KR100928629B1 - 정전류 공급 장치 및 이를 구비하는 발광 다이오드 구동 장치 - Google Patents

Abstract

정전류 공급 장치 및 상기 정전류 공급 장치를 구비하는 발광 다이오드 구동 장치가 개시된다. 본 발명에 따른 정전류 공급 장치는, 펄스로 구동되는 스위치의 도통 및 차단을 이용하여 부하에 정전류를 공급하는 정전류 공급 장치로서, 상기 스위치에 흐르는 순시전류가 소정 한계전류를 초과하는 경우 상기 스위치를 차단시키는 차단 회로; 상기 스위치의 도통기간을 측정하는 도통기간 측정 수단; 및 상기 측정된 도통기간에 따라 결정되는 차단기간 동안에 상기 스위치가 차단되도록 하는 타이머 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다. 이러한 본 발명에 의하면 평활전압의 변동이 큰 경우에 대용량의 평활콘덴서를 사용하지 아니하고도 부하에 안정적으로 실효 정전류를 공급할 수 있는 효과가 있다.

발광다이오드, 정전류, 벅 컨버터, LED, 정전류(Constant current), 벅 컨버터(Buck converter)

Description

정전류 공급 장치 및 이를 구비하는 발광 다이오드 구동 장치{Apparatus for providing constant current and apparatus for driving light emitting diodes}

본 발명은 전원장치에 관한 것으로, 특히 펄스로 구동되는 스위치의 도통 및 차단을 이용하여 부하에 정전류를 공급하는 정전류 공급 장치 및 상기 정전류 공급 장치를 구비하는 발광 다이오드 구동 장치에 관한 것이다.

많은 영역에서 정밀한 공급전원의 제어가 중요하다. 정밀한 공급전원 제어의 이점은, 전반적인 소비전력의 경감과 시동초기 및 운전중 전압 스파이크나 전류 스파이크를 방지함으로써 장비 위험을 최소화한다. 특히 발광 다이오드(light emitting diode, LED)와 같은 소자는 미량의 전압 변동에도 전류가 크게 변하기 때문에 정밀한 전류 제어가 요구되는 것이다.

먼저, 이하 본 명세서에서 평활전압(V_DC)은 입력전압(V_DC)과 동일한 표현이고, 교류 입력은 정류평활회로의 리플(ripple) 전압이 큰 경우이고, 배터리와 같은 직류 입력은 충전/방전에 의해서 전압이 변동함을 고려한 용어임을 밝혀 둔다. 또한 조명용 LED 등(Lamp)과 BLU와 같은 LED 스트링(String) 구동회로는 전자회로 측 면에서 동일하므로 별도의 구분을 하지 않고 설명하기로 한다.

도 1은 종래의 벅 컨버터(Buck Converter)의 회로 구성도이다. 도 1에 도시된 전원장치는 정류 회로(11)를 가지고 있으며, 정류 회로(11)는 교류 전압(10)을 받아들여 정류된 전압을 콘덴서(C_d)로 공급한다. 콘덴서(C_d)는 평활 전압(V_DC)을 부하(12)에 공급한다.

부하(12)는 코일(L)과 직렬로 연결되어 있으며, 스위치(Q)는 펄스폭 변조기(pulse width modulator, PWM)(20)에 의해 제어된다. 스위치(Q)가 도통되었을 때에는 부하(12)에 흐르는 전류가 코일(L), 스위치(Q) 및 저항(R)을 통하여 흐르며, 코일(L)에는 에너지가 축적된다. 그리고 스위치(Q)가 차단되었을 때에는 코일(L)에 축적된 에너지가 환류 다이오드(D)를 통하여 부하(12)에 공급된다.

발진기(21)가 알에스(RS) 플립플롭 세트(Set)하여 스위치(Q)가 도통을 개시하면 부하(12), 코일(L), 스위치(Q) 및 전류 검출을 위한 소자인 저항(R)에 전류가 흐르기 시작한다. 부하(12)에 과전류가 흐르면 저항(R), 첨두전압 제거기(leading edge blanker, LEB)(25), 제너다이오드(ZD) 및 비교기(24)에 의해 과전류가 검출되고, 그에 따라 알에스(RS) 플립플롭(22)이 발진기(21)의 클럭과 비동기로 리셋(reset)되고 드라이버(23)에 의하여 스위치(Q)가 자동으로 차단된다.

도시된 전원장치에서 스위치(Q)의 도통기간은 입력 교류전압(10)의 변동 및 부하(12)에 의한 콘덴서(C_d) 평활전압(V_DC) 변동에 따라 변하게 된다. 평활전압(V_DC)이 높아지면 도통기간이 짧아지고, 평활전압(V_DC)이 낮아지면 도통기간이 길어진다.

종래의 펄스폭 변조기(20)는 크게 고정주파수(Constant Frequency) 방식과 고정차단시간(Constant Off Time) 방식으로 나누어 볼 수 있다. 상기의 두 방식 모두 콘덴서(C_d)의 평활전압(V_DC) 변동이 작아 펄스 듀티비(Pulse Duty Ratio)의 변동이 작은 경우는 부하(12)에 설계전류가 흐른다. 그러나 펄스 듀티비의 변동이 큰 경우, 즉 교류전압(10)이 높아져 스위치(Q)의 도통기간이 매우 짧거나 교류전압(10)이 낮아져 스위치(Q)의 도통기간이 매우 길어지면 부하(12)에 흐르는 실효전류(RMS Current)가 설계값을 벗어나는 문제가 있다.

이를 해결하기 위하여 종래에는 콘덴서(C_d)로 고가의 고전압 대용량 평활콘덴서를 사용하여 평활전압(V_DC)의 변동을 작게 하였다. 그러나 교류전압(10)의 입력 범위가 큰 경우, 예를 들어 100V 및 220V 겸용 제품의 경우 원가 측면에서 평활콘덴서의 용량을 충분히 크게 하는데 문제가 있다.

본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는 평활전압의 변동이 큰 경우에도 부하에 안정적으로 실효 정전류를 공급할 수 있는 정전류 공급 장치 및 이를 구비하는 발광 다이오드 구동 장치를 제공하는 데 있다.

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상기 기술적 과제를 해결하기 위하여 본 발명에 따른 정전류 공급 장치는, 펄스로 구동되는 스위치의 도통 및 차단을 이용하여 부하에 정전류를 공급하는 정전류 공급 장치로서, 상기 스위치에 흐르는 순시전류가 소정 한계전류를 초과하는 경우 상기 스위치를 차단시키는 차단 회로; 상기 스위치의 도통기간을 측정하는 도통기간 측정 수단; 및 상기 측정된 도통기간에 따라 결정되는 차단기간 동안에 상기 스위치가 차단되도록 하는 타이머 수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.

여기서, 상기 도통기간 측정 수단은 디지털 카운터일 수 있으며 순시입력전압을 아날로그 디지털 컨버터로 측정하여 도통기간으로 대용할 수도 있다. 또한, 상기 타이머 수단은 디지털 타이머일 수 있다.

또한, 상기 정전류 공급 장치는, 상기 측정된 도통기간에 따라 결정되는 차단기간을 저장하는 메모리를 더 포함할 수 있다.

이때, 상기 측정된 도통기간은 상기 메모리에 차단기간이 저장된 주소에 대응되고, 상기 타이머 수단은 상기 메모리로부터 해당 주소의 차단기간을 읽어올 수 있다.

나아가, 상기 도통기간 측정 수단 및 상기 타이머 수단은 마이크로프로세서로 구현될 수 있다.

이때 상기 마이크로프로세서는 미리 마련된 테이블 또는 소정 연산규칙에 따라서 상기 차단기간을 결정할 수 있다.

또한, 상기 정전류 공급 장치는, 상기 스위치에 흐르는 순시전류의 최고값이 상기 한계전류보다 작은 소정 값인 설계전류보다 작은 경우 상기 스위치가 항상 도통되도록 신호를 인가하고, 상기 순시전류의 최고값이 상기 한계전류보다 큰 경우 상기 타이머 수단에 따라 차단기간이 결정되도록 하는 선택 스위치를 더 포함할 수 있다.

또한, 상기 정전류 공급 장치는, 소정 차단기간 동안 상기 스위치가 차단되도록 하는 제2 타이머 수단; 및 상기 스위치에 흐르는 순시전류의 최고값이 상기 한계전류와 상기 한계전류보다 작은 소정 값인 설계전류 사이인 경우 상기 제2 타이머 수단에 따라 차단기간이 결정되도록 하고, 상기 순시전류의 최고값이 상기 한계전류보다 큰 경우 상기 타이머 수단에 따라 차단기간이 결정되도록 하는 선택 스위치를 더 포함할 수 있다.

또한, 상기 정전류 공급 장치는, 상기 메모리를 프로그램 가능한 메모리(Programmable Memory)로 구성하고, 입력전압(V_DC)으로부터 정전류 공급 장치의 내부작동전압을 만드는 전원회로 및 외부와 통신을 하는 통신기능을 추가로 구비하고, 상기 통신기능으로 도통기간 측정값, 메모리 저장값 등을 외부로 보고하는 기능, 외부에서 전송받은 값을 메모리에 프로그램하는 기능을 가질 수 있다.

또한, 상기 부하는, 상기 부하는 직렬 또는 병렬로 연결된 하나 이상의 LED들로 구성될 수 있다.

나아가, 본 발명은 상기된 정전류 공급장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 구동 장치를 제공한다.

본 발명에 의하면, 평활전압의 변동이 큰 경우에 대용량의 평활콘덴서를 사용하지 아니하고도 부하에 안정적으로 실효 정전류를 공급할 수 있는 효과가 있다.

이하에서는 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 상세히 설명한다. 이하 설명 및 첨부된 도면들에서 실질적으로 동일한 구성요소들은 각각 동일한 부호들로 나타냄으로써 중복 설명을 생략하기로 한다. 또한 본 발명을 설명함에 있어 관련된 공지기능 또는 구성에 대한 구체적인 설명이 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 수 있다고 판단되는 경우 그에 대한 상세한 설명은 생략하기로 한다.

먼저, 본 발명의 바람직한 실시예들을 설명하기에 앞서, 본 발명의 출원인은 상기된 종래의 문제점들을 해결하고자, 평활전압의 변동에 관계없이 항상 설계 실효전류를 공급하는 스위치의 도통시간 및 차단시간을 조사하였는 바, 그 조사 과정 및 조사결과에 관하여 설명하기로 한다.

도 2는 본 조사를 실시하는 데 사용된 회로도이다. 조사 과정은 다음과 같다.

(알고리즘 1) 설계 실효 정전류를 공급하는 구동주파수 찾는 법.

첫째, 직류 전압원(V_VAR)을 이용하여 순시입력전압(V_DC)을 설정한다.

둘째, 함수발생기(function generator)(21a)를 1kHz, 구형파로 설정한다.

셋째, 전류계(13)의 실효 전류값을 확인한다.

넷째, 함수 발생기(21a)의 주파수를 서서히 높이면서 전류계(13)의 실효 전류값이 설계전류 값이 되면 그때의 함수 발생기(21a)의 주파수를 기록한다.

다섯째, 오실로스코프로 스위치(Qa) 게이트의 도토기간을 측정하고 기록한 다.

여섯째, 스위치(Qa)의 차단기간을 도통기간과 구동주파수로 계산하고 그 결과를 기록한다.

상기 절차를 입력전압(V_DC)들을 변화시키면서 모든 입력전압에 대해 조사한다.

도 3은 순방향 전압 VF가 3.2V이고 순방향 허용전류 IF가 20mA인 LED 420개를 직병렬 연결하여, 부하(12a) 양단 전압이 32V(42병렬, 840mA), 48V(26병렬, 560mA) 및 64V(21병렬, 420mA)인 경우 각각에 대하여 상기된 조사 과정에 따라서 도통기간, 차단기간 및 구동주파수를 조사한 결과표이다. 도시된 결과표는 측정결과를 별도의 보정 없이 기록한 것으로 다소의 실험 오차를 포함하고 있다. 그리고 도4, 도5 및 도6은 상기 결과표를 그래프로 나타낸 것이다.

도4, 도5 및 도6을 살펴보면, 직류 전압(V_VAR)이 지속적으로 상승할 때 스위치(Qa)의 도통기간(FET On Time)이 지속적으로 감소하는 것은 종래의 펄스폭 변조 방식과 마찬가지이다. 그러나 스위치(Qa)의 차단기간(FET Off Time)을 살펴보면, 감소하였다가 증가하고 있으며 구동 주파수(Freq.)는 증가하였다가 감소하는 것을 알 수 있다. 도시된 그래프들로써, 종래의 고정주파수(Constant Frequency) 방식과 고정차단기간(Constant Off Time) 방식 모두 입력전압의 변동 폭이 크거나 또는 평활콘덴서의 용량이 작아 평활전압(V_DC)의 변동이 큰 경우에 적합하지 않음이 증명되었다. 스위치 도통기간이 지속적으로 감소한 것은, 펄스폭제어기가 도통기간을 측 정하는 수단으로 순시입력전압(V_DC)을 사용할 수 있음을 의미하고, 스위치 도통기간이 변하면 코일에 축적되는 에너지량도 변하므로 부하에 목적 실효전류를 공급하기 위해서는 도통기간에의해서 스위치 차단기간이 결정되어야 한다. 도 2 회로에서 구동주파수로 차단기간을 변경할 수 있음은 공지된 사실이다.

도 7은 상기된 조사 과정에서 부하(12a)의 전압 VF(Load)가 64V인 경우에 대하여 평활전압(V_DC)을 100V로 설정하고 51kHz로 스위치(Qa)를 구동할 때 스위치(Qa)에 흐르는 전류, 환류 다이오드(Da)에 흐르는 전류 및 부하(12a)의 개별 LED 전류를 측정한 그래프이다. 도 8은 동일한 조건에서 평활전압(V_DC)을 360V로, 구동 주파수를 70kHz로 변경하여 측정한 그래프이다. 본 측정에서 스위치(Qa)의 첨두전류에 의해 부하(12a)가 받는 스트레스를 완화하기 위한 목적으로 부하(12a)와 병렬로 소용량의 노이즈 제거용 콘덴서(82nF)를 부가하여 측정하였으며, 만일 상기 위치에 대용량 콘덴서를 부가한다면 부하(12a)에 전류가 평활되어 공급됨은 당연하다.

도 7과 도 8을 비교하여 보면, 우선 첫째로 개별 LED의 실효전류는 동일하다(약 20mA). 둘째로, 실효전류가 동일하므로 부하전압은 동일하고, 코일(La) 양단의 전압이 높아짐에 따라서 스위치(Qa)에 흐르는 순시전류의 상승속도가 빨라졌으며, 동일한 내부 지연 시간을 가지는 전류 검출 수단(비교기(24a) 등)에 의해 스위치(Qa)가 전류를 차단하는 시점에서 한계전류 840mA 보다 높은 약 1A의 전류가 스 위치(Qa)에 흘렀다. 셋째, 코일(La)에 축적된 에너지가 환류다이오드(Da)를 통하여 방전될 때를 살펴보면, 피크전류(peak current)가 약 0.81A에서 1A로 높아졌으며, 방전 시간도 2.4μs에서 2.8μs로 길어짐을 확인할 수 있고 따라서 코일(La)에 축적된 에너지가 증가되었음을 알 수 있다. 넷째, 구동펄스의 듀티비(dutu ratio)가 37%에서 9%로 줄었으며, 스위치(Qa)의 차단 기간은 12.3μs에서 13.0μs로 늘어났다. 상기 결과를 종합하면, 입력전압(V_DC)의 변동분이 코일양단에 나타났으며 그에 따라서 코일의 축적되는 에너지량이 달라지므로, 스위치 도통/차단 한 싸이클(주기)을 단위로 정전류를 부하에 공급하기 위해서는, 당연히 코일의 방전기간(스위치 차단기간)도 달라져야 한다.

상기된 바와 같이 도 7 및 도 8을 통하여, 평활전압(V_DC)의 변동이 큰 경우에는 코일(La)에 축적되는 에너지량의 변동도 크므로, 부하(12a)에 목적하는 실효전류를 공급하기 위해서는 종래의 고정주파수(Constant Frequency) 방식과 고정차단기간(Constant Off Time) 방식은 적합하지 않으며, 스위치(Qa)의 도통기간에 따라서 스위치(Qa)의 차단기간이 결정되어야 함을 다시 한번 확인할 수 있다.

이제, 본 발명의 바람직한 실시예들을 상세히 설명하기로 한다.

도 9는 본 발명의 제1 실시예에 따른, 펄스로 구동되는 스위치의 도통 및 차단을 이용하여 부하에 정전류를 공급하는 정전류 공급 장치(90)를 구비한 발광다이오드 구동 장치의 회로도이다.

본 실시예에서, 입력 교류 전압(50), 정류 회로(51), 환류 다이오드(D1), 부 하(52) 및 저항(R1)은 각각 도 1에 관하여 설명된 교류 전압(10), 정류 회로(11), 환류 다이오드(D), 부하(12) 및 전류 검출을 위한 소자인 저항(R))과 마찬가지이므로 이들에 관하여는 구체적인 설명을 생략하기로 한다. 다만 본 실시예에서 평활 콘덴서(C1)로는 후술할 정전류 공급 장치(90)의 채용으로 인하여 고가의 고전압 대용량 평활콘덴서 대신에 소용량의 노이즈 제거용 콘덴서를 사용할 수가 있다.

도시된 바와 같이, 본 실시예에 따른 정전류 공급 장치(90)는 특정 주파수 및 듀티비의 펄스를 공급하는 발진기(91)와, 스위치(Q₁)의 게이트에 소정 전압을 인가하거나 차단하여 스위치(Q₁)의 도통 및 차단을 제어하는 드라이버(93)와, 스위치(Q₁)에 흐르는 순시전류가 소정 한계전류를 초과하는 경우를 검출하는 한계전류 검출회로(80)와, 세트 단자(S)와 리세트 단자(R)로 입력되는 신호에 따라 드라이버(93)에 출력 신호(Q)를 인가하는 RS 플립플롭(92)과, 검출회로(80)로부터의 신호와 외부로부터의 PWM 디밍(dimming) 신호를 OR 연산하여 RS 플립플롭의 리세트 단자로 공급하는 OR 게이트(94)와, 스위치(Q₁)의 도통기간을 측정하는 도통기간 측정 수단(95)과, 측정된 도통기간에 따라 결정되는 차단기간 동안에 스위치(Q₁)가 차단되도록 하는 타이머 수단(97)과, 미리 정해진 도통기간 대 차단기간의 대응 관계를 저장하는 메모리(96)를 포함하여 이루어진다. 메모리(96)에 저장된 도통기간 대 차단기간의 대응 관계는 이미 설명한 바와 같은 설계 실효전류를 공급하는 데 요구되는 도통기간 및 차단기간의 조사 결과로 얻어질 수 있다.

본 실시예에서 OR 게이트(94)를 마련한 것은 외부로부터의 후술할 비교기(82)로부터의 신호와 더불어 PWM 디밍 신호에 따라서 스위치(Q₁)을 차단시킴으로써 LED의 밝기를 조절하기 위함이다.

본 실시예는 상기 도통기간 측정 수단(95)과 타이머 수단(97)으로 각각 디지털 카운터(95)와 디지털 타이머(97)를 사용하고 있다. 본 실시예에 따른 정전류 공급 장치(90)의 구체적인 동작을 설명하면 다음과 같다.

도시된 바와 같이, 디지털 카운터(95)는 RS 플립플롭(92)의 출력(Q)을 입력받는데, 그 출력(Q)이 로우(Low)인 경우 초기화(clear)되며, 그 출력(Q)이 하이로 되어 스위치(Q₁)가 도통되는 경우, 도통 동안에 발진기(91)로부터의 펄스를 이용하여 도통기간을 측정한다.

스위치(Q₁)가 도통되면 부하(52)에 흐르는 전류가 스위치(Q₁) 및 저항(R₁)을 통하여 흐르며, 저항(R₁)에 의해 검출된 전류는 전압으로 변환되어 검출회로(80)의 첨두전압 제거기(81)로 입력된다.

검출회로(80)는 검출된 전압을 입력받는 첨두전압 제거기(81)와, 비교기(82), 그리고 제너다이오드(ZD₁)로 이루어지며, 첨두전압 제거기(81)의 출력과 제너다이오드(ZD₁)의 캐소드 전압이 비교기(82)의 두 입력이 된다.

첨두전압 제거기(81)를 거친 전압은 비교기(82)로 입력되는데, 이때 전류는 지속적으로 증가하는 톱니파 형태가 된다(도 7 및 도 8의 첫 번째 그래프 참조). 스위치(Q₁)에 흐르는 전류는, 궁극적으로 제너다이오드(ZD₁)의 항복전압에 따라 결정되는 한계전류보다 많이 흐르게 되고 이때 비교기(82)가 작동하여 OR 게이트(94)를 통해 그 출력 신호가 RS 플립플롭(92)의 리세트 단자(R)로 인가된다. 그러면 RS 플립플롭(92)은 초기화(reset)되어, 드라이버(93)에 의해 스위치(Q₁)가 차단되고 디지털 카운터(95)는 그 출력(Q)을 입력받아 초기화(clear)된다.

비교기(82)의 출력신호는 OR 게이트(94)를 통하여 RS 플립플롭(92)의 리세트 단자(R)로 인가되는 동시에 디지털 타이머(97)로도 입력된다. 그러면 디지털 타이머(97)는 메모리(96)로부터, 디지털 카운터(95)에 의해 측정된 도통기간 값에 대응되는 차단기간을 읽어내고, 그 차단기간으로 설정된다. 여기서, 디지털 카운터(95)에 의해 측정된 도통기간 측정결과는 메모리(96)에 차단기간이 저장된 주소에 대응될 수 있으며, 이때 디지털 타이머(97)는 해당 주소의 차단기간을 읽어오게 된다.

스위치(Q₁)가 차단된 시점으로부터 설정된 차단기간이 경과하면 디지털 타이머(92)는 RS 플립플롭(92)의 세트 단자(S)에 신호를 인가하고, 그에 따라 드라이버(93)는 스위치(Q₁)를 도통시키게 된다. 이미 설명한 바와 같이 RS 플립플롭(92)의 세트 단자(S)에 하이 신호를 인가되어 출력(Q) 하이가 되면 디지털 카운터(95)는 다시 도통기간을 측정하게 된다.

본 실시예에서 발진기(91)가 예를 들어 10MHz로 동작되는 경우 도통기간은 0.1μs의 분해능으로 측정되는데, 도통기간 측정의 분해능에 따라서 발진기(91)의 주파수는 적절히 수정될 수 있다. 디지털 카운터(95)와 디지털 타이머(97)는 예를 들어 각각 8비트로 설계되는 경우 25.6μs(=0.1×2⁸)까지 도통기간의 측정 및 차단기간의 설정이 가능하다. 이 경우 정전류 공급 장치(90)의 동작 주파수는 약 20kHz에서 수백 kHz까지 가능하게 된다.

한편, 디지털 타이머(97)의 설정 가능한 차단기간을 수개(예를 들어 4 내지 8개)로 그룹화하여 복수 개의 차단기간을 가지는 단순한 회로로도 구현할 수가 있다. 이 경우를 소위 "n-step Constant Off Time"이라 할 수 있겠다.

이상 제1 실시예를 설명하였다. 부스터 컨버터(Boost Converter) 및 벅 부스터 컨버터 (Buck Boost Converter)에 대해서는 도 3과 같은 스위치의 도통기간, 구동주파수 및 차단기간 테이블을 작성하여 분석하지는 않았지만 알고리즘1을 각각의 회로에 적용하여 제1실시예인 정전류 공급 장치(90)를 적용할 수 있음은 당연하다.

또한 스위치의 작동에 따라서 에너지를 충전하였다가 방전하는 코일(셀프 인덕턴스)의 개념을 트랜스포머(상호 인덕턴스)로 확장하면 플라이백 컨버터(Flyback Converter), 푸쉬풀 컨버터(Push-Pull Converter), 풀 브릿지 컨버터(Full Bridge Converter)등 다양한 전원 회로에 적용할 수 있음은 당연하다. 따라서 본 발명의 명세서와 청구항에서, 코일은 인덕턴스를 주특성(main characteristic)으로 하는 소자로 해석되어야 한다.

상기 실시예 1의 간단한 변형 중 하나는 코일(La)을 제거하고, 전류검출저항(R₁)과 병렬로 콘덴서를 삽입하여 스위치(Q₁)가 도통을 개시하면 전류검출저 항(R₁) 양단전압이 지속적으로 상승하도록 하는 것이다.

이 경우 평활전압(V_DC)의 변동분이 스위치 양단에 나타나므로 스위치에 의한 전력손실이 실시예 1보다 커지는 단점이 있다. 따라서 전압변동이 큰 경우에는 바람직하지 않다.

도 10은 본 발명의 제2 실시예에 따른, 펄스로 구동되는 스위치의 도통 및 차단을 이용하여 부하에 정전류를 공급하는 정전류 공급 장치(100)를 구비한 발광다이오드 구동 장치의 회로도이다. 본 실시예는 상기된 제1 실시예에서 도통기간 측정 수단(95)과 타이머 수단(97)의 도통기간 측정 및 차단기간 설정의 기능을 마이크로프로세서(101)로 구현한 실시예이다.

본 실시예에서 마이크로프로세서(101)는 내부에 하드웨어 카운터 또는 소프트웨어 카운터, 그리고 하드웨어 타이머 또는 소프트웨어 타이머를 구비한다. 마이크로프로세서(101)는 내부의 카운터로 스위치(Q₁)의 도통기간을 측정하고, 내부의 타이머로 스위치(Q₁)의 차단기간을 설정하여, 비교기(82)에 의한 차단 시점으로부터, 설정된 차단기간 동안 스위치(Q₁)가 차단되도록 한다. 그리고 마이크로프로세서(101) 내부에는 도통기간 대 차단기간의 대응관계를 나타낸 테이블이 미리 마련되어 저장되거나, 혹은 도통기간으로부터 차단기간을 계산하기 위한 소정 연산 규칙이 저장되어, 이를 이용하여 차단기간을 설정할 수 있다.

나아가, 도 10에 도시된 회로의 전부 또는 일부를 반도체 집적 회로로 구현할 수 있음은 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자에게는 자명한 사실이다.

도 11은 본 발명의 제3 실시예에 따른, 펄스로 구동되는 스위치의 도통 및 차단을 이용하여 부하에 정전류를 공급하는 정전류 공급 장치(110)를 구비한 발광다이오드 구동 장치의 회로도이다. 본 실시예는 상기된 제1 실시예를 더욱 발전시킨 것이다.

본 실시예를 설명하기에 앞서 상기된 제1 실시예를 벅 컨버터에 적용할 때 발생할 수 있는 문제점에 관하여 설명하면 다음과 같다. 본 발명의 목적은 부하에 펄스로 구동되는 실효 정전류를 공급하는 것인 바, 설계 평활전압(V_DC)에서는 스위치(Q₁)에 흐르는 전류는 도 7에 도시된 바와 같이 톱니파 형태로 설계전류를 기준으로 그보다 높고(한계전류) 낮은(제로전류) 전류가 반복적으로 흐르게 된다. 그런데 제1 실시예에 있어서 교류전원(50)을 투입하거나 제거할 때 또는 이상 저전압 교류전원이 공급될 때 비교기(82)가 작동하지 않는 범위에서 설계전류 이상이고 한계전류 이하의 순시전류가 스위치(Q₁)에 지속적으로 흐를 수가 있다.

예를 들어, 비교기(82)의 판정 기준이 되는, 제너다이오드(ZD₁)에 의해 결정되는 한계전류를 설계전류의 2배로 하고, 디지털 타이머(97)에 의해 설정되는 차단기간으로 순시전류를 평활하여 실효전류를 부하(52)에 공급하는 경우에, 평활전 압(V_DC)이 상기된 여러 가지 이유로 인하여 설계 평활전압의 하한값 이하로 떨어져서 공급되면 다음과 같은 경우에 과전류가 공급될 수 있다.

순시전류가 설계전류의 1배 이상 2배 이하로 흐르면 비교기(82)는 동작하지 않고 따라서 RS 플립플롭(92)은 초기화(reset)되지 않고, 스위치(Q₁)는 차단되지 않아서 지속적으로 설계전류 이상의 순시전류가 흐르게 된다. 이와 같이 설계전류보다 높게 지속적으로 흐르는 순시전류는 부하(52) LED 및 스위치(Q₁)의 수명을 단축시키는 요인이 될 수 있다.

도 11에 도시된 실시예는 상기된 문제점을 해결하기 위한 것이다. 도 11을 참조하면, 본 실시예에 따른 정전류 공급 장치(110)는 도 9에 도시된 정전류 공급장치(90)에 제2 타이머(113), 메모리(112), 제2 비교기(115), 제너다이오드(ZD₂), AND 게이트(114), 선택 스위치(111)가 도시된 바와 같이 추가적으로 마련된다.

제2 비교기(115)의 판정 기준이 되는 제너다이오드(ZD₂)에 따른 판정기준은 설계전류가 된다. 즉, 제2 비교기(115)는 제너다이오드(ZD₂)의 항복전압에 따라 결정되는 설계전류보다 많이 흐르게 되는 경우에 작동한다. 한편 메모리(112)에는 스위치(Q₁)에 흐르는 순시전류 최대값이 설계전류 이상 한계전류 이하로 흘러서 비교기(82)가 작동하지 않을 때 요구되는 차단기간이 미리 저장되어 있다.

선택 스위치(111)는 RS 플립플롭(92)의 세트 단자를, 항상 스위치를 도통시키는 신호가 들어오는 단자(ON)와, 제1 타이머(97)의 출력 단자와, 제2 타이 머(113)의 출력 단자 중 어느 하나와 연결시키며, 선택 스위치(111)는 비교기(82)로부터의 신호(A1)와 제2 비교기(115)로부터의 신호(A0)에 따라서 제어된다. 그리고 제2 타이머는 스위치가 차단된 동안 타이머 구동 펄스를 발진기(91)로부터 받도록 AND 연산기(114)를 구비한다. 이러한 본 실시예는 평활전압(V_DC)이 낮게 공급되어 비교기(82)가 작동하지 않는 경우를 보완한다.

이하 본 실시예에 따른 정전류 공급 장치(110)의 동작을 상세하게 설명한다.

첫째로, 순시전류의 최고값이 설계전류(ZD₂가 결정) 이하이고 도통시간을 측정하는 카운터(95)에 의해 오버 카운트(Over Count) 이벤트가 발생되면, 비교기(82) 및 제2 비교기(115)의 출력 신호(A0, A1)가 모두 로우가 되고 그 조건에 따라 선택 스위치(111)는 단자 "0"이 단자 "1"로 연결되어 RS 플립플롭(92)의 세트 단자(S)에는 항상 하이 신호가 입력되어 스위치(Q₁)가 도통 상태가 된다. 이 경우 순시전류 최고값이 설계전류 이하이므로 부하(52) 및 스위치(Q₁)에 무리가 가지 않는다. 이 경우를 소위 DC 구동 모드라 할 수 있겠다.

둘째로, 순시전류의 최고값이 설계전류 이상이고 한계전류(ZD₁이 결정) 이하이면서, 도통시간을 측정하는 카운터(95)에 의해 오버 카운트(Over Count) 이벤트가 발생되면, 비교기(82)의 출력 신호(A1)는 로우가 되며 제2 비교기(115)의 출력 신호(A0)는 하이가 되고, 상기 신호들의 AND 연산 결과가 RS 플립플롭(92)으로 공급되어 RS 플립플롭(92)은 리셋(reset)되고, 스위치(Q₁)은 차단된다. 그리고 A0와 A1의 조건에 따라서 선택 스위치(111)는 단자 "0"이 단자 "3"으로 연결되어 RS 플립플롭(92)의 세트 단자(S)와 제2 타이머(113)가 연결된다. 제2 타이머(113)는 메모리(112)에 이미 저장된 이때 요구되는 적절한 차단기간을 읽어오고 그 차단기간 동안 스위치(Q₁)가 차단되도록 한다. 이를 위하여 제2 타이머(113)는 스위치(Q₁)가 차단된 시점으로부터 상기 차단기간이 경과하면 RS 플립플롭(92)의 세트 단자(S)에 신호를 인가함으로써 스위치(Q₁)를 도통시킨다. 제2타이머(113)는 차단기간의 경과 측정을 위해서, 발진기(91)로부터의 펄스와 RS 플립플롭(92)의 출력(Q)이 반전된 신호가 AND 게이트(114)에 의해 AND 연산된 신호를 입력받는다.

상기된 경우를 소위 저입력전압 구동모드라 할 수 있겠다.

셋째로, 순시전류 최고값이 한계전류(ZD₁이 결정)를 초과하는 경우에는, 비교기(82)의 출력 신호(A1)는 하이가 되며 제2 비교기(115)의 출력 신호(A0)는 하이가 된다. 이러한 조건에 따라서 선택 스위치(111)는 단자 "0"을 단자 "2"로 연결하며, 이 때 정전류 공급 장치(110)는 상기된 제1 실시예와 동일하게 동작한다. 이 경우를 소위 정상입력전압 구동모드라 할 수 있겠다.

상기된 제3 실시예에 따른 정전류 공급 장치(110) 역시 도 10에서 설명된 제2 실시예와 마찬가지로, 메모리(112), 제2 타이머(113) 등의 기능이 마이크로프로세서로 구현될 수 있으며, 도시된 회로의 전부 또는 일부를 모노리딕 또는 하이브리드 반도체 집적 소자로 구현할 수 있음은 물론이다.

이상 세가지 구동모드에 의하여 실시간 순시입력전압 추종형 펄스폭 제어기 가 제공되므로 극단적인 경우에는 평활 콘덴서를 제거하여 사용할 수 있다.

이때 스위치 도통기간은 교류순시입력전압에 비례하며{입력전압(V_DC)이 부하전압보다 높은 경우}, 교류 입력 전압 한 주기에 걸쳐서 스위치 도통기간이 긴 경우(즉, 교류 순시입력전압이 낮은 경우)에는 스위치 차단 기간을 길게 하여 낮은 실효전류를 부하에 공급하고, 스위치 도통 기간이 짧은 경우(즉, 교류 순시입력전압이 높은 경우)에는 차단 기간을 짧게 하여 높은 실효전류를 공급함으로써 한 주기의 교류 입력 전압 동안 부하에 공급되는 전류량을 제어할 수 있다.

이 경우 장점으로는 다양한 공급전류 파형 설계가 가능하므로 한 번의 스위치 도통/차단 사이클에서 항상 정전류를 부하에 공급하는 것보다 역률(Power Factor)이 개선되는 효과를 들 수 있다.

본 발명에 의한 제4 실시예는, 제3 실시예에 외부와 통신하는 회로를 부가하고, 프로그램 가능한 메모리 (Programmable Memory)를 구비하고, 평활전압(V_DC)으로부터 정전류 공급장치의 내부 작동전압을 만드는 전원장치(Regulator)를 구비한 것이다. 상기 통신회로의 바람직한 기능은, 외부에서 전송받은 값을 메모리에 저장하는 기능, 순시입력전압 측정값, 메모리 저장값, 타이머 값, 오버 카운터(Over Count) 유무, 한계전류판정기 및 DC구동 판정기 작동유무 등을 외부로 보고하는 기능이다.

제4 실시예의 바람직한 응용중 하나는, LED 형광등과 같은 정전류 구동이 필요한 제품을 조립완료한 다음에 각각의 제품에 알고리즘 1을 사용하여 평활전압(V_DC)의 변동에 따른 스위치 차단기간(구동주파수)를 파악하여, 통신으로 각 제품에 차단기간을 프로그램하는 것이다.

LED 형광등을 예로서 제4 실시예에 따른 효과를 설명하면, 첫째 각각의 LED형광등에 모든 부품 특성의 산포가 고려된 정전류 공급회로가 제공된다. 둘째 카운터와 타이머를 구동하는 발진기의 발진주파수 산포로부터 자유로워져서, 마스크 롬(Mask ROM)으로 메모리를 제작할 때보다 펄스폭 제어기 및 LED 형광등의 생산수율(Yield)이 높아지므로 제조원가가 낮아진다. 셋째 디자인을 중요시하는 다품종 소량생산에 대응할 수 있다. 넷째 내부작동 전압을 스스로 만들므로 정전류 공급장치 구동용 외부 전원이 필요 없다.

실시예 4를 전체 또는 일부를 하나의 반도체 집적소자로 구성할 경우, 메모리는 피롬(PROM: Programmable ROM) 또는 전기적으로 지울 수 있는 피롬(EEPROM: Electrically Erasiable PROM)으로 구성하고, 상기 통신회로는 RS-232C, RS-485, I2C(Inter-Integrated Circuit), CAN (Controller Area Network) 또는 SPI(Serial Peripheral Interface) 등과 같은 직렬통신이 바람직하다.

설명의 편의상 제3실시예에 통신기능, 메모리 및 레귤레이터를 부가하여 설명하였으나, 본 발명의 제1 및 제2 실시예에도 적용될 수 있음은 자명하다.

이상으로 본 발명의 제4실시예를 설명하였다.

이상의 실시예에서 부하 구동스위치의 도통기간을 측정하여 차단기간을 구하였으나, 입력전압(VDC)과 스위치 도통기간이 비례하므로 순시입력전압(V_DC)을 도통기간으로 대용할 수 있다. 순시입력전압(V_DC)을 측정하는 방법으로는, 입력 전압을 브리드 저항으로 낮추고 아날로그 디지털 컨버터(ADC: Analog Digital Converter)로 변환하는 방법, 입력전압 양단에 저항과 콘덴서를 연결하고 스위치로 상기 저항의 연결을 단속하여 콘덴서에 충전된 전압을 아날로그 디지털 컨버터로 변환하는 방법 등의 다양한 방법이 있다.

배터리로 구동되는 차량용 LED 램프, 어업용 집어등 또는 태양광발전 가로등 등에 본 발명의 실시예를 적용할 경우는, 본 명세서에서 사용한 평활전압(V_DC)을 충방전에 의해서 변동하는 배터리 전압으로 이해하여야 할 것이며, 부스터 컨버터(Boost Converter) 또는 벅 부스터 컨버터(Buck Boost Converter)가 전력효율 측면에서 바람직할 것이다.

상술한 실시예들의 장점을 설명하면 다음과 같다.

스위치(Q₁)의 도통기간에 따라서 스위치(Q₁)의 차단기간을 적응적으로 결정하므로, 입력 교류전압의 변동이 큰 경우에 작은 용량의 평활콘덴서를 가지고도 안정적으로 실효전류의 원하는 설계값을 얻을 수 있다. 따라서 종래보다 작은 용량의 평활콘덴서를 사용할 수 있어서 작은 공간에 전원창치를 삽입할 수 있으므로 LED 형광등, LED 조명 램프 등과 같이 전원장치와 LED가 일체화된 제품을 제공할 수 있다. 그리고 평활전압의 범위가 매우 넓은 경우에도 설계 실효 정전류가 부하에 제공되므로 LED의 밝기가 일정해지며, 부하가 적절한 관리 상태에 있으므로 제품의 수명도 길어진다.

그리고 종래의 펄스구동 LED 전원 구동장치인 고정주파수(Constant Frequency) 방식은 부하 전압이 평활전압(V_DC)의 50% 이하로 제한되고, 고정차단기간(Constant Off Time) 방식은 80% 이하로 제한된다(Supertex Inc, HV9910BDB3). 그러나 상기된 DC 구동 모드에서는 부하 양단전압을 100%까지 사용할 수 있다. 이것은 세 가지 큰 이점이 있다. 첫째, 부하 전압이 동일한 경우 종래보다 저가의 작은 용량 평활콘덴서를 사용할 수 있어서 경제적이다. 둘째, 작은 용량의 평활콘덴서는 물리적인 크기도 작으므로 전원과 램프가 일체화된 제품을 제공하는 것이 더욱 쉬워진다. 셋째, 동일 용량의 평활콘덴서를 사용하는 경우는 더 높은 부하전압을 사용할 수 있어서 전력효율이 높다.

이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.

신규 성장산업인 LED 조명산업 중에서, LED형광등은 종래의 형광등대비 효율이 높고 전력소비량이 약 절반에 불과하며, 수명이 길어 유지보수비가 작게 들고 폐기물 발생량이 상대적으로 적으며, 환경유해물질인 수은을 사용하지 않으며, 자외선 발생이 작다. 특히 지구온난화 대책의 일환으로 탄생한 탄소배출권 시장에서 손쉽게 접근할수 있는 전력소비량 감소방안으로서 LED 형광등 시장은 밝다고 할 것이다. 본 발명 개시로, 현재 신규 성장산업인 LED 조명산업의 핵심 구성품이 제공되므로 산업상 이용가능성이 아주 높다.

도 1은 종래의 벅 컨버터(Buck Converter)의 회로 구성도이다.

도 2는 스위치의 도통시간 및 차단시간을 조사하는 데 사용된 회로도이다.

도 3은 몇 개의 부하 각각에 대하여 도통기간, 차단기간 및 구동주파수를 조사한 결과표이다.

도 4는 부하 전압이 32V인 경우의 도통기간, 차단기간 및 구동주파수를 나타낸 그래프이다.

도 5는 부하 전압이 48V인 경우의 도통기간, 차단기간 및 구동주파수를 나타낸 그래프이다.

도 6은 부하 전압이 64V인 경우의 도통기간, 차단기간 및 구동주파수를 나타낸 그래프이다.

도 7은 본 조사 과정에서 평활전압을 100V로, 주파수를 51kHz로 설정하고 스위치에 흐르는 전류, 환류 다이오드에 흐르는 전류 및 부하의 개별 LED 전류를 측정한 그래프이다.

도 8은 본 조사 과정에서 평활전압을 360V로, 주파수를 70kHz로 설정하고 스위치에 흐르는 전류, 환류 다이오드에 흐르는 전류 및 부하의 개별 LED 전류를 측정한 그래프이다.

도 9는 본 발명의 제1 실시예에 따른 정전류 공급 장치를 구비한 발광다이오드 구동 장치의 회로도이다.

도 10은 본 발명의 제2 실시예에 따른 정전류 공급 장치를 구비한 발광다이 오드 구동 장치의 회로도이다.

도 11은 본 발명의 제3 실시예에 따른 정전류 공급 장치를 구비한 발광다이오드 구동 장치의 회로도이다.

Claims (15)

1. 펄스로 구동되는 스위치의 도통 및 차단을 이용하여 부하에 정전류를 공급하는 정전류 공급 장치에 있어서,

   상기 스위치에 흐르는 순시전류가 지속적으로 증가하는 형태이고 소정 한계전류를 초과하는 경우 상기 스위치를 차단시키는 차단 회로;

   상기 스위치의 도통기간을 측정하는 도통기간 측정 수단; 및

   상기 측정된 도통기간에 따라 결정되는 차단기간 동안에 상기 스위치가 차단되도록 하는 타이머 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 정전류 공급 장치.
2. 제1항에 있어서,

   상기 도통기간 측정 수단은 디지털 카운터 또는 순시입력전압을 아날로그 디지털 컨버터로 측정하여 도통기간을 대용하는 것을 특징으로 하는 정전류 공급 장치.
3. 제1항에 있어서,

   상기 타이머 수단은 디지털 타이머인 것을 특징으로 하는 정전류 공급 장치.
4. 제1항에 있어서,

   상기 측정된 도통기간에 따라 결정되는 차단기간을 저장하는 메모리를 더 포 함하는 것을 특징으로 하는 정전류 공급 장치.
5. 제4항에 있어서,

   상기 측정된 도통기간은 상기 메모리에 차단기간이 저장된 주소에 대응되고, 상기 타이머 수단은 상기 메모리로부터 해당 주소의 차단기간을 읽어오는 것을 특징으로 하는 정전류 공급 장치.
6. 제1항에 있어서, 상기 도통기간 측정 수단 및 상기 타이머 수단은 마이크로프로세서로 구현되는 것을 특징으로 하는 정전류 공급 장치.
7. 제6항에 있어서,

   상기 마이크로프로세서는 미리 마련된 테이블 또는 소정 연산규칙에 따라서 상기 차단기간을 결정하는 것을 특징으로 하는 정전류 공급장치.
8. 펄스로 구동되는 스위치의 도통 및 차단을 이용하여 부하에 정전류를 공급하는 정전류 공급 장치에 있어서,

   상기 스위치에 흐르는 순시전류가 지속적으로 증가하는 형태이고 소정 한계 전류를 초과하는 경우 상기 스위치를 차단시키는 차단 회로;

   상기 스위치의 도통기간을 측정하는 도통기간 측정 수단;

   상기 측정된 도통기간에 따라 결정되는 차단기간 동안에 상기 스위치가 차단되도록 하는 제1, 제2 타이머 수단; 및

   상기 스위치에 흐르는 순시전류의 최고값이 상기 한계전류보다 작은 소정값인 설계전류보다 작은 경우 상기 스위치가 항시 도통되도록 신호를 인가하고, 상기 순시전류의 최고값이 상기 한계전류보다 큰 경우 상기 제1 타이머 수단에 따라 차단기간이 결정되도록 하며, 상기 순시전류의 최고값이 상기 설계전류보다 크고 상기 한계전류보다 작은 경우 상기 제2 타이머 수단에 따라 차단기간이 결정되도록 하는 선택스위치;를 포함하는 것을 특징으로 하는 정전류 공급 장치.
9. 삭제
10. 제1항에 있어서, 상기 부하는 1개 이상의 LED들로 구성되는 것을 특징으로 하는 정전류 공급 장치.
11. 제4항에 있어서,

    상기 메모리는 프로그램가능한 메모리(Programmable Memory)이고,

    입력전압(V_DC)으로부터 정전류 공급 장치의 내부 작동전압을 만드는 전원회로 및 외부와 통신을 하는 통신기능을 추가로 구비하며,

    상기 통신기능은 도통기간 측정값, 메모리 저장값, 한계전류판정기 및 DC구동 판정기 작동여부 및 오버카운터(Over Count) 작동 여부를 외부로 보고하는 기능 및 외부에서 전송받은 값을 메모리에 프로그램하는 기능인 것을 특징으로 하는 정전류 공급 장치.
12. 제1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 10, 11항 중 어느 한 항에 기재된 정전류 공급 장치를 하나의 패키지(Package)로 구현한 반도체 집적소자.
13. 제1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 10, 11항 중 어느 한 항에 기재된 정전류 공급 장치와, 입력 교류전압을 평활하는 평활회로를 포함하며 코일 부하 및 스위치의 배치가 벅 컨버터, 부스터 컨버터 또는 벅-부스터 컨버터 방식으로 배치된 것을 특징으로 하는 컨버터.
14. 제1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 10, 11항 중 어느 한 항에 기재된 정전류 공급장치와, 상기 부하로서 1개 이상의 발광다이오드를 포함하는 것을 특징으로 하는 LED 등.
15. 제1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8, 10, 11항 중 어느 한 항에 기재된 정전류 공급장치를 포함하는 것을 특징으로 하는 발광 다이오드 구동 장치.

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