KR100866037B1 - 무선 패킷 데이터 통신 시스템에서 순방향 링크 폐루프 전력 제어 세트 포인트를 결정하는 방법 및 장치 - Google Patents

무선 패킷 데이터 통신 시스템에서 순방향 링크 폐루프 전력 제어 세트 포인트를 결정하는 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 선택된 전용 전력 제어 순방향 링크 신호를 사용하여 폐루프 순방향 링크 전력 제어를 수행하기 위한 새롭고 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다. "선택된 신호 비트 에러율"(SSBER)이 추정되며, 여기서 각각의 선택된 신호 "비트"는 프레임에 대해 분산된 다수의 선택된 신호 칩으로 구성된다. 추가로, 이러한 방법은 각각의 패킷에 대한 신호 에너지 (또는 C/I)의 정규화된 분산을 추정한다. 로킹된 핑거의 평균수 또한 전력 제어 세트 포인트를 결정하는데 사용된다.

Description

무선 패킷 데이터 통신 시스템에서 순방향 링크 폐루프 전력 제어 세트 포인트를 결정하는 방법 및 장치 {METHOD AND APPARATUS FOR DETERMINING THE FORWARD LINK CLOSED LOOP POWER CONTROL SET POINT IN A WIRELESS PACKET DATA COMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 무선 통신에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 무선 통신 시스템내 전송 에너지 제어를 위한 새롭고 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다.
코드분할 다중접속(CDMA) 변조 기술의 사용은 다수의 시스템 사용자가 존재하는 통신을 용이하게 하기 위한 여러 기술중 하나이다. 시분할 다중접속(TDMA) 및 주파수분할 다중접속(FDMA)과 같은 다른 다중접속 통신 시스템 기술이 당업자에게 공지되어 있다. 하지만, CDMA의 확산 스펙트럼 변조 기술은 다중접속 통신 시스템에 대한 이러한 변조 기술들에 비해 중요한 장점을 가진다. CDMA 기술의 사용은 "위성 또는 지상 중계기를 사용하는 확산 스펙트럼 다중접속 통신 시스템"이라는 명칭의 미국특허 4,901,307호에 개시되어 있고, 이 특허는 본 출원인에게 양도되었으며 여기서는 전체가 참조를 위해 인용된다. 다중접속 통신 시스템에서의 CDMA 기술의 사용은 "CDMA 셀룰러 전화 시스템 내에서 신호 파형을 발생시키기 위한 시스템 및 방법"이라는 명칭의 미국특허 5,103,459호에 개시되어 있고, 이 특허는 본 출원인에게 양도되었으며 여기서는 전체가 참조를 위해 인용된다.
광대역 신호라는 고유 특성을 가진 CDMA는 넓은 대역폭에 대해 신호 에너지를 확산시킴으로써 주파수 다이버시티 형태를 제공한다. 그러므로, 주파수 선택성 페이딩은 CDMA 신호 대역폭의 작은 일부에만 영향을 준다. 공간 또는 경로 다이버시티는 둘 이상의 셀-위치를 통해 이동 사용자로부터 동시 링크를 통해 다중 신호 경로들을 제공함으로써 얻어진다. 더욱이, 경로 다이버시티는 서로 다른 전파 지연들을 가지고 도달하는 신호가 개별적으로 수신되고 처리되도록 함으로써 확산 스펙트럼 처리를 통해 다중경로 환경을 사용하여 얻어진다. 경로 다이버시티의 예는 "CDMA 셀룰러 전화 시스템내 통신에서의 소프트 핸드오프를 제공하기 위한 방법 및 시스템"이라는 명칭의 미국특허 5,101,501호 및 "CDMA 셀룰러 전화 시스템내 다이버시티 수신기"라는 명칭의 미국특허 5,109,390호에 개시되어 있고, 이들 특허 모두 본 출원인에게 양도되었으며 여기서는 전체가 참조를 위해 인용된다.
직교 위상 편이 변조(QPSK) 변조 포맷을 사용하여 데이터를 제공하는 CDMA와 같은 통신 시스템에서, 전송된 데이터 신호에 관한 정보는 통신 채널의 추정치를 사용하는 QPSK 신호의 I 및 Q 성분의 벡터곱(cross product)을 통해 얻어질 수 있다. 두 성분의 상대적인 위상을 앎으로써, 기지국에 대한 이동국의 속도를 대략적으로 결정할 수 있다. QPSK 변조 통신 시스템내 채널 추정치를 사용하여 I 및 Q 성분의 벡터곱을 결정하기 위한 회로에 대한 설명이 "파일럿 캐리어 도트곱 회로"라는 명칭의 미국특허 5,506,865호에 개시되어 있고, 이 특허는 본 출원인에게 양도되었으며 그 설명이 여기서는 참조를 위해 인용된다.
디지털 정보를 고속으로 전송할 수 있는 무선 통신 시스템이 점차적으로 요구되고 있다. 중앙 기지국으로부터 가입자 유니트로의 고속 디지털 데이터 송신을 위한 한 가지 방법은 기지국이 CDMA의 확산 스펙트럼 기술을 사용하여 데이터를 송신하도록 하는 것이다. 제안된 한 가지 방법은 원격 단말국이 작은 세트의 직교 채널을 사용하여 자신의 정보를 전송하도록 하며, 이러한 방법은 "고데이터율 CDMA 무선 통신 시스템"이라는 명칭의 공동계류중인 미국특허출원 08/886,604호에 상세히 개시되어 있고, 이 특허출원은 본 출원인에게 양도되었으며, 여기서는 참조를 위해 인용된다.
전력 제어는 무선 통신 시스템에서 필수 요인이다. 통신 시스템에서 이동국의 전력 제어 또는 역방향 링크 전력 제어의 통상적인 방법은 기지국에서 이동국으로부터 수신된 신호의 전력을 모니터링하는 것이다. 기지국은 모니터링된 전력 레벨에 응답하여 일정 간격으로 이동국으로 전력 제어 비트를 전송한다. 이러한 방식으로 전송 전력을 제어하기 위한 방법 및 장치가 "CDMA 셀룰러 이동 전화 시스템에서 전송 전력을 제어하기 위한 방법 및 장치"라는 명칭의 미국특허 5,056,109호에 개시되어 있고, 이 특허는 본 출원인에게 양도되었으며 여기서는 참조를 위해 인용된다.
하지만, 전력 제어에 대한 통상적인 방법은 고데이터율 시스템 내에서 순방향 링크에는 적용될 수 없다. 전력 제어의 통상적인 방법은 전형적으로 채널 특성을 추정하기 위해 파일럿 신호의 공지된 특성을 사용한다. 고데이터율 시스템의 순방향 링크에서, 이러한 공지된 특성은 제공되지 않는다. 고데이터율 시스템내 순방향 링크 파일럿 신호는 단일 가입자 유니트에 대해 전력 제어되지 않으며, 또한 전용 파일럿 채널을 통해 전송되지 않는다.
기지국의 전력 제어 또는 순방향 링크 전력 제어의 효율적인 방법을 위한 고데이터율 무선 통신 시스템이 필요하다. 가입자 유니트에서 기지국으로부터 수신된 신호의 전력을 모니터링하고, 모니터링된 전력 레벨에 응답하여 가입자 유니트로부터 역방향 링크를 통해 기지국으로 일정 간격으로 전력 제어 비트들을 전송하기 위한 고데이터율 무선 통신 시스템이 필요하다.
본 발명은 순방향 링크 폐루프 전력 제어를 수행하기 위한 새롭고 개선된 방법 및 장치에 관한 것이다. 따라서, 일 특징에서, 무선 통신 시스템에서 순방향 링크 전력 제어의 방법은 전력 제어된 순방향 링크 신호를 선택하는 단계, 선택된 신호에 대한 비트 에러율을 계산하는 단계, 선택된 신호에 대한 분산을 계산하는 단계, 및 비트 에러율과 분산(variance)으로부터 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 계산하는 단계를 포함한다.
본 발명의 특징, 목적 및 장점이 유사 참조부호가 전체적으로 상응하게 식별되는 도면과 관련하여 이하의 상세한 설명으로부터 명확해질 것이다.
도 1은 폐루프 전력 제어 시스템의 블럭도.
도 2는 폐루프 세트 포인트를 결정하기 위한 방법을 도시하는 순서도.
도 3은 폐루프 전력 제어 명령을 발생시키기 위한 장치를 도시하는 블럭도.
도 4는 폐루프 세트 포인트의 결정에 사용될 메트릭을 발생시키는 방법을 도시하는 블럭도.
도 5는 폐루프 세트 포인트의 결정에 대한 정규화된 신호 분산을 계산하기 위한 예시적인 장치를 도시하는 블럭도.
본 발명은 고데이터율 무선 통신 시스템의 순방향 링크를 통한 폐루프 전력 제어를 수행하는 방법에 관한 것이다. 이러한 방법은 특히, 패킷 또는 프레임 에러율(PER 또는 FER)이 정확히 추정될 수 없도록 짧은 버스트 내에만 데이터 신호가 존재할 때 유용하다. 더욱이, 이러한 방법은 PER(FER) 추정 없이도 순방향 링크를 통한 정확한 세트 포인트 조정을 위한 메커니즘을 제공하기 때문에, 이러한 추정치가 사용가능할 때 외부 루프 성능의 정확성을 개선하는데 사용될 수 있다. 개시된 발명은 순방향 링크를 통해 선택된 전력 제어된 신호에 대한 비트 에러율을 추정한다. 추가로, 각각의 패킷에 대한 신호 에너지(또는 C/I)의 정규화된 분산이 추정되고, 로킹된(locke) 핑거의 평균 수 또한 전력 제어 세트 포인트를 결정하는데 사용된다.
개시된 발명은 폐루프 전력 제어 시스템의 세트 포인트를 결정하기 위한 방법을 개시한다. 일 실시예에서, 패킷 데이터 전송 시스템에 이러한 방법 및 장치가 적용된다. 패킷 데이터 전송 시스템에서, 시간의 유효 주기가 버스 전송 사이에서 경과하는 동안 데이터 및 시그널링이 버스트들 내에서 전송된다. 예시적인 실시예는 "고속 패킷 데이터 전송을 위한 방법 및 장치"라는 명칭으로 1997년 11월 3일 출원되어 공동계류중인 미국특허출원 08/963,386호에 개시된 바와 같은 무선 통신 시스템에서 패킷 데이터 전송을 위해 최적화된 시스템에 대해 개시되어 있고, 이 특허출원은 본 출원인에게 양도되었으며, 여기서는 참조를 위해 인용된다. 개시된 실시예는 "cdma2000 ITU-R RTT 후보안 제출서"로 명명된 국제 통신 연맹(ITU)에 대한 통신 산업 협회 제안서 및 "ESTI UMTS 지상 무선 접속(UTRA) ITU-RTT 후보안 제출서"로 명명된 국제 통신 연맹(ITU)에 대한 유럽 통신 표준 학회 제안서와 같은 패킷 데이터 전송을 반송하도록 설계된 다른 제안된 시스템들로 확장될 수 있다.
개시된 실시예는 데이터 신호가 패킷 또는 프레임 에러율(PER 또는 FER)이 정확하게 추정될 수 없도록 짧은 버스트 내에서 전송될 때 및 데이터 신호가 파일럿 신호가 전력 제어 또는 전용 채널을 가지는 순방향 링크를 통해 전송될 때 제공될 수 있다. 더욱이, 개시된 실시예들이 전용 전력 제어된 파일럿 채널로부터 PER(FER) 추정없이 정확한 세트 포인트 조정을 위한 메커니즘을 제공하기 때문에, 실시예들은 이러한 추정치들이 사용가능할 때 외부 루프 성능의 정확성을 개선하기 위해 이러한 추정치들과 함께 사용된다.
개시된 실시예는 인위적으로 형성된 비트율에 기초한 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트의 설정을 설명하며, 여기서 각각의 인위적인(artificial) "비트"는 프레임 또는 프레임의 일부에 분포된 선택된 순방향 링크 신호로부터 다수의 칩으로 구성된다. 예시적인 실시예에서, 세트 포인트는 각각의 패킷에 대한 PCB당 신호 에너지의 정규화된 분산(또는 신호대잡음 간섭)에 따라 추가로 결정되며, 세트 포인트를 결정하기 위해 로킹된 핑거의 수를 추가로 사용한다. 이러한 두 개의 추가의 인자들을 사용함으로써, 세트 포인트는 예를 들면, 서로 다른 도플러 스펙트럼과 같은 채널 특성과는 거의 무관한 신호 품질에 대한 우수한 표시를 제공하도록 결정된다. 따라서, 이러한 인자들에 기초하여 순방향 링크 폐루프 전력 제어 세트 포인트(T)를 결정할 수 있다.
예시적인 IS-2000 실시예에서, 전력 제어 그룹(PCG)은 길이가 1.25밀리초(ms) 또는 1536칩이다. 각각의 순방향 PCG는 하나의 전력 제어 비트(PCB) 또는 평균 가입자 유니트 출력 전력 레벨을 증가 또는 감소하는 명령을 포함한다. 16개의 PCG가 순방향 전력 제어 서브-채널(FPCS)을 통해 각각 20ms 프레임 내에서 전송된다. FPCS는 순방향 기본 채널(F-FCH) 또는 순방향 전용 제어 채널(F-DCCH)을 통해 랜덤화된 위치로 펑처링(puncturing)된 PCG로 구성된다.
도 1은 가입자 유니트에서 폐루프 순방향 링크 전력 제어 명령을 발생시키기 위한 통상적인 시스템을 도시한다. 신호는 안테나에서 수신되고, 디멀티플렉서(122)에 의해 디멀티플렉싱되고, 다음으로 수신기(RCVR)(100)에 제공된다. 수신기(100)는 수신된 신호를 다운컨버팅하고, 증폭하고, 필터링하여 수신된 신호를 복조기(102)에 제공한다. 복조기(102)는 수신된 신호를 복조한다. 복조기(102) 내에 채널 추정치 발생기(미도시)가 위치하고, 이러한 채널 추정치 발생기는 송신기 및 수신기 모두에 알려진 값을 가진 전송된 신호에 기초하여 채널 특성을 추정하고, 여기서는 이러한 신호는 선택된 전력 제어 신호로 불린다. 선택된 전력 제어 신호는 복조되고 수신된 신호의 위상 모호성(ambiguity)은 수신된 신호 및 파일럿 신호 채널 추정치의 도트곱을 취함으로써 해결된다. 복조된 신호는 전형적으로 디인터리버(104)에 제공되고, 이러한 디인터리버는 미리 결정된 재정렬(reordering) 포맷에 따라 복조된 심볼들을 재정렬한다.
재정렬된 심볼은 디코더(106)에 제공된다. 디코딩된 심볼은 다음으로 주기적 리던던시 검사(CRC) 비트 검사 엘리먼트(107)에 선택적으로 제공된다. CRC 검사 엘리먼트(107)는 디코딩된 데이터로부터 CRC 비트 세트를 국부적으로 발생시키고 이러한 국부적으로 발생된 비트를 추정된 수신 CRC 비트와 비교한다. CRC 검사 엘리먼트(107)는 제어 프로세서(110)에 CRC 비트의 검사를 나타내는 신호를 제공한다. 추가로, 디코더(106)는 제어 프로세서(110)에 야마모토 메트릭(metric) 또는 심볼 에러율과 같은 다른 품질 메트릭들을 제공한다. 이에 응답하여, 제어 프로세서(110)는 디코딩된 데이터 프레임 또는 프레임의 소거를 나타내는 신호를 출력한다.
어떠한 통신 시스템에도 공칭 성능율이 있다. 통상적인 시스템에서, 성능은 수신된 신호의 프레임 에러율에 기초하여 결정된다. 프레임 에러율은 수신된 신호에 대한 평균 수신 신호대잡음비(SNR) 및 수신된 신호에 대한 다른 품질 메트릭(들)에 의존한다. 프레임 에러율이 목표 프레임 에러율보다 작을 때, 전력 제어 세트 포인트가 감소된다. 반대로, 프레임 에러율이 목표 프레임 에러율보다 클 때, 세트 포인트는 증가된다. 신호대잡음비 임계치를 조정하기 위한 방법으로, 세트 포인트는 프레임 소거가 검출될 때마다 예를 들면, 1dB인 비교적 많은 양만큼 증가된다. 반대로 신호대잡음비 임계치는 프레임이 적절하게 디코딩될 때마다 0.01dB씩 감소된다. 제어 프로세서(110)는 세트 포인트를 비교기(COMP)(112)에 제공한다. 통상적인 파일럿 보조(assisted) 코히어런트 통신 시스템에서, 신호대잡음비는 파일럿 신호에 기초하여 추정된다. 파일럿 신호에 기초한 신호대잡음비를 추정하기 위한 예시적인 방법은 "확산 스펙트럼 통신 시스템내 링크 품질 측정을 위한 방법 및 장치"라는 명칭의 미국특허 5,903,554호에 개시되어 있고, 이 특허는 본 출원인에게 양도되었으며 여기서는 참조를 위해 인용된다.
복조기(102)로부터 복조된 신호가 신호대잡음비 계산기(SNR CALC)(108)에 제공된다. 신호대잡음비 계산기(108)는 복조된 심볼의 에너지 및 채널 추정치 발생기(미도시)로부터의 입력에 기초하여 신호 에너지를 계산한다. 추가로, 수신된 대역내 에너지를 나타내는 신호가 신호대잡음비 계산기(108)에 제공된다. 신호대잡음비 계산기(108)는 수신된 신호의 신호대잡음비의 추정치를 발생시키고 이러한 추정치를 비교기(112)에 제공한다.
비교기(112)에서, 추정된 신호대잡음비는 제어 프로세서(110)에 의해 제공된 전력 제어 루프 세트 포인트와 비교된다. 비교의 결과를 나타내는 신호는 전력 제어 비트 발생기(114)에 제공된다. 만일 추정된 SNR이 세트 포인트보다 작다면, 전력 제어 비트 발생기(114)는 전송 장치가 자신의 전송 에너지를 증가시킬 것을 요구하는 메시지를 제공한다. 만일 추정된 SNR이 세트 포인트보다 크다면, 전력 제어 비트 발생기(114)는 전송 장치가 자신의 전송 에너지를 감소시킬 것을 요구하는 메시지를 제공한다.
전송 장치가 미리 결정된 양으로 자신의 전송 에너지를 증가 또는 감소시킬 것을 요구하는 단일 비트 메시지인 전력 제어 메시지는 펑처링 엘리먼트(118)에 제공된다. 펑처링 엘리먼트(118)는 파일럿 신호 발생기(121)로부터 파일럿 신호를 수신하고, 미리 결정된 방식으로 파일럿 신호내에 전력 제어 메시지를 펑처링한다. 전력 제어 데이터를 포함하는 파일럿 채널은 트래픽 변조기 및 월시 커버 엘리먼트(120)의 트래픽 채널 출력과 함께 조합기(117)에 의해 조합된다. 조합된 채널은 송신기(116)에 의한 전송을 위해 업컨버팅되고, 필터링되고, 증폭된다. 전력 제어 메시지에 응답하여, 송신기(116)는 미리 결정된 방식으로 자신의 전송 에너지를 증가 또는 감소시킨다. 송신기(116)의 출력은 안테나에 의한 방송을 위해 디멀티플렉서(122)에 제공된다.
도 2에서, 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 결정하기 위한 방법의 예시적인 실시예가 도시된다. 역방향 링크를 통해 전력 제어 세트 포인트를 결정하기 위한 방법과는 달리, 개시된 실시예는 파일럿 채널에 의존하지 않는다. 파일럿 채널은 어떠한 트래픽도 역방향 링크를 통해 전송되지 않을 때에도 역방향 링크 파일럿 채널이 전용되고 전력 제어되기 때문에 역방향 링크를 통해 전력 제어 세트 포인트를 결정하는 것에 의존할 수 있다. 순방향 링크 파일럿 신호가 코드분할 멀티플렉싱(CDM) 설계에서 공유되고 전력 제어되지 않도록 보장되어야 하기 때문에, 개시된 실시예는 다른 순방향 링크 신호를 새롭게 사용한다. 개시된 실시예는 가입자 유니트의 채널 조건에 기초하여 전력 제어되는 심볼, 채널 또는 신호를 사용한다. 만일 IS2000 또는 WCDMA 시스템에서, 파일럿 채널은 특정 가입자 유니트를 위해 전용되고 전력 제어된다면, 파일럿 채널 신호가 사용된다. 당업자라면 도 2에 도시된 단계의 순서에 제한되지 않는다는 것을 알 수 있을 것이다. 이러한 방법은 본 발명의 범위를 벗어남 없이 도시된 단계의 생략 또는 재정렬에 의해 쉽게 수정될 수 있음을 알 수 있을 것이다. 개시된 실시예는 CDMA 전화와 관련하여 개시된다. 하지만, 개시된 실시예는 다른 변조 기술에 동일하게 적용될 수 있다.
단계(200)에서, 선택된 전력 제어된 순방향 링크 신호의 비트 에러율이 계산된다. 선택된 신호는 전용되고 전력 제어된 임의의 순방향 링크 신호일 수 있다. 예시적인 실시예에서, FPCS는 선택된 신호이다. 당업자라면 개시된 실시예가 WCDMA내 전용 파일럿 심볼과 같은 다른 순방향 링크 전용되고 전력 제어된 채널 구조에 동일하게 적용 가능하다.
예시적인 실시예에서, FPCS는 F-FCH 또는 F-DCCH내에 펑처링된다. FPCS는 가입자 유니트가 출력 전력을 상승 또는 감소시킬 것을 지시하는 가입자 유니트로의 전력 제어 피드백 명령 또는 PCS로 구성된다. 전력 제어 명령이 가입자 유니트에 의해 정확하게 수신되도록 하기 위해, 펑처링된 PCS 또한 전력 제어된다. 순방향 링크 PCS는 트래픽의 존재와 관계없이 F-FCH 또는 F-DCCH내에 펑처링된다. 어떠한 트래픽도 F-FCH 또는 F-DCCH상에 존재하지 않을 때, FPCS는 정확한 레벨로 역방향 링크 전송 전력을 유지하도록 계속 전송된다. FPCS내에 펑처링된 PCS의 설명된 특성으로 인해, 수신된 PCS는 가입자 유니트에서 비트 에러율 및 분산 메트릭을 발생시키는데 사용된다.
선택된 신호에 대한 비트 에러율을 계산하기 위해, 실제 비트 또는 선택된 신호의 샘플 세그먼트로부터 형성된 인위적인 "비트"가 진폭 또는 부호의 임계치와 비교된다. 선택된 신호 비트 에러율(SSBER)은 비트들의 그룹 내에서의 소거의 수를 그룹 내 전체 비트 수에 의해 비트로 나눔으로써 계산된다 즉,
SSBER = (N 비트의 그룹내 소거의 수)/ (N) (1)
여기서 N은 비트들의 그룹 내 전체 비트 수이다. 그룹당 전체 비트 수 N과 비교 임계치 T 및 신호 샘플의 길이가 시스템 설계 파라미터이다. 인위적인 비트 및 해당 프록시 비트 에러율을 형성하기 위한 예시적인 방법이 "전송 품질 모니터링을 위한 방법 및 장치"라는 명칭의 공동계류중인 미국특허출원 09/438,988호에 개시되어 있고, 이 특허출원은 본 출원인에게 양도되었으며, 여기서는 참조를 위해 인용된다. 만일 IS2000 또는 WCDMA 시스템에서, 파일럿 채널은 가입자 단말국에 대해 전용되고 전력 제어된다면, SSBER은 파일럿 채널 신호로부터 발생될 수 있다. 파일럿 비트 에러율을 형성하기 위한 예시적인 방법이 "무선 패킷 데이터 통신 시스템에서 폐루프 전력 제어 세트 포인트를 결정하기 위한 방법 및 장치"라는 명칭의 미국특허출원 09/370,081호에 개시되어 있으며, 이 특허출원은 본 출원인에게 양도되었으며 여기서는 참조를 위해 인용된다.
예시적인 실시예에서, SSBER은 FPCS을 위해 계산된다. PCB에 대한 정확한 진폭 값은 1 및 -1이다. PCB 에러는 추가의 잡음이 수신된 진폭 값이 부호를 변화시키도록 할 때 발생한다. PCB 에러는 절대 진폭 임계치(T)를 설정하고 수신된 PCB의 절대 진폭 값을 임계치와 비교함으로써 결정된다. 만일 수신된 PCB의 절대 진폭 값이 임계치보다 작다면, 수신된 PCB는 소거 또는 비트 에러를 포함한다 즉,
만일
Figure 112008047296112-pct00001
라면, A-1은 비트 에러이고, 여기서 A-1=1,2,3,...N (2)
다른 실시예에서, PCB의 수신된 부분의 부호는 전체 PCB의 부호와 비교될 수 있다. SSBER이 계산되면, 제어 순서는 단계(202)로 진행한다.
단계(202)에서, 정규화된 신호 분산이 계산된다. SSBER은 프레임 에러율과 관련되는 반면, 전달(vehicle) 속도 및 다른 채널 특성의 함수이기도 하다. 예시적인 실시예는 이하에서 설명될 바와 같이 수신된 신호 전력 또는 C/I의 정규화된 분산을 사용하여 전달 속도의 효과를 보상하기 위한 방법이 개시된다.
예시적인 실시예에서, 순방향 링크 폐루프 전력 제어 명령은 초당 800번 전송된다 즉, 16개 PCB는 매 20ms마다 전송된다. 예시적인 실시예에서, 정규화된 신호 전력 분산은 다음과 같이 정의된다:
Figure 112003024225495-pct00002
(3)
Figure 112008047296112-pct00003
은 n번째 프레임 동안 FPCS의 측정된 전력이고,
Figure 112008047296112-pct00004
은 현 프레임에 대한 전체 또는 부분 PCB의 제곱된 에너지의 평균이며,
Figure 112008047296112-pct00005
은 현 프레임에 대하여 제곱된 복조된 PCB 또는 부분 PCB 제곱의 평균 에너지이다.
SSBER 및 정규화된 신호 분산이 전달 속도에 대해 다른 특성들을 가진다는 것이 관측될 수 있다. 따라서, 이들 두 값(quantity)들 사이의 선형 조합 SSBER+α1ρ를 구성할 수 있고, 이러한 값은 전달 속도와는 무관하게 거의 일정하다. 특히, ρ 및 ρ2의 평균 추정치는 단극성 저역-통과 필터를 통해 이들 값을 전달함으로써 계산될 수 있다:
Figure 112003024225495-pct00006
(4)
및
Figure 112003024225495-pct00007
(5)
여기서 n은 프레임 인덱스이다. 선택된 신호 분산 값이 계산될 때, 제어 순서는 단계(204)로 진행한다.
단계(204)에서, 로킹된 핑거의 수가 계산된다. RAKE 수신의 처리에서, 각각의 복조된 핑거의 신호 강도가 계산된다. 신호 강도는 RAKE 수신기에 의해 소프트 조합되로록 하기 위해 임계치를 초과하여야 한다. 신호 강도가 소프트 조합될 수 있을 정도로 충분할 때, 핑거는 "로킹"되었다고 칭한다. 개선된 실시예에서, 다수 핑거의 영향은 세트 포인트를 로킹된 핑거의 평균 수(Nf)의 함수로 정함으로써 보상된다. 예시적인 실시예에서, 핑거가 로킹되었는지의 여부에 관한 결정이 각각의 PCG에 대해 수행된다. 예시적인 실시예에서, 로킹된 핑거의 평균수는 프레임내 각각의 PCG에 대해 로킹된 핑거의 수를 합산하고, 이를 프레임 내 PCG 수로 나눔으로써 계산된다. 제어 순서는 단계(206)로 진행한다.
단계(206)에서, 세트 포인트가 계산된다. 세트 포인트를 계산하기 위한 제 1 단계는 상술된 3개의 인자의 함수인 메트릭 (η)을 생성하는 것이다. 예시적인 실시예에서, SSBER 메트릭은 핑거의 수 Nf의 선형 함수인 항의 추가에 의해 변경되고, 매우 잘 동작한다. 예시적인 실시예에서, 메트릭 (η)이 이하의 식에 따라 생성된다:
Figure 112003024225495-pct00008
(6)
여기서, 예시적인 실시예에서, η(n)은 현재(n번째) 프레임에 대한 메트릭이고, SSBER(n-1)은 이전((n-1)번째) 프레임에 대해 선택된 신호 비트 에러율이며, ρ(n-1)은 이전((n-1)번째) 프레임에 대해 선택된 신호 분산이며, Nf(n-1)은 이전 프레임내 로킹된 핑거의 수이며, α1 및 α2는 스케일링 상수이다.
외부 루프 임계치는 프레임 에러율에 관한 통계치를 누산함으로써 개선될 수 있다. 현재의 프레임에 대한 에러(ε(n))는 다음의 식에 따라 계산된다:
Figure 112003024225495-pct00009
(7)
현재의 프레임에 대한 세트 포인트(T(n))는 다음의 식에 따라 변경된다:
Figure 112003024225495-pct00010
(8)
도 3은 외부 루프 세트 포인트를 결정하기 위한 장치의 실시예를 도시한다. 선택된 신호는 안테나에서 수신되며, 디멀티플렉서(330)에 의해 디멀티플렉싱되며, 다음으로 수신기(RCVR)(300)에 제공된다. 수신기(300)는 수신된 신호를 다운컨버팅하고, 증폭하고 필터링한다. 예시적인 실시예에서, 수신기(300)는 수신된 신호를 직교 위상 편이 변조(QPSK) 포맷에 따라 컨버팅하고, 그 결과 생성된 동위상 및 직교 위상 성분을 메트릭 계산기(302)에 제공한다. 예시적인 실시예에서, 개별 메트릭 계산기(302)가 수신기 시스템에 의해 복조되는 각각의 핑거 제공된다.
각각의 메트릭 계산기(302)에서, 선택된 신호 복조기(Sel. Sig. DEMOD)(304)는 수신된 선택된 신호 심볼의 추정치를 제공하기 위해 수신된 선택된 신호 심볼 스트림을 복조하고, 핑거 조합기(310)에 이러한 복조된 심볼을 제공한다. 각각의 메트릭 계산기(302)에서, 선택된 신호 에너지 계산기(306)는 수신된 선택된 신호 심볼의 에너지를 계산하여 핑거 조합기(310)에 측정된 에너지를 제공한다. 추가로, 각각의 메트릭 계산기(302)에서, 로크 검출기(308)는 메트릭 계산기(302)에 해당하는 핑거가 로킹되었는지의 여부를 결정한다. CDMA 통신 시스템에서의 다이버시티 수신은 당업자에게 공지되어 있으며 언급된 미국특허 5,109,390호에 상세히 개시되어 있다.
핑거 조합기(310)는 각각의 선택된 신호 복조기(304)로부터 복조된 선택된 신호 심볼 에너지를 합산하며, 각각의 선택된 신호 에너지 계산기(306)로부터 선택된 신호 심볼 에너지를 합산하며, 로킹될 것으로 결정된 핑거의 수를 합산하여 로킹된 핑거 수의 값 Nf를 제공한다.
조합된 선택된 신호 심볼은 선택적인 샘플러(312)에 제공된다. 샘플러(312)는 복조된 선택된 신호 심볼 스트림을 데시메이팅하여 에러 검출기(314)에 데시메이팅된 스트림을 제공한다. 전송된 심볼의 값이 수신기에 알려지기 때문에, 에러 검출은 데시메이팅되었거나 또는 본래의(intact) 수신된 선택된 신호 심볼 추정치들을 예상된 선택된 신호 심볼 시퀀스와 비교한다. 예시적인 실시예에서, 선택된 FPSC 심볼은 양 또는 음의 1 중 하나이고, 이들은 각각 양 또는 음의 진폭으로서 표현된다. 따라서, 복조된 선택된 FPSC 심볼이 1 t-1의 임계 범위내에 있지 않은 진폭 값을 가질 때마다, 선택된 신호 비트 에러가 에러 검출기(314)에 의해 선언된다. 검출된 선택된 비트 에러(SSBER)의 수가 세트 포인트 계산기(316)에 제공된다.
조합된 선택된 신호 심볼 에너지 p(n)가 선택된 신호 분산 계산기(315)에 제공되고, 이러한 계산기는 상기 식 (3)-(5)에서 설명된 바와 같이 정규화된 신호 분산 ρ(n)을 계산하여 그 결과를 세트 포인트 계산기(316)에 제공한다.
각각의 메트릭 계산기(302)는 메트릭 계산기가 할당되는 핑거가 그 슬롯 동안 로킹되는지의 여부를 나타내는 신호를 제공한다. 핑거 조합기(310)는 각각의 핑거가 로킹되는 슬롯의 수를 합산하고, 이를 프레임 내 슬롯의 수로 나누어 로킹된 핑거의 평균수 Nf를 제공한다. 핑거 조합기(310)는 값 NF를 나타내는 신호를 세트 포인트 계산기(316)에 제공한다.
예시적인 실시예에서, 세트 포인트 계산기(316)는 상기 식 (6)-(8)에 따라 세트 포인트(T)를 결정한다. 세트 포인트 계산기(316)는 비교기(320)에 세트 포인트(T)를 제공한다. 수신기(300)는 기저역 샘플을 신호대잡음비 계산기(318)에 제공한다. 신호대잡음비를 추정하기 위한 많은 방법이 당업자에게 공지되어 있다. 잡음 에너지를 추정하기 위한 간단한 방법은 모든 대역내 에너지가 잡음인 것으로 추정하는 것이다. 수신기(300)는 전형적으로 자동 이득 제어 장치(미도시)를 포함하고, 대역내 에너지는 전형적으로 자동 이득 제어 장치에 의해 수신된 신호의 스케일링에 기초하여 추정될 수 있다. 신호 에너지는 복조된 트래픽 또는 파일럿 심볼의 에너지에 기초하여 추정될 수 있다. 신호대잡음비를 추정하기 위한 많은 방법이 "확산 스펙트럼 통신 시스템내 링크 품질을 측정하기 위한 방법 및 장치"라는 명칭의 미국특허 5,903,554에 개시되어 있고, 이 특허는 본 출원인에게 양도되었으며 여기서는 참조를 위해 인용된다.
추정된 신호대잡음비는 비교기(320)에 제공된다. 비교기(320)에서, 추정된 신호대잡음비는 임계치(T)와 비교된다. 송신기가 자신의 전송 에너지를 증가 또는 감소시킬 것을 요구하는 전력 제어 명령이 이러한 비교에 따라 결정된다. 비교의 결과는 전력 제어 비트 발생기(PCB GEN)(322)에 제공된다. 만일 추정된 신호대잡음 에너지가 임계치(T)를 초과한다면, 전력 제어 비트 발생기(322)는 원격 단말국이 자신의 전송 에너지를 감소시킬 것을 요구하는 메시지를 제공한다. 반대로, 만일 추정된 신호대잡음 에너지가 임계치(T) 이하라면, 전력 제어 비트 발생기(322)는 원격 단말국이 자신의 전송 에너지를 증가시킬 것을 요구하는 메시지를 제공한다.
전력 제어 비트 발생기(322)로부터의 전력 제어 명령은 멀티플렉서(324)에 제공된다. 예시적인 실시예에서, 전력 제어 명령은 언급된 공동계류중인 미국특허출원 08/963,386호에 개시된 바와 같이 트래픽 데이터로 시간 멀티플렉싱된다. 당업자라면 전력 제어 명령이 데이터의 전송된 프레임으로 시간 멀티플렉싱되는 시스템에서 설명되지만, 본 발명이 cdma2000 또는 WCDMA 제안 시스템과 같은 전력 제어 비트가 전송된 신호로 펑처링되는 통신 시스템에 적용될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
데이터의 멀티플렉싱된 프레임은 변조기(326)에 의해 변조된다. 예시적인 실시예에서, 변조는 확산 스펙트럼 통신 신호이다. 변조된 심볼은 송신기(TMTR)(328)에 제공된다. 송신기(328)는 전송을 위해 신호를 업컨버팅하고, 증폭하며 필터링한다. 송신기(328)의 출력은 안테나에 의해 방송되도록 디멀티플렉서(330)에 제공된다.
도 4는 메트릭 계산기(302)의 확장된 기능 블럭도의 예시적인 실시예를 도시한다. 이전에 설명된 바와 같이, 수신기(RCVR)(300)는 수신된 역방향 링크 RF 신호를 기저역 주파수로 다운컨버팅하여, I 및 Q 기저역 신호를 제공한다. 예시적인 실시예에서, 수신된 신호는 언급된 미국특허출원 08/886,604호에 상세히 개시된 당업자에게 공지된 방법에 의해 동위상 PNI 및 직교 위상 PNQ 시퀀스를 사용하여 복소 PN 확산이다. 디스프레더(510 및 512)는 각각 PNI 시퀀스를 사용하여 I 및 Q 신호를 디스프레딩한다. 유사하게, 디스프레더(514 및 516)는 각각 PNQ 시퀀스를 사용하여 I 및 Q 신호를 디스프레딩한다. 디스프레더(510 및 514)의 출력은 조합기(518) 내에서 조합된다. 디스프레더(516)의 출력은 조합기(520) 내에서 디스프레더(512)의 출력으로부터 감산된다.
조합기(518 및 520)의 개별 출력은 월시 디커버(미도시)에 의해 스트리핑된(stripped) 자신들의 월시 커버를 가지며, 누산기(530 및 532)에 의해 합산된다. 누산기(530 및 532)의 출력은 선택된 신호의 단기간 합산이다. 누산기(530 및 532)의 출력은 각각 지연 엘리먼트(531 및 533)에 제공된다. 지연 엘리먼트(531 및 533)는 필터링된 선택된 신호가 선택된 신호 필터(534 및 536)에 의해 수행된 필터링 동작의 결과로서 경험하도록 하는 추가의 지연을 일정하게 하기 위해 제공된다. 지연 엘리먼트(531 및 533)는 만일 필터링에 사용된다면 유한 임펄스 응답(FIR) 필터를 중심으로 한다. 조합기(518 및 520)의 개별 출력은 누산기(526 및 528)에 의해 합산된다. 누산기(526) 및 528)의 출력은 선택된 신호의 장기간 합산이다. 비교 임계치가 고정되는 실시예에서, 장기간 합산은 불필요하고, 엘리먼트(526, 528, 534 및 536)가 제거된다. 누산기(526 및 528)의 개별 출력은 선택된 신호 필터(534 및 536)에 제공된다. 선택된 신호 필터(534 및 536)는 선택된 신호 데이터의 추정된 전력 및 위상을 결정함으로써 채널 조건의 추정치를 생성한다. 선택된 신호 필터(534 및 536)의 출력 및 지연 엘리먼트(531 및 533)의 제곱되고 합산된 출력이 임계치 비교기(560)에 입력되어 예상된 PCB 값에 대해 고정된 임계치에 복조된 FPCS 심볼을 비교한다. 예시적인 실시예에서, 임계치 비교기(560)는 PCB의 부호에 대한 결정 또는 PCB에 대한 소거 식별자를 출력한다. 임계치가 고정되지 않은 다른 실시예에서, 임계치는 임계치 비교기(560)내에 고정된 값을 제외하고 선택된 신호 필터(534 및 536)의 장기간 합산 출력에 의해 제공된다.
추가로, 선택된 신호 필터(534 및 536)의 출력은 데시메이터(552)에 제공된다. 예시적인 실시예에서, 선택된 신호 필터(534 및 536)는 PCB 또는 PCB의 일부에 대해 수신된 선택된 신호 심볼의 진폭을 평균하는 이동 평균 필터이다. 데시메이터(552)는 프레임내 각각의 PCB에 대한 평균 심볼 진폭을 제공하기 위해 PCB 경계에서 선택된 신호 필터(534 및 536)의 출력을 샘플링한다.
프레임내 각각의 PCB에 대해 평균된 평균 심볼 진폭은 에너지 계산기(I2+Q2)에 제공된다. 에너지 계산기(554)는 선택된 신호 필터(534 및 536)로부터 샘플의 진폭을 제곱하여 합산하고 그 결과로서 생성된 에너지값을 누산기(ACC)(559)에 제공한다. 누산기(559)는 프레임 주기 동안 PCB의 에너지를 누산하고 세트 포인트 계산기(316)로 누산된 프레임 에너지를 출력한다. 추가로, 에너지 계산기(554)로부터의 평균 PCB 에너지 값은 저역통과 필터(LPF)(556)에 제공된다. 예시적인 실시예에서, 저역통과 필터(556)는 다수의 PCB에 대해 평균 선택된 신호 심볼 에너지를 계산하고 이러한 값을 비교기(558)에 제공한다. 비교기(558)는 평균 선택된 신호 심볼 에너지를 임계치에 비교하고, 이러한 비교에 기초하여 핑거가 로킹되었는지의 여부를 결정한다. 비교기(558)는 핑거 조합기(310)에 비교의 결과를 출력한다. 당업자라면 핑거가 로킹되었는지의 여부를 결정하기 위해 여기서 제공된 방법에 대해 많은 변경이 가능하며 이러한 방법은 예시를 목적으로 한 것임을 알 수 있을 것이다.
도 5는 정규화된 신호 분산 계산기(315)의 예시적인 실시예를 도시한다. 일 실시예에서, 각각의 선택된 신호 에너지 계산기(306)의 누산기(599)로부터의 선택된 신호 심볼 에너지는 핑거 조합기(310) 내에서 합산되고 저역통과 필터(LPF)(560) 및 제곱 엘리먼트(562)에 제공된다. 예시적인 실시예에서, 저역 통과 필터(560)는 다수의 프레임 지속시간 동안 조합된 선택된 심볼 에너지의 평균 심볼 에너지
Figure 112008047296112-pct00011
을 계산하는 단극성 IIR 평균화 필터이다. 예시적인 실시예에서, 평균 심볼 에너지는 상기 식 (4)에 따라 계산된다. 평균 심볼 에너지
Figure 112008047296112-pct00012
는 제곱 엘리먼트(561)에 제공되고, 이러한 제곱 엘리먼트는 평균 심볼 에너지
Figure 112008047296112-pct00013
의 제곱을 계산하고, 합산기(565)의 제 1 출력에 상기 값을 제공한다.
제곱 엘리먼트(562)는 조합된 심볼 에너지의 진폭을 제곱하고 제곱된 진폭 값을 저역통과 필터(LPF)(563)에 제공한다. 저역통과 필터(563)는 프레임의 지속시간에 대해 제곱된 에너지 값의 평균
Figure 112008047296112-pct00014
을 계산하는 단극성 IIR 필터이다. 저역통과 필터(563)로부터의 출력이 합산기(565)의 제 2 합산 입력에 제공된다. 합산기(565)는 평균 심볼 에너지의 제곱
Figure 112008047296112-pct00015
과 제곱된 심볼 에너지의 평균
Figure 112008047296112-pct00016
의 합을 계산하여 나눗셈기(566)의 분자 입력에 이러한 합을 제공한다. 저역통과 필터(562)는 또한 나눗셈 엘리먼트(566)의 분모 입력에 제곱된 에너지의 평균을 제공한다. 나눗셈 엘리먼트(566)는 저역통과 필터(562)로부터 제곱된 에너지의 평균에 의해 합산기(565)로부터의 합을 나눈다. 이러한 나누기의 결과가 나눗셈 엘리먼트(566)에 의해 수행된 나누기의 제곱근을 계산하는 제곱근 엘리먼트(567)에 제공된다. 예시적인 실시예에서, 제곱근 동작이 테이블 룩업에 의해 수행된다. 당업자라면 제곱근 값을 결정하기 위한 다른 방법들이 공지되어 있으며 본 발명의 범위를 벗어남 없이 개시된 실시예에 적용될 수 있음을 알 수 있을 것이다.
다른 예시적인 실시예에서, 평균 분산은 다수의 정규화된 신호 분산 계산기(315)에 의해 생성된 다수의 분산 값으로부터 계산된다. 예를 들면, 선택된 신호는 FPCS이고, 두 개의 정규화된 신호 분산 계산기(315)가 사용된다. 하나의 정규화된 신호 분산 계산기(315)가 양의 1에서의 PCB 분산을 계산하는 반면, 제 2 정규화된 신호 분산 계산기(315)는 음의 1에서 PCB의 분산을 계산한다. FPCS 신호에 대한 평균 분산은 두 개의 개별적으로 생성된 분산 값으로부터 계산된다.
따라서, 무선 패킷 데이터 통신 시스템에서 순방향 링크 폐루프 전력 제어 세트 포인트를 결정하기 위한 새롭고 개선된 방법 및 장치가 개시되었다. 당업자라면 여기서 개시된 실시예와 관련된 여러 예시적인 논리 블록, 모듈, 회로 및 알고리즘 단계가 전자 하드웨어, 컴퓨터 하드웨어 또는 이들의 조합으로 구현될 수 있음을 알 수 있을 것이다. 여러 예시된 컴포넌트, 블록, 모듈, 회로 및 단계들이 이들의 기능의 관점에서 전반적으로 설명되었다. 기능이 하드웨어 또는 소프트웨어로 구현되는지의 여부는 특정 애플리케이션 및 전체 시스템에 부여된 설계 억제요인에 따른다. 당업자라면 이러한 상황하에서 하드웨어 및 소프트웨어의 상호교환성 및 각각의 특정 애플리케이션에 대해 개시된 기능을 가장 구현할 수 있는 방법을 알 수 있을 것이다. 예를 들면, 여기서 개시된 실시예와 관련하여 설명된 여러 예시된 논리 블록, 모듈 회로 및 알고리즘 단계는 디지털 신호 프로세서(DSP), 주문형 집적회로(ASIC), 현장 프로그램가능 게이트 어레이(FPGA) 또는 다른 프로그램가능 논리 장치, 이산 게이트 또는 트랜지스터 논리, 레지스터 및 FIFO와 같은 이산 하드웨어 소자, 펌웨어 명령 세트를 수행하는 프로세서, 임의의 통상적인 프로그램가능 소프트웨어 모듈과 프로세서 또는 이들의 조합을 통해 구현 또는 실행된다. 프로세서는 마이크로프로세서일 수 있지만, 선택적으로 프로세서는 임의의 통상적인 프로세서, 제어기, 마이크로 제어기, 또는 상태기계일 수 있다. 소프트웨어 모듈은 RAM 메모리, 플래시 메모리, RPM 메모리, 레지스터, 하드 디스크, 제거가능 디스크, CD-ROM 또는 임의의 다른 형태의 당업자에게 공지된 저장 매체 내에 상주할 수 있다. 당업자라면 상기한 설명을 통해 참조된 데이터, 지시, 명령, 정보, 신호, 비트, 심볼 및 칩이 전압, 전류, 전자기파, 자기장 또는 입자, 광학장 또는 입자, 또는 이들의 조합으로 표현될 수 있음을 알 수 있을 것이다.
바람직한 실시예에 대한 이상의 설명은 당업자가 개시된 실시예를 구현 또는 사용할 수 있도록 하기 위해 제공된다. 당업자라면 이러한 실시예에 대한 여러 변경이 가능하고 여기서 정의된 일반적인 원리가 본 발명의 기능을 사용함 없이 다른 실시예에도 적용될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
따라서, 개시된 실시예는 예시된 실시예에 한정하기 위한 것이 아니며 여기서 개시된 원리 및 새로운 특징에 부합하는 최대 범위에 따른다.

Claims (41)

  1. 무선 통신 시스템에서 순방향 링크 전력 제어 방법으로서,
    전력 제어된 순방향 링크 신호를 선택하는 단계;
    상기 선택된 신호에 대한 비트 에러율을 계산하는 단계;
    상기 선택된 신호에 대한 분산(variance)을 계산하는 단계;
    상기 비트 에러율 및 상기 분산으로부터 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 계산하는 단계; 및
    상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트에 기반하여 순방향 링크 신호 전력 레벨을 결정하는 단계를 포함하는 순방향 링크 전력 제어 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 선택된 신호는 순방향 링크 전력 제어 서브-채널인 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 방법.
  3. 제1항에 있어서, 로킹된(in lock) 핑거들의 평균 개수를 계산하는 단계 및 상기 로킹된 핑거들의 개수로부터 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 계산하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 방법.
  4. 무선 통신 수신기로서,
    전력 제어된 순방향 링크 신호를 선택하는 수단;
    상기 선택된 신호에 대한 비트 에러율을 계산하는 수단;
    상기 선택된 신호에 대한 분산을 계산하는 수단; 및
    상기 비트 에러율 및 상기 분산으로부터 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 계산하고, 상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트에 기반하여 순방향 링크 신호 전력 레벨을 결정하는 수단을 포함하는 무선 통신 수신기.
  5. 제4항에 있어서, 로킹된 핑거들의 평균 개수를 계산하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 수신기.
  6. 제4항에 있어서, 상기 신호를 선택하는 수단은 순방향 링크 전력 제어 서브-채널 신호를 선택하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 수신기.
  7. 제4항에 있어서, 상기 수신기는 가입자 유니트를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 수신기.
  8. 무선 통신 수신기로서,
    전력 제어된 순방향 링크 신호를 선택하는 선택기;
    상기 선택된 신호에 대한 비트 에러율을 계산하는 계산기;
    상기 선택된 신호에 대한 분산을 계산하는 분산 계산기; 및
    상기 비트 에러율 및 상기 분산으로부터 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 계산하고, 상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트에 기반하여 순방향 링크 신호 전력 레벨을 결정하는 계산기를 포함하는 무선 통신 수신기.
  9. 제8항에 있어서, 상기 신호를 선택하는 선택기는 순방향 링크 전력 제어 서 브-채널 신호를 선택하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 수신기.
  10. 제8항에 있어서, 로킹된 핑거들의 평균 개수를 계산하는 로크 검출기를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 수신기.
  11. 순방향 링크 폐루프 전력 명령들을 생성하는 장치로서,
    선택된 순방향 링크 전력 제어 신호를 복조하는 신호 복조기;
    상기 선택된 신호의 에너지를 계산하는 신호 에너지 계산기;
    로킹된 수신기 핑거들의 개수를 검출하는 로크 검출기;
    상기 선택된 신호의 분산을 결정하는 신호 분산 계산기;
    순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 결정하는 세트 포인트 계산기; 및
    상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트에 기반하여 순방향 링크 신호 전력 레벨을 결정하는 비트 발생기를 포함하는 순방향 링크 폐루프 전력 명령 생성 장치.
  12. 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 결정하는 장치로서,
    선택된 순방향 링크 신호 비트 에러율을 계산하는 계산기; 및
    상기 선택된 신호 비트 에러율에 따라 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 계산하는 계산기; 및
    상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트에 기반하여 순방향 링크 신호 전력 레벨을 결정하는 발생기(generator)를 포함하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  13. 제12항에 있어서, 상기 선택된 신호 비트 에러율을 계산하는 계산기는,
    수신된 선택된 신호 심볼들을 복조하는 선택된 신호 심볼 복조기; 및
    상기 복조된 선택된 신호 심볼들을 미리 결정된 심볼 시퀀스와 비교하는 비교기를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  14. 제12항에 있어서, 상기 선택된 신호 비트 에러율을 계산하는 계산기는,
    적어도 하나의 채널 특성을 결정하는 채널 분석기; 및
    상기 선택된 신호 비트 에러율 및 상기 적어도 하나의 채널 특성에 따라 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 계산하는 전력 제어 세트 포인트 계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  15. 제13항에 있어서, 상기 선택된 신호 심볼 복조기는,
    상기 수신된 선택된 신호 심볼들에 따라 채널 추정치를 생성하는 채널 추정기; 및
    상기 채널 추정치와 상기 수신된 선택된 신호 심볼들 사이의 도트곱을 계산하는 도트곱 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  16. 제15항에 있어서, 상기 채널 추정기는,
    미리 결정된 수의 선택된 신호 심볼들을 누산하는 월시 합산기; 및
    상기 누산된 선택된 신호 심볼들을 저역통과 필터링하는 선택된 신호 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  17. 제13항에 있어서, 상기 선택된 신호 심볼 복조기는,
    복소 PN 디스프레딩 포맷에 따라 상기 수신된 신호를 복조하는 복소 PN 복조기;
    상기 복소 PN 복조된 선택된 신호를 디스프레딩하는 디스프레딩 수단;
    상기 복소 PN 복조된 신호를 디스프레딩하고 상기 디스프레딩된 신호를 필터링하는 채널 추정기; 및
    상기 디스프레딩된 신호와 상기 채널 추정치의 도트곱을 계산하여 복조된 선택된 신호 심볼들을 제공하는 도트곱 회로를 포함하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  18. 제13항에 있어서, 상기 선택된 신호 심볼 복조기는,
    다수의 선택된 신호 복조기들 - 상기 다수의 선택된 신호 복조기들 각각은 선택된 신호 심볼 에너지들을 제공하기 위해 다이버시티 수신기의 해당 핑거를 복조함 -; 및
    상기 선택된 신호 심볼 에너지들을 수신하고 상기 선택된 신호 심볼 에너지들을 조합하는 조합기를 포함하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  19. 제12항에 있어서,
    선택된 신호 분산을 결정하는 신호 분산 계산기를 더 포함하며,
    상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치는 상기 선택된 신호 분산에 따라 결정을 수행하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  20. 제19항에 있어서, 상기 선택된 신호 분산을 결정하는 신호 분산 계산기는,
    상기 복조된 선택된 신호 심볼들의 에너지들을 계산하는 선택된 신호 심볼 에너지 계산기; 및
    상기 선택된 신호 심볼들의 에너지들의 분산을 계산하는 분산 계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  21. 제19항에 있어서, 상기 선택된 신호 분산을 결정하는 신호 분산 계산기는,
    다수의 선택된 신호 심볼 에너지 계산기들 - 상기 선택된 신호 심볼 에너지 계산기들 각각은 다이버시티 수신기의 해당 핑거의 복조된 선택된 신호 심볼들의 에너지들을 계산함 -;
    상기 선택된 신호 심볼들의 에너지들을 조합하는 조합기; 및
    상기 복조된 선택된 신호 심볼들의 조합된 에너지들의 분산을 계산하는 분산 계산기를 포함하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  22. 제20항에 있어서, 상기 분산 계산기는,
    상기 복조된 선택된 신호 심볼 에너지들을 수신하고 상기 선택된 신호 심볼 에너지들을 필터링하는 제 1 필터;
    평균 제곱된 선택된 심볼 에너지를 제공하기 위해 상기 필터링된 복조된 선택된 신호 심볼 에너지를 수신하고 상기 필터링된 복조된 선택된 신호 심볼 에너지를 제곱하는 제 1 제곱 곱셈기;
    상기 복조된 선택된 신호 심볼 에너지들을 수신하고 상기 선택된 신호 심볼 에너지들을 제곱하는 제 2 제곱 곱셈기;
    제곱된 평균 선택된 신호 심볼 에너지를 제공하기 위해 상기 제곱된 복조된 선택된 신호 심볼들을 수신하는 제 2 필터;
    상기 평균 제곱된 선택된 심볼 에너지 및 상기 제곱된 평균 선택된 신호 심볼 에너지를 수신하고 상기 평균 제곱된 선택된 신호 심볼 에너지와 상기 제곱된 평균 선택된 신호 심볼 에너지를 합산하는 합산기; 및
    상기 평균 제곱된 선택된 신호 심볼 에너지와 상기 제곱된 평균 선택된 심볼 에너지의 합을 수신하고, 상기 평균 제곱된 선택된 신호 심볼 에너지를 수신하며, 상기 평균 제곱된 선택된 신호 심볼 에너지와 상기 제곱된 평균 선택된 심볼 에너지의 합을 상기 평균 제곱된 선택된 신호 심볼 에너지로 나누는 나눗셈기를 포함하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  23. 제19항에 있어서, 상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 계산하는 계산기는 상기 선택된 신호 분산과 선택된 신호 심볼 에러율의 선형 조합에 따라 세트 포인트를 계산하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  24. 제19항에 있어서, 상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치는,
    로킹된 핑거들의 평균 개수를 계산하는 로크 검출기를 더 포함하며,
    상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 계산 장치는 상기 로킹된 핑거들의 평균 개수에 따라 계산을 수행하는 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 장치.
  25. 적어도 두 개의 순방향 링크 채널들이 전송되며 제 1 순방향 링크 채널은 통신 서비스 지속 시간중 나머지 순방향 링크 채널들보다 더 많은 비율 동안 전송되는 제 1 통신 장치에서, 상기 적어도 두 개의 채널의 수신기에서 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 결정하는 방법으로서,
    수신된 신호의 제 1 순방향 링크 채널을 복조하는 단계;
    상기 수신된 신호의 나머지 순방향 링크 채널들을 복조하는 단계;
    상기 복조된 제 1 순방향 링크 채널에 따라 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 결정하는 단계; 및
    상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트에 기반하여 순방향 링크 신호 전력 레벨을 결정하는 단계를 포함하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  26. 제25항에 있어서, 상기 제 1 순방향 링크 채널은 순방향 전력 제어 서브-채널인 것을 특징으로 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  27. 제25항에 있어서, 상기 나머지 순방향 링크 채널들은 순방향 기본 전송 채널을 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  28. 제25항에 있어서, 상기 나머지 순방향 링크 채널들은 순방향 전용 제어 전송 채널을 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  29. 제25항에 있어서, 상기 제 1 통신 장치는 기지국이며, 상기 수신기는 가입자 유니트의 수신기인 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  30. 제25항에 있어서, 상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 결정하는 단계는,
    선택된 신호 비트 에러율을 계산하는 단계; 및
    상기 선택된 신호 비트 에러율에 따라 상기 전력 제어 세트 포인트를 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  31. 제30항에 있어서, 상기 선택된 신호 비트 에러율을 계산하는 단계는,
    수신된 선택된 신호 심볼들을 복조하는 단계; 및
    상기 복조된 선택된 신호 심볼들을 미리 결정된 선택된 신호 심볼 시퀀스와 비교하는 단계를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  32. 제30항에 있어서, 상기 선택된 신호 비트 에러율을 계산하는 단계는,
    적어도 하나의 채널 특성을 결정하는 단계를 더 포함하며,
    상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 계산하는 단계는 상기 선택된 신호 비트 에러율 및 상기 적어도 하나의 채널 특성에 따라 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 계산하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  33. 제32항에 있어서, 상기 적어도 하나의 순방향 링크 채널 특성은 상기 제 1 통신 장치와 상기 수신기 사이의 상대 속도를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  34. 제31항에 있어서, 상기 선택된 신호 심볼들을 복조하는 단계는,
    상기 수신된 선택된 신호 심볼들에 따라 채널 추정치를 생성하는 단계; 및
    상기 채널 추정치와 상기 수신된 선택된 신호 심볼들 사이의 도트곱을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  35. 제34항에 있어서, 상기 채널 추정치를 생성하는 단계는,
    미리 결정된 수의 선택된 신호 심볼들을 누산하는 단계; 및
    상기 누산된 선택된 신호 심볼들을 저역통과 필터링하는 단계를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  36. 제34항에 있어서, 상기 선택된 신호 심볼들을 복조하는 단계는,
    복소 PN 디스프레딩 포맷에 따라 상기 수신된 신호를 복조하는 단계;
    상기 복소 PN 복조된 신호를 디스프레딩하는 단계;
    상기 복소 PN 복조된 신호를 디스프레딩하고 상기 디스프레딩된 신호를 필터링하는 단계; 및
    복조된 선택된 신호 심볼들을 제공하기 위해 상기 디스프레딩된 신호와 상기 채널 추정치의 도트곱을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  37. 제34항에 있어서, 상기 선택된 신호 심볼들을 복조하는 단계는,
    다수의 선택된 신호들을 복조하는 단계 - 상기 다수의 선택된 신호들 각각은 다이버시티 수신기의 핑거에 대응함 -; 및
    상기 복조에 의해 생성된 상기 선택된 신호 심볼 에너지들을 조합하는 단계를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  38. 제33항에 있어서, 상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 결정하는 단계는,
    선택된 신호 분산을 결정하는 단계를 더 포함하며,
    상기 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트를 계산하는 단계는 상기 선택된 신호 분산에 따라 계산을 수행하는 단계를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  39. 제38항에 있어서, 상기 선택된 신호 분산을 결정하는 단계는,
    상기 복조된 선택된 신호 심볼들의 에너지들을 계산하는 단계; 및
    상기 복조된 선택된 신호 심볼들의 에너지들의 분산을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  40. 제38항에 있어서, 상기 선택된 신호 분산을 결정하는 단계는,
    다수의 선택된 신호 심볼 에너지들을 계산하는 단계 - 상기 선택된 신호 심볼 에너지들 각각은 다이버시티 수신기의 핑거에 대응함 -;
    상기 선택된 신호 심볼들의 에너지들을 조합하는 단계; 및
    상기 복조된 선택된 신호 심볼들의 조합된 에너지들의 분산을 계산하는 단계를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
  41. 제40항에 있어서, 상기 조합된 에너지들의 분산을 계산하는 단계는,
    상기 선택된 신호 심볼 에너지들을 필터링하는 단계;
    평균 제곱된 선택된 신호 심볼 에너지를 제공하기 위해 상기 필터링된 복조된 선택된 신호 심볼 에너지를 제곱하는 단계;
    상기 선택된 심볼 에너지들을 제곱하는 단계;
    제곱된 평균 선택된 신호 심볼 에너지를 제공하기 위해 상기 제곱된 복조된 선택된 신호 심볼들을 필터링하는 단계;
    상기 평균 제곱된 선택된 신호 심볼 에너지와 상기 제곱된 평균 선택된 신호 심볼 에너지를 합산하는 단계; 및
    상기 평균 제곱된 선택된 신호 심볼 에너지와 상기 제곱된 평균 선택된 신호 심볼 에너지의 합을 상기 평균 제곱된 선택된 신호 심볼 에너지로 나누는 단계를 포함하는 것을 특징을 하는 순방향 링크 전력 제어 세트 포인트 결정 방법.
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