KR100976029B1 - 4레벨 컨버터를 이용한 에스알엠의 직접순시토크제어시스템 - Google Patents

4레벨 컨버터를 이용한 에스알엠의 직접순시토크제어시스템 Download PDF

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Abstract

4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 시스템은 검출된 상 전류 및 회전자 위치를 이용하여 3-D 토크 룩업(look-up) 테이블에 의해 토크를 추정하는 토크 추정부, 회전자의 위치에 따라 스위칭 룰을 선택하며, 추정된 토크와 기준 토크의 차이(토크 에러)에 대응하여 히스테리시스제어를 기반으로 인입상과 유출상의 상태신호를 생성하는 히스테리시스 제어부, 상태신호를 네 개의 동작모드(모드 1, 모드 0, 모드 -2 및 모드 2)로 구성된 스위칭신호로 전환하는 스위칭 테이블부 및 모드 1에서는 전원단 전압을 SRM에 공급하며, 모드 0에서는 코일의 전류를 전원측으로 환류시키며, 모드 2에서는 전원단 전압 및 부스트 커패시터 전압을 SRM에 공급하며, 모드 -2에서는 코일에 저장된 에너지를 커패시터로 회수하여 SRM 동작을 제어하는 4-레벨 컨버터부를 포함한다. 본 발명에 따르면, 완만한 토크 출력, 동적출력 특성 및 효율이 향상된 SRM 구동시스템을 제공할 수 있다.
DITC, SRM, 4-Level Converter

Description

4레벨 컨버터를 이용한 에스알엠의 직접순시토크제어 시스템{DITC OF SRM DRIVE SYSTEM USING 4-LEVEL CONVERTER}
본 발명은 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 시스템 및 그 방법에 관한 것이다.
스위치드 릴럭턴스 전동기 (Switched Reluctance Motor, 이하 'SRM'이라 한다)는 제작단가가 저렴하고, 구조가 단순하며, 강건한 구조를 가지며, 회전자 볼륨에 대한 토크 비율이 높으며, 안정성·제어성·효율성이 우수하다. 그러나, SRM은 이중 돌출 구조 및 독립적인 상에 기인한 토크 발생의 독립적인 특징으로 말미암아 다른 전동기들과 비교하여 높은 토크 리플을 발생시킨다.
최근에는 높은 고유 토크 리플을 감소시키기 위해 다양한 제어 기법들이 제안되고 있다. 그러나 일반적으로 토크리플 저감을 위해 상의 중첩을 수행할 경우, 선행각을 상대적으로 많이 이용함으로써 동적반응이 느린 문제점이 있었다. 종래의 제어 기법들과 비교하여, 제안된 직접 순시 토크 제어 기법(Direct Instantaneous Torque Control, 이하 'DITC'라 한다)과 4레벨 컨버터는 모든 영역에 있어서 완만 한 출력 토크를 발생시키고, 선행각을 적게 사용함으로써 빠른 동적 특성을 얻을 수 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 높은 고유 토크 리플을 억제하고 일정한 토크 출력을 생성하기 위한 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 드라이브 제어시스템 및 그 방법을 제공하는 데 있다.
본 발명이 이루고자 하는 다른 기술적 과제는 신속한 여자 및 감자를 통해 동적특성 및 효율이 향상된 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 드라이브 제어시스템 및 그 방법을 제공하는데 있다.
본 발명이 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 선행각을 감소시킴으로써 동적특성 및 효율이 향상된 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 드라이브 제어시스템 및 그 방법을 제공하는데 있다.
본 발명이 이루고자 하는 또 다른 기술적 과제는 컨버터의 성능을 높이고 복잡한 제어이득의 선정이나 복잡한 제어방법을 개선할 수 있는 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 드라이브 제어시스템 및 그 방법을 제공하는데 있다.
4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 시스템은 검출된 상 전류 및 회전자 위치를 이용하여 3-D 토크 룩업(look-up) 테이블에 의해 토크를 추 정하는 토크 추정부, 회전자의 위치에 따라 스위칭 룰을 선택하며, 추정된 토크와 기준 토크의 차이(토크 에러)에 대응하여 히스테리시스제어를 기반으로 인입상과 유출상의 상태신호를 생성하는 히스테리시스 제어부, 상태신호를 네 개의 동작모드(모드 1, 모드 0, 모드 -2 및 모드 2)로 구성된 스위칭신호로 전환하는 스위칭 테이블부 및 모드 1에서는 전원단 전압을 SRM에 공급하며, 모드 0에서는 코일의 전류를 전원측으로 환류시키며, 모드 2에서는 전원단 전압 및 부스트 커패시터 전압을 SRM에 공급하며, 모드 -2에서는 코일에 저장된 에너지를 커패시터로 회수하여 SRM 동작을 제어하는 4-레벨 컨버터부를 포함한다.
컨버터부는 세 개의 영역으로 구분하여 동작을 제어하며, 영역1에서는 여자전류 형성시간이 짧아지도록 제1상에 여자전압을 형성하고, 영역2에서는 감자전류가 신속하게 회수되도록 제2상에 네거티브 전압을 형성하며, 영역3에서는 제1상에 감자전류가 신속하게 형성하는 것이 바람직하다.
4-레벨 컨버터부는 비대칭 컨버터에 부스트 커패시터(Ccd), 파워 스위치(Qcd) 및 다이오드(Dcd)를 포함하며, 모드 1에서는 다이오드(Dcd)를 통해 전원단 전압이 공급되며, 모드 2에서는 파워 스위치(Qcd)가 턴온되어 전원단 전압 및 부스트 커패시터(Ccd)의 전압이 모두 상에 인가되며, 모드 -2에서는 코일에 저장되었던 에너지가 부스트 커패시터(Ccd)에 회수되는 것이 바람직하다.
스위칭 룰은 세 개의 영역에서 각각 서로 다른 스위칭 룰이며, 세 개의 영역은 회전자가 고정자와 정렬되기 시작하는 지점(
Figure 112008019391465-pat00001
1B) 및 회전자와 고정자가 완전히 정렬되어 인덕턴스가 최대로 되는 지점(
Figure 112008019391465-pat00002
2B)에 의하여 나뉘어지며,
Figure 112008019391465-pat00003
1B 및
Figure 112008019391465-pat00004
2B 사이의 영역에서는 전원단 전압 및 승압을 위한 부스트 커패시터 전압이 인가되도록 상태신호를 생성하는 것이 바람직하다.
스위칭 룰은 세 개의 영역에서 각각 서로 다른 스위칭 룰이며, 영역1의 상태신호(인입상, 유출상)는 (0,0), (0,2) 및 (1,1)를 포함하며, 영역2의 상태신호(인입상, 유출상)는 (0,0), (0,1) 및 (1,1)를 포함하며, 영역3의 상태신호(인입상, 유출상)는 (-2,0), (-2,1) 및 (-2,2)를 포함하는 것이 바람직하다.
스위칭 룰은 세 개의 영역에서 각각 서로 다른 스위칭 룰이며, 영역1의 상태신호(인입상, 유출상)는 (-2,0) 및 (2,2)를 더 포함하며, 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 (-2,0),(0,0),(0,2),(1,1) 및 (2,2)를 이동하며, 영역2의 상태신호(인입상, 유출상)는 (-2,0) 및 (2,2)를 더 포함하며, 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 (-2,0),(0,0),(0,1),(1,1) 및 (2,2)를 이동하며, 영역3의 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 (-2,0), (-2,1) 및 (-2,2)를 이동하며, 부하가 기설정된 값 이상으로 변하는 경우에는 상태신호는 (-2,-2), (-2,0) 및 (-2,2)를 포함하는 것이 바람직하다.
4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 방법은 검출된 상 전류 및 회전자 위치를 이용하여 3-D 토크 룩업(look-up) 테이블에 의해 토크를 추정하는 단계, 회전자의 위치에 따라 스위칭 룰을 선택하며, 추정된 토크와 기준 토크의 차이(토크 에러)에 대응하여 히스테리시스제어를 기반으로 인입상과 유출상의 상태신호를 생성하는 단계, 상태신호를 네 개의 동작모드(모드 1, 모드 0, 모드 -2 및 모드 2)로 구성된 스위칭신호로 전환하는 단계 및 모드 1에서는 전원단 전압을 SRM에 공급하며, 모드 0에서는 코일의 전류를 전원측으로 환류시키며, 모드 2에서는 전원단 전압 및 부스트 커패시터 전압을 SRM에 공급하며, 모드 -2에서는 코일에 저장된 에너지를 커패시터로 회수하여 SRM 동작을 제어하는 단계를 포함한다.
스위칭 룰은 세 개의 영역에서 각각 서로 다른 스위칭 룰이며, 세 개의 영역은 회전자가 고정자와 정렬되기 시작하는 지점(
Figure 112008019391465-pat00005
1B) 및 회전자와 고정자가 완전히 정렬되어 인덕턴스가 최대로 되는 지점(
Figure 112008019391465-pat00006
2B)에 의하여 나뉘어지며, 영역1의 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 상태신호(인입상, 유출상)가 (-2,0),(0,0),(0,2),(1,1) 및 (2,2)인 지점을 이동하며, 영역2의 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 상태신호(인입상, 유출상)가 (-2,0),(0,0),(0,1),(1,1) 및 (2,2)인 지점을 이동하며, 영역3의 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 상태신호(인입상, 유출상)가 (-2,0), (-2,1) 및 (-2,2)인 지점을 이동하며, 부하가 기설정된 값 이상으로 변하는 경우에는 상태신호가 (-2,-2), (-2,0) 및 (-2,2)인 지점을 이동하는 것이 바람직하다.
이상에서 살펴본 바와 같이 본 발명에 따르면, 완만한 토크 출력이 가능한 SRM 시스템 및 그 제어방법을 제공할 수 있다.
또한 본 발명에 따르면, 4-레벨 컨버터의 추가적인 높은 상승된 전압으로 인한 신속한 여자 및 감자 전류를 통해, 높은 동적특성 및 효율이 향상된 SRM 시스템 및 그 제어방법을 제공할 수 있다.
또한 본 발명에 따르면, 선행각을 감소시킴으로써 높은 동적특성 및 효율 향상이 향상된 SRM 시스템 및 그 제어방법을 제공할 수 있다.
또한 본 발명에 따르면, 복잡한 제어이득의 선정없이 제어하기 위해 히스테리시스제어를 기반으로 한 DITC를 함께 적용함으로써 토크리플을 저감하도록 제어할 수 있다.
이상과 같이, 본 발명은 비록 한정된 실시 예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 이것에 의해 한정되지 않으며 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자에 의해 본 발명의 기술 사상과 아래에 기재될 특허 청구범위의 균등 범위 내에서 다양한 수정 및 변형이 가능함은 물론이다.
도 1은 비대칭 브릿지 컨버터의 일 예를 도시한 도면이다.
도 1에 도시된 비대칭 브릿지 컨버터는 SRM 드라이브 시스템에 있어서 대표적인 전력변환기의 형태이다. 비대칭 브릿지 컨버터의 경우 각상의 독립적인 제어가 용이하므로, 상의 중첩을 통해 토크 리플을 감소시키는 기법을 적용하는데 매우 유용하다.
도 2는 비대칭 브릿지 컨버터의 동작 모드의 일 예를 도시한 도면이다. 도 2 를 참조하면, 비대칭 브릿지 컨버터는 세 가지의 모드를 가지는데, 각각 상태 1, 0 및 -1로 정의된다.
왼쪽의 그림은 비대칭 브릿지 컨버터의 상태 1을 도시한 도면이다. 두 개의 스위치가 턴-온되는 동안, 소스 전압 Vs가 상 권선에 공급된다. 가운데 그림은 비대칭 컨버터의 상태 0을 도시한 도면이다. 하나의 스위치 및 하나의 다이오드가 턴-온되고, 상전류는 환류 상태가 된다. 오른쪽의 그림은 비대칭 컨버터의 상태 -1을 도시한 도면이다. 두 개의 스위치가 턴-오프이고, 상 전압은 -Vs이다. 감자 전류는 에너지를 상승된 전원커패시터로 회수한다. DITC 방법은 완만한 토크를 생성하기 위해 이러한 세 개의 상태를 이용한다.
전통적인 전류 제어에서는 소호구간에서 발생하는 토크 리플이 크다. 토크 리플을 감소시키기 위해서 가장 좋은 방법은 SRM 동작 시에 일정한 출력 토크를 공급하는 것이다.
도 3은 비대칭 컨버터를 이용한 SRM의 DITC방법의 동작방법의 원리를 도시한 도면이다. 도 3을 참조하면, DITC 방법을 적용하기 위해서는 SRM의 기하학적 구조와 부하상태에 따라 상 인덕턴스의 구간을 세 개의 영역으로 나눈다. 세 영역의 경계는
Figure 112008019391465-pat00007
onB,
Figure 112008019391465-pat00008
1B,
Figure 112008019391465-pat00009
2B이다.
Figure 112008019391465-pat00010
onB 및
Figure 112008019391465-pat00011
onC는 선행각(advanced angle)으로서 부하 및 동작 속도에 의존적이다.
Figure 112008019391465-pat00012
1B는 회전자가 고정자와 정렬되기 시작하는 지점으 로 B상의 인덕턴스 변화가 시작되는 지점이다.
Figure 112008019391465-pat00013
2B는 A상에 대해 회전자와 고정자가 완전히 정렬되는 지점으로 A상의 인덕턴스가 최대가 되는 지점이다.
영역1에서, 출력 순시 토크는 A상에 의해 생성된다. 영역2는 환류영역을 포함하며, 일정한 순시 토크를 생성하기 위해 매우 중요한 구간이다. 영역2에서, B상 전류는 확립되며, 순시토크(instantaneous torque)를 생성하기 시작한다. 동시에, 인덕턴스의 변화는 급격히 감소하게 되는데, 이에 따라 출력 토크도 급격하게 감소한다. 주요 출력 토크는 B상에 의해 생성되며, 부족한 부분은 A상에 의해 생성된다.
영역3에서, A상 인덕턴스는 감소하기 시작하며, 이때 전류가 흐르게 되면 부토크가 발생하게 되므로 빠른 감자를 통하여 에너지를 전원으로 환원하여야 한다. 또한 B상은 이 영역에서 일정한 토크를 출력해야 한다.
도 4a 내지 4c는 비대칭 컨버터의 DITC기법을 도시한 도면이다. 완만한 토크를 얻기 위해, 히스테리시스 루프를 기반으로 한 DITC기법이 사용되었다.
도 4a를 참조하면, 인입상(incoming phase) 및 유출상(outgoing phase)의 결합 상태는 포인트 (-1,-1), (0,0) 및 (1,1)로 표시하였다.
도 4b를 참조하면, 인입상 및 유출상의 결합 상태는 포인트 (-1,0), (0,0), (0,1) 및 (1,1)로 표시하였으며, 실선은 히스테리시스 루프의 제어규칙이다.
비대칭 컨버터의 DITC기법에서, 영역1 및 영역2는 일반적인 제어기법과 동일한 제어기법이 적용된다. 영역3에서는 DITC방법의 원리에 따라 상태 (-1,-1), (-1,0) 및 (-1,-1)은 반드시 포함되어야 한다. 상태 (-1,0)은 토크의 동적 성능을 향상시키기 위해 추가되었다.
도 4c에는 영역3의 제어기법이 도시되었다. A상은 자기 필드 에너지를 전원단 커패시터로 환류하여야 하므로, A상의 상태는 상태 -1을 유지하여야 하며, B상은 상태 0 및 1 사이에서 변화할 수 있다. 토크를 향상시키기 위한 방법으로서, 이 제어기법에서 상태(-1,-1)이 추가되었다.
도 5는 본 발명에 따른 4-레벨 컨버터를 이용한 SRM 드라이브 제어시스템의 블록도이다. 본 발명에 따른 4-레벨 컨버터를 이용한 SRM 드라이브 제어시스템은 토크 추정부(Torque Estimation)(510), 히스테리시스 제어부(Hysteresis Controller)(520), 스위칭 테이블부(Switching Table)(530), 4-레벨 컨버터부(4-leverl converter)(540)을 포함한다. 토크 추정부(510) 및 히스테리시스 제어부(520)는 DITC방법에 있어서 매우 중요하다.
도 6은 본 발명에 따른 4-레벨 컨버터를 이용한 SRM 드라이브 제어시스템의 동작원리를 도시한 도면이다
도 6에서, 세 영역의 경계는
Figure 112008019391465-pat00014
onB,
Figure 112008019391465-pat00015
1B,
Figure 112008019391465-pat00016
2B이다.
Figure 112008019391465-pat00017
onB 및
Figure 112008019391465-pat00018
onC는 선행각(advanced angle)으로서 부하 및 동작 속도에 의존적이다.
Figure 112008019391465-pat00019
1B는 회전자가 고정자와 정렬되기 시작하는 지점으로 B상의 인덕턴스 변화가 시작되는 지점이다.
Figure 112008019391465-pat00020
2B는 A상에 대해 회전자와 고정자가 완전히 정렬되는 지점으로 A상의 인덕턴스가 최대가 되는 지점이다.
SRM의 경우 인덕턴스 상승구간에서 전압을 인가하게 되면 회전자의 인덕턴스 크기변화와 이때 흐르는 전류의 크기만큼 토크가 발생한다. 따라서 인덕턴스의 변화가 없는 구간(즉, LB(612)에서 영역 1 (Region1)구간)에서는 토크가 발생하지 않는다. 따라서 이 구간에 전류를 공급하면 토크를 발생하지 못하므로 손실에 해당된다. 이러한 손실을 줄이기 위해서는 LB(612)의 경우 영역 2(Region2)에서 전압을 인가하여 전류를 흐르게 하는 것이 좋으나, 인덕턴스가 변화하고 있으므로 전류가 크게 상승할 수가 없다. 도 6의 구간에서 LB(612)에 해당되는 상에 전류를 공급하면 도 6의 하단의 그림과 같이 된다. 실제 바람직한 것은 이상적인 상 전류(623)가 형성되는 것이다. 영역 2(region2)에서 전류를 공급하더라도 이상적인 상 전류(623)가 형성되게 하기 위해 이 구간에서 높은 전압을 인가한다. 높은 전압을 인가하게 되면 전류가 짧은 시간에 빠르게 상승하게 되어 원하는 형태의 전류인 실제의 상 전류(625)를 얻을 수가 있다. 또한 이렇게 함과 동시에 모든 상이 꺼지는 구간에서 상기와 비슷한 형태로 전류를 빠르게 환류시켜 성능을 향상 시킬 수 있다.
토크 추정부(510)는 각 상의 전류 및 회전자 위치를 이용한 3-D 테이블에 의해 추정 토크를 계산한다. 즉, 토크는 각 상에서 검출된 전류와 엔코더에서 검출된 각도를 바탕으로 메모리에 저장된 3D 토크 룩업 테이블(look-up table)을 참조하여 추정된다. 저장되어 있는 3D look-up테이블은 실측 또는 FEM 시뮬레이션을 통해 구한다. 이와 같이 간단한 검색 토크 테이블을 이용함으로써 복잡한 토크 계산을 대체할 수 있으며, 토크의 계산시간을 감소할 수 있다.
히스테리시스 제어부(520)는 회전자의 위치에 따라 스위칭 룰을 선택하며, 토크 에러에 대응하여 히스테리시스제어를 기반으로 인입상과 유출상의 상태신호를 생성한다. 토크 에러는 기준 토크와 추정 토크 사이의 차이로서, 토크 에러 = 기준 토크 - 추정 토크이다. DITC 기법을 적용하는데 있어 모든 구간에서 동일한 DITC 규칙을 사용하는 것이 아니라 회전자의 위치에 따라 스위칭 룰이 다르게 결정된다. 검출된 회전자의 위치를 이용하여, 도 6a 내지 도 6c에 도시된 3가지의 스위칭 룰 중 하나를 선택하여 사용한다.
도 7a 내지 7c는 본 발명에 따른 4-레벨 컨버터를 이용한 DITC기법의 일 예를 도시한 도면이다.
도 7a를 참조하여 영역 1의 제어기법을 설명하면 다음과 같다. 영역1에서, 모드 2는 이용 가능하다. 높은 전압을 인가하여 B상에서 신속한 여자 전류를 확립하게 되며, 신속히 확립된 전류에 의해 구동효율이 향상된다. A상은 주토크를 생성한다. 영역1의 상태의 선정 기법은 도 7a에 도시되어 있다. 영역1에서는 (0,0), (1,1) 및 (0,2)이 반드시 포함되어야 하며, 상태 (2,2) 및 (-2,0)은 토크응답을 고려하기 위한 선택적 상태이다.
도 7b를 참조하여 영역 2의 제어기법을 설명하면 다음과 같다. 영역 2에서 상태 기법은 동일 영역에서 비대칭 컨버터와 매우 유사한데, 상태 (-1,0) 대신에 상태 (-2,0)이 사용되었으며, 상태 (2,2) 추가되었다. 높은 부전압을 통하여 A상에 축적된 에너지를 빠르게 감자하여 토크의 동적특성을 향상시킨다. 영역2에서는 (1,1), (0,1) 및 (0,0)이 이용된다. 다른 상태들은 동적 토크 응답을 위해 사용한다.
도 7c를 참조하여 영역 3의 제어기법을 설명하면 다음과 같다. 영역 3에서, 상태 -2는 A상의 신속한 환류를 통한 감자를 수행하고, 이것은 드라이빙 효율을 향상시키기 위한 부토크를 감소시킬 수 있다. B상은 주토크를 생성한다. 도 7c에는 영역 3의 일반적 동작이 도시되어 있다. 이 경우, 상태 (-2,0), (-2,1) 및 (-2,2)가 요구된다. 부하가 갑자기 변하면, 영역 3의 다이나믹 모드는 일반 모드로 대체되는데, 도 7c의 우측 도면에 도시되어 있다.
스위칭 테이블부(530)는 상태신호를 스위칭 신호로 변환하여 전력변환기를 구동시킨다. 히스테리시스 제어부(520)에서 생성된 상태신호를 네 개의 동작모드(모드 1, 모드 0, 모드 -2 및 모드 2)로 구성된 스위칭신호로 전환한다.
4-레벨 컨버터부(540)는 스위칭 신호를 이용하여 SRM 동작을 제어한다. 4-레벨 컨버터부(540)는 모드 1에서는 전원단 전압을 SRM에 공급하며, 모드 0에서는 코일의 전류를 전원측으로 환류시키며, 모드 2에서는 전원단 전압 및 부스트 커패시터 전압을 SRM에 공급하며, 모드 -2에서는 코일에 저장된 에너지를 커패시터로 회수하여 SRM 동작을 제어한다.
4-레벨 컨버터(540)는 4개의 상태 (2,1,0,-2)를 갖고 있으므로, 비대칭 컨버터를 이용한 DITC의 일반 제어 기법은 4-레벨 컨버터에는 적절하지 못하다. 4-레벨 컨버터에서는 결과적으로 모드 2 및 모드 -2, 신속한 여자(fast excitation) 및 상 전류의 환류를 통한 빠른 감자가 가능하다. 이로 인해 4-레벨 컨버터를 적용하게 되면 일반적인 비대칭 컨버터를 이용한 구동시스템에 비해 높은 효율 및 동적 성능을 갖는다.
도 8a는 본 발명에 따른 4-레벨 컨버터의 일 예를 도시한 도면이다. 도 8a에 도시된 4-레벨 컨버터는 3-상 SRM을 위해 제안된 것이다. 도 8을 참조하면, 4-레벨 컨버터(540)에는 전통적인 비대칭 컨버터에 추가적으로 부스트 커패시터(additional boosted capacitor) CCD(820), 파워 스위치 QCD(830) 및 다이오드 DCD(840)가 포함되어 있다. 부스트 커패시터 CCD(820) 및 DC커패시터(CDC)(810)는 스위칭 턴-오프동안 감자 전류를 저장하므로, 상 전류가 신속히 감자되는데, 이는 상전류가 부스트 커패시터와 DC 커패시터(전원 커패시터)에 동시에 환류되기 때문이다. 그러면 부스트 커패시터는 높게 상승된 전압을 생성한다. 신속한 상 전류 생성을 위해, 추가적으로 높게 충전된 전압은 파워 스위치 QCD(830)를 다음 여자 상 권선으로 전달한다.
4-레벨 컨버터는 전원단 전압을 일정하게 하기 위한 DC커패시터(CDC)(810)와 함께 승압을 위한 부스트 커패시터(CCD)(820)가 추가되어 구성된다. 부스트커패시터의 커패시턴스는 4-레벨 컨버터를 디자인함에 있어서 매우 중요하다. 큰 사이즈의 커패시터는 작은 전압 리플을 얻을 수 있으며, 안정적인 DC전압을 SRM에 공급할 수 있다는 점에서 유리하다. 그러나 SRM 드라이브 시스템의 비용을 증가시킨다. 반면에, 작은 사이즈의 커패시터는 불안적안 DC 전압을 야기하며, 시스템의 정확한 제어가 어렵다.
4-레벨 컨버터의 원리로부터, 부스트 커패시터는 환류모드를 통해 상권선에 축적된 에너지를 회수하여, 전원단 전압과 병렬로 회로에 전압을 공급하여 높은 전압을 공급한다. 그렇기 때문에, 짧은 시간동안 감자를 수행할 수 있다. 물론, 환류 에너지는 부하와 관계가 있으며, 전압 변화는 최초 부스트전압 및 커패시터 사이즈에 의존적이다. 따라서, 적당한 커패시터 사이즈는 주어진 부하, 주어진 최초 전압 및 주어진 전압변화로부터 구할 수 있다.
도 8b는 4-레벨 컨버터의 동작 모드의 일 예를 도시한 도면이며, 도 8c는 도 8b의 각 모드의 DITC 규칙의 일 예를 도시한 도면이다.
도 8b를 참조하면, 왼쪽으로부터 모드1, 모드0, 모드-2, 모드2를 각각 나타내고 있다. 도 8c는 도 8b의 각 모드의 DITC 규칙의 일 예를 도시한 도면이다. 도 8c에서는 전압의 크기를 보여주고 있다.
모드 1에서는 QAh와 QAL이 Turn-on되어 VCDC 즉 전원단 전압이 A상에 공급된다. 따라서 도 8c의 mode1과 같은 전압의 크기를 갖는다.
모드 0에서는 QAh를 turn-off하고 QAL을 turn-on하여 코일에 있는 전류를 전원측으로 환류시키게 되고, 이때 상에 걸리는 전압은 도 8c의 mode0와 같이 0을 나타낸다.
모드 2에서는 QAh와 QAL , QCD 스위치가 모두 turn-on되어 전원단 전압과 상단 커패시터에 있는 전압이 모두 상에 인가되어, VCDC+VCCD 의 전압이 상에 인가된다. 이러한 상태를 높은 전압이 인가되는 상태 즉, 모드 2라 한다. 이 상태에서 모든 스위치를 turn-off하면 코일에 저장되었던 에너지가 CCD와 CDC에 회수되어 전압은 낮은 전압상태 즉 모드 -2의 상태가 된다. 이를 DITC규칙을 만들어 내는 화면에서는 0,1,-1,2,-2로 표시한다.
도 8b의 모드 2에서, DC 링크 전압 Vdc 및 상승 전압 Vcd는 여자된 상 권선으로 공급되며, 여자된 상 전류는 높게 충전된 전압 Vdc + Vcd에 의해 신속하게 확립된다. 유사하게, 감자 전류는 음으로 높게 바이어스된 전압 -( Vdc + Vcd)에 의해 모드 -2 동안에 신속하게 감소한다.
도 8b를 참조하면, 모드 -2가 도시되어 있는데, Qcd가 턴오프일 때 모드 1 (일반 여자 모드) 및 모드 0(회전 모드)은 비대칭 컨버터와 동일하다.
4-레벨 컨버터의 효율을 분석해 보면, 부스트 캐패시터단에 충전된 전압에 의한 신속한 여자전류의 상승과 부스트캐패시터단으로 에너지를 환류시키는 빠른 감자가 가능하다. 즉, 여자시간 및 감자 시간을 감소시킬 수 있다. 이는 토크가 발생되니 않는 구간에서 전류가 공급되어 발생되는 코일의 손실 및 스위치의 저항 손실이 감소되는 것을 의미한다. 이와 함께 빠른 감자를 수행함으로써 토크 발생구간을 넓게 사용할 수 있으며, 부토크를 감소시켜 전체 시스템의 동적토크특성 및 제어특성을 개선할 수 있다. 이는 부스 캐패시터의 제어를 위해 이용된 스위치 및 다이오드가 약간의 손실을 추가할지라도, 감소된 손실은 이러한 손실을 상쇄하기에 충분하다. 그렇기 때문에, SRM 드라이브 시스템의 효율은 향상될 수 있다.
도 9는 커패시터를 선택하는 3-D 테이블의 일 예을 도시한 도면이다. 도 9에서 토크(Torque)는 0.7[Nm]인 경우이다. 커패시터의 커패시턴스가 감소함에 따라, 부스트 커패시터의 전압 리플은 증가한다. 부스트 전압 증가에 따라, 부스트 커패시터의 전압 리플은 감소하다.
도 10은 본 발명에 따른 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 방법의 순서도이다.
검출된 상 전류 및 회전자 위치를 이용하여 3-D 토크 룩업(look-up) 테이블에 의해 토크를 추정한다(S1100).
회전자의 위치에 따라 스위칭 룰을 선택하며, 추정된 토크와 기준 토크의 차이(토크 에러)에 대응하여 히스테리시스제어를 기반으로 인입상과 유출상의 상태신호를 생성한다(S1200).
스위칭 룰은 세 개의 영역에서 각각 서로 다른 스위칭 룰이 적용된다. 세 개의 영역은 회전자가 고정자와 정렬되기 시작하는 지점(
Figure 112010014458175-pat00058
1B) 및 회전자와 상기 고정자가 완전히 정렬되어 인덕턴스가 최대로 되는 지점(
Figure 112010014458175-pat00059
2B)에 의하여 영역1, 영역2 및 영역3으로 나뉘어진다. 각 영역에서의 스위칭 룰 및 상태신호에 대한 부분의 상세한 설명은 도 6 및 도 7a 내지 도 7c을 참조한다.
영역1의 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 상태신호(인입상, 유출상)가 (-2,0),(0,0),(0,2),(1,1) 및 (2,2)인 지점을 이동한다. 스위칭 룰은 도 7a에 도시되어 있다.
영역2의 상기 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 상태신호(인입상, 유출상)가 (-2,0),(0,0),(0,1),(1,1) 및 (2,2)인 지점을 이동한다. 스위칭 룰은 도 7b에 도시되어 있다.
영역3의 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 상태신호(인입상, 유출상)가 (-2,0), (-2,1) 및 (-2,2)인 지점을 이동하며, 부하가 기설정된 값 이상으로 변하는 경우에는 상태신호가 (-2,-2), (-2,0) 및 (-2,2)인 지점을 이동한다. 스위칭 룰은 도 7c에 도시되어 있다.
상태신호를 네 개의 동작모드(모드 1, 모드 0, 모드 -2 및 모드 2)로 구성된 스위칭신호로 전환한다(S1300).
모드 1에서는 전원단 전압을 SRM에 공급하며, 모드 0에서는 코일의 전류를 전원측으로 환류시키며, 모드 2에서는 전원단 전압 및 부스트 커패시터 전압을 상기 SRM에 공급하며, 모드 -2에서는 코일에 저장된 에너지를 커패시터로 회수하여 SRM 동작을 제어한다(S1400).
도 11은 본 발명에 따른 4-레벨 컨버터의 효율성을 도시한 도면이다. 도 11을 참조하면, 서로 다른 부스트 전압에서의 효율 향상이 도시되어 있다. 즉, 부스트 커패시터의 크기에 따라 성능이 어떻게 변화되는지를 나타내고 있다. 비대칭 컨버터와 비교하여, 부하와 속도는 증가함에 따라, 동일한 상승전압에서 4-레벨 컨버터의 효율이 증가함을 확인할 수 있다.
도 12a 및 도 12b는 SRM 드라이브 시스템에서의 인덕턴스 및 토크 프로파일 시뮬레이션을 각각 도시한 도면이다. 4-레벨 컨버터에 기초한 SRM 드라이브의 DITC 방법을 명확하기 위해, 제안된 방법의 제어기법이 MATLAB을 이용하여 시뮬레이션한 결과가 도시되어 있다. 이용된 모터의 3D 토크와 인덕턴스 테이블을 나타낸다.
도 13a 및 도 13b는 비대칭 컨버터와 4-레벨 컨버터를 각각 도시한 도면이다. 도 13a의 비대칭 컨버터에서의 DITC기법을 위한 선행각은 도 13b의 4-레벨 컨버터를 적용한 경우에 비해 크다. 4-레벨 컨버터의 신속한 여자 및 감자 상태로 인해 신속한 여자전류의 확립 및 감자 전류의 회수가 가능하다. 도 13b의 4-레벨 컨버터를 참조하면, 선행각이 보다 짧은 것을 확인할 수 있다.
도 14a 내지 도 14d는 비대칭 컨버터와 4-레벨 컨버터의 토크 스텝 응답특성을 각각 도시한 도면이다. 도 14a 및 도 14b는 DITC(500[rmp], 0.7[Nm])에서의 비대칭 컨버터와 4-레벨 컨버터의 토크 스텝 응답을 각각 시뮬레이션한 결과이다. 도 14c 및 도 14d는 DITC(500[rmp], 0.2-0.7[Nm])에서의 토크 스텝 응답 결과이다. 4-레벨 컨버터의 추가적인 높은 상승 전압 때문에, 도 14d의 4-레벨 컨버터의 반응 시간(0.2ms)은 도 14c의 비대칭 컨버터의 반응 시간(0.4ms)보다 짧다. 따라서, 4-레벨 컨버터에 기초한 SRM 드라이브의 DITC 방법은 비대칭 방법에 비해 보다 나은 동적특성을 갖는다. 이러한 시뮬레이션 결과로부터, 4-레벨 컨버터에 기초한 SRM 드라이브 시스템은 비대칭 컨버터 드라이브 시스템에 비해 보다 낮은 토크 리플 및 성능을 갖는다.
도 15a 내지 도 15f는 본 발명에 따른 비대칭 컨버터와 4-레벨 컨버터의 여자 전류와 모터 동작을 각각 도시한 도면이다. 도 15a(비대칭 컨버터) 및 도 15b(4-레벨 컨버터)의 실험에서, SRM은 400[rpm]에서 동작하며, 출력토크는 0.7[Nm]이다. 도 15c(비대칭 컨버터) 및 도 15d(4-레벨 컨버터)의 실험에서, SRM은 500[rpm]에서 동작하며, 출력토크는 0.7[Nm]이다. 도 15e(비대칭 컨버터) 및 도 15f(4-레벨 컨버터)의 실험에서, SRM은 1400[rpm]에서 동작하며, 출력토크는 0.6[Nm]이다.
비대칭 컨버터와 비교하여, 4-레벨 컨버터에서는 여자 전류가 보다 신속하게 발생하고, 선행각을 감소 시킬 수 있음을 확인 할 수 있다.
도 16a 및 도 16b는 비대칭 컨버터와 4-레벨 컨버터의 토크 변화에 따른 동적특성을 각각 도시한 도면이다. 도 16a 및 도 16b를 참조하면, 토크지령치가 0.2[Nm]에서 0.7 [Nm]로 변할 때, 각각의 토크 응답은 지령토크에 추종함을 확인할 수 있었다. 그러나, 일반적인 비대칭 컨버터(0.8ms)와 비교할 때, 4-레벨 컨버터(0.4ms)를 이용한 DITC시스템이 보다 빠른 동적응답 특성을 나타남을 알 수 있다.
도 1은 비대칭 브릿지 컨버터의 일 예를 도시한 도면,
도 2는 비대칭 브릿지 컨버터의 동작 모드의 일 예를 도시한 도면,
도 3은 비대칭 컨버터를 이용한 SRM의 DITC방법의 동작방법의 원리를 도시한 도면,
도 4a 내지 도 4c는 비대칭 컨버터의 DITC기법을 도시한 도면,
도 5는 본 발명에 따른 4-레벨 컨버터를 이용한 SRM 드라이브 제어시스템의 블록도,
도 6은 본 발명에 따른 4-레벨 컨버터를 이용한 SRM 드라이브 제어시스템의 동작원리를 도시한 도면,
도 7a 내지 7c는 본 발명에 따른 4-레벨 컨버터를 이용한 DITC기법의 일 예를 도시한 도면,
도 8a는 본 발명에 따른 4-레벨 컨버터의 일 예를 도시한 도면,
도 8b는 4-레벨 컨버터의 동작 모드의 일 예를 도시한 도면,
도 8c는 도 8b의 각 모드의 DITC 규칙의 일 예를 도시한 도면,
도 9는 커패시터를 선택하는 3-D 테이블의 일 예을 도시한 도면,
도 10은 본 발명에 따른 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 방법의 순서도,
도 11은 본 발명에 따른 4-레벨 컨버터의 효율성을 도시한 도면,
도 12a 및 도 12b는 SRM 드라이브 시스템에서의 인덕턴스 및 토크 프로파일 시뮬레이션을 각각 도시한 도면,
도 13a 및 도 13b는 비대칭 컨버터와 4-레벨 컨버터를 각각 도시한 도면,
도 14a 내지 도 14d는 비대칭 컨버터와 4-레벨 컨버터의 토크 스텝 응답특성을 각각 도시한 도면,
도 15a 내지 도 15f는 본 발명에 따른 비대칭 컨버터와 4-레벨 컨버터의 여자 전류와 모터 동작을 각각 도시한 도면, 및
도 16a 및 도 16b는 비대칭 컨버터와 4-레벨 컨버터의 토크 변화에 따른 동적특성을 각각 도시한 도면이다.

Claims (8)

  1. 검출된 상 전류 및 회전자 위치를 이용하여 3-D 토크 룩업(look-up) 테이블에 의해 토크를 추정하는 토크 추정부;
    상기 회전자의 위치에 따라 스위칭 룰을 선택하며, 상기 추정된 토크와 기준 토크의 차이(토크 에러)에 대응하여 히스테리시스제어를 기반으로 인입상과 유출상의 상태신호를 생성하는 히스테리시스 제어부;
    상기 상태신호를 네 개의 동작모드(모드 1, 모드 0, 모드 -2 및 모드 2)로 구성된 스위칭신호로 전환하는 스위칭 테이블부; 및
    상기 모드 1에서는 전원단 전압을 SRM에 공급하며, 모드 0에서는 코일의 전류를 전원측으로 환류시키며, 모드 2에서는 전원단 전압 및 부스트 커패시터 전압을 상기 SRM에 공급하며, 모드 -2에서는 코일에 저장된 에너지를 커패시터로 회수하여 상기 SRM 동작을 제어하는 4-레벨 컨버터부를 포함하고,
    상기 스위칭 룰은 세 개의 영역에서 각각 서로 다른 스위칭 룰이며,
    영역1의 상기 상태신호(인입상, 유출상)는 (0,0), (0,2) 및 (1,1)를 포함하며,
    영역2의 상기 상태신호(인입상, 유출상)는 (0,0), (0,1) 및 (1,1)를 포함하며,
    영역3의 상기 상태신호(인입상, 유출상)는 (-2,0), (-2,1) 및 (-2,2)를 포함하는 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 시스템.
  2. 제1항에 있어서,
    영역1에서는 여자전류 형성시간이 짧아지도록 제1상에 여자전압을 형성하고,
    영역2에서는 감자전류가 신속하게 회수되도록 제2상에 네거티브 전압을 형성하며,
    영역3에서는 제1상에 감자전류가 신속하게 형성하는 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 시스템.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 4-레벨 컨버터부는 비대칭 컨버터에 부스트 커패시터(Ccd), 파워 스위치(Qcd) 및 다이오드(Dcd)를 포함하며,
    상기 모드 1에서는 상기 다이오드(Dcd)를 통해 전원단 전압이 공급되며, 상기 모드 2에서는 상기 파워 스위치(Qcd)가 턴온되어 상기 전원단 전압 및 상기 부스트 커패시터(Ccd)의 전압이 모두 상에 인가되며, 상기 모드 -2에서는 코일에 저장되었던 에너지가 상기 부스트 커패시터(Ccd)에 회수되는 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 시스템.
  4. 제1항에 있어서,
    상기 세 개의 영역은 회전자가 고정자와 정렬되기 시작하는 지점(
    Figure 112010014458175-pat00021
    1B) 및 상기 회전자와 상기 고정자가 완전히 정렬되어 인덕턴스가 최대로 되는 지점(
    Figure 112010014458175-pat00022
    2B)에 의하여 나뉘어지며, 상기
    Figure 112010014458175-pat00023
    1B 및
    Figure 112010014458175-pat00024
    2B 사이의 영역에서는 전원단 전압 및 승압을 위한 부스트 커패시터 전압이 인가되도록 상태신호를 생성하는 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 시스템.
  5. 삭제
  6. 제1항에 있어서,
    영역1의 상기 상태신호(인입상, 유출상)는 (-2,0) 및 (2,2)를 더 포함하며, 상기 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 (-2,0),(0,0),(0,2),(1,1) 및 (2,2)를 이동하며,
    영역2의 상기 상태신호(인입상, 유출상)는 (-2,0) 및 (2,2)를 더 포함하며, 상기 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 (-2,0),(0,0),(0,1),(1,1) 및 (2,2)를 이동하며,
    영역3의 상기 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 (-2,0), (-2,1) 및 (-2,2)를 이동하며, 부하가 기설정된 값 이상으로 변하는 경우에는 상기 상태신호는 (-2,-2), (-2,0) 및 (-2,2)를 포함하는 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 시스템.
  7. 검출된 상 전류 및 회전자 위치를 이용하여 3-D 토크 룩업(look-up) 테이블에 의해 토크를 추정하는 단계;
    상기 회전자의 위치에 따라 스위칭 룰을 선택하며, 상기 추정된 토크와 기준 토크의 차이(토크 에러)에 대응하여 히스테리시스제어를 기반으로 인입상과 유출상의 상태신호를 생성하는 단계;
    상기 상태신호를 네 개의 동작모드(모드 1, 모드 0, 모드 -2 및 모드 2)로 구성된 스위칭신호로 전환하는 단계; 및
    상기 모드 1에서는 전원단 전압을 SRM에 공급하며, 모드 0에서는 코일의 전류를 전원측으로 환류시키며, 모드 2에서는 전원단 전압 및 부스트 커패시터 전압을 상기 SRM에 공급하며, 모드 -2에서는 코일에 저장된 에너지를 커패시터로 회수하여 상기 SRM 동작을 제어하는 단계를 포함하며,
    상기 스위칭 룰은 세 개의 영역에서 각각 서로 다른 스위칭 룰이며,
    상기 세 개의 영역은 회전자가 고정자와 정렬되기 시작하는 지점(
    Figure 112010014458175-pat00060
    1B) 및 상기 회전자와 상기 고정자가 완전히 정렬되어 인덕턴스가 최대로 되는 지점(
    Figure 112010014458175-pat00061
    2B)에 의하여 나뉘어지며,
    영역1의 상기 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 상태신호(인입상, 유출상)가 (-2,0),(0,0),(0,2),(1,1) 및 (2,2)인 지점을 이동하며,
    영역2의 상기 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 상태신호(인입상, 유출상)가 (-2,0),(0,0),(0,1),(1,1) 및 (2,2)인 지점을 이동하며,
    영역3의 상기 스위칭 룰의 경로는 토크 에러에 대응하여 상태신호(인입상, 유출상)가 (-2,0), (-2,1) 및 (-2,2)인 지점을 이동하며, 부하가 기설정된 값 이상으로 변하는 경우에는 상기 상태신호가 (-2,-2), (-2,0) 및 (-2,2)인 지점을 이동하는 4레벨 컨버터를 이용한 SRM의 직접순시토크제어(DITC) 방법.
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