KR100912548B1 - 초퍼 안정화 기능을 갖춘 수신기 - Google Patents

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Abstract

수신기(202)는, 제1 동작 주파수로부터 상기 제1 동작 주파수보다 더 낮은 제2 동작 주파수로 신호를 변환시키는 다운-컨버전(down-conversion) 수신기(304), 그리고 상기 제2 동작 주파수의 상기 신호(306)의 원치않는 부분들을 필터링하여 상기 제2 동작 주파수의 최종 필터링된 신호를 생성하는 초퍼 안정화(chopper stabilization) 기능을 갖춘 수신기 필터(308)를 포함한다.
다운/업-컨버전 수신기, 직접-컨버전 수신기, 초퍼 안정화, 수신기 필터, OP AMP, 저역/대역통과 필터, 스펙트럼 특성

Description

초퍼 안정화 기능을 갖춘 수신기{RECEIVER WITH CHOPPER STABILIZATION}
본 발명은 일반적으로 수신기에 관한 것이고, 더 구체적으로는, 수신기의 초퍼 안정화(chopper stabilization) 및 그 방법에 관한 것이다.
무선 통신은 일반적으로, 일 통신 디바이스에서 다른 통신 디바이스로, 반송파 주파수(예를 들어, 2 Giga Hertz)로 음성 및/또는 데이터 메시지를 포함하는 신호의 전송을 수반한다. 한편, 수신 디바이스는, 신호를 기저 대역(baseband) 신호(거의 0 Hertz)로 복조하여, 수신 디바이스의 수취자에게 음성 및/또는 데이터 메시지를 프로세싱하여 제공한다.
이 분야에 다수의 복조 기술이 존재한다. 이들 중에, 슈퍼 헤테로다인 수신기(super heterodyne receiver) 및 다이렉트 컨버전 수신기(direct conversion receiver)가 존재한다. 각 기술에 대해, 신호의 반송파 주파수는 기저 대역 또는 거의 기저 대역 신호로 변환된다. 복조 프로세스에서, 필터링과 증폭 기술이 사용된다. 그러나, 이들 기술은 원치않는 잡음을 신호에 도입하여, 신호에 의해 전달 되는 메시지를 손상시킬 수 있는 왜곡을 야기시킬 수 있다.
이하 본 발명의 실시예들은 이전에 언급된 종래 기술의 단점들을 극복한다.
본 발명에 따른 실시예들은 초퍼 안정화 기능을 갖춘 수신기와 방법을 제공한다.
본 발명의 제1 실시예에서, 수신기는, 제1 동작 주파수로부터 이 제1 동작 주파수보다 낮은 제2 동작 주파수로 신호를 변환하는 다운-컨버전(down-conversion) 수신기, 그리고 제2 동작 주파수의 신호의 원치않는 부분들을 필터링하여 제2 동작 주파수의 최종 필터링된 신호를 생성하는 초퍼 안정화 기능을 갖춘 수신기 필터를 갖는다.
본 발명의 제2 실시예에서, 선택 콜 수신기(selective call receiver;SCR)는, 제1 동작 주파수의 신호로부터 이 제1 동작 주파수보다 더 낮은 제2 동작 주파수의 최종 필터링된 신호를 생성하는 수신기, 그리고 이 최종 필터링된 신호를 프로세싱하는 프로세서를 갖는다. 수신기는, 제1 동작 주파수로부터 제2 동작 주파수로 신호를 변환하는 다운-컨버전 수신기, 그리고 제2 동작 주파수의 신호의 원치않는 부분들을 필터링하고 제2 동작 주파수의 최종 필터링된 신호를 생성하는 초퍼 안정화 기능을 갖춘 수신기 필터를 갖는다.
본 발명의 제3 실시예에서, 제1 동작 주파수의 신호를 변환하는 방법이 제공된다. 본 방법은, 제1 동작 주파수로부터 이 제1 동작 주파수보다 더 낮은 제2 동작 주파수로 신호를 다운-컨버전하는 단계, 제2 동작 주파수에서 동작하는 신호의 원치않는 부분들을 초퍼 안정화 기능으로 저역통과 필터링하는 단계, 및 제2 동작 주파수의 최종 필터링된 신호를 생성하는 단계를 포함한다.
본 발명에 따른 다운-컨버전 수신기 및 최종 필터링된 신호를 생성하는 수신기 필터의 결합 구성 등에 따라서, 슈퍼 헤테로다인 수신기 및 다이렉트 컨버전 수신기 등을 이용한 복조 기술을 적용할 때에도 원치않는 잡음이 신호에 도입되는 것을 억제함으로써, 신호에 의해 전달되는 메시지를 손상시킬 수 있는 왜곡을 방지할 수 있다.
본 명세서가, 새로운 것으로서 간주되는 본 발명의 실시예들의 특징들을 정의하는 청구범위로 결론을 짓고 있지만, 본 발명의 실시예들이, 유사 참조 부호가 도면 전반에서 유사 소자를 나타내는, 도면들과 연관하여 이하 설명의 고려로부터 더 잘 이해될 수 있을 것임이 믿어진다.
도 1은 본 발명의 일 실시예에 따른 SCR(200)의 블록도이다. SCR(200)은, 도 1의 점선에 의해 나타낸 것처럼 통신을 위한 종래 무선 또는 유선 수단을 사용할 수 있다. 전자의 경우에, 종래 안테나가 수신기(202)에 결합된다. 후자의 경우에, 예를 들어, 동축 케이블과 같은 종래 유선이 신호 수신을 위해 수신기(202)에 결합된다. 어느 경우든지, 전술된 실시예들은, SCR(200)에 메시지를 제공하는, 종래 통신 시스템과 상호접속된다. 종래 송신기의 추가로, SCR(200)은 또한, 셀룰러 폰, 양방향 무전기, 유선 액세스 포인트, 통신 능력을 갖춘 데스크톱 또는 랩톱 컴퓨터, 또는 다른 유사 통신 디바이스와 매우 유사하게 메시지를 송수신하도록 구성될 수 있다.
SCR(200)은 수신기(202)와 프로세서(204)를 포함한다. 프로세서(204)는, 프로세싱 시스템(208), 디스플레이(206), 입력/출력 포트(210), 오디오 시스템(214), 및 전원(212)을 포함한다. 프로세서(204)의 구성요소(206 내지 212)는 종래 기술을 채택한다. 프로세싱 시스템(208)은 신호(203)를 프로세싱하는 수단을 포함한다(예를 들어, 마이크로프로세서 및/또는 디지털 신호 프로세서(digital signal processor;DSP)). 디스플레이(206)는 메시지를 디스플레이하는 수단을 제공한다(예를 들어, LCD(liquid crystal display)). 입력/출력 포트(210)는 데이터 입력과 출력을 위한 수단을 제공한다(예를 들어, 키패드 및/또는 USB(universal serial bus)). 오디오 시스템(214)은 SCR(200)의 사용자에게 오디오 신호를 제공하는 수단을 제공한다. 마지막으로, 전원(212)은 수신기(202)를 포함하는 SCR(200)의 모든 소자들에게 전력을 공급하는 수단을 제공한다.
또 다른 실시예에서, 프로세서(204)는, 예를 들어, 프로세싱 시스템(206)과 전원(210)과 같은, 전술된 소자의 서브셋(subset)을 포함한다. 더욱이, SCR(200)은 청구된 본 발명의 범위 및 취지로부터 벗어나지 않고 의도된 어플리케이션에 따라 이동형(mobile) 또는 비이동형(immobile)일 수 있다.
신호(201 및 203)는, 예를 들어, CDMA(Code Division Multiple Access), TDMA(Time Division Multiple Access), GSM(Global System for Mobile Communication), IEEE 802.11b, 또는 다른 유사 통신 프로토콜들과 같은, 종래 통 신 프로토콜에 따르는 종래 통신 시스템에 의해 전송되는 한 개 이상의 메시지들을 포함한다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 SCR(200)의 수신기(202)의 블록도이다. 수신기(202)는 다운-컨버전 수신기(304)와 초퍼 안정화 기능을 갖춘 수신기 필터(308)를 포함한다. 다운-컨버전 수신기(204)는 제1 동작 주파수로부터 이 제1 동작 주파수보다 더 낮은 제2 동작 주파수로 신호(201)를 변환시킨다. 수신기 필터(308)는 제2 동작 주파수의 신호(306)의 원치않는 부분들을 필터링하여, 제2 동작 주파수의 최종 필터링된 신호(203)를 생성한다.
제1 동작 주파수는 통상적으로 100 Mega Hertz 내지 수 Giga Hertz의 반송파 주파수에 있다. 제2 동작 주파수는 제1 동작 주파수보다 훨씬 더 낮을 수 있고, 예를 들어, 낮은 중간 주파수(예컨대, 원하는 신호의 대역폭 또는 그 이하) 내지 비변조(unmodulated) 신호의 거의 0 Hertz(일반적으로 기저 대역 주파수로 지칭됨)의 범위에 있을 수 있다. 당업자에게는, 제1과 제2 동작 주파수가, 본 명세서에 기재된 청구범위의 범위 및 취지를 벗어남이 없이 위에 언급된 주파수의 범위 밖에서 동작할 수 있음이 명백할 것이다.
본 발명의 일 실시예에 따라 다운-컨버전 수신기(304)의 블록도는 도 3에 도시된다. 다운-컨버전 수신기(304)는 저 잡음 증폭기(402)와 거기에 결합된 믹서(402)와 같은 종래 소자들을 사용한다. 믹서(404)는 제1 동작 주파수 또는 그 근처의 로컬 발진기(local oscillator;LO)에 결합된다. 믹서(404)와 저 잡음 증폭기(402)의 결합은, 저 잡음 증폭기(402)에 의한 프로세싱의 결과로서, 신호(201)보 다 더 큰 진폭을 갖는 제2 동작 주파수의 신호(306)를 발생시킨다. 다운-컨버전 수신기(304)의 종래 구성요소(402 내지 404)는 이 분야에서 잘 공지되었다. 본 발명의 다운-컨버전 수신기(304)의 양호한, 그러나 이에 제한되지는 않는, 토폴로지(topology)는 저 IF 또는 0 IF 수신기와 같은 다이렉트 컨버전 수신기이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 수신기 필터(308)의 블록도를 나타낸다. 불록도는, 대응하는 저역통과 필터(low-pass filter;LPF) 네트워크와 결합되는 초퍼 안정화 기능을 갖는 연산 증폭기(OP AMP;502)의 적어도 하나의 스테이지(stage)를 포함하는 n차 폴(nth pole) LPF 필터 구조를 나타낸다.
OP AMP(502)는 제2 동작 주파수의, 차동(differential)인 신호(306)에 결합되는 차동 입력(504)을 갖는 것이 바람직하다. 차동 신호(306)는 종래 수단을 사용하여 다운-컨버전 수신기(304)에 의해 생성된다. 차동 신호들은 짝수번째 주파수 왜곡 고조파의 상쇄 및 잡음 내성(noise immunity)의 추가 이득을 제공한다. 당업자라면, 본 명세서에 기재된 청구범위의 범위 및 취지를 변경함이 없이, 비차동 신호들이 또 다른 설계로서 사용될 수 있음을 이해할 것이다.
위에서 언급한 LPF 네트워크는 대응하는 입력 저항(508)에 결합되는 종래 필터 네트워크(507)를 포함한다. 이들 구성요소는 차동 신호(306 및 504) 각각에서 미러 이미지화된다. 따라서, 2개의 입력 저항(508)과 2개의 종래 필터 네트워크(507)가 존재하고, 이들의 조합은 사용된 필터 네트워크(507)에 따라 단일 폴 또는 n차 폴 LPF 구조를 생성한다.
예를 들어, 단일 폴 LPF 구조를 생성하기 위해, 각 필터 네트워크(507)는 병렬 회로로서 접속된 저항과 커패시터를 포함한다. 한편, 이 병렬 회로의 각 노드는 OP AMP(502)의 입력 단자(504)와 출력 단자(310)에 각각 접속된다. 고차 폴 LPF 구조의 경우, 필터 네트워크(507)는 OP AMP(502)의 입력과 출력 단자(504 및 306)에 각각 결합되는 더욱 복잡한 종래 저항과 커패시터 네트워크를 포함한다. 또 다른 실시예에서, n차 폴 LPF 구조는 전체 n차 폴 LPF 구조를 생성하기 위해 원하는 만큼의 수의 단일 폴 또는 멀티-폴 스테이지들로 전술된 LPF 구조를 반복하여 생성될 수 있다. 그런 멀티-스테이지 LPF 구조는 도 4의 3개의 연속점에 의해 나타낸다.
멀티-스테이지 또는 단일 스테이지 n차 폴 LPF 구조에서, 각 OP AMP(502)의 이득은 필터 네트워크(507)의 저항에 대한 입력 저항의 비이고, 한편, 3dB 필터링 대역폭은 필터 네트워크(507)의 시상수(time constant)에 의해 나타내진다. 더욱이, OP AMP(502)는, 제2 동작 주파수의 신호(306)로부터, 대응하는 LPF 네트워크(전술됨)에 의해 필터링된 제2 동작 주파수의 OP AMP 신호(310)를 생성하여, 최종 필터링된 신호(203)를 생성한다.
연산 증폭기에 초퍼 안정화 기술의 적용은 이 분야에서 잘 알려져 있다. 독자는, 본 기술의 구현에 대한 추가 정보에 대해, 본 명세서에 참조로써 병합되는, 다음 자료들을 참조하도록 권고한다: P. Allen and D. Holdberg, CMOS Analog Circuit Design . Orlando, Florida: Harcourt Brace Jovanovich, 1987 and C. Enz, G. Temes, "Circuit Techniques for Reducing the Effects of Op-Amp Imperfections: Autozeroing, Correlated Double Sampling, and Chopper Stabilization", Proceedings of the IEEE , vol -84, November 1996.
도 5는 본 발명에 따른 OP AMP(502)의 제1 실시예의 블록도를 나타낸다. 본 실시예에서, OP AMP(502)는 기준 발진기(reference oscillator;518), 업-컨버전 믹서(up-conversion mixer;506), 적어도 하나의 스테이지를 갖는 증폭기(512)(연속점으로 도시됨), 및 다운-컨버전 믹서(516)를 포함한다. 상술된 논의와 일관되기 위해, OP AMP(502)의 모든 소자들(506, 512, 516, 및 518)은 차동 신호들을 사용한다.
도 6은, 도 4 및 도 5의 실시예들에 따른 수신기 필터(308)의 스펙트럼 표현을 제공한다. OP AMP(502)의 각 노드에서의 스펙트럼 응답은 대응하는 노드 신호(504, 510, 514, 310, 및 203)를 문자 A에서 E에 의해 순차적으로 나타내진다.
OP AMP(502)의 입력(스펙트럼 이미지 A)에서, 차동 신호(504)는, SCR(200)로 전송되는 메시지와 관련된 정보를 전달하는 이상적인 신호(ideal signal;602)를 포함한다. 이상적인 신호(602) 근처에 간섭 신호(604)가 존재한다. 이들 신호들은, 예를 들어, SCR(200)이 위치되는 셀 사이트 근처의 셀 사이트들에 의해 생성될 수 있다. 이상적인 신호(602)와 간섭 신호(604)의 스펙트럼 형태는 예시적이고, 어플리케이션에 상응하는 다른 형태들을 취할 수도 있다.
종래 믹서 기술을 사용하여, 기준 발진기(518)와 결합된 업-컨버전 믹서(506)는 제2 동작 주파수의 신호(504)를 이 제2 동작 주파수보다 더 큰 제3 동작 주파수로 변환시킨다. 제2 동작 주파수가 기저 대역에 또는 그 근처에 있는 경우, 제3 동작 주파수는, 예를 들어, 20 MHz일 수 있다. 당업자라면, 제3 동작 주파수에 대해 넓은 범위의 주파수가 선택될 수 있음이 명백할 것이다.
업-컨버전 프로세스는, 도 6의 스펙트럼 이미지 B에 도시된 것처럼, 차동 신호(504)를 기준 주파수(fref)로 스펙트럼을 이동시킨다. 이 주파수에서, 이상적인 신호(602)와 간섭 신호(604)는 fref에 중심을 둔 스펙트럼 미러 이미지(mirror image)를 생성한다. 종래 증폭 기술을 사용하여, 증폭기(512)는, 스펙트럼 이미지 C에 도시된 것처럼, 제3 동작 주파수의 신호(510)로부터, 제3 동작 주파수의 증폭 신호(514)를 생성한다. 스펙트럼 이미지 C에서 명백한 것처럼, 이상적인 신호(602) 및 간섭 신호(604)는 원래 신호(510)보다 더 큰 진폭을 갖는다.
임의의 기술로 설계된 증폭기는, 각 증폭 스테이지(512)("S" 심볼로 표현됨)의 증폭 신호(514)로 결함(impairments;606)을 도입하는 효과를 갖는 특정 비이상적(non-ideal) 특성을 갖는다. 이들 증폭기(512)의 결함(606)은, DC 오프셋, 플리커(flicker) 잡음, 및 2차 왜곡과 같은 잘 알려진 성분을 포함할 수 있다. DC 오프셋은 이미지 C에 도시된 것처럼 0 Hertz에 발생한다. 플리커 잡음은 이미지 C에 또한 도시된 뾰족한 삼각 스펙트럼 형태이다. 2차 왜곡은 반 삼각형 내의 작은 화살표에 의해 나타내진다. 이 후자 왜곡은 간섭 신호(604) 간의 주파수 차이와 직접 관련된다.
업-컨버전 프로세스에 의해, 원치않는 스펙트럼 잡음(606)은, 제3 동작 주파수의 이상적인 신호(602)로부터 스펙트럼 분리되어, 이들 간의 왜곡을 피한다. 본 발명의 업-컨버전 믹서(506)를 사용하지 않는 종래 OP AMP는 스펙트럼 잡음(606)과 이상적인 신호(602)를 혼합하여, 그 안에 포함된 메시지를 왜곡시키고 아마도 손상시킬 것이다.
또한 기준 발진기(518)에 결합된 다운-컨버전 믹서(516)는, 증폭 신호(514)를 제3 동작 주파수로부터 제2 동작 주파수의 OP AMP 신호(310)로 변환시킨다. 주파수 변환은 도 6의 스펙트럼 이미지 D에 의해 도시된다. 스펙트럼 이미지 D는, 이미지 C의 스펙트럼 잡음(606)의 주파수가 스펙트럼 미러 이미지와 fref로 업(up) 이동되어 삼각 스펙트럼 형태를 완성하는 한편, 이상적인 신호(602)와 간섭 신호(604)의 주파수가 제2 동작 주파수로 다운(down) 이동되어, 이 스펙트럼 이미지 D에서, 0 Hertz 또는 0 Hertz 근처에 있음을 나타낸다.
스펙트럼 이미지 D는 적어도 하나의 스테이지의 OP AMP(502)와 결합된 LPF 네트워크의 효과를 나타낸다. LPF 네트워크는, LPF 필터 윈도우(608) 내에 단지 스펙트럼 신호만을 허용하여, OP AMP 신호(310)의 원치않는 부분들을 필터링하여, 간섭 신호(604)와 스펙트럼 신호(606)를 제거한다. 결과적으로, 수신기 필터(308)의 출력은 왜곡이 없는, 또는 저차 폴 LPF 네트워크가 사용되는 경우, 최소 왜곡을 갖는 이상적인 신호(602)를 포함하는 최종 필터링된 신호(203)이다.
도 5를 다시 참조하면, 기준 발진기(518)는, 사인파, 사각파, 또는 다른 주기 클록 신호와 같은 주기 클록 신호에 의해 표현될 수 있다. 사각파 클록 신호가 본 발명의 적절한 실시예이지만, 그런 신호는 클록 신호의 기본 주파수의 홀수 배 수에서 스펙트럼 에너지를 발생시키는 바람직하지 못한 특성을 가질 수 있다.
이들 바람직하지 못한 특성들을 제거하기 위해, 기준 발진기(518)는 대안적으로 의사(pseudo) 랜덤 클록 신호일 수 있다. 그런 클록 신호는 결함있는 응답을 피할 수 있도록 신호 에너지를 제거하거나 또는 확산(spread)시키는 것을 돕는다. 이것은, 진동(dither) 및/또는 잡음-형성 기술, 의사 랜덤 잡음 생성 기술, 또는 다른 수단들로 클록을 랜덤화하여, 바람직한 스펙트럼 응답을 갖는 클록 신호를 생성함으로써 이루어질 수 있다.
도 7을 참조하면, 도 4의 OP AMP(502)에 대한 또 다른 실시예가 도시된다. 본 실시예는, 제1 증폭기(512)(또한, 도 5에서처럼 적어도 하나의 스테이지를 가짐) 및 다운-컨버전 믹서(516)의 조합으로부터 생성되는 제2 주파수에서 제1 증폭 신호(519)를 프로세싱하는 적어도 하나의 스테이지를 갖는 제2 증폭기(521)(도 7의 연속점으로 도시된 것처럼)를 도 5의 실시예에 추가한다. 제1 증폭 신호(519)는 도 6에 기재된 동일한 스펙트럼 응답을 갖는다. 그러나, 본 실시예에서, 제1 증폭 신호(519)는 제2 증폭기(521)에 의해 더 증폭되어 OP AMP 신호(310)를 생성시킨다. OP AMP 신호(310)에 임베딩되는 이상적인 신호(602)는 도 6에 도시된 것처럼 그 내부에 기생 스펙트럼 잡음(606)이 도입되어 있지만, 이 스테이지의 이상적인 신호(602)는, 충분히 큰 SNR(signal to noise ratio)을 갖기 때문에 잡음 성분이 이상적인 신호(602)를 왜곡시키는 데에 무시해도 될 정도의 영향을 갖는다.
기준 발진기(518)가 도 5 및 도 7의 실시예들에 대해 OP AMP(502)의 일체된 구성요소로서 도시되었지만, 당업자라면, 기준 발진기(518)가 또한, OP AMP(502)의 외부에 그 입력으로서 배치되어, 상술된 기능의 변경없이 상기 실시예들에 포함된 믹서들에 출처가 될 수 있음을 이해할 것이다.
도 8은, 본 발명에 따른 도 2의 수신기 필터(308)의 또 다른 실시예를 도시한다. 본 실시예에서, 수신기 필터(308)는, 기준 발진기(518), 업-컨버전 믹서(506), 적어도 하나의 스테이지를 갖는 대역통과 필터 증폭기(bandpass filter amplifier;530)(도 8에 연속점으로서 도시됨), 및 다운-컨버전 믹서(516)를 포함한다. 업-컨버전 믹서(506)는 도 5 및 도 7에 대해 상술된 동일한 동작을 수행한다, 즉, 제2 동작 주파수로부터 이 제2 동작 주파수보다 더 높은 제3 동작 주파수로 신호(306)를 변환시킨다.
종래 대역통과 필터 기술을 사용하여, 대역통과 필터 증폭기(530)는 제3 동작 주파수 주변에서 신호(510)의 원치않는 부분들을 필터링하여, 제3 동작 주파수의 증폭된 필터링된 신호(514)를 생성한다. 한편, 다운-컨버전 믹서(516)는 증폭되어 필터링된 신호(514)를, 제3 동작 주파수로부터 제2 동작 주파수의 최종 필터링된 신호(203)로 변환시킨다.
도 9는 본 발명에 따른 도 8의 수신기 필터의 보충적 실시예를 나타낸다. 본 실시예는 도 8의 실시예(540)에 적어도 하나의 스테이지를 갖는 LPF(542)(도 9의 연속점으로 도시됨)를 추가한다. 종래 LPF 기술을 사용하여, LPF(542)는 n차 LPF를 제공하여, 대역통과 필터 증폭기(530)가 제거할 수 없었던 스펙트럼 잡음을 제거하여, 최종 필터링된 신호를 생성시킨다.
도 10은 본 발명에 따른 도 8 및 도 9의 실시예들의 스펙트럼 응답이다. 스 펙트럼 이미지 A와 B는 도 6에 도시된 것과 동일하다. 스펙트럼 이미지 C는 신호(510)에 대해 적어도 하나의 대역통과 필터 증폭기(530)의 효과를 나타낸다. 대역통과 필터 증폭기(530)의 최종 스테이지로부터, 제3 동작 주파수(fref)의 신호(510)와 그것의 구성성분들은 스펙트럼 이미지 C에서 도시된 것처럼 증폭된다. 동시에, 대역통과 필터 증폭기(530)는 대역통과 필터 윈도우(610)에 따른 신호(510)의 원치않는 부분들을 제거하여, 스펙트럼 이미지 D1에 도시된 것처럼 간섭 신호(604)와 스펙트럼 잡음 신호(606)의 전부 또는 일부를 제거한다. 결과적 신호는 최종 필터링된 신호(203)이다.
고차 대역통과 필터가 사용되지 않는 경우, 간섭 신호(604)의 일부는, 대역통과 필터 윈도우(610)의 완만한 경사변으로 인해 이미지 D1에 도시된 것처럼 남아있을 수 있다. 이 경우, 도 9의 실시예는, n차 LPF(542)를 통해 이 잡음의 전부 또는 일부를 제거하는 추가 이득을 제공한다. LPF(512)는 LPF 윈도우(612)를 생성하여, 도 8의 실시예(540)에 의해 남은 나머지 잡음을 제거하여, 스펙트럼 이미지 D2에 도시된 것처럼 최종 필터링된 신호(203)를 생성한다.
도 11은 본 발명의 또 다른 실시예에 따라 제1 동작 주파수의 신호를 변환하는 방법(700)을 나타내는 블록도를 나타낸다. 방법(700)은 단계(702)에서 시작하여, 제1 동작 주파수의 신호(201)가 이 제1 동작 주파수보다 더 낮은 제2 동작 주파수로 다운-컨버전된다. 단계(704)에서, 초퍼 안정화 기능을 갖는 저역통과 필터링이 적용되어, 제2 동작 주파수에서 동작하는 신호(306)의 원치않는 부분들을 제 거하고, 단계(706)에서, 제2 동작 주파수의 최종 필터링된 신호(203)를 생성한다. 이 실시예는 소프트웨어, 하드웨어, 및 이들의 조합으로 채택될 수 있다.
상술된 다수의 실시예들로부터, 청구범위의 범위를 변경하지 않고, 이들 실시예들을 수정하고 그리고/또는 추가하는 다수의 방식들이 존재함이 명백할 것이다. 또한, 청구범위는, 본 명세서에 기재된 구조들이, 단지 동격 구조들만이 아니라, 방법(700)에 대해 기재된 기능들을 수행하는 것으로서 커버하도록 의도됨이 인식되어져야 한다. 청구범위는 동격 구조들을 포함하도록 충분히 일반적이다.
예를 들어, 디지털 회로와 아날로그 회로가, 디지털 회로가 이산 샘플링 기술을 채택하고, 한편 아날로그 회로가 연속 샘플링 기술을 채택한다는 점에서 구조적 균등물일 수 없지만, 이 분야에서, 디지털과 아날로그 회로는 동일한 결과를 생성하는 균등물 구조가 되도록 설계될 수 있다. 유사하게, 디지털 프로세싱에서 사용되는 알고리즘은 아날로그 설계로 에뮬레이트(emulate)될 수 있다. 따라서, 상술된 설명의 모든 균등물 수정 사항은 첨부된 청구범위에 정의된 청구된 범위 내에 포함되도록 의도된다.
도 1은, 본 발명의 일 실시예에 따른 선택 콜 수신기(selective call receiver;SCR)의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 1의 SCR의 수신기의 블록도이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 도 2의 수신기의 다운-컨버전 수신기의 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 2의 수신기의 수신기 필터의 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 도 4의 수신기 필터의 연산 증폭기(operational amplifier;OP AMP)의 블록도이다.
도 6은 본 발명에 따른 도 5의 실시예의 스펙트럼 응답이다.
도 7은 본 발명에 따른 도 5의 OP AMP의 또 다른 실시예의 블록도이다.
도 8은 본 발명에 따른 도 2의 수신기 필터의 또 다른 실시예의 블록도이다.
도 9는 본 발명에 따른 도 8의 수신기 필터의 부가 실시예의 블록도이다.
도 10은 본 발명에 따른 도 8 및 도 9 각각의 실시예들의 스펙트럼 응답을 나타낸다.
도 11은 본 발명의 일 실시예에 따른 제1 동작 주파수의 신호를 변환하는 방법을 나타내는 흐름도이다.

Claims (3)

  1. 신호를, 제1 동작 주파수에서 상기 제1 동작 주파수보다 더 낮은 제2 동작 주파수로 변환하는 다운-컨버전(down-conversion) 수신기; 및
    상기 제2 동작 주파수의 상기 신호의 원치않는 부분들을 필터링하여 상기 제2 동작 주파수의 최종 필터링된 신호를 생성하는 초퍼 안정화(chopper stabilization) 기능을 갖춘 수신기 필터
    를 포함하고,
    상기 수신기 필터는,
    기준 발진기;
    상기 기준 발진기와 결합되고, 상기 신호를, 상기 제2 동작 주파수로부터 상기 제2 동작 주파수보다 더 높은 제3 동작 주파수로 변환시키는 업-컨버전 믹서;
    상기 제3 동작 주파수 영역의 상기 신호의 원치않는 부분들을 필터링하여, 상기 제3 동작 주파수의 증폭 필터링된 신호를 생성하는 적어도 하나의 스테이지를 갖는 대역통과 필터(bandpass filter) 증폭기; 및
    상기 기준 발진기와 결합되고, 증폭되어 필터링된 상기 신호를, 상기 제3 동작 주파수로부터 상기 제2 동작 주파수의 상기 최종 필터링된 신호로 변환시키는 다운-컨버전 믹서를 포함하는
    수신기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 기준 발진기는, 주기 클록 및 의사 랜덤 클록을 포함하는 클록 신호들의 그룹 중의 하나인 수신기.
  3. 신호를, 제1 동작 주파수에서 상기 제1 동작 주파수보다 더 낮은 제2 동작 주파수로 변환하는 다운-컨버전(down-conversion) 수신기; 및
    상기 제2 동작 주파수의 상기 신호의 원치않는 부분들을 필터링하여 상기 제2 동작 주파수의 최종 필터링된 신호를 생성하는 초퍼 안정화(chopper stabilization) 기능을 갖춘 수신기 필터
    를 포함하고,
    상기 수신기 필터는,
    기준 발진기;
    상기 기준 발진기와 결합되고, 상기 신호를, 상기 제2 동작 주파수로부터 상기 제2 동작 주파수보다 더 높은 제3 동작 주파수로 변환시키는 업-컨버전 믹서;
    상기 제3 동작 주파수 영역의 상기 신호의 원치않는 부분들을 필터링하여, 상기 제3 동작 주파수의 증폭되어 필터링된 신호를 생성하는 적어도 하나의 스테이지를 갖는 대역통과 필터 증폭기;
    상기 기준 발진기와 결합되어, 증폭되어 필터링된 상기 신호를, 상기 제3 동작 주파수로부터 상기 제2 동작 주파수로 변환시키는 다운-컨버전 믹서; 및
    상기 제2 동작 주파수의 증폭되어 필터링된 상기 신호의 원치않는 부분들을 필터링하여, 상기 최종 필터링된 신호를 생성하는 적어도 하나의 스테이지를 갖는 LPF(Low Pass Filter)를 포함하는
    수신기.
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Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9615744B2 (en) * 2007-01-31 2017-04-11 Medtronic, Inc. Chopper-stabilized instrumentation amplifier for impedance measurement
US7385443B1 (en) * 2007-01-31 2008-06-10 Medtronic, Inc. Chopper-stabilized instrumentation amplifier
US7391257B1 (en) * 2007-01-31 2008-06-24 Medtronic, Inc. Chopper-stabilized instrumentation amplifier for impedance measurement
US8265769B2 (en) * 2007-01-31 2012-09-11 Medtronic, Inc. Chopper-stabilized instrumentation amplifier for wireless telemetry
US20080260080A1 (en) * 2007-04-23 2008-10-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Narrowband Interference Cancellation Method and Apparatus
US8781595B2 (en) * 2007-04-30 2014-07-15 Medtronic, Inc. Chopper mixer telemetry circuit
US8380314B2 (en) * 2007-09-26 2013-02-19 Medtronic, Inc. Patient directed therapy control
EP2207590A1 (en) * 2007-09-26 2010-07-21 Medtronic, INC. Therapy program selection
WO2009042172A2 (en) * 2007-09-26 2009-04-02 Medtronic, Inc. Frequency selective monitoring of physiological signals
WO2009051638A1 (en) 2007-10-16 2009-04-23 Medtronic, Inc. Therapy control based on a patient movement state
EP2249908B1 (en) 2008-01-25 2014-01-01 Medtronic, Inc. Sleep stage detection
US8478402B2 (en) * 2008-10-31 2013-07-02 Medtronic, Inc. Determining intercardiac impedance
US9770204B2 (en) 2009-11-11 2017-09-26 Medtronic, Inc. Deep brain stimulation for sleep and movement disorders
US9211411B2 (en) 2010-08-26 2015-12-15 Medtronic, Inc. Therapy for rapid eye movement behavior disorder (RBD)
US9521979B2 (en) 2013-03-15 2016-12-20 Medtronic, Inc. Control of spectral agressors in a physiological signal monitoring device
US9439150B2 (en) 2013-03-15 2016-09-06 Medtronic, Inc. Control of spectral agressors in a physiological signal montoring device
EP3035844B1 (en) * 2013-08-20 2020-07-15 The Regents of The University of California Circuit for electrocorticography signal acquisition
US9924904B2 (en) 2014-09-02 2018-03-27 Medtronic, Inc. Power-efficient chopper amplifier
US11936347B2 (en) 2021-06-14 2024-03-19 Epirus, Inc. Systems and methods for driving semiconductor devices and sensing device parameters

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6351506B1 (en) 1999-04-19 2002-02-26 National Semiconductor Corporation Switched capacitor filter circuit having reduced offsets and providing offset compensation when used in a closed feedback loop
US6366765B1 (en) 1998-03-30 2002-04-02 Hitachi Kokusai Electric Inc. Receiver

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2189955B (en) * 1986-04-30 1990-02-14 Philips Electronic Associated Electrical filter
US5115202A (en) * 1991-04-10 1992-05-19 Analog Devices, Inc. Chopper-stabilized amplifier with spread-spectrum clocking
US5649312A (en) 1994-11-14 1997-07-15 Fujitsu Limited MMIC downconverter for a direct broadcast satellite low noise block downconverter
US6978125B2 (en) * 2001-07-05 2005-12-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and apparatus for tuning pre-selection filters in radio receivers
US6657488B1 (en) * 2001-07-03 2003-12-02 Silicon Laboratories, Inc. Offset correction and slicing level adjustment for amplifier circuits

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6366765B1 (en) 1998-03-30 2002-04-02 Hitachi Kokusai Electric Inc. Receiver
US6351506B1 (en) 1999-04-19 2002-02-26 National Semiconductor Corporation Switched capacitor filter circuit having reduced offsets and providing offset compensation when used in a closed feedback loop

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