 압전 트랜스듀서(82)가 서로 직렬로 연결될 수 있다. 서로 직렬로 연결된 제1 압전 트랜스듀서(81) 및 제2 스위칭 소자(S2)는, 서로 직렬로 연결된 제4 스위칭 소자(S4) 및 제2 압전 트랜스듀서(82)와 병렬로 연결될 수 있다.
제3 스위칭 소자(S3)는, 제1 압전 트랜스듀서(81)와 제2 스위칭 소자(S2) 사이의 제1 노드(N1), 및 제4 스위칭 소자(S4)와 제2 압전 트랜스듀서(82) 사이의 제2 노드(N2) 사이에 전기적으로 연결될 수 있다. 결과적으로, 제1 압전 트랜스듀서(81)는 제1 스위칭 소자(S1)를 경유하여 제1 노드(N1)와 전원(VDC)의 일단 사이에 연결될 수 있으며, 제2 압전 트랜스듀서(81)는 제2 노드(N2)와 전원(VDC)의 타단 사이에 연결될 수 있다.
이상과 같이 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터에서, 제1 및 제3 스위칭 소자(S1, S3)가 온이고 제2 및 제4 스위칭 소자(S2, S4)가 오프이면, 제3 스위칭 소자(S3)에 의하여 제1 및 제2 압전 트랜스듀서(81, 82)가 서로 직렬 연결된다. 전원(VDC)의 직류 전압이 서로 직렬로 연결된 제1 및 제2 압전 트랜스듀서(81, 82)에 인가되어 제1 및 제2 압전 트랜스듀서(81, 82)가 충전될 수 있다. 일 실시예에서, 제1 및 제2 압전 트랜스듀서(81, 82)가 서로 동일한 소자이며, 이 경우 제1 및 제2 압전 트랜스듀서(81, 82)에 충전되는 에너지는 서로 동일할 수 있다.
제1 및 제2 압전 트랜스듀서(81, 82)에 전하가 일정량 충전되면 소프트 스위칭과 함께 제1 및 제3 스위칭 소자(S1, S3)를 오프시키고 제2 및 제4 스위칭 소 자(S2, S4)를 온시킬 수 있다. 이때 제2 및 제4 스위칭 소자(S2, S4)가 온이므로 제1 및 제2 압전 트랜스듀서(81, 82)는 부하(RL)에 서로 병렬 연결된다. 따라서, 부하(RL)에는 각 압전 트랜스듀서(81, 82)에 충전된 전압, 즉 전원(VDC) 전압의 절반에 해당하는 전압이 인가되어 강압형 컨버터로 동작하게 된다. 일 실시예에서는, 부하(RL)에 인가되는 전압을 스위칭시키기 위하여 부하(RL)에 전기적으로 연결되는 제5 스위칭 소자(S5)를 더 포함할 수도 있다.
도 8b는 도 8a에 도시된 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 다단으로 구성한 압전 트랜스듀서 컨버터의 개략도이다.
다단으로 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터는 전원(VDC)에 전기적으로 연결된 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2), 및 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)를 경유하여 전원(VDC)에 전기적으로 연결된 압전 트랜스듀서(81)에 더하여, 복수 개의 셀(200, 300,..., n00)을 더 포함할 수 있다. 각각의 셀(200, 300,..., n00)은 압전 트랜스듀서(82, 83,..., 8n) 및 압전 트랜스듀서(82, 83,..., 8n)와 전원(VDC) 사이에 전기적으로 연결되는 3개의 스위칭 소자(S21~S23, S31~S33,..., Sn1~Sn2)를 포함할 수 있다.
첫 번째 셀(200)에서, 첫 번째 스위칭 소자(S21)는 앞 단의 압전 트랜스듀서(81) 및 해당 셀(200)의 압전 트랜스듀서(82) 사이를 전기적으로 연결할 수 있 다. 또한, 셀(200)에서 두 번째 및 세 번째의 스위칭 소자(S22, S23)는 압전 트랜스듀서(82)의 양단과 전원(VDC)의 양단 사이에 각각 전기적으로 연결될 수 있다. 두 번째 이하의 셀(300,..., n00) 들도 이상에서 설명한 첫 번째 셀(200)에 대응되는 구성을 갖는다. 다만, 마지막 단에 위치하며 부하와 연결되는 n 번째 셀(n00)의 경우에는 3개의 스위칭 소자 대신 2 개의 스위칭 소자(Sn1, Sn2)를 포함하여 구성될 수 있다.
이상과 같이 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터의 동작은 기본적으로 도 8a에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터와 유사하다. 즉, 제1 스위칭 소자(S1)가 온이며 제2 스위칭 소자(S2)가 오프일 경우, 각 셀(200, 300,..., n00)의 첫 번째 스위칭 소자(S21, S31,..., Sn1)가 온이 되어 각 압전 트랜스듀서(81, 82,..., 8n)가 직렬 연결된다. 제1 스위칭 소자(S1)가 오프이며 제2 스위칭 소자(S2)가 온일 경우에는, 각 셀(200, 300,..., n00)에 포함된 두 번째 및 세 번째의 스위칭 소자(S22, S23, S32, S33,..., Sn2)가 온이 되므로 각 압전 트랜스듀서(81, 82,..., 8n)가 부하에 병렬 연결되어 전하를 공급할 수 있다.
도 9a 내지 9c는 또 다른 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다. 도 9a 내지 9c는 인버터 출력 공진형 회로를 압전 트랜스듀서를 이용 하도록 변형한 회로를 도시한다.
도 9a를 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 압전 트랜스듀서(90), 압전 트랜스듀서(90)의 일단 및 전원(VDC)의 양단 사이에 하프 브리지 형태로 연결된 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2), 및 압전 트랜스듀서(90)의 타단에 서로 상이한 방향으로 연결되는 제1 및 제2 다이오드(D1, D2)를 포함할 수 있다. 다른 실시예에서, 제1 및 제2 다이오드(D1, D2)는 다이오드 이외에 다른 상이한 종류의 스위칭 소자일 수도 있다.
일 실시예에서, 압전 트랜스듀서 컨버터는 제1 다이오드(D1)에 전기적으로 연결되며 부하(RL)와 병렬 연결되어 정류 회로의 역할을 하는 커패시터(C0)를 더 포함할 수도 있다.
이상과 같이 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터에서, 제1 스위칭 소자(S1)가 온이고 제2 스위칭 소자(S2)가 오프이면, 제2 다이오드(D2)가 도통되므로 전원(VDC)의 직류 전압이 압전 트랜스듀서(90)에 인가되어 입출력 전압차만큼 압전 트랜스듀서(90)를 충전한다. 다음으로 제1 스위칭 소자(S1)를 오프시키고 제2 스위칭 소자(S2)를 온시키면 소프트 스위칭이 되면서 제1 다이오드(D1)가 도통되어 부하(RL)에 전하가 공급될 수 있다. 이상적으로는 전원(VDC)의 직류 전압과 동일한 크기의 전압이 역방향으로 부하(RL)에 인가될 수 있다.
도 9b는 도 9a에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터를 다단으로 구성하여 이루어진 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다. 다단 구성은 승압형 또는 강압형이 모두 가능하며, 도 9b는 승압형 다단 구조로 이루어진 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한다.
도 9b를 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)에 더하여 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)에 전기적으로 연결되고 서로 전기적으로 연결되는 복수 개의 셀(1000, 2000,..., n000)을 포함할 수 있다. 각 셀(1000, 2000,..., n000)은 일단이 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)를 경유하여 전원(VDC)에 전기적으로 연결되는 압전 트랜스듀서(91, 92,..., 9n) 및 압전 트랜스듀서(91, 92,..., 9n)의 타단에 양 방향으로 전기적으로 연결되는 제1 및 제2 다이오드들(D11, D12, D21, D22,..., Dn1, Dn2)을 포함할 수 있다.
일 실시예에서, 각 셀(1000, 2000,..., n000)은 각 셀(1000, 2000,..., n000)의 제1 다이오드들(D11, D21,..., Dn1)에 전기적으로 연결되며 출력단에 병렬 연결되어 정류 회로의 역할을 하는 커패시터들(C1, C2,..., Cn)을 더 포함할 수도 있다.
이상과 같이 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터에서 제1 스위칭 소자(S1)가 온 이고 제2 스위칭 소자(S2)가 오프이면, 각 셀(1000, 2000,..., n000)의 제2 다이오드(D12, D22,..., Dn2)가 온이 되어 복수 개의 압전 트랜스듀서(91, 92,..., 9n)에 에너지가 충전된다. 반면, 제1 스위칭 소자(S1)를 오프시키고 제2 스위칭 소자(S2)가 온이되면 각 셀(1000, 2000,..., n000)의 제1 다이오드(D11, D21,..., Dn1)가 온이 되어 복수 개의 압전 트랜스듀서(91, 92,..., 9n)가 연결되어 부하(RL)에 전하를 공급한다. 이때, 각 셀(1000, 2000,..., n000)의 연결은 전체적으로 직렬 구조이므로 상기 압전 트랜스듀서 컨버터가 승압형으로 동작할 수 있다.
한편, 도 9c는 도 9a에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터를 다단으로 구성하여 이루어진 압전 트랜스듀서 컨버터로서, 강압형 다단 구조로 이루어진 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한다.
도 9c를 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 전술한 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)에 더하여 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)에 전기적으로 연결되며 서로 전기적으로 연결되는 복수 개의 셀(1000, 2000,..., n000)을 포함할 수 있다. 각 셀(1000, 2000,..., n000)은 일단이 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)를 경유하여 전원(VDC)에 전기적으로 연결되는 압전 트랜스듀서(91, 92,..., 9n), 및 압전 트랜스듀서(91, 92,..., 9n)의 타단에 전기적으로 연결된 제1 내지 제3 다이오드들(D11~D13, D21~D23,..., Dn1~Dn3)을 포함할 수 있다.
첫 번째의 셀(1000)에서, 제1 다이오드(D11)는 압전 트랜스듀서(91)와 출력단 사이에 전기적으로 연결되며, 제2 다이오드(D12)는 압전 트랜스듀서(91)와 인접하는 셀(2000)의 압전 트랜스듀서(92) 사이에 전기적으로 연결되고, 제3 다이오드(D13)는 상기 제2 다이오드(D12)에 전기적으로 연결되어 제2 스위칭 소자(S2) 방향으로 연결될 수 있다. 두 번째 이하의 셀(2000,..., n000) 들도 이상에서 설명한 첫 번째 셀(1000)에 대응되는 구성을 갖는다. 다만, 마지막 단에 위치하며 부하(RL)와 연결되는 n 번째 셀(n000)의 경우에만 2 개의 다이오드(Dn1, Dn2)를 포함하여 구성될 수 있다.
이상과 같이 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터에서, 제1 스위칭 소자(S1)가 온이며 제2 스위칭 소자(S2)가 오프일 경우, 각 셀(1000, 2000,..., n000)의 제2 다이오드(D12, D22,..., Dn2)가 온이 되어 각 압전 트랜스듀서(91, 92,..., 9n)가 직렬 연결되어 충전된다. 반면 제1 스위칭 소자(S1)를 오프시키고 제2 스위칭 소자(S2)가 온이되면 각 셀(1000, 2000,..., n000)의 제1 및 제3 다이오드들(D11, D13, D21, D23,..., Dn1)이 온이 되어 각 압전 트랜스듀서(91, 92,..., 9n)가 병렬 연결되어 부하(RL)에 전하를 공급할 수 있다. 이때 각 압전 트랜스듀서(91, 92,..., 9n)가 병렬 연결된 구조이므로 강압형으로 동작하게 된다.
도 10은 또 다른 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다.
도 10을 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 압전 트랜스듀서(100), 제1 내지 제4 스위칭 소자(S1~S4), 및 제1 및 제2 커패시터(C1, C2)를 포함할 수 있다. 제1 및 제2 커패시터(C1, C2)는 전원(VDC)의 양단에 서로 직렬로 연결될 수 있다. 일 실시예에서, 제1 및 제2 커패시터(C1, C2)의 커패시턴스가 동일할 수 있다. 이 경우 제1 및 제2 커패시터(C1, C2) 각각에는 전원(VDC)의 직류 전압의 절반에 해당하는 전압이 충전될 수 있다.
제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2)는, 제1 및 제2 커패시터(C1, C2) 사이의 제1 노드(N1) 및 전원(VDC)의 일단 사이에 직렬로 연결될 수 있다. 또한, 제3 및 제4 스위칭 소자(S3, S4)는 상기 제1 노드(N1) 및 전원(VDC)의 타단 사이에 직렬로 연결될 수 있다. 압전 트랜스듀서(100)는, 제1 및 제2 스위칭 소자(S1, S2) 사이의 제2 노드(N2)와, 제3 및 제4 스위칭 소자(S3, S4) 사이의 제3 노드(N3) 사이에 전기적으로 연결될 수 있다. 부하(RL)는 제1 노드(N1)와 전원(VDC)의 타단 사이에 전기적으로 연결되며, 따라서 제2 커패시터(C2)와 병렬 연결될 수 있다.
이상과 같이 구성된 압전 트랜스듀서 컨버터에서, 제1 및 제3 스위칭 소 자(S1, S3)가 온이고 제2 및 제4 스위칭 소자(S2, S4)가 오프이면, 압전 트랜스듀서(100)는 제1 커패시터(C1)에 병렬 연결되어 압전 트랜스듀서(100)에 전기 에너지가 충전될 수 있다. 다음으로 제1 및 제3 스위칭 소자(S1, S3)가 오프되고 제2 및 제4 스위칭 소자(S2, S4)가 온이 되면, 압전 트랜스듀서(100)는 제2 커패시터(C2)에 병렬 연결되어 압전 트랜스듀서(100)에 충전된 전하가 부하(RL)에 공급될 수 있다.
도 11a 및 11b는 또 다른 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다. 도 11a 및 11b에 도시된 실시예는, 압전 트랜스듀서를 이용하여 부하인 LED를 구동하도록 구성될 수 있다. 부하가 LED인 경우, 스위칭부 및 압전 트랜스듀서는 도 11a 및 11b에 도시된 것과 같이 부하단의 관점에서 등가적으로 교류 전원(IAC)으로 표시될 수 있다.
도 11a를 참조하면, 압전 트랜스듀서 컨버터는 교류 전원(IAC)으로 표시되는 스위칭부 및 압전 트랜스듀서에 더하여, 압전 트랜스듀서로부터 교류 전력을 공급받아 구동되는 하나 이상의 LED를 포함할 수 있다. 상기 LED는 복수 개가 어레이 형태로 배열되어 서로 연결되어 있을 수도 있다.
하나 이상의 LED는, 교류 전원(IAC)의 양단에 서로 병렬 연결되는 제1 LED 군(110) 및 제2 LED 군(120)을 포함할 수 있다. 제1 LED 군(110)은 직렬 연결된 복수 개의 LED(111, 112)를 포함할 수 있다. 또한, 제2 LED(120)도 직렬 연결된 복수 개의 LED(121, 122)를 포함할 수 있다. 이때, 제1 LED 군(110)과 제2 LED 군(120)은 서로 극성이 반대 방향으로 연결될 수도 있다.
전술한 하나 이상의 LED(111, 112, 121, 122)는 교류 전원(IAC)으로 표시되는 스위칭부 및 압전 트랜스듀서로부터 출력되는 교류 전력에 의하여 구동될 수 있다. 제1 및 제2 LED 군(110, 120)이 서로 극성이 반대 방향으로 연결되므로, 교류의 극성이 전환함에 따라 제1 및 제2 LED 군(110, 120)이 번갈아 구동될 수 있다.
도 11a에서 제1 LED 군(110)과 제2 LED 군(120)은 각각 하나의 행으로 이루어지나, 이는 예시적인 것으로서, 제1 LED 군(110) 및 제2 LED 군(120)은 각각 복수 개의 행으로 이루어질 수도 있다. 또한, 이때 제1 및 제2 LED 군의 각 행들은 서로 교번하여 위치할 수 있다. 즉, 제1 LED 군의 각 행들 사이에 제2 LED 군의 각 행들이 위치할 수도 있다.
또한 도 11a에서 제1 LED 군(110)과 제2 LED 군(120)의 각 행은 각각 2개의 LED를 포함하여 이루어지나, 이는 예시적인 것으로서, 제1 및 제2 LED 군의 행들은 각각 하나 이상의 임의의 개수의 LED를 포함하여 구성될 수도 있다.
도 11b를 참조하면, 제1 LED 군(110)에서 각 LED(111, 112) 사이의 제1 노드(N1)와 제2 LED 군(120)에서 각 LED(121, 122) 사이의 제2 노드(N2)는 서로 전기적으로 연결될 수 있다. 결과적으로 각각의 LED(111, 112, 121, 122)에는 서로 동일한 크기의 전압이 인가될 수 있다. 제1 및 제2 LED 군(110, 120) 중 발광하지 않는 군에서는 각각의 LED에 인가되는 역전압의 크기가 균등하지 않을 수 있으므로, 제1 및 제2 노드(N1, N2)를 전기적으로 연결함으로써 발광하지 않는 LED들에도 균등한 역전압이 인가되도록 한 것이다.
실시예들과 같이 압전 트랜스듀서를 이용하여 컨버터를 구성하는 경우의 장점으로는 집적화가 용이하다는 점이 있다. 한편, LED는 실리콘 기판상에 대량으로 제작이 가능한 소자이므로, 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 LED 구동에 이용할 경우 컨버터와 부하인 LED를 모두 집적화하여 제작할 수 있는 이점이 있다.
도 11c는 도 11b에 도시된 압전 트랜스듀서 컨버터를 이용하여 구성된 LED 구동 장치를 도시한 개략도이다.
도 11c를 참조하면, LED 구동 장치는 교류 전원(IAC)으로 표시되는 스위칭부 및 압전 트랜스듀서, 하나 이상의 LED(111, 112, 121, 122), 제어부(130) 및 구동부(140)를 포함할 수 있다. 교류 전원(IAC) 및 하나 이상의 LED(111, 112, 121, 122)의 구성 및 동작에 대해서는 도 11b를 참조하여 전술한 압전 트랜스듀서 컨버터와 동일하므로 자세한 설명을 생략한다.
제어부(130)는 하나 이상의 LED(111, 112, 121, 122)의 전압 및/또는 전류를 측정하고, 측정된 전압 및/또는 전류를 미리 설정된 기준값과 비교하여 기준값과 측정값의 차이에 대응되는 제어 신호를 생성할 수 있다. 이를 위하여, 일 실시예에서 제어부(130)는 신호 증폭기, 필터 및/또는 보상기를 포함할 수도 있다. 제어부(130)에서 생성된 제어 신호는 구동부(140)로 전달될 수 있다.
구동부(140)는 제어부(130)의 제어 신호에 따라 스위치 구동 신호를 생성하 고, 상기 스위치 구동 신호에 의해 스위칭부를 제어하여 피드백(feedback) 구동시킬 수 있다. 일 실시예에서 구동부(140)는 주파수 제어 방법, 스위칭 주파수 펄스 폭 변조(Pulse Wide Modulation; PWM) 제어 방법, 또는 저주파 PWM 제어 방법 등에 의하여 스위칭부를 제어함으로써, 압전 트랜스듀서에서 출력되는 교류 전력을 조절할 수 있다.
이하에서는 전술한 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 제어하는 방법에 대하여 설명한다.
압전 트랜스듀서 컨버터를 제어하는 데 있어 고려할 수 있는 요소로서 스위칭을 이용한 동작 제어가 있다. 제어 방법은 주파수 제어 방법, 스위칭 주파수 PWM 제어 방법 및 저주파 PWM 제어 방법 등을 포함한다. 각 제어 방법은 압전 트랜스듀서의 소재인 하드(hard) 물질 및 소프트(soft) 물질의 종류에 따라 선택되어질 수 있다.
주파수 제어 방법은 압전 트랜스듀서의 임피던스가 주파수에 따라 달라지는 것을 이용하여, 스위치의 구동 주파수를 이동함으로써 전압 분배율을 변경함으로써 출력 전압을 제어하는 방식이다. 주파수 범위는 압전 트랜스듀서의 공진 주파수 대역 부근에서 제어할 수 있다. 이는 압전 소자가 공진주파수 부근에서만 공진 특성을 가질 뿐 아니라, 스위칭 소자로 MOSFET을 사용하는 회로에서는 턴온(turn-on) 시의 손실이 턴오프(turn-off)시의 손실에 비해 상대적으로 큰데, 유도성 구간에서 구동을 함으로써 영전압 스위칭(Zero Voltage Switching; ZVS)의 구현이 가능한 점을 이용하기 위해서이다.
스위칭 주파수 PWM 제어 방법은, 스위칭 주파수를 압전 트랜스듀서의 공진 주파수에 항상 일치, 혹은 필요에 따라 공진 주파수에서 벗어난 지점으로 이동시켜 압전 트랜스듀서를 구동시키면서, 스위치 구동 신호의 듀티비를 제어함으로써 원하는 출력값을 얻는 제어 방법이다.
저주파 PWM 제어 방법은, 압전 트랜스듀서의 특성이 공진 주파수를 벗어남에 따라 안 좋아지는 경향을 보완하기 위해 사용될 수 있다. 저주파 PWM 제어 방법은 스위치 구동 주파수를 압전 트랜스듀서의 공진 주파수에 항상 일치, 혹은 필요에 따라 공진 주파수에서 벗어난 지점으로 이동시켜 압전 트랜스듀서를 구동시키면서, 저주파 PWM 신호를 스위치 PWM 신호에 중첩 혹은 제어 전원을 저주파 온/오프 시킴으로써 저주파로 전체 회로의 구동-중지를 반복하여 원하는 출력 전압을 얻는 제어 방법이다.
한편, 압전 트랜스듀서는 압전 재료에 따라 하드 소자 및 소프트 소자로 분류될 수 있다. 하드 소자는 상대적으로 높은 품질 계수(Quality factor)를 가지며, 예컨대 수백에서 2000 정도의 품질 계수를 가질 수 있다. 하드 소자는 전압 인가에 따른 신축이 상대적으로 넓은 선형 영역을 가지며, 상대적으로 작은 신축 크기를 갖는다. 반면, 소프트 소자는 수십 정도의 상대적으로 낮은 품질 계수를 가지며, 전압 인가에 따른 신축 정도가 상대적으로 크고, 선형성을 가지는 영역이 상대적으로 좁다.
이러한 특성을 이용하여 선형 영역이 높고 구동시 손실이 상대적으로 적은 하드 소자가 압전 변압기에 주로 사용되어 왔으며, 전압 인가에 따른 신축 정도가 큰 소프트 소자는 액츄에이터(actuator)용으로 주로 사용되어 왔다. 그러나, 본 발명의 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터에서 압전 트랜스듀서의 압전 재료로는 하드 재료 및 소프트 재료가 모두 사용될 수 있다.
도 12a 및 12b는 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터에서 각각 하드 재료 및 소프트 재료를 사용한 경우의 저주파 PWM 시비율[즉, 듀티비(duty ratio)]에 따른 전압 이득 변화를 예시적으로 도시한 그래프들이다. 전압 이득을 약 0.3으로 하기 위해 시비율을 조절하는 경우, 하드 재료의 경우 약 0.5 정도의 시비율에서 제어가 가능한 반면 소프트 재료의 경우 약 0.11의 시비율에서 제어가 가능한 것을 확인할 수 있다.
도 13a 및 13b는 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터에서 각각 하드 재료 및 소프트 재료를 사용한 경우의 예시적인 저주파 PWM 구동 파형을 도시한 그래프이다. 도시되는 바와 같이 게이트 신호를 이용하여 압전 트랜스듀서 컨버터 전체의 구동-정지를 반복함으로써 출력 전압을 제어할 수 있다. 또한 도 13b에 도시된 소프트 재료를 사용한 경우가 도 13a에 도시된 하드 재료를 사용한 경우에 비하여 게이트 신호의 인가에 따른 압전 전류의 신축 정도가 상대적으로 큰 것을 확인할 수 있다.
도 14a 및 14b는 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터에서 각각 하드 재료 및 소프트 재료를 사용한 경우 주파수 제어에 의한 예시적인 구동 파형을 도시한 그래프이다. 도 14a 및 14b의 그래프는 도면 상부로부터 압전 트랜스듀서의 전류, 압전 트랜스듀서의 전압 및 게이트 신호의 파형을 각각 나타낸다.
이상에서 살펴본 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터는 압전 트랜스듀서를 이용하는데, 압전 트랜스듀서는 압전 변압기와 같이 전력을 1차측에서 2차측으로 전달하는 것이 아니라 전력을 저장하였다가 방출하여 동작하는 것이므로 전력 전달에 의한 변환 손실이 없다. 또한, 압전 트랜스듀서는 압전 변압기에 비하여 단순한 구조를 가지므로 집적화 및 대량 생산에 유리하고, 압전 소자의 기본적인 장점인 박형화 및 저가격화의 이점이 있다. 나아가 압전 트랜스듀서의 공진을 이용하여 소프트 스위칭시킴으로써 고효율을 달성할 수 있다.
이상에서 살펴본 본 발명은 도면에 도시된 실시예들을 참고로 하여 설명하였으나 이는 예시적인 것에 불과하며 당해 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이로부터 다양한 변형 및 실시예의 변형이 가능하다는 점을 이해할 것이다. 그러나, 이와 같은 변형은 본 발명의 기술적 보호범위 내에 있다고 보아야 한다. 따라서, 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위의 기술적 사상에 의해서 정해져야 할 것이다.
도 1은 실시예들에 포함되는 압전 트랜스듀서의 인가 전력의 주파수에 따른 임피던스 특성 곡선을 나타낸 그래프이다.
도 2a 및 2b는 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터의 등가 회로도이다.
도 3은 다른 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터의 등가 회로도이다.
도 4a 및 4b는 또 다른 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터에 포함되는 정류부의 회로도이다.
도 5는 또 다른 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다.
도 6은 또 다른 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다.
도 7a 내지 7d는 또 다른 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다.
도 8a 및 8b는 또 다른 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다.
도 9a 내지 9c는 또 다른 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다.
도 10은 또 다른 실시예에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다.
도 11a 및 11b는 또 다른 실시예들에 따른 압전 트랜스듀서 컨버터를 도시한 개략도이다.
도 11c는 일 실시예에 따른 발광 다이오드 구동 장치를 도시한 개략도이다.
도 12a 및 12b는 각각 하드 재료 및 소프트 재료를 사용한 압전 트랜스듀서 컨버터의 저주파 펄스 폭 변조(Pulse Width Modulation)에 의한 전압 이득 변화를 도시한 그래프이다.
도 13a 및 13b는 각각 하드 재료 및 소프트 재료를 사용한 압전 트랜스듀서 컨버터의 저주파 PWM 구동 파형을 도시한 그래프이다.
도 14a 및 14b는 각각 하드 재료 및 소프트 재료를 사용한 압전 트랜스듀서 컨버터의 주파수 제어 구동 파형을 도시한 그래프이다.

Claims (17)

  1. 삭제
  2. 삭제
  3. 삭제
  4. 삭제
  5. 삭제
  6. 삭제
  7. 전원의 일단에 전기적으로 연결된 제1 스위칭 소자;
    상기 제1 스위칭 소자와 전원의 타단 사이에 전기적으로 연결되며 서로 직렬 연결된 제1 압전 트랜스듀서 및 제2 스위칭 소자;
    상기 제1 압전 트랜스듀서 및 상기 제2 스위칭 소자 사이의 제1 노드;
    상기 제1 스위칭 소자와 전원의 타단 사이에 전기적으로 연결되며 서로 직렬 연결된 제4 스위칭 소자 및 제2 압전 트랜스듀서;
    상기 제4 스위칭 소자 및 상기 제2 압전 트랜스듀서 사이의 제2 노드; 및
    상기 제1 노드 및 상기 제2 노드 사이에 전기적으로 연결된 제3 스위칭 소자를 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스듀서 컨버터.
  8. 제 7항에 있어서,
    상기 제1 압전 트랜스듀서 및 상기 제2 압전 트랜스듀서의 공진 주파수는 서로 동일한 것을 특징으로 하는 압전 트랜스듀서 컨버터.
  9. 제 7항에 있어서,
    상기 제2 압전 트랜스듀서에 전기적으로 연결된 하나 이상의 추가적인 압전 트랜스듀서; 및
    상기 하나 이상의 추가적인 압전 트랜스듀서 각각에 전기적으로 연결된 하나 이상의 추가적인 스위칭 소자를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스듀서 컨버터.
  10. 전원의 양단 사이에 전기적으로 연결되며 서로 직렬 연결된 제1 커패시터 및 제2 커패시터;
    상기 제1 커패시터 및 상기 제2 커패시터 사이의 제1 노드;
    전원의 일단 및 상기 제1 노드 사이에 전기적으로 연결되며 서로 직렬 연결된 제1 스위칭 소자 및 제2 스위칭 소자;
    상기 제1 스위칭 소자 및 상기 제2 스위칭 소자 사이의 제2 노드;
    전원의 타단 및 상기 제1 노드 사이에 전기적으로 연결되며 서로 직렬 연결된 제3 스위칭 소자 및 제4 스위칭 소자;
    상기 제3 스위칭 소자 및 상기 제4 스위칭 소자 사이의 제3 노드; 및
    상기 제2 노드 및 상기 제3 노드 사이에 전기적으로 연결된 압전 트랜스듀서를 포함하는 것을 특징으로 하는 압전 트랜스듀서 컨버터.
  11. 제 10항에 있어서,
    상기 제1 커패시터 및 상기 제2 커패시터의 커패시턴스는 서로 동일한 것을 특징으로 하는 압전 트랜스듀서 컨버터.
  12. 전원으로부터 직류 전압을 인가받으며 온/오프 스위칭되는 스위칭부;
    상기 스위칭부로부터 인가된 전압에 의해 공진하여 교류 전력을 출력하는 압전 트랜스듀서;
    상기 압전 트랜스듀서로부터 출력되는 교류 전력에 의하여 구동되는 하나 이 상의 발광 다이오드;
    상기 하나 이상의 발광 다이오드의 전압 또는 전류를 미리 설정된 기준값과 비교하여 제어 신호를 생성하는 제어부; 및
    상기 제어 신호에 따라 상기 스위칭부를 피드백 구동시키는 구동부를 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 구동 장치.
  13. 하나 이상의 스위칭 소자에 직류 전압을 인가하는 단계;
    상기 하나 이상의 스위칭 소자를 온/오프 스위칭시켜 직류 전압을 구형 전압으로 변환하는 단계;
    변환된 구형 전압을 이용하여 압전 트랜스듀서를 공진시키는 단계; 및
    상기 압전 트랜스듀서로부터 교류 전력을 출력하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 압전 트랜스듀서로부터 출력된 교류 전력을 정류하여 직류 전력으로 변환하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
  15. 제 13항에 있어서,
    상기 압전 트랜스듀서에 입력되는 전압의 크기를 조절하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
  16. 제 13항에 있어서,
    상기 압전 트랜스듀서로부터 출력되는 교류 전력의 전압 크기를 조절하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
  17. 제 13항에 있어서,
    상기 압전 트랜스듀서로부터 출력되는 교류 전력을 압전 변압기에 의하여 전달하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 방법.
KR1020090056175A 2009-06-23 2009-06-23 압전 트랜스듀서 컨버터, 이를 이용한 발광 다이오드 구동 장치 및 전력 변환 방법 KR101036934B1 (ko)

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR101635798B1 (ko) * 2012-08-29 2016-07-04 한국과학기술원 병렬형 엘. 이. 디. 조명장치
CN103228081A (zh) * 2013-04-03 2013-07-31 天长市金陵电子有限责任公司 一种亚超声语音节能灯
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Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3363139A (en) * 1964-05-28 1968-01-09 Edward L. Schiavone Piezoelectric transformer
JPH054779A (ja) * 1991-06-28 1993-01-14 Toshiba Erebeeta Technos Kk エレベータの遠隔呼び登録装置
KR20000003907A (ko) * 1998-06-30 2000-01-25 손동준 압전소자를 이용한 안정기 및 역률보상회로
JP2001128460A (ja) 1999-10-22 2001-05-11 Taiyo Yuden Co Ltd 圧電トランス駆動装置及び放電灯点灯装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3363139A (en) * 1964-05-28 1968-01-09 Edward L. Schiavone Piezoelectric transformer
JPH054779A (ja) * 1991-06-28 1993-01-14 Toshiba Erebeeta Technos Kk エレベータの遠隔呼び登録装置
KR20000003907A (ko) * 1998-06-30 2000-01-25 손동준 압전소자를 이용한 안정기 및 역률보상회로
JP2001128460A (ja) 1999-10-22 2001-05-11 Taiyo Yuden Co Ltd 圧電トランス駆動装置及び放電灯点灯装置

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