KR100762539B1 - 반 듀플렉스 무선 트랜시버 및 집적 회로 - Google Patents

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Abstract

본 발명의 목적은 빠른 스위칭 시간 및 송신기와 수신기 간 구성요소들의 재사용을 가능하게 하고 집적 레벨에 적합한 개선된 트랜시버를 제공하는 것이다.
본 발명의 한 측면(aspect)을 보면, 공통의 주파수에서 송신하고 수신하며 송신기와 로우 IF 수신기를 포함하는 반 듀플렉스(half duplex) 무선 트랜시버가 제공되는데, 여기서 이 무선 트랜시버는 신호발생수단을 더 포함하고, 이 신호 발생 수단은 주파수 발생기를 포함하며, 제 1 주파수 발생기는 수신과 송신 중에 신호를 보통의 캐리어 주파수에서 발생시키고, 제 2 주파수 발생기는 로우 IF 주파수에서 수신하는 중에 오프셋(offset)신호를 발생시키고, 수신 도중에 제 1 주파수 발생기에 의해 발생된 신호가 오프셋 신호와 결합되어 다운-컨버전 신호를 만들어낸다.

Description

반 듀플렉스 무선 트랜시버 및 집적 회로{DIRECT CONVERSION RADIO TRANSCEIVER}
본 발명은 무선 트랜시버와 무선 트랜시버를 구현하는 집적회로에 관한 것으로, 각각 로우(low) IF 수신기와 송신기를 가지고 있고, 2.4 GHz ISM 주파수 대역에서만 사용하기 위한 것은 아니나 2.4 GHz ISM 주파수 대역에서의 사용에 특히 적합하다.
FHSS 802.11 및 SWAP-CA와 같은 무선 네트워크 표준은 CSMA(Carrier Sense Multiple Access) 프로토콜의 사용을 필요로 하는데, 이 프로토콜에서, 송신에 필요한 무선 단말기는, 송신하기 전에, 송신하고자 하는 무선 채널이 다른 무선 단말기에 의해 사용되고 있지 않은지 체크하기 위해, 무선 채널을 모니터해야만 한다. 만일 그 채널이 사용되고 있으면, 그 무선 단말기는 송신을 하지 아니할 것이다. CSMA 프로토콜의 효율성은 무선 단말기가 수신 모드로부터 송신 모드로 스위칭할 수 있는 스피드에 의존한다. 스위칭 도중에는 수신할 수 없으며 따라서 다른 무선 단말기가 송신을 시작하여도 검출할 수 없는데 이는 송신들 간의 충돌을 초래할 수 있다. 충돌을 최소화하기 위해서는 수신/송신 스위칭 시간이 짧은 것이 바람직한데, 이를 통해 무선 채널의 이용 효율을 최대화한다.
FHSS 802.11과 같은 무선 표준은 시분할 다중 액세스 프로토콜의 사용을 필요로 하는데, 이 프로토콜에서 무선 터미널은 송신과 수신을 번갈아 가면서 되풀이하여 수행한다. 이 경우에도, 수신 모드와 송신 모드 사이의 스위칭 시간이 짧은 것이 그 무선 단말기가 통신할 수 없는 데드 타임(dead time)을 최소화하는 데 바람직하다.
모드 간 스위칭의 한 가지 방법은, 송신기 및 수신기용의 별도의 로컬 발진기(local oscillator)를 이용하는 것이나, 이러한 방법은 비용이 많이 든다. 모드 간 스위칭의 더 저렴한 방법은 통상의 발진기를 재동조(retune)하는 것이나, 이는 느리다.
낮은 무선 단말기 비용을 실현하는 데에는 고집적된 트랜시버 아키텍처를 사용하는 것이 바람직하다. 별 어려움 없이 집적될 수 잇는 하나의 수신기 아키텍처로는 다상(polyphase) IF 필터를 사용하는 로우(low) IF 아키텍처가 있다. 그러한 아키텍처는 유럽 특허 출원 제99944448.2호에 기술되어 있다(본 발명의 출원일에는 비공개 상태임). 다상 IF 필터를 사용하는 로우 IF 수신기는 주변 주파수에서 동작하는 수신기와의 간섭에 의해 영향을 받기 쉬울 수 있다. 이러한 문제점은 주파수 이용이 조정되어 있지 아니한 2.4 GHz ISM 대역과 같은 무선 주파수 대역에서 강조될 수 있다.
유럽 특허 출원 제99944448.2호에 개시되어 있는 간섭 완화용의 한 가지 해결책은 로컬 발진기(LO) 주입 주파수(injection frequencies)를 스위칭하고 그럼으로써 수신기의 이미지 주파수를 쉬프팅시키는 것이다. 이를 구현하기 위해 유럽 특허 출원 제99944448.2호에 개시된 한 가지 방법은 수신 신호의 I(in-phase, 동상) 성분이든 Q(quadrature, 직교) 성분이든 어느 한 쪽에 대하여 주입된 LO 신호를 반전하는 것이다.
가능하다면 송신기 및 수신기용 회로를 재사용해서 트랜시버의 비용을 줄이는 것이 바람직하다. 미국 특허 제5,392,460호에는 재사용하는 트랜시버 아키텍처가 개시되어 있는데, 이에 의하면 기준 주파수 발생기(reference frequency generator)는 송신기와 수신기 양쪽 모두에 공통의 것이 사용되지만, 주파수 합성기는 송신기 및 수신기에 대해 별개의 것들이 사용된다. 이 종래기술의 아키텍처에서는, 업-컨버전(up-conversion) 이전에 아날로그 신호에 의한 변조가 송신 합성기에 적용되고, 업-컨버전 이후에 디지털 신호에 의한 변조가 적용된다.
또한, 미국 특허 제5,392,460호에 개시된 다른 트랜시버 아키텍처는, 송신기 LO 주입 신호를 또한 발생시키기 위해서 수신기 LO 주입 신호를 발생시키는 합성기를 재사용하나, 이것을 제 2 송신기 합성기와 결합하여(combine) 최종 송신 캐리어 주파수로 혼합한다. 이 경우도 마찬가지로, 업-컨버전 이전에 아날로그 신호에 의한 변조가 송신 합성기에 적용되고, 업-컨버전 이후에 디지털 신호에 의한 변조가 적용된다.
미국 특허 제5,392,460호에 개시된 이들 아키텍처들 중 어느 하나라도 유럽 특허 출원 제99944448.2호에 기술된 LO 스위칭 기술을 구현하는 데에 또는 CSMA 또는 TDMA에 사용되었다면, 수신기 합성기를 스위칭할 필요가 있게 되는데, 이는 속도가 느리고, 수신이 불가능한 바람직하지 않은 기간을 가져올 것이다.
본 발명의 목적은 빠른 스위칭 타임 및 송신기와 수신기 간 구성요소들의 재사용을 가능하게 하고 높은 집적 레벨에 적합한 개선된 트랜시버를 제공하는 것이다.
본 발명의 한 측면(aspect)에 따르면, 공통의 주파수에서 송신하고 수신하도록 구성된 반 듀플렉스(half duplex) 무선 트랜시버가 제공되는데, 여기서 이 무선 트랜시버는 송신기와 로우 IF 수신기를 포함하고 나아가 신호 발생 수단을 포함하며, 이 신호 발생 수단은 제 1 및 제 2 주파수 발생기를 포함하며, 제 1 주파수 발생기는 수신과 송신 중에 신호를 공칭(nominal) 캐리어 주파수에서 발생시키고, 제 2 주파수 발생기는 수신 중에 로우 IF 주파수의 오프셋(offset)신호를 발생시키고, 수신 도중에 제 1 주파수 발생기에 의해 발생된 신호가 오프셋 신호와 결합되어 다운-컨버전 신호를 만들어낸다.
제 1 주파수 발생기의 주파수를 스위칭하지 않고 송신과 수신 각각을 위해 송신기와 수신기가 사용할 캐리어 주파수에서의 신호를 발생시키기 위해 제 1 주파수 발생기를 사용함으로써, 송신 모드와 수신 모드간의 트랜시버 스위칭 시간이 짧게 유지될 수 있고, 송신기와 수신기 사이에 구성요소들의 재사용이 가능하다. 캐리어 주파수와 수신기의 다운-컨버전 신호의 주파수의 차이는 제 2 주파수 발생 기에 의해 제공된다. 어떤 구현예에서는 제 1 및 제 2 주파수 발생기가 공통의 주파수 기준 소스(source)를 사용할 수도 있다.
송신 중에, 제 1 주파수 발생기든 제 2 주파수 발생기든 어느 한 쪽에 변조가 적용될 수 있다.
본 발명의 한 실시예에서는, 송신 중에, 제 1 주파수 발생기에 의해 발생된 공칭(nominal) 캐리어 주파수에서의 신호는 정보 신호에 의해 직접 변조된다.
다른 실시예에서는, 송신 중에, 제 2 주파수 발생기에서 발생된 오프셋 신호가 정보 신호에 의해 변조되고 제 1 주파수 발생기에서 발생된 신호는 변조된 오프셋 신호에 의해 변조되는데, 그럼으로써 캐리어 주파수 신호의 간접적인 변조에 의해 변조된 캐리어 신호를 만들어낸다.
본 발명의 또 다른 실시예에서는, 변조가 제 2 주파수 발생기에 적용되고, 제 2 주파수 발생기는 수신 도중에 주파수 기준(a frequency reference)으로 고정(lock)되고, 고정된 제 2 주파수 발생기로의 제어 신호는 수신 중에 샘플링되고, 그 샘플된 제어신호는 송신 중에 주파수 변조 편차(deviation)를 제어하는데 사용된다.
제 2 주파수 발생기는 선택에 따라 VCO 또는 NCO(수치 제어 발진기, numerically controlled oscillator) 를 포함할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에서는 수신기 다운-컨버전 신호가 하이-사이드 주입(high side injection)과 로우-사이드 주입(low side injection) 사이에서 스위칭될 수 있다. 이러한 수단에 의하여, 이미지 채널에서의 간섭은 경감될 수 있 다.
본 발명의 또 다른 실시예에서는, 트랜시버가 집적회로 속에 구현된다.
본 발명은 다음에 설명하는 첨부 도면과 관련하여 예들에 의해 기술될 것이다.
도 1은 본 발명과 일치하여 만들어진 트랜시버의 실시예 1의 블록도,
도 2는 도 1에 도시된 트랜시버에서 사용되는 복합 혼합기 구조를 도시한 블록도,
도 3은 도 1에 도시된 트랜시버의 송신 및 수신 모드에 필요한 트랜시버 설정표,
도 4는 본 발명과 일치하여 만들어진 실시예 2의 블록도,
도 5는 본 발명과 일치하여 만들어진 실시예 3의 블록도,
상기 도면에서, 동일 블록들은 같은 참조 번호를 붙였음.
3개의 실시예가 기술될 것이다. 실시예 1을 도시한 도 1에 의하면, 송신할 입력 정보 신호를 위한 입력(3), 제 1 출력(4) 및 제 2 출력(5)을 가지고 있는 신호 발생 수단(2)이 존재한다. 이들 출력에 전달되는 신호는 트랜시버의 동작 모드에 의존하며, 아래에서 이에 대해 기술한다. 신호 발생 수단(2)의 제 1 출력(4)은 송신기 파워 증폭기(7)에 연결되고, 송신기 파워 증폭기의 출력은 안테나 스위치(8)에 연결된다. 안테나 스위치(8)는 또한 수신기 증폭기(10)에도 접속되고, 안테나 스위치(8)의 설정(setting)은, 트랜시버가 송신 모드로 동작하고 있을 때에는 안테나(9)가 송신기 파워 증폭기(7)의 출력에 접속되어 있는지, 또는 트랜시버가 수신 모드로 동작하고 있을 때에는 안테나(9)가 수신기 증폭기(10)의 입력에 접속되어 있는지를 판정한다. 안테나 스위치(8)의 동작은 제어 수단(100)에 의해 제어된다.
수신기 증폭기(10)의 출력은 제 1 혼합기(11)의 제 1 입력 및 제 2 혼합기(12)의 제 1 입력에 연결된다. 제 1 혼합기(11)의 제 2 입력은 신호 발생 수단(2)의 제 1 출력(4)에 연결되고 제 2 혼합기(12)의 제 2 입력은 신호 발생 수단(2)의 제 2 출력(5)에 연결된다. 수신 신호의 I(in-phase) 성분에 해당하는 제 1 혼합기(11)로부터의 출력은, 다상(polyphase) IF 필터(13)의 제 1 신호 입력인 동상 신호 입력에 연결된다. 수신기 신호의 Q(quadrature) 성분에 해당하는 제 2 혼합기(12)로부터의 출력은, 제 1 스위칭가능 인버터(16)와 연결되고, 제 1 스위칭가능 인버터(16)로부터의 출력은 다상 IF 필터(13)의 제 2 신호 입력인 직교(quadrature) 신호 입력에 연결된다. 다상 필터(13)로부터의 제 1 및 제 2 신호 입력, 즉 각각 동상(in-phase) 및 직교(quadrature)인 출력은 각자의 증폭기(6) 및 증폭기(17)를 경유하여, 기저대역 정보 신호를 출력(15)에 전달하는 복조기(14)의 동상 및 직교 신호 입력에 각각 연결된다.
신호 발생 수단(2)은 제 1 주파수 발생기(40)와 제 2 주파수 발생기(41)를 포함한다. 신호 발생 수단(2)의 구조는, 트랜시버가 송신 모드와 수신 모드에서 동작하는 데 필요한 다양한 신호를 발생시키는 그 용도와 함께 이제 기술될 것이다.
제 1 주파수 발생기(40)는 수정 발진기(crystal oscillator) 같은 주파수 기부(25), 캐리어 주파수 합성기(26) 및 제 1 90°위상 쉬프터(28)를 포함한다. 주파수 기준(25)의 출력은 캐리어 주파수 합성기(26)의 입력에 연결되며, 이 캐리어 주파수 합성기(26)는 복합 혼합기(complex mixer)(1)의 제 1 입력으로 공급되는 공칭(nominal) 무선 캐리어 주파수 ωc에서의 동상 신호 성분 cosωct를 발생시킨다. 동상 신호 성분 cosωct는 제 1 90°위상 쉬프터(28)에도 공급되며, 이 제 90°위상 쉬프터(28)는 복합 혼합기(1)의 제 2 입력에 공급되는 공칭(nominal) 캐리어 주파수 ωc에서의 직교 신호 성분 sinωct를 발생시킨다.
이와 달리, 고정 주파수를 사용하는 응용예에서는, 제 1 주파수 발생기(40)가 주파수 기준(25)과 캐리어 주파수 합성기(26)의 결합(combination) 대신에 고정 캐리어 주파수 발진기를 포함할 수 있다.
제 2 주파수 발생기(41)는 전압 제어 발진기(VCO)(27)를 포함하며, 이 전압 제어 발진기(27)는 복합 혼합기(1)의 제 3 입력으로 공급되는 제 1 출력(18)에 가변 오프셋 주파수 ω0에서의 동상 신호 성분 cosω0t를 발생시키며, 복합 혼합기(1)의 제 4 입력으로 공급되는 제 2 출력(19)에 직교 신호 성분 sinω0t를 발생시킨다. 또한, VCO(27)의 전압 입력을 제어함으로써, VCO(27)는 발진을 멈추고 제 2 출력(19) 상의 직교 신호 성분이 반전되어 -sinω0t이 되도록 역전(reverse)될 수 있다. 이러한 VCO는 국제특허출원 PCT/EP00/00514에 개시되어 있다.
복합 혼합기의 구조를 도시한 도 2에 의하면, 제 3 혼합기(30), 제 4 혼합기(31), 제 5 혼합기(32) 및 제 6 혼합기(33)가 존재한다. 제 4 혼합기(31)의 제 1 입력과 제 6 혼합기(33)의 제 1 입력은 연결되어 복합 혼합기(1)의 제 1 입력으로 공급되는 무선 캐리어 주파수 ωc에서의 동상 신호 성분 cosωct를 받아들인다. 제 3 혼합기(30)의 제 1 입력과 제 5 혼합기(32)의 제 1 입력은 연결되어 복합 혼합기(1)의 제 2 입력으로 공급되는 무선 캐리어 주파수 ωc에서의 직교 신호 성분 sinωct를 받아들인다.
제 4 혼합기(31)의 제 2 입력과 제 5 혼합기(32)의 제 1 입력은 연결되어, 복합 혼합기(1)의 제 3 입력으로 공급되는 주파수 ω0에서의 동상 신호 성분 cosω0t를 받아들인다.
VCO(27)로부터 복합 혼합기의 제 4 입력으로 전달되는 제 2 출력 상의 직교 신호 성분 sinω0t는 제 2 스위칭가능 인버터(36)에 연결되는데, 이 제 2 스위칭가능 인버터(36)는 제어 수단(100)의 작동 하에서 VCO 직교 신호 성분의 비반전형 또는 반전형 중 어느 하나를 전달할 수 있다. 제 2 스위칭가능 인버터(36)로부터의 VCO 직교 신호 성분 출력은 제 6 혼합기(33)의 제 2 입력 및 스위칭불가능 인버터(29)에 연결된다. 스위칭불가능 인버터(29)의 출력은 제 3 혼합기(30)의 제 2 입력에 연결된다.
VCO(27)이 순방향으로 동작하고(그럼으로써 cosω0t와 sinω0t를 그 제 1 출력(18)과 제 2 출력(19)에 각각 전달함), 제 2 스위칭가능 인버터(36)가 비반전(non-invert)으로 설정될 때, 다음의 적(products)이 형성되어 제 3, 제 4, 제 5 및 제 6 혼합기의 출력에 전달된다:
Figure 112002019833055-pct00001
제 3 혼합기(30)의 출력은 제 1 합산기(summer)(34)의 제 1 입력에 연결되고, 제 4 혼합기(31)의 출력은 제 1 합산기(34)의 제 2 입력에 연결된다. VCO(27)가 순방향으로 동작하여 제 2 출력(19)에서 sinω0t를 전달하고 있고 제 2 스위칭가능 인버터(36)가 비반전으로 설정될 때, 제 1 합산기(34)의 출력은 복합 혼합기(1)의 제 1 출력(4)을 공급하고, (캐리어 + VCO 주파수)의 동상 성분, 즉
Figure 112006074364273-pct00002
이다.
제 5 혼합기(32)의 출력은 제 2 합산기(35)의 제 1 입력에 연결되고 제 6 혼합기(33)의 출력은 제 2 합산기(35)의 제 2 입력에 연결된다. VCO(27)가 순방향으로 동작하여 제 2 출력(19)에서 sinω0t를 전달하고 있고 제 2 스위칭가능 인버터(36)가 비반전으로 설정될 때, 제 2 합산기(35)의 출력은 복합 혼합기(1)의 제 2 출력(5)을 공급하고, (캐리어 + VCO 주파수)의 직교 성분, 즉
Figure 112006074364273-pct00003
이다.
제 2 스위칭가능 인버터(36)가 반전으로 설정되고 VCO가 순방향으로 동작할 때, 제 1 합산기(34)의 출력은 복합 혼합기(1)의 제 1 출력(4)에 (캐리어 - VCO 주파수)의 동상 성분, 즉
Figure 112002019833055-pct00004
를 공급하고, 제 2 합산기(35)의 출력은 복합 혼합기(1)의 제 2 출력(5)에 (캐리어 - VCO 주파수)의 직교 성분, 즉
Figure 112002019833055-pct00005
를 공급한다.
앞에서 기술한 신호 성분은, 다음에 설명하는 바와 같이, 트랜시버가 수신 모드에 있을 때 이용된다. 트랜시버가 송신 모드에 있을 때, 제 2 스위칭가능 인버터(36)는 비반전으로 설정되고 VCO(27)는 선택에 따라 역전되어(reversed) 그럼으로써 제 1(18) 및 제 2 출력(19)에서 그 동상 및 직교 출력인 각각 cosω0t 및 -sinω0t를 전달할 수 있다. 이 경우, 제 1 합산기(34)의 출력은 복합 혼합기(1)의 제 1 출력(4)에 (캐리어 - VCO 주파수)의 동상 성분, 즉
Figure 112006074364273-pct00006
를 공급한다.
이러한 방식으로, VCO(27)를 역전시키는 것은 캐리어 신호의 주파수 편차를 반전시키는 효과가 있다. 트랜시버가 송신 모드에 있을 때, 복합 혼합기(1)의 제 2 출력(5)에 의해 전달되는 신호는 사용되지 않는다.
신호 발생 수단(2)의 제 1 출력(4) 및 제 2 출력(5)에서 생성되는 송신 및 수신 모드에서 필요한 신호와, 스위칭가능 인버터(16, 36)의 설정이 도 3의 표에 요약되어 있다.
다시 도 1에 의하면, 주파수 기준(25)은 주파수 기준 신호를 로우 IF로 낮추어 분할하는 분주기(divider)(24)에 연결된다. 통상적으로 로우 IF는 채널 간격의 절반과 같으나 다른 편리한 주파수가 사용될 수도 있다. 분주기(24)의 출력은 상 검출기(phase detector)의 제 1 입력에 연결된다. VCO(27)의 제 1 출력(18)에 의해 전달되는 동상 신호는 상 검출기(20)의 제 2 입력에 연결된다. 상 검출기(20)의 출력은 선택기 스위치(23)의 제 1 입력에 연결되고, 선택기 스위치(23)의 출력은 VCO(27)의 전압 제어 입력과 연결된다.
신호 발생 수단(2)의 입력(3)에 공급되는 입력 정보 신호는 입력 증폭기(22)에 연결되고, 입력 증폭기(22)의 출력은 선택기 스위치(23)의 제 2 입력에 연결된다.
더욱이, 상 검출기(20)의 출력은 샘플-앤드-홀드(sample-and-hold) 회로(21)에 연결되고, 샘플-앤드-홀드 회로(21)의 출력은 입력 증폭기(22)에 연결되어 VCO(27)의 전압 제어 입력에 공급되는 입력 신호의 레벨을 제어한다.
트랜시버가 하이-사이드 LO 주입을 갖는 수신 모드에서 동작할 필요가 있을 때 다음의 설정이 제어 수단(100)에 의해 이루어진다.
a) 선택기 스위치(23)는 그 출력에 상 검출기(20)에 의해 전달된 신호를 전달하도록 설정되고, 그럼으로써 VCO(27)이 로우 IF에서의 분할된 주파수 기준 신호로 고정(lock)되도록 제어 루프를 형성한다.
b) VCO(27)이 순방향으로 동작하고 제 2 스위치가능 인버터(36)가 비반전(non-invert)으로 설정되어, 발생기(2)는 출력(4) 및 출력(5) 상에서 제 1 및 제 2 혼합기(11, 12) 각각에 의해 하이-사이드 다운-컨버전 신호로 사용되는 (캐리어 + 오프셋 주파수)의 동상 성분과 직교 성분을 각각 전달한다.
c) 제 1 스위칭가능 인버터(16)는 비반전으로 설정된다.
간섭 신호가 이미지 채널 상에 나타나면, 수신기는 제 1 및 제 2 스위칭가능 인버터(16, 36)를 반전시켜 로우-사이드 LO 주입으로 스위칭된다. -sinω0t를 발생시키기 위해서 VCO(27)를 역전시키기보다는 제 2 스위칭가능 인버터(36)를 스위칭함으로써, 수신 신호에 나쁜 영향을 줄 수 있는 제어 루프의 붕괴를 피할 수 있다. 다상 필터가 구현되는 방법에 따라서, 몇몇 필터 계수는 LO 주입을 스위칭할 때 변경될 필요가 있다.
반대로, 수신기가 로우-사이드 LO 주입을 위해 설정될 때 간섭이 이미지 채널 상에 나타나면, 수신기는 제 1 및 제 2 스위칭가능 인버터(16, 36)를 비반전 상태로 설정함으로써 하이-사이드 LO 주입으로 스위칭될 수 있다.
트랜시버가 송신 모드에서 동작할 필요가 있을 때, 다음의 설정이 제어 수단(100)에 의하여 이루어진다.
a) 선택기 스위치(23)는 입력 증폭기(22)로부터 수신된 입력 정보 신호를 그 출력에 전달하도록 설정되고, 그럼으로써 VCO(27)가 입력 신호에 의하여 변조될 수 있게 한다. 입력 신호의 레벨은 VCO(27)의 주파수를 결정하고 따라서 송신된 캐리어 신호에서의 주파수 편차를 결정한다.
b) 샘플-앤드-홀드 회로(21)는 홀드 상태로 설정되며 그럼으로써 수신 모드 동안에 샘플링되는 샘플-앤드-홀드 회로(21) 상의 전압이 입력 증폭기(22)를 제어하고 따라서 VCO(27)에 의해 제공되는 주파수 편차를 제어하는 기준으로 작동할 수 있게 한다. 이러한 방식으로, VCO 성분에 있어서의 공차(tolerance)가 보상된다.
c) 제 2 스위치가능 인버터(36)는 비반전으로 설정된다. 신호 발생 수단(2)의 제 1 출력(4)에 전달되는 신호의 주파수는, 캐리어 주파수에 VCO(27)가 순방향으로 동작할 때 입력 정보 신호에 기인하는 편차를 더한 값이고, 캐리어 주파수에서 VCO(27)가 역방향으로 동작할 때 입력 정보 신호에 기인하는 편차를 뺀 값과 같다.
원한다면, 제 2 스위칭가능 인버터(36)를 반전 상태로 설정하여 편차의 극성을 바꿀 수 있다.
수신기에서 로우-사이드와 하이-사이드 주입 사이에서 스위칭하는 능력이 필요하다면, 제 1 및 제 2 스위칭가능 인버터(16, 36)는 생략되어, 직접적인 접속에 의해 이를 대신할 수 있다. 게다가, 당업자라면 그러한 고정된 주입이 적절한 신호 극성의 선택에 의하여 하이-사이드 또는 로우-사이드에 대하여 설정될 수 있다는 것을 용이하게 인식할 수 있을 것이다.
도 4에 의하면, 실시예 2에서는, 송신될 입력 정보 신호를 위한 입력(3), 제 1 출력(4) 및 제 2 출력(5)을 가지고 있는 신호 발생 수단(2')이 존재한다. 신호 발생 수단(2')의 내부 구조에서의 차이와는 별도로, 트랜시버의 구조는 상기 실시예 1에 대해 기술한 것과 동일하므로, 신호 발생 수단(2')의 구조에 있어서의 차이만을 기술할 것이다.
동상 신호 성분 및 직교 신호 성분인 cosω0t 및 sinω0t를 발생시키는 방법은 도 1에서 도시하고 있으며 앞에서 기술한 실시예 1에서와 동일하다. 동상 신호 성분 cosω0t는 제 7 혼합기(43)의 제 1 입력에 연결되고, 직교 신호 성분 sinω0t는 제 8 혼합기(42)의 제 1 입력에 연결된다.
캐리어 주파수에서의 동상 및 직교 성분인 cosωct 및 sinωct 각각은 위상 쉬프팅 회로(28')에 의해 제 1 주파수 발생기(40)로부터 전달된다. 동상 성분 cosωct는 제 7 혼합기(43)의 제 2 입력에 연결되고, 직교 성분 sinωct는 제 3 스위칭가능 인버터(49)를 경유하여 제 8 혼합기(42)의 제 2 입력에 연결된다. 제 7 및 제 8 혼합기(43, 42)의 각각으로부터의 출력은 합산기(45)에서 결합되고(combined), 그 결과로서 생성된 합은 신호 발생 수단(2')의 제 1 출력(4)에 전달된다. 결과로서 생성된 합은 제 2 90°위상 쉬프터(48)를 통하여 라우팅되며(routed), 그 결과로서 생성된 위상 쉬프팅된 합은 신호 발생 수단(2')의 제 2 출력(5)에 전달된다.
출력(4,5)에 의해, 예시적인 실시예 2의 신호 발생 수단(2')을 트랜시버의 나머지(remainder)에 연결하는 것은, 도 1에 도시되었으며 앞에서 기술한 예시적인 실시예 1의 신호 발생 수단(2)의 연결과 동일하다.
트랜시버가 송신하고 있을 때, 제 7 및 제 8 혼합기(43, 42) 및 합산기(45)의 결합(combination)은 잘 알려진 직접적인 업-컨버전 토폴로지를 형성하고 신호 발생 수단(2')의 제 1 출력(4)에 입력 정보 신호에 의해 변조된 캐리어 주파수 신호를 전달한다.
트랜시버가 수신하고 있고 제 3 스위칭가능 인버터(49)가 제어 수단(100)에 의해 비반전으로 설정될 때, 제 7 및 제 8 혼합기(43, 42)와 합산기(45)의 결합은, 신호 발생 수단(2')의 제 1 출력(4)에 다운-컨버전 신호의 동상 성분, 즉
Figure 112006074364273-pct00007
를 전달하고, 제 2 90°위상 쉬프터(48)에서의 위상 쉬프팅 후에 다운-컨버전 신호의 직교 성분인 cos(ωc-ω0)t가 신호 발생 수단(2')의 제 2 출력에 전달된다.
이러한 방식으로, 로우-사이드 주입에 의한 다운-컨버전이 구현될 수 있다. 또한, 로우-사이드 주입이 사용되고 있을 때, 제 1 스위칭가능 인버터(16)는 반전으로 설정되어 다상 필터(13)가 필요한 수신 신호를 선택하는 것을 가능하게 한다.
하이-사이드 주입을 구현하기 위해, 제 3 스위칭가능 인버터(49)가 반전으로 설정되고, 그럼으로써 cos(ωc+ω0)t와 sin(ωc+ω0)t가 신호 발생 수단(2')의 제 1 및 제 2 출력(4, 5)에 각각 전달되는 결과를 가져오며, 제 1 스위칭 가능 인버터(16)는 비반전으로 설정된다.
도 5에 의하면, 실시예 3에서는, 송신될 입력 정보 신호를 위한 입력(3), 제 1 출력(4) 및 제 2 출력(5)을 가지는 신호 발생 수단(2'')이 존재한다. 신호 발생 수단(2'')의 내부 구조의 차이와는 별도로, 트랜시버의 구조는 앞에서 기술한 실시예 1에 대한 설명과 동일하며, 따라서 신호 발생 수단(2'')의 구조의 차이만을 기술한다. 입력 정보 신호는, 송신 중에, 예를 들면 입력 정보 신호를 캐리어 주파수 합성기(26)에 직접 주입하고 그럼으로써 캐리어 주파수 신호를 직접 변조함으로써, 제 2 주파수 발생기(41)를 변조하는 데 적용되는 것이 아니라 제 1 주파수 발생기(40)를 변조하는 데 적용된다. 이 실시예에서는, 송신 중에 제 2 주파수 발생기(41)는 캐리어 주파수 신호의 변조에 기여하지 아니하며 따라서 제 2 주파수 발생기(41)는 제어 수단(100)에 의해 발진을 멈추거나, (도시되지는 않았으나) 복합 혼합기(1)에 의해 공급되는 대신에 직접 제 1 주파수 발생기(40)에 의해 전달되는 변조된 캐리어 주파수 신호의 동상 및 직교 성분이 신호 발생 수단(2)의 제 1 또는 제 2 출력(4, 5)으로 공급될 수 있다,
예시한 실시예 중 어느 하나에 있어, 선택에 따라(optionally) 제 2 주파수 발생기(41)는 동상 및 직교 성분인 cosω0t 및 sinω0t의 디지털 버전을 생성하는 수치적 제어 발진기(NCO)로서 구현될 수 있으며, 그 후 동상 및 직교 성분 cosω0t 및 sinω0t의 디지털 버전은 그 후 디지털-아날로그 변환 및 로우패스 필터링에 의해 아날로그 영역으로 변환된다.
당업자는 로우-사이드와 하이-사이드 주입 사이에서 스위칭할 때 신호 반전을 수행하기 위한 대안(alternative) 위치를 용이하게 인식할 수 있을 것이다.
로우-사이드와 하이-사이드 주입 사이에서 스위칭하는 능력이 필요하지 아니하다면, 스위칭가능 인버터(16, 36, 49)는 생략될 수 있고 직접적인 커플링으로 대신할 수 있다. 더욱이, 당업자는 그러한 고정된 주입은 신호 극성의 적절한 선택에 의하여 하이-사이드나 로우-사이드 중 하나에 대해 설정될 수 있다는 것을 충분히 인식할 것이다.
선택에 따라, 제 1 주파수 발생기(40)는 공칭(nominal) 캐리어 주파수보다 높은 주파수에서, 예를 들면 2ωc의 주파수에서 동작하는 발진기를 포함할 수 있고, 위상 쉬프팅 회로(28')는 분주 기능(division function)을 포함할 수 있다(예를 들면 2로 분주할 수 있다). 이러한 선택사양은 디지털 구현(digital implementation)에 편리하다.
선택에 따라, 도시되지는 않았으나, 트랜시버가 수신 중일 때 트랜시버의 송신 부분을 디스에이블(disable)하거나 단절(disconnect)시키기 위하여, 예를 들면 송신기로부터 수신기로의 누설을 방지하는 수단이 제공될 수도 있다.
선택에 따라, 송신기 파워 증폭기(7)는 신호 발생 수단(2)의 단일 출력(전술한 실시예에서의 출력(4))에 연결되는 대신에 신호 발생 수단(2)의 제 1 및 제 2 출력(4, 5)에 전달되는 직교 신호의 합을 공급받을 수도 있다.
무선 트랜시버에 이용된다.

Claims (11)

  1. 공통 주파수에서 송신하고 수신하며, 송신기 및 로우 IF 수신기를 포함하는 반 듀플렉스(half duplex) 무선 트랜시버로서,
    신호 발생 수단 - 상기 신호 발생 수단은 제 1 및 제 2 주파수 발생기를 포함함 - 을 포함하되,
    상기 제 1 주파수 발생기는 수신 및 송신 중에 공칭(nominal) 캐리어 주파수의 신호를 발생시키고,
    상기 제 2 주파수 발생기는 수신 중에 로우 IF 주파수인 오프셋 신호를 발생시키며,
    수신 중에 상기 제 1 주파수 발생기에 의해 발생한 신호는 상기 오프셋 신호에 결합되어 다운-컨버전 신호를 생성하는
    반 듀플렉스 무선 트랜시버.
  2. 제 1 항에 있어서,
    송신 중에 상기 제 1 주파수 발생기에 의해 발생한 신호는 정보 신호에 의해 직접 변조되는 반 듀플렉스 무선 트랜시버.
  3. 제 1 항에 있어서,
    송신 중에 상기 오프셋 신호는 정보 신호에 의해 변조되고 상기 제 1 주파수 발생기에 의해 발생한 신호는 상기 변조된 오프셋 신호에 의해 변조되어 변조된 캐리어 신호를 생성하는 반 듀플렉스 무선 트랜시버.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 2 주파수 발생기는 수신 중에 주파수 기준으로 고정되고(locked), 상기 고정된 제 2 주파수 발생기로의 제어 신호는 수신 중에 샘플링되며, 상기 샘플된 제어 신호는 송신 중에 주파수 변조 편차를 제어하는 반 듀플렉스 무선 트랜시버.
  5. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 2 주파수 발생기는 전압 제어 발진기를 포함하는 반 듀플렉스 무선 트랜시버.
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 제 2 주파수 발생기는 수치적 제어 발진기를 포함하는 반 듀플렉스 무선 트랜시버.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 주파수 발생기는 상기 공칭(nominal) 캐리어 주파수에서 동작하는 발진기를 포함하는 반 듀플렉스 무선 트랜시버.
  8. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 주파수 발생기는, 상기 공칭(nominal) 캐리어 주파수보다 높은 주파수에서 동작하되 상기 공칭(nominal) 캐리어 주파수에서 동상 및 직교 신호 성분을 전달하는 분주 소자(division element)에 연결되는 발진기를 포함하는 반 듀플렉스 무선 트랜시버.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 다운 컨버전 신호는 하이-사이드와 로우-사이드 주입 사이에서 스위칭될 수 있는 반 듀플렉스 트랜시버.
  10. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항의 무선 트랜시버를 포함하는 집적 회로.
  11. 제 9 항의 무선 트랜시버를 포함하는 집적 회로.
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