KR100981458B1 - 신호 수신 방법 및 수신기 - Google Patents

Abstract

본 발명은 주파수 범위에 걸쳐 분포된 신호, 특히 직접 시퀀스 스프레드 스펙트럼 신호를 수신하는 방법을 제공하며 이 방법은 도플러 탐색 시에 FFT(고속 푸리에 변환)을 사용하는 단계를 포함한다. 특히, 본 발명은 GPS 시스템의 일부분으로서 전송된 신호와 같은 스프레드 스펙트럼 신호를 수신하는 분야에 관한 것이다.

Description

신호 수신 방법 및 수신기{METHOD AND APPARATUS FOR SIGNAL RECEIPT AND ACQUISITION}

본 발명은 반송 주파수를 검출함으로써 신호를 수신하는 방법 및 주파수 범위 전체에 걸쳐 분포된 신호, 특히 직접 시퀀스 스프레드 스펙트럼 신호(a direct sequence spread spectrum signal)를 수신하는 방법에 관한 것이며, 이 방법은 도플러 탐색(Doppler search) 시에 FFT(고속 푸리에 변환)을 사용하는 단계를 포함한다. 특히, 본 발명은 GPS 시스템의 일부분으로서 전송된 신호와 같은 스프레드 스펙트럼 신호를 수신하는 분야에 관한 것이다.

현재의 GPS 수신기 및 그 동작 방법은 인공 위성의 군(constellation of satellites)으로부터 전송된 GPS 신호를 수집함으로써 의사범위 계산(pseudorange calculation)을 수행하여 수신기와 각 인공 위성과의 각각의 떨어진 거리를 결정하게 한다. 이러한 GPS 신호 수집은 수신된 디스프레드 신호의 출력에서의 에너지를 검출함으로써 성취되며, 이 방법은 수신기에 의해 국부적으로 생성된 코드 신호를 동조시키되, 수신기가 가능할 것으로 예상하고 있는 가능한 위상 오프셋 및 주파수 오프셋을 고려하는 단계를 포함한다. 디스프레드 신호와 국부적으로 생성된 코드 신호의 위상이 특정 한계치 내에 존재하면, 검출기는 임계치를 초과하는 출력을 생성하며 수신기는 요구된 신호의 존재를 등록할 수 있다. 이러한 초기의 신호 수집은 두 개의 코드 시퀀스들 간의 근사한 정렬을 지속적으로 유지시켜서 임의의 입력 신호 편차를 추적하는 입증 단계와 추적 단계를 촉발시킨다. 만일 신호 위상 오프셋 및 주파수 오프셋이 요구된 한계치 내에 존재하지 않으면, 검출기의 출력은 임계치에 도달하지 못하며 이로써 초기 수집을 위한 탐색 단계가 계속 진행될 것이다.

수신기와 인공 위성 간의 상대적 이동으로 인해서 입력 신호 내에서 유발될 수 있는 도플러 효과로 인해서, 입력 GPS 인공 위성 신호는 광범위한 주파수 내에서 표현될 수 있다.

GPS 수신기는 통상적으로 다수의 탐색 빈(search bin)을 사용하며 이 탐색 빈의 개수는 가능한 코드 위상 오프셋의 수 및 가능한 도플러 오프셋의 총 범위에 의해 결정된다.

현재의 GPS 구현에서는 이른바 도시형 캐넌(urban canyon) 또는 옥내 위치와 같은 상당한 GPS 신호 강도 감쇠 구역에서의 GPS 신호 수신이 불가능하다. 현재의 수신기는 최대 1ms 동안 적분할 수 있으며 적분 시간이 길수록 성취될 수 있는 감도는 증가한다. 매우 긴 적분 시간으로 인해, 옥내와 같이 신호를 수신하기 매우 어려운 환경에서도 GPS 신호를 수신할 수 있다.

그래서, GPS 수신기에 있어서 감도와 수집 시간 간의 절충이 이루어질 수 있다. 감도가 쉽게 개선될 수 있지만 이는 수집 시간에 악영향을 준다. 직렬 탐색을 포함하는 현재의 구현에 있어서, 감도와 수집 시간 간에 비선형 관계가 존재하기 때문에 상기와 같은 구현은 문제가 된다. 가령, 처리 이득이 적분된 전력의 잡음 편차를 감소시킴으로써 성취된다는 것이 이전에 언급되었다. 이는 코히어런트하게(coherently) 및/또는 비코히어런트하게(non-coherently) 성취될 수 있다. 비코히어런트 파워 합(non-coherent power sum) N 및 밀리초 단위의 코히어런트 사전 검출 기간(PDI)의 함수로서 이득 및 탐색 시간은 다음과 같이 표현된다.

처리 이득 = 10 log[PDI

]dB.

탐색 시간 증분 = (증가된 PDI로 인한) PDI * (주파수 단계 감소로 인한) PDI * (비코히어런트 합의 수) N = N * (PDI)².

비코히어런트 경우는 하나 이상의 천크(chunk)의 비코히어런트 합산을 포함하며 각 천크는 그 자체로 코히어런트하게 합산된다.

코히어런트 PDI = 10 ms 및 10 개의 비코히어런트 합의 경우인 100 ms 탐색 시간의 경우, 처리 이득은 15 dB이지만 탐색 시간은 1000 배 증가한다.

신호를 검출하는 데 15 dB 이득이 필요하다면, 수집 시간은 1 초의 범위에서 반 시간 범위로 증가하기 때문에, 이 수집 시간이 문제가 된다.

그러므로, 계산 시간 및 이에 따른 수집 시간에 심각한 영향을 주지 않는 높은 감도를 획득하기 위해서 장기 적분 기술(a long integration technology)이 유 리하다. 또한, 보조 메시지 전달을 필요로 하지 않으면서 효과적인 결과를 생성하는 기술이 필요하다.

수집 시스템의 일부로서 FFT(고속 푸리에 변환)를 사용하여 모든 가능한 도플러 코드들을 동시에 탐색함으로써 상기 수집 시간을 감소시키는 방법이 WO-A-99/26370에 개시되어 있다. 이 문헌은 FFT 결합기의 사용을 개시하고 있는데, 이러한 방식의 유리한 점은 GPS 신호들을 포함하는 광범위한 주파수들이 동시에 탐색될 수 있어서 신호 픽스(signal fix)를 성취하는 데 필요한 시간을 감소시킬 수 있다는 것이다. 이러한 FFT 결합기를 사용하지 않으면, 동시에 탐색될 수 있는 광범위한 주파수들이 한정된다는 단점이 있게 되며 이로써 다중 탐색이 수행되어 시간 지연이 발생한다.

그러나, 상기와 같은 FFT 결합기도 각 빈들 간의 이른바 스캘로핑 손실(scalloping loss)을 경험한다는 점에서 단점을 가지고 있다.

보다 상세하게 말하자면, WO-A-99/26370의 FFT 결합기는 정확한 도플러 추정을 위해서 FFT를 사용한다. FFT는 복소수 값을 취하는 변환 방법이며 길이 K의 샘플링된 신호 x(kT_s)의 K-지점 FFT는 다음과 같다.

X(I)의 크기가 최대치가 되는 I의 값은 x(kT_s)에서 최강의 주파수 성분을 표시한다. 대부분의 신호 처리 문헌들은 FFT를 어느 정도 상세하게 설명하며 FFT는 수 많은 효율적인 하드웨어 구현 또는 소프트웨어 구현으로 수정될 수 있으며 코드 상관과 관련하여서도 사용될 수 있다.

상기 알려진 FFT 결합기 방법은 다음과 같이 동작한다. 먼저, N 개의 샘플의 "천크 크기"가 규정되는데 가령 N = 4800 은 4.8 MHz 샘플링 주파수를 사용하여 셋업된 수신기에서는 1 ms 천크들에 대응한다. 관심 인공 위성 PN 코드와의 상관이 수행되고 N 개의 샘플에 대한 적분 후에 결과가 저장된다. 이러한 단계들이 N 개의 샘플로 구성된 K 개의 연속하는 세트에 대해서 반복되며 이로써 총 K*N 개의 샘플들이 처리된다. K 적분 결과들을 FFT하며 인공 위성 신호가 존재한다면 피크가 분명하게 볼 수 있게 된다. 이어서, 그 피크가 참이라면 이 피크에 대응하는 FFT 빈이 그 신호의 도플러 시프트에 대응한다.

이러한 전체 과정은 "직렬" 방식을 사용하여 도 2에 도식적으로 표현되어 있다. 즉 적분 결과들이 순차적으로 획득된다. 또한, WO-A-99/26370에 개시되어 있는 정합된 필터 방식의 경우에는 병렬 구현도 가능한데 상기 방식에서 정합된 필터는 K 개의 서브섹션으로 분할되며 각 "부분(partial)" 정합된 필터로부터의 적분 결과들은 FFT를 받게 된다.

표준 직렬 탐색과 비교하여, 상기 제안된 방식은 FFT 결합기를 사용하여 K 개의 도플러 빈들을 동시에 효과적으로 탐색하며 이로써 상대적으로 짧은 제 1 픽스 시간(a relatively short time-to-first-fix)을 보인다. 이러한 차이점이 도 3에 분명하게 나타나 있는데 여기서 FFT 결합기는 본 실례에서는 매 1 kHz마다 중심에 위치한 K 개의 개별 도플러 직렬 탐색과 거의 등가적으로 나타난다.

그러나, FFT 결합기는 도 4에 도시된 바와 같이 적분 시간이 1 ms 넘어서 증 가할 때에 다양한 도플러 오차 값에서 이른바 스캘로핑 손실인 - 4dB 정도의 감도 손실을 일으킨다.

발명의 개요

본 발명의 목적은 상기 수신기 및 방법 이상의 장점을 보이는 GPS 수신기 및 이의 동작 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 일 측면에서, 반송 주파수를 검출함으로써 신호를 수신하는 방법이 제공되는데, 이 방법은 수신된 주파수를 결정하기 위해서 제 1 FFT(고속 푸리에 변환) 결합기를 사용하는 단계와, 상기 제 1 FFT 결합기의 주파수에 대해 주파수 오프셋을 갖는 적어도 하나의 다른 FFT 결합기를 사용하는 단계를 포함한다.

상기 주파수 오프셋을 적절하게 선택하면, FFT 결합기 특성에서 딥(dip)이 알려진 지점에서 발생하기 때문에, 시프트된 FFT 결합기의 특성은 표준 FFT 결합기의 상기 딥에서 최대 특성을 가지며 이 반대 경우도 성립된다. 이로써, 두 개의 FFT를 사용하여, 만일 도플러 오차가 상기 딥들 중 한 딥에 근사하여 발생한다면 큰 감도 손실은 방지될 수 있다.

청구항 제 2 항의 특징은 이러한 2 중 FFT 결합기에 대한 주파수 오프셋을 입증한다.

청구항 제 3 항 내지 제 6 항의 특징은 다른 유리한 실시예들에 관한 것이며 이 실시예들에서 특히 추가적인 계산 복잡성이 허용될 수 있다면 스캘로핑 손실 정도가 더욱 감소된다.

본 발명의 다른 측면에서, 수신될 신호가 스프레드 스펙트럼 신호를 포함하는 경우의 선행하는 항들 중 어느 한 항에 따른 방법이 제공된다.

본 발명은 이제부터 첨부 도면을 참조하여 오직 예시적으로 설명된다.

도 1은 본 발명을 구현하는 GPS 수신기의 블륵도,

도 2는 직렬 방식을 사용하는 FFT 결합기의 도면,

도 3은 도플러 직렬 탐색과 비교되는 통상적인 FFT 결합기의 감도 손실을 나타내는 그래프,

도 4는 상이한 적분 시간을 갖는 FFT 변환기의 감도 손실을 나타내는 그래프,

도 5는 본 발명의 실시예를 사용하는 이중 FFT 결합기가 사용될 시의 감도 손실을 나타내는 그래프.

도 1은 본 발명을 구현하는 기능을 사용하는 GPS 수신기의 일부분(10)을 개략적인 블록 형태로 도시하고 있다. GPS 수신기의 도시된 부분(10)은 제 1 FFT 결합기(12)와 제 2 FFT 결합기(14)를 포함하며 이 두 결합기는 GPS 수신기(10) 내부에서 확립된 적분된 상관 결과들을 포함하는 신호(16)를 수신한다. 중요하게는, 이 두 FFT 결합기(12,14)는 서로 오프셋된 각각의 주파수 생성기(18,20)에 의해서 구동된다. 도시된 실례에서, FFT 결합기(12)는 0 Hz 오프셋에서 구동되며 FFT 결합기(14)는 25 Hz 오프셋에서 구동된다.

이 두 개의 FFT 결합기(12,14)는 모두가 결정 유닛(22)으로 제공되는 출력을 가지며 이 결정 유닛은 두 개의 결합기(12,14)로부터 수신된 FFT 계수들로 구성된 2 개의 세트로부터 주파수 추정치를 결정한다. 이이서, 상기 결정 유닛(22)은 출력으로서 주파수 추정치 신호(24)를 제공한다.

상술된 바와 같이, 도 2는 N 개의 샘플들로 구성된 K 개의 연속하는 세트들에 대한 N 개의 샘플의 사전결정된 천크 크기를 사용하는 표준 FFT 결합기의 동작을 나타낸다. 상술된 바와 같이, 도 3은 가령 K 개의 개별 도플터 직렬 탐색에 비해서 FFT 결합기에 의해서 제 1 픽스 시간이 개선될 수 있음을 나타낸다.

그러나, 상술한 바와 같이, FFT 결합기는 도 4에 도시된 바와 같이 적분 시간이 1 ms를 초과하는 경우 다양한 도플러 오차 값에서 이른바 스캘로핑 손실인 - 4dB 정도의 감도 손실을 일으킨다.

이러한 이른바 "스캘로핑 손실"은 다음과 같은 FFT 빈 크기에 의존하는 FFT 분해능에 기인한다.

이는 개별 주파수들에 대응하는 두 개의 연속하는 FFT 빈들 사이에 실제적인 잔여 도플러가 존재하는 경우에 포함되는 오차이다. 위의 관계식으로부터 알수 있듯이, 손실은 K 및 실제 잔여 주파수의 값에 의존한다. 따라서, 잔여 도플러가 FFT 빈에 근접할수록 손실은 보다 작아질 것이며 따라서 최악의 경우는 잔여 도플러가 연속하는 빈들 간의 바로 중앙에 존재할 때이다.

이러한 손실은 다음과 같이 기술된다.

코히어런트 결합 손실은 Nw_eT_s/2 가 nπ일 때 최대치가 되며 여기서 n은 0 이 아닌 임의의 정수이다. 이는 임의의 정수 n에 대해서 Sin(nπ)는 언제나 제로가 되기 때문에 L_coh의 분자로부터 획득된다. 만일 n이 제로가 되는 경우에, 분자 및 분모 모두가 제로가 되지만 L_coh는 1이 된다. 이와 등가적으로, 이는 w_e = 2 πn / NT_s 일 때이다. 그러나, 특정 적분 시간에 대한 주파수 범위는 통상적으로 1 ms 적분 시간에 대해 대략 ±1/2T_ci Hz, 가령 ±500 Hz이기 때문에, 본 발명의 설명은 이 범위로만 한정된다. 즉, 1 ms 적분 시간에 대해, 표준 도플러 직렬 탐색 기술에서는 도플러 탐색에 대해 1 kHz의 단계들을 사용하는 것이 통상적이다.

코히어런트 결합 손실은 어느 한 에지에 존재할 때 즉 w_e = π/ T_ci 일 때 ±1/2T_ci Hz 주파수 범위에서 최악의 값에 도달하며, 여기서 코히어런트 적분 시간 T_ci = NT_s 이다. 이 값을 치환하면 다음과 같은 관계식이 성립된다.

위의 마지막 상수 결과는 N 이 매우 클 때의 경우이다. 그러므로, ±1/2T_ci Hz 주파수 범위에서 코히어런트 결합 손실(도플러 오차)는 다음과 같다.

따라서, 500 Hz에서 1 ms 적분 시간에 대해 감도 손실은 대략 -4 dB이다. 이 최악의 경우는 적분 기간에 I 및 Q의 "하프 싸이클(half cycle)"을 갖는 경우에 대응하며 따라서 이들 중 하나는 이 적분 기간에 제로로 적분된다. 실제로, I로부터 0까지의 적분으로 인해 3 dB가 손실되고, I로부터 Q까지의 적분으로 인해 1 dB가 손실되었다.

따라서, 실제 잔여 주파수가 두 개의 연속하는 FFT 빈들 사이에 존재하는 경우에 스캘로핑 손실은 최악의 경우가 된다. 그러므로, 이 최악의 경우의 손실은 다음과 같이 추정될 수 있다.

여기서, K가 증가하면 그리고 sin(x) ≒ x라는 사실을 이용하면, 손실(dB)은 다음과 같이 한정된다.

여기서, FFT 결합기에 대한 최악의 경우의 시나리오는 -8 dB의 감도 손실(코히어런트 손실로부터 -4dB 및 스캘로핑 손실로부터 -4dB)을 일으키는 경우로 한정된다. 실제로, 코히어런트 손실에 대한 최악의 경우의 도플러 오차는 스캘로핑 손실에 대한 최악의 경우의 도플러 오차가 아니며 최악의 경우의 손실이 종종 약간 작다.

상술된 바와 같이, 도 4는 T_i 가 20 ms 이며 1 ms 천크를 사용하는 경우 FFT 결합기의 감도 손실을 나타낸다. (1/(2T_i) Hz와 동일한) 25 Hz의 매 홀수 배수 주파수에서 딥(dip) 특성이 존재한다. 이는 25 Hz에 대응하는 도플러 오차에 대한 것이며 따라서 최대 -4 dB 스캘로핑 손실을 유발시킨다.

본 발명의 실시예에 따라 성취된 결과는 도 5에 도시되며 이는 도 4에 도시된 바와 같은 규칙적인 FFT 결합기에 대응하는 트레이스(trace)를 포함한다.

이중 FFT 결합기 실시예는 2 개의 FFT를 필요로 하며 그 중 하나는 표준 FFT이며 나머지는 1/(2T_i) Hz의 주파수 오프셋을 갖는 FFT이다. 이 FFT 결합기 특성에서 "딥"은 알려진 지점(1/(2T_i) Hz의 홀수 배수 주파수 지점)에서 발생하기 때문에, 시프트된 FFT 결합기의 특성은 표준 FFT 결합기의 딥 지점에서 최대치를 가지며 이와 반대의 경우도 성립된다. 따라서, 두 개의 FFT를 사용하면, 도플러 오차가 이 딥들 중 하나에 인접하여 발생하는 경우에도 상당한 감도 손실을 방지할 수 있다.

두 FFT 결합기를 사용하고 출력들의 두 개의 세트에서의 피크가 존재하는 것을 관측하면, 스캘로핑 손실은 유리하게는 크게 감소된다. 최악의 경우의 스캘로 핑 손실은 이제 다음과 같이 된다.

여기서, K가 증가하면 그리고 sin(x) ≒ x라는 사실을 이용하면, 손실(dB)은 다음과 같이 한정된다.

따라서, 최악의 경우의 손실은 -4 dB에서 단지 -0.9 dB로 감소된다.

이 두 FFT 결합기를 함께 사용한 것의 결과가 도 5에 도시된다. 이 이중 FFT 결합기는 예상된 바와 같이 스캘로핑 손실을 매우 크게 감소시킨다.

요약하면, FFT 결합기는 T_i = KNT_s 초에 걸친 적분에 처리 이득을 제공할 뿐만 아니라 NT_s 초에 걸친 적분과 연관된 감도 손실(코히어런트 결합 손실) 및 스캘로핑 손실에 대해서도 이득을 제공한다.

상기 코히어런트 결합 손실은 계산 측면에서는 보다 복잡해지지만 코히어런트 천크 개수 N을 감소시킴으로써 관심 도플러 오차에 대해 임의적으로 작게 될 수 있다. 최대 감도 손실을 유발하는 도플러 오차는 N에 반비례한다. 그러므로, N 은 주파수 오차가 최대 실제 도플러 오차를 초과하도록 충분하게 작게 선택될 수 있으며 이로써 수신기는 상기와 같은 손실에 대해서는 영향을 받지 않게 된다.

상술한 바와 같이, -4 dB인 최악의 경우의 스캘로핑 손실은 이중 FFT 결합기 를 사용함으로써 -0.9 dB로 감소되었다. 물론, 이 손실은 이중 FFT 결합기를 유도하는 데 사용되었던 각 FFT 결합기를 주파수 시프팅하는 동일한 원리를 사용하여 3 중 또는 4 중 FFT 결합기를 사용함으로써 보다 더 감소될 수 있지만, 이중 FFT 결합기가 감도 손실 회복 및 계산 복잡성을 모두 절충하는 차원에서 가장 우수하다.

FFT 결합기는 큰 ±4kHz 주파수 범위 탐색을 수행하는 맥락에서 설명되었지만 이 기술은 N을 증가시키고 K를 감소시킴으로써 보다 세밀한 그레인 주파수 탐색(finer grain frequency searching)에서도 사용될 수 있다.

또한, 본 발명은 GPS 시스템 내부에서 사용되는 것으로만 한정되는 것이 아니라 소정 주파수 범위에 걸쳐서 신호가 검출될 필요가 있는 임의의 시스템에서 사용될 수 있다.

Claims (15)

1. 반송 주파수를 검출함으로써 신호를 수신하는 방법으로서,

   제 1 FFT(고속 푸리에 변환) 결합기를 사용하는 단계와,

   상기 제 1 FFT 결합기를 제 1 주파수 생성기로 구동하는 단계와,

   적어도 하나의 추가 FFT 결합기를 사용하는 단계와,

   상기 적어도 하나의 추가 FFT 결합기를 제 2 주파수 생성기로 구동하는 단계를 포함하되,

   상기 제 1 주파수 생성기 및 상기 제 2 주파수 생성기는 서로 주파수 오프셋되고, 상기 적어도 하나의 추가 FFT 결합기를 상기 제 1 FFT 결합기와 함께 사용하는 단계는 스캘로핑 손실을 감소시키는

   신호 수신 방법.
2. 제 1 항에 있어서,

   상기 적어도 하나의 추가 FFT 결합기의 주파수 오프셋은 1/(2T_i) Hz이며,

   T_i는 수신기의 적분 시간을 나타내는

   신호 수신 방법.
3. 제 1 항에 있어서,

   상기 적어도 하나의 추가 FFT 결합기를 사용하는 단계는 삼중 FFT 결합기(a triple FFT combiner)를 제공하기 위해 두 개의 추가 FFT 결합기를 사용하는 단계를 포함하는

   신호 수신 방법.
4. 제 3 항에 있어서,

   상기 두 개의 추가 FFT 결합기의 각각의 주파수 오프셋은 1/(3T_i) Hz이며,

   T_i는 수신기의 적분 시간을 나타내는

   신호 수신 방법.
5. 제 1 항에 있어서,

   상기 적어도 하나의 추가 FFT 결합기를 사용하는 단계는 사중 FFT 결합기(a quadruple FFT combiner)를 제공하기 위해 3 개의 추가 FFT 결합기를 사용하는 단계를 포함하는

   신호 수신 방법.
6. 제 5 항에 있어서,

   상기 3 개의 추가 FFT 결합기의 각각의 주파수 오프셋은 1/(4T_i) Hz이며,

   T_i는 수신기의 적분 시간을 나타내는

   신호 수신 방법.
7. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,

   상기 신호는 직접 시퀀스 스프레드 스펙트럼 신호(a direct sequence spread spectrum signal)를 포함하는

   신호 수신 방법.
8. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,

   검출된 상기 반송 주파수를 갖는 반송파는 데이터 및 PRN (Pseudo Random Noise) 변조된 반송파를 포함하는

   신호 수신 방법.
9. 제 1 항 내지 제 6 항 중 어느 한 항에 있어서,

   수신될 상기 신호는 스프레드 스펙트럼 신호를 포함하는

   신호 수신 방법.
10. 반송 주파수 검출에 의해서 신호를 수신하는 신호 수신기로서,

    제 1 FFT 결합기와,

    상기 제 1 FFT 결합기를 구동하는 제 1 주파수 생성기와,

    제 2 FFT 결합기와,

    상기 제 2 FFT 결합기를 구동하는 제 2 주파수 생성기를 포함하되,

    상기 제 1 주파수 생성기 및 상기 제 2 주파수 생성기는 서로 주파수 오프셋되고, 상기 제 2 FFT 결합기는 상기 제 1 FFT 결합기와 함께 스캘로핑 손실을 감소시키는

    신호 수신기.
11. 제 10 항에 있어서,

    상기 제 2 FFT 결합기의 주파수 오프셋은 1/(2T_i) Hz이며,

    T_i는 상기 수신기의 적분 시간을 나타내는

    신호 수신기.
12. 제 10 항에 있어서,

    삼중 FFT 결합기를 제공하기 위해 하나의 추가 FFT 결합기를 더 포함하는

    신호 수신기.
13. 제 12 항에 있어서,

    상기 제 2 FFT 결합기 및 상기 추가 FFT 결합기 각각의 주파수 오프셋은 1/(3T_i) Hz이며,

    T_i는 상기 수신기의 적분 시간을 나타내는

    신호 수신기.
14. 제 10 항에 있어서,

    사중 FFT 결합기를 제공하기 위해 두 개의 추가 FFT 결합기를 더 포함하는

    신호 수신기.
15. 제 14 항에 있어서,

    상기 제 2 FFT 결합기 및 상기 두 개의 추가 FFT 결합기 각각의 주파수 오프셋은 1/(4T_i) Hz이며,

    T_i는 상기 수신기의 적분 시간을 나타내는

    신호 수신기.

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