KR100871676B1 - DC-to-DC conversion apparatus adopting SLLC series resonant converter - Google Patents
DC-to-DC conversion apparatus adopting SLLC series resonant converter Download PDFInfo
- Publication number
- KR100871676B1 KR100871676B1 KR1020060083571A KR20060083571A KR100871676B1 KR 100871676 B1 KR100871676 B1 KR 100871676B1 KR 1020060083571 A KR1020060083571 A KR 1020060083571A KR 20060083571 A KR20060083571 A KR 20060083571A KR 100871676 B1 KR100871676 B1 KR 100871676B1
- Authority
- KR
- South Korea
- Prior art keywords
- transformer
- series resonant
- converter
- resonant converter
- series
- Prior art date
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/338—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement
- H02M3/3385—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only in a self-oscillating arrangement with automatic control of output voltage or current
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
승압모드와 강압모드 둘 다 동작될 수 있고, 상대적으로 좁은 주파수 제어범위에서 넓은 범위의 입출력 전압제어를 할 수 있으며, 스위칭 동작영역에서 모든 스위칭소자들이 소프트 스위칭 할 수 있는 등의 여러 장점들을 갖고 있는 SLLC 직렬공진 컨버터 및 이를 적용한 직류 변환장치에 관한 발명. 본 발명에서는 직렬공진 컨버터의 공진수단을 변압기 2차측에 위치시켜 직렬공진을 위한 직렬커패시터의 크기 및 단가를 저감 할 수 있고, 변압기 자화인덕턴스를 가능한 크게 하기 위해 변압기에 공극을 두지 않았으며 1차측 누설인덕턴스(Ll1)와 2차측 누설인덕턴스(Ll2)를 직렬공진수단으로 이용하였다. 또한, 직렬공진 컨버터의 1차측 Bridge 주스위칭소자의 영전압 스위칭을 위한 전류를 흐르도록 하기 위해 변압기 2차측에 병렬인덕터(L2)를 추가하여 LLC 직렬공진 컨버터의 특성을 얻도록 하였다. 추가된 병렬인덕터(L2) 값 변화에 따라 높은 전압 이득특성을 갖게 되어 변압기의 적은 턴수비에도 높은 출력전압을 얻을 수 있는 장점을 갖는다. Both the boost mode and the step-down mode can be operated, a wide range of input / output voltage control can be performed in a relatively narrow frequency control range, and all switching devices can be soft switched in the switching operation area. An invention on an SLLC series resonant converter and a direct current converter using the same. In the present invention, the resonator means of the series resonant converter can be located on the secondary side of the transformer to reduce the size and cost of the series capacitor for the series resonant. Inductance (L l1 ) and secondary leakage inductance (L l2 ) were used as the series resonant means. In addition, the parallel inductor (L 2 ) was added to the secondary side of the transformer in order to flow a current for zero voltage switching of the primary bridge juice switching device of the series resonant converter to obtain the characteristics of the LLC series resonant converter. As the added parallel inductor (L 2 ) value changes, it has a high voltage gain characteristic, and has the advantage of obtaining a high output voltage even at a low turn ratio of the transformer.
SLLC 직렬공진, DC/DC 컨버터, 직렬공진, 누설인덕턴스 SLLC series resonance, DC / DC converter, series resonance, leakage inductance
Description
도 1은 종래의 전압형 풀브리지 직류 변환장치의 개략 회로도.1 is a schematic circuit diagram of a conventional voltage full bridge DC converter.
도 2는 도 1과 같은 전압형 직류 변환장치의 동작 파형도.2 is an operation waveform diagram of a voltage DC converter as shown in FIG. 1.
도 3은 전류형 직류 변환장치의 개략 회로도.3 is a schematic circuit diagram of a current-type DC converter.
도 4는 도 3과 같은 전류형 직류 변환장치의 동작 파형도.4 is an operation waveform diagram of the current-type DC converter as shown in FIG.
도 5는 1차측에 직렬공진 커패시터가 적용된 종래의 LLC 직렬공진 컨버터의 회로도. 5 is a circuit diagram of a conventional LLC series resonant converter to which a series resonant capacitor is applied on a primary side.
도 6은 2차측에 직렬공진커패시터와 병렬인덕터(L2)가 적용된 본 발명의 SLLC 직렬공진 컨버터의 일실시예 회로도.Fig. 6 is a circuit diagram of an embodiment of the SLLC series resonant converter of the present invention to which a series resonant capacitor and a parallel inductor L 2 are applied on the secondary side.
도 7은 본 발명의 SLLC 직렬공진 컨버터의 일실시예의 동작 파형도.7 is an operational waveform diagram of an embodiment of the SLLC series resonant converter of the present invention.
도 8~12는 본 발명의 SLLC 직렬공진 컨버터의 일실시예의 작용을 설명하기 위한 동작모드 설명도.8 to 12 are operation mode explanatory diagrams for explaining the operation of one embodiment of the SLLC series resonant converter of the present invention.
도 13은 도 6의 등가회로도.13 is an equivalent circuit diagram of FIG. 6.
도 14는 본 발명의 SLLC 직렬공진 컨버터의 다른 실시예를 나타내는 회로도.14 is a circuit diagram showing another embodiment of the SLLC series resonant converter of the present invention.
도 15는 도 14의 등가회로도.15 is an equivalent circuit diagram of FIG. 14.
도 16은 도 15에 대한 전압이득 특성곡선.16 is a voltage gain characteristic curve for FIG.
도 17은 도 14에 나타낸 실시예에 있어서의 1차측 단자전압(Vab)과 전류(IT1) 및 2차측 공진전류(ID)와 병렬인덕터 전압(VL2) 간의 실험파형도(50V/div., 50A/div., 500V/div., 2.5A/div., 4㎲/div).FIG. 17 is an experimental waveform diagram (50V /) between the primary terminal voltage V ab and the current I T1 , the secondary resonant current I D , and the parallel inductor voltage V L2 in the embodiment shown in FIG. 14. div., 50 A / div., 500 V / div., 2.5 A / div., 4 μs / div).
도 18은 도 14에 나타낸 실시예의 시제품 사진.18 is a prototype photograph of the embodiment shown in FIG. 14.
도 19는 본 발명의 SLLC 직렬공진 컨버터의 또다른 실시예도.19 shows another embodiment of the SLLC series resonant converter of the present invention.
도 20은 상기 도 19의 변형 실시예 회로도.20 is a circuit diagram of the modified embodiment of FIG.
도 21은 도 19의 등가회로.21 is an equivalent circuit of FIG.
도 22는 도 19와 도 20에 나타낸 회로의 입출력전압 이득특성곡선.22 is an input / output voltage gain characteristic curve of the circuit shown in FIGS. 19 and 20. FIG.
도 23은 본 발명의 SLLC 직렬공진 컨버터의 또다른 실시예로서, 승압형 푸시풀 직류 변환장치의 주회로를 나타내는 회로도.Fig. 23 is a circuit diagram showing a main circuit of a boost type push-pull DC converter as another embodiment of the SLLC series resonant converter of the present invention.
도 24는 본 발명의 SLLC 직렬공진 컨버터의 또다른 실시예로서, 승압형 하프브릿지 직류 변환장치의 주회로를 나타내는 회로도.24 is a circuit diagram showing a main circuit of a boost type half bridge DC converter as another embodiment of the SLLC series resonant converter of the present invention.
도 25는 본 발명에 램프 부하를 사용하는 경우의 응용례 회로도.Fig. 25 is a circuit diagram of an application example when using a lamp load in the present invention.
본 발명은, 직류변환 장치, 즉 DC/DC 컨버터에 관한 것이다. 보다 구체적으로 본 발명은 SLLC 직렬공진 컨버터회로 및 이를 주회로로서 적용한 직류변환 장치 에 관한 것이다.The present invention relates to a direct current conversion device, that is, a DC / DC converter. More specifically, the present invention relates to a SLLC series resonant converter circuit and a direct current converter using the same as a main circuit.
낮은 입력전압을 높은 출력전압으로 변환하는 고주파 승압형 직류 변환장치에 있어서 종래의 컨버터 주회로는 일반적으로 전압형 컨버터(Voltage-Fed Converter)와 전류형 컨버터(Current-Fed Converter)로 나눌 수 있다. In the high frequency step-up DC converter that converts a low input voltage to a high output voltage, a conventional converter main circuit can be generally divided into a voltage-fed converter and a current-fed converter.
도 1은 전압형 Full Bridge 직류 변환장치의 회로를 예시하고, 도 2는 전압형 Full Bridge 직류 변환장치의 동작 파형도를 나타낸다[참고: Vlako Vlatkovic, Juan A. Sabate, Raymond B. Redley, Fred C. Lee, Bo H Cho "Small-Signal Analysis of the Phase-Shifted PWM Converter", IEEE Trans. Power Electron. vol.7, no1, pp.128-135, 1992; Lai, J.S "A High-Performance V6 Converter for Fuel Cell Power Conditioning System" Vehicle Power and Propulsion, 2005 IEEE Conference , sept 2005, pp 624-630].FIG. 1 illustrates a circuit of a voltage full bridge DC converter, and FIG. 2 shows an operating waveform diagram of the voltage full bridge DC converter. [Reference: Vlako Vlatkovic, Juan A. Sabate, Raymond B. Redley, Fred C Lee, Bo H Cho "Small-Signal Analysis of the Phase-Shifted PWM Converter", IEEE Trans. Power Electron. vol. 7, no, pp. 128-135, 1992; Lai, J.S "A High-Performance V6 Converter for Fuel Cell Power Conditioning System" Vehicle Power and Propulsion, 2005 IEEE Conference, sept 2005, pp 624-630].
전압형 컨버터는 일반적으로, 중대용량에서 전압형 Full Bridge 직류 변환장치가 위상전이(Phase-shift) PWM 방식적용에 의해 1차측 브리지(Bridge) 주 스위칭소자(S1, S2, S3, S4)에 안정한 영전압 스위칭동작을 제공함으로써 스위칭손실을 저감시킬 수 있기 때문에 승압형 직류 변환장치로 많이 적용되고 있다. 하지만 전압형 Full Bridge 직류 변환장치는 승압을 위해 높은 변압기 턴수비(Turn ratio)를 요구하기 때문에 변압기 누설인덕턴스 증가에 의한 듀티손실 (△D)이 발생하게 된다. Voltage converters are generally stable to primary bridge main switching devices (S1, S2, S3, S4) by applying a phase-shift PWM method in a medium-to-high voltage voltage full bridge DC converter. Since the switching loss can be reduced by providing the zero voltage switching operation, it is widely applied as a boost type DC converter. However, the voltage-type full bridge DC converter requires a high transformer turn ratio for boosting, resulting in a duty loss (ΔD) due to an increase in the transformer leakage inductance.
이때 출력전압은 , 이다.At this time, the output voltage , to be.
듀티손실(△D) 구간 동안에 흐르는 순환전류는 2차측에 에너지를 전달하지 못하고 단지 1차측 브리지(Bridge) 주 스위칭소자를 통해서 흐르므로 도통손실만 증가시켜 효율특성이 떨어지게 하는 문제점을 갖는다. Since the circulating current flowing during the duty loss period DELTA D does not transfer energy to the secondary side but only flows through the primary bridge main switching element, only the conduction loss increases, resulting in a decrease in efficiency characteristics.
한편, 도 3은 전류형 직류 변환장치의 회로도, 도 4는 전류형 직류 변환장치 동작 파형을 나타낸다. [참고: L. Zhu, K. Wang, F.C. Lee, J. Lai, "Design Considerations of Start-up Process for Active-Clamp Isolated Full-Bridge Boost Converter", VPEC Seminar, 1999] 3 is a circuit diagram of a current-type DC converter, and FIG. 4 shows operation waveforms of the current-type DC converter. [Note: L. Zhu, K. Wang, F.C. Lee, J. Lai, "Design Considerations of Start-up Process for Active-Clamp Isolated Full-Bridge Boost Converter", VPEC Seminar, 1999]
전류형 컨버터는 입력단에 승압인덕터(L)를 부착하여 단락구간 동안 승압인덕터(L)에 에너지를 축적하고, 전달구간 동안에 입력전압(Vin)과 승압인덕터(L)에 축적된 전압의 합을 변압기 1차측에 인가해 줌으로써 에너지를 전달하게 된다. 이때 승압인덕터(L)에 흐르는 전류는 적은 리플전류를 갖는 소정 DC 전류이므로 낮은 입력 전압 및 대전류를 공급하는 직류 DC-DC 승압기로서 바람직한 특징을 갖는다. The current converter attaches a boost inductor (L) to the input terminal to accumulate energy in the boost inductor (L) during the short-circuit period, and converts the sum of the voltage accumulated in the input voltage (Vin) and the boost inductor (L) during the transfer period. It is applied to the primary side to transfer energy. At this time, since the current flowing through the boost inductor L is a predetermined DC current having a small ripple current, it has a desirable feature as a DC DC-DC booster supplying a low input voltage and a large current.
하지만, 도 3 및 도 4에 있어서 승압인덕터(L)를 통해 흐르던 전류가 주 스위칭소자(S1, S2, S3, S4)의 턴오프시 스위칭소자 내의 기생 커패시턴스와 기생진동(Ringing)현상을 일으키고 스위칭소자의 전압 스트레스를 증가시킨다. 이를 해결하기 위해 스위칭소자의 DC 연결부 양단에 RCD 스너버회로(Snubber)를 부착하여 스위칭소자의 턴오프시 승압 인덕터에 흐르는 전류경로를 스너버다이오드와 스너버커패시터를 통해 흐르게 함으로써, 스위칭소자에 인가되는 서지 전압을 억제(Clamp) 할 수 있다. However, in FIG. 3 and FIG. 4, the current flowing through the boost inductor L causes parasitic capacitance and parasitic vibration in the switching element when the main switching elements S1, S2, S3, and S4 turn off, and is switched. Increase the voltage stress of the device. To solve this problem, an RCD snubber circuit is attached to both ends of the DC connection of the switching element so that the current path flowing through the boost inductor through the snubber diode and the snubber capacitor is applied to the switching element when the switching element is turned off. The surge voltage can be clamped.
그러나 이와 같은 RC 혹은 RCD스너버 회로의 적용은 방전시 스너버 커패시터에 충전된 에너지를 스너버 저항을 통해 소비하게 되므로 스위칭주파수가 높을수록 스위칭손실이 커져서 에너지 변환효율을 저감시킨다. However, the application of the RC or RCD snubber circuit consumes the energy charged in the snubber capacitor through the snubber resistor during discharge, so the higher the switching frequency, the greater the switching loss, thereby reducing the energy conversion efficiency.
앞에서 소개한 종래의 주회로에 대한 특성 및 문제점을 감안하여, 승압모드와 강압모드 둘 다 동작될 수 있고 상대적으로 좁은 주파수 제어범위에서 넓은 범위의 입출력 전압제어를 할 수 있으며, 스위칭 동작영역에서 모든 스위칭소자들이 소프트 스위칭 할 수 있는 등의 여러 장점들을 갖고 있는 LLC 직렬공진 컨버터 적용 승압형 직류 변환장치가 제안되었다. 도 5에 이러한 컨버터회로를 나타내었다. [참고: Bo. Yang, F.C. Lee, A.J. Zhang, "LLC Resonant converter for Front End DC/DC Conversion," IEEE-APEC'2002, Vol. 2, pp. 1108-1112, 2002; Guisong Huang, Alpha J. Zhang, Yilei Gy, "LLC Series Resonant DC-TO-DC Converter", Patent No.: US 6,344,9779 B1, Feb. 5, 2002] In consideration of the characteristics and problems of the conventional main circuit described above, both the boost mode and the step-down mode can be operated, and a wide range of input / output voltage control can be performed in a relatively narrow frequency control range. A step-up DC converter using an LLC series resonant converter has been proposed, which has several advantages such as soft switching of switching elements. This converter circuit is shown in FIG. [Note: Bo. Yang, F.C. Lee, A.J. Zhang, "LLC Resonant converter for Front End DC / DC Conversion," IEEE-APEC'2002, Vol. 2, pp. 1108-1112, 2002; Guisong Huang, Alpha J. Zhang, Yilei Gy, "LLC Series Resonant DC-TO-DC Converter", Patent No .: US 6,344,9779 B1, Feb. 5, 2002]
LLC 직렬공진 컨버터는 전력밀도 및 효율특성을 더욱 증가시키기 위해 개발된 것으로서, 인덕터와 변압기를 하나의 변압기로 일체화시킨 변압기를 사용하고 있다. 그러나 도 5의 LLC 직렬공진 컨버터는 낮은 입력전압에서 높은 출력전압으로 전압을 승압시켜 동작되므로, LLC 직렬공진 컨버터의 공진수단 중 하나인 직렬공진커패시터를 1차측에 사용하는한 1차측에 흐르는 대전류로 인해 직렬공진 커패시터가 열화되어 특성변화가 생길 수 있고 커패시터의 크기 증가에 따른 고집적화의 어려움 및 적용 단가 상승 등에 따라 1차측에 사용하기에는 여러 문제점이 따른다. The LLC series resonant converter was developed to further increase power density and efficiency characteristics, and uses a transformer integrating an inductor and a transformer into one transformer. However, since the LLC series resonant converter of FIG. 5 is operated by stepping up a voltage from a low input voltage to a high output voltage, a large current flowing to the primary side as long as a series resonant capacitor, which is one of the resonance means of the LLC series resonant converter, is used on the primary side. Due to the deterioration of the series resonant capacitor may cause a change in characteristics, there are a number of problems to use in the primary side due to the difficulty of high integration due to the increase in the size of the capacitor and the increase in the application cost.
본 발명은 상기 문제점을 해결하기 위하여 안출된 것으로서, 본 발명의 목적은 LLC 직렬공진 컨버터의 공진수단을 변압기의 2차측에 위치시킴으로써 공진수단의 크기 및 단가를 저감할 수 있는 SLLC 직렬공진 컨버터회로 및 이를 채용한 직류변환장치를 제공하는 것이다. The present invention has been made to solve the above problems, an object of the present invention is to provide a SLLC series resonant converter circuit that can reduce the size and cost of the resonator means by placing the resonator means of the LLC series resonant converter on the secondary side of the transformer and It is to provide a DC converter adopting this.
본 발명의 다른 목적은, LLC 직렬공진 컨버터의 1차측 주스위칭소자의 영전압 스위칭을 위한 전류가 흐르도록 하기 위해 변압기 2차측에 병렬인덕터를 추가함으로써 높은 전압이득특성을 얻을 수 있는 SLLC 직렬공진 컨버터회로 및 이를 채용한 직류변환장치를 제공하는 것이다. Another object of the present invention is to provide a high voltage gain characteristic by adding a parallel inductor on the secondary side of a transformer to allow current for zero voltage switching of a primary juice switching element of an LLC series resonant converter. It is to provide a circuit and a DC converter employing the same.
발명의 개요Summary of the Invention
상기 목적을 달성하기 위해, 본 발명은 새로운 구성의 SLLC 직렬공진 컨버터회로를 개시한다. 이하, 본 발명의 컨버터 회로에 사용된 LLC 직렬공진 회로를 종래의 것과 구별하기 위하여 SLLC(Secondary LLC) 직렬공진 회로라 명명하기로 한다.In order to achieve the above object, the present invention discloses a SLLC series resonant converter circuit of a novel configuration. Hereinafter, in order to distinguish the LLC series resonant circuit used in the converter circuit of the present invention from the conventional one, it will be referred to as a SLLC (Secondary LLC) series resonant circuit.
이 컨버터회로의 제1특징에 따른 SLLC 직렬공진 컨버터회로는, 다수의 주스위칭소자와, 이 주스위칭소자의 전류단속에 의해 유도전압을 발생하기 위하여 1차측 권선과 2차측권선을 갖는 변압기를 포함하는데, 상기 변압기의 2차측권선에 직 렬로 연결되는 공진수단을 포함하고 있다. The SLLC series resonant converter circuit according to the first aspect of the converter circuit includes a plurality of juice switching elements and a transformer having a primary winding and a secondary winding to generate an induced voltage by the current interruption of the juice switching element. It includes a resonating means connected in series with the secondary winding of the transformer.
상기 공진수단은 상기 변압기의 2차측권선의 일단에 제1단이 연결되고 제2단은 본 SLLC 직렬공진 컨버터회로의 출력단에 연결되는 커패시터를 포함하여, 상기 변압기의 1차측 누설인덕턴스와 2차측 누설인덕턴스와 함께 공진작용을 한다. The resonator means includes a capacitor having a first end connected to one end of the secondary side winding of the transformer and a second end connected to an output end of the SLLC series resonant converter circuit, and a primary leakage inductance and a secondary leakage of the transformer. Resonance with inductance
또한, 상기 공진수단은 상기 커패시터의 제2단에 연결되는 병렬인덕터를 추가로 포함하는 것이 바람직하다. In addition, the resonator means preferably further comprises a parallel inductor connected to the second end of the capacitor.
또한, 상기 공진수단은 상기 커패시터의 제2단 및 상기 병렬인덕터와의 연결부 및 본 SLLC 직렬공진 컨버터회로의 출력단 사이에 연결되는 직렬인덕터를 추가로 포함할 수 있다. The resonating means may further include a series inductor connected between a second end of the capacitor and a connection with the parallel inductor and an output end of the SLLC series resonant converter circuit.
본 발명에 따른 컨버터회로의 제2특징에 따른 SLLC 직렬공진 컨버터회로는, 다수의 주스위칭소자와, 이 주스위칭소자의 전류단속에 의해 유도전압을 발생하기 위하여 1차측 권선과 2차측권선을 갖는 변압기를 포함하는데, 상기 변압기의 2차측권선에 직렬로 연결되는 공진수단을 포함하고, 공진수단과 직렬로, 공극을 갖고 있는 LCTR(Loosely Coupled Transformer) 변압기를 연결하여 사용하는 것을 특징으로 한다. The SLLC series resonant converter circuit according to the second aspect of the converter circuit according to the present invention has a plurality of juice switching elements and a primary winding and a secondary winding to generate an induced voltage by the current interruption of the juice switching elements. It includes a transformer, comprising a resonating means connected in series to the secondary side winding of the transformer, in series with the resonating means, characterized in that for use by connecting a LCTR (Loosely Coupled Transformer) transformer having a void.
상기 공진수단은 상기 변압기의 2차측권선의 일단에 제1단이 연결되고 제2단은 SLLC 직렬공진 컨버터회로의 출력단에 연결되는 커패시터를 포함한다. The resonator means includes a capacitor having a first end connected to one end of a secondary winding of the transformer and a second end connected to an output end of an SLLC series resonant converter circuit.
이 컨버터회로에서는 상기 커패시터는 상기 LCTR의 자화인덕턴스 ()및 누설인덕턴스()와 함께 공진작용을 한다.In this converter circuit, the capacitor is a magnetizing inductance of the LCTR ( ) And leakage inductance ( Resonance with
이상에서 설명한 SLLC 직렬공진 컨버터회로는 각종 방식의 직류변환 장치, 즉, 입력단에 입력되는 제1전압의 직류를 제2전압의 직류로 변환하여 출력단으로 출력하는 DC/DC컨버터에 채용 가능하다. 상기 SLLC 직렬공진 컨버터회로를 채용가능한 직류변환 장치로는, 풀브릿지(full bridge), 하프브릿지(half bridge), 푸쉬풀(push-pull) 형식을 예로 들 수 있다. The SLLC series resonant converter circuit described above can be employed in various types of DC converters, that is, DC / DC converters for converting the direct current of the first voltage input to the input terminal into the direct current of the second voltage and outputting the output to the output terminal. Examples of the DC converter that can adopt the SLLC series resonant converter circuit include full bridge, half bridge, and push-pull types.
이렇게 본 발명의 SLLC 직렬공진 컨버터회로를 채용한 직류변환 장치에 있어서는, 입력단에 입력되는 직류전압에 의한 DC 바이어싱 현상이 발생할 수 있으므로, 이를 막기 위하여 컨버터회로의 변압기의 1차측권선에 블로킹 커패시터를 추가로 연결하는 것이 바람직하다. As described above, in the DC converter adopting the SLLC series resonant converter circuit of the present invention, a DC biasing phenomenon may occur due to the DC voltage input to the input terminal. Therefore, in order to prevent this, a blocking capacitor is placed on the primary winding of the transformer of the converter circuit. It is preferable to connect further.
이상에서 설명한 본 발명의 구성을 보다 더 가시적으로 설명하면 다음과 같다.Referring to the configuration of the present invention described above more visually as follows.
도 6에서와 같이 SLLC 직렬공진 컨버터의 공진수단을 변압기(TR) 2차측에 위치시켜 주회로를 구성함으로써, 직렬공진용 커패시터(CS)의 크기 및 단가를 저감할 수 있다. 그리고 일반적인 변압기처럼 자화인덕턴스(Magnetizing Inductance)를 가능한한 크게 하기 위해 변압기(TR)에 공극(air gap)을 두지 않았으며 1차측 누설인덕턴스(Ll1)와 2차측 누설인덕턴스(Ll2)를 직렬공진수단으로서 사용하는 권선방법을 적용하였다. 특히, 1차측의 Bridge 주스위칭소자(,,,)의 영전압 스위칭을 위한 전류를 흘리기 위해 2차측에 병렬인덕터(L2)를 추가하여 SLLC 직렬공진 컨버터의 특성을 얻도록 하였다. 이와 같이 병렬인덕터(L2)의 추가에 의해, 이 병렬인덕터(L2) 값에 따라 높은 전압 이득특성을 갖게 되어 변압기의 적은 턴수비에도 높은 출력전압을 얻을 수 있고 넓은 입력전압 범위와 모든 부하 범위에서 사용 가능한 장점이 있다. 따라서 본 발명에서 제안한 SLLC 직렬공진 컨버터는 변압기(TR)의 1, 2차측 누설인덕턴스 및 변압기(TR) 2차측에 설치한 커패시터(CS)와의 직렬공진과 병렬인덕터(L2)의 추가로 도 5의 종래 LLC 직렬공진 컨버터에서 발생되는 문제점을 해결할 수 있다. As shown in FIG. 6, the resonating means of the SLLC series resonant converter is positioned on the secondary side of the transformer TR to configure the main circuit, thereby reducing the size and cost of the series resonant capacitor C S. In order to make the magnetizing inductance as large as possible in general transformers, air gaps are not provided in the transformer (TR), and the primary leakage inductance (L l1 ) and the secondary leakage inductance (L l2 ) are series resonance. The winding method used as a means was applied. In particular, the bridge juice switching element on the primary side ( , , , The parallel inductor (L 2 ) was added to the secondary side to obtain the characteristics of the SLLC series resonant converter. Thus to obtain a high output voltage by the addition of the parallel inductor (L 2), the parallel inductor (L 2) is given a high gain characteristic according to the value in the low-turn defense of the transformer and a wide input voltage range, and all the load There are advantages available in the range. Therefore, the SLLC series resonant converter proposed in the present invention further shows a series resonance and a parallel inductor (L 2 ) between the primary and secondary leakage inductance of the transformer (TR) and the capacitor (C S ) installed on the secondary side of the transformer (TR). 5 can solve the problems occurring in the conventional LLC series resonant converter.
본 발명의 일실시예에 따른 직류 변환장치의 동작설명Description of the operation of the DC converter according to an embodiment of the present invention
본 발명에서 제안한 SLLC 직렬공진 컨버터를 적용한 직류 변환장치의 일실시예에 따른 승압형 DC/DC 컨버터에 대한 동작모드를 시간별로 구분하여 살펴본다. 도 7의 파형도는 규준화된 주파수()가 1보다 낮은 불연속모드(Discontinuous Conduction Mode) 영역에서 동작했을 때의 본 발명의 직렬공진 컨버터의 동작파형이다. 이 동작파형들은 변압기 1차측 단자전압 , 변압기 2차측 전류 , 병렬인덕터 전류 , 2차측 공진전류 , 병렬인덕터 양단전압 를 나타내고 있으며 반주기의 동작모드를 5가지 모드로 나누었다. 각 모드의 동작은 도 8~12에 나타내었다. The operation mode of the boost type DC / DC converter according to the embodiment of the DC converter applying the SLLC series resonant converter proposed by the present invention will be described by time. 7 shows the normalized frequency ( ) Is an operating waveform of the series resonant converter of the present invention when operating in a discontinuous conduction mode region lower than one. These operating waveforms are the primary voltage of the transformer Transformer secondary current Parallel inductor current , Secondary side resonant current , Voltage across parallel inductor The half cycle operation mode is divided into five modes. The operation of each mode is shown in Figs.
Mode 1 (t0~t1) : 도 8에서, 모드 1은 주스위칭소자 ,가 턴오프되고 2차측의 병렬인덕터 전류 가 1차측으로 유도(Reflected)되어 흐르는 변압기 전류 IT1에 의해 주스위칭소자 ,,,의 출력커패시터가 충·방전을 끝마치는 직후의 동작시점이다. 시점 이후 일정하게 흐르는 병렬인덕터 전류 가 변압기 1차측으로 유도되어 주스위칭소자 에 접속된 다이오드(바디다이오드)와 변압기 1차측을 통해 부전류(Negative Current)가 흐른다. 따라서 변압기 1차측 단자 전압은 극성이 변하여 입력전압 이 인가되고 변압기 2차측 전압 도 극성이 변한다. 이때 공진전류 가 정류다이오드 를 도통하여 흐르므로 병렬인덕터 L2에 출력전압 Vo이 인가되고 병렬인덕터 전류 가 부(Negative)의 피크값에서 선형적으로 일정 기울기로 상승하며 흐른다. t1 시점에서 주스위칭소자 의 바디다이오드를 통해 흐르는 부전류 때문에 주스위칭소자 가 영전압 스위칭(Zero Voltage Switching) 동작 상태에서 턴온(Turn-on)하게 된다. Mode 1 (t 0 to t 1 ): In FIG. 8,
Mode 2 (t1~t2) : 도 9에서, t1 시점에서 주스위칭소자 는 영전압 스위칭으로 턴온(Turn-on)하고 주스위칭소자를 통해 입력전압(Vin)이 변압기에 인가되므로 변압기 1차측 전류 이 정방향으로 흐르기 시작한다. 모드 1과 모드 2에서 직렬공진은 변압기(TR) 1차측 누설인덕턴스 과 2차측 누설인덕턴스 , 그리고 2차측 직렬공진 커패시터 에 의해 이루어지게 되며, 정류다이오드 는 계속 도통하고 있으며 부하측으로 흐르는 공진전류 는 점차 상승하고 있다. 이때 병렬인덕터 L2는 직렬공진용 변압기(TR)의 1, 2차측 누설인덕턴스 , 에 비해 큰 값의 인덕턴스를 가지므로 직렬공진특성에 큰 영향을 주지 않는다. 이 모드가 끝나는 시점은 병렬인덕터 전류 가 정(Positive)방향으로 바뀌는 시점 t2이다. Mode 2 (t 1 to t 2 ): In FIG. 9, the juice switching device at the time t 1 Is turned on by zero voltage switching and the input voltage (V in ) is applied to the transformer through the juice switching element, so the transformer primary current This begins to flow in the forward direction. In
Mode 3 (t2~t3) : 도 10에서, 모드 3은 모드 2와 같은 특성을 나타내고 있다. 다만 병렬인덕터 전류 가 선형적인 일정 기울기를 가지고 정(Positive) 전류로서 흐르며, 이 모드가 끝나는 시점은 병렬인덕터 전류 와 변압기(TR) 2차측 전류 가 같고, 부하측에 더 이상 공진전류가 흐르지 않으며 직렬공진이 끝나는 시점이다.Mode 3 (t 2 to t 3 ): In FIG. 10,
Mode 4 (t3~t4) : 도 11에서, 모드 4는 시점에서 공진이 끝나는 시점으로, 2차측 공진전류 는 흐르지 않고 변압기(TR) 2차측 정류다이오드 는 출력전압(Vo)으로 역바이어스 되어 있다. 이 모드 동안에 주스위칭소자 는 턴온되어 있으므로 입력전압(Vin)이 변압기에 인가되어 있고 이 모드동작에서 공진수단은 변압기(TR) 1차측 누설인덕턴스 과 2차측 누설인덕턴스 그리고 2차측 직렬공진 커패시터 및 병렬인덕터 에 의해 이루어지게 된다. 이 모드는 주스위칭소자 가 턴오프시 끝나게 된다.Mode 4 (t 3 to t 4 ): In FIG. 11,
Mode 5 (t4~t5) : 도 12에서, 모드 5는 시점에서 주스위칭소자 가 턴오프될 때 시작한다. 일정하게(Constant) 흐르는 병렬인덕터 전류 가 1차측으로 유도(Reflected)되어 흐르는 변압기 1차측 전류 에 의해 주스위칭소자 의 출력 커패시터가 순간적으로 충·방전을 개시하여 끝마친 후 주 스위칭소자 의 바디다이오드를 통해 흐르며 이때 변압기(TR)의 1차측 단자전압 극성(Vab)이 바뀌게 된다. Mode 5 (t 4 to t 5 ): In FIG. 12,
Mode 6 (t4~t5) : 다음 반주기에 대한 동작모드는 모드 1 이후의 동작모드와 같으므로 설명을 생략한다. 위의 동작모드설명과 제 9도의 동작파형에서 볼 수 있듯이 모든 주스위칭소자 는 턴온/오프시 영전압에서 스위칭됨을 확인할 수 있다. 즉, 주스위칭소자 턴온/오프시의 영전압 스위칭은 병렬인덕터 에 저장된 에너지에 의해 흐르는 전류가 1차측으로 유도되어(Reflected) 흐르는 전류 에 의해 결정되므로 부하에 관계없이 영전압 스위칭을 이룰 수 있다. 또한 변압기 2차측 공진전류 는 불연속으로 흐르기 때문에 출력다이오드 ,,,의 역회복 특성에 따른 스위칭 손실을 저감할 수 있다. 위의 사항들을 고려할 때 본 발명에서 제안된 SLLC 승압형 컨버터는 낮은 전압정격의 스위칭소자 사용과 스위칭손실 저감 등을 통하여 효율을 개선할 수 있는 특징을 갖는다. Mode 6 (t 4 ~ t 5 ): The operation mode for the next half cycle is the same as the operation mode after
본 발명에 따른 회로의 입출력전압 이득특성I / O voltage gain characteristics of the circuit according to the present invention
본 발명에서 제안된 회로의 입출력전압 이득특성을 구하기 위해 도 6에 나타낸 2차측 SLLC 직렬공진 컨버터에 대한 등가회로를 도 13에 나타냈다.An equivalent circuit of the secondary side SLLC series resonant converter shown in FIG. 6 is shown in FIG. 13 to obtain the input / output voltage gain characteristics of the circuit proposed in the present invention.
또한, 본 발명에서 제안된 회로에 대한 실험적 구현과 변압기손실 저감을 위해 도 14에 나타낸 바와 같이 변압기 2개를 이용한 주회로구성 회로로써, 변압기 1차측은 병렬로 연결하여 변압기의 1차측 전류를 1/2로 줄였으며, 변압기의 2차측은 직렬로 연결하여 적은 턴수비에도 요구되는 출력전압을 얻을 수 있게 하였다. 이에 대한 등가회로는 도 15에 나타냈다. In addition, as shown in Figure 14 for the experimental implementation of the proposed circuit and to reduce the transformer loss in the main circuit configuration circuit using two transformers, the transformer primary side is connected in parallel to the primary current of the
도 13과 도 15의 등가회로에서 는 주스위칭소자 의 스위칭 동작에 의해서 얻어진 1차측 구형파 단자전압을 권선비를 고려하여 2차측으로 반영한 등가전원이며, 와 (도 13), (도 15), (도 13), (도 15)는 2차측 공진을 위한 직렬 커패시터와 턴수비()를 고려하여 2차측으로 반영한 변압기(TR) 1차측 누설인덕턴스와 2차측 누설인덕턴스이다. 그리고 는 변압기 2차측에 추가한 병렬인덕터이고, 는 부하저항, 정류다이오드 및 커패시터 필터를 등가화한 등가 AC부하저항이다. In the equivalent circuit of FIG. 13 and FIG. 15 A main switching element Equivalent power source that reflects the primary square wave terminal voltage obtained by the switching operation to the secondary side in consideration of the winding ratio. Wow (FIG. 13), (FIG. 15), (FIG. 13), Figure 15 shows a series capacitor for the secondary side resonance Turn-rate ) Is the primary leakage inductance and secondary leakage inductance of the transformer (TR) reflected to the secondary side. And Is the parallel inductor added to the transformer secondary, Equivalent AC load resistance equals load resistance, rectifier diode and capacitor filter.
도 13과 도 15의 등가회로에서 식(2-1)과 식(2-3)의 는 변압기 등가모델을 이용하여 변압기(TR) 2차측에서 권선 비()를 고려하여 바라본 1차측 누설인덕턴스와 2차측 누설인덕턴스 및 2차측 자화인덕턴스의 관계로 등가누설인덕턴스를 얻을 수 있다. 하지만 이러한 등가누설인덕턴스 는 2차측 자화인덕턴스가 권선비를 고려한 1차측 누설인덕턴스보다 매우 크므로 ( ), 해석의 용이성을 위해 식 (2-2) 및 식 (2-4)와 같이 간략화된 등가 누설인덕턴스로 나타내었다. In the equivalent circuit of FIG. 13 and FIG. 15 Of formula (2-1) and formula (2-3) Is the ratio of winding ratio on the secondary side of transformer (TR) Equivalent leakage inductance can be obtained in relation to primary leakage inductance, secondary leakage inductance and secondary magnetization inductance. But these equivalent leakage inductance Since the secondary magnetization inductance is much larger than the primary leakage inductance considering the turns ratio, For simplicity, the simplified equivalent leakage inductance is shown in equations (2-2) and (2-4).
(1) (One)
(2-1) (2-1)
(2-2) (2-2)
(2-3) (2-3)
(2-4) (2-4)
그리고 본 발명에서는 각각 도 6과 도 14를 등가화한 도 13과 도 15의 등가회로에서 등가 AC부하저항(Req)이 단락일 때의 주파수, 즉 공진주파수 과 개방일 때의 주파수, 즉 코너 주파수(corner frequency) 를 식(3)과 식(4)에 정의하였다. In the present invention, in the equivalent circuit of Figs. 13 and 15, which is equivalent to Figs. 6 and 14, respectively, the frequency when the equivalent AC load resistance Req is a short circuit, that is, the resonance frequency And frequency when open, ie corner frequency Is defined in equations (3) and (4).
(3) (3)
(4) (4)
규준화된 공진 주파수 은 공진 주파수 과 스위칭 주파수 의 비이고, A는 병렬인덕턴스 와 등가누설인덕턴스 의 비이다. 그리고 Q는 Quality Factor이다. Normalized Resonance Frequency Silver resonant frequency Switching frequency Is the ratio of and A is the parallel inductance Equivalent Leakage Inductance Is rain. And Q is the quality factor.
(5) (5)
(6) (6)
(7) (7)
그리고 임피던스 관계 및 위의 수식(1)∼(7)를 바탕으로 얻어진 입·출력에 대한 전압이득(M) 특성은 식(8)에 의해 얻었다.The voltage gain (M) characteristics for the input and output obtained based on the impedance relationship and the above equations (1) to (7) were obtained by equation (8).
(8) (8)
전압이득 특성 (식(8))으로부터 알 수 있듯이 전압이득은 등가누설인덕턴스인 직렬공진인덕턴스 와 2차측 병렬인덕턴스 의 비(A) 및 부하 Quality factor(Q)와 규준화된 주파수 값에 의존한다. 이러한 경우 규준화된 공진 주파수 및 Q 변화에 대해 전압이득(M) 변화를 알아보기 위해 식(8)을 이용하여 시뮬레이션한 결과를 도 16에 나타내었다. Voltage gain characteristic As can be seen from equation (8), the voltage gain is the series resonance inductance, which is equivalent leakage inductance. And secondary parallel inductance Ratio (A) and load quality factor (Q) and normalized frequency Depends on the value Normalized resonant frequency in this case And the results of the simulation using the equation (8) to find the change in the voltage gain (M) against the Q change is shown in FIG.
도 16은 등가 누설인덕턴스 와 변압기 2차측 병렬인덕턴스 의 비인 A가 0.3일 때 규준화된 주파수 과 Q 변화에 대한 전압이득 특성 곡선이다. 등가누 설인덕턴스와 병렬인덕턴스 비(A)가 클수록 즉 병렬 인덕턴스가 작아질수록 전압이득이 높아지며 스위칭 동작을 하기 위한 규준화된 주파수의 스위칭 범위가 협소해진다. 이러한 협소한 스위칭 주파수 범위와 높은 전압이득 특성은 병렬인덕턴스 값이 감소하여야 하므로, 병렬인덕터에 흐르는 전류를 증가시킬 뿐만 아니라 도통 손실을 증가시키는 원인이 된다. 따라서 중부하에서도 주어진 입력 전압변동 범위에 대한 1차측 스위칭소자가 영전압 스위칭을 이룰 수 있는 병렬 인덕턴스 값과 병렬인덕터 전류를 구하기 위해 A와 Q 값을 적절하게 사용해야 한다. Figure 16 shows equivalent leakage inductance And transformer secondary parallel inductance Normalized frequency when A = 0.3 Voltage gain characteristic curves for and Q changes. The larger the equivalent leakage inductance and the parallel inductance ratio (A), that is, the smaller the parallel inductance, the higher the voltage gain and the narrower the switching range of the normalized frequency for switching operation. Such a narrow switching frequency range and high voltage gain characteristics cause the parallel inductance value to be reduced, which not only increases the current flowing through the parallel inductor, but also increases the conduction loss. Therefore, even in heavy loads, the parallel inductance of the primary switching element can achieve zero voltage switching for a given input voltage range. The A and Q values should be used appropriately to find the value and parallel inductor current.
또한 본 발명에서 제안된 변압기 2차측 LLC 직렬공진 컨버터 적용 승압형 직류 변환장치는 도 16에서 볼 수 있듯이 ZVS(Zero Voltage Switching, 영전압 스위칭) 영역 중에서도 스위칭 동작영역이 규준화된 주파수 이 1보다 낮은 주파수에서 사용하고 있으며, 이러한 경우 주스위칭소자의 영전압 스위칭(ZVS) 뿐만 아니라 변압기 2차측 정류 다이오드의 영전류 스위칭(ZCS: Zero Current Switching)을 얻을 수 있고, 입출력전압 이득특성도 1보다 큰 승압모드에서 동작된다.In addition, the voltage booster type DC converter applying the transformer secondary side LLC series resonant converter proposed in the present invention has a frequency in which the switching operation region is normalized among ZVS (Zero Voltage Switching) regions as shown in FIG. 16. It is used at a frequency lower than 1, and in this case, not only the zero voltage switching (ZVS) of the juice switching element but also the zero current switching (ZCS) of the secondary rectifier diode of the transformer can be obtained, and the input / output voltage gain characteristics are also obtained. Operates in boost mode greater than one.
또한, 규준화된 주파수 이 1보다 높은 주파수 영역에서는 입출력전압이득특성이 1보다 적은 강압모드로 동작되고 주회로 스위치는 ZVS에서 동작된다. Also, normalized frequency In the frequency region higher than 1, the input / output voltage gain characteristic is operated in the step-down mode with less than 1, and the main circuit switch is operated in ZVS.
구체적인 스펙을 적용한 실제 적용례Actual application example with specific specification
표 1은 본 발명에 따른 LLC 직렬공진 컨버터 적용 승압형 직류 변환장치의 구체적인 적용례이고, 도 17은 본 발명의 일실시예인 도 14에 나타낸 승압 직류 변환장치의 1차측 단자전압(Vab)과 전류(IT1) 및 2차측 공진전류(ID)와 병렬인덕터 전압(VL2) 실험파형도이다(50V/div.,50A/div., 500V/div., 2.5A/div., 4us/div). 이 적용례에서는 낮은 입력전압(22∼30VDC)을 높은 출력전압(400VDC)으로 승압시킬 수 있도록 1kW급으로 설계하였다. 표1에 나타낸 파라미터들과 같이 본 발명에 따른 컨버터장치에 대한 실험조건과 적용된 소자 등을 적용하였다. Table 1 is a specific application example of the step-up DC converter applying LLC series resonant converter according to the present invention, Figure 17 is a primary terminal voltage (V ab ) and the current of the step-up DC converter shown in Figure 14, an embodiment of the present invention Experimental waveform diagram of (I T1 ) and secondary resonant current (I D ) and parallel inductor voltage (V L2 ) (50V / div., 50A / div., 500V / div., 2.5A / div., 4us / div ). In this application, 1kW class is designed to boost low input voltage (22 ~ 30VDC) to high output voltage (400VDC). As shown in the parameters shown in Table 1, the experimental conditions and the applied device for the converter device according to the present invention were applied.
도 17의 (a), (b), (c)는 일정 출력전압에 대해 300W, 600W, 1kW에 대한 변압기 1차측 단자전압과 전류 및 2차측 부하전류와 병렬인덕터 양단전압에 대한 실험파형이다. 도 17의 (a)~(c)에서 볼 수 있듯이 본 발명의 컨버터장치에서는, 중부하(1kW)에서 경부하(300W)까지 단자전류가 단자전압(Vab)에 대해 지상전류(Lagging Current)로서 흐르는 것을 볼 수 있으며, 모든 부하변화에 대해 주스위칭소자의 영전압 스위칭을 확인하였다. 그리고 (a)에서 (c)까지의 실험결과 파형의 주파수 변화(82.39kHz∼88.19kHz)는 도 16의 시뮬레이션 스위칭 주파수 범위(100kHz∼70kHz)와 동일한 스위칭 주파수 범위 내에서 동작하는 것을 볼 수 있다. 또한 변압기 1차측 공진 전류가 불연속으로 흐르기 때문에 변압기 2차측 정류 다이오드의 역회복 손실을 줄일 수 있다. 도 18은 1kW급으로 설계한 본 발명의 승압형 직류 변환장치의 시제품 사진을 나타낸다.17A, 17B, and 17C are experimental waveforms of a transformer primary terminal voltage and current, a secondary load current, and parallel inductor voltages for 300 W, 600 W, and 1 kW for a constant output voltage. As shown in Figs. 17A to 17C, in the converter device of the present invention, the terminal current from the heavy load (1kW) to the
다른 실시예Another embodiment
도 19는 본 발명의 다른 실시예로서 병렬인덕터와 출력부(정류다이오드단) 사이에 직렬인덕터 를 둠으로서 더 높은 DC 이득특성 및 더 좁은 주파수 제어범위에서 출력전압을 제어할 수 있는 특징을 갖도록 한 응용 실시예를 나타낸다. 도 19의 주회로에 대한 도 21의 등가회로를 이용하여 전압이득(M) 특성식 ()을 식(9)와 같이 구하였다. 19 shows a parallel inductor as another embodiment of the present invention. Series inductor between the output and rectifier diode stage An application embodiment is shown to have a feature of controlling the output voltage at a higher DC gain characteristic and a narrower frequency control range. Voltage gain (M) characteristic equation using the equivalent circuit of FIG. 21 for the main circuit of FIG. ) Was obtained as in Equation (9).
(9) (9)
식 (9)에서 볼 수 있듯이 은 스위칭주파수 와 공진주파수 의 비로써 규준화된 주파수를 나타낸 것이며, 는 변압기의 병렬인덕터 와 식 (2-2)에 나타낸 변압기(TR) 1, 2차측 누설인덕턴스 의 비율을 나타낸 것이고, 는 병렬인덕터 와 직렬인덕터 의 비율을 나타낸 것이다. 그리고 는 부하 Quality factor를 나타낸 것이다. As you can see in equation (9) Switching frequency And resonant frequency Represents the normalized frequency as the ratio of Is the parallel inductor of the transformer And transformer (TR) primary and secondary leakage inductance shown in Equation (2-2) Represents the ratio of Is a parallel inductor With serial inductor It shows the ratio of. And Denotes the load quality factor.
또다른 실시예Another embodiment
또한, 본 발명에서 제안된 기본회로와 도 19에서의 회로를 도 20에서와 같이 변압기(TR)의 1, 2차측 누설인덕턴스을 최소화하여 무시하고, 병렬인덕터()를 삽입하는 것 대신에 공극이 있는 변압기(LCTR: Loosely Coupled Transformer)를 적용하여 변압기 자화인덕턴스 및 누설인덕턴스 를 공진수단으로 이용함으로써 더 높은 DC이득특성을 얻을 수 있는 특징을 갖는 응용 실시예를 제안한다. 이 회로에 대한 전압이득(M) 특성식 ()은 식(9)와 같다. 식 (9)에서 볼 수 있듯이 은 스위칭주파수 와 공진주파수 의 비로써 규준화된 주파수를 나타낸 것이며, 이때 는 변압기의 1차측 자화인덕턴스 과 1차측 누설인덕턴스 의 비율을 나타낸 것이고, 는 1차측 자화인덕턴스 과 1차측에서 권선비를 고려하여 바라본 2차측 누설인덕턴스 의 비율을 나타낸 것이다. 그리고 는 부하 Quality factor를 나타낸 것이다. In addition, the basic circuit proposed in the present invention and the circuit in FIG. 19 are neglected by minimizing the primary and secondary leakage inductances of the transformer TR as in FIG. Transformer magnetization inductance by applying a loosely coupled transformer (LCTR) instead of inserting And leakage inductance The present invention proposes an application embodiment having the feature of obtaining a higher DC gain characteristic by using as a resonance means. Voltage gain (M) characteristic equation for this circuit ( ) Is the same as (9). As you can see in equation (9) Switching frequency And resonant frequency Which represents the normalized frequency as the ratio of Is the magnetizing inductance of the primary side of the transformer And primary leakage inductance Represents the ratio of Is the primary magnetization inductance Leakage inductance on the secondary side with consideration of turns ratio It shows the ratio of. And Denotes the load quality factor.
식 (9)의 전압이득 특성에서 일 때 도 19의 인덕터 또는 도 20의 변압기(LCTR)의 2차측 누설인덕턴스 를 고려할 경우 각각 식(10)과 식(11)로 나타낼 수 있다.From the voltage gain characteristic of equation (9) Inductor of FIG. 19 when Or secondary leakage inductance of transformer LCTR of FIG. In consideration of this, it can be represented by equation (10) and equation (11), respectively.
(10) 10
(11) (11)
식(10)과 식(11)의 전압이득 특성식으로부터 도 19의 인덕터 또는 도 20의 변압기(LCTR)의 2차측 누설인덕턴스 에 따라 DC 전압이득이 높아지는 것을 확인할 수 있다. 또한 식 (9)의 전압이득특성식을 이용한 도 20의 시뮬레이션 결과는 A=0.1, B=0.2인 경우 규준화된 주파수와 Q 변화에 대한 전압이득 특성곡선을 나타내고 있다(도 22 참조). 이러한 특성곡선에서 볼 수 있듯이 규준화된 주파수()가 1인 곳에서 높은 전압이득 특성을 갖게 되어 변압기(TR) 2차측의 적은 턴수에도 높은 출력 전압을 얻을 수 있으며 보다 좁은 주파수 제어범위에 따라 무부하 및 경부하시 일정출력전압 제어를 위한 주파수 제어가 용이하며 과부하시에도 주스위칭소자의 영전압 스위칭을 이룰 수 있는 특성을 가지고 있다. The inductor of FIG. 19 from the voltage gain characteristic formulas of Equations (10) and (11) Or secondary leakage inductance of transformer LCTR of FIG. As a result, the DC voltage gain increases. In addition, the simulation result of FIG. 20 using the voltage gain characteristic equation of Equation (9) shows the voltage gain characteristic curve for the normalized frequency and Q change when A = 0.1 and B = 0.2 (see FIG. 22). As you can see from this characteristic curve, ) Has a high voltage gain characteristic at 1), so a high output voltage can be obtained even at a small number of turns on the secondary side of the transformer (TR), and frequency control for constant output voltage control at no load and light load is possible according to a narrower frequency control range. It is easy and has a characteristic that can achieve zero voltage switching of juice switching element even under overload.
앞에서 개시된 모든 회로에 있어서는, 1차측에 변압기 1차측 단자와 직렬로 DC 바이어싱를 막기 위한 블로킹 커패시터를 둘 수 있다. In all the circuits disclosed above, there may be a blocking capacitor on the primary side to prevent DC biasing in series with the transformer primary terminal.
이상에서 본 발명의 SLLC 직렬공진 컨버터를 적용한 직류 변환장치의 구체적인 실시예를 설명하였다. 그러나 본 발명의 기술적 범위는 앞에서 서술한 실시예에만 한정되는 것은 아니다. 가령, 본 발명에서 제안된 회로는 도 23 및 도 24에서와 같이 푸쉬풀(Push-Pull) 컨버터와 하프브리지(Half Bridge) 컨버터에도 적용될 수 있다. 그리고 도 25에 나타낸 바와 같이, 본 발명에 따른 컨버터는, 무부하시에는 높은 전압이득특성을 갖고 부하시에는 낮은 이득특성을 요구하는 램프 부하 등의 AC부하에도 적용할 수 있다. 또한, 본 발명에서 제안된 컨버터회로는 승압용 직류변환 장치 뿐만 아니, 강압용 직류변환 장치에도 적용할 수 있다. 본 발명의 기술적 범위는 첨부한 특허청구범위의 합리적 해석에 의해 결정되는 것이다. In the above, a specific embodiment of the DC converter using the SLLC series resonant converter of the present invention has been described. However, the technical scope of the present invention is not limited only to the above-described embodiment. For example, the circuit proposed in the present invention may be applied to a push-pull converter and a half bridge converter as shown in FIGS. 23 and 24. As shown in Fig. 25, the converter according to the present invention can be applied to an AC load such as a lamp load which has a high voltage gain characteristic under no load and requires a low gain characteristic under load. In addition, the converter circuit proposed in the present invention can be applied to a step-up DC converter as well as a step-up DC converter. The technical scope of the present invention is to be determined by reasonable interpretation of the appended claims.
본 발명에 따른 직류 변환장치는 승압모드와 강압모드 둘 다 동작될 수 있고, 상대적으로 좁은 주파수 제어범위에서 넓은 범위의 입출력 전압제어를 할 수 있으며, 스위칭 동작영역에서 모든 스위칭소자들이 소프트 스위칭 할 수 있는 등의 여러 장점들을 갖고 있는 SLLC 직렬공진 컨버터를 적용한 DC-DC 컨버터이다. The DC converter according to the present invention can operate in both the boost mode and the step-down mode, can control a wide range of input / output voltage in a relatively narrow frequency control range, and softly switch all the switching elements in the switching operation region. DC-DC converter adopting SLLC series resonant converter with several advantages.
본 발명에서는 도 6과 같이 직렬공진 컨버터의 공진수단을 변압기 2차측에 위치시켜 주회로를 구성함으로 직렬공진을 위한 커패시터(CS) 크기 및 단가를 저감 할 수 있다. 또한, 주스위칭소자 턴온/오프시 영전압 스위칭은 병렬인덕터()에 저장된 에너지에 의한 전류에 의해 결정되므로 부하에 관계없이 영전압 스위칭을 이룰 수 있다. 또한 변압기 2차측 공진전류는 불연속적으로 흐르기 때문에 출력다이오드(,,,) 역회복 특성에 따른 스위칭 손실을 저감할 수 있다. In the present invention, as shown in Figure 6 by placing the resonating means of the series resonator converter on the transformer secondary side to configure the main circuit can reduce the size and the cost of the capacitor (C S ) for the series resonance. In addition, zero voltage switching at the time of turning on / off the juice switching element is a parallel inductor. The zero voltage switching can be achieved regardless of the load because it is determined by the current by the energy stored in the circuit. Also, because the transformer secondary side resonant current flows discontinuously, , , , ) The switching loss due to the reverse recovery characteristic can be reduced.
Claims (10)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020060083571A KR100871676B1 (en) | 2006-08-31 | 2006-08-31 | DC-to-DC conversion apparatus adopting SLLC series resonant converter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
KR1020060083571A KR100871676B1 (en) | 2006-08-31 | 2006-08-31 | DC-to-DC conversion apparatus adopting SLLC series resonant converter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
KR20080020276A KR20080020276A (en) | 2008-03-05 |
KR100871676B1 true KR100871676B1 (en) | 2008-12-05 |
Family
ID=39395322
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
KR1020060083571A KR100871676B1 (en) | 2006-08-31 | 2006-08-31 | DC-to-DC conversion apparatus adopting SLLC series resonant converter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
KR (1) | KR100871676B1 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101008458B1 (en) * | 2009-03-23 | 2011-01-14 | 삼성전기주식회사 | LED driving circuit |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101144658B1 (en) * | 2010-07-09 | 2012-05-11 | 주식회사 만도 | Apparatus to charge battery voltage for electric vehicle |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH11299238A (en) | 1998-04-06 | 1999-10-29 | Nec Corp | High voltage power circuit |
JP2001197737A (en) | 2000-01-13 | 2001-07-19 | Nec Eng Ltd | High voltage power supply circuit |
KR100299893B1 (en) * | 1997-06-24 | 2001-10-19 | 가타오카 마사타카 | Transformer |
KR20060014102A (en) * | 2004-08-10 | 2006-02-15 | 삼성전기주식회사 | Llc resonance type dc/dc converter |
KR20060080885A (en) * | 2005-01-06 | 2006-07-11 | 소니 가부시끼 가이샤 | Switching power supply circuit |
-
2006
- 2006-08-31 KR KR1020060083571A patent/KR100871676B1/en active IP Right Grant
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR100299893B1 (en) * | 1997-06-24 | 2001-10-19 | 가타오카 마사타카 | Transformer |
JPH11299238A (en) | 1998-04-06 | 1999-10-29 | Nec Corp | High voltage power circuit |
JP2001197737A (en) | 2000-01-13 | 2001-07-19 | Nec Eng Ltd | High voltage power supply circuit |
KR20060014102A (en) * | 2004-08-10 | 2006-02-15 | 삼성전기주식회사 | Llc resonance type dc/dc converter |
KR20060080885A (en) * | 2005-01-06 | 2006-07-11 | 소니 가부시끼 가이샤 | Switching power supply circuit |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
KR101008458B1 (en) * | 2009-03-23 | 2011-01-14 | 삼성전기주식회사 | LED driving circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
KR20080020276A (en) | 2008-03-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
CN110224612B (en) | Asymmetric half-bridge converter and control method | |
CN106059313B (en) | The circuit of reversed excitation and its control method of active clamp | |
Kim et al. | A fully soft-switched single switch isolated DC–DC converter | |
Kwon et al. | High step-up active-clamp converter with input-current doubler and output-voltage doubler for fuel cell power systems | |
TWI382642B (en) | Resonant circuit with narrow operating frequency band and resonant power converter | |
Do | Soft-switching SEPIC converter with ripple-free input current | |
KR20100084585A (en) | Resonant power converter with current doubler rectifier and related method | |
KR102009351B1 (en) | High Efficiency LLC Resonant Converter with Balanced Secondary Currents using the Two Transformer Structure | |
Prudente et al. | A boost converter with voltage multiplier cells | |
Li et al. | Application summarization of coupled inductors in DC/DC converters | |
Li et al. | Zero-voltage-switching dual-boost converter with multi-functional inductors and improved symmetrical rectifier for distributed generation systems | |
Chu et al. | Analysis and design of a current-fed zero-voltage-switching and zero-current-switching CL-resonant push–pull dc–dc converter | |
CN209930559U (en) | LLC resonant converter and LED drive circuit | |
Lin et al. | ZVS DC/DC converter based on two three-level PWM circuits sharing the same power switches | |
Wang et al. | High efficiency high step-up isolated DC-DC converter for photovoltaic applications | |
Lin et al. | Analysis of LLC converter with series-parallel connection | |
Lin et al. | Analysis of an integrated flyback and zeta converter with active clamping technique | |
KR100871676B1 (en) | DC-to-DC conversion apparatus adopting SLLC series resonant converter | |
EP3240169B1 (en) | Isolated step-up converter | |
Huang et al. | Analysis and implementation of half-bridge resonant capacitance LLC converter | |
Choi et al. | A new APWM half-bridge converter with enhanced zero-voltage-switching range in wide input voltage range | |
Luewisuthichat et al. | Analysis and implement DC-DC integrated boost-flyback converter with LED street light stand-by application | |
CN114389458A (en) | Control circuit and switching converter using same | |
Baggio et al. | Quasi-ZVS active auxiliary commutation circuit for two switches forward converter | |
KR20100082084A (en) | Boost converter using soft-swiching |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A201 | Request for examination | ||
E902 | Notification of reason for refusal | ||
E902 | Notification of reason for refusal | ||
E902 | Notification of reason for refusal | ||
E701 | Decision to grant or registration of patent right | ||
N231 | Notification of change of applicant | ||
GRNT | Written decision to grant | ||
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20121123 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20131126 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20141105 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20160512 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20170106 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20181114 Year of fee payment: 11 |
|
FPAY | Annual fee payment |
Payment date: 20191126 Year of fee payment: 12 |