KR100872306B1

KR100872306B1 - Driving circuit for supersonic wave oscillator

Info

Publication number: KR100872306B1
Application number: KR1020070063992A
Authority: KR
Inventors: 유수엽
Original assignee: 유수엽
Priority date: 2007-06-27
Filing date: 2007-06-27
Publication date: 2008-12-05

Abstract

A driving circuit for a supersonic wave oscillator is provided to control the setting of the optimum vibration frequency and an output power by comparing a current operational point with the operation performance by measuring the operation performance of the oscillator when shifting a resonant frequency with other frequency during the operation of the oscillator changed according to the load condition. A driving circuit for a supersonic wave oscillator includes a vibrator(10), a digital signal oscillator(20), a power supply circuit(30), a digital signal converter(40), a phase output unit(50), and a controller(60). An oscillator vibrates according to the PWM signal. The digital signal oscillator outputs the numeric data of the digital value corresponding to a sine wave and a cosine wave with the same as the phase of a SHE PWM(Selective Harmonic Elimination Pulse width Modulation) signal and the SHE PWM signal removing the harmonic for driving the oscillator. The power supply circuit supplies the driving power to the oscillator selectively according to the PWM signal outputted from the digital signal oscillator. The digital signal converter converts the sampled signal to a digital signal and outputs the converted signal. The phase output unit outputs the phase difference by comparing the digital signal outputted by the digital signal converter, the numeric data of the digital value corresponding to the sine wave outputted from the digital signal oscillator, and the numeric data of the digital value corresponding to the cosine wave. The controller outputs a control signal to control the phase of the SHE PWM signal outputted from the digital signal oscillator according to the output by the phase difference from the phase output unit.

Description

Ultrasonic oscillator drive circuit {Driving circuit for supersonic wave oscillator}

도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 초음파 진동자 구동 회로를 개략적으로 도시한 블럭도이다. 1 is a block diagram schematically illustrating an ultrasonic vibrator driving circuit according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 2는 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 디지털 신호 발진부를 개략적으로 도시한 블럭도이다. 2 is a block diagram schematically illustrating a digital signal oscillator according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 3a 및 도 3b는 온/오프 제어되는 PWM(Pulse width Modulation) 신호에 포함된 특정 고조파 성분을 선택적으로 제거하는 과정을 도시한 그래프이다.3A and 3B are graphs illustrating a process of selectively removing specific harmonic components included in a pulse width modulation (PWM) signal that is controlled on / off.

도 4는 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 전원 공급 회로를 개략적으로 도시한 개요도이다. 4 is a schematic diagram schematically illustrating a power supply circuit according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 5는 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 디지털 신호 변환기를 개략적으로 도시한 블럭도이다. 5 is a block diagram schematically illustrating a digital signal converter according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 6은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 디지털 신호 변환기로부터 출력되는 출력 파형을 개략적으로 도시한 그래프이다. 6 is a graph schematically illustrating an output waveform output from a digital signal converter according to an exemplary embodiment of the present invention.

도 7은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 위상 산출부의 위상 산출 과정을 개략적으로 도시한 개요도이다. 7 is a schematic diagram schematically illustrating a phase calculation process of a phase calculator according to an exemplary embodiment of the present invention.

본 발명은 초음파 진동자에 관한 것으로 보다 상세하게는 저속의 아날로그 디지털 컨버터만으로 고 주파수의 초음파를 샘플링하여 처리함으로써 부하의 변동이나 발진조건에 적응성이 우수한 초음파 진동자 구동 회로에 관한 것이다. The present invention relates to an ultrasonic vibrator, and more particularly, to an ultrasonic vibrator driving circuit having excellent adaptability to load fluctuations and oscillation conditions by sampling and processing high frequency ultrasonic waves only with a low-speed analog-digital converter.

종래의 초음파 발진기의 회로는 대부분 아날로그 방식의 발진 회로로 구성되어 왔다. 이러한 아날로그 방식의 초음파 발진 회로를 크게 두 가지로 나누면 부하의 변동에 관계없이 고정된 발진 주파수를 발진하여 제공하는 회로와 부하의 인가에 따른 진동자의 발진조건에 맞추어 발진 주파수 공급 전압 전류를 변경하여 전력과 주파수를 제어하는 주파수 추미 방식이 있다. 그 외에 마이크로 컴퓨터를 이용한 제어회로가 소개되었으나 주로 PLL(Phase Locked Loop)의 주파수 설정 등에 적용되는 상술한 두 가지 방법의 범주에 속한다.The circuit of the conventional ultrasonic oscillator has mostly been composed of an analog oscillation circuit. If the analog type of ultrasonic oscillation circuit is largely divided into two, the circuit which provides a fixed oscillation frequency regardless of load variation and changes the oscillation frequency supply voltage current according to the oscillation conditions of the oscillator according to the load application. There is a frequency tracking method that controls the frequency. In addition, a control circuit using a microcomputer has been introduced, but belongs to the category of the two methods described above mainly applied to the frequency setting of a phase locked loop (PLL).

이 두 가지 중 고정된 주파수를 제공하는 회로는 간단한 것 같지만 일정한 동작 조건에 맞는 주파수의 선정은 물론 동작 전압 전류를 제공하는 전력회로에 공급전력회로 이상의 전력회로를 구비하여야 한다. 즉 고정된 주파수를 진동자에 인가하는 회로는 회로의 동작 주파수를 공진 주파수 (직렬 공진 주파수 부근, 임피던스가 최소가 되는 주파수)와 반 공진 주파수 (병렬 공진 주파수 부근 임피던스가 최대가 되는 주파수)의 사이에 인가하게 된다.The circuit providing a fixed frequency among these two seems simple, but the power circuit providing the operating voltage current as well as the selection of the frequency suitable for a certain operating condition should be provided with the power circuit beyond the supply power circuit. In other words, a circuit that applies a fixed frequency to the vibrator has an operating frequency between the resonant frequency (near the serial resonance frequency and the minimum impedance) and the anti-resonant frequency (the frequency with the maximum impedance near the parallel resonance frequency). Will be authorized.

이때 진동자의 겉보기 임피던스는 순수한 저항 성분 외에 복소성분의 임피던스가 눈에 띄게 되는데, 발진기에서 진동자의 구동을 위하여 다루어 져야하는 전력은 진동자에서 기계진동에너지로 변환되는 전력분과 진동자에서 열로 손실되는 손실 되는 전력 외에도 진동자에 저장되었다가 발진기 회로에 되돌려주는 무효전력이 더해져서 진동자의 출력의 몇 배의 전력을 발진기에서 다루어야 한다.At this time, the apparent impedance of the vibrator is not only the pure resistance component but also the complex impedance of the component. In addition, reactive power, which is stored in the oscillator and returned to the oscillator circuit, is added so that the oscillator must handle several times the power of the oscillator's output.

이러한 주파수 선정 방식은 진동자의 공진, 반 공진 주파수가 진동자의 부하, 온도, 주변의 여러 영향 등에 의하여 변하기 때문에 공진, 반 공진 주파수가 변하더라도 가급적 공급전력이 변하지 않는 동작점을 선정하기 위한 것이다. 이 회로의 공급전력의 일정한 전력이 공급되는 동작 주파수는 부하의 변동이 큰 경우에는 그 적용범위가 한계를 가지게 된다. 즉 이러한 주파수가 고정된 방법은 부하의 변화가 비교적 적거나, 거의 없는 세척기, 가습기 등에 유용하며 기계적으로 목적물에 연결되어 직접 진동자의 에너지를 공급하는 방식에서는 그 효율이 적합하지 않다.This frequency selection method is for selecting an operating point where the supply power does not change as much as possible even if the resonance and the anti-resonance frequency change because the oscillator's resonance and the anti-resonance frequency change due to the oscillator's load, temperature, and various influences. The operating frequency at which constant power of the power supply of this circuit is supplied is limited in the range of application when the load fluctuates largely. That is, the fixed frequency method is useful for washing machines, humidifiers, etc., where the load change is relatively small or little, and its efficiency is not suitable in the method of directly supplying the energy of the vibrator by being mechanically connected to the object.

즉, 진동자의 부하의 변동이 심한 구성에서는 발진기에서 진동자로 공급하는 주파수를 최적 동작 상태를 유지하며 변경하는 방법이 유효하다. 현재 이 주파수의 변경은 PLL을 적용한 추미 회로가 적용되어 발진기의 주파수를 진동자의 공진 주파수로 자동으로 변화시켜주는 회로가 주로 사용되고 있다. 즉 공진 주파수에는 전류와 전압의 위상차이가 0°로 없으나, 공진 주파수 이전에서는 전류의 위상이 앞서고 공진 주파수보다 높은 주파수가 인가되면 진동자의 전류가 늦어진다는 특성을 이용하여 이 주파수를 변경하여 진동자의 전류와 전압이 일치하도록 발진기의 공급주파수를 변경시키는 회로를 구성하여 주면(발진기 전력이 진동자에 효율적으로 인가) 된다.That is, in a configuration in which the oscillator load is fluctuately, a method of changing the frequency supplied from the oscillator to the vibrator while maintaining an optimum operating state is effective. Currently, this frequency change is mainly used as a circuit that applies a PLL-applied homing circuit to automatically change the frequency of the oscillator to the resonant frequency of the oscillator. In other words, the phase difference between the current and the voltage is not 0 ° at the resonant frequency, but before the resonant frequency, the frequency of the vibrator is changed by using the characteristic that the current of the vibrator is slower if the phase of the current is higher than the resonant frequency. The circuit which changes the supply frequency of an oscillator so that a current and a voltage match may be comprised (oscillator power is efficiently applied to a vibrator).

이러한 구성방법은 발진기의 전력을 효율적으로 진동자에 전달하는 방법으로 여겨지기 때문에 많은 업체가 PLL을 적용한 자동주파수 추미회로를 제품에 적용하였다. 이러한 회로는 고주파 발진기 제품에 주로 수백 kHz ~ MHz 범위에 효율적으로 적용되어 사용되어 왔으나 그보다 낮은 주파수 영역에서는 아직도 개발의 여지 가 많이 남아있다.Since this configuration method is considered as a method of efficiently transmitting the power of the oscillator to the vibrator, many companies have applied the PLL-applied automatic frequency tracking circuit to the product. These circuits have been used efficiently in the high frequency oscillator products, mainly in the hundreds of kHz to MHz, but there is still much room for development in the lower frequency ranges.

그 예로서 수십 킬로 Hz의 진동자 적응한 초음파 발진기에서는 진동자의 주 공진 주파수, 반 공진 주파수 안에 여러 기생 공진 주파수가 존재하거나, 공진의 조건의 모호한 경우에는 PLL 회로의 동작 주파수가 최적의 조건이 아닌 점에 귀착되는 경우가 있다. 이러한 경우는 진동자의 이상이 생긴 경우도 있겠지만 주로 부하의 변동으로 인하여 기계적 공진 점의 변화나 진동 에너지 흡수율이 달라서 생기는 경우이다. 더구나 출력이 싸인파형이 아니라 PWM(Pulse width Modulation) 파형일 경우에는 더욱 그 구성이 힘들어지고, 부하조건에 따라 그 전류의 파형을 단순한 비교기회로 구성한 기기에서는 진동자의 최적동작 주파수를 검출하기 힘들어지는 단점이 있다. For example, in an ultrasonic oscillator adapted to oscillator of several tens of kilo Hz, several parasitic resonance frequencies exist in the main resonance frequency and anti-resonance frequency of the oscillator, or when the resonance condition is ambiguous, the operating frequency of the PLL circuit is not an optimal condition. May result in. In this case, the abnormality of the oscillator may occur, but it is mainly caused by the change of mechanical resonance point or the vibration energy absorption rate due to the change of load. Moreover, when the output is not a sinusoidal waveform but a PWM (Pulse width Modulation) waveform, the configuration becomes more difficult, and in a device in which the waveform of the current is configured with a simple comparator circuit according to the load conditions, it becomes difficult to detect the optimum operating frequency of the oscillator. There are disadvantages.

한편, 이러한 기존의 아날로그 발진방식의 여러 문제점을 해결하는 방식이 많이 제시되어 왔다. 그 중 하나가 진동자에 직병렬로 커패시터와 인덕터를 추가하여 공진 주파수의 조건을 공고히 하는 방식이다. On the other hand, there have been many ways to solve the various problems of the conventional analog oscillation method. One of them is to add a capacitor and an inductor in parallel with the oscillator to solidify the condition of the resonance frequency.

진동자와 발진기의 연결회로에 인덕터와 커패시터를 직병렬로 연결하여 진동자의 진동조건을 개선하는 방식이 제기되어 사용되고 있다. 이러한 방식은 진동자의 전류 전압의 구동이 발진기의 전기적 효율이 높은 PWM(Pulse width Modulation) 방식으로 전환되면 더욱 복잡한 문제를 가지게 된다. 즉, PWM(Pulse width Modulation)의 파형은 많은 고조파를 포함하고 진동자의 전류도 이 고조파의 전류가 흐르게 된다. 이 고조파 전류는 전류의 파형에 영향을 끼쳐 순수하게 싸인파형의 전압 전류로 구성한 회로에 비하여 여러 동작 조건이 달라져 자동 주파수 추미 회로 구성이 힘들어 지는 요소가 된다. A method of improving the vibration condition of the vibrator has been proposed and used by connecting the inductor and the capacitor in series and parallel to the connection circuit of the vibrator and the oscillator. This method has a more complicated problem when the driving of the current voltage of the oscillator is converted to a pulse width modulation (PWM) method having high electrical efficiency of the oscillator. That is, the waveform of pulse width modulation (PWM) includes many harmonics, and the current of the harmonic flows through the current of the oscillator. This harmonic current affects the waveform of the current, which makes it difficult to construct an automatic frequency tracking circuit due to different operating conditions compared to a circuit composed of purely sine waveform voltage current.

이러한 이유로 기존의 주파수 추미회로에서는 진동자의 단자 전압 전류의 신호에 적절한 필터를 이용하여 가급적 단일 주파수 성분만 파악하기도 한다. 그러나 진동자 특성이 비선형성이 클 때에는 주파수선정에 오류가 발생하며, 진동자의 진동출력이 100% 나오지 않는다는 것이다. 이러한 기기는 출력이 미비하게 나오므로 진동자의 이상으로 여겨지지만 진동자의 진동조건의 변화(진동자의 부하가 변하거나 제거되면)가 발생하면 최대 출력이 나오기도 하는 단점이 있다. For this reason, the existing frequency tracking circuit may identify only a single frequency component using a filter suitable for the signal of the oscillator's terminal voltage current. However, when the nonlinearity of the vibrator is large, an error occurs in frequency selection, and the vibrator output of the vibrator is not 100%. Such a device is considered to be an abnormality of the vibrator because the output is inadequate, but has a disadvantage in that the maximum output comes out when the vibration condition of the vibrator changes (when the vibrator load is changed or removed).

한편, 상술한 바와 같이 초음파 구동회로를 디지털화 하더라도 고 주파수를 갖는 초음파를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하기 위해서는 고가의 아날로그 디지털 변환기가 필요하다. 따라서, 오히려 초음파 구동 회로를 디지털화하는데 소요되는 비용보다 더 비싼 아날로그 디지털 변환기가 구비됨으로 인해 초음파 구동 회로의 저가화에 장애가 되는 단점이 있다. On the other hand, even as described above, even if the ultrasonic drive circuit is digitized, an expensive analog-to-digital converter is required to sample ultrasonic waves having a high frequency and convert them into digital signals. Therefore, there is a disadvantage in that the lower cost of the ultrasonic drive circuit is provided because an analog-to-digital converter is more expensive than the cost of digitizing the ultrasonic drive circuit.

본 발명은 이러한 문제점을 해결하기 위해 창안된 것으로, 그 목적은 부하의 변동이나 발진조건에 적응성이 우수한 초음파 진동자를 구동하는 초음파 진동자 구동 회로를 제공하는 데 있다. The present invention was devised to solve such a problem, and an object thereof is to provide an ultrasonic vibrator driving circuit for driving an ultrasonic vibrator having excellent adaptability to load fluctuations and oscillation conditions.

나아가 디지털 회로와 마이크로 컨트롤러를 사용한 디지털 신호처리 기법을 이용하여 종래의 아날로그 발진기보다 보다 부하적응력이 우수한 초음파 진동자 구동 회로를 제공하는 데 있다. Furthermore, the present invention provides an ultrasonic oscillator driving circuit having better load stress than a conventional analog oscillator using a digital signal processing technique using a digital circuit and a microcontroller.

나아가 고 주파수를 갖는 초음파를 저속의 아날로그 디지털 변환기만으로 샘플링하여 처리할 수 있는 초음파 진동자 구동 회로를 제공하는 데 있다. Furthermore, the present invention provides an ultrasonic oscillator driving circuit capable of sampling and processing ultrasonic waves having a high frequency with only a low-speed analog-to-digital converter.

나아가, 이러한 일련의 모든 회로는 디지털로 구성하여 단일 칩으로 집적화 할 수 있는 초음파 진동자 구동 회로를 제공하는 데 있다. Furthermore, all of these series of circuits provide an ultrasonic oscillator driving circuit that can be digitally configured and integrated into a single chip.

상기한 목적을 달성하기 위한 본 발명의 일 양상에 따른 초음파 진동자 구동 회로는 PWM(Pulse width Modulation) 신호에 따라 진동하는 진동자와, 진동자의 구동을 위한 특정한 고조파가 제거된 SHE PWM 신호와, 이 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호와 동일한 위상과 주파수를 갖는 싸인파 및 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 출력하는 디지털 신호 발진부와, 디지털 신호 발진부로부터 출력되는 SHE PWM 신호에 따라 진동자로 구동 전원을 선택적으로 공급하는 전원 공급 회로와, 전원 공급 회로에 의해 진동자로 공급되는 구동 전원의 전류의 위상의 한 주기마다 일정 위상 차가 지연된 위상에서 해당 위상 값을 샘플링하고, 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력하는 디지털 신호 변환기와, 디지털 신호 변환기에 의해 출력되는 디지털 신호와 디지털 신호 발진부로부터 출력되는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터와 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 각각 비교하여 그 위상 차를 산출하여 출력하는 위상 산출부와, 위상 산출부에 의해 산출된 위상 차에 따른 출력 값에 따라 디지털 신호 발진부로부터 출력되는 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호의 위상이 제어되도록 제어신호를 출력하는 제어부를 포함하여 구성된다. According to an aspect of the present invention, an ultrasonic oscillator driving circuit includes a vibrator oscillating according to a pulse width modulation (PWM) signal, a SHE PWM signal from which specific harmonics for driving the vibrator are removed, and the SHE Digital signal oscillator for outputting numerical data of digital values corresponding to sine wave and cosine wave having the same phase and frequency as PWM (Pulse width Modulation) signal, and driven by vibrator according to SHE PWM signal output from digital signal oscillator The phase value is sampled in a phase in which a predetermined phase difference is delayed every power cycle of the power supply circuit for selectively supplying power and the phase of the current of the driving power supplied to the vibrator by the power supply circuit, and the sampled signal is converted into a digital signal. A digital signal converter for converting and outputting a digital signal and a digital signal output by the digital signal converter A phase calculator for comparing the numerical data of the digital value corresponding to the sine wave output from the digital signal oscillator and the numerical data of the digital value corresponding to the cosine wave, respectively, and calculating and outputting the phase difference; And a controller for outputting a control signal to control the phase of the SHE pulse width modulation signal output from the digital signal oscillator according to the output value according to the calculated phase difference.

따라서, 부하조건에 따라 변화하는 진동자의 동작중에 다른 주파수로 공진 주파수를 천이하고 그때의 진동자의 동작 성능을 측정하여 현재 동작점과 비교함으로써, 최적 진동 주파수의 선정 제어 및 출력전력의 제어가 가능함은 물론 저속의 아날로그 디지털 변환기를 이용하여 고속의 초음파를 샘플링하여 부하의 변동이나 발진조건에 적응성이 우수한 초음파 진동자를 구동할 수 있는 장점을 갖는다. Therefore, by shifting the resonant frequency to another frequency during the operation of the vibrator that changes according to the load condition, and measuring the operating performance of the vibrator at that time and comparing it with the current operating point, it is possible to select the optimum vibration frequency and to control the output power. Of course, by using a low-speed analog-to-digital converter, by sampling the high-speed ultrasonic waves, it has the advantage of driving an ultrasonic vibrator having excellent adaptability to load fluctuations or oscillation conditions.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 기술되는 본 발명의 바람직한 실시 예를 통해 본 발명을 당업자가 용이하게 이해하고 재현할 수 있도록 상세히 설명한다.Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings so that those skilled in the art can easily understand and reproduce the present invention.

도 1은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 초음파 진동자 구동 회로를 개략적으로 도시한 블럭도이다. 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 초음파 진동자 구동 회로는 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호에 따라 진동하는 진동자(10)와, 진동자(10)의 구동을 위한 고조파가 제거된 SHE PWM 신호와, 이 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호와 동일한 위상과 주파수를 갖는 싸인파 및 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 출력하는 디지털 신호 발진부(20)와, 디지털 신호 발진부(20)로부터 출력되는 PWM 신호에 따라 진동자(10)로 구동 전원을 선택적으로 공급하는 전원 공급 회로(30)와, 전원 공급 회로(30)에 의해 진동자(10)로 공급되는 구동 전원의 전류의 위상의 한 주기마다 일정 위상 차가 지연된 위상에서 해당 위상 값을 샘플링하고, 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력하는 디지털 신호 변환기(40)와, 디지털 신호 변환기(40)에 의해 출력되는 디지털 신호와 디지털 신호 발진부(20)로부터 출력되는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터와 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 각각 비교하여 그 위상 차를 산출하여 출력하는 위상 산출부(50)와, 위상 산출부(50)에 의해 산출된 위상 차에 따른 출력 값에 따라 디지털 신호 발진부(20)로부터 출력되는 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호의 위상이 제어되도록 제어신호를 출력하는 제어부(60)를 포함하여 구성된다. 1 is a block diagram schematically illustrating an ultrasonic vibrator driving circuit according to an exemplary embodiment of the present invention. As shown, the ultrasonic oscillator driving circuit according to the present invention includes a vibrator 10 which vibrates according to a pulse width modulation (SHE PWM) signal, an SHE PWM signal from which harmonics for driving the vibrator 10 are removed, and the SHE Digital signal oscillator 20 for outputting numerical data of digital values corresponding to sine wave and cosine wave having the same phase and frequency as PWM (Pulse width Modulation) signal, PWM signal output from digital signal oscillator 20 According to the power supply circuit 30 for selectively supplying the driving power to the vibrator 10 and the phase difference of each phase of the current of the driving power supplied to the vibrator 10 by the power supply circuit 30. A digital signal converter 40 for sampling the phase value in the delayed phase, converting the sampled signal into a digital signal, and outputting the digital signal and the digital signal outputted by the digital signal converter 40; A phase calculator 50 for comparing the numerical data of the digital value corresponding to the sine wave output from the digital signal oscillator 20 and the numerical data of the digital value corresponding to the cosine wave, respectively, calculating and outputting a phase difference; The controller 60 outputs a control signal to control the phase of the SHE pulse width modulation signal output from the digital signal oscillator 20 according to the output value according to the phase difference calculated by the phase calculator 50. It is configured to include.

진동자(10)는 입력되는 고주파 교류 전력 신호에 따라 소정 주파수로 공진하 는 소자로써, 예를 들면, 초음파 진동자 등이 사용될 수 있다. 본 발명의 일 실시 예에 따라 본 발명에 따른 진동자(10)는 고주파 교류 전력은 신호는 SHE(Selective Harmonic Elimination) PWM(Pulse width Modulation, 선택적 고조파 제거 PWM)신호에 의해 구동된다. The vibrator 10 is a device that resonates at a predetermined frequency according to an input high frequency AC power signal. For example, an ultrasonic vibrator may be used. According to an embodiment of the present invention, the vibrator 10 according to the present invention is a high frequency AC power signal is driven by a SHE (Selective Harmonic Elimination) PWM (Pulse Width Modulation, PWM) signal.

디지털 신호 발진부(20)는 진동자(10) 구동을 위한 PWM(Pulse width Modulation) 신호를 발생하는 일종의 신호 발생기로써, 디지털 신호 발진부(20)는 예를 들면, DDS(Direct Digital Synthesizer)가 사용될 수 있으며, 이러한 DDS 회로와 예를 들면 마이크로 프로세서로 구현되는 제어부(60)를 통해 수십mHz이하의 고분해능으로 교류 출력 주파수를 제어할 수 있다. The digital signal oscillator 20 is a kind of signal generator that generates a pulse width modulation (PWM) signal for driving the vibrator 10. The digital signal oscillator 20 may be, for example, a direct digital synthesizer (DDS). The AC output frequency can be controlled with a high resolution of several tens of mHz or less through the control unit 60 implemented with such a DDS circuit and, for example, a microprocessor.

디지털 신호 발진부(20)는 제어부(60)의 제어신호에 따라 진동자(10)의 구동을 위한 SHE PWM 신호를 전원 공급 회로(30)로 출력하며, 이 SHE PWM 신호와 동일한 위상과 주파수를 갖는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터 및 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 위상 산출부(50)로 출력한다. The digital signal oscillator 20 outputs a SHE PWM signal for driving the vibrator 10 to the power supply circuit 30 according to a control signal of the controller 60, and has a sign having the same phase and frequency as the SHE PWM signal. The numerical data of the digital value corresponding to the wave and the digital data of the digital value corresponding to the cosine wave are output to the phase calculator 50.

여기서, SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호는 진동자(10)의 구동을 위해 인가되는 신호이며, 이 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호와 동일한 위상과 주파수를 갖는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터 및 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터는 후술할 위상 산출부(50)의 입력으로 사용된다. Here, the SHE Pulse Width Modulation (PWM) signal is a signal applied for driving the vibrator 10, and the numerical data of the digital value corresponding to the sine wave having the same phase and frequency as the SHE Pulse Width Modulation (PWM) signal. And numerical data of a digital value corresponding to the cosine wave is used as an input of the phase calculator 50 to be described later.

디지털 신호 발진부(20)에 대한 설명은 도 2를 통해 보다 상세히 설명한다. 도 2는 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 디지털 신호 발진부를 개략적으로 도시한 블럭도이다. 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 디지털 신호 발진부(20)는 진동자(10)의 구동을 위한 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호를 발생하여 진동 자(10)로 인가하는 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호 발생부(21)와, SHE PWM 신호와 동일한 위상과 주파수를 갖는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 발생하여 출력하는 싸인파 테이블(22)과, SHE PWM 신호와 동일한 위상과 주파수를 갖는 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 발생하여 출력하는 코싸인파 테이블(23)을 포함하여 구성된다. The digital signal oscillator 20 will be described in more detail with reference to FIG. 2. 2 is a block diagram schematically illustrating a digital signal oscillator according to an exemplary embodiment of the present invention. As shown, the digital signal oscillator 20 according to the present invention generates a SHE pulse width modulation (SHE PWM) signal for driving the vibrator 10 and applies the pulse width modulation (SHE PWM) to the vibrator 10. The signal generator 21, a sine wave table 22 for generating and outputting numerical data of digital values corresponding to sine waves having the same phase and frequency as the SHE PWM signal, and the same phase and frequency as the SHE PWM signal. And a cosine wave table 23 for generating and outputting numerical data of digital values corresponding to the cosine waves.

SHE PWM 신호 발생부(21)는 제어부(60)로부터 출력되는 제어신호에 따라 소정 위상과 주파수를 갖는 PWM 신호를 발생하여 출력하는 SHE PWM 신호 발진기이다.The SHE PWM signal generator 21 is a SHE PWM signal oscillator that generates and outputs a PWM signal having a predetermined phase and frequency according to a control signal output from the controller 60.

싸인파 테이블(22)은 SHE PWM 신호 발생부(21)의 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호를 참조하여 SHE PWM 신호와 동일한 위상과 주파수를 갖는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 발생하여 출력한다.The sine wave table 22 generates numerical data of digital values corresponding to sine waves having the same phase and frequency as the SHE PWM signal by referring to the SHE PWM (Pulse Width Modulation) signal of the SHE PWM signal generator 21. Output

코싸인파 테이블(23)은 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호 발생부(21)의 SHE PWM 신호를 참조하여 SHE PWM 신호와 동일한 위상과 주파수를 갖는 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 발생하여 출력한다. The cosine wave table 23 refers to the SHE PWM signal of the SHE pulse width modulation signal generator 21 to obtain numerical data of digital values corresponding to the cosine wave having the same phase and frequency as the SHE PWM signal. Generate and print.

이러한 디지털 신호 발진부(20)는 FPGA(Field Programmable Gate Array)등 IC에 디지털 논리회로로 구현이 가능하며 그 동작 속도 분해능을 조절하여 구현이 가능하다. 디지털 신호 발진부(20)의 출력 주파수는 구성요소의 가산기의 동작속도에 따라 그 최고 동작속도가 결정된다. The digital signal oscillator 20 may be implemented as a digital logic circuit in an IC such as a field programmable gate array (FPGA), and may be implemented by adjusting its operation speed resolution. The maximum operating speed of the output frequency of the digital signal oscillator 20 is determined according to the operating speed of the adder of the component.

한편, DDS 회로의 주파수 분해능은 가산기의 비트 수에 의하여 결정된다. 예를 들어, 시스템의 동작 주파수를 40MHz로 하고 내부 가산기를 32비트로 구현할 경우, 분해능은 40 × 10⁶ × 2^-32≒ 40mHz가 된다. 계측기 등에는 수μHz의 주파수 분해능 정도를 구현할 수 있다. PWM(Pulse width Modulation) 출력 주파수 관계식은 수학식 1을 통해 나타낸다. On the other hand, the frequency resolution of the DDS circuit is determined by the number of bits of the adder. For example, if the operating frequency of the system is 40 MHz and the internal adder is implemented in 32 bits, the resolution is 40 × 10 ⁶ × 2 ^-32 ≒ 40mHz. Instruments such as instruments can achieve a frequency resolution of a few μHz. Pulse width modulation (PWM) output frequency relation is represented by Equation 1.

상술한 바와 같이, 디지털 신호 발진부(20)는 동일한 주파수의 3가지 신호를 출력하는데, 진동자(10)의 구동을 위한 SHE PWM 신호와, 진동자(10)의 동작특성 측정을 위한 SHE PWM 신호와 동일한 위상과 주파수를 갖는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터와 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 출력한다. 디지털 신호 발진부(20)의 입출력은 모두 디지털 값이고 각각의 값은 제어부(60)로부터 출력되는 디지털 클록에 의하여 주기적으로 변한다. SHE PWM 신호는 증폭기를 통해 진동자(10)에 인가되며, SHE PWM 신호와 동일한 위상과 주파수를 갖는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터와, SHE PWM 신호와 동일한 위상과 주파수를 갖는 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터는 위상 산출부(50)로 인가된다. As described above, the digital signal oscillator 20 outputs three signals having the same frequency, the same as the SHE PWM signal for driving the vibrator 10 and the SHE PWM signal for measuring the operating characteristics of the vibrator 10. Numerical data of digital values corresponding to sine waves having a phase and a frequency and digital values corresponding to cosine waves are output. The input and output of the digital signal oscillator 20 are all digital values, and each value is periodically changed by the digital clock output from the controller 60. The SHE PWM signal is applied to the vibrator 10 through an amplifier, and cosine waves having numerical values of digital values corresponding to sine waves having the same phase and frequency as the SHE PWM signals, and having the same phase and frequency as the SHE PWM signals. Numerical data of the digital value corresponding to is applied to the phase calculator 50.

SHE PWM 신호 발생부(21)는 고조파가 제거된 SHE PWM 신호를 생성하여 출력하는데 이하에서는 상술한 SHE PWM 신호의 고조파 제거 과정을 도 3a 및 도 3b를 참조하여 설명하기로 한다. The SHE PWM signal generator 21 generates and outputs an SHE PWM signal from which harmonics are removed. Hereinafter, a process of removing harmonics of the SHE PWM signal described above will be described with reference to FIGS. 3A and 3B.

도 3a 및 도 3b는 온/오프 제어되는 PWM(Pulse width Modulation) 신호에 포함된 특정 고조파 성분을 선택적으로 제거하는 과정을 도시한 그래프이다. 도 3a 에 도시한 바와 같이, 제어부(60)에 의해 온/오프 제어되는 PWM(Pulse width Modulation) 신호는 매우 많은 고조파 성분이 있다. 이렇게 고조파 성분이 포함된 PWM(Pulse width Modulation) 신호의 고조파는 PWM(Pulse width Modulation) 신호의 온/오프의 형태를 제어함으로써 상당량 제거할 수 있으며 적당한 수의 펄스 폭을 크기를 조절하는 선택적 고조파 제거 기술을 통해 원하는 고조파를 선택적으로 제거할 수 있다. 이러한 선택적 고조파 제거 과정을 도 3b를 통해 설명하면 아래와 같다. 3A and 3B are graphs illustrating a process of selectively removing specific harmonic components included in a pulse width modulation (PWM) signal that is controlled on / off. As shown in FIG. 3A, a pulse width modulation (PWM) signal controlled on / off by the controller 60 has a large number of harmonic components. The harmonics of the PWM (Pulse Width Modulation) signal containing harmonics can be removed by controlling the shape of the pulse width modulation (PWM) signal on and off, and the selective harmonic elimination that scales the appropriate number of pulse widths. Technology can selectively remove the desired harmonics. This selective harmonic removal process is described below with reference to FIG. 3B.

도 3b는 온/오프 제어되는 PWM(Pulse width Modulation) 신호에 포함된 특정 고조파 성분을 선택적으로 제거한 PWM(Pulse width Modulation) 신호를 도시한 그래프이다. 도시된 바와 같이, PWM에 2개의 Notch 2개의 증가에 따라 보통 1 개의 고조파 성분이 제거되므로 노치가 4개가 있는 파형에서는 3고조파 성분과 5고조파 성분이 제거된 PWM(Pulse width Modulation) 신호의 파형이 구현이 가능하다. 이러한 PWM(Pulse width Modulation) 신호의 고조파 제거 방법 즉, 선택적 고조파 제거 기술(Selective Harmonic Elimination PWM)은 이건 출원 전에 이미 사용화된 기술이므로 그 상세한 설명은 생략하도록 한다. FIG. 3B is a graph illustrating a pulse width modulation (PWM) signal selectively removing specific harmonic components included in a pulse width modulation (PWM) signal that is controlled on / off. As shown in the figure, one harmonic component is normally removed as two notches are increased in the PWM, so in a waveform with four notches, a waveform of a pulse width modulation (PWM) signal in which three harmonics and five harmonics are removed is shown. Implementation is possible. Harmonic rejection of the pulse width modulation (PWM) signal, that is, selective harmonic elimination technique (Selective Harmonic Elimination PWM) is already used before the application of the detailed description thereof will be omitted.

전원 공급 회로(30)는 PWM(Pulse width Modulation) 신호 발생부(21)로부터 출력되는 PWM 신호에 따라 진동자(10)로 구동 전원을 선택적으로 제공한다. 이러한 전원 공급 회로(30)에 대한 설명은 도 4를 통해 보다 상세히 설명하기로 한다.The power supply circuit 30 selectively provides driving power to the vibrator 10 according to the PWM signal output from the pulse width modulation (PWM) signal generator 21. This power supply circuit 30 will be described in more detail with reference to FIG. 4.

도 4는 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 전원 공급 회로를 개략적으로 도시한 개요도이다. 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 전원 공급 회로(30)는 베이스가 디지털 신호 발진부(20)와 연결되고, 컬렉터가 진동자(10)로 공급되는 전원 과 연결되는 제 1 트랜지스터(Tr1)와, 일단이 트랜지스터의 이미터에 연결되며 그 타단이 진동자(10)와 연결된 제 1 코일(L1)과 대응되는 위치에 향하도록 구비되는 제 2 코일(L2)의 일단에 연결되는 커패시터(C1)와, 일단이 제 2 코일(L2)의 타단에 연결되는 제 저항(R1)과, 제 1 저항(R1)의 타단에 연결되어 제 1 저항(R1)으로부터 측정되는 전압을 통해 진동자(10)로 공급되는 전류를 특정하는 전류 측정부(31)와, 이미터가 제 1 트랜지스터(Tr1)의 이미터와 커패시터(C1)의 일단이 연결된 노드와 연결되고, 베이스가 디지털 신호 발진부(20)와 연결되며, 컬렉터가 그라운드와 연결된 제 2 트랜지스터(Tr2)를 포함하여 구성된다. 4 is a schematic diagram schematically illustrating a power supply circuit according to an exemplary embodiment of the present invention. As shown, the power supply circuit 30 according to the present invention includes a first transistor Tr1 having a base connected to the digital signal oscillator 20, a collector connected to a power supplied to the vibrator 10, and A capacitor C1 connected to one end of the second coil L2 connected to the emitter of the transistor and having the other end thereof at a position corresponding to the first coil L1 connected to the vibrator 10, and The current supplied to the vibrator 10 through the first resistor R1 connected to the other end of the second coil L2 and the voltage measured from the first resistor R1 connected to the other end of the first resistor R1. The current measuring unit 31 for specifying the and the emitter is connected to the node connected to the emitter of the first transistor (Tr1) and one end of the capacitor (C1), the base is connected to the digital signal oscillator 20, the collector Is configured to include a second transistor Tr2 connected to ground.

디지털 신호 발진부(20)에 의해 발진되는 디지털 신호는 제 1, 2 트랜지스터의 베이스로 출력되며, 이때의 디지털 신호에 따라 제 1, 2 트랜지스터가 온/오프 제어된다. 제 1 트랜지스터(Tr1)가 구동하는 동안 제 2 트랜지스터(Tr2)는 오프되고, 제 2 트랜지스터(Tr2)가 구동하는 동안 제 1 트랜지스터(Tr1)는 오프된다. 즉, 이렇게 제 1, 2 트랜지스터의 온오프에 의해 공급되는 PWM 신호는 커패시터에 의해 교류성분만 진동자(10)와 연결된 제 1 코일(L1)과 대응되게 구비된 제 2 코일(L2)에 의해 진동자(10)로 공급되고 진동자(10)가 구동하게 된다. The digital signal oscillated by the digital signal oscillator 20 is output to the base of the first and second transistors, and the first and second transistors are controlled on / off according to the digital signal. The second transistor Tr2 is turned off while the first transistor Tr1 is driven, and the first transistor Tr1 is turned off while the second transistor Tr2 is driven. That is, the PWM signal supplied by the on-off of the first and second transistors is oscillator by the second coil (L2) provided to correspond to the first coil (L1) connected only the alternating current component by the capacitor to the vibrator (10) It is supplied to 10 and the vibrator 10 is driven.

한편, 전류 측정부(31)는 제 2 코일(L2)을 통과한 전류에 의해 제 2 저항(R2)에 인가되는 전압을 측정하여 진동자(10)로 공급되는 전류의 위상을 산출하고, 산출된 전류의 위상을 디지털 신호 변환기(40)로 출력한다. On the other hand, the current measuring unit 31 calculates the phase of the current supplied to the vibrator 10 by measuring the voltage applied to the second resistor (R2) by the current passing through the second coil (L2), and calculated The phase of the current is output to the digital signal converter 40.

한편, 초음파 진동자(10)로 공급되는 전류의 주파수는 초음파의 진동 주파수와 같으며, 일반적으로 사용되는 초음파 진동자(10)의 진동 주파수는 40ksps, 132ksps 및 고속의 초음파 진동자(10)의 경우에는 2Msps에 이르기 때문에 이러한, 초음파 진동자(10)의 진동 주파수를 샘플링하여 디지털 신호로 변환하기 위해서는 고속의 아날로그 디지털 컨버터가 필요하다. 예를 들어 설명하면, 초음파의 주파수가 40kHz이고 샘플링 포인트가 주기당 40개일 경우 아날로그 디지털 컨버터는 1.6Msps(sps: Sample Per Second) 즉, 주기당 1,600,000개의 샘플링 포인트를 처리할 수 있는 고속의 컨버팅 능력이 필요하다. 그러나 일반적으로 상용화된 아날로그 디지털 컨버터는 20 ~ 40ksps를 지원하고 있으며, 1.6Msps의 아날로그 디지털 컨버터는 가격이 고가이기 때문에 본원 발명이 제안하는 디지털 초음파 진동자 구동 회로의 전체 세트의 가격이 더욱더 비싸질 수 있어 저가의 디지털 초음파 진동자 구동 회로를 구현할 수 없는 단점이 있다. On the other hand, the frequency of the current supplied to the ultrasonic vibrator 10 is the same as the vibration frequency of the ultrasonic wave, the vibration frequency of the commonly used ultrasonic vibrator 10 is 40ksps, 132ksps and 2Msps in the case of the high speed ultrasonic vibrator 10 Therefore, in order to sample the vibration frequency of the ultrasonic vibrator 10 and convert it into a digital signal, a high speed analog-to-digital converter is required. For example, if the frequency of the ultrasonic wave is 40 kHz and 40 sampling points are used per cycle, the analog-to-digital converter can convert 1.6 Msps (sps: Sample Per Second) or 1,600,000 sampling points per cycle. This is necessary. However, since commercially available analog-to-digital converters support 20 to 40ksps, and 1.6Msps analog-to-digital converters are expensive, the entire set of digital ultrasonic oscillator drive circuits proposed by the present invention can be more expensive. There is a disadvantage that a low cost digital ultrasonic oscillator driving circuit cannot be implemented.

따라서, 본 발명에 따른 초음파 진동자 구동 회로의 디지털 신호 변환기(40)는 전원 공급 회로(30)에 의해 진동자(10)로 공급되는 구동 전원의 전류의 위상의 한 주기마다 일정 위상 차가 지연된 위상에서 해당 위상 값을 샘플링하고, 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력함으로써, 일반적으로 사용되는 저속의 아날로그 디지털 컨버터로 고속의 초음파 신호를 디지털 신호 처리할 수 있도록 한다. 이러한 디지털 신호 변환기(40)의 설명은 도 5 및 도 6을 통해 보다 상세히 설명하기로 한다. Therefore, the digital signal converter 40 of the ultrasonic oscillator driving circuit according to the present invention corresponds to a phase in which a predetermined phase difference is delayed every one period of the phase of the current of the driving power supplied to the vibrator 10 by the power supply circuit 30. By sampling the phase value and converting the sampled signal into a digital signal and outputting the digital signal, a high speed ultrasonic signal can be processed by a low speed analog-to-digital converter which is generally used. The description of the digital signal converter 40 will be described in more detail with reference to FIGS. 5 and 6.

도 5는 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 디지털 신호 변환기를 개략적으로 도시한 블럭도이며, 도 6은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 디지털 신호 변환기로부터 출력되는 출력 파형을 개략적으로 도시한 그래프이다. 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 디지털 신호 변환기(40)는 구동 펄스에 따라 전류 측정부(31)에 의해 측정되는 전류의 위상 값을 샘플링하여 홀딩 된 값을 출력하는 샘플 앤 홀드(41)와, 샘플 앤 홀드(41)가 전류의 위상의 한 주기마다 일정한 위상이 지연된 지점의 위상 값을 샘플링하도록 구동 펄스를 인가하는 구동 펄스 입력부(42)와, 샘플 앤 홀드(41)에 의해 출력되는 값을 디지털 신호로 변화하여 출력하는 아날로그 디지털 컨버터(43)를 포함하여 구성된다. 5 is a block diagram schematically illustrating a digital signal converter according to an exemplary embodiment of the present invention, and FIG. 6 is a graph schematically illustrating an output waveform output from the digital signal converter according to an exemplary embodiment of the present invention. to be. As shown, the digital signal converter 40 according to the present invention includes a sample and hold 41 that outputs a held value by sampling a phase value of a current measured by the current measuring unit 31 according to a driving pulse; A drive pulse input unit 42 for applying a drive pulse so that the sample and hold 41 samples a phase value at a point where a constant phase is delayed every one period of the phase of the current, and a value output by the sample and hold 41. And an analog-to-digital converter 43 that converts and outputs a digital signal.

샘플 앤 홀드(41)는 구동 펄스 입력부(42)에 의해 출력되는 구동 펄스에 따라 전류 측정부(31)로부터 출력되는 전류 신호(S1)에 따른 위상 값을 샘플링하고, 다음 구동 펄스가 입력될 때까지 해당 위상 값을 유지 즉, 홀드하여 출력한다. The sample and hold 41 samples a phase value according to the current signal S1 output from the current measuring unit 31 according to the driving pulse output by the driving pulse input unit 42, and when the next driving pulse is input. Until that phase value is maintained, that is, hold and output.

샘플 앤 홀드(41)로 입력되는 구동 펄스는 구동 펄스 입력부(42)에 의해 생성되어 출력되는데 본 발명의 특징적인 양상에 따라 구동 펄스 입력부(42)는 한 주기마다 일정한 위상이 지연된 지점에서 샘플 앤 홀드(41)가 위상을 측정하도록 매 주기마다 샘플 앤 홀드(41)의 위상 측정 지점에서 Δθ만큼 위상이 천이 된 구동 펄스를 샘플 앤 홀드(41)로 출력한다. The drive pulse input to the sample and hold 41 is generated and output by the drive pulse input unit 42. According to a characteristic aspect of the present invention, the drive pulse input unit 42 has a sample & A drive pulse whose phase is shifted by Δθ at the phase measurement point of the sample and hold 41 is output to the sample and hold 41 every time so that the hold 41 measures the phase.

이러한 구동 펄스 입력부(42)는 도 5에 도시된 바와 같이 한 주기 마다 샘플 앤 홀드(41)로 구동신호를 출력하고, 출력된 펄스는 피드백되어 애더(Adder)의 입력신호로 입력되며, 이때 애더는 피드백된 구동 펄스를 Δθ만큼 천이시켜 다시 샘플 앤 홀드(41)로 출력하도록 한다. 따라서 구동 펄스 입력부(42)에 의해 출력되는 구동 펄스는 매 주기마다 Δθ만큼 위상이 천이 되어 샘플 앤 홀드(41)로 출력되고, 샘플 앤 홀드(41)는 이러한 구동 펄스에 따라 전류 신호를(S1) 샘플링 및 홀드하여 아날로그 디지털 컨버터(43)로 출력한다. As shown in FIG. 5, the driving pulse input unit 42 outputs a driving signal to the sample and hold 41 every cycle, and the output pulse is fed back as an input signal of an adder, wherein Transitions the feedback drive pulse by [Delta] [theta] and outputs it to the sample and hold 41 again. Accordingly, the drive pulse output by the drive pulse input unit 42 is shifted in phase by Δθ every cycle and is output to the sample and hold 41, and the sample and hold 41 outputs a current signal according to the drive pulse (S1). ) Is output to the analog-to-digital converter 43 by sampling and holding.

아날로그 디지털 컨버터(43)는 샘플 앤 홀드(41)에 의해 샘플링 및 홀드 된 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력하는데 샘플 앤 홀드(41)에 의해 한 주기마다 샘플링되는 전류의 위상 측정 주기 t₁, t₂, t₃, .... t_n-1, t_n 각각은 Δθ만큼의 위상 차를 가지고 있으며, 이를 아날로그 디지털 컨버터(43)를 통해 컨버팅되는 디지털 신호는 도 6의 S2와 같다. 이렇게 샘플링된 디지털 신호는 위상 산출부(50)로 출력된다. The analog-to-digital converter 43 converts and outputs the signal sampled and held by the sample and hold 41 into a digital signal, and phase measurement period t ₁ , t of the current sampled by the sample and hold 41 every cycle. ₂ , t ₃ , .... t _n-1 , t _n each have a phase difference of Δθ, and the digital signal converted by the analog-to-digital converter 43 is the same as S2 of FIG. 6. The sampled digital signal is output to the phase calculator 50.

위상 산출부(50)는 아날로그 디지털 변환기로부터 출력되는 샘플링된 디지털 신호를 디지털 신호 발진부(20)의 싸인파 테이블(22)로부터 출력되는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터 및 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 각각 비교하여 두 신호 간의 위상 차이를 산출하여 제어부(60)로 출력한다. 이러한 위상 산출부(50)는 도 7을 통해 상세히 설명하기로 한다. The phase calculator 50 corresponds to the digital data and the cosine wave of the digital value corresponding to the sine wave output from the sine wave table 22 of the digital signal oscillator 20. Comparing the numerical data of the digital values to calculate the phase difference between the two signals and outputs to the control unit 60. The phase calculator 50 will be described in detail with reference to FIG. 7.

도 7은 본 발명의 바람직한 일 실시 예에 따른 위상 산출부의 위상 산출 과정을 개략적으로 도시한 개요도이다. 도시된 바와 같이 본 발명에 따른 위상 산출부(50)는 디지털 신호 변환기(40)에 의해 출력되는 디지털 신호와 디지털 신호 발진부(20)로부터 출력되는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터 및 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 각각 곱한 후 PWM(Pulse width Modulation) 신호의 기본주파수의 주기마다 적분 값을 적산하여 진동자(10)로 실제 입력되는 입력 전류의 위상과 디지털 신호 발진부(20)로부터 의해 공급되는 기본주파수의 PWM(Pulse width Modulation) 신호의 위상 차를 산출하여 제어부(60)로 출력한다. 7 is a schematic diagram schematically illustrating a phase calculation process of a phase calculator according to an exemplary embodiment of the present invention. As shown in the figure, the phase calculator 50 according to the present invention has numerical data and cosine of digital values corresponding to the digital signal output by the digital signal converter 40 and the sine wave output from the digital signal oscillator 20. After multiplying the numerical data of the digital value corresponding to the wave, the integral value is integrated for each period of the fundamental frequency of the PWM signal and the phase of the input current actually input to the vibrator 10 and the digital signal oscillator 20. The phase difference of the pulse width modulation signal (PWM) of the fundamental frequency supplied by the PMI is calculated and output to the control unit 60.

위상 산출부(50)는 디지털 신호 변환기(40)에 의해 출력되는 디지털 신호와 디지털 신호 발진부(20)로부터 출력되는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이 터를 곱한 후 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호의 주기마다 적분 값을 적산한 값과 디지털 신호 변환기(40)에 의해 출력되는 디지털 신호와 디지털 신호 발진부(20)로부터 출력되는 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 곱한 후 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호의 주기마다 적분 값을 적산한 값의 상관 관계를 이용하여 진동자(10)로 실제 입력되는 입력 전류의 위상과 디지털 신호 발진부(20)로부터 의해 공급되는 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호의 위상 차를 산출한다. 이러한 위상 산출부(50)는 이러한 두 개의 신호가 얼마만큼의 밀접한 신호인가를 찾아내는 것으로 만일 두 개의 신호가 같다면 매우 높은 상관 값이 나오며, 진동자(10)는 입력된 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호에 정확히 반응하고 있는 것이므로 이러한 경우 진동자(10)는 최적의 상태로 구동하고 있는 것으로 판단할 수 있는 것이다. The phase calculator 50 multiplies the digital signal output by the digital signal converter 40 and the numerical data of the digital value corresponding to the sine wave output from the digital signal oscillator 20 and then pulse width modulation (SHE PWM). After multiplying the integral value for each cycle of the signal by the digital data output by the digital signal converter 40 and the digital data corresponding to the cosine wave output from the digital signal oscillator 20, the SHE PWM ( Pulse width Modulation (Pulse width Modulation) SHE PWM (Pulse width Modulation) supplied from the digital signal oscillation unit 20 and the phase of the input current actually input to the vibrator 10 by using the correlation of the integrated value for each period of the signal Calculate the phase difference of the signal. The phase calculator 50 finds out how closely these two signals are. If the two signals are the same, a very high correlation value is obtained, and the vibrator 10 inputs an SHE PWM (Pulse width Modulation). In this case, the vibrator 10 may be determined to be operating in an optimal state because it is responding to the signal accurately.

또한, 이러한 상관 관계를 이용한 전류의 위상 측정 방법은 진동자(10)로 공급되는 전류 전압의 파형은 PWM(Pulse width Modulation) 신호에 잡음이 섞여있건 디지털의 파형이건 원하는 주파수에 대하여 매우 높게 선택적으로 위상의 검출이 가능하다. In addition, the phase measurement method of the current using such a correlation is that the waveform of the current voltage supplied to the vibrator 10 is selectively phased at a very high frequency with respect to a desired frequency, whether the pulse width modulation (PWM) signal is mixed with noise or digital waveform. Can be detected.

예를 들어, 수학식 2와 같이 한 개는 1kHz이고 다른 한 개는 1kHz에 5kHz가 섞인 신호라고 가정할 경우 두 신호의 상관관계는 구하기가 언뜻 쉽지 않다. For example, assuming that one signal is 1 kHz and the other is a signal mixed with 1 kHz and 5 kHz, as shown in Equation 2, the correlation between the two signals is not easy to find at first glance.

그러나 가만히 보면 두 개가 일정 주기로 반복함을 알 수 있다. 이러한 경우에 수학식 3과 같이 두 개의 신호의 적을 구하여 적분하면 상관 값을 얻을 수 있다. 이러한 값은 여러 개의 주기를 통하면 더 쉽게 구하여 지며 이 경우 수학식 4와 같이 산술평균값을 구할 수 있다. But if you look still, you can see that the two repeat at regular intervals. In this case, the correlation value can be obtained by integrating the two signals as shown in Equation 3 below. This value is more easily obtained through several periods. In this case, the arithmetic mean value can be obtained as shown in Equation 4.

수학식 5와 같이 산술 평균값을 이용하여 위의 값을 측정한 경우를 보면, C₁₂의 값은 0.001이 된다. V2신호중에 섞인 1kHz 성분만 V1의 성분과 섞여있는 경우이다. When the above value is measured using an arithmetic mean value as shown in Equation 5, the value of C ₁₂ is 0.001. It is the case that only 1kHz component mixed in V2 signal is mixed with component of V1.

이번에는 수학식 6과 같이 V2의 신호가 작은 경우를 살펴보자. 이 경우 상관값은 수학식 7과 같이 계산된다. This time, consider the case where the signal of V2 is small as shown in Equation 6. In this case, the correlation value is calculated as in Equation 7.

이번에는 기준신호와 신호의 위상이 다른 경우를 살펴보자. 약 54도 정도 차이가 나는 시스템에서 경우를 살펴보자. 아래 그림과 식과 두식의 위상이 차이가 나는 경우를 살펴본다.This time, let's look at the case where the reference signal and the phase of the signal is different. Let's take a look at a system that is about 54 degrees apart. The following figure and the case where the phase of the equation and the two expressions are different.

이 경우 두 신호의 상관값은 당연히 적어진다. 이 경우 기준 되는 싸인파와 다른 기준신호인 Quadrature 성분인 코싸인파를 이용하여 수학식 8과 같이 상관 값을 구하고 이를 이용하여 상관 값을 구하면 위에서 구한 값과 같은 값이 나온다. In this case, the correlation values of the two signals are naturally small. In this case, a correlation value is obtained as shown in Equation 8 by using a reference sine wave and a cosine wave, which is a quadrature component, which is another reference signal.

즉 이 경우 두 직교성분에 의한 상관값은 수학식 9와 같으며, 이 경우 상관 값의 관계에 의하여 각도의 차이를 계산해 낼 수 있다. 즉 식에 의하면 위에 보여 준바와 같이 54도의 값을 구하여 질 수 있다. 즉 기준신호인 V1신호와 54도 지연된 신호를 검출해 낼 수 있다. In this case, the correlation values of the two orthogonal components are as shown in Equation 9, and in this case, the difference in angle can be calculated by the relationship between the correlation values. In other words, as shown above, a value of 54 degrees can be obtained. That is, it is possible to detect the V1 signal and the signal delayed by 54 degrees.

상술한 바와 같이 두 신호중 목적하는 신호가 잡음신호보다 작은 경우에도 원하는 신호만 검출해 낼 수 있다. 이러한 신호의 검출방법은 잡음이 심한 경우에 원하는 신호를 매우 정교하게 검출해 낼 수 있는 방법이 된다. As described above, even if the desired signal of the two signals is smaller than the noise signal, only the desired signal can be detected. The detection method of such a signal is a method that can detect a desired signal very precisely in case of noisy noise.

진동자(10)로부터 출력되는 전류의 위상은 실제로 구동되는 진동자(10)의 구동 상태를 판단하기 위한 기준 값을 사용된다. 즉, 입력되는 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호의 위상과 동일한 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터와 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터의 위상과 진동자(10)로부터 출력되는 전류의 위상 차이를 비교함으로써, 진동자(10)의 구동상태를 판단한다. The phase of the current output from the vibrator 10 uses a reference value for determining the driving state of the vibrator 10 that is actually driven. That is, the phase of the numerical data of the digital value corresponding to the sine wave equal to the phase of the input SHE PWM (Pulse width Modulation) signal and the numerical data of the digital value corresponding to the cosine wave and the current output from the vibrator 10 By comparing the phase difference, the driving state of the vibrator 10 is determined.

예를 들어 설명하면, 입력되는 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호의 위상과 출력 전류의 위상이 동일하다면, 진동자(10)는 입력된 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호에 정확히 반응하고 있는 것이므로 이러한 경우 진동자(10)는 최적의 상태로 구동하고 있는 것으로 판단할 수 있다. For example, if the phase of the input SHE pulse width modulation signal is equal to the phase of the output current, the vibrator 10 is responding to the input SHE pulse width modulation signal correctly. The vibrator 10 can be determined to be operating in an optimal state.

그러나 입력 신호의 위상과 출력 전류의 위상이 차이가 나타난다면, 현재 진동자(10)는 입력 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호에 대하여 좀더 위상이 빠르게 진동하거나 또는 느리게 진동하고 있다는 것으로 판단할 수 있다는 것이다. However, if there is a difference between the phase of the input signal and the output current, the current vibrator 10 may determine that the phase vibrates more quickly or slowly with respect to the input SHE pulse width modulation (PWM) signal. .

또한, 디지털 신호 발진부(20)로부터 출력되어 기준 주파수로 사용되는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터와 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터의 값 외의 다른 고조파의 값은 연산 후에 그 값이 0이 되어 고조파의 영향을 제거한 값이 되므로 일반적인 밴드패스 필터를 사용한 방법보다 더 간단하고 정밀하게 측정하고자 하는 값을 산출할 수 있다. In addition, the harmonic value other than the numerical data of the digital value corresponding to the sine wave output from the digital signal oscillator 20 and used as the reference frequency and the numerical data of the digital value corresponding to the cosine wave is the value after the calculation. Since this value becomes 0 to remove the influence of harmonics, a value to be measured can be calculated more simply and precisely than a method using a general bandpass filter.

제어부(60)는 위상 산출부(50)에 의해 산출된 위상 차에 따른 출력 값에 따라 디지털 신호 발진부(20)에 의해 출력되는 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호의 위상이 제어되도록 제어신호를 출력한다. 이러한 제어부(60)는 제어 신호 출력은 제어부(60)에 탑재된 운영 프로그램에 의해 이루어진다. The controller 60 outputs a control signal such that the phase of the SHE pulse width modulation signal output by the digital signal oscillator 20 is controlled according to the output value according to the phase difference calculated by the phase calculator 50. do. The control unit 60 outputs a control signal by an operating program mounted on the control unit 60.

즉, SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호에 따라 진동자(10)로 공급되는 전류의 위상을 산출하여 디지털 값으로 샘플링하고, 샘플링된 전류의 위상에 디지털 신호 발진부(20)로부터 진동자(10)로 공급되는 싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터와 코싸인파에 대응되는 디지털 값의 수치 데이터를 각각 곱한 후 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호의 주기마다 적분 값의 적산에 따라 디지털 신호 발진부(20)에 의해 발진 되는 SHE PWM(Pulse width Modulation) 신호의 위상을 조정하도록 디지털 신호 발진부(20)의 입력 값을 제어하는 것이다. That is, the phase of the current supplied to the vibrator 10 is calculated and sampled as a digital value according to the SHE pulse width modulation signal, and is supplied to the vibrator 10 from the digital signal oscillator 20 to the phase of the sampled current. After multiplying the numerical data of the digital value corresponding to the sine wave and the digital data of the digital value corresponding to the cosine wave, the digital signal oscillator 20 according to the integration of the integral value for each period of the SHE pulse width modulation signal The input value of the digital signal oscillator 20 is controlled to adjust the phase of the SHE pulse width modulation signal generated by the SHE.

이에 따라 제어부(60)에 탑재되는 운영 프로그램은 산출된 위상 차이에 따라 그와 매칭된 디지털 신호 발진부(20)의 PWM(Pulse width Modulation) 신호의 위상 과 주파수 조정 값이 저장된 매칭 테이블로부터 해당 조정 값을 엑세스하여 디지털 신호 발진부(20)로 출력할 수도 있다. Accordingly, the operating program mounted on the control unit 60 adjusts the corresponding adjustment value from the matching table in which the phase and frequency adjustment values of the PWM (Pulse Width Modulation) signals of the digital signal oscillator 20 matched thereto are stored according to the calculated phase difference. May be accessed and output to the digital signal oscillator 20.

이렇게 출력되는 제어신호는 SHE PWM 신호 발생부(21)의 SHE PWM 신호를 발진하는 SHE PWM 신호 발진부에 입력되며, SHE PWM 신호 발생부(21)는 입력되는 제어신호에 따라 SHE PWM 신호의 위상과 주파수를 조절하여 진동자(10)로 출력함으로써, 진동자(10)의 구동을 제어한다. The control signal output in this way is input to the SHE PWM signal oscillator for oscillating the SHE PWM signal of the SHE PWM signal generator 21, and the SHE PWM signal generator 21 is coupled to the phase of the SHE PWM signal according to the input control signal. By controlling the frequency and outputting to the vibrator 10, the driving of the vibrator 10 is controlled.

제어부(60)는 제어신호에 따라 목적하는 진동자(10)의 입력 신호의 위상과 진동자(10)의 출력 전류에 의해 산출되는 위상이 같을 때까지 상술한 과정을 반복하게 된다. The control unit 60 repeats the above-described process until the phase of the input signal of the desired vibrator 10 and the phase calculated by the output current of the vibrator 10 are the same according to the control signal.

진동자(10)의 최적 진동 주파수의 선정 제어 및 출력전력의 제어는 진동자(10)의 최적 진동주파수의 동작점을 이어가는 성능으로 진동자(10)의 상태가 부하조건에 따라 변하는 경우에 이른 가능한 제거하기 위하여 적용하기로 하였다. The control of the selection of the optimum vibration frequency of the vibrator 10 and the control of the output power are performed in order to continue the operating point of the optimum vibration frequency of the vibrator 10 to eliminate possible occurrences when the state of the vibrator 10 changes depending on the load conditions. In order to apply.

즉, 동작중에 다른 주파수로 사용자가 느끼지 못할 시간만큼 주파수를 이동하여 해당 동작 성능을 검증하여 현재 동작점과 비교하는 것이다. 이러한 제어부(60)는 마이크로 프로세서와 S/W에 의하여 구성될 수 있다. 따라서, S/W의 변경에 의하거나 S/W 개선에 의하여 더 나은 제어회로 구성이 가능하다. In other words, during operation, the frequency is moved to another frequency as the user does not feel and the corresponding performance is verified and compared with the current operating point. The control unit 60 may be configured by the microprocessor and the software. Therefore, better control circuit configuration is possible by changing the S / W or by improving the S / W.

본 발명에 따른 초음파 진동자 구동 회로는 부하조건에 따라 변화하는 진동자의 동작중에 다른 주파수로 공진 주파수를 천이하고 그때의 진동자의 동작 성능을 측정하여 현재 동작점과 비교함으로써, 최적 진동 주파수의 선정 제어 및 출력전력의 제어가 가능한 장점을 갖는다. The ultrasonic oscillator driving circuit according to the present invention controls the selection of the optimum vibration frequency by shifting the resonant frequency to another frequency during the operation of the vibrator that changes according to the load condition, measuring the operating performance of the vibrator at that time and comparing it with the current operating point. It is possible to control output power.

또한, 본 발명에 따른 초음파 진동자 구동 회로는 전원 공급 회로(30)에 의해 진동자로 공급되는 구동 전원의 전류의 위상의 한 주기마다 일정 위상 차가 지연된 위상에서 해당 위상 값을 샘플링하고, 샘플링된 신호를 디지털 신호로 변환하여 출력함으로써, 일반적으로 사용되는 저속의 아날로그 디지털 컨버터로 고속의 초음파 신호를 디지털 신호 처리할 수 있는 장점은 갖는다. In addition, the ultrasonic vibrator driving circuit according to the present invention samples the phase value in a phase in which a predetermined phase difference is delayed every one period of the phase of the current of the driving power supplied to the vibrator by the power supply circuit 30, and the sampled signal is obtained. By converting and outputting a digital signal, there is an advantage that a high speed ultrasonic signal can be digitally processed by a low speed analog-to-digital converter which is generally used.

또한, 이러한 일련의 모든 회로는 디지털로 구성되어 단일 칩으로 집적화할 수 있어 SOC(System On a Chip)의 기술로 구현이 가능하며, 아날로그 회로보다 저가격으로 구성할 수 있으며 양산화할 경우 제품의 품질을 안정화할 수 있고 환경변화에 대처가 용이하다는 장점이 있다.In addition, all of these series of circuits can be configured digitally and integrated into a single chip, which can be implemented using SOC (System On a Chip) technology, which can be configured at a lower cost than analog circuits. It can be stabilized and easy to cope with environmental changes.

한편, 본 발명은 도면에 도시된 실시 예들을 참고로 설명되었으나 이는 예시적인 것에 불과하며, 당해 기술분야에 통상의 지식을 지닌 자라면 이로부터 다양한 변형 및 균등한 타실시예가 가능하다는 점을 이해할 것이다. 따라서 본 발명의 진정한 기술적 보호범위는 첨부된 특허청구범위에 의해서만 정해져야 할 것이다. On the other hand, the present invention has been described with reference to the embodiments shown in the drawings but this is only exemplary, those skilled in the art will understand that various modifications and equivalent other embodiments are possible therefrom. . Therefore, the true technical protection scope of the present invention should be defined only by the appended claims.

Claims

A vibrator vibrating according to a pulse width modulation (PWM) signal;

Numerical data of SHE PWM (Pulse width Modulation) signal from which harmonics for driving the vibrator are removed, and a sine wave and cosine wave having the same phase and frequency as the SHE PWM signal. Digital signal oscillator for outputting;

A power supply circuit for selectively supplying driving power to the vibrator in accordance with a PWM signal output from the digital signal oscillator;

A digital signal converter for sampling a corresponding phase value in a phase in which a predetermined phase difference is delayed every one phase of a current of a driving power supplied to the vibrator by the power supply circuit, and converting the sampled signal into a digital signal and outputting the digital signal;

Comparing the digital signal output by the digital signal converter and the numerical data of the digital value corresponding to the sine wave output from the digital signal oscillator and the numerical data of the digital value corresponding to the cosine wave, respectively, calculate the phase difference A phase calculator for outputting;

A controller for outputting a control signal to control the phase of the SHE PWM signal output from the digital signal oscillator according to the output value according to the phase difference calculated by the phase calculator;

Ultrasonic vibrator drive circuit comprising a.

The power supply circuit of claim 1, wherein the power supply circuit is:

A first transistor having a base connected to the digital signal oscillator and a collector connected to a power supplied to the vibrator;

A capacitor connected to one end of a second coil having one end connected to an emitter of the first transistor and the other end facing a position corresponding to the first coil connected to the vibrator;

A first resistor having one end connected to the other end of the second coil;

A current measuring unit connected to the other end of the first resistor and specifying a current supplied to the vibrator through a voltage measured from the first resistor;

A second transistor having an emitter connected to a node to which an emitter of the first transistor and one end of a capacitor are connected, a base connected to the digital signal oscillator, and a collector connected to ground;

Ultrasonic vibrator drive circuit comprising a.

The method according to claim 1 or 2, wherein the digital signal converter is:

A sample and hold for sampling a phase value of the current measured by the current measuring unit according to a driving pulse and outputting a held value;

A drive pulse input unit for applying a drive pulse so that the sample and hold samples a phase value at a point where a constant phase is delayed every one period of the phase of the current;

An analog-to-digital converter for converting the value output by the sample and hold into a digital signal and outputting the digital signal;

Ultrasonic vibrator drive circuit comprising a.

The method of claim 1, wherein the digital signal oscillator:

A SHE PWM signal generator for generating a SHE PWM signal from which harmonics for driving the vibrator is removed and applying the same to a vibrator;

A sine wave table for generating and outputting numerical data of digital values corresponding to sine waves having the same phase and frequency as the SHE PWM signal;

A cosine wave table for generating and outputting numerical data of digital values corresponding to cosine waves having the same phase and frequency as the SHE PWM signal;

Ultrasonic vibrator drive circuit comprising a.

The method of claim 1, wherein the phase calculation unit:

The period of the SHE PWM signal after multiplying the digital signal output by the digital signal converter and the numerical data of the digital value corresponding to the sine wave output from the digital signal oscillator and the digital value of the digital value corresponding to the cosine wave, respectively. And integrating an integral value for each step to calculate the phase difference between the phase of the input current actually input to the vibrator and the SHE PWM signal supplied from the digital signal oscillator.