KR100842293B1 - 고차의 ｑａｍ 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파복원 장치 및 방법 - Google Patents

고차의 ｑａｍ 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파복원 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

고차의 QAM 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치 및 방법이 개시된다. 본 발명의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치는, 반송파 복원 장치로 수신되어 위상 변환된 기저대역 신호의 위상 오프셋을 검출하는 위상 검출부; 반송파 복원에 사용하기 위해 선택된 심볼의 극성을 검출하고, 극성을 기초로 선택된 심볼의 위상 오프셋을 검출하는 극성 검출부; 극성 검출부의 출력을 기초로 주파수 오프셋을 검출하는 주파수 검출부; 및 반송파의 주파수 오프셋 및 위상 오프셋이 소정의 기준치 이하로 제거되었는지 검출하고, 검사 결과에 따라 위상 검출부의 출력, 극성 검출부의 출력 또는 주파수 검출부의 출력 중 어느 하나를 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 고정신호 검출부;를 포함한다. 본 발명에 따르면, 넓은 주파수 복원 범위와 빠른 포착 시간을 가지는 반송파 복원 장치를 운용할 수 있으며, 반송파 주파수 오프셋이 증가하더라도 포착 시간은 변화하지 않는다는 장점을 가진다.
QAM, 반송파 복원, 반송파 주파수, 위상 동기, M-QAM

Description

고차의 ＱＡＭ 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치 및 방법{Apparatus and method for carrier recovery of base-band receiver in high order QAM systems}
도 1은 종래의 반송파 복원 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 M-QAM 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
도 3은 도 2의 전력 검출부(220)에서 64 QAM 성상도 상의 심볼을 선택하는 방식을 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 M-QAM 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 방법을 나타낸 흐름도이다.
본 발명은 고차의 QAM(M-ary quadrature ampitude modulation, M-QAM) 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치 및 방법에 관한 것으로, 더욱 상세하게는, 본 발명은 유선 또는 무선 통신에서 M-QAM 디지털 변복조를 사용하는 기저대역(base-band) 수신기의 반송파 주파수 및 위상 동기 장치의 구조에 관한 것으 로, M-QAM 변복조를 사용하는 디지털 송수신 시스템에서 수신 신호에 포함된 주파수 오프셋(offset) 및 위상 오프셋을 복원하기 위한 반송파 복원 장치에 관한 것이다.
디지털 통신 시스템에서 반송파 동기는 송신기 및 수신기 간의 발진기 주파수 오차 및 위상 오차를 복원하기 위해 필수적인 요소이다. 과거의 반송파 복원 기술은 위상 검출기(Phase Detector), 루프 필터(loop filter) 및 수치 제어 발진기(Numerical Controlled Oscillator, NCO)를 이용하여 수신 신호에 포함된 주파수 및 위상 오프셋을 예측하고, 수신 신호에서 예측된 주파수 및 위상 오프셋을 제거하는 방식이었다.
M-QAM 변복조를 사용하는 송신기는 QAM 심볼(symbol) 성상도(constellation)에 의해 입력 비트 데이터를 동상(in-phase) 및 직교상(quadrature-phase)의 신호를 가지는 심볼로 변환하고, 이 신호를 IF(Intemediate frequency) 또는 RF(Radio frequency) 반송파 변조하여 송신한다.
이 신호를 수신단에서 복조하여 QAM 심볼에 대한 백터 값을 다시 얻기 위해서는 수신 신호로부터 반송파의 위상을 정확히 추정하여, 변조되지 않은 반송파를 복구하는 것이 필요하다. 그러나 전송 시스템에 장착되는 아날로그 반송파 변조 및 복조 장치는 RF 튜너나 발진기에서 발생하는 수 Hz ~ 수백 kHz의 주파수 오프셋(offset)과 위상 오프셋이 존재한다. 이로 인해 반송파 복조된 QAM 신호에는 송신기의 반송파와 수신기의 반송파 간 차이에 의한 주파수 및 위상 오차가 남아 있게 된다.
따라서 QAM 심볼을 검출하는 기저대역(Base-band) 수신기에는 위의 주파수 및 위상 오프셋을 제거하기 위해 반송파 주파수 및 위상 복원 장치가 필수적으로 요구된다.
도 1은 종래의 반송파 복원 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
도 1을 참조하면, 종래의 반송파 복원 장치는 위상 변환기(Phase rotator)(110), 위상 검출기(Phase Detector, PD)(120), 루프 필터(loop filter)(130) 및 수치 제어 발진기(NCO, 140)를 이용하여 수신 신호에 포함된 주파수 및 위상 오프셋을 예측(estimation)한 후, 수신 신호에서 예측된 주파수 및 위상 오프셋을 제거하는 방식을 사용하였다. 위상 오프셋의 예측은 위상 검출기(120)에서 이루어진다.
M-QAM 시스템에서 심볼 타이밍이 이전 과정에서 완전히 이루어졌다고 가정할 경우, 반송파 복원 장치로 수신되는 기저대역 신호는 아래와 같다.
Figure 112006091288761-pat00001
여기서,
d(n)은 n 번째 M-QAM 심볼,
ω0 는 반송파 주파수 오프셋,
θ0 는 반송파 위상 오프셋,
T 는 심볼 구간, 및
ν(n) 은 부가적인 백색 가우시안 잡음(Additive White Gaussian Noise, AWGN)을 나타낸다.
위상 검출기(120)는 수신 신호와 수치 제어 발진기(140)의 출력 신호와의 위상 오차를 생성하는 기능을 수행한다. 위상 변위기(110)는 위의 입력 신호와 수치 제어 발진기(140)가 발생시킨 신호
Figure 112006091288761-pat00002
를 곱하여 위상을 변환시킨다. 이렇게 위상 변환된 신호
Figure 112006091288761-pat00003
가 위상 검출기(120)의 입력이 되고, 결정 지향형(decision directed) 위상 검출기(120)의 출력은 다음의 수학식 2와 같다.
Figure 112006091288761-pat00004
여기서,
Im{} 는 수신 신호의 허수부이고,
Figure 112006091288761-pat00005
는 수신 QAM 심볼을 결정(decision)한 결과이다.
즉, 수학식 2는 입력 신호의 QAM 결정된 심볼과 입력 신호 간의 위상 오차를 검출한 결과이다. 루프 필터(130)는 검출된 위상 오프셋을 이용하여 반송파 주파수 및 위상 오프셋을 검출한다. 이를 위하여 루프 필터(130)는 아래의 수학식 3과 같 이 2차의 저역 통과 필터(Low-pass filter, LPF)의 구조로 되어 있다.
Figure 112006091288761-pat00006
여기서,
Figure 112006091288761-pat00007
은 n 번째 신호에 대한 루프 필터(130)의 출력이고,
ξ(n)은 중간 과정식이며,
γ, ρ는 루프 계수이고,
e(n)은 위상 검출기(120)의 출력이다.
루프 필터(130)를 통해서 검출된 주파수 및 위상 오프셋은 수치 제어 발진기(140)에서 동상(in-phase) 및 직교상(quadrature-phase)의 신호로 변환되어 위상 변환기(110)에서 수신 신호에 곱해지게 된다.
이러한 종래의 반송파 복원 기술은 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 및 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 변복조 방식에서 많이 사용되었다. 그런데 QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 변복조 방식에서는 심볼 개수가 많아질수록 위상 검출기의 포착 범위(acquisition range)가 작아지고 포착 시간이 길어지는 문제점이 발생하였다.
포착 범위가 좁아지는 문제를 해결하기 위하여 모든 수신 심볼에 대하여 위 상 오프셋을 검출하지 않고, 가장자리(corner) 심볼만을 사용해서 위상 에러를 검출하는 방법이 사용되었다. 그러나 고차의 QAM 변조에서는 전체 심볼의 개수에 비해 가장자리 심볼의 개수가 현저히 적기 때문에 포착 시간이 오래 걸리는 문제가 발생하였다.
다시 이를 보완하기 위해 위상 검출에 사용하는 M-QAM 가장자리 심볼의 개수를 늘리고 극성(polarity)을 검출하여 위상 오프셋을 검출하는 극성 검출기(Polarity Detector)가 제안되었으며, 위상 검출기와 주파수 검출기의 기능을 연합한 PFD(Phase and Frequency Detector)가 M-QAM 시스템을 위해 제안되었다.
그러나 위와 같은 개선된 종래의 반송파 복원 방식도 위상 검출기에서 예측한 위상 오프셋을 기반으로 주파수 오프셋을 생성한 후, 주파수 오프셋이 완전히 제거될 때까지 수신 신호에서 감소시켜가는 방식을 사용하기 때문에 초기 포착 시간이 오래 걸린다는 단점을 그대로 지니고 있다. 또한 주파수 오프셋이 클수록 포착 시간이 늘어나게 된다. 모의 실험 결과 0.01 ~ 0.12의 정규화된 주파수 오프셋에 대해 500 ~ 20000 심볼의 가변적인 포착 시간이 걸리는 것으로 확인되었다. 즉, 종래 방법은 여전히 포착 시간이 오래 걸리고, 주파수 오프셋에 따라 불안정한 포착 시간을 가지는 문제가 있다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, M-QAM 변복조를 사용하는 디지털 송수신 시스템에서 수신 신호에 포함된 주파수 및 위상 오프셋(offset)를 복원하기 위한 반송파 복원 장치에 있어서, 반송파 복원의 포착 시간을 줄일 수 있는 반송파 복원 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
상기와 같은 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명에 따르는 고차의 직교 진폭 변조(M-ary Quadrature Amplitude Modulation, M-QAM) 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치는, 반송파 복원 장치로 수신되어 위상 변환된 기저대역 신호의 위상 오프셋을 검출하는 위상 검출부; 반송파 복원에 사용하기 위해 선택된 심볼의 극성을 검출하고, 상기 극성을 기초로 상기 선택된 심볼의 위상 오프셋을 검출하는 극성 검출부; 상기 극성 검출부의 출력을 기초로 주파수 오프셋을 검출하는 주파수 검출부; 및 반송파의 주파수 오프셋 및 위상 오프셋이 소정의 기준치 이하로 제거되었는지 검출하고, 검사 결과에 따라 상기 위상 검출부의 출력, 상기 극성 검출부의 출력 또는 상기 주파수 검출부의 출력 중 어느 하나를 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 고정신호 검출부;를 포함한다.
바람직하게는, 상기 고정신호 검출부는, 반송파 포착을 시작할 때는 상기 주파수 검출부의 출력을 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하고, 주파수 오프셋이 소정 기준치 이하로 제거된 후에는 상기 극성 검출부의 출력을 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하며, 잔여 주파수 오프셋 및 위상 오프셋이 소정 기준치 이하로 제거된 후에는 상기 위상 검출부의 출력을 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 것을 특징으로 한다.
바람직하게는, 상기 주파수 검출부는, 상기 극성 검출부의 연속적인 두 출력의 차를 이용하여 주파수 오프셋을 검출한다.
바람직하게는, 상기 극성 검출부는, 아래의 수학식을 이용하여 n 번째 신호에 대한 출력 EPoD(n)을 결정한다.
Figure 112006091288761-pat00008
여기서,
Re{}는 수신신호의 실수부, Im{}은 수신신호의 허수부이고,
p(n)은 EPoD(n)을 계산하기 위한 중간 과정을 나타낸 식이고,
a(n)은 극성 검출부로 입력된 신호이며,
Figure 112006091288761-pat00009
이다.
바람직하게는, 상기 주파수 검출부는, 아래의 수학식을 이용하여 n 번째 신호에 대한 출력 EFD(n)을 결정한다.
Figure 112006091288761-pat00010
Figure 112006091288761-pat00011
여기서, EFE(n)은 EFD(n)을 구하기 위한 중간식으로, 상기 극성 검출부의 연속적인 두 출력 간의 차이고, M 은 직교 진폭 변조 시스템의 차수이다.
바람직하게는, 상기 위상 변환된 기저대역 신호의 전력을 검출하여 소정 임계값을 기준으로 직교 위상 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM) 성상도의 바깥쪽 심볼을 선택한 후, 상기 극성 출력부로 전달하는 전력 검출부;를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 고정신호 검출부에 의해 스위칭된 출력에서 고조파 성분을 제거하는 루프 필터(loop filter); 상기 루프 필터의 출력을 동상(in-phase) 및 직교상(quadrature-phase) 신호로 만드는 수치 제어 발진기(Number Controlled Oscillator, NCO); 및 반송파 복원 장치로 수신된 기저대역 신호에 상기 수치 제어 발진기의 출력을 믹싱(mixing)하여 위상을 변환시키는 위상 변환기;를 더 포함한다. 바람직하게는, 상기 루프 필터는, 상기 고정신호 검출부에 의해 스위칭된 출력이 상기 위상 검출부의 출력 또는 상기 극성 검출부의 출력인 경우 2차의 저역 통과 필터(Low-Pass Filter, LPF)를 사용하고, 상기 고정신호 검출부에서 스위칭된 출력이 상기 주파수 검출부의 출력인 경우 1차의 저역 통과 필터를 사용한다. 바람직하게는, 상기 2차의 저역 통과 필터는, 아래의 수학식
Figure 112006091288761-pat00012
으로 특성이 정해지는 저역 통과 필터이고, 상기 1차의 저역 통과 필터는, 아래의 수학식
Figure 112006091288761-pat00013
으로 특성이 정해지는 저역 통과 필터이다. 여기서,
Figure 112006091288761-pat00014
은 n 번째 신호에 대한 상기 루프 필터의 출력이고, ξ(n)은 중간 과정식이며, γ, ρ, β는 루프 계수이고, e(n)은 상기 고정신호 검출부에 의해 스위칭된 출력이다.
또한 상기와 같은 기술적 과제를 달성하기 위한, 본 발명에 따르는 고차의 직교 진폭 변조(M-ary Quadrature Amplitude Modulation, M-QAM) 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 방법은, 반송파 복원 장치로 수신되어 위상 변환된 기저대역 신호의 위상 오프셋을 검출하는 위상 검출 단계; 반송파 복원에 사용하기 위해 선택된 심볼의 극성을 검출하고, 상기 극성을 기초로 상기 선택된 심볼의 위상 오프셋을 검출하는 극성 검출 단계; 상기 극성 검출 단계에서 검출된 값을 기초로 주파수 오프셋을 검출하는 주파수 검출 단계; 반송파의 주파수 오프셋 및 위상 오프셋이 소정의 기준치 이하로 제거되었는지 검사하는 검사 단계; 및 검사 결과에 따라 상기 위상 검출 단계에서 검출된 값, 상기 극성 검출 단계에서 검출된 값 또는 상기 주파수 검출 단계에서 검출된 값 중 어느 하나를 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 스위칭 단계;를 포함한다.
바람직하게는, 상기 스위칭 단계는, 반송파 포착 시작시 상기 주파수 검출 단계에서 검출된 값을 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 단계; 주파수 오프셋이 소정 기준치 이하로 제거된 후, 상기 극성 검출 단계에서 검출된 값을 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 단계; 및 잔여 주파수 오프셋 및 위상 오프셋이 소정 기준치 이하로 제거된 후, 상기 위상 검출 단계에서 검출된 값을 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 단계;를 포함한다.
바람직하게는, 상기 주파수 검출 단계에서, 상기 극성 검출 단계에서 검출된 연속적인 두 값의 차를 이용하여 주파수 오프셋을 검출한다.
바람직하게는, 상기 극성 검출 단계에서, 아래의 수학식을 이용하여 n 번째 신호에 대한 검출값 EPoD(n)을 결정한다.
Figure 112006091288761-pat00015
여기서, Re{}는 수신신호의 실수부, Im{}은 수신신호의 허수부이고, p(n)은 EPoD(n)을 계산하기 위한 중간 과정을 나타낸 식이고, a(n)은 극성 검출부로 입력된 신호이며,
Figure 112006091288761-pat00016
이다.
바람직하게는, 상기 주파수 검출 단계에서, 아래의 수학식을 이용하여 n 번째 신호에 대한 검출값 EFD(n)을 결정한다.
Figure 112006091288761-pat00017
Figure 112006091288761-pat00018
여기서, EFE(n)은 EFD(n)을 구하기 위한 중간식으로, 상기 극성 검출부의 연속적인 두 출력 간의 차이고, M 은 직교 진폭 변조 시스템의 차수이다.
바람직하게는, 상기 위상 변환된 기저대역 신호의 전력을 검출하여 소정 임계값을 기준으로 직교 위상 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM) 성상도의 바깥쪽 심볼을 선택하는 전력 검출 단계;를 더 포함한다.
바람직하게는, 상기 스위칭 단계에서 스위칭된 검출값에서 고조파 성분을 제거하는 필터링 단계;를 더 포함하며, 상기 필터링 단계는, 상기 스위칭된 검출값이 상기 주파수 검출 단계에서 검출된 값인 경우 1차의 저역 통과 필터를 사용하는 단계; 및 상기 스위칭된 검출값이 상기 위상 검출 단계에서 검출된 값 또는 상기 극성 검출 단계에서 검출된 값인 경우 2차의 저역 통과 필터(Low-Pass Filter, LPF)를 사용하는 단계;를 포함한다.
이하에서, 첨부된 도면들을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명한다.
도 2는 본 발명의 일실시예에 따른 M-QAM 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치의 구조를 나타낸 도면이다.
도 2를 참조하면, 본 발명의 반송파 복원 장치는 위상 검출부(Phase detecting unit, PD, 250), 극성 검출부(Polarity detecting unit, PoD, 230), 주파수 검출부(Frequency detecting unit, FD, 240) 및 고정신호 검출부(Lock detecting unit, 260)를 포함한다. 그리고, 위상 변환기(Phase rotator, 210), 전력 검출부(Power detecting unit, 220), 루프 필터(loop filter, 270) 및 수치 제어 발진기(280)를 더 포함한다.
위상 검출부(250)는 반송파 복원 장치로 수신되어 위상 변환된 기저대역 신호의 위상 오프셋을 검출하는 역할을 한다.
극성 검출부(230)는 반송파 복원에 사용하기 위해 선택된 심볼의 극성을 검출하고, 검출된 극성을 기초로 선택된 심볼의 위상 오프셋을 검출한다.
주파수 검출부(240)는 극성 검출부의 출력을 기초로 주파수 오프셋을 검출하는 역할을 한다.
고정신호 검출부(260)는 반송파의 주파수 오프셋 및 위상 오프셋이 소정의 기준치 이하로 제거되었는지 검출하고, 검사 결과에 따라 위상 검출부(250)의 출력, 극성 검출부(230)의 출력 또는 주파수 검출부(240)의 출력 중 어느 하나를 반송파 포착에 이용하도록 스위칭한다.
본 발명에서의 반송파 복원 장치는 초기 포착 구간에서는 전력 검출부(220), 극성 검출부(230), 주파수 검출부(240)을 이용하여 주파수 에러를 복원하며, 주파수 포착이 이루어진 이후에는 전력 검출부(220) 및 극성 검출부(230)를 이용하여 잔여 주파수 및 위상 오프셋을 복원한다. 주파수 및 위상 오프셋이 모두 복원된 이후에는 위상 검출부(250)를 기반으로 추적(tracking)과정을 수행할 수 있다.
이하에서 본 발명에서의 상기 과정을 좀 더 상세히 설명한다. 이때 본 발명에서의 반송파 복원 장치로 들어오는 수신 신호가 수학식 1 과 같다고 가정한다.
전력 검출부(220)는 입력 신호 x(n) 중에서 소정의 임계값(threshold)을 기준으로 QAM 성상도의 가장자리 심볼만을 선택하여 출력한다. 심볼 선택에 대한 내용은 도 3을 참조한다.
그러면 극성 검출부(230)는 아래의 수학식 4를 이용하여 입력 신호의 극성을 이용하여 입력 신호의 위상 오프셋을 검출한다.
Figure 112006091288761-pat00019
여기서,
Re{}는 수신신호의 실수부, Im{}은 수신신호의 허수부이고,
p(n)은 EPoD(n)을 계산하기 위한 중간 과정을 나타낸 식이고,
a(n)은 극성 검출부로 입력된 신호이며,
Figure 112006091288761-pat00020
이다.
주파수 검출부(240)에서는 아래의 수학식 5를 이용하여 주파수 오프셋을 검출한다. 이는 극성 검출부(230)의 출력 중에서 연속적인 두 개의 출력에 대해서만 두 출력 간의 차이를 구하여 주파수 오프셋을 검출하는 것이다. 또한 두 출력의 차이를 이용함에 따라 포착 범위가 좁아지는 문제를 해결하기 위하여 구간에 따라 보정된 식을 사용한다.
Figure 112006091288761-pat00021
Figure 112006091288761-pat00022
여기서,
EFE(n)은 EFD(n)을 구하기 위한 중간식으로, 극성 검출부(230)의 연속적인 두 출력 간의 차이고,
M 은 직교 진폭 변조 시스템의 차수이다.
이와 같은 방식으로 주파수 검출부(240)가 수신 신호에 포함되어 있는 주파수 오프셋을 직접 검출하기 때문에, 위상 오프셋을 기반으로 주파수 오프셋을 추적 해가는 종래의 방식보다 빠르게 포착을 수행할 수 있다.
전술한 바와 같이 본 발명의 반송파 복원 장치는 처음에는 주파수 검출부(240)의 출력을 이용하여 동작하다가, 주파수 오프셋이 제거되면 극성 검출부(230)의 출력을 이용하여 잔여 주파수 오프셋과 위상 오프셋을 제거한다. 이와 같은 스위칭 여부의 판단은 고정신호 검출부(260)가 한다.
또한 반송파 주파수 오프셋과 위상 오프셋이 제거되면 고정신호 검출부(260)는 포착이 완료된 것으로 판단한다. 이때 고정신호 검출부(260)는 반송파 포착에 위상 검출부(250)의 출력을 이용하도록 스위칭한다.
즉, 위상 검출부(260)는 주파수 오프셋이 제거되었는지 확인하기 위해 일정한 개수의 EFD(n) 신호에 대해 평균을 취하고, 평균이 임계값보다 작으면 루프 필터(270)의 입력을 EFD(n)에서 EPoD(n)으로 변환한다. 루프 필터(270)의 입력을 EPoD(n)에서 EPD(n)으로 변환할 때도 이와 같이 평균을 취하여 임계값과 비교하는 방식으로 수행한다.
그러면 위상 검출부(250)는 모든 심볼에 대하여 수학식 2를 이용하여 결정 지향(decision directed) 기반의 위상 오프셋을 검출하여, 반송파 주파수 오프셋과 위상 오프셋의 변화를 추적해간다.
루프 필터(270)는 고정신호 검출부(260)에 의해 스위칭된 출력에서 고조파 성분을 제거하는 역할을 하는 저역 통과 필터이다. 바람직하게는, 루프 필터(270)는 고정신호 검출부(260)에 의해 스위칭된 출력이 위상 검출부(250)의 출력 또는 극성 검출부(230)의 출력인 경우 2차의 저역 통과 필터(Low-Pass Filter, LPF)를 사용하고, 고정신호 검출부(260)에서 스위칭된 출력이 주파수 검출부(240)의 출력인 경우 1차의 저역 통과 필터를 사용할 수 있다.
이를 수학식으로 이용하여 설명하면, 주파수 검출부(240)의 출력 EFD(n)을 이용할 경우 아래의 수학식 6 에 의해 동작하며, 극성 검출부(230)의 출력 EPoD(n) 또는 위상 검출부(250)의 출력 EPD(n)을 이용할 경우는 수학식 3에 의해 동작한다.
Figure 112006091288761-pat00023
여기서,
Figure 112006091288761-pat00024
은 n 번째 신호에 대한 루프 필터(270)의 출력,
β는 루프 계수,
e(n)은 고정신호 검출부(260)에 의해 스위칭된 출력이다.
도 3은 도 2의 전력 검출부(220)에서 64 QAM 성상도 상의 심볼을 선택하는 방식을 나타낸 도면이다.
도 3을 참조하면, 임계치 TH1을 기준으로 심볼을 검출하면 심볼 S4만 선택하게 되고, 임계치 TH2를 기준으로 검출하면 심볼 S3, S4, S8을 선택하게 된다. 이러한 임계치는 시스템의 환경에 맞게 미리 설정된다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예에 따른 M-QAM 시스템의 기저대역 수신기에서 의 반송파 복원 방법을 나타낸 흐름도이다. 도 4의 설명에 있어서, 도 2의 설명을 참조하며 설명이 중복되는 부분은 생략한다.
도 4를 참조하면, 반송파 포착이 초기(S410)에는, 주파수 검출부(240)의 출력을 이용한다(S420). 고정신호 출력부(260)는 주파수 오프셋이 기준치 이하로 제거되었는지 판단하여(S430), 소정 기준치 이하이면 극성 검출부(230)의 출력을 이용한다(S440). 그 다음에 고정신호 출력부(260)가 잔여 주파수 오프셋 및 위상 오프셋이 제거되었는지를 판단하여(S450), 소정 기준치 이하이면 위상 검출부(250)의 출력을 이용한다(S460).
본 발명은 또한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체에 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드로서 구현하는 것이 가능하다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 컴퓨터 시스템에 의하여 읽혀질 수 있는 데이터가 저장되는 모든 종류의 기록장치를 포함한다. 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체의 예로는 ROM, RAM, CD-ROM, 자기 테이프, 플로피 디스크, 광 데이터 저장 장치 등이 있으며, 또한 캐리어 웨이브(예를 들어 인터넷을 통한 전송)의 형태로 구현되는 것도 포함한다. 또한 컴퓨터가 읽을 수 있는 기록매체는 네트워크로 연결된 컴퓨터 시스템에 분산되어, 분산방식으로 컴퓨터가 읽을 수 있는 코드가 저장되고 실행될 수 있다.
이제까지 본 발명에 대하여 그 바람직한 실시예들을 중심으로 살펴보았다. 본 발명이 속하는 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자는 본 발명이 본 발명의 본질적인 특성에서 벗어나지 않는 범위에서 변형된 형태로 구현될 수 있음을 이해할 수 있을 것이다. 그러므로 개시된 실시예들은 한정적인 관점이 아니라 설명적인 관 점에서 고려되어야 한다. 본 발명의 범위는 전술한 설명이 아니라 특허청구범위에 나타나 있으며, 그와 동등 및 균등한 범위 내에 있는 모든 차이점은 본 발명에 포함된 것으로 해석되어야 할 것이다.
본 발명에 따르면, 넓은 주파수 복원 범위와 빠른 포착 시간을 가지는 반송파 복원 장치를 운용할 수 있으며, 반송파 주파수 오프셋이 증가하더라도 포착 시간은 변화하지 않는다는 장점을 가진다.
또한 본 발명에 따르면, 기존의 결정 지향형 반송파 복원 장치에서 소요되는 500 ~ 20000 심볼의 포착 시간(acquisition time)보다 빠른 1000 심볼 이내에 주파수 및 위상 오프셋 포착을 수행할 수 있다.
또한 본 발명에 따르면, 빠른 포착 시간을 가지면서 0 ~ 0.12의 심볼 속도에 표준화된 주파수 포착 범위(acquisition range)를 제공하고, 주파수 오프셋과 무관하게 일정한 포착 시간을 가진다.

Claims (17)

  1. 반송파 복원 장치로 수신되어 위상 변환된 기저대역 신호의 위상 오프셋을 검출하는 위상 검출부;
    반송파 복원에 사용하기 위해 선택된 심볼의 극성을 검출하고, 상기 극성을 기초로 상기 선택된 심볼의 위상 오프셋을 검출하는 극성 검출부;
    상기 극성 검출부의 출력을 기초로 주파수 오프셋을 검출하는 주파수 검출부; 및
    반송파의 주파수 오프셋 및 위상 오프셋이 소정의 기준치 이하로 제거되었는지 검출하고, 검사 결과에 따라 상기 위상 검출부의 출력, 상기 극성 검출부의 출력 또는 상기 주파수 검출부의 출력 중 어느 하나를 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 고정신호 검출부;를 포함하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조(M-ary Quadrature Amplitude Modulation, M-QAM) 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 고정신호 검출부는,
    반송파 포착을 시작할 때는 상기 주파수 검출부의 출력을 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하고, 주파수 오프셋이 소정 기준치 이하로 제거된 후에는 상기 극성 검출부의 출력을 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하며, 잔여 주파수 오프셋 및 위상 오프셋이 소정 기준치 이하로 제거된 후에는 상기 위상 검출부의 출력을 반송 파 포착에 이용하도록 스위칭하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치.
  3. 제 1항에 있어서, 상기 주파수 검출부는,
    상기 극성 검출부의 연속적인 두 출력의 차를 이용하여 주파수 오프셋을 검출하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치.
  4. 제 1항에 있어서, 상기 극성 검출부는,
    아래의 수학식을 이용하여 n 번째 신호에 대한 출력 EPoD(n)을 결정하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치.
    Figure 112006091288761-pat00025
    여기서,
    Re{}는 수신신호의 실수부, Im{}은 수신신호의 허수부이고,
    p(n)은 EPoD(n)을 계산하기 위한 중간 과정을 나타낸 식이고,
    a(n)은 극성 검출부로 입력된 신호이며,
    Figure 112006091288761-pat00026
    임.
  5. 제 4항에 있어서, 상기 주파수 검출부는,
    아래의 수학식을 이용하여 n 번째 신호에 대한 출력 EFD(n)을 결정하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치.
    Figure 112006091288761-pat00027
    Figure 112006091288761-pat00028
    여기서,
    EFE(n)은 EFD(n)을 구하기 위한 중간식으로, 상기 극성 검출부의 연속적인 두 출력 간의 차이고,
    M 은 직교 진폭 변조 시스템의 차수임.
  6. 제 1항에 있어서,
    상기 위상 변환된 기저대역 신호의 전력을 검출하여 소정 임계값을 기준으로 직교 위상 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM) 성상도의 바깥쪽 심볼을 선택한 후, 상기 극성 출력부로 전달하는 전력 검출부;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 고정신호 검출부에 의해 스위칭된 출력에서 고조파 성분을 제거하는 루프 필터(loop filter);
    상기 루프 필터의 출력을 동상(in-phase) 및 직교상(quadrature-phase) 신호로 만드는 수치 제어 발진기(Number Controlled Oscillator, NCO); 및
    반송파 복원 장치로 수신된 기저대역 신호에 상기 수치 제어 발진기의 출력을 믹싱(mixing)하여 위상을 변환시키는 위상 변환기;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 루프 필터는,
    상기 고정신호 검출부에 의해 스위칭된 출력이 상기 위상 검출부의 출력 또는 상기 극성 검출부의 출력인 경우 2차의 저역 통과 필터(Low-Pass Filter, LPF)를 사용하고, 상기 고정신호 검출부에서 스위칭된 출력이 상기 주파수 검출부의 출 력인 경우 1차의 저역 통과 필터를 사용하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치.
  9. 제 8항에 있어서,
    상기 2차의 저역 통과 필터는, 아래의 수학식
    Figure 112006091288761-pat00029
    으로 특성이 정해지는 저역 통과 필터이고,
    상기 1차의 저역 통과 필터는, 아래의 수학식
    Figure 112006091288761-pat00030
    으로 특성이 정해지는 저역 통과 필터인 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 장치.
    여기서,
    Figure 112006091288761-pat00031
    은 n 번째 신호에 대한 상기 루프 필터의 출력이고,
    ξ(n)은 중간 과정식이며,
    γ, ρ, β는 루프 계수이고,
    e(n)은 상기 고정신호 검출부에 의해 스위칭된 출력임.
  10. 반송파 복원 장치로 수신되어 위상 변환된 기저대역 신호의 위상 오프셋을 검출하는 위상 검출 단계;
    반송파 복원에 사용하기 위해 선택된 심볼의 극성을 검출하고, 상기 극성을 기초로 상기 선택된 심볼의 위상 오프셋을 검출하는 극성 검출 단계;
    상기 극성 검출 단계에서 검출된 값을 기초로 주파수 오프셋을 검출하는 주파수 검출 단계;
    반송파의 주파수 오프셋 및 위상 오프셋이 소정의 기준치 이하로 제거되었는지 검사하는 검사 단계; 및
    검사 결과에 따라 상기 위상 검출 단계에서 검출된 값, 상기 극성 검출 단계에서 검출된 값 또는 상기 주파수 검출 단계에서 검출된 값 중 어느 하나를 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 스위칭 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조(M-ary Quadrature Amplitude Modulation, M-QAM) 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 방법.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 스위칭 단계는,
    반송파 포착 시작시 상기 주파수 검출 단계에서 검출된 값을 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 단계;
    주파수 오프셋이 소정 기준치 이하로 제거된 후, 상기 극성 검출 단계에서 검출된 값을 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 단계; 및
    잔여 주파수 오프셋 및 위상 오프셋이 소정 기준치 이하로 제거된 후, 상기 위상 검출 단계에서 검출된 값을 반송파 포착에 이용하도록 스위칭하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 방법.
  12. 제 10항에 있어서, 상기 주파수 검출 단계에서,
    상기 극성 검출 단계에서 검출된 연속적인 두 값의 차를 이용하여 주파수 오프셋을 검출하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 방법.
  13. 제 10항에 있어서, 상기 극성 검출 단계에서,
    아래의 수학식을 이용하여 n 번째 신호에 대한 검출값 EPoD(n)을 결정하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 방법.
    Figure 112008003539079-pat00032
    여기서,
    Re{}는 수신신호의 실수부, Im{}은 수신신호의 허수부이고,
    p(n)은 EPoD(n)을 계산하기 위한 중간 과정을 나타낸 식이고,
    a(n)은 상기 극성 검출단계로 입력된 신호이며,
    Figure 112008003539079-pat00033
    임.
  14. 제 13항에 있어서, 상기 주파수 검출 단계에서,
    아래의 수학식을 이용하여 n 번째 신호에 대한 검출값 EFD(n)을 결정하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 방법.
    Figure 112008003539079-pat00034
    Figure 112008003539079-pat00035
    여기서,
    EFE(n)은 EFD(n)을 구하기 위한 중간식으로, 상기 극성 검출단계에서 연속적인 두 출력 간의 차이고,
    M 은 직교 진폭 변조 시스템의 차수임.
  15. 제 10항에 있어서,
    상기 위상 변환된 기저대역 신호의 전력을 검출하여 소정 임계값을 기준으로 직교 위상 변조(Quadrature Amplitude Modulation, QAM) 성상도의 바깥쪽 심볼을 선택하는 전력 검출 단계;를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 방법.
  16. 제 10항에 있어서,
    상기 스위칭 단계에서 스위칭된 검출값에서 고조파 성분을 제거하는 필터링 단계;를 더 포함하며,
    상기 필터링 단계는,
    상기 스위칭된 검출값이 상기 주파수 검출 단계에서 검출된 값인 경우 1차의 저역 통과 필터를 사용하는 단계; 및
    상기 스위칭된 검출값이 상기 위상 검출 단계에서 검출된 값 또는 상기 극성 검출 단계에서 검출된 값인 경우 2차의 저역 통과 필터(Low-Pass Filter, LPF)를 사용하는 단계;를 포함하는 것을 특징으로 하는 고차의 직교 진폭 변조 시스템의 기저대역 수신기에서의 반송파 복원 방법.
  17. 제 10항 내지 제 16항 중 어느 한 항에 기재된 방법을 수행하기 위한 프로그램을 수록한 컴퓨터로 읽을 수 있는 기록매체.
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