KR100976878B1

KR100976878B1 - 적응적 공간-시간 인코딩, 변조 및 에러 코딩을 이용한 통신 장치 및 방법

Info

Publication number: KR100976878B1
Application number: KR1020047015885A
Authority: KR
Inventors: 밍 지아; 지앙글레이 마; 페이잉 쥬; 동-셍 유; 웬 통
Original assignee: 노오텔 네트웍스 리미티드
Priority date: 2002-04-05
Filing date: 2003-03-24
Publication date: 2010-08-18
Also published as: CN100438392C; WO2003085875A8; EP1495570A1; US7103325B1; WO2003085875A1; CN1656726A; EP2824859A1; AU2003209935A1; AU2003209935A8; KR20050003348A

Abstract

본 발명은 수신기 디바이스와 연관된 수신 다이버시티에 기초한 공간 다이버시티 및 수신기 디바이스로부터 피드백된 정보에 기초하여 전송 채널들의 품질로 송신할 시 사용을 위해 공간-시간 인코딩 모드를 선택한다. 선택가능한 공간-시간 인코딩 모드는 바람직하게는 공간-시간 다이버시티 인코딩 및 BLAST-타입의 인코딩 버전이다. 추가로, 변조 모드, 에러 인코딩 레이트 또는 그들의 조합이 수신기 디바이스의 사용가능한 다이버시티 및 송신 채널의 품질에 기초할 수 있다.

다이버시티, 공간-시간 인코딩 모드, STTD 타입의 STC 인코딩, V-BLAST 타입의 STC 인코딩, 채널 품질 표시자

Description

적응적 공간-시간 인코딩, 변조 및 에러 코딩을 이용한 통신 장치 및 방법{METHOD AND COMMUNICATION DEVICE USING ADAPTIVE SPACE-TIME ENCODING, MODULATION AND ERROR CODING}

본 발명은 무선 통신에 관한 것으로서, 특히 공간-시간 코딩을 포함하는 무선 통신 시스템에서 코딩 및 변조 기법을 적응적으로 제어하는 것에 관한 것이다.

오늘날의 무선 통신 시스템에 있어서, 간섭 및 페이딩(fading)은 고속의 데이터 레이트를 달성하는데 있어서의 큰 장애물이다. 채널 환경이 산발적으로 심각하게 페이딩하는 경향이 있는 경우, 통신 리소스들이 보수적으로 할당되어, 과도한 량의 통신 리소스들이 대부분의 시간동안 미사용되도록 남겨둔다. 페이딩의 영향을 줄이기 위한 노력들로서, 전송 다이버시티(Diversity)를 도입한다든지, 채널 환경들을 고려하여 변조 및 코딩 기법들을 제어한다든지 하는 것을 포함한다.

일반적으로, 공간 다이버시티는 송신기 및 수신기에 대한 송수신 안테나의 수 및 위치의 함수이다. 다중의 송수신 안테나들을 갖는 공간 다이버시티를 채용하는 시스템은 일반적으로 다중입력 다중출력(MIMO) 시스템이라 지칭된다. 따라서, 송신 디바이스는 N개의 송신 안테나를 가지게 되며, 수신기는 M개의 수신 안테나를 가지게 된다. 공간-시간 인코딩은 N개의 송신 안테나 각각으로부터 어떤 데이터가 전송될지 제어한다. 송신기측의 공간-시간 인코딩함수는 송신될 데이터를 처리하고 고유 정보를 생성하여, N개의 송신 안테나로부터 송신한다. M 개의 수신 안테나 각각은 상기 N개의 송신 안테나 각각으로부터 송신되는 신호들을 수신하게 된다. 수신 디바이스측에서의 공간-시간 디코딩 함수는 상기 N개의 송신 안테나로부터 보내진 정보를 조합하여 데이터를 복원하게 된다.

일반적으로, 공간-시간 인코딩은 두 가지 기법중 하나를 사용하여 구현된다. 첫 번째 기법에서는 동일한 데이터를 상이한 송신 안테나들로부터 송신하기 위해 다른 포멧으로 인코딩한다. 따라서, 동일한 데이터는 N개의 안테나들 각각으로부터 다른 포멧으로 송신된다. 두 번째 기법은 N개의 송신 안테나중 상이한 것들로부터 상이한 데이터를 송신하는 것으로서, 두 번째 기법의 중복성(redundancy)은 방지된다. 첫 번째 기법은 종종 공간-시간 송신 다이버시티(STTD)로 불리우며, 다이버시티를 최대화하는데는 효과적이지만, 필연적인 중복성으로 인해 효과적이지는 못하다. 두 번째 기법은, 종종 V-BLAST(Vertical - Bell Laboratories Layered Space Time) 기술로 불리며, 가용한 다이버시티를 충분히 갖는 시스템들에 대하여 시스템 출력을 증가시킨다. 일단 다이버시티의 임계량이 달성되면, BLAST 시스템들에 대한 송신 및 수신 안테나들의 수와 함께 데이터 레이트가 선형적으로 증가하는 반면, 추가의 공간 다이버시티는 STTD 시스템의 데이터 레이트에 거의 영향을 주지 않는다. 따라서, STTD 및 BLAST 시스템들은 고유한 장점과 단점들을 갖는다. 종래에는, STTD 및 BLAST 공간 코딩 기법들이 동일한 시스템 내에서 사용되지는 않았었다. STTD 및 V-BLAST에 관련된 추가적인 정보는 Siavash M. Alamouti의 "A Simple Transmit Diversity Technique for Wireless Communications" IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 16, pp. 1451-1458, Oct. 1998; G.J. Foschini 의 "Layered Space-time Architecture for Wireless Communications in a Fading Environment when Using Multi-element antennas," Bell Labs Tech. J., pp. 41-59, Autumn 1996; G.D. Golden, G.J. Foschini, R.A. Valenzuela, 및 P.W. Wolniansky 의 "Detection Algorithm and Initial Labortory Results Using V-BLAST Space-time Communication Architecture," Electronics Letter, vol. 35, pp 14-16, Jan. 1999; 및 P.W. Wolniansky, G.J., Foschini, G.D. Golden, 및 R.A. Valenzuela의 "V-BLAST: An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich-scattering Wireless Channel," Proc. IEEE ISSSE-98, Pisa, Italy, Sept. 1998, pp. 295-300에 개시되어 있으며, 이하 본 명세서에 참조로 포함되었다.

공간-시간 코딩전에, 송신될 데이터가 에러 정정이 가능하도록 인코딩되고, QPSK(Quadrature Phase Shift Keying), QAM(x-Quadrature Amplitude Modulation) 등의 임의의 수의 활용가능한 변조 기법들을 사용하여 심볼들로 변조 또는 맵핑된다. 에러 정정을 위한 인코딩 형태 및 변조 기법들은 데이터 레이트에 크게 영향을 미치며, 그 적용의 가부(applicability)는 채널 환경의 함수이다.

STTD 및 BLAST 공간-시간 코딩 기법들은 전통적으로 조합되어 지지 않기 때문에, 에러 인코딩 및 변조 기법들이 채널 환경에 기초하여 제어되는 경우라도, 많은 시스템들은 활용가능한 리소스들을 최대로 이용할 수는 없었다. 시간이 지나면서, 통신 환경에서의 최적의 공간-코딩 기술이 STDD와 BLAST와의 사이에서 변경되게 된다. 또한, STDD 또는 BLAST 공간-시간 코딩중 어느 하나에 있어서, 에러 인코딩 또는 변조 기법들의 최적의 형태는 시간에 지날수록 또한 변화할 것이다. 그렇기 때문에, 변화하는 채널 환경들에서 통신 장치들 사이의 통신을 효율적으로 최적화하도록, 공간-시간 코딩, 에러 레이트 인코딩, 및 변조 기법들을 적응적으로 제어할 필요가 있다.

본 발명에서는, 수신기 디바이스 및 수신기 디바이스로부터 피드백되는 정보에 기초한 송신 채널의 품질과 관련된 수신 다이버시티에 기초하여 공간 다이버시티 송신시 사용하기 위한 공간-시간 인코딩 모드를 선택한다. 바람직하게는, 선택가능한 공간-시간 인코딩 모드들로는, 공간-시간 송신 다이버시티 인코딩 및 BLAST- 형태 인코딩 버전이 있다. 또한, 변조 모드들, 에러 인코딩 레이트, 또는 그 조합은 송신 채널들의 품질 및 수신기 디바이스의 활용가능한 다이버시티에 기초할 수 있다. 또한, 다양한 송신 채널들의 상관 또는 균형에 대한 정보가 수신기 디바이스로부터 송신기로 피드백되어, 변조 모드들과 에러 인코딩 레이트들을 선택하는 것을 지원한다.

동작 중에, 송신기는 채널 환경들의 품질을 계속적으로 모니터링하며, 수신기 디바이스의 다이버시티에 기초하여, 현재의 조건들에 가장 적합한 공간-시간 인코딩 모드, 변조 모드, 및 에러 정정 인코딩을 동적으로 선택하게 된다. 본 발명은 업링크 및 다운링크 모드들 모두의 광범위한 무선 통신 환경들에 적용가능하다. 그러므로, 기지국 및 이동 단말기 양측 모두 본 발명의 적응성 변조 및 코딩의 장점을 활용할 수 있다.

당업자라면 첨부도면과 관련된 이하의 바람직한 실시예들의 상세한 설명을 읽은 후, 본 발명의 범주를 이해하고, 그 추가의 실시형태들을 구현할 수 있을 것이다.

본 명세서의 일부를 형성하며 이에 포함된, 첨부 도면들은 본 발명의 몇몇 양상들을 도시하고 있으며, 상세한 설명과 함께 본 발명의 원리를 설명하는데 기여한다.

도 1은 셀룰러 통신시스템의 블록도.

도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 기지국의 블록도.

도 3은 본 발명의 일실시예에 따른 이동 단말기의 블록도.

도 4는 본 발명의 일실시예에 따른 송신기 아키텍처를 나타낸 논리 구성도.

도 5는 본 발명의 일실시예에 따른 수신기 아키텍처의 논리 구성도.

도 6은 두 개의 송신기와 두 개의 수신기를 갖는 통신 링크에 대한 적응성 변조 및 코딩 행렬을 나타낸 테이블.

도 7은 두 개의 송신기와 네 개의 수신기를 갖는 통신 링크에 대한 적응성 변조 및 코딩 행렬을 나타낸 테이블.

이하에 설명하는 실시예들은 당업자들이 본 발명을 실시하는데 요구되는 정보를 나타내며, 본 발명을 실시하는 최적의 실시예를 도시한다. 첨부 도면들을 조명한 이하의 설명을 읽음으로써, 당업자라면 본 발명의 개념들을 이해하고, 이들 개념들의 응용들이 본 명세서에 기재된 바에 특정되지 않음을 이해할 것이다. 이들 개념들과 적용예들은 본 발명의 개시의 범주와 첨부된 청구항의 범위 내임을 이해하여야 한다.

공간 다이버시티를 채용하는 시스템에 있어서, 본 발명에서는, 활용가능한 공간 다이버시티 및 전송에 사용되는 채널 또는 채널들의 품질에 기초하여 전송을 위한 코딩 및 변조 기법들을 적응적으로 제어한다. 코딩 및 변조 기법들은 에러 레이트를 최소화하고 데이터 레이트를 최대화하도록 동적으로 선택된다. 일실시예에서는, 전송에 사용하기 위한 공간-시간 코딩모드 및 변조 기법들을 결정하기 위해 가용한 수신 안테나의 수와 채널 품질 표시자(indicator)가 사용된다. 일반적으로, 에러 인코딩 레이트는 전송 기법 및 가용한 변조 기법에 관계된다. 이하에서 더 상세하게 설명하는 바와 같이, 다이버스(diverse) 채널들간의 교차 상관 관계와 같은 기타의 인자들이 코딩 및 변조의 선택에 영향을 줄 수 있다. 이하의 설명은 무선 통신 환경과 기지국 등의 억세스 포인트 및 이동 단말기의 아키텍처에 대한 개괄로부터 시작한다.

도 1을 참조하면, 기지국 제어기(BSC)(10)는, 해당 기지국(BS)(14)에 의해 서비스되는, 다중 셀(12)내의 무선 통신들을 제어한다. 일반적으로, 각각의 기지국(14)은 해당 기지국(14)과 관련되는 셀(12)내에 있는, 이동 단말기들(16)과의 통신들을 용이하게 한다. 기지국(14)들과 관계되는 이동 단말기들(16)의 움직임은 채널 환경들의 큰 변동을 만들어 낸다. 도시된 바와 같이, 기지국(14)들 및 이동 단말기들(16)은 다중 안테나를 포함하여, 통신들에 대해 공간 다이버시티를 제공한다.

바람직한 실시예들의 구조적 및 기능적 세부 사항들을 탐구하기 전에, 본 발명의 이동 단말기들(16) 및 기지국들(14)에 대한 높은 수준의 개요가 제공된다. 도 2를 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따라 구성된 기지국(14)이 도시된다. 일반적으로, 기지국(14)은 제어 시스템(20), 기저대역 처리기(22), 송신 회로(24), 수신 회로(26), 다중 안테나(28), 및 네트워크 인터페이스(30)를 포함한다. (도 3에 도시된 바와 같이) 수신 회로(26)는 이동 단말기들(16)에 의해 제공되는 하나 이상의 원격 송신기들로부터의 정보를 담고 있는 무선주파수 신호들을 안테나(28)들을 통해서 수신한다. 바람직하게는, 저잡음 증폭기 및 필터(도시 생략)가 함께 동작하여, 처리하기 위한 신호로부터 광대역 간섭을 증폭하고 제거한다. 이어서, 다운컨버전 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 다운컨버팅할 것이고, 그 후 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화된다.

기저대역 처리기(22)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여, 수신 신호에 실려온 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 일반적으로, 이러한 처리는 복조, 디코딩, 및 에러 정정 연산들을 포함한다. 그렇기 때문에, 기저대역 처리기(22)는 일반적으로 하나 이상의 DSP(Digital Signal Processor)들로 구현된다. 그 후, 수신된 정보는 네트워크 인터페이스(30)를 통해 무선 네트워크로 보내지거나, 기지국(14)에 의해 서비스되는 다른 이동 단말기(16)로 송신된다. 일반적으로, 네트워크 인터페이스(30)는 기지국 제어기(10) 및 PSTN(Public Switched Telephone Network)으로 접속될 수 있는, 무선 네트워크의 일부를 형성하는 회로-스위칭형 네트워크와 상호작용한다.

송신측에 있어서, 기저대역 처리기(22)는 제어 시스템(20)의 제어하에서 네트워크 인터페이스(30)로부터 음성, 데이터, 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는 디지털화된 데이터를 수신하며, 전송을 위해 데이터를 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(24)로 출력되어, 소정의 송신 주파수 또는 주파수들을 갖는 반송파 신호에 의해 변조된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 반송파 신호를 송신에 적합한 수준까지 증폭시켜, 변조된 반송파 신호를 정합 네트워크(도시되지 않음)을 통해 안테나(28)로 전달한다. 다중 안테나(28) 및 복제된 송수신 회로(24, 26)는 공간 다이버시티를 제공한다. 변조 및 처리의 세부 사항은 아래에 더욱 자세하게 설명된다.

도 3을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 따라 구성된 이동 단말기(16)가 도시된다. 기지국(14)과 마찬가지로, 이동 단말기(16)는 제어 시스템(32), 기저대역 처리기(34), 송신 회로(36), 수신 회로(38), 다중 안테나(40), 및 사용자 인터페이스 회로(42)를 포함할 것이다. 수신 회로(38)는 하나 이상의 기지국(14)들로부터의 정보를 담고 있는 무선주파수 신호들을 안테나(40)를 통해 수신한다. 바람직하게는, 저잡음 증폭기 및 필터(도시되지 않음)는 협력하여 처리하기 위한 신호로부터 광대역 간섭을 증폭하고, 제거한다. 그 후, 다운컨버전 및 디지털화 회로(도시되지 않음)가 필터링된 수신 신호를 중간 또는 기저대역 주파수 신호로 다운컨버팅할 것이며, 그 후 하나 이상의 디지털 스트림들로 디지털화된다.

기저대역 처리기(34)는 디지털화된 수신 신호를 처리하여 수신 신호에 실려온 정보 또는 데이터 비트들을 추출한다. 일반적으로 이러한 처리는 이하에 더 자세히 설명되는 바와 같이, 복조, 디코딩, 및 에러 정정 연산을 포함한다. 일반적으로, 기저대역 처리기(34)는 하나 이상의 DSP 및 ASIC 들로 구현된다.

송신에 있어서, 기저대역 처리기(34)는 제어 시스템(32)으로부터 음성, 데이터, 또는 제어 정보를 나타낼 수 있는, 디지털화된 데이터를 수신하여, 송신을 위해 인코딩한다. 인코딩된 데이터는 송신 회로(36)로 출력되어, 변조기에 의해 소정의 송신 주파수 또는 주파수들인 반송파 신호를 변조하는데 사용된다. 전력 증폭기(도시되지 않음)는 변조된 반송파 신호를 송신에 적합한 수준까지 증폭시켜, 변조된 반송파 신호를 정합 네트워크(도시되지 않음)를 통해 안테나로 전달한다. 다중 안테나들(40) 및 반복된 송신 및 수신 회로들(36, 38)은 공간 다이버시티를 제공한다. 변조 및 처리 세부 사항은 이하에 더 자세하게 기술된다.

도 4를 참조하면, 일실시예에 따라 논리적 송신 아키텍처가 제공된다. 송신 아키텍처는 기지국(14)의 것으로서 설명되고 있지만, 당업자라면, 도시된 아키텍처는 업링크 및 다운링크의 통신용으로 적용가능함을 인식하게 될 것이다. 또한, 송신 아키텍처는 다양한 다중 억세스 아키텍처들을 나타내고자 한 것으로서, CDMA(Code Division Multiple Access), FDMA(Frequency Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), 및 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식을 포함하나, 이것에 한정되지는 않는다.

초기에, 기지국 제어기(10)는 이동 단말기(16)에 보내질 데이터(44)를 스케줄링하기 위해 기지국(14)으로 보낸다. 비트들의 스트림인 스케줄링된 데이터는 데이터와 관련된 피크대 평균 전력비(peak-to-average power ratio)를 감소하는 방식으로 스크램블링 로직(46)을 사용하여 스크램블링 된다. 스크램블링된 데이터에 대한 순환 반복 체크(CRC; Cyclic Redundancy Check)가 판정되고, CRC 로직(48)을 사용하여 스크램블링된 데이터에 추가된다. 그 후, 이 데이터에 중복성을 효과적으로 부가하여 이동 단말기(16)에서의 복구 및 에러 정정이 용이하도록 채널 인코더 로직(50)을 사용하여 채널코딩이 수행된다. 일실시예에서, 채널 인코더 로직(50)은 공지된 터보 인코딩 기법들을 사용한다. 그 후, 인코딩된 데이터는 레이트 매칭 로직(52)에 의해 처리되어 인코딩과 관련된 데이터 확장을 보상한다.

비트 인터리버 로직(54)이 연속적인 데이터 비트들의 손실을 최소화하기 위해 인코딩된 데이터 내의 비트들을 체계적으로 리오더링(reorder)한다. 결과적인 데이터 비트들은 맵핑 로직(56)에 의해, 선택된 기저대역 변조에 따라 대응 심볼들로 체계적으로 맵핑된다. 바람직하게는, 직교 진폭 변조(QAM) 또는 직교 위상 편이 변조(QPSK)가 이용된다. 심볼들은 주파수 선택성 페이딩에 의해 야기되는 주기적인 데이터 손실에 대해 송신된 신호의 면역성을 더욱 강화시키기 위해 심볼 인터리버 로직(58)을 이용하여 체계적으로 리오더링될 수 있다.

여기서, 비트들의 그룹은 진폭 및 위상 콘스텔레이션(constellation) 내의 위치들을 나타내는 심볼들로 맵핑된다. 그 후, 심볼 블록들이 공간-시간 블록 코드(STC) 인코더 로직(60)에 의해 처리되며, 이는 전송된 신호들이 간섭에 보다 더 저항하도록 하고 이동 단말기(16)에서 쉽게 디코딩되게 하는 형태로 그 심볼들을 변경한다. STC 인코더 로직(60)은 선택된 STC 인코딩 모드에 따라 인입하는 심볼들을 처리하고 기지국(14)에 대한 송신 안테나(28)의 수에 대응하는 n개의 출력들을 제공할 것이다. STC 인코딩에 관한 세부사항이 이후의 상세한 설명에 더 제공된다. 여기서, n개의 출력들에 대한 심볼들은 송신될 데이터 및 이동 단말기(16)에 의해 복원될 수 있는 데이터를 나타내는 것으로 가정한다. 전체가 본 명세서에 참조로 포함되어 있는, 1998년, Thirty-Second Asilomar Conference on Signals, Systems & Computers, Volume 2, pp.1803-1810의, A.F.Naguib, N.Seshadri 및 A.R.Calderbank의 "Application of space-time codes and interference suppression for high capacity and high data rate wireless system"을 참조하라.

본 예에 대해서는, 기지국(14)이 두 개의 안테나(28)를 갖고(n=2), STC 인코더 로직(60)이 심볼들의 두 개의 출력 스트림들을 제공하는 것으로 가정한다. 따라서, STC 인코더 로직(60)에 의해 출력된 심볼 스트림들 각각은 이해의 용이함을 위해 분리되어 도시된, 대응하는 다중 억세스 변조 함수(62)로 보내진다. 본 기술분야의 당업자는 하나 이상의 처리기들이 그러한 아날로그 또는 디지털 신호 처리를 단독으로 또는 본 명세서에 기술된 그외의 처리와 조합하여 제공하는데 사용될 수 있음을 이해할 것이다. 예를 들어, CDMA 함수에서 다중 억세스 변조 함수(62)는 필수적인 PN 코드 곱셈을 제공할 것이며, OFDM 함수는 역푸리에 변환을 달성하기 위해 IDFT 등의 처리를 이용하여 각각의 심볼들에 대해 연산할 것이다.

부가적인 OFDM 상세 설명을 위해, 발명의 명칭이 SOFT HANDOFF FOR OFDM인 2002년 3월 22일 제출된 본원과 함께 양도된 출원번호 제 / 호 및 1998년 CDMA 및 다른 다중 억세스 기법에 대한 Behzad Razavi의 RF Microelectronics에 주목이 집중되며, 양자 모두는 전체가 본 명세서에 참조로 포함되어 있다.

결과의 심볼들은 프레임들로 그룹화되며, (OFDM 타입의 시스템에서) 유사한 삽입 로직(64)에 의해 프리픽스 및 파일롯 헤더들과 연관된다. 결과의 신호들 각각은 디지털 영역에서 중간 주파수로 업-컨버팅되고(up-converted), 대응하는 디지털-업 컨버전(DUC) 및 디지털-아날로그(D/A) 변환 회로(66)를 통해 아날로그 신호로 변환된다. 그 후, 결과의 아날로그 신호들은 소망의 RF 주파수에서 동시에 변조되고, RF 회로(68) 및 안테나들(28)을 통해 증폭되어 송신된다. 명백하게, 송신된 데이터는 파일럿 신호들보다 선행되고, 의도된 이동 단말기(16)에 알려지게 된다. 이하에 상세하게 논의되는 이동 단말기(16)는 채널 추정 및 간섭 억제를 위해 파일롯 신호를 이용할 수 있고, 기지국(14)의 식별을 위해 헤더를 이용할 수 있다.

송신 중에, 제어 시스템(20) 및/또는 기저대역 처리기(22)는 적응성 변조 및 코딩을 제공하고 기지국(14)으로부터 피드백된 적응성 변조 및 코딩 표시(AMCI: adaptive modulation and coding indicia)에 기초하여 소망의 STC 인코딩 기법을 선택할 것이다. 따라서, 기지국(14)로부터 송신된 AMCI(70)는 수신 회로(26)를 통해 복원되고, 에러 코딩 레이트들, 변조 기법들 및 STC 모드들을 선택하기 위한 하나 이상의 적응성 변조 및 코딩(AMC(TX)) 신호들(72)을 생성하기 위해 제어 시스템(20) 및/또는 기저대역 처리기(22)에 의해 처리된다. 일실시예에서, 기지국(14)으로부터 피드백된 AMCI(70)는 채널 품질 표시(CQI) 및 다양한 채널들 각각의 균형 또는 상관성을 갖고 있는 교차 상관 표시를 포함할 것이다. 기지국(14)이 이동 단말기(16)에 사용되는 수신 안테나들(40)의 수를 인식하지 못한다면, 그러한 정보는 AMCI(70)에 제공된다.

CQI, 이동 단말기(16)에서의 수신 안테나(40)의 수 및 AMC(TX)(72)에 기초하여, 제어 시스템(20)은 에러 코딩 및 변조 설정을 STC 인코더(60)에 대한 STC 모드로 판정할 것이다. 바람직한 실시예에서, STC 인코딩은 STTD(space-time-transmit diversity) 또는 V-BLAST 타입 코딩 중 하나일 수 있다. STTD 코딩은 데이터를 다중 포맷들로 인코딩하고 대응 안테나(28)로부터의 공간적 다이버시티의 다중 포맷들을 동시에 송신한다. V-BLAST 코딩은 데이터를 상이한 그룹들로 분리하고, 안테나들(28) 중 다른 것들로부터 각 그룹을 개별적으로 인코딩하여 송신한다.

통상적으로, 에러 코딩 및 변조 기법이 관련되고 데이터 경로 전체에 다양한 기능들로부터의 협조를 요구한다. 도시된 실시예에서, AMC(TX) 신호(들)(72)는 CRC 추가 함수(48)을 제어하고, 채널 인코더(50)에 의해 사용하는 코드 레이트를 설정하고, 선택된 코드 레이트를 레이트 매칭 함수(52)와 비트 인터리브 함수(54)에 고지한다. AMC(TX) 신호(들)(72)는 또한 QPSK/QAM 맵핑 함수(56)에 의해 제공된 변조로서 그 선택된 변조 기법에 따라 데이터를 심볼로 맵핑하는 것을 제어할 것이다. 추가로, AMC(TX) 신호(들)(72)는 또한 그 선택된 변조 기법을 심볼 인터리브 함수(58)에 알릴 수 있다. 변조 및 에러 코딩 기법에 대한 STC 인코딩의 선택 및 관계는 이동 단말기의 아키텍쳐의 설명 후에 논의될 것이다.

이제 이동 단말기(16)에 의한 송신된 신호의 수신을 도시하는 도 5를 참조한다. 송신된 신호들이 이동 단말기(16)의 안테나들(40) 각각에 도착함에 따라, 각각의 신호들은 대응하는 RF 회로(74)에 의해 복조되고 증폭된다. 간결성과 명료성을 위해서, 수신기의 다중 수신 경로들 중 오직 하나만이 상세히 설명되고 도시될 것이다. 아날로그-디지털(A/D) 변환기 및 다운-컨버전 회로(DCC)(76)가 디지털 처리를 위해 아날로그 신호를 디지털화하고 다운컨버팅한다. 결과의 디지털화된 신호는 수신된 신호 레벨에 기초하여 RF 회로(70)에서 증폭기의 이득을 제어하기 위해 자동 이득 제어 회로(AGC)(78)에 의해 이용될 수 있다.

디지털화된 신호는 또한 동기화 회로(80) 및 다중 억세스 복조 함수(82)에 공급되고, 이는 각 수신기 경로에서의 대응 안테나(40)에서 수신되는 인입 신호를 복원할 것이다. 동기화 회로(80)는 인입 신호의 복원을 돕기 위해 신호 처리 함수(84)와 채널 추정 함수(86)에 제공된 다중 억세스 복조 함수(82)와 인입 신호의 정렬 또는 상관을 용이하게 한다. 신호 처리 함수(84)는 CQI 함수(90)로부터 채널 품질 측정을 생성하기에 충분한 정보(88)를 제공하기 위해 기본 신호 및 헤더 정보를 처리한다. 바람직하게, CQI 함수는 링크에 대한 전체 신호-대-잡음 비에 적절하고, 각각의 수신 경로에 대해 채널 환경들 및/또는 신호-대-잡음 비를 고려한다.

이처럼, CQI 함수(90)는 신호 처리 함수(84)로부터의 정보(88)를 각각의 수신 경로에 대해 수집하여 처리하고, 기지국(14)으로 포워딩하기 위해 기저대역 처리기(34)에 CQI 정보(92)를 제공한다. CQI 정보는 AMCI(70)이거나 그 부분을 형성하고, 이는 AMC(TX)(72)를 판정하기 위해 기지국(14)에 의해 사용되며, STC 인코딩 선택 및 코딩 및 변조 설정을 제어한다. CQI 정보(92)는 CQI 함수(90)에 의해 완전히 처리되거나 또는 기지국(14)에서의 처리를 위해 원(raw) 데이터 형태로 보내질 수 있다. 요는 채널 품질을 나타내거나 또는 채널 품질을 판정하기에 충분한 CQI 정보(92)를 기지국(14)에 제공한다는 것이다.

각각의 수신 경로에 대한 채널 추정 함수(86)는 STC 디코더(100)에 의해 사용되는 채널 환경들에 대응하는 채널 응답들을 제공하고, CEI 값(98)을 생성할 수 있는 채널 고유치 표시(CEI) 함수(96)에 채널 매트릭스(94)를 제공한다. 본 명세서에서 이후에 보다 상세히 논의되는 채널 매트릭스(94)는 송신 및 수신 안테나들의 모든 쌍들 간의 채널 응답들을 포함하는 매트릭스이다. CQI 정보(92)로서, CEI 값(98) (또는 그와 유사한 채널 상관성 정보)는 이동 단말기(16) 또는 기지국(14)에서 계산될 수 있다. 그러므로, CEI 값(98) 또는 CEI 값을 생성하기에 충분한 정보가 이동 단말기(16)의 송신 회로(36)를 통해 기지국(14)에 포워딩하기 위해 기저대역 처리기(34)로 전송된다.

각각의 수신 경로에 대한 채널 추정 및 인입 신호로부터의 심볼들은 STC 디코더(100)에 제공되고, 송신된 심볼들을 복원하기 위해 두개의 수신 경로들 상에 STC 디코딩을 제공한다. 채널 추정은 STC 디코더(100)가 기지국(14)에 의해 이용되는 STC 인코딩에 따른 심볼들을 디코딩하도록 하기에 충분한 채널 응답 정보를 제공한다.

복원된 심볼들은 심볼 디인터리버(de-interleaver) 로직(102)을 이용하여 역순으로 배치되며, 기지국(14)의 심볼 인터리버 로직(58)에 대응한다. 이어서 디인터리빙된 심볼들은 복조되거나 또는 디맵핑 로직(104)을 이용하여 대응하는 비트스트림으로 디맵핑된다. 이어서 비트들은 비트 디인터리버 로직(106)을 이용하여 디인터리빙되고, 이는 송신기 아키텍쳐의 비트 인터리버 로직(54)에 대응한다. 이어서 디인터리빙된 비트들은 레이트 디매칭 로직(108)에 의해 처리되고 초기에 스크램블된 데이터 및 CRC 체크섬들 복원하기 위해 채널 디코더 로직(110)에 제시된다. 따라서, CRC 로직(112)은 CRC 체크섬을 제거하고, 종래의 방식으로 스크램블된 데이터를 체크하고, 본래의 송신된 데이터(116)를 복원하기 위해 주지의 기지국 디스크램블링 코드를 이용하여 디스크램블링하는 디스크램블링 로직(114)에 제공한다.

이동 단말기(16)(수신기)와 기지국(14)(송신기) 간의 STC 모드, 에러 코딩 및 변조 기법들을 동기화하기 위해, 기지국(14)은 이동 단말기(16)에 적절한 제어 신호를 제공할 것이다. 이동 단말기(16)는 디코딩 및 복조를 제어하기 위해 적응성 변조 및 코딩(AMC(TX)) 신호 또는 신호들(120)을 제공함으로써 정보에 응답할 것이다. 따라서, AMC(RX) 신호(들)(120)은 적절한 에러 디코딩 및 복조 설정뿐만 아니라 STC 인코더(60)를 위한 STC 모드를 선택하는데 사용된다.

CQI 값은 복원된 데이터에 기초하여 판정될 수 있다. 부가적인 또는 대안의 CQI 함수(118)는 개별 또는 전체 채널 품질을 담고있는 정보를 도출하기 위해 신호-대-잡음 비, 에러 레이트 등을 모니터링할 데이터 복원 경로(블록 102 내지 116)를 따라 어디든 제공될 수 있다. CQI 값을 판정하기 위해 한가지 예시적인 방식에 대한 부가적인 정보가 2001년 10월 17일 출원되고 본건과 함께 양도된 출원번호 제60/329,511호의 발명의 명칭이 "METHOD AND APPARATUS FOR CHANNEL QUALITY MEASUREMENT FOR ADAPTIVE MODULATION AND CODING"인 문헌에 제공된다.

바람직한 실시예에서, AMC(RX) 신호(들)(120)는 또한 CRC 함수(112)를 제어하고, 채널 디코더(110)에 의해 사용하도록 디코딩 레이트를 설정하고, 선택된 코드 레이트를 비트 디인터리브 함수(106) 및 레이트 디매칭 함수(108)에 알린다. AMC(RX) 신호(들)(120)는 또한 선택된 변조 기법에 따른 데이터로의 심볼들의 디맵핑을 제어할 것이다. 추가로, AMC(RX) 신호(들)(120)는 또한 선택된 변조 기법을 심볼 디인터리브 함수(102)에 알릴 수 있다.

다음은 본 발명의 전체 기능성을 기술하며, 송신용으로 사용되는 주요 디바이스를 송신기로 그리고 수신용으로 사용되는 디바이스를 수신기로 언급한다. 임의의 주어진 시간에서, 주 통신의 방향에 의존하여 기지국(14) 및 이동 단말기(16)는 송신기, 수신기 또는 둘 모두가 될 수 있다. 수신 안테나들의 수, CQI 값(92) 및 CEI 값(98)에 기초하여, 송신기는 STC 모드 및 코딩 및 변조 설정을 다이나믹하게 선택한다. 바람직하게, 적어도 CQI 값(92) 및 원한다면 CEI 파라미터들(98)도 계속적으로 측정되고, 송신기가 주어진 수신기와 연관된 채널 환경들을 트랙킹하도록 송신 파라미터들을 조정하도록 하기 위해 수신기에서 송신기로 보내진다. 명백하게, 수신기에 의해 사용된 수신 안테나들의 수는 송신기에 의해 저장되거나 또는 CQI 값(92)과 함께 반복적으로 제공될 수 있다.

일례로서, 다음의 로직이 적용될 수 있다. 단지 하나의 안테나가 수신기에 존재한다면, STTD 타입의 STC 코딩이 선택되고 코딩 및 변조가 CQI 값(92)으로 선택된다. 두 개의 수신 안테나가 존재한다면, STC 코딩은 CQI 및 CEI 값들(92, 98)에 기초하여 선택된다. 도 6의 표는 두 개의 수신 안테나가 사용가능한 경우의 예시적인 구성 설정을 도시한 것이다. CQI 값들(92)은 CQI 값(92)을 증가시킴에 따라 채널 품질도 증가하여 1부터 10까지 정규화된다. 5 이하의 CQI 값(92)에 대해, STC 코딩 모드는 STTD에 대해 설정되고, 4-QAM이 선택된다. 5 이하의 CQI 값(92)에 대한 변수는 에러 인코딩이며, 본 예에서는 터보 인코딩(Turbo encoding)이다. CQI 값(92)이 1부터 5까지 증가함에 따라, 터보 인코딩 레이트는 다음과 같이 증가한다: 1/5, 1/3, 1/2, 2/3, 4/5. 추가로, CEI 값(98)은 판정에 영향을 미치지 않는다.

6부터 10까지의 CQI 값들(92)에 대해, CEI 값들(98)은 높거나 낮은 상관성 인덱스를 갖는 것으로 분류된다. 상관성이 높을수록, 각각의 송신 채널들은 더 균형이 잡히며, 다이버시티에 의해 제공되는 이점은 줄어든다. 이처럼, 낮은 값들은 STTD 타입의 STC 인코딩 선택을 트리거하고, 높은 값들은 V-BLAST 타입의 STC 인코딩을 트리거한다. 도시된 바와 같이, 코딩 레이트들과 변조 기법들은 채널 품질과 함께 증가하는 경향이 있으며, 변조 기법들은 또한 CEI 값(98)의 함수이다. 일반적으로, 데이터 레이트는 CQI(92) 및 모든 다른 파라미터들과 함께 똑같이 증가하며, BLAST 타입의 STC 코딩은 STTD 타입의 STC 코딩보다 상당히 더 높은 데이터 레이트를 제공하는데, 이는 후자와 연관된 중복성 때문이다.

바람직한 실시예에서, 부가적인 수신 안테나를 갖는 것과 연관된 상당한 다이버시티 때문에, 둘 이상의 수신 안테나를 갖는 수신기에 대한 판정은 CEI 값(98) 의 함수가 아니다. 이처럼, 수신 안테나의 수와 CQI 값(92)은 STC 인코딩과 코드 및 변조 설정을 선택하기에 충분한 것으로 입증된다. 도 7의 표는 4개의 수신 안테나를 갖는 수신기에 대한 예시적인 구성 세트를 도시한다.

5 이하의 CQI 값(92)에 대해서, STC 코딩 모드가 STTD에 대해 설정되고, 및 4-QAM이 선택된다. 5 이하의 CQI 값(92)의 변수는 에러 코딩이며, 본 예에 대해서는 터보 코딩이다. CQI 값(92)가 1부터 5까지 증가함에 따라, 터보 코딩 레이트는 다음과 같이 증가한다: 1/5, 1/3, 1/2, 2/3, 4/5. 6부터 10까지의 CQI 값(92)에 대해, V-BLAST 타입의 STC 인코딩이 선택된다. 도시된 바와 같이, 코딩 레이트 및 변조 기법은 채널 품질이 함께 증가하는 경향이 있다.

N_t개의 전송 안테나 및 N_r개의 수신 안테나를 포함하는 무선 시스템을 고려하고, H를 본 발명의 일실시예에서 CEI(98)를 결정하는데 사용되는 N_r×N_t의 복소 전파 채널 매트릭스라고 하자. 채널 매트릭스(H)가 수신기에 알려지면, BLAST 시스템에 대한 샤논(Shannon) 용량은 다음과 같이 주어진다:

(1)

여기서, ρ는 수신 안테나 당 신호-대-잡음 비(SNR)이다. 추가로 1998년 3월 Wireless Personal Communication, vol.6, pp.311~335의 G.J.Foschini와 M.J.Gans의 "On Limits of Wireless Communications in a Fading Environment when Using Multiple Antennas"가 참조되며, 본 명세서에 참조로 포함되어 있다.

N_r=N_t=N이면, 대수의 법칙(law of large numbers)에 의해, N이 증가함에 따라 HH^*/N=I_N이 된다. 따라서 큰 N 값에 대한 용량은 아래의 수식(2)에 점근한다.

(2)

수식(2)로부터 SNR이 높고 N_r=N_t=N인 경우, SNR이 3㏈만큼 향상될 때마다 용량의 스케일링은 N배(bps/Hz)로 될 것임을 알 수 있다. BLAST의 처리량은 검지(detection) 알고리즘에 종속적이다. 멀티-사용자 감지에 널리 이용되는 MMSE(minimum mean-squared error) 및 ZF(zero forcing) 알고리즘의 경우, 다이버시티 차수는 N_r-N_t+1로 제한된다. 이에 관해서는, J. H. Winters, J. Salz and R. D. Gitlin, "The Impact of Antenna Diversity on the Capacity of Wireless Communication Systems," IEEE Trans. on Communications, vol. 42, pp. 1740-1751, Feb./Mar./Apr. 1994; G. D. Golden, G. J. Foschini, R. A. Valenzuela, and P. W. Wolniansky, "Detection Algorithm and Initial Laboratory Results Using V-BLAST Space-time Communication Architecture," Electronics Letters, vol. 35, pp14-16, Jan. 1999; and P. W. Wolniansky, G. J., Foschini, G. D. Golden, and R. A. Valenzuela, "V-BLAST: An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich-scattering Wireless Channel," Proc. IEEE ISSSE-98, Pisa, Italy, Sept. 1998, pp. 295-300.를 추가로 참조할 수 있으며, 이는 본 명세서에서 참조로서 포함되었다. 상기한 2개의 알고리즘을 이용하기 위해서는 다음 조건이 유지되어야 한다.

(3)

BLAST 검지를 위한 최적의 알고리즘은 MLD(maximum likelihood decoding)이다. MLD는 송신 안테나의 수와 무관하게 수신 안테나의 수와 동등한 다이버시티 차수를 획득한다. 따라서, MLD는 다른 기법과 비교하여 SNR에 있어서 현저하게 유리하며 SNR 이득이 송신 안테나의 수에 따라 증대된다. MLD의 한가지 단점은 그 복잡성이 송신 안테나의 수에 따라 지수적으로 증대된다는 것이다. 그러나 복잡성을 줄이기 위해 저하된 성능을 감수하고 소정의 단순화를 도모할 수도 있다. 이에 관해서는 다음을 참조할 수 있으며, 이는 본 명세서에서 참조로서 포함되었다: Richard van Nee, Allert van Zelst and Geert Awater, "Maximum Likelihood Decoding in a Space Division Multiplexing System," IEEE VTC 2000, Tokyo, Japan, May 2000, and Andrej Stefanov and Tolga M. Duman, "Turbo-coded Modulation for Systems with Transmit and Receive Antenna Diversity over Block Fading Channels: System Model, Decoding Approaches, and Practical Considerations," IEEE J. Select. Areas Commun., vol. 19, pp. 958-968, May, 2001.

아래에서는 BLAST에 MLD를 채용한 경우를 상정하여 설명하기로 한다. 2개의 송신 안테나가 있는 경우(N_t=2), 동일한 송신 전력을 가정하면 STTD에 비하여 BLAST의 경우 3dB의 SNR 손실이 존재한다. 또한 MLD 알고리즘을 이용하면 BLAST의 다이버시티 손실은 N_t배 정도로 되게 된다. 한편 BLAST는 항상 N_t의 독립 데이터 스트림을 송신하므로 심볼 처리량은 STTD에 비하여 2배로 된다. 그러나 BLAST를 동일한 BER(bit error rate) 요구 조건에서 동작시키기 위해서는, SNR 및 다이버시티 손실을 보상하기 위해 QAM의 변조 차수를 감소시켜야 한다. 이는 BLAST의 처리량을 효과적으로 감소시킨다. 송신 안테나의 수가 늘어남에 따라 STTD의 다이버시티 이득은 감소되지만 BLAST의 처리량 이득은 N_t에 선형적으로 유지된다.

식(1)을 살펴보면, 채널 용량은 ρ(SNR) 및 HH^*(채널 매트릭스)의 2개 팩터에 의해 결정된다. HH^*의 N_r 고유치를

이라고 하면, ρ가 동일하다면

가 증대됨에 따라 용량이 증대된다. λ_i는 채널 감쇠 정보를 담고 있는 것으로서, 이는 일반적으로 각각의 독립한 나란한 고유 모드에 대한 SNR이며 CQI(92)의 측정에 반영되어 STTD 및 BLAST 양방에 영향을 준다. 그러나 주어진 CQI(92)에 있어서 산란 채널의 조건은 λ_i의 분포에 의해 결정된다.

다음은 CEI 98을 판정하는 방법의 일례를 개략적으로 나타낸 것이다. 예를 들어 [2T, 2R]의 경우 BLAST 시스템에 최대 용량을 제공하는 채널 매트릭스의 종류를 설명한다. 채널 매트릭스가

로 주어지면 HH^*는 다음의 식(4)로 된다:

(4)

수신 신호 강도를 상수, 즉

라고 하면 최대 det(HH^*)를 이루기 위해 다음의 식(5)의 관계를 만족해야 한다:

(5)

첫번째 식은 2개의 수신 안테나가 동일한 신호 강도를 가짐을 나타내며, 두번째 식은 각 수신 안테나에 대한 채널 벡터가 서로 직교함을 나타낸다.

[2T, 2R]의 경우, 즉 2개의 송신 안테나와 2개의 수신 안테나의 경우, cond(HH^*)는 λ_i의 분포 지시자이다. 실시간 응용시에 cond(HH^*)를 직접 계산하는 것은 불가능하다. 연산 복잡성을 줄이기 위해 다음을 대신 이용할 수 있다:

대신에, 여기서

는 HH^*의 i번째 로우 j번째 컬럼 엘리먼트이다. η의 평균 효과를 계산하는 경우 그 값은 미리 설정된 레벨로 잘려질 수도 있다. 이것은 η가 매우 넓은 범위를 커버할 수 있는 비율이므로 소정의 큰 η값에 의해 지배되는 η의 평균값이 그 실제의 효과를 반영하지 않기 때문이다. 상기한 효과 η는 비선형적이다. η가 소정의 임계값에 도달하면 η가 더 증가하더라도 출력에는 크게 영향을 주지 않는다. 일 실시예에서, η는 CEI의 측정값으로서 STC 인코딩(STTD/BLAST)을 선택하는 하나의 평가기준으로서 사용된다. 명백하게, CQI 및 CEI는 2개의 주요 측정값이다. CQI는 STTD 및 BLAST 모드 양방의 코딩 및 변조 선택을 결정한다. 바람직하기로는 CEI는 STTD 모드에 영향을 주지 않고 STTD에 관한 BLAST 성능을 표시할 뿐이다.

본 기술분야의 숙련된 자라면 본 발명의 바람직한 실시예에 각종의 개선 및 변형이 가능함을 알 수 있을 것이다. 이러한 개선 및 변형은 본 명세서 및 하기의 청구의 범위에 개시된 사상의 범주에 포함되는 것으로 이해되어야 한다.

Claims

수신기로부터 채널 품질 표시자를 수신하는 단계 - 상기 채널 품질 표시자는 상기 수신기로의 송신에 사용되는 채널들의 품질을 담고 있음 -;

수신 안테나들이 동일한 신호 강도를 갖는다는 점 및 이 수신 안테나들에 대한 채널 벡터들이 서로 수직이라는 점을 반영하는 복소 전파 매트릭스를 이용하여, 채널 고유치 표시자(CEI; channel eigenvalue indicia)를 판정하는 단계;

상기 채널 품질 표시자 및 상기 CEI에 기초하여, 상기 수신기에 데이터를 송신하기 위해 복수의 공간-시간 인코딩 모드 중에서 공간-시간 인코딩 모드를 선택하는 단계; 및

복수의 송신 안테나를 통해 상기 선택된 공간-시간 인코딩 모드를 이용하여 상기 데이터를 상기 수신기에 송신하는 단계

를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,

상기 수신기의 수신 다이버시티 및 상기 채널 품질 표시자에 기초하여 변조 모드를 선택하는 단계를 더 포함하는 방법.
제2항에 있어서,

상기 수신기의 상기 수신 다이버시티 및 상기 채널 품질 표시자에 기초하여 에러 코딩 모드를 선택하는 단계를 더 포함하는 방법.
제3항에 있어서,

상기 채널 품질 표시자가 증대됨에 따라 송신에 연관된 데이터 레이트가 증가되는 방법.
제1항에 있어서,

수신기의 수신 다이버시티 및 상기 채널 품질 표시자에 기초하여 에러 코딩 모드를 선택하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서,

상기 CEI에 기초하여 변조 모드를 선택하는 단계를 더 포함하는 방법.
제6항에 있어서,

상기 CEI에 기초하여 에러 코딩 모드를 선택하는 단계를 더 포함하는 방법.
제2항에 있어서,

상기 수신기의 상기 수신 다이버시티가 2인 경우, 상기 CEI에 기초하여 변조 모드를 선택하는 단계를 더 포함하는 방법.
수신기의 수신 다이버시티를 판정하는 단계;

상기 수신기로부터 채널 품질 표시자를 수신하는 단계 - 상기 채널 품질 표시자는 상기 수신기로의 송신에 사용되는 채널들의 품질을 담고 있음 -;

상기 수신기의 수신 다이버시티 및 상기 채널 품질 표시자에 기초하여, 상기 수신기에 데이터를 송신하기 위한 공간-시간 인코딩 모드를 선택하는 단계; 및

복수의 송신 안테나를 통해 상기 선택된 공간-시간 인코딩 모드를 이용하여 상기 데이터를 상기 수신기에 송신하는 단계

를 포함하고,

상기 선택된 공간-시간 인코딩 모드는, 상기 데이터가 복수의 송신 안테나로부터 서로 다른 포맷들로 송신되는 제1 모드 및 상기 데이터의 서로 다른 부분들이 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들로부터 송신되는 제2 모드로부터 선택되는 방법.
제9항에 있어서,

상기 제1 모드는 공간-시간 송신 다이버시티 인코딩을 포함하며 상기 제2 모드는 BLAST 인코딩을 포함하는 방법.
제10항에 있어서,

상기 BLAST 인코딩은 V-BLAST 인코딩인 방법.
제2항에 있어서,

상기 수신 다이버시티는 상기 수신기에 의해 사용되는 수신 안테나의 수를 담고 있는 방법.
제2항에 있어서,

상기 수신기로부터 상기 수신기의 상기 수신 다이버시티를 담고 있는 정보를 수신하는 단계를 더 포함하는 방법.
무선 통신 장치로서,

원격 장치로부터 정보를 수신하기 위한 수신 회로;

복수의 안테나에 연관되며 상기 원격 장치로의 송신을 위해 공간 다이버시티를 제공하도록 구성된 송신 회로; 및

상기 수신 회로 및 상기 송신 회로에 연관된 처리 회로

를 포함하며, 상기 처리 회로는

상기 원격 장치로부터 채널 품질 표시자를 수신하고 - 상기 채널 품질 표시자는 상기 원격 장치로의 송신에 사용되는 채널들의 품질을 담고 있음 -,

수신 안테나들이 동일한 신호 강도를 갖는다는 점 및 이 수신 안테나들에 대한 채널 벡터들이 서로 수직이라는 점을 반영하는 복소 전파 매트릭스를 이용하여, 채널 고유치 표시자(CEI)를 판정하고,

상기 채널 품질 표시자 및 상기 CEI에 기초하여, 상기 원격 장치에 데이터를 송신하기 위해 복수의 공간-시간 인코딩 모드 중에서 공간-시간 인코딩 모드를 선택하고,

복수의 송신 안테나를 통해 상기 선택된 공간-시간 인코딩 모드를 이용하여 상기 데이터를 상기 원격 장치에 송신하도록 구성된 무선 통신 장치.
제14항에 있어서,

상기 처리 회로는 상기 원격 장치의 수신 다이버시티 및 상기 채널 품질 표시자에 기초하여 변조 모드를 선택하도록 더 구성된 무선 통신 장치.
제15항에 있어서,

상기 처리 회로는 상기 원격 장치의 상기 수신 다이버시티 및 상기 채널 품질 표시자에 기초하여 에러 코딩 모드를 선택하도록 더 구성된 무선 통신 장치.
제16항에 있어서,

상기 채널 품질 표시자가 증대됨에 따라 송신에 연관된 데이터 레이트가 증가되는 무선 통신 장치.
제14항에 있어서,

상기 처리 회로는 상기 원격 장치의 수신 다이버시티 및 상기 채널 품질 표시자에 기초하여 에러 코딩 모드를 선택하도록 더 구성된 무선 통신 장치.
제14항에 있어서,

상기 처리 회로는 CEI에 기초하여 변조 모드를 선택하도록 더 구성된 무선 통신 장치.
제19항에 있어서,

상기 처리 회로는 상기 CEI에 기초하여 에러 코딩 모드를 선택하도록 더 구성된 무선 통신 장치.
제15항에 있어서,

상기 처리 회로는 상기 원격 장치의 상기 수신 다이버시티가 2인 경우, 상기 CEI에 기초하여 변조 모드를 선택하도록 더 구성된 무선 통신 장치.
무선 통신 장치로서,

원격 장치로부터 정보를 수신하기 위한 수신 회로;

복수의 안테나에 연관되며 상기 원격 장치로의 송신을 위해 공간 다이버시티를 제공하도록 구성된 송신 회로; 및

상기 수신 회로 및 상기 송신 회로에 연관된 처리 회로

를 포함하며, 상기 처리 회로는

상기 원격 장치의 수신 다이버시티를 판정하고,

상기 원격 장치로부터 채널 품질 표시자를 수신하고 - 상기 채널 품질 표시자는 상기 원격 장치로의 송신에 사용되는 채널들의 품질을 담고 있음 -,

상기 원격 장치의 수신 다이버시티 및 상기 채널 품질 표시자에 기초하여, 상기 원격 장치에 데이터를 송신하기 위한 공간-시간 인코딩 모드를 선택하고,

복수의 송신 안테나를 통해 상기 선택된 공간-시간 인코딩 모드를 이용하여 상기 데이터를 상기 원격 장치에 송신하도록 구성되며,

상기 선택된 공간-시간 인코딩 모드는, 상기 데이터가 상기 복수의 안테나로부터 서로 다른 포맷들로 송신되는 제1 모드 및 상기 데이터의 서로 다른 부분들이 상기 복수의 안테나 중 서로 다른 안테나들로부터 송신되는 제2 모드로부터 선택되는 무선 통신 장치.
제22항에 있어서,

상기 제1 모드는 공간-시간 송신 다이버시티 인코딩을 포함하며 상기 제2 모드는 BLAST 인코딩을 포함하는 무선 통신 장치.
제23항에 있어서,

상기 BLAST 인코딩은 V-BLAST 인코딩인 무선 통신 장치.
제15항에 있어서,

상기 수신 다이버시티는 상기 원격 장치에 의해 사용되는 수신 안테나의 수를 담고 있는 무선 통신 장치.
제15항에 있어서,

상기 처리 회로는 상기 원격 장치로부터 상기 원격 장치의 상기 수신 다이버시티를 담고 있는 정보를 수신하도록 더 구성된 무선 통신 장치.
무선 통신 장치로서,

수신기로부터 채널 품질 표시자를 수신하기 위한 수단 - 상기 채널 품질 표시자는 상기 수신기로의 송신에 사용되는 채널들의 품질을 담고 있음 -;

수신 안테나들이 동일한 신호 강도를 갖는다는 점 및 이 수신 안테나들에 대한 채널 벡터들이 서로 수직이라는 점을 반영하는 복소 전파 매트릭스를 이용하여, 채널 고유치 표시자(CEI)를 판정하기 위한 수단;

상기 채널 품질 표시자 및 상기 CEI에 기초하여, 상기 수신기에 데이터를 송신하기 위해 복수의 공간-시간 인코딩 모드 중에서 공간-시간 인코딩 모드를 선택하기 위한 수단; 및

복수의 송신 안테나를 통해 상기 선택된 공간-시간 인코딩 모드를 이용하여 상기 데이터를 상기 수신기에 송신하기 위한 수단

을 포함하는 무선 통신 장치.
제27항에 있어서,

상기 수신기의 수신 다이버시티 및 상기 채널 품질 표시자에 기초하여 변조 모드를 선택하기 위한 수단을 더 구비하는 무선 통신 장치.
제28항에 있어서,

상기 수신기의 상기 수신 다이버시티 및 상기 채널 품질 표시자에 기초하여 에러 코딩 모드를 선택하기 위한 수단을 더 구비하는 무선 통신 장치.
제27항에 있어서,

상기 수신기의 상기 수신 다이버시티 및 상기 채널 품질 표시자에 기초하여 에러 코딩 모드를 선택하기 위한 수단을 더 구비하는 무선 통신 장치.
제27항에 있어서,

상기 CEI에 기초하여 변조 모드를 선택하기 위한 수단; 및

상기 CEI에 기초하여 에러 코딩 모드를 선택하기 위한 수단

을 더 구비하는 무선 통신 장치.
제1항에 있어서,

복소 전파 채널 매트릭스 H가
로 주어지고,

상기 CEI가 다음의 식들

및

를 만족하는 방법.
제1항에 있어서,

복소 전파 채널 매트릭스 H가 주어지고 상기 CEI는 cond(HH^*)를 판정함으로써 계산되는 방법.