KR100814302B1 - 부분 송신 포맷 정보로 물리적 채널을 프로세싱하는 장치및 방법 - Google Patents

부분 송신 포맷 정보로 물리적 채널을 프로세싱하는 장치및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 채널화 코드가 데이터 리커버링시에 미지인 물리적 채널상에 송신된 데이터를 리커버링하는 기술에 관한 것이다. 변조된 신호는 수신된 샘플 (612) 을 제공하기 위해 수신 및 프로세싱된다. 가상 채널화 코드 (즉, W-CDMA 시스템의 OVSF 코드) 는 선택되며 (616), 수신된 샘플을 프로세싱하기 위해 사용되어, 부분적으로 프로세싱된 심볼을 생성한다.(618) 가상 채널화 코드는, 물리적 채널에 사용될 수도 있었던 모든 가능한 채널화 코드를 생성하도록 사용될 수 있는 "베이스" 코드이다. 부분적으로 프로세싱된 심볼을 나타내는 중간 결과 값은 저장되며 (622), 실제 채널화 코드의 결정 (624) 에 따라서, 실제 채널화 코드와 가상 채널화 코드에 일치하여 더 프로세싱되어 (626), 최종 결과 값을 제공한다. 부가적인 프로세싱은, 중간 결과 값을 세트로 분할하는 단계, 실제 채널화 코드와 가상 채널화 코드에 의해 결정되는 스케일링 인자 (+1 또는 -1) 로 특정 세트의 각각의 중간 결과 값을 스케일링 하는 단계, 및 각각 세트의 스케일링된 결과를 합성하여 최종 결과 값을 구하는 단계를 포함한다. W-CDMA 시스템의 STTD 모드에서, 다중 실제 OVSF 코드 간격으로부터 최종 결과 값은 선택적으로 합성되어, 리커버링된 심볼을 구할 수 있다 (628).

Description

부분 송신 포맷 정보로 물리적 채널을 프로세싱하는 장치 및 방법 {METHOD AND APPARATUS FOR PROCESSING A PHYSICAL CHANNEL WITH PARTIAL TRANSPORT FORMAT INFORMATION}
발명의 배경
Ⅰ. 기술 분야
본 발명은 데이터 통신에 관한 것이다. 좀 더 상세히 설명하면, 본 발명은 부분 송신 형식 정보로 물리적 채널을 프로세싱하는 신규하고 개량된 장치 및 방법에 관한 것이다.
Ⅱ. 배경 기술의 설명
기존의 통신 시스템은 다양한 애플리케이션을 지원하도록 요구된다. 그러한 통신 시스템으로는 사용자와 지상 링크 사이의 음성 및 데이터 통신을 지원하는 코드분할 다중접속 (code division multiple access; CDMA) 시스템이 있다. 다중접속 통신 시스템에서 CDMA 기술의 사용은, 양자 모두 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 여기서 참조하는, 발명의 명칭이 "SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEATERS" 인 미국 특허 제 4,901,307 호와, 발명의 명칭이 "SYSTEM AND METHOD FOR GENERATING WAVEFORMS IN A CDMA CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" 인 미국 특허 제 5,103,459 호에 개시되어 있다.
통상적으로, CDMA 시스템은 하나 이상의 표준에 따르도록 설계된다. 그러한 제 1 세대 표준으로는 "TIA/EIA/IS-95 Remote Station-Base Station Compatibility Standard for Dual-Mode Wideband Spread Spectrum Cellular System" 이 있으며, 이하 여기서 IS-95 라 한다. IS-95 컴플라이언트 (compliant) 시스템은 음성 데이터 및 패킷 데이터를 송신할 수 있다. 더 새로운 세대 표준은 "3rd Generation Partnership Project" (3GPP) 라 명명된 콘소시엄에 의해 제공되며, 공개적으로 입수 가능한 문서 번호 제 3G TS 25.111 호, 제 3G TS 25.212 호, 제 3G TS 25.213 호, 및 제 3G TS 25.214 호로 이루어진 일련의 문서에서 구체화된다. 이하, 3GPP 표준을 W-CDMA 표준이라 칭하며, 여기서 참조한다.
W-CDMA 표준은 복수의 사용자를 지원할 수 있으며 패킷 데이터의 효율적인 송신을 위해 설계된 채널 구조를 정의한다. W-CDMA 표준에 따르면, 통상적으로 호의 지속시간 동안 다운링크 (즉, 기지국으로부터 사용자로) 및 업링크 (사용자로부터 기지국으로) 상에 "전용" 채널을 사용자에게 할당한다. 음성 통신 또는 적은 양의 패킷 데이터 송신에 전용 채널을 사용할 수 있으므로, 상대적으로 낮은 비트 레이트를 갖는다. 기지국이 송신할 많은 양의 데이터를 갖는 경우, 데이터 송신을 위해 "공유" 채널이 할당되어 사용될 수도 있다. 공유 채널은 필요에 따라 사용자에게 할당 및 할당-해제 된다.
공유 채널은 다양한 용도를 지원하는 구조, 및 일정 값 (예를 들어, 15kbps 부터 1.92Mbps 까지) 의 범위내에서 변화될 수 있는 비트 레이트를 갖는다. 또한, 공유 채널 비트 레이트는 동적으로 라디오 프레임으로부터 라디오 프레임으로 변화될 수 있으며, 각각의 라디오 프레임은 15 타임슬롯을 커버하는 송신단위이며, 각각의 타임슬롯은 0.667msec 에 대응한다.
W-CDMA 표준에 따르면, 공유 채널상에 송신된 데이터를 적절하게 리커버링할 필요가 있는 특정부 정보를, 사용자에게 할당된 전용 채널을 통해 제공한다. 예를 들어, 특정 인스턴스에서 라디오 프레임의 비트 레이트 및 공유 채널을 채널화하는데 사용되는 채널화 코드 (IS-95 CDMA 시스템의 왈쉬 (Walsh) 코드와 유사) 를, 공유 채널상에 데이터 송신함과 거의 동시에, 전용 채널 상에 제공한다. 그 결과, 수신기 유닛은 실시간으로 공유 채널 상에서 데이터를 프로세싱하고 리커버링할 수 없게 된다.
따라서, 물리적 채널의 일부 특성이 미지 (unknown) 인 경우, W-CDMA 시스템의 공유 채널과 같은 물리적 채널을 효율적으로 프로세싱하도록 사용할 수 있는 기술이 매우 요청되고 있다.
발명의 요약
본 발명은, 물리적 채널을 완전하게 프로세싱하는데 필요한 일부의 정보를 프로세싱시에 사용할 수 없는 경우 물리적 채널을 프로세싱하는 기술을 제공한다. 본 발명에 따르면, 미지의 파라미터 (예를 들어, 채널화 코드) 에 대해, 그 파라미터의 가능한 값을 결정한다. 그 후, 가상 파라미터 값을 선택하고, 물리적 채널을 프로세싱하는데 사용하여, 프로세싱되지 않은 샘플보다 더 작은 기억 용량을 요하는 중간 결과 값을 제공한다. 실제 파라미터 값이 기지인 경우에, 중간 결과 값을 더 프로세싱할 수 있도록 가상 파라미터 값을 선택하여 최종 결과 값을 구한다.
본 발명의 일부 양태는, W-CDMA 표준에서 정의된 공간 타임 블록 코딩 송신 안테나 다이버시티 (space time block coding transmit antenna diversity; STTD) 에 따라서 프로세싱 및 송신된 수신 신호를 프로세싱하는데 특히 적합하다. W-CDMA 시스템의 일부 데이터 송신에서, 실제 채널화 코드는 수신기 유닛에서 데이터 리커버링시에 미지일 수도 있다. 이들 데이터 송신에서, 가상 (hypothesized) 채널화 코드는 수신된 샘플을 부분적으로 프로세싱하는데 사용될 수 있으며, 실제 (actual) 채널화 코드를 결정하기 전에 저장해야할 데이터의 양을 감소시킨다. 가상 채널화 코드는 실제 채널화 코드를 생성하는데 사용할 수 있다.
본 발명의 일 양태에서는, 데이터 리커버링시에 물리적 채널용 채널화 코드가 미지인 경우 물리적 채널을 통해 송신된 데이터를 리커버링하는 방법을 제공한다. 본 방법에 따르면, 변조된 신호를 샘플을 수신하고 프로세싱함으로써 샘플을 제공한다. 그 후, 가상 채널화 코드를 선택 및 사용하여 그 샘플을 프로세싱함으로써, 부분적으로 프로세싱된 심볼을 생성한다. 물리적 채널용 실제 채널화 코드의 결정시, 부분적으로 프로세싱된 심볼을 표현하는 중간 결과 값을 저장하고, 실제 채널화 코드 및 가상 채널화 코드에 따라서 더 프로세싱하여 최종 결과 값을 제공한다.
가상 채널화 코드는, 물리적 채널을 프로세싱하는데 사용할 수도 있었던 모든 가능한 채널화 코드를 생성하는데 사용할 수 있는 "베이스" 코드이다. 가상 채널화 코드의 길이는 실제 채널화 코드 길이 이하이다. W-CDMA 시스템에서, 가상 채널화 코드는 직교 가변 확산인자 (othogonal variable spreading factor; OVSF) 코드일 수 있으며, 4 이상 (예를 들어, 4 내지 512) 의 확산 인자를 가질 수 있다. 그러나, 모든 가능한 실제 OVSF 코드를 생성하는데 사용할 수 있는 OVSF 코드들 중에서 가능한 가장 큰 확산 인자를 가지는 가상 OVSF 코드를 사용하는 것이 좋다.
이하, 본 발명의 각종 양태, 실시형태, 및 특징을 더 상세히 설명한다.
도면의 간단한 설명
본 발명의 특징, 특성, 이점을 도면을 참조하여 자세히 설명하며, 도면중 동일한 도면 부호는 도면 전체에 걸쳐서 동일한 부분을 나타낸다.
도 1 은 복수의 사용자를 지원하는 확산 스펙트럼 통신 시스템의 도면이다.
도 2 는 다운링크 물리적 채널에 대한 신호 프로세싱의 실시형태를 나타내는 개략 블록도이다.
도 3A 는 2 개 안테나를 통한 물리적 채널의 송신을 지원하는 변조기, 송신기, 및 안테나의 블록도이다.
도 3B 는 송신기 일부의 실시형태의 블록도이다.
도 4A 및 도 4B 는 비트 표기 및 복소 표기를 각각 사용하여 STTD 인코더에 의해 수행되는 인코딩을 나타내는 도면이다.
도 5 는 OVSF 코드의 생성을 나타낸 도면이다.
도 6 은 본 발명의 실시형태에 따른 변조된 (확산 스펙트럼) 신호의 프로세싱 흐름도이다.
도 7 은, W-CDMA 표준의 STTD 모드에서 다중 송신 안테나로부터 송신된 것을 포함한, 물리적 채널을 수신 및 복조하는데 사용할 수 있는 수신기 유닛 일부의 실시형태를 나타낸 블록도이다.
도 8 은 도 7 의 핑거 요소의 하나를 구현하는데 사용할 수 있는 핑거 요소의 실시형태를 나타낸 블록도이다.
도 9 는 실제 OVSF 코드 및 가상 OVSF 코드를 사용하는 2 개 심볼의 프로세싱을 나타낸 도면이다.
구체적인 실시형태의 상세한 설명
도 1 은 복수의 사용자를 지원하는 확산 스펙트럼 통신 시스템 (100) 의 다이어그램이다. 시스템 (100) 은 복수의 셀 (102a 내지 102g) 에 통신을 제공하며, 각각의 셀 (102) 은 대응하는 기지국 (104) 에 의해 서비스된다. 각종 원격국 (106) 은 시스템 전체에 산재된다. 일 실시형태에서, 각각의 원격국 (106) 은, 원격국이 소프트 핸드오프 상태에 있는지 여부에 따라서, 소정 시기에 다운링크 및 업링크상에서, 하나 이상의 기지국 (104) 과 통신한다. 다운링크는 기지국으로부터 원격국으로의 송신을 의미하며, 업링크는 원격국으로부터 기지국으로의 송신을 의미한다. IS-95 CDMA 시스템에서, 다운링크 및 업링크는 순방향 링크 및 역방향 링크에 대응한다. 시스템 (100) 은, IS-95 표준, W-CDMA 표준, 다른 표준, 또는 이것의 조합과 같은 하나 이상의 CDMA 표준을 지원하도록, 설계할 수도 있다.
도 1 에 나타낸 바와 같이, 기지국 (104a) 은 데이터를 원격국 (106a 및 106j) 에 다운링크상에서 송신하며, 기지국 (104b) 은 데이터를 원격국 (106b 및 106j) 에 송신하며, 기지국 (104c) 은 원격국 (106c) 등에 데이터를 송신한다. 도 1 에서, 실선으로 나타낸 화살표는 기지국으로부터 원격국으로의 송신을 나타낸다. 파선으로 나타낸 화살표는 원격국이 파일럿 신호를 수신하고 있음을 나타내며, 기지국으로부터 어떠한 사용자 특정 데이터 송신이 없음을 나타낸다. 단순화를 위해, 업링크 통신은 도 1 에서 도시하지 않는다.
W-CDMA 표준의 일부 송신 모드에서, 원격국은 (물리적) 다운링크 공유 채널 (DSCH) 을 포함하는 특정의 물리적 채널 유형에 대해, 단일 기지국의 다중 안테나로부터 다중 송신을 수신할 수 있다. 도 1 에 나타낸 바와 같이, 원격국 (106a) 은 기지국 (104a) 으로부터 다중 송신을 수신하며, 원격국 (106d) 은 기지국 (104d) 으로부터 다중 송신을 수신하며, 원격국 (106f) 은 기지국 (104f) 로부터 다중 송신을 수신한다.
도 2 는 다운링크 물리적 채널에 대한 신호 프로세싱의 실시형태를 나타낸 개략 블록도이다. 송신기 유닛에서, 통상적으로 데이터는 패킷으로 데이터 소스 (212) 로부터 인코더 (214) 로 송신된다. 인코더 (214) 는 구현되는 특정의 CDMA 시스템 또는 표준에 따라서 복수의 기능을 수행한다. 통상적으로, 그러한 인코딩 기능은 각각의 데이터 패킷을 필수 제어 필드, 순환 잉여 검사 (cyclic redundancy check; CRC) 비트, 코드 종지 비트 (code tail bit) 로 포맷하는 기능을 포함한다. 그 후, 인코더 (214) 는 하나 이상의 포맷된 패킷을 특정 코딩 방식로 인코딩하며, 인코딩된 패킷내에서 심볼을 인터리브 (또는, 재배열 ; reorder) 한다. 또한, 인코더 (214) 는 (예를 들어, 데이터를 반복하거나 또는 펑처링함으로써) 패킷의 레이트 매칭을 수행한다.
인터리브된 패킷은 변조기 (MOD; 216) 에 제공되며, 스크램블링 (scrambling) 시퀀스 (IS-95 CDMA 시스템의 경우) 로 스크램블링, 채널화 코드로 커버링, 및 확산 코드 (즉, PNI 및 PNQ 코드) 로 확산될 수도 있다. W-CDMA 표준에서는, 확산 코드로 확산하는 것을 "스크램블링" 이라 한다. 채널화 코드는 구현되는 특정 CDMA 시스템 또는 표준에 따라서, (W-CDMA 에 대한) 직교 가변 확산 인자 (OVSF) 코드, (IS-95 CDMA 코드에 대한) 왈쉬 코드, 또는 일부 다른 직교 코드일 수 있다. 그 후, 확산 데이터는 송신기 (TMTR; 218) 에 제공되며, 직교 변조, 필터링, 및 증폭되어, 하나 이상의 다운링크 신호가 생성된다. 다운링크 신호는 하나 이상의 안테나 (220) 로부터 무선으로 송신된다. IS-95 및 W-CDMA 표준에서의 다운링크 프로세싱을 더 상세하게 설명한다.
수신기 유닛에서, 다운링크 신호는 안테나 (230) 를 통해 수신되어, 수신기 (RCVR; 232) 로 라우팅된다. 수신기 (232) 는 수신 신호를 필터링, 증폭, 직교 복조, 샘플링 및 양자화한다. 그 후, 복조기 (DEMOD; 234) 에 디지털화된 샘플이 제공되어, 역확산 코드로 역확산되며 (디스크램블링), 프로세싱되고 있는 각각의 물리적 채널에 대해 채널화 코드로 디커버링된다. 역확산, 디스크램블링, 채널화 코드는 송신기 유닛에서 사용되는 코드에 대응한다. 그 후, 복조된 데이터는 인코더 (214) 에서 행해지는 기능의 반대 기능 (즉, 디인터리빙, 디코딩, 및 CRC 체크 기능) 을 행하는 디코더 (236) 에 제공된다. 디코딩된 데이터는 데이터 싱크 (238) 에 제공된다.
제어기 (240) 는 복조기 (234) 및 디코더 (236) 의 동작을 제어할 수 있다. 메모리 유닛 (242) 은 복조기 (234) 에 (가능하다면, 파선으로 나타낸 바와 같이 제어기 (240) 에도) 접속되며, 복조기 (234) 로부터의 중간 결과 값, 또는 데이터를 저장하는데 사용될 수 있다.
상술한 바와 같이, 이 블록도는 다운링크를 통한 패킷 데이터, 메시징, 음성, 영상, 및 다른 통신 형태의 전송을 지원한다. 또한, 양방향 통신 시스템은 원격국으로부터 기지국으로의 업링크 전송을 지원한다. 그러나, 단순화를 위해, 업링크 프로세싱은 도 2 에 도시하지 않는다.
도 3A 은 2 개의 안테나를 통한 물리적 채널의 송신을 지원하는 변조기 (300), 송신기 (302), 및 안테나 (미도시) 의 블록도이다. 도 3A 에 나타낸 프로세싱 유닛은 W-CDMA 표준에서 정의된 공간 타임 블록 코딩 송신 안테나 다이버시티 (STTD) 모드를 지원하기 위해 사용된다. 물리적 채널에 대한 데이터 (즉, 채널 데이터) 는 채널 데이터를 송신하는데 사용되는 각각의 안테나에 대해 STTD 인코딩된 데이터를 생성하는 STTD 인코더 (310) 에 제공된다. 이하, STTD 인코더 (310) 의 동작을 더 상세하게 설명한다. 각각의 안테나에 대한 STTD 인코딩된 데이터는 각각의 채널라이저 (320) 에 제공되어 그 물리적 채널에 할당된 채널화 코드로 커버링되어, "채널화된" 데이터가 생성된다. W-CDMA 시스템에서, 양쪽의 안테나에 대해 동일한 채널화 코드가 사용된다.
커버링은 다중 물리적 채널상의 데이터를 서로 방해하지 않고 최적으로 송수신할 수 있도록 데이터를 채널화하는데 사용된다. 각각의 물리적 채널마다 채널화 코드 세트중에서 선택된 특정 채널화 코드가 할당된다. 통상적으로, 세트내의 코드는, 자신값과 곱한 후 코드의 길이에 대해서 적분한 특정 코드가 높은 (에너지) 값이 되지만 그 세트내의 다른 코드와 곱한 후 코드 길이에 대해서 적분한 특정 코드가 낮은 (즉, 이상적으로는 영) 값이 되도록, 서로 직교하게 설계한다. 또한, 커버링에 대해, 비직교 채널화 코드도 사용할 수 있다.
커버링을 수행하기 위해, 송신될 채널 비트를 할당된 채널화 코드와 곱한다. 수신기에서, 송신된 비트는 수신된 샘플과 비트를 커버링하는데 사용한 동일 코드를 곱한 후 코드 길이에 대해서 적분함으로써 리커버링된다. 디커버링용 코드로 커버링되었던 비트는 높은 값이 될 것이며, 다른 코드로 커버링 되었던 물리적 채널로부터의 비트는 영에 근접한 값을 나타낸다.
채널라이저 (320) 내에서, STTD 인코딩된 데이터는 동위상 (I) 및 직교 위상 (Q) 데이터로 디멀티플렉싱하는 I/Q 디멀티플렉서 (DEMUX; 322) 에 제공된다. I 데이터 및 Q 데이터는 각각의 곱셈기 (324a 및 324b) 에 제공되며, 물리적 코드에 할당된 채널화 코드 (Cd) 로 커버링 (곱) 된다. 곱셈기 (324a 및 324b) 는 IS-95 시스템에서 왈쉬 코드로 행해지는 커버링과 유사한 방법으로 채널화 코드를 사용하여 커버링을 행한다.
IS-95 시스템에서는, 트래픽 채널을 커버링하는데 64 개 칩의 고정 길이를 갖는 왈쉬 코드가 사용되며, 각각의 물리적 채널은 가변적이지만 제한된 데이터 레이트 (예를 들어, ≤32kbps) 를 갖는다. W-CDMA 시스템에서는, 코드를 식별하는 인덱스가 비트 반전되는 것을 제외하고는 (예를 들어, 길이가 64인 코드에 있어서, 왈쉬 코드 (64,5)(5=b000101) 는 OVSF 코드 (64,40)(40=b101000) 로 된다), 왈쉬 코드와 동일한 OVSF 코드라 불리는 직교 코드를 사용한다. W-CDMA 시스템은, 4 내지 512 개 칩으로 변화하며 물리적 채널의 데이터 레이트에 의존하는 길이를 가진 OVSF 코드를 사용한다. 이하, OVSF 코드를 더 상세히 설명한다.
곱셈기 (324b) 로부터 커버링된 Q 데이터는 곱셈기 (326) 에 제공되며, 채널화된 데이터에 복소 심벌 j 가 곱해져서, 허수부가 생성된다. 곱셈기 (324a) 로부터의 실수부와 곱셈기 (326) 로부터의 허수부는 가산기 (328) 에 의해 합성되어, 채널화된 복소 데이터가 제공된다. 그 후, 각각의 안테나에 대해 채널화된 데이터는 곱셈기 (330a) 에 의해 복소 스크램블링 코드 (PN) 로 스크램블링되어, 곱셈기 (332b) 에 의해 가중 인자 (weight factor; G) 로 스케일링된다. 이 가중 인자 (G) 는 프로세싱되고 있는 물리적 채널에 대해 선택되며, 물리적 채널의 송신 파워를 조절하는데 사용된다.
곱셈기 (332b) 로부터의 스크램블링 및 가중된 데이터, 다른 물리적 채널에 대해 스크램블링 및 가중된 데이터, 및 일부 다른 물리적 데이터에 대한 다른 데이터 (즉, 공통 제어 물리적 채널) 가 가산기 (334) 에 의해 합성되어, 합성 데이터가 생성된다. 또한, 곱셈기 (336) 에 의해 각각의 데이터에 대한 합성 데이터가 복소 가중 인자 (W) 와 곱해진다. W-CDMA 표준에 규정된 바와 같이, 가중 인자는 폐루프 모드 1 에서는 위상 조절용으로 폐루프 모드 2 에서 위상/진폭 조절용으로 사용된다.
그 후, 각각의 곱셈기 (336) 로부터 조절된 데이터가, 데이터를 RF 변조된 신호로 변환시키는 각각의 송신기 (302) 에 제공된 후, 각각의 안테나로부터 송신된다.
도 3B 은 송신기 (302) 의 일 부분의 실시형태를 나타낸 블록도이다. 복소 값을 갖는 변조기 (300) 으로부터의 합성 데이터는 데이터를 실수부 및 허수부로 디멀티플렉싱하는 실수/허수 멀티플렉서 (Re/Im DEMUX; 352) 에 제공된다. 그 후, 각각의 펄스 형태 필터 (354a 및 354b) 에 의해 실수부 및 허수부가 필터링된다. 곱셈기 (356a 및 356b) 에 의해 필터링된 실수부 및 허수부는 각각의 반송 신호 (cos(ωct) 및 sin(ωct))로 변조되고, 가산기 (358) 에 의해 합성되는 동위상 및 직교 위상 변조 요소가 생성되어, 변조된 신호가 생성된다. 통상적으로, 변조된 신호는 안테나로부터 송신 이전에 조절된다.
도 4A 은 STTD 인코더 (310) 에 의해 행해지는 인코딩을 나타내는 다이어그램이다. 채널 데이터는 {b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7,...} 로 표현되는 시퀀스 비트로 구성된다. W-CDMA 시스템의 STTD 모드에서, 입력 비트 시퀀스는 2 이상의 안테나로부터 송신된다. 예를 들어, 각각의 안테나는 특정 빔 패턴을 갖는 다중 안테나로 구성된 위상 어레이 안테나로 대체할 수 있다. STTD 방식은 (사용되는 물리적 안테나의 수에 관계없이) 2 개의 다중 경로용으로 설계된다.
STTD 인코더 (310) 는 입력 비트 시퀀스를 수신하고, 복수의 출력 비트 시퀀스, 즉 채널 데이터를 송신하는데 사용되는 각각의 안테나에 대해 하나의 출력 비트 시퀀스를 생성한다 (도 4A 에 나타낸 실시예에서는 2 개의 출력 비트 시퀀스를 생성한다). W-CDMA 표준에 따르면, 안테나 1 에 대한 제 1 출력 비트 시퀀스는 입력 비트 시퀀스의 복사본 (replica) 이며, 안테나 2 에 대한 제 2 출력 비트 시퀀스는 동일한 비트를 갖지만, 비트의 순서는 시간순으로 재배열되고, 그 비트의 일부는 반전된다.
제 2 출력 비트 시퀀스를 생성하는 STTD 인코딩은, 입력 비트 시퀀스를 4 개의 비트 블록으로 분할함으로써 수행된다. 각 블록 3 번째 비트 위치의 비트 (b2) 는 제 1 비트 위치의 비트 (예를 들어, b0) 와 스왑 (swap)되며, 4 번째 비트 위치 (예를 들어, b3) 의 비트는 제 2 비트 위치의 비트 (예를 들어, b1) 와 스왑된다. 또한, 제 2 출력 비트 시퀀스에서 블록의 제 1 비트 위치 및 제 4 비트 위치의 비트 (예를 들어, b1 및 b2)는 반전된다.
도 4B 은 복소 표기를 사용하여 STTD 인코더 (310) 에 의해 수행되는 인코딩을 나타낸 도면이다. 송신하기 전에, STTD 인코더 (310) 로부터 출력 비트 시퀀스는 각각의 송신기에 제공된다. 각각의 송신기에서, 비트 시퀀스는 동위상 (I) 시퀀스 및 직교 위상 (Q) 시퀀스로 디멀티플렉싱된다. 안테나 1 에 대해서, 송신기 입력 비트 시퀀스 {b0, b1, b2, b3, b4, b5, b6, b7,...} 는 I 시퀀스 {b0, b2, b4,...} 및 Q 시퀀스 {b1, b3, b5, b7,...} 로 디멀티플렉싱된다. 또한, 안테나 1 에 대한 I 및 Q 시퀀스는 복소 심볼 시퀀스 {S0, S1, S2, S3,...} 로 간주할 수 있고, 여기서 S0 = b0 + jb1, S1 = b2 + jb3 이다.
안테나 2 에 대해서, 유사하게 송신기 입력 비트 시퀀스 {-b2, b3, b0, -b1, -b6, b7, b4, -b5,...} 는 I 시퀀스 {-b2, b0, -b6, b4} 및 Q 시퀀스 {b3, -b1, b7, -b5} 로 디멀티플렉싱된다. 안테나 2 에 대한 I 및 Q 시퀀스는 복소 심볼 시퀀스 {-S1 *, S0 *, -S3 *, S2 *,...} 로 간주할 수 있고, 여기서 -S1 * = -b2 + jb3, S0 * = b0 - jb1 이다. S0 * 은 S0 의 켤레 복소수를 나타낸다.
2 개 이상의 안테나를 통한 채널 데이터의 송신은, 해로운 경로 효과의 억제 성능을 개선할 수 있는 공간 다이버시티를 제공한다. 하나 이상의 송신에서 비트의 순서를 재배열하는 것은 임시 다이버시티를 제공하며, 이것은 임펄스 잡음 및 간섭의 억제 성능을 개선할 수 있다. 수신기로 하여금 2 개의 안테나로부터 스트림을 분리하여 경로 다이버시티의 이점을 취할 수 있도록, 비트 반전을 사용한다.
W-CDMA 표준에 따르면, 다운링크 공유채널 (DSCH) 은, 15Kbps 로부터 1.92Mbps 범위의 가변 비트 레이트로 데이터를 송신하는데 사용될 수 있다. W-CDMA 표준에서, 비트 레이트는 인코딩, 인터리빙, 레이트 매칭후, 그리고 커버링, 확산 이전에, 변조기 (216) 에 제공되는 비트 레이트를 지칭한다. 데이터를 커 버링 (채널화) 하는데 사용되는 OVSF 코드는 고정 칩 레이트 (즉, W-CDMA 에서 3.84Mcps) 와, 4 개 칩 내지 512 개 칩 범위의 가변 길이를 갖는다. 또한, OVSF 의 길이는 확산 인자 (SF) 라 칭한다. 표 1 은 W-CDMA 에 의해 지원되는 비트 레이트 (Kbps 단위) 와 대응하는 OVSF 코드 길이 (칩단위) 를 나타낸다.
채널 비트 레이트 OVSF 코드 길이
(Kbps) (칩)
15 512
30 256
60 128
120 64
240 32
480 16
960 8
1920 4
표 1 에 나타낸 바와 같이, OVSF 코드는 최저 지원 비트 레이트 15Kbps 에 대해 최대 길이 512 개 칩을 가지며, 최고 지원 비트 레이트 1.92Mbps 에 대해 최소 길이 4 개 칩을 갖는다.
도 5 은 OVSF 코드의 생성을 나타낸 도면이다. 각각의 OVSF 코드는 지정 (designation; CSF,i) 에 의해 식별할 수 있고, 여기서 SF 는 확산 인자 (코드의 길이와 동일) 이며, i 는 확산 인자에 대한 특정 코드의 실체 (identity) 이다 (즉, i = 0, 1, 2,..., SF-1). OVSF 코드는 "구조화된" 코드이며, 일련의 룰에 따라서 더 짧은 코드로부터 연속적으로 더 긴 OVSF 코드를 생성할 수 있다. 더 긴 OVSF 코드 길이 (즉, C2x) 를 생성하기 위해, 보다 짧은 각각의 OVSF 코드 길이 (즉, Cx) 를 이용하여 2 개의 새로운 OVSF 코드를 생성한다. 제 1 신규 OVSF 코드는 짧은 길이의 OVSF 코드를 2 번 반복함 (즉, C2x,2i = Cx,i,Cx,i) 으로써 생성되며, 제 2 신규 OVSF 코드는 짧은 길이의 코드를 2 번 반복하여 제 2 반복을 반전 (즉, C2x,2i+1 = Cx,i, -Cx,i) 시킴으로써 생성된다.
도 5 에 나타낸 바와 같이, 단지 하나의 OVSF 코드는 코드 길이 1 (즉, C1,0 =1) 로 정의된다. 2 개의 OVSF 코드는 코드 길이 2 (즉, C2,0 = 1,1 및 C2,1 = 1,-1) 로 정의되며, OVSF 코드 길이 1 (즉, C1,0) 로부터 생성된다. 이와 유사하게, 4 개의 OVSF 코드는 코드 길이 4 로 정의되는데, OVSF 코드 (C4,0 = 1,1,1,1 및 C4,1 = 1,1,-1,-1) 는 OVSF 코드 C2,0 = 1,1 로부터 생성되며, OVSF 코드 (C4,2 = 1,-1,1,-1 및 C4,3 = 1,-1,-1,1) 는 OVSF 코드 (C2,1 = 1,-1) 로부터 생성된다.
W-CDMA 에 따르면, 통상적으로 기지국과 통신하는 각각의 사용자에게는 다운링크상에 전용 채널 (DCH) 이 할당되며, 다운링크 공유 채널 (DSCH) 이 패킷 데이터 송신에 필요한 만큼 할당될 수도 있다. 전용 채널에 대한 파라미터는 통신이 확립될 때 협상되거나 수신기 유닛에 알려질 수도 있다. 예를 들어, 전용 채널에 대한 채널화 코드는 기지이지만, 레이트 매칭 파라미터와 같은 다른 파라미터는 미지일 수도 있다. 통신이 확립될 때에 파라미터가 기지되지 않은 경우, 전송 포맷 합성 표시 (transport format combination indication; TFCI) 를 이용하여 미지의 전송 포맷을 표시한다.
그러나, 다운링크 공유채널의 동적 특성 때문에, 통상적으로 그의 채널화 코드는 선험적으로 기지가 아니고 그 대신에 전용 채널을 통하여 제공된다. 예를 들어, 전송 포맷은 채널에 할당된 특정 OVSF 코드, 비트 레이트 등과 같은 다운링크 공유 채널과 관련된 각종 파라미터로 이루어진다. 다운링크 공유 채널의 전송 포맷과 다른 물리적 채널의 전송 포맷은 전송 포맷 합성 (TFC) 으로 합성되며, 전용 채널상의 수신기 유닛에 송신되는 TFCI 로 인코딩된다. 이하, W-CDMA 표준에서의, TFCI 와 그의 코딩 및 송신을 상세히 설명한다.
전용 채널에서 TFCI 의 검출시, 수신기 유닛은 다운링크 공유 채널의 전송 포맷을 포함한 개별적인 물리적 채널에 대한 전송 포맷을 결정할 수 있다. 그 후, 수신기 유닛은 다운링크 공유 채널을 복조 및 디코딩할 수 있다.
일부 경우에서, TFCI 는 다운링크 공유 채널상의 데이터 송신과 거의 동시에 전용 채널상에 송신된다. 또한, TFCI 는 전용 채널을 변조 및 디코딩하기 위한 프로세싱의 지연 때문에, 공유 채널상에 데이터 송신의 수신직후까지 기지되지 않을 수도 있다. 그러므로, 공유 채널을 복조 및 디코딩하는데 필요한 전송 포맷 정보는 실시간으로 이용 불가능할 수도 있다. 본 발명은, 실제 OVSF 코드가 기지되지 않은 경우, 데이터 송신을 효율적으로 프로세싱하는 기술을 제공한다.
도 6 은 본 발명에 따른 변조된 (확산 스펙트럼) 신호의 프로세싱을 나타낸 흐름도이다. 먼저, 단계 612 에서 변조된 신호를 수신, 조절, 및 디지털화하여 샘플을 생성한다. 이 후, 이 샘플은 수신 신호의 특정 신호 경로 (즉, 다중경로) 를 프로세싱하기 위해 할당된 복수의 핑거 요소에 의해 프로세싱될 수도 있다.
단계 614 에서, 각각의 핑거 요소에 대해, 프로세싱되는 다중경로에 대응하는 시간 오프셋에서 PN 시퀀스로 샘플을 역확산한다. 단계 616 에서, 역확산된 샘플의 디커버링시에 사용하기 위해 가상 OVSF 코드를 식별한다. 가상 OVSF 코드는 기지국에서 데이터를 커버링하는데 사용되는 실제 OVSF 코드를 생성하는데 사용할 수 있는 코드이며, 이하에서 더 상세히 설명한다. 수신 신호가 하나 이상의 기지국으로부터의 것이고, 다른 실제 OVSF 코드들이 송신 기지국에서 사용되면, 서로 다른 핑거 요소들에 대해 다른 가상 OVSF 코드를 사용할 수 있다.
단계 618 에서, 각각의 핑거 요소에 대해 그 역확산된 샘플을 가상 OVSF 코드로 디커버링하며, 가능하다면 파일럿 추정 값으로 코히어런트하게 (coherently) 복조하여, 부분적으로 프로세싱된 신호를 생성할 수 있다. 이하에서 설명하는 바와 같이, 이 부분적으로 프로세싱된 심볼은 가상 OVSF 코드와 실제 OVSF 코드 사이의 관계에 따라서 실제 심볼의 일부분 또는 전체 실제 심볼을 나타낸다. 그 후, 단계 622 에서, 모든 할당된 핑거 요소로부터의 부분적으로 프로세싱된 심볼은 가중 및 합성되어, 합성된 심볼 또는 중간 결과 값이 생성된다. 중간 결과 값은 실제 OVSF 코드가 기지될 때까지 버퍼에 저장될 수도 있다.
단계 624 에서, 실제 OVSF 코드를 결정한다. 중간 결과 값은 버퍼로부터 회수될 수도 있고, 더 프로세싱될 수도 있다. 좀 더 상세히 설명하면, 단계 626 에서, 각각의 심볼 주기에 대한 중간 결과 값은 스케일링 및 합성되어, 심볼 주기에 대한 최종 결과 값이 생성된다. 이하 설명하는 바와 같이 스케일링은 가상 OVSF 코드와 실제 OVSF 코드 사이의 관계에 의존한다. 최종 결과 값은 송신된 심볼의 추정 값을 나타낸다. 단계 628 에서, W-CDMA 시스템의 STTD 디코딩에 대해서, 다중 심볼 주기로부터의 최종 결과 값이 기지국에서 행해지는 STTD 인코딩과 상보적으로 스케일링 및 합성되어, 리커버링된 심볼이 생성된다. 이하, 도 6 에 나타낸 프로세싱을 더 상세히 설명한다.
도 7 은, W-CDMA 표준의 STTD 모드에서 다중 송신 안테나로부터 송신된 것을 포함한, 물리적 채널을 수신 및 복조하는데 사용될 수 있는 수신기 유닛 (700) 일부의 실시형태를 나타낸 블록도이다. 하나 이상의 송신 안테나로부터의 하나 이상의 RF 변조된 신호는 안테나 (710) 에 의해 수신되어, 그 수신 신호를 조절 (예를 들어, 증폭, 필터링 등등) 하고 조절된 신호를 중간 주파수 (IF) 또는 기저대역으로 직교 위상 하향변환하는 수신기 (RCVR; 712) 에 제공된다. 또한, 수신기 (712) 는 하향변환된 동위상 및 직교 위상 신호를 샘플링 및 양자화하여, 레이크 수신기 (720) 에 제공되는 수신 샘플을 발생시킨다. 도 7 에 물리적 채널을 프로세싱하는 레이크 수신기를 나타냈지만, 본 발명의 범위 내에서 다른 수신기 구조체 및 기구도 사용할 수 있다.
통상적인 실시예에서, 수신 신호는 칩 레이트 (fc) 보다 높은 샘플 레이트 (fs) 에서 샘플링한다. 예를 들어, IS-95 CDMA 시스템에 대한 칩 레이트는 1.2288 Mcps (또는, W-CDMA 에 대해서 3.84 Mcps) 일 수도 있지만, 샘플 레이트는 칩 레이트의 8 배 (8 x chip), 16 배 (16 x chip), 32 배 (32 x chip), 또는 다른 배수일 수도 있다. 더 높은 샘플 레이트는 경로 위치상에서 "줌인 (zoom in)" 할 타이밍의 미세한 조절을 가능하게 한다.
도 7 에 나타낸 바와 같이, 레이크 수신기 (720) 는 탐색기 요소 (722) 와 복수의 핑거 요소 (730a 내지 730n) 를 구비한다. 제어기 (740) 의 지시에 따라서, 각각의 요소들은 수신기 (712) 로부터 샘플을 수신하며, 요소와 관련된 태스크를 행한다. 예를 들어, 탐색기 요소 (722) 는 제어기 (740) 에 의해 지시되거나, 수신 신호의 강한 인스턴스를 탐색하도록 할당될 수도 있다. 강한 신호는 다른 타임 오프셋에 존재할 수도 있고, 샘플을 다른 파라미터 (예를 들어, 다른 PN 코드, 다른 타임 오프셋 등등) 로 프로세싱함으로써 탐색기 요소 (722) 에 의해 식별될 수도 있다. 탐색기 (722) 는 탐색된 신호에 대응하는 데이터 또는 탐색 결과의 지시를 제어기 (740) 에 제공하도록 설계할 수도 있다. 탐색기 요소 (722) 의 도움으로 결정되는 바에 따라서, 제어기 (740) 는 핑거 요소 (730) 를 할당하여, 수신 신호의 가장 강한 인스턴스를 복조한다.
제어기 (740) 가 지시하는 바에 따라서, 각각의 할당된 핑거 요소 (730) 는 수신 신호 (특정 할당된 타임 오프셋에서의 신호) 의 하나의 인스턴스에 대해 하나의 물리적 채널의 복조를 수행한다. 채널화 코드가 기지된 경우, 각각의 할당된 핑거 요소 (730) 는 수신 신호의 할당된 인스턴스에 대응하는 리커버링된 신호 (즉, SA) 를 제공한다. 그 후, 모든 할당된 핑거 요소 (730) 로부터 리커버링된 신호는 합성기 (732) 에 제공되어, 송신된 데이터를 나타내는 합성 심볼을 제공하도록 합성된다. 합성된 심볼은 리커버링된 채널 데이터를 나타내며, 후속 프로세싱 블록 (즉, 디코더) 에 제공된다.
본 발명에 따르면, 채널화 코드가 기지되지 않은 인스턴스에서, 각각의 할당된 핑거 요소 (730) 는 수신 신호의 할당 인스턴스 (즉, 할당 신호 경로) 에 대응하는 부분적으로 프로세싱된 심볼을 제공한다. 부분적으로 프로세싱된 심볼 각각은, 수신된 샘플을 프로세싱하기 위해 사용되는 가상 채널화 코드 및 실제 채널화 코드에 따라서 하나의 리커버링된 심볼 또는 수신된 심볼의 부분을 표현할 수 있다. 또한, 각종 할당된 핑거 요소 (730) 로부터의 부분적으로 프로세싱된 심볼은 송신된 데이터를 나타내는 합성된 심볼을 제공하도록 합성할 수도 있다. 합성기로부터 합성된 심볼은 메모리 (742) 에 제공될 수 있으며 저장되는 "중간 결과 값" 를 나타낸다. 그 후에, 중간 결과 값은 리커버링되어 더 프로세싱될 수도 있으며, 채널화 코드가 기지된 경우, 리커버링된 채널 데이터를 나타내는 리커버링된 심볼을 제공할 수 있다. 이하, 가상 채널화 코드의 프로세싱과 중간 데이터의 사후 프로세싱을 더 상세하게 설명한다.
다중접속 통신 시스템에서 CDMA 기술의 사용은, 양자 모두 본 발명의 양수인에게 양도되었으며, 여기서 참조하는, 발명의 명칭이 "MOBILE DEMODULATOR ARCHITECTURE FOR A SPREAD SPECTRUM MULTIPLE ACCESS COMMUNICATION SYSTEM" 인 미국 특허 제 5,764,687 호와, 발명의 명칭이 "DEMODULATION ELEMENT ASSIGNMENT IN A SYSTEM CAPABLE OF RECEIVING MULTIPLE SIGNALS" 인 미국 특허 제 5,490,165 호에 개시되어 있다.
단순화를 위해 도 7 에 도시하지 않지만, 또한 각각의 핑거 요소는, 퀄러티 지시자가 최소 임계값을 초과하지 않는 경우, 핑거 요소에서 리커버링된 데이터의 퀄러티 지시자 (즉, 평균 에너지) 를 계산하고, 핑거 요소로부터 부분적으로 프로세싱된 심볼을 마스크하는 락 (lock) 검출기를 구비할 수 있다. 마스킹은, 충분한 강도와 신뢰도를 갖는 신호를 수신하는 핑거 요소만이 합성된 출력에 기여할 수 있도록 보장하여, 리커버링된 데이터의 퀄러티를 향상시킨다.
도 8 은 도 7 에서 하나의 핑거 요소 (730) 를 구현하도록 사용될 수 있는 핑거 요소 (730) 의 실시형태를 나타내는 블록 다이어그램이다. 또한, 핑거 요소는 복조 요소라 한다. 수신기 (712) 로부터 수신된 샘플은 곱셈기 (812) 에 제공되며, 송신기 유닛에서 사용되는 스크램블링 코드에 대응하며 핑거 요소에 할당되는 타임 오프셋을 갖는 복소 디스크램블링 코드 (PN) 로 디스크램블링된다. 그 후, 디스크램블링된 샘플은 곱셈기 세트 (814a 내지 814c) 에 제공된다.
디스크램블링된 샘플은, 파일럿 데이터, 제어 데이터, 및 전용 공유 채널상에 송신된 데이터와, 수신 신호의 모든 전용 채널에 대한 데이터를 포함한다. 이러한 데이터 유형의 분리는, (1) 특정 채널에 할당된 OVSF 코드와 각각의 채널 데이터의 채널화, (2) 데이터의 시간 멀티플렉싱, 또는 (3) 2 가지의 합성에 의해 송신기 유닛에서 달성된다.
W-CDMA 표준에 따르면, 폐루프 모드 1 에서, 2 개의 송신 안테나에 대해 직교 파일럿이 사용된다. 2 개의 안테나에 대한 직교 파일럿은 다른 심볼 패턴 (Wp1 및 Wp2) 을 사용함으로써 생성된다. 따라서, 수신기 유닛에서, 파일럿은 동일한 심볼 패턴 (Wp1 및 Wp2) 을 사용하여 곱셈기 (814a 및 814b) 에 의해 리커버링된다. 또한, 곱셈기 (814a 및 814b) 로부터의 파일럿 샘플은 각각의 누산기 (816a 및 816b) 에 제공되어, 심볼 패턴의 길이에 대해 누산하여 파일럿의 순간 위상 및 진폭을 나타내는 값이 획득된다. 그 후, 누산기 (816a 및 816b) 로부터의 순간 파일럿 값은 각각의 파일럿 프로세서 (818a 및 818b) 에 제공된다.
수신된 파일럿 데이터는 필터링되고 프로세싱 (즉, 이용되는 신호 프로세싱 유형에 따라서 내삽 (interpolated) 또는 외삽 (extrapolated) 되어, 데이터를 복조하는데 사용되는 파일럿 추정 값이 (
Figure 112006062991445-pct00001
및
Figure 112006062991445-pct00002
) 생성된다. 또한, 역확산된 파일럿 샘플은, 수신된 파일럿의 퀄러티의 표시를 제공하는 파일럿 검출기 (DET; 822) 에 제공될 수도 있다. 특정 실시에서, 파일럿 검출기 (822) 는 수신 파일럿의 파워를 측정하며, 파일럿 퀄러티 추정 값을 (
Figure 112006062991445-pct00003
) 제공한다.
유사한 방법으로, 곱셈기 (812) 로부터 디스크램블링된 샘플은 곱셈기 (814c) 에 제공되며, 실제 OVSF 코드 (Cd)(그것이 기지인 경우) 또는 가상 OVSF 코드 (Ch)(실제 OVSF 코드가 미지인 경우) 로 디커버링되어, 물리적 채널상의 데이터를 리커버링한다. 그 후, 곱셈기로부터의 샘플이 누산기 (816c) 에 제공되며, 샘플을 디커버링하기 위해 사용되는 OVSF 코드 (Cd 또는 Ch) 길이에 걸쳐서 누산된다. 프로세싱되고 있는 물리적 채널에 대한 실제 OVSF 코드 (Cd) 가 기지인 경우, 누산기 (816c) 는 코드 길이에 걸쳐서 샘플을 누산하여, 수신된 심볼을 생성한다. 예를 들어, 표 1 을 참조하면, 물리적 채널의 비트 레이트가 1.92Mbps 이면, 누산기 (816c) 는 4-칩 주기 동안 샘플을 누산하여, 수신된 심볼을 제공한다. 다른 한편으로는, 물리적 채널의 비트 레이트가 15Kbps 이면, 누산기 (816c) 는 512-칩 주기 동안 샘플을 누산하여, 수신된 심볼을 제공한다. 누산기 (816c) 로부터 디커버링된 심볼은 지연 요소 (828) 만큼 지연되어, 파일럿 프로세서 (818) 의 지연과 매칭시킨다.
본 발명에 따르면, 실제 OVSF 코드가 미지인 경우, 디커버링은 실제 OVSF 코드보다 작은 확산 인자를 갖는 가상 OVSF 코드 (Ch) 를 사용하여 수행된다. 그 후, 누산기 (816c) 에 의한 누산은 가상 OVSF 코드의 길이에 대응하는 시간 주기동안 수행된다. 따라서, 누산기 (816c) 로부터 각각의 디커버링된 심볼은 단지 실제 수신된 심볼의 부분일 수도 있다.
파일럿 프로세서 (818a 및 818b) 로부터의 파일럿 추정값 (
Figure 112006062991445-pct00004
및
Figure 112006062991445-pct00005
), 및 지연 요소 (828) 로부터 디커버링된 심볼은 필요한 계산을 수행하는 데이터 리커버링 요소 (830) 에 제공되어, 핑거 요소에 대해 부분적으로 프로세싱된 심볼을 생성한다. 특히, 데이터 리커버링 요소 (830) 는 파일럿 추정값과 디커버링된 심볼간에 내적 및 외적을 행하여 부분적으로 프로세싱된 심볼을 생성할 수도 있다. 내적 및 외적은 각각 연산 XIPI + XQPQ 및 XIPQ - XQPI 이며, 디커버링된 데이터 심볼의 I 및 Q 성분은 각각 XI 및 XQ 이며, 추정 파일럿의 I 및 Q 성분은 각각 PI 및 PQ 이다. 당업자에게 공지된 바와 같이, 데이터 리커버링 프로세스는 디커버링된 데이터 심볼과 추정된 파일럿 중 어느 하나 또는 모두의 회전 및/또는 스케일링을 더 포함할 수도 있다.
도 8 에서, 곱셈기 (814a 및 814b), 누산기 (816a 및 816b), 및 파일럿 프로세서 (818a 및 818b) 는 핑거 요소의 파일럿 프로세싱 유닛으로 칭할 수도 있다. 파일럿 데이터가 단지 하나의 안테나로부터 송신되는 모드에서는, 파일럿 프로세싱 경로중 단지 하나가 필요하며, 다른 파일럿 프로세싱 경로는 억제될 수 있다. 곱셈기 (814c), 누산기 (816c), 및 지연 요소 (828) 는 핑거 요소의 데이터 프로세싱 유닛으로 칭할 수도 있다.
프로세싱되는 물리적 채널은 하나의 안테나 또는 2 개의 안테나로부터 송신될 수도 있다 (예를 들어, W-CDMA 시스템의 STTD 모드에서). 또한, 물리적 채널은 BPSK 변조 (예를 들어, IS-95 시스템에 대해서) 또는 QPSK 변조 (예를 들어, W-CDMA 시스템에 대해서) 중 어느 것을 사용하여 변조될 수도 있다.
W-CDMA 시스템의 STTD 모드에서, 2 개의 RF 변조된 신호는 물리적 채널에 대해 2 개의 송신 안테나로부터 송신된다. RF 변조된 신호의 각각은 독립적이며 다른 경로 손실을 경험할 수 있다. 따라서, 수신 신호는 RF 변조된 신호의 가중된 합이며, 하기와 같이 표현될 수 있으며,
Figure 112003007974093-pct00006
여기서, X 는 수신된 심볼 시퀀스 {X0, X1, X2, X3,...} 이며, SA1 은 제 1 송신 안테나로부터 송신된 심볼 시퀀스 {S0, S1, S2, S3,...} 이며, S A2 은 제 2 송신 안테나로 부터 송신된 심볼 시퀀스 {-S1 *, S0 *, -S3 * , S2 *,...} 이며, α및 β는 2 개의 경로에 대한 페이딩 계수이다. 수신된 심볼은 하기와 같이 표현될 수 있다.
Figure 112003007974093-pct00007
Figure 112003007974093-pct00008
Figure 112003007974093-pct00009
Figure 112003007974093-pct00010
수학식 1 내지 수학식 4 는 안테나 1 과 안테나 2 로부터 송신된 신호가 대략적으로 동일한 시간에 핑거 요소에 수신된다는 것으로 가정하며, 이것은 많은 인스턴스에서 일반적으로 사실이다. 2 개의 경로가 동시에 수신되지 않는 경우, 성능에 있어서 약간 열화될 수도 있지만, 상기에서 주어진 식은 유효하며, 여기서 설명한 프로세싱을 적용할 수 있다.
제 2 송신 안테나상에 송신된 심볼의 시간 멀티플렉싱 때문에, 수신된 심볼 시퀀스 {X0, X1, X2, X3,...} 가 더 프로세싱되어, 송신된 심볼 시퀀스 {S0, S1, S2, S3,...} 를 리커버링한다. 송신된 심볼 (S0) 의 추정값을 결정하기 위해, 수학식 1 및 수학식 2 는 하기와 같이 스케일링되며 계산될 수도 있으며,
Figure 112003007974093-pct00011
여기서,
Figure 112006062991445-pct00012
는 리커버링된 심볼이며,
Figure 112006062991445-pct00013
및
Figure 112006062991445-pct00014
는 제 1 송신 안테나 및 제 2 송신 안테나로부터 각각 수신 안테나로의 경로 손실 (즉, 채널 또는 페이딩 계수) 의 복소 추정값이다. 잡음 항은 불완전한 채널 추정에 기인한다. 또한, 파일럿은 2 개의 송신 안테나로부터 송신되며, 파일럿 데이터값이 기지되기 때문에, 상술한 파일럿 추정값은 상기 식에서 채널 추정값 (
Figure 112006062991445-pct00015
및
Figure 112006062991445-pct00016
) 으로 사용될 수 있다. 유사하게, 송신된 심볼 (S1) 의 추정값을 결정하기 위해, 식 1 및 식 2 는 하기와 같이 스케일링되며 계산될 수도 있다.
Figure 112003007974093-pct00017
따라서, 리커버링된 심볼 (
Figure 112003007974093-pct00018
및
Figure 112003007974093-pct00019
) 은 하기와 같이 계산된다.
Figure 112003007974093-pct00020
Figure 112003007974093-pct00021
물리적 채널상에 송신되는 데이터를 리커버링하기 위해, 송신기에서 물리적 채널을 채널화하기 위해 사용되는 동일한 OVSF 코드 (Cd) 로, 스크램블링된 샘플을 디커버링하는 것이 필요하다. 그러나, 상술한 바와 같이, W-CDMA 시스템의 공유 채널에 대한 비트 레이트는 가변적이고, 특정 라디오 프레임에 대한 비트 레이트는 전용 채널상에 제공되어, 데이터와 거의 동시에 송신될 수도 있다.
몇몇 기술은, 가변적이며 미지인 비트 레이트 (즉, 미지인 OVSF 코드) 를 갖는 (W-CDMA 시스템에서 다운링크 공유 채널과 같은) 물리적 채널 상의 데이터를 리커버링하기 위해 사용될 수 있다. 어떤 기술에서, 스크램블링된 샘플은 메모리에 저장되며, 그 후 물리적 채널상의 정보가 기지된 경우, 프로세싱을 위해 회수된다. 각종 인자 (예를 들어, 라디오 프레임의 크기, 높은 비트 레이트, 프로세싱 되지 않은 샘플을 나타내기 위해 사용되는 더 높은 해상도 등등) 때문에, 프로세싱되지 않은 샘플을 저장하기 위해 더 큰 메모리가 요구된다. 또한, 모든 할당된 핑거 요소에 대해 스크램블링된 샘플을 저장한다.
또 다른 기술에서는, 모든 가능한 OVSF 코드 (또는, 프로세싱된 물리적 채널로 가능한 모든 OVSF 코드) 에 대해 스크램블링된 데이터를 디커버링할 수 있다. 예를 들어, OVSF 코드 C512,511 (1,-1,-1,1,-1,1,1,-1,...) 를 포함하는 OVSF 코드 C4,0 (1,1,1,1), OVSF 코드 C4,1 (1,1,-1,-1) 에 대해 스크램블링된 코드를 디커버링할 수 있다. 거의 1024 개의 가능한 OVSF 코드가 있기 때문에, 모든 가능한 OVSF 코드에 대한 브루트 포스 (brute force) 프로세싱은 폭넓어지며, 구현 비용이 높아질 수도 있다. 따라서, 필요한 버퍼링 및/또는 계산의 양을 감소시킬 수 있는 다른 기술이 매우 요망된다.
본 발명에 따르면, 실제 OVSF 코드가 미지인 경우, 수신된 샘플을 프로세싱하기 위해 가상 OVSF 코드가 사용된다. 실제 OVSF 코드는 프로세싱되고 있는 물리적 채널을 채널화하는데 실제로 사용되었던 코드이다. 먼저, 실제로 사용된 모든 가능한 OVSF 코드를 생성시키기 위해 사용될 수 있는 모든 OVSF 코드 세트를 결정한다. 그 후, 이러한 세트내의 가장 큰 확산 인자를 갖는 OVSF 코드가 가상 OVSF 코드로 선택될 수 있다. 따라서, 가상 OVSF 코드는 실제 OVSF 코드의 모든 가능성을 생성하기 위해 사용될 수 있는 "베이스" OVSF 코드이다. OVSF 코드를 생성하는 코드 트리는 기존의 구조를 가지며, 본 발명에서는 이러한 OVSF 코드의 특성을 이용한다. 실제 OVSF 코드가 가능한 코드 세트의 멤버로 기지된 경우, 세트에서 가능한 코드를 생성하도록 사용될 수 있는 가장 큰 확산 인자를 갖는 가상 OVSF 코드가 데이터를 디커버링하기 위해 사용된다.
예를 들어, 도 5 를 참조하면, 실제 OVSF 코드가 확산 인자 4 를 가지며 그 코드는 C4,0 또는 C4,1 중 어느 하나인 것으로 기지되는 경우, OVSF 코드 (C2,0) 가 C4,0 및 C4,1 을 생성하도록 사용될 수 있기 때문에, OVSF 코드 (C2,0) 가 물리적 채널을 프로세싱하는데 사용될 수 있다. 또 다른 실시예와 같이, 실제 OVSF 코드가 C8,0 내지 C8,3 및 C16,0 내지 C16,7 을 포함하는 세트의 멤버로 기지되는 경우, 실제 OVSF 코드 (C2,0) 는 물리적 채널을 프로세싱하는데 사용될 수 있다. 실제 OVSF 코드가 C8,2 내지 C8,3 및 C16,4 내지 C16,7 을 포함하는 더 작은 코드의 멤버로 기지되는 경우, 더 큰 확산 인자를 갖는 OVSF 코드 (C4,1) 는 물리적 채널을 프로세싱하는데 사용될 수 있다. 물리적 채널을 프로세싱하기 위해 사용되도록 선택된 OVSF 코드는 가상 OVSF 코드로 칭한다.
본 발명을 더 명확히 이해하기 위해, 가상 OVSF 코드를 사용하는 수신된 샘플의 프로세싱을 특정 실시예를 통해 설명한다. 이 실시예에서, 가상 OVSF 코드 길이는 실제 OVSF 코드 길이의 절반이다.
도 9 는 실제 OVSF 코드와 가상 OVSF 코드를 사용하는 2 개 심볼의 프로세싱을 나타내는 다이어그램이다. 이 실시예에서, 제 1 안테나로부터 수신된 필터링된 파일럿은 α로 표시하며, 제 2 안테나로부터 수신된 필터링된 신호는 β로 표시하며, 실제 OVSF 코드를 사용하여 프로세싱된 수신된 심볼은 X0, X1 으로 표시하며, 가상 OVSF 코드를 사용하여 프로세싱된 수신된 심볼은 Y00, Y01, Y10, 및 Y11 로 표시한다. 가상 OVSF 코드 길이가 실제 OVSF 코드 길이의 절반이기 때문에, 각각의 심볼 Xa 에 대한 2 개의 심볼 (Ya0 및 Ya1) 을 생성한다.
실제 OVSF 코드가 기지인 경우, 특정 신호 경로를 프로세싱하기 위해 할당된 각각의 핑거 요소에 대한 하기 항을 계산할 수 있다.
Figure 112003007974093-pct00022
모든 할당된 핑거 요소로부터 항은 적절하게 가중되며 계산되어, 하기 항을 구할 수 있으며,
Figure 112003007974093-pct00023
여기서, 심볼 "----" 는 모든 할당된 핑거 요소를 통해 특정 항에 대한 가중된 합을 표시한다. W-CDMA 시스템의 STTD 모드에서는, 송신된 심볼 (S0 및 S1) 을 결정할 수 있다.
Figure 112003007974093-pct00024
그러나, 실제 OVSF 코드가 미지인 경우, 수신된 샘플을 프로세싱하기 위해 가상 OVSF 코드를 생성하고 이용할 수 있다. 각각의 할당된 핑거 요소에 대해, 가상 OVSF 코드를 사용하여 하기 항을 계산할 수 있다.
Figure 112003007974093-pct00025
이 실시예에서는, 실제 OVSF 코드 길이가 가상 OVSF 코드 길이의 2 배이기 때문에, 각각의 송신된 심볼에 대해 부분적으로 프로세싱된 2 쌍의 심볼을 생성한다. 모든 할당된 핑거 요소로부터의 항을 적절하게 가중하고 합성하여, 하기의 항을 구할 수 있다.
Figure 112003007974093-pct00026
상술한 항은 메모리에 저장될 수 있는 OVSF 코드가 결정된 중간 결과 값을 나타낸다. 실제 OVSF 코드가 기지되면, 중간 결과 값은 메모리로부터 회수되어, 하기와 같이 적절하게 합성될 수 있다.
Figure 112003007974093-pct00027
상기 실시예에서, 플러스 기호 " + " 는 2 개의 " Y " 항을 합성하여, 각각의 " X " 항을 생성하는데 사용된다. 그러나, " Y " 항은 합성 이전에 다르게 스케일링될 수도 있으며, 어떻게 가상 OVSF 코드가 스케일링되고 연쇄되어 실제 OVSF 코드를 구하는가에 따라서, 각각의 " Y " 항은 +1 또는 -1 로 스케일링된다. 그 후, 송신된 심볼 (S0 및 S1) 은 상술한 바와 유사한 방법으로 하기와 같이 결정될 수 있다.
Figure 112003007974093-pct00028
상술한 실시예에서 나타낸 바와 같이, 심볼 (S0 및 S1) 의 길이가 미지이기 때문에, 수학식 5 및 수학식 6 은 가상 OVSF 코드로 온전히 실행될 수 없다. 예를 들어, 가상 OVSF 코드가 4 개 칩 길이를 갖고 실제 OVSF 코드가 8 개 칩 길이를 갖는 경우, 각각의 송신된 심볼은 2 개의 가상 OVSF 코드를 지속한다. 또 다른 실시예에서, 실제 OVSF 코드가 16 개 칩 길이를 갖는 경우, 각각의 송신된 심볼은 4 개의 가상 OVSF 코드를 지속한다. 본 발명에서, 부분 프로세싱은 가상 OVSF 코드를 사용하여 수행되며, 그 후 중간 결과 값은 합성되어 원하는 출력을 제공한다.
상술한 간단한 실시예에 있어서, 4 개의 모든 심볼 (Y00, Y01, Y10, 및 Y11) 에 대해 동일한 파일럿 추정값을 (α및 β) 사용한다. 그러나, 또한 심볼의 프로세싱시에 이용가능한 최신의 업데이트된 파일럿 추정값을 사용하는 것이 가능하다. 이러한 경우에서, 하나의 α및 β를 사용하는 대신에, 4 개의 세트 (α00 및 β00 내지 α11 및 β11) 가 심볼 Y00 내지 Y11 를 각각 프로세싱하는데 사용될 수 있다.
도 8 을 참조하면, 각각의 핑거 요소는 수신 신호의 인스턴스를 프로세싱하여, 그 핑거에 대해 부분적으로 프로세싱된 심볼을 생성한다. 좀 더 상세히 설명하면, 각각의 핑거는 수신된 샘플을 역확산하며, 가상 OVSF 코드를 사용하여 역확산된 샘플을 디커버링하며, 파일럿 추정값으로 디커버링된 신호를 복조하여, 부분적으로 프로세싱된 심볼을 생성한다. 실제 OVSF 코드의 패턴에 따라서, 실제 OVSF 코드는 (+1 또는 -1 로) 적절하게 가중된 가상 OVSF 코드 Q 의 연결로 구성될 수도 있다. 따라서, 각각의 핑거 요소에 의해, 각각의 송신된 심볼에 대해 부분적으로 프로세싱된 심볼의 Q 쌍을 생성한다. W-CDMA 시스템에 있어서, 실제 OVSF 코드와 가상 OVSF 코드 사이의 관계에 따라서, Q 는 1, 2, 3,.., 또는 128 일 수 있다. 따라서, 부분적으로 프로세싱된 심볼의 쌍은 송신된 심볼의 일부 (Q = 2, 4,.. 또는 128) 또는 전체 송신된 심볼 (Q = 1) 에 대응한다. 각각의 가상 OVSF 코드 길이에 대해 부분적으로 프로세싱된 심볼의 한쌍을 생성하면서, 각각의 핑거 요소는 부분적으로 프로세싱된 심볼의 Q 쌍을 α*Y 및 βY* 로 계산한다.
하나의 기지국으로부터 수신된 데이터 송신에 있어서, 모든 할당된 핑거 요소에 대해 동일한 가상 OVSF 코드를 사용한다. 상술한 바와 같이, 다중 기지국으로부터 수신되며 다른 실제 OVSF 코드로 커버링된 데이터 송신에 대해서, 다른 가상 OVSF 코드는 수신된 샘플을 디커버링하기 위해 사용될 수도 있다. 2 가지 경우에서, 모든 할당된 핑거 요소로부터 부분적으로 프로세싱된 심볼을 합성하여 중간 결과 값을 생성한다.
그 후, 모든 할당된 핑거 요소로부터 부분적으로 프로세싱된 심볼은 합성기 (732) 에 제공되며, 적절하게 가중되며, 합성된 심볼로 합성되어, 중간 결과 값을 나타낸다. 좀 더 상세히 설명하면, 각각의 가상 OVSF 코드 길이에 대해 모든 할당된 핑거 요소로부터 부분적으로 프로세싱된 심볼을 스케일링 및 합성하여, 가상 OVSF 코드 길이에 대한 중간 결과 값을 생성한다. 또한, 각각의 송신된 심볼에 대해 Q 쌍의 중간 결과
Figure 112006062991445-pct00029
및
Figure 112006062991445-pct00030
내지
Figure 112006062991445-pct00031
및
Figure 112006062991445-pct00032
값을 생성시킨다. 그 후, 중간 결과 값은 다음 프로세싱 유닛에 제공되거나 저장된다.
실제 OVSF 코드가 기지되는 경우, 중간 결과 값은 회수되고 필요하다면 더 프로세싱되어 리커버링된 심볼을 구한다. 실시예와 같이, 물리적 채널이 가상 OVSF 코드 (C2,0 = 1,1) 를 사용하여 프로세싱되었고, 실제 OVSF 코드가 C4,1 = 1,1,-1,-1 인 경우, 중간 결과 값은 회수되고, 실제 OVSF 코드에 의해 정의된 바와 같이 적절하게 반전되며, 실제 OVSF 코드의 길이에 대해 적분되어, 리커버링된 심볼을 구한다. 상기 실시예에 대해서, C4,1 코드의 후반부의 반전을 설명하기 위해 중간 결과 값의 제 2 쌍을 반전시킨다. Q 쌍으로부터
Figure 112006062991445-pct00033
내지
Figure 112006062991445-pct00034
에 대응하는 중간 결과 값의 제 1 세트를 합성하여, 항
Figure 112006062991445-pct00035
를 구한다. 유사하게, Q 쌍으로부터
Figure 112006062991445-pct00036
내지
Figure 112006062991445-pct00037
에 대응하는 중간 결과 값의 제 2 세트를 합성하여, 항
Figure 112006062991445-pct00038
을 구한다. 그 후, 수학식 (5) 및 수학식 (6) 에서 나타낸 바와 같이 이들 항을 합성하여, 리커버링된 심볼을 구한다. 도 7 을 참조하면, 중간 결과 값의 프로세싱은 제어기 (740), 합성기 (732) 내의 회로, 또는 도 7 에 미도시된 다른 회로에 의해 수행될 수 있다.
주문형 집적회로 (application specific integrated circuit; ASIC), 디지털 신호 프로세서 (a digital signal processor), 마이크로 제어기, 마이크로 프로세서, 또는 본 명세서에서 설명하는 기능을 수행하기 위해 설계된 다른 전자 회로와 같은 각종 방식으로 본 명세서에서 설명하는 프로세싱 유닛 (곱셈기 (814), 누산기 (816), 파일럿 프로세서 (818), 데이터 리커버링 요소 (830), 제어기 (740)) 을 후현할 수 있다. 또한, 본 명세서에서 설명하는 기능을 달성하는 지시 코드를 실행하도록 동작하는 범용 프로세서 또는 특수 설계된 프로세서로 프로세싱 유닛을 구현할 수 있다. 따라서, 하드웨어, 소프트웨어, 또는 그것의 합성물을 사용하여 본 명세서에서 설명하는 프로세싱 유닛을 구현할 수 있다.
예를 들어, 랜덤 액세스 메모리 (RAM), 플래시 메모리, 또는 다른 메모리들을 포함하는 메모리 기술로 메모리 유닛을 구현할 수 있다. 또한, 예를 들어, 하드 디스크, CD-ROM 드라이브, 또는 다른 것들과 같은 저장 요소로 메모리 유닛을 실시할 수 있다. 메모리 유닛의 다양한 다른 구현형태가 가능하며, 이는 본 발명의 범위 내이다.
바람직한 실시형태에 대한 전술한 설명은 당업자가 본 발명을 실시 및 이용가능하게 한다. 본 실시형태에 대한 각종 변형은 당업자에게 자명하며, 본 명세서에서 정의된 일반적인 원칙을 창의적인 능력을 사용하지 않고 다른 실시형태에 응용할 수도 있다. 따라서, 본 발명은 본 명세서에서 나타낸 실시형태에 제한되도록 의도되지 않고, 본 명세서에서 개시된 원칙 및 신규한 특징과 일치하는 가장 광범위한 범위와 일치하도록 의도된다.

Claims (24)

  1. 데이터 리커버링시에 물리적 채널에 대한 채널화 코드가 기지되지 않은 경우, 물리적 채널상에 송신된 데이터를 리커버링하는 방법으로서,
    수신된 샘플을 제공하기 위해 변조된 신호를 수신 및 프로세싱하는 단계;
    물리적 채널을 프로세싱하기 위해 가상 채널화 코드를 선택하는 단계;
    부분적으로 프로세싱된 심볼을 생성하기 위해, 상기 가상 채널화 코드로 상기 수신된 샘플을 프로세싱하는 단계;
    상기 부분적으로 프로세싱된 심볼로 표현되는 중간 결과 값을 저장하는 단계;
    상기 물리적 채널에 대해 사용되는 실제 채널화 코드를 결정하는 단계; 및
    최종 결과 값을 제공하기 위해 상기 실제 채널화 코드 및 상기 가상 채널화 코드에 따라 상기 중간 결과 값을 프로세싱하는 단계를 포함하되,
    상기 중간 결과 값을 프로세싱하는 단계는,
    상기 중간 결과 값을 중간 결과 값 세트로 분할하는 단계;
    상기 실제 채널화 코드 및 상기 가상 채널화 코드에 의해 결정된 각각의 스케일링 인자로 특정 세트내의 각각의 중간 결과 값을 스케일링하는 단계; 및
    상기 세트에 대한 최종 결과 값을 구하기 위해, 각각의 세트에 대해 상기 스케일링된 결과를 합성하는 단계를 포함하는, 데이터 리커버링 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    리커버링된 심볼을 획득하기 위해 다중 심볼 주기로부터 최종 결과 값을 선택적으로 합성하는 단계를 더 포함하며,
    상기 심볼 주기 각각은 상기 실제 채널화 코드의 지속시간에 대응하는, 데이터 리커버링 방법.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 선택적 합성 단계는, W-CDMA 표준에 의해 정의된 공간 타임 블록 코딩 송신 안테나 다이버시티 (STTD) 에 따라서 수행되는 인코딩과 상보적 방식으로 수행되는, 데이터 리커버링 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 수신된 샘플을 프로세싱하는 단계는,
    디커버링된 심볼을 생성하기 위해, 상기 가상 채널화 코드로 상기 수신된 샘플을 디커버링하는 단계; 및
    부분적으로 프로세싱된 심볼을 생성하기 위해, 상기 디커버링된 심볼을 파일럿 추정값으로 복조하는 단계를 포함하는, 데이터 리커버링 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 파일럿 추정값으로 복조하는 단계는,
    상기 디커버링된 심볼과 상기 파일럿 추정값간에 내적을 수행하는 단계; 및
    상기 디커버링된 심볼과 상기 파일럿 추정값간에 외적을 수행하는 단계를 포함하며,
    상기 부분적으로 프로세싱된 심볼은 상기 내적 및 상기 외적의 결과 값에 기초하여 유도되는, 데이터 리커버링 방법.
  6. 제 1 항에 있어서,
    중간 결과 값을 생성하기 위해, 상기 물리적 채널을 프로세싱하는데 할당된 복수의 복조 요소로부터 부분적으로 프로세싱된 심볼을 합성하는 단계를 더 포함하는, 데이터 리커버링 방법.
  7. 삭제
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 스케일링 인자는 +1 또는 -1 인, 데이터 리커버링 방법.
  9. 제 1 항에 있어서,
    상기 가상 채널화 코드는, 상기 실제 채널화 코드를 생성하는데 사용될 수도 있는 채널화 코드 세트의 멤버이며,
    상기 가상 채널화 코드의 길이는 상기 실제 채널화 코드의 길이 이하인, 데이터 리커버링 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 가상 채널화 코드는 상기 세트내의 모든 채널화 코드를 생성하는데 사용될 수 있는, 데이터 리커버링 방법.
  11. 제 9 항에 있어서,
    상기 가상 채널화 코드는 가상 직교 가변 확산 인자 (OVSF) 코드인, 데이터 리커버링 방법.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 가상 OVSF 코드는 상기 세트내의 채널화 코드들 중에서 가장 큰 확산 인자를 갖는, 데이터 리커버링 방법.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 가상 OVSF 코드는 4 이상의 확산 인자를 갖는, 데이터 리커버링 방법.
  14. 제 11 항에 있어서,
    상기 가상 OVSF 코드 및 상기 실제 채널화 코드는 OVSF 코드이고, 각각의 OVSF 코드는 4 내지 512 의 확산 인자를 갖는, 데이터 리커버링 방법.
  15. 제 4 항에 있어서,
    상기 파일럿 추정값은,
    상기 수신된 샘플을 파일럿 역확산 코드로 역확산하는 단계; 및
    상기 파일럿 추정 값을 생성하기 위해 사용되는 파일럿 심볼을 획득하기 위해, 상기 파일럿 역확산 코드의 길이에 대해 상기 역확산된 파일럿 샘플을 적분하는 단계에 의해 생성되는, 데이터 리커버링 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 파일럿 추정값은 상기 파일럿 심볼을 내삽 또는 외삽함으로써 생성되는, 데이터 리커버링 방법.
  17. 제 1 항에 있어서,
    상기 물리적 채널은 가변 데이터 레이트를 갖는, 데이터 리커버링 방법.
  18. 삭제
  19. 삭제
  20. CDMA 통신 시스템의 물리적 채널을 프로세싱하도록 동작하는 수신기 유닛으로서,
    변조된 신호를 수신하고, 물리적 채널상에 송신된 데이터를 나타내는 수신된 샘플을 제공하도록 동작하는 수신기;
    가상 채널화 코드에 따라서 수신된 샘플을 수신하고 프로세싱하여 디커버링된 심볼을 제공하도록 동작하는 데이터 프로세싱 유닛을 각각 포함하는, 상기 수신기에 결합된 하나 이상의 복조기 요소;
    상기 하나 이상의 복조기 요소로부터 상기 디커버링된 심볼을 표현하는 중간 결과 값을 저장하도록 동작하는 메모리 유닛; 및
    실제 채널화 코드 및 상기 가상 채널화 코드에 따라 상기 중간 결과 값을 수신하고 프로세싱하여 최종 결과 값을 생성하도록 동작하는 프로세서를 구비하되,
    각각의 복조기 요소는,
    상기 수신된 샘플을 수신 및 프로세싱하여, 파일럿 추정값을 생성하도록 동작하는 파일럿 프로세싱 유닛; 및
    상기 파일럿 프로세싱 유닛 및 상기 데이터 프로세싱 유닛에 결합되며, 상기 파일럿 추정값 및 상기 디커버링된 심볼을 수신하여 부분적으로 프로세싱된 심볼을 생성하도록 동작하는 데이터 리커버링 요소를 더 구비하며,
    상기 프로세서는,
    상기 중간 결과 값을 중간 결과 값 세트로 분할하고,
    상기 실제 채널화 코드 및 상기 가상 채널화 코드에 의해 결정된 각각의 스케일링 인자로 특정 세트내의 각각의 중간 결과 값을 스케일링하며,
    상기 세트에 대한 최종 결과 값을 구하기 위해 각각의 세트에 대해 상기 스케일링된 결과를 합성함으로써, 상기 중간 결과 값을 프로세싱하는, 수신기 유닛.
  21. 삭제
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 데이터 리커버링 요소는 상기 디커버링된 심볼을 수신하고 상기 파일럿 추정값으로 복조하여 상기 부분적으로 프로세싱된 심볼을 생성하도록 동작하는, 수신기 유닛.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 복조기 요소에 결합되며, 하나 이상의 할당된 복조기 요소로부터 부분적으로 프로세싱된 심볼을 수신 및 합성하여 상기 중간 결과 값을 생성하도록 동작하는 합성기를 더 구비하는, 수신기 유닛.
  24. 삭제
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JP (1) JP2004508766A (ko)
KR (1) KR100814302B1 (ko)
CN (1) CN100571069C (ko)
AT (1) ATE401706T1 (ko)
AU (1) AU2001287107A1 (ko)
DE (1) DE60134865D1 (ko)
WO (1) WO2002021729A2 (ko)

Families Citing this family (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6603751B1 (en) * 1998-02-13 2003-08-05 Qualcomm Incorporated Method and system for performing a handoff in a wireless communication system, such as a hard handoff
US20030194033A1 (en) 1998-05-21 2003-10-16 Tiedemann Edward G. Method and apparatus for coordinating transmission of short messages with hard handoff searches in a wireless communications system
US6587446B2 (en) 1999-02-11 2003-07-01 Qualcomm Incorporated Handoff in a wireless communication system
JP3506330B2 (ja) * 2000-12-27 2004-03-15 松下電器産業株式会社 データ送信装置
JP4354629B2 (ja) * 2000-12-28 2009-10-28 川崎マイクロエレクトロニクス株式会社 Ｒａｋｅ合成回路
US7248698B2 (en) * 2001-04-06 2007-07-24 Interdigital Technology Corporation System for generating pseudorandom sequences
GB2377343B (en) * 2001-07-06 2006-03-01 Ipwireless Inc System and method for physical shared channel allocation in a wireless communication system
EP1408621A4 (en) * 2001-07-13 2006-08-30 Kawasaki Microelectronics Inc CDMA RECEIVING APPARATUS AND CDMA RECEIVING METHOD
US7333530B1 (en) * 2001-08-06 2008-02-19 Analog Devices, Inc. Despread signal recovery in digital signal processors
EP2521285B1 (en) * 2001-09-12 2014-02-26 Intel Mobile Communications GmbH CDMA wireless systems
TWI389487B (zh) 2002-04-19 2013-03-11 Interdigital Tech Corp 通信站及無線通信方法
US7003019B2 (en) * 2002-05-22 2006-02-21 Interdigital Technology Corporation Data detection for codes with non-uniform spreading factors
US20050174930A1 (en) * 2002-06-06 2005-08-11 Nokia Corporation System and method for optimized utilization of code resource in communication networks
DE10226639A1 (de) * 2002-06-14 2003-12-24 Rohde & Schwarz Signalanalysator und Verfahren zum Anzeigen von Leistungen von Code-Kanälen bei orthogonaler Transmit Diversity
DE10226640A1 (de) * 2002-06-14 2003-12-24 Rohde & Schwarz Signalanalysator und Verfahren zum Anzeigen von Leistungen von Codekanälen
US7020446B2 (en) * 2002-07-31 2006-03-28 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Multiple antennas at transmitters and receivers to achieving higher diversity and data rates in MIMO systems
US7542446B2 (en) * 2002-07-31 2009-06-02 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Space time transmit diversity with subgroup rate control and subgroup antenna selection in multi-input multi-output communications systems
KR100880630B1 (ko) * 2002-09-11 2009-01-30 엘지전자 주식회사 통신 시스템에서의 전송 체인 및 그를 이용한 물리 채널포맷 전송 방법 및 검출 방법
US9143255B2 (en) * 2002-10-18 2015-09-22 Microsoft Technology Licensing, Llc Orthogonal signaling for CDMA
CN1186950C (zh) * 2002-11-13 2005-01-26 大唐移动通信设备有限公司 扩谱系数可变的多用户解调方法
KR100511668B1 (ko) * 2002-12-04 2005-08-31 엘지전자 주식회사 이동통신 시스템의 오브이에스에프 코드 검색 장치 및 방법
US7660282B2 (en) * 2003-02-18 2010-02-09 Qualcomm Incorporated Congestion control in a wireless data network
US7155236B2 (en) 2003-02-18 2006-12-26 Qualcomm Incorporated Scheduled and autonomous transmission and acknowledgement
US20040160922A1 (en) * 2003-02-18 2004-08-19 Sanjiv Nanda Method and apparatus for controlling data rate of a reverse link in a communication system
US8705588B2 (en) * 2003-03-06 2014-04-22 Qualcomm Incorporated Systems and methods for using code space in spread-spectrum communications
US7215930B2 (en) 2003-03-06 2007-05-08 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for providing uplink signal-to-noise ratio (SNR) estimation in a wireless communication
US7310367B2 (en) * 2003-10-17 2007-12-18 Qualcomm Incorporated Data demodulation for a CDMA communication system
ATE372002T1 (de) * 2004-04-22 2007-09-15 France Telecom Übertragung zum cdma kommunikationssystem durch ein mimo kanal
US20050254590A1 (en) * 2004-05-11 2005-11-17 Ilari Kukkula Receiver, arrangement and method for decoding signal
US7606295B2 (en) 2005-02-24 2009-10-20 Interdigital Technology Corporation Generalized rake receiver for wireless communication
CN1859055B (zh) * 2006-03-01 2012-06-27 华为技术有限公司 一种呼叫处理方法及装置
JP4771835B2 (ja) * 2006-03-06 2011-09-14 株式会社リコー トナー及び画像形成方法
EP2220785A4 (en) * 2007-12-14 2014-07-23 Ericsson Telefon Ab L M RAKE OR G-RAKE RECEIVER STRUCTURE FOR SIGNALS WITH DOWNWARD DIVERSITY
US8964692B2 (en) * 2008-11-10 2015-02-24 Qualcomm Incorporated Spectrum sensing of bluetooth using a sequence of energy detection measurements
CN102714579B (zh) * 2009-09-30 2014-12-24 交互数字专利控股公司 用于上行链路中多天线传输的方法和设备
CN101944931B (zh) * 2010-09-07 2012-05-23 华为技术有限公司 获得正交可变扩频因子码的方法和用户设备
US8799226B2 (en) * 2010-09-28 2014-08-05 International Business Machines Corporation Prioritization of data items for backup in a computing environment
KR200451941Y1 (ko) * 2010-10-19 2011-01-25 배정윤 높이뛰기 자세 훈련용 운동기구
CN103107854B (zh) * 2011-11-14 2015-11-25 中磊电子（苏州）有限公司 下行链路的正交可变扩频因子码的分配方法和基站系统
CA3200044A1 (en) * 2020-11-24 2022-06-02 Jaafar Cherkaoui System and method for distributed beamforming

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1999003225A1 (en) 1997-07-11 1999-01-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Rate detection for variable rate cdma communication system

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4901307A (en) * 1986-10-17 1990-02-13 Qualcomm, Inc. Spread spectrum multiple access communication system using satellite or terrestrial repeaters
US5103459B1 (en) * 1990-06-25 1999-07-06 Qualcomm Inc System and method for generating signal waveforms in a cdma cellular telephone system
FI100569B (fi) 1995-05-08 1997-12-31 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä ja laitteisto muuttuvan siirtonopeuden koodausta ja ilmaisua varten monikäyttömatkaviestinjärjestelmässä
JP2785804B2 (ja) * 1996-05-30 1998-08-13 日本電気株式会社 移動通信システム
US6240282B1 (en) * 1998-07-13 2001-05-29 Motorola, Inc. Apparatus for performing non-linear signal classification in a communications system
FI106897B (fi) * 1998-09-14 2001-04-30 Nokia Networks Oy RAKE-vastaanotin
FI982203A (fi) * 1998-10-09 2000-04-10 Nokia Networks Oy Menetelmä ja generaattori generoida CDMA-radiojärjestelmän ortogonaalinen hajotuskoodi
US6532250B1 (en) 1999-12-21 2003-03-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Methods and apparatus for spreading and despreading information signals in code division multiple access communications systems

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1999003225A1 (en) 1997-07-11 1999-01-21 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Rate detection for variable rate cdma communication system

Also Published As

Publication number Publication date
CN100571069C (zh) 2009-12-16
JP2004508766A (ja) 2004-03-18
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EP1316161A2 (en) 2003-06-04
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